KR102390302B1 - 견고한 안정 피드백 기능의 전력 컨버터 - Google Patents

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배리 에스. 아베터
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Abstract

안정한 피드백을 갖는 전력 컨버터를 채택한 다양한 방법 및 소자가 개시된다. 개시되는 전력 컨버터는 전력 컨버터의 입력 측 상의 입력 노드와 전력 컨버터의 출력 측 상의 출력 노드를 포함한다. 전력 컨버터는, 상기 입력 노드에 연결되고 제어 노드를 가진 스위치와, 상기 출력 노드와 상기 제어 노드 사이의 피드백 경로와, 다중경로 피드백 능동 필터를 갖춘 상기 피드백 경로 상의 제 1 회로 블록을 또한 포함한다. 제 1 회로 블록은 순수 대역통과 전달 함수에 의해 적어도 부분적으로 형성된다.

Description

견고한 안정 피드백 기능의 전력 컨버터
관련 출원의 상호 참조
본 출원은 2016년 5월 13일자로 출원된 미국특허가출원 제62/336,439호의 우선권을 주장하는 2016년 8월 23일자 미국특허출원 제15/245,078호의 우선권을 주장한다.
전자 장치는 종종 단일 소스에 의해 전력을 공급받으면서도 복수의 전력 체제를 생성할 필요가 있다. 예를 들어, 랩탑 컴퓨터는 단일 배터리를 가질 뿐이지만 랩탑 상의 다양한 구성요소에 대해 상이한 공급 전압을 갖는 전력 체제를 생성할 필요가 있을 수 있다. 더욱이, 복수의 전력 체제의 필요성과 관계없이, 전자 소자는 외부 소스로부터 전달되는 전력을 조건설정할 필요가 있다. 랩탑의 예로 돌아가서, 랩탑 컴퓨터는 랩탑 프로세서는 민감한 전자 장치를 지니고 있고, 프로세서가 얼마나 열심히 일하고 있는지에 기초하여 폭넓게 변하는 전력 수요를 나타낸다. 메인 전압원의 DC 버전에 단순히 플러그 인하는 것은 옵션이 아니며, 왜냐하면, 프로세서가 전력 공급원의 하락(dip) 또는 서지(surge)로부터 보호되지 않으며 마찬가지로 전력 공급원이 프로세서에 의해 요청된 전력의 급격한 전이로 페이스를 유지할 수 없을 것이기 때문이다. 기언급한 요건들이 전력 컨버터에 의해 취급된다.
전력 컨버터는 일 공급 전력 체제로부터 전력을 수신하고, 조정 전력 체제를 생성한다. 한 예에서, 전력 컨버터는 조정 전력 체제에서 공급 전압을 안정화시키고, 이를 위해 공급 전력 체제로부터 가변 전류를 제공한다. 전류를 변화시킴으로써, 조정 전력 체제의 공급 전압을 안정하게 유지시키면서 이러한 전력 컨버터가 조정 전력 체제의 임의의 구성요소 또는 소자의 가변 전력 필요를 공급할 수 있다. 다른 전력 컨버터는 전류를 안정하게 유지시키면서 전압을 변화시킴으로써 조정 전력 체제를 생성하며, 또는 조정 체제에 전달되는 전력의 양을 안정하게 유지시키도록 전류 및 전압 모두 변화시킨다.
조정 체제에서 부하의 가변 상태와 함께 그 조선들을 변화시키는 전력 컨버터는 상태에 관한 정보를 필요로한다. 이 정보를 제공하기 위한 공통적 방식은 부하로부터 다시 컨버터로 전기 피드백 경로를 통한다. 시스템은 제어되는 타겟으로부터 검출된 변동의 반대 방향으로 푸시함으로써, 제어되는 타겟에 파라미터를 다시 강제하는 음성 피드백에 의해 제어될 수 있다. 그러나, 전기 피드백 경로를 이용함으로써, 불안정성의 가능성이 제시된다. 위상 편이 및 전기 경로의 증폭 및 위상 편이가 주파수와 함께 변화할 수 있다. 그 결과, 주어진 주파수의 신호에 대한 음성 피드백 특성을 나타내는 시스템이 다른 주파수의 신호에 대해 양성 피드백 특성을 나타낼 수 있다. 전력 컨버터는 전체 시스템이 안정하고 정상적으로 거동함을 보장하기 위해, 피드백 시스템에 보상기를 이용할 수 있다.
일 기법에서, 전력 컨버터가 개시된다. 전력 컨버터는 전력 컨버터의 입력 측 상의 입력 노드와 전력 컨버터의 출력 측 상의 출력 노드를 포함한다. 전력 컨버터는, 상기 입력 노드에 연결되고 제어 노드를 가진 스위치를 또한 포함한다. 전력 컨버터는 상기 출력 노드와 상기 제어 노드 사이의 피드백 경로를 또한 포함한다. 전력 컨버터는 다중경로 피드백 능동 필터를 갖춘 상기 피드백 경로 상의 제 1 회로 블록을 또한 포함한다. 제 1 회로 블록은 순수 대역통과 전달 함수에 의해 적어도 부분적으로 형성된다.
일 기법에서, 다른 전력 컨버터가 개시된다. 전력 컨버터는 전력 컨버터의 입력 측 상의 입력 노드와 상기 전력 컨버터의 출력 측 상의 출력 노드를 포함한다. 전력 컨버터는 제어 노드를 가진 스위치를 또한 포함한다. 전력 컨버터는 상기 제어 노드에 제어 신호를 제공하는 펄스 폭 변조기를 또한 포함한다. 전력 컨버터는 대역통과 회로를 또한 포함하며, 상기 대역통과 회로는 (i) 전력 컨버터 노드의 출력 측에 AC 접속되고, (ii) 다중경로 피드백 능동 필터를 포함하며, (iii) 보상기 신호를 생성한다. 전력 컨버터는 제 1 측정 신호를 생성하는 상기 전력 컨버터의 출력 측에 연결되는 감지 회로를 또한 포함한다. 상기 제어 신호는 상기 보상기 신호 및 상기 제 1 측정 신호에 기초한다.
일 기법에서, 전력 컨버터를 이용하여 전력을 변환하는 방법이 개시된다. 전력 컨버터는 앞서 개시된 전력 컨버터들 중 하나일 수 있다. 상기 방법은 입력 노드로부터 상기 입력 노드에 연결된 스위치를 이용하여 출력 노드로 전력을 전달하는 단계를 포함한다. 상기 스위치는 상기 컨버터의 출력 측 및 입력 측을 형성한다. 상기 스위치는 제어 노드를 가진다. 상기 방법은 상기 컨버터의 출력 측 상에서 전압 및 전류 중 하나로부터 측정 신호를 획득하는 단계를 또한 포함한다. 상기 방법은 필터링된 측정 신호를 얻도록 대역통과 필터 회로 블록을 이용하여 상기 측정 신호를 필터링하는 단계를 또한 포함한다. 상기 방법은 상기 필터링된 측정 신호에 기초하여 제어 신호를 제어기를 이용하여 상기 제어 노드에 전달하는 단계를 포함한다. 대역통과 필터는 상기 출력 측에 AC 접속된다. 상기 대역통과 필터는 0.5보다 큰 품질 계수를 갖는다.
도 1은 본 발명의 실시예에 따라 전력 컨버터 토폴로지의 블록도를 도시한다.
도 2는 본 발명의 실시예들의 소정의 실시형태를 도시하기 위해 전력 컨버터의 제어 루프의 폐루프 전달 함수의 이득 및 위상 플롯을 도시한다.
도 3은 본 발명의 실시예에 따라 전력 컨버터의 출력 측으로부터 개의 측정 신호를 획득하는 전력 컨버터 토폴로지의 블록도를 도시한다.
도 4는 본 발명의 실시예에 따라 전력 컨버터의 출력 측으로부터 2개의 측정 신호를 획득하는, 그리고, 피드백 경로 상에 대역통과 필터를 포함하는, 전력 컨버터 토폴로지의 블록도를 도시한다.
도 5는 본 발명의 실시예의 소정의 실시형태를 도시하기 위해 전력 컨버터의 스몰 신호 회로도를 도시한다.
도 6은 본 발명의 실시예에 따라 도 4의 대역통과 필터로 작용할 수 있는 다중경로 피드백 능동 필터의 2개의 블록도를 도시한다.
도 7은 본 발명의 실시예에 따라 도 4의 피드백 경로의 2개의 블록도를 도시한다.
도 8은 본 발명의 실시예에 따른 한 세트의 방법의 순서도를 도시한다.
도 9는 본 발명의 실시예의 소정의 실시형태를 도시하기 위해 필터의 전달 함수와 함께 다중경로 피드백 능동 필터를 도시한다.
도 10은 본 발명의 실시예에 따라 도 4의 피드백 경로의 가능한 토폴로지를 도시한다.
도 11은 본 발명의 다른 실시예에 따라 프로그래머블 증폭기를 이용하는 도 4의 피드백 경로의 다른 가능한 토폴로지를 도시한다.
도 12는 본 발명의 다른 실시예에 따라 비교기에 신호가 제공되기 전에 보상기 신호를 제 2 측정 신호와 조합하는 도 4의 피드백 경로의 다른 가능한 토폴로지를 도시한다.
도 13은 본 발명의 다른 실시예에 따라 대역통과 필터 및 에러 증폭기를 직렬로 배치함으로써 보상기 신호 및 제 1 측정 신호를 부가하는 도 4의 피드백 경로의 다른 가능한 토폴로지를 도시한다.
도 14는 본 발명의 다른 실시예에 따라 대역통과 필터 및 에러 증폭기를 배치함으로써 보상기 신호 및 제 1 측정 신호를 부가하는, 그리고, 도 13의 토폴로지보다 하나 적은 증폭기를 이용하는, 도 4의 피드백 경로의 다른 가능한 토폴로지를 도시한다.
개시되는 발명의 실시예에 대해 이제 세부적으로 살펴볼 것이고, 그 중 하나 이상의 예가 첨부 도면에 예시된다. 각각의 예는 본 기술의 제한사항으로서가 아니라, 본 기술의 설명을 통해 제공된다. 실제로, 발명의 범위로부터 벗어나지 않으면서 본 기술에 변형 및 수정이 이루어질 수 있음은 당 업자에게 자명할 것이다. 예를 들어, 일 실시예의 일부분으로 예시 또는 기술되는 특징들이 또 다른 실시예를 도출하기 위해 다른 실시예와 함께 이용될 수 있다. 따라서, 본 주제는 첨부 청구범위 및 그 등가물의 범위 내에서 이러한 모든 변형 및 수정을 커버한다.
견고한 제어 시스템 및 작동 방법을 가진 전력 컨버터가 개시된다. 스위칭 컨버터가 이러한 시스템 및 방법의 이점을 예시하기 위한 수단으로 이용될 것이나, 여기서 개시되는 기법은 일반적으로 전력 컨버터에 더욱 폭넓게 적용가능하다. 기술되는 기법 중 일부는 최소 출력 커패시턴스를 이용할 수 있게 하지만, 출력 노드 상에 배치된 커패시턴스 증가에 관계없이 안정성을 제공한다.
일례의 전력 컨버터(100)가 도 1에 제공된다. 전력 컨버터(100)는 공급원(101), 스위칭 회로(102), 인덕터(103), 및 커패시터(104)를 포함하여 부하(105)에 전력을 공급할 수 있다. 공급원은 공급 체제로 동작하고, 부하는 조정 체제로 동작한다. 본 예의 인덕터 및 커패시터는 이러한 특정 스위칭 컨버터의 출력 필터를 형성한다. 스위치 컨버터(100)는 입력 노드 상의 보다 높은 전압을 출력 노드 상의 보다 낮은 전압으로 변환하는 벅 컨버터(Buck converter)다. 그러나, 여기서의 교시는 벅, 부스트, 벅-부스트, 부스트-벅, 또는 변압기-기반 컨버터에 적용가능하다. 스위치 회로(102)의 2개의 변형이 (스위치(109)를 가진) 회로(108) 및 (스위치(111)를 가진) 회로(110)에 의해 도시된다. 어느 경우에도, 스위치(109) 및 스위치(111)는 전력 컨버터의 입력 노드에 연결되고, 출력 측(106)과 입력 측(107) 사이에서 전력 컨버터를 분리한다. 이 컨버터는 스위치 회로(102)에 출력 측(106)에 관한 정보를 피드백하는 피드백 경로(112)를 또한 포함한다. 피드백 경로는 본 예에서 Vo로 표시되는 출력 노드와, 스위칭 회로(102) 내 일 스위치에 대한 제어 노드 사이에 위치할 수 있다. 예를 들어, 제어 노드는 스위치(109 또는 111)로 작용하는 전계 효과 트랜지스터의 게이트일 수 있다. 피드백 경로는 디지털 정보, 아날로그 정보, 또는 이 두가지의 조합을 포함할 수 있다.
피드백 경로(112)는 출력 측(106)으로부터 피드백되는 정보에 기초하여 스위치 회로(102)의 듀티 사이클을 변경하기 위해 펄스-폭 변조기 회로를 종종 포함할 것이다. 이러한 방식으로, 전력이 공급원(101)으로부터 부하(105)까지 조정된 방식으로 전달된다. 회로(108)에서, 도시되는 스위치들은 서로 반대의 상태를 가질 수 있고, 듀티 사이클은 반대 상태에서, 이 두 스위치가 점유하는 상대적 지속시간에 영향을 미칠 수 있다. 피드배 경로(112)의 한가지 잠재적 변형은 조정 체제의 타겟 전압과 동일한 기준 전압 Vref를 수신하는 에러 증폭기(114)를 도시하는 블록도(113)에 의해 도시된다. 증폭기의 출력은 펄스 폭 변조기(115) 및 스위치 드라이버(116)에 제공되어, 스위치 회로(102) 내 스위치(들)의 듀티 사이클을 변경시키고 따라서, Vref에 비례하는 타겟 전압에서 출력 노드를 유지시키도록 컨버터의 입력 측으로부터 출력 측까지 전달되는 전력의 양을 변경시킨다. 출력 전압이 기준 전압으로부터 멀어질수록, 스위치의 듀티 사이클의 스윙이 크다. 듀티 사이클이 변화함에 따라, 출력 전압이 다시 요망 값으로 향하게 된다. 도 2를 참조하여 기술되는 보상기(117)가 에러 증폭기(114)와 펄스 폭 변조기(115) 사이에 제공된다.
스위칭 컨버터(100)의 안정성은 컨버터의 제어 루프를 기술하는 루프 이득 T와 관련하여 기술될 수 있다. 스위칭 컨버터(100)의 전체 제어 루프는 피드백 경로(112), 스위치 회로(102)의 제어 노드, 및 출력 노드를 포함한다. 정규 작동시, 제어 루프는 루프 이득에 의해 적어도 부분적으로 규정될 수 있다. 루프 이득의 위상 및 이득은 루프의 특성이 음성으로부터 양성으로 스위칭될 때 루프 이득이 단위 값보다 큰지 여부를 예시하기 위해 주파수 간에 구분하여 그려질 수 있다. 이러한 결정은 제어 루프가 얼마나 안정한 지를 추정하기 위해 사용될 수 있다.
도 2는 컨버터의 루프 이득을 위한 이득 플롯(200) 및 위상 플롯(201)을 제공한다. 두 플롯의 가로좌표는 로그 스케일로 Hz 단위로 제공되는 주파수 f이다. 이득 플롯(200)의 세로좌표는 루프 이득의 크기를 나타내는 스칼라 값이다. 위상 플롯(201)의 세로좌표는 위상 편이 값(도)으로서, 180도의 편이는 음성과 양성 사이의 루프 이득의 특성 변화를 표시한다. 플롯은 보상기(117) 포함하는 경우와 포함없는 경우 모두 제어 루프의 거동을 도시하는 바와 같이 2세트의 곡선을 포함한다. 보상없는 루프 이득은 도면 부호(202)에 의해 표시된다. 보상 포함한 루프 이득은 도면 부호(203)으로 표시된다.
보상없는 경우, 출력 필터는 인덕터(103) 및 커패시터(104)의 크기에 의해 설정된 주파수 fp에서 한 세트의 컴플렉스 폴(a set of complex poles)을 포함한다. 2개의 폴은 0으로부터 -180도까지의 위상 편이와 디케이드(decade) 당 -40dB의 기울기를 갖는 전달 함수의 크기 강하를 야기한다. 보상없는 경우에, 결과는 크로스오버 주파수 fo에서 -180도 위상 편이다. 따라서 시스템은 피드백 루프가 주목할만한 양성 피드백을 나타낼 것이기 때문에 불안정하다. 보상기(117)는 주파수 fz에서 전달 함수에 제로를 추가하는데 사용될 수 있다. 제로는 디케이드 당 -20dB까지 이득 감소를 쉽게 할 것이며, 반대 방향으로 위상 편이를 추가할 것이다. (203)으로 표시된 선에 의해 도시되는 바와 같이, 결과적인 시스템은 새 크로스오버 주파수 fC에서의 위상 편이가 -180도 대신에 -90도임에 따라 안정되어야 한다. 180도에 더해진 크로스오버 주파수에서 위상 편이는 위상 마진(phase margin)으로 지칭될 수 있다. 45도의 타겟이 모든 조건에 대해 안정한 시스템을 생성하기 위해 통상적으로 수용가능하다. 위상 마진이 낮으면 오버슈트를 일으키고, 컨버터의 전이 응답이 상승한다. 일반적으로, fz는 충분한 위상 마진을 생성하기 위해 fC/2의 범위 내에 놓일 필요가 있다. 특히, 보상기는 피드백 루프의 주 경로와 직렬로 놓일 필요가 없고, 대신에 병렬로 배치될 수 있다(즉, 피드백 경로(113)의 보상기(117)의 이러한 구조는 일례에 불과하다).
도 3은 (203)으로 표시되는 라인에 의해 도시되는 제로를 제공하는 보상 기법을 가진 전력 컨버터(300)를 도시한다. 도시되는 바와 같이, 피드백 경로(301)는 출력 전압 Vo의 측정을 포함하고, 인덕터(103)를 통한 전류의 측정을 또한 포함한다. 이 기법은 인덕터 전류의 측정을 통해 요구되는 제로를 제공하고, Vo를 Vref에 비교함으로써 제어 루프를 요망 전압으로 또한 안내한다. 이 기법의 이점을 살펴보면, 비보상 전달 함수의 컴플렉스 폴과 보상기의 제로가 출력 필터 수동의 크기에 비례하기 때문에, 제로 트랙의 출력 커패시턴스가 변화하고, 이는 폐루프 전달 함수의 크로스오버 주파수가 부하(105)로부터 출력 커패시턴스 증가에 의해 푸시-인되는 경우에도 안정성을 제공할 것이다. 일부 실시예에서, 보상기는 최소 상승 시간, 조정 전압의 최대 허용 오버슈트, 최대 정상 상태 에러, 및 정착 시간 제약과 같이, 컨버터 성능 외에 안정성까지 여러 메트릭을 충족시키도록 일반적으로 선택된다. fz가 fC의 절반보다 작아야 하기 때문에, 출력 수동 소자에 기초하여 fz를 설정하는 것은 유효성을 위해 상당히 큰 커패시터를 필요로한다. 보상기 기법은 출력 노드 상에 커패시턴스 증가와 함께 커저야 하고, 출력 수동의 크기에 대한 추가적인 제한을 가져서는 안된다.
도 4는 인덕터 전류 및 출력 전압 모두를 나타내는 측정 신호를 획득하는 피드백 경로(401)를 이용하는 다른 전력 컨버터(400)를 도시한다. 앞서와 같이, 전력 컨버터(400)는 제어 노드를 가진 그리고 입력 노드에 연결된 스위치를 포함할 스위치 회로(102)를 포함한다. 전력 컨버터는 Vo로 표시된 출력 노드와 상기 제어 노드 사이에 피드백 경로(401)를 또한 포함한다. 그러나, 전력 컨버터(300)의 기법에 반해, 피드백 경로(401)는 출력 전압으로부터 나온 신호에 대해 동작하는 대역통과 전달 기능을 갖는 제 1 회로 블록(402)을 포함한다. 그 결과, 전력 컨버터(400)에서, 커패시터(104)는 피드백 경로의 안정성과 관계가 있는 것들 외에 다른 제약사항에 의해 요구되는 최소 값으로 설정될 수 있다. 이는 회로 블록(402)에 의해 제공되는 제로가 출력 수동로부터 분리되고 안정성은 Vo에서 심지어 최소 출력 커패시턴스를 갖는 피드백 경로(401)에 의해 제공되기 때문이다. 이와 동시에, 추가의 출력 커패시턴스가 부하(105)에 의해 추가될 경우, 인덕터(103)를 통한 전류 측정에 의해 제공되는 보상이 시스템의 불안정한 상태 진입을 막을 수 있다.
제 1 회로 블록(402)의 작용은 도 5를 참조하여 기술될 수 있다. 이 도면은 소정의 기생 요소들을 포함하는 커패시터의 보다 정확한 모델로 대체되는 커패시터(104)를 가진 전력 컨버터(400)의 스몰 신호 블록도(500)를 도시한다. 예를 들어, 커패시터는 실제 커패시턴스와 직렬로 주목할만한 Rc 및 Lc를 나타낼 수 있다. 외부 세라믹 커패시터는 이러한 특성을 일반적으로 나타낸다. 스몰 신호 블록도(500)에서, 커패시터(104)의 커패시턴스는 요소(503)로 도시되고, 기생 저항 Rc 및 인덕턴스 Lc는 각각 요소(505, 504)로 도시된다. 스위치 회로 및 필터 인덕터의 직렬 저항의 거동은 가변 공급 요소(501) 및 저항기(502)에 의해 모델링된다. 가변 공급 요소(501)는 전압 d x Vin(d를 Vin과 곱함)을 갖고, Vin은 입력 전압이고 d는 제어 스위치 듀티 사이클의 스몰-신호 변동이다. 저항기 요소(502)는 스위칭 사이클에 걸쳐 평균 스위치 저항 및 필터 인덕터 직렬 저항을 포함하는 저항 RL을 가진다. 컨버터의 부하의 거동은 저항기(506) 및 전류원(507)에 의해 모델링된다. 저항기(506)는 저항 R을 갖고 전류원(507)은 전류 io를 갖는다. 스몰-신호 출력 전압은 그 후 박스(508) 내 방정식에 의해 설정된다. 이 방정식에서, R은 부하의 저항이고, L은 인덕터(103)의 인덕턴스이며, C는 커패시터(503)의 커패시턴스이고, RL은 인덕터(103)의 기생 직렬 저항 더하기 스위칭 사이클에서의 평균 스위치 저항이며, 커패시터(503)의 기생 인덕턴스 및 저항은 Rc 및 Lc다.
조심스런 검사를 통해 결정될 수 있는 바와 같이, 방정식(508)은 커패시터 Rc 및 Lc의 기생성에 의해 부분적으로 설정되는 자체 공진 주파수 제로 및 품질 계수(quality factor)를 나타낸다. 이는 GF가 제어 루프의 이득에 영향을 미치기 때문에 문제의 소지가 있다. GF 제로들의 공진에 반작용하기 위해, 대역통과 필터 전달 함수는 GF의 제로들과 동일한 폭을 갖도록 선택될 수 있다. 대역통과 필터 전달 함수가 제어 루프의 피드백 경로 상에 나타남에 따라, 기생성 효과가 전체 제어 루프에서 소거될 것이다. 제 1 회로 블록(402)은 대역통과 전달 함수의 중심 주파수 및 품질 계수 모두에 관심을 갖고 설계된다.
제 1 회로 블록(402)은 임의의 대역통과 필터에 의해 구현될 수 있다. 그러나, 제 1 회로 블록(402)이 다중경로 피드백 능동 필터로 구현되는 기법에 소정의 이점이 나타난다. 특히, 회로 블록의 데시벨 단위 루프 이득의 크기가 필터의 중심 주파수에서 주목할 만큼 양의 값으로 머물러서, 루프가 해당 주파수에서 회로의 제어를 보유함을 보장할 수 있다. 예를 들어, 데시벨 단위 루프 이득의 크기는 대역통과 필터의 중심 주파수에서 3dB보다 클 수 있다. 여기서 사용되듯이, 루프 이득이라는 용어는 주어진 회로 블록에 대해 피드백 이득과 개루프 이득의 곱(product)을 지칭한다. 안정성을 위해, 루프 이득의 위상 마진이 45도보다 커야하고, 데시벨 단위 루프 이득의 크로스오버 주파수는 대역통과 필터의 중심 주파수보다 커야 한다.
도 6은 다중경로 피드백 능동 필터 형태의 예시적인 제 1 회로 블록(600)을 제공한다. 도시되는 바와 같이, 블록(600)은 커패시터 C2 및 저항기 R1을 통해 저항기 R2의 어느 측에 2개의 피드백 경로 및 이득 Gmbp를 가진 연산 증폭기를 포함한다. 대안으로 트랜스컨덕턴스 증폭기가 사용될 수 있다. 제 1 회로 블록(600)은 컨버터(400)에 회로 블록이 연결되는 방식을 기술하는데 사용도리 수 이는 3개의 외부 연결을 포함한다.
컨버터(400)의 피드백 경로는 노드 Vo로부터 노드 Vbp까지 제 1 회로 블록(600)을 통해 이어진다. 노드 Vo는 컨버터(400)의 출력 노드이고, 도 4에서 마찬가지로 표시된다. 노드 Vref는 증폭기의 바이어스에 사용되는 기준 전압에 연결된다. 특히, 커패시터 C1의 존재는 제 1 회로 블록(600)이 컨버터의 출력 측에 AC 접속되어 필터가 순수 대역통과 특성에 의해 적어도 부분적으로 규정됨을 의미한다. 제 1 회로 블록(600)으로 인해 DC 신호가 피드백 경로의 브랜치를 통과할 수 없기 때문에, 컨버터의 출력 커패시터 및 출력 인덕터의 크기로부터 분리되는 방식으로 시스템에 안정성을 제공하도록, 컨버터의 제어 루프의 폐루프 전달 함수에 제로를 생성할 수 있다. 다른 다중경로 피드백 능동 필터가 이 특징을 나타낼 수 있다. 예를 들어, 제 1 회로 블록(601)은 또한 순수 대역통과 특성에 의해 적어도 부분적으로 규정되며, 노드 Vo에 AC 접속된다. 블록(601)은 또한 연산 증폭기로 사용될 수 있으나, 트랜스컨덕턴스 증폭기를 이용하도록 변형될 수 있다.
피드백 경로(401)의 전체 토폴로지 및 동작에 대한 상이한 옵션들이 도 7의 블록도 및 도 8의 순서도를 참조하여 기술된다. 도 7은 2개의 블록도(700, 710)를 포함한다. 각각의 블록도는 좌측에 한 세트의 입력(701) 및 우측에 제어 노드로의 출력(702)을 포함한다. 한 세트의 입력은 전력 컨버터의 출력 측으로부터 취한 측정 신호들을 포함한다. 도 7에 도시되는 예에서, 제 1 측정 신호는 인덕터의 출력 노드 상의 전압("Vo")에 기초하고, 제 2 측정 신호는 인덕터(103)를 통한 전류("i")에 기초한다. 블록도(700, 710)에 의해 예시되는 피드백 경로는 가변 듀티 사이클을 가진 제어 신호를 생성하는데 사용되는 펄스 폭 변조기 비교기(703)에 의해 제어 노드를 구동하는 전력 컨버터에서 이용된다. 비교기(703)는 피드백 경로 상에 위치하고 제 1 입력 및 제 2 입력을 가진다. 블록도는 추가 드라이버 회로가 비교기의 출력과 실제 제어 노드(가령, 전계 효과 트랜지스터의 게이트) 사이에 통상적으로 배치된다는 점에서 단순화된다.
제어 노드에 전달되는 제어 신호의 듀티 사이클은 피드백 경로(704) 상에 위치한 에러 증폭기의 출력에 주기적 램프 신호를 비교함으로써 설정된다. 에러 증폭기는 컨버터의 출력 측으로부터의 제 1 측정 신호를 기준 신호와 비교한다. 예를 들어, 컨버터 Vo의 출력 노드 상의 전압은 기준 전압과 비교될 수 있다. 이는 피드백 경로 상의 전압 디바이더 회로를 포함시킴으로써 그리고 에러 증폭기에 전압 디바이더 회로의 출력을 연결함으로써 수행될 수 있다. 블록도(700, 710)는 이 특징을 나타내지만, 대역통과 필터로 작용하는 제 1 회로 블록도(402)와, 컨버터의 출력 측으로부터 획득되는 제 2 측정 신호와 함께 증강될 수도 있다. 이러한 예에서, 제 2 측정 신호는 인덕터(103)를 통한 전류에 기초한다. 전체 피드백 경로에 대한 대역통과 필터 회로 블록의 개별 기여도는 보상기 신호로 개념화될 수 있다. 이와 같이, 블록도는 제어 노드(702)에 전달된 제어 신호가 제 1 측정 신호, 제 2 측정 신호, 및 보상기 신호를 기반으로 할 수 있는 다양한 방식들을 도시한다.
도 7의 블록도는 피드백 경로의 상이한 브랜치들을 통해 신호들이 조합 및 적용되는 방식과 관련하여 차이를 나타낸다. 블록도(700)에서, 제 1 회로 블록(402)의 출력을 제 2 측정 신호 및 주기 신호의 합으로부터 뺀다. 블록도(710)에서, 제 1 회로 블록(402)의 출력을 에러 증폭기 회로(704)의 출력에 더한다. 블록도들은 다수의 잠재적 아키텍처 및 토폴로지를 담도록 구성된다. 특히, 가산기 블록은 실제 가산기 회로 블록에 의해 구현될 수 있고, 또는, 직렬로 합산되는 출력들을 가진 구성요소 회로 블록들을 배치함으로써 구현될 수 있다. 예를 들어, 블록도(710)에서, 제 1 회로 블록(402) 및 에러 증폭기 회로(704)에 연결되는 가산기는 제 1 브랜치 및 제 2 브랜치를 가진 피드백 경로 - 이 회로 블록들은 별개의 브랜치 상에 위치하고 각각은 가산기 회로 블록에서 종료됨 - 를 가진 옵션과 피드백 경로를 따라 직렬로 이 블록들을 배치하는 옵션을 나타낸다. 이들 기법의 구체적 구현예들이 도 9-13을 참조하여 아래에 기술된다.
전력 컨버터 아키텍처(400)의 작용과, 특히, 블록도(700, 710)에 따른 전력 컨버터(400)의 이러한 구현예들이 도 8의 순서도(800)를 참조하여 기술될 수 있다. 순서도(800)는 전력 컨버터의 동작을 위한 한 세트의 방법을 도시한다. 전력 컨버터는 앞서 기술된 출력 노드, 입력 노드, 스위치, 및 제어 노드를 포함하며, 컨버터의 입력 측으로부터 컨버터의 출력 측까지 전력을 전달하기 위해 이들 요소들과 조합하여 앞서 기술된 피드백 기술들 중 임의의 기술을 이용할 수 있다. 설명을 위해, 순서도(800)에 의해 예시되는 한 세트의 방법들의 구성요소 단계들이 병렬 방식으로 선형으로 그려지며, 화살표는 방법의 시작으로 루프 백한다. 실제로, 구성요소 단계들은 방법들이 피드백 시스템의 거동을 기술함에 따라 모두 연속적으로 수행될 수 있다.
단계(801)에서, 전력은 전력 컨버터의 입력 노드로부터 입력 노드에 연결된 스위치를 이용하여 컨버터의 출력 노드로 전달된다. 이 단계는 전력 컨버터의 출력 노드에 연결된 부하의 순간적 필요성에 기초하여 전달되고 있는 가변 레벨의 전력과 함께 연속적으로 수행된다. 순서도(800)의 추가 브랜치는 단계(801)의 수행과 동시에 그리고 연속적으로 수행된다. 게다가, 순서도(800)의 추가 브랜치들은 단계(801)에서 전달되는 전력량을 조정하기 위해, 다시 컨버터의 출력 측으로부터 컨버터의 입력 측까지 정보의 연속적 흐름을 기술한다.
순서도(800)의 제 2 브랜치는 제 1 측정 신호를 획득하는 단계(802), 측정 신호를 필터링하는 단계(803), 및 제어 신호를 전달하는 단계(804)를 포함한다. 조합하여, 단계들은 전력 컨버터(400)와 같은 전력 컨버터의 피드백 경로의 한 부분의 동작을 설명한다. 제 1 측정 신호는 전력 컨버터의 출력 측 상의 전압 또는 전류로부터 얻을 수 있다. 그러나, 도 7에 도시되는 기법에서, 측정 신호는 출력 노드 Vo로부터 얻는 전압 신호다. 단계(803)에서, 측정 신호는 필터링된 측정 신호를 얻기 위해 대역통과 필터 회로 블록을 이용하여 필터링된다. 대역통과 필터 회로 블록은 제 1 회로 블록(402)일 수 있다. 단계(804)에서, 필터링된 측정 신호에 기초하는 제어 신호가 제어 노드에 전달된다. 제어 노드는 도 7로부터의 제어 노드(702)일 수 있다.
순서도(800)의 제 3 브랜치는 전압 측정 신호를 획득하는 단계(805), 전압 측정 신호를 필터링하는 단계(806), 및 단계(803)에서 생성된 필터링된 측정 신호에 필터링된 전압 측정 신호를 추가하는 단계(807)를 포함한다. 단계(805)는 전력 컨버터의 출력 측 상에 전압 디바이더를 이용하여 수행될 수 있다. 단계(806)는 에러 증폭기와, 에러 증폭기의 출력에 대해 저역 통과 필터를 이용하여 수행될 수 있다. 단계(807)는 가산기 회로 블록에 필터링된 신호를 공급함으로써 수행될 수 있다. 단계(807)는 단계(802)의 측정 신호 및 단계(805)의 전압 신호에 대한 기반과 동일한 전압을 이용함으로서 또한 수행될 수 있다. 이 경우에, 필터링된 신호는 직렬로 2개의 필터를 배치함으로써, 그리고, 조합된 회로 블록의 출력에서 두 필터링된 신호들을 나타나게 함으로써 효과적으로 가산될 수 있다. 이러한 제 3 브랜치가 사용되는 기법에서, 단계(804)에서 전달되는 제어 신호는 필터링된 제 1 측정 신호 및 필터링된 전압 측정 신호 모두에 기초할 수 있다.
순서도(800)의 제 4 브랜치는 전력 컨버터의 출력 측 상에 제 2 측정 신호를 획득하는 단계(808) 및 주기(
Figure 112018109981203-pct00001
) 신호에 제 2 측정 신호를 추가하는 단계(809)를 포함한다. 제 2 측정 신호는 블록도(700, 710)로부터의 인덕터 전류 "i"일 수 있다. 특히, 제 2 측정 신호는 감지 저항기 또는 다른 전류 감지 회로를 이용하여 측정되는 전력 컨버터의 인덕터 전류일 수 있다. 주기 신호는 주기적 램프 신호일 수 있다. 조합된 신호는 그 후 PWM 비교기의 입력에 전달될 수 있다. PWM 비교기로의 다른 입력은 단계(807)에서 생성된 신호일 수 있다. 그러나, 단계(807)는 제 2 측정 신호가 블록도(700)에서와 같이 단계(803)에서 생성된 신호와 앞서 조합되었음에 따라 PWM 비교기의 입력에서 수행될 수 있다.
회로 블록(402)을 형성하는 대역통과 전달 함수의 품질 계수 및 중심 주파수가 전력 컨버터의 출력 커패시터의 직렬 인덕턴스 및 유효 직렬 저항의 효과를 소거하도록 설계되는 기법에 소정의 이점이 나타난다. 제 1 회로 블록(402)이 다중경로 피드백 능동 필터를 이용하여 구현되는 기법에서, 전달 함수, 그리고 특히, 전달 함수의 중심 주파수 및 품질 계수가 다중경로 피드백 능동 필터 내 한 세트의 수동 소자에 의해 규정될 수 있다. 도 9는 수동 구성요소 R1, R2, C2, C1을 가진 다중경로 피드백 능동 필터(900)의 한 예를 도시한다. 도면은 Vo로부터 VBPF까지 피드백을 따라 필터의 전달 함수를 제공하는 방정식(901)을 또한 포함한다. 표준 규약에 따라 해체할 경우, 방정식(901)은 방정식(902)에 의해 도시되는 공진 주파수 표현 및 품질 계수 표현을 도출한다. 도시되는 바와 같이, 대역통과 필터의 품질 계수 및 공진은 그 후 전력 컨버터의 출력 커패시터의 유효 직렬 저항(505) 및 유효 직렬 인덕턴스(504)의 효과에 반작용하도록 선택될 수 있다. 대역통과 필터의 경우에, 공진 주파수는 또한 필터의 중심 주파수로 지칭될 수 있다.
대역통과 필터로 사용되는 다중경로 피드백 능동 필터의 구성요소들의 선택은 주어진 응용예의 출력 커패시터의 특성에 기초하여 수행되어야 한다. 대역통과 전달 함수의 중심 주파수는 출력 커패시터 기생성에 의해 야기되는 공진의 일 디케이드 내에 놓여야 한다. 더욱이, 대역통과 필터의 중심 주파수는 L 및 C로부터 출력 필터 공진보다 일반적으로 커야 한다. 대역통과 필터의 중심 주파수는 2개의 값의 오정렬이 불안정한 컨버터로 나타날 수 있기 때문에 설계의 중요 실시형태이다. 대역통과 전달 함수의 품질 계수는 일반적으로 0.5보다 커야 한다. 1차 시각으로부터, 품질 계수가 클수록, 위상 전이가 날카롭고 전달 함수의 이득의 대역폭이 조밀하다. 주어진 주파수에서 출력 커패시터의 제로들의 반작용이 시스템을 불안정한 상태로 만들기 전에, 폴의 이점을 실현하기 위해서, 대역통과 함수의 위상 전이가 날카로운 것이 중요하다.
도 10은 피드백 경로(401)의 한 부분의 구체적 구현예인 회로 토폴로지(1000)를 도시한다. 토폴로지(1000)는 입력으로 컨버터의 출력 노드 전압을 수용하고, 기준 전압 Vref를 또한 요구한다. 제 1 회로 블록(402)은 소자 C1, C2, R2, R1과 함께 이득 Gmbp로 표시된 트랜스컨덕턴스 증폭기를 이용하여 구현된다. 출력 노드 전압이 또한 전압 디바이더에 연결되며, 그 출력은 이득 Gmea의 트랜스컨덕턴스 증폭기에 연결된다. 이 증폭기는 에러 증폭기로 작용한다. 비례-적분 보상기 PI가 에러 증폭기의 출력에 연결된다. 토폴로지(1000)는 Gm1, Gm2로 표시된 이득을 가진 2개의 추가의 트랜스컨덕턴스 증폭기를 또한 포함한다. 저항기 R3, R4와 조합하여, 에러 증폭기의 출력 및 대역통과 필터의 출력이 함께 가산된다. 조합된 신호는 그 후 R5 및 C5에 의해 결정되는 롤 오프 주파수와 함께 저역 통과 필터를 통과한다. 보상은 커패시터 C3 및 C4에 의해 또한 제공된다. 노드 Vpwm에서의 토폴로지(1000)에 의해 생성되는 출력 신호는 그 후 PWM 비교기의 제 1 입력에 제공되지만 도면에 도시되지 않는다. 주기적 램프 전압과, 전력 컨버터의 인덕터 전류일 수 있는 제 2 측정 신호의 합이 PWM 비교기의 다른 입력에 제공된다. Gm1 및 Gmbp 증폭기에 제공되는 기준 전압은 상이할 수 있고, Gmea 증폭기에 제공되는 기준 전압보다 덜 정확할 수 있다.
도 11은 피드백 경로(401)의 한 부분의 구체적 구현예인 회로 토폴로지(1100)를 도시한다. 토폴로지(1100)는 토폴로지(1000)와 유사하며, 동일한 기준 식별자를 이용하여 유사 요소들을 표시한다. 그러나, 제 1 회로 블록(402)이 노드 Vo에 연결된 저항기를 이용하여 구현된다는 점에서 피드백 경로의 일 브랜치가 상이하다. 특히, 회로 블록(402)의 이 구현예를 통해 DC 경로가 여전히 존재하지 않고, 블록은 정규 작동으로 순수 대역통과 전달 함수에 의해 여전히 형성된다. 이러한 변형을 용이하게 하기 위해, 상부 회로 브랜치에서, 이득 Gmadd가 프로그래머블하다는 점에서 제 2 트랜스컨덕턴스 증폭기가 또한 변형된다.
도 12는 피드백 경로(401)의 구체적 구현예인 회로 토폴로지(1200)를 도시한다. 토폴로지(1000, 1100)에 반해, 토폴로지(1200)는 PWM 비교기(1201)를 포함하고 제어 노드 Vcntrl을 도시한다. 추가의 드라이버 회로가 전력 컨버터의 스위치 회로의 실제 제어 노드와 도시되는 노드 사이에 위치할 수 있다. 이전 토폴로지와 유사한 요소들이 동일한 기준 식별자를 이용하여 표시된다. 도시되는 바와 같이, 대역통과 필터에 의해 생성되는 비교기 신호는 조정가능 이득 Gadj를 갖는 트랜스컨덕턴스 증폭기에 공급된다. 증폭기의 출력은 선택적인 AC 접속 커패시터 CAC에 연결된다. 결과적인 신호는 그 후 제 2 측정 신호로부터 차감되고, 이는 도 12에서 인덕터 전류 "i"이다. 조합된 신호는 그 후 주기적 램프 신호와 합산되고, PWM 비교기(1201)의 음의 입력에 전달된다. PWM 비교기(1201)의 양의 입력은 에러 증폭기의 출력 및 PI 보상기에 연결된다. 이 토폴로지는 대역통과 필터 증폭기를 바이어스시키도록 제 2 기준 전압 VNINV를 필요로한다.
도 13은 피드백 경로(401)의 구체적 구현예인 회로 토폴로지(1300)를 도시한다. 토폴로지(1300)는, 직렬로 회로 블록들을 배치함으로써 대역통과 필터에 의해 생성된 보상기 신호가 에러 증폭기 및 PI 보상기 출력에 추가된다는 점에서 이전 토폴로지들과 차별화된다. 이전 토폴로지에서와 유사한 요소들이 동일한 참조 식별자를 이용하여 표시된다. 이 토폴로지는 이전 토폴로지들에 존재하는 증폭기의 효과를 보완하기 위해 수동 요소 RG2 및 GC2와 이득 Gmpb2를 가진 추가의 트랜스컨덕턴스 증폭기를 필요로한다. 이러한 증폭기의 이득은 토폴로지(1300)에서 Gmbp1이다. 토폴로지(1300)는 PWM 비교기(1301)의 양의 입력에 전달되기 전에 조합 신호에 이득을 제공하기 위해 2개의 저항기를 갖는 피드백 네트워크와 이득 GMINV를 갖는 인버팅 증폭기를 또한 필요로한다. 이러한 토폴로지에서, PI 증폭기의 표준 저항기는 2개의 부분 RPI1 및 RPI2로 나뉘어진다. 이와 같이, 대역통과 필터 및 PI 증폭기의 이득은 독립적으로 조정될 수 있다. 이는 PI 증폭기의 이득이 2개의 저항기의 이득의 합에 의해 설정되지만 대역통과 필터의 이득은 RPI1에만 비례하기 때문이다. 도시되는 바와 같이, 토폴로지(1300)는 PWM 비교기(1301)의 음의 입력에 결과적 조합 신호를 전달하기 위해 주기적 램프 신호 및 인덕터 전류 "i" 형태의 제 2 측정 신호를 합산하기 위해 가산기 블록을 포함한다. 블록도는 제어 노드 Vcntrl을 또한 도시하지만, 추가의 드라이버 회로들이 전력 컨버터 내 스위치 회로의 실제 제어 노드와 도시되는 노드 사이에 위치할 수 있다.
도 14는 피드백 경로(401)의 구체적 구현예인 회로 토폴로지(1400)를 도시한다. 이전 토폴로지들과 유사한 요소들이 동일한 참조 식별자를 이용하여 표시된다. 토폴로지(1400)는 이전 토폴로지들에 존재하는 증폭기의 효과를 보완하기 위해 수동 요소 RG2 및 CG2와 이득 Gmpb2를 가진 추가의 트랜스컨덕턴스 증폭기를 필요로한다는 점에서 토폴로지(1300)와 유사하다. 그러나, 토폴로지(1400)는 인버팅 증폭기가 전혀 필요치않도록 PI 증폭기 및 대역통과 필터가 구성된다는 점에서 토폴로지(1300)와 차별화된다. 도시되는 바와 같이, 에러 증폭기의 출력은 이득 Gmpb1을 갖는 증폭기의 양 단자에 직접 공급된다. 그 결과, 추가 인버터 필요없이 빅교기(1401)로의 입력에 적합한 위상이 실현될 수 있다. 이득 Gmpb2로 트랜스컨덕턴스 증폭기의 양 단자에 입력되는 전압이 이 기법에서 VPI 이며, 이는 이득 Gmbp1으로 트랜스컨덕턴스 증폭기의 논인버팅 입력에서 유도되는 전압이다.
명세서가 발명의 구체적 실시예들과 관련하여 세부적으로 설명되었으나, 앞서 내용을 이해하면 이러한 실시예에 대한 변경, 변형, 및 등가물들을 당 업자가 쉽게 인지할 수 있을 것이다. 본 개시의 예들이 조정 체제에 고정 전압을 제공한 전력 컨버터의 스위칭을 지향하고 있으나, 동일한 기법이 조정 체제에 고정 전류를 제공하는 전력 컨버터에 적용될 수 있다. 더욱이, 본 개시의 예들이 스위칭 컨버터를 지향하고 있으나, 여기서 개시되는 기법들이 컨버터의 출력 측으로부터 컨버터의 입력 측으로 피드백 경로를 갖는 제어 루프를 기반으로 하는 임의의 전력 컨버터 기법에 적용된다. 본 발명에 대한 이러한 및 기타의 변형 및 변경이, 특히 첨부 청구범위에 제시된, 본 발명의 범위로부터 벗어나지 않으면서 당 업자에 의해 실시될 수 있다.

Claims (24)

  1. 전력 컨버터의 입력 측 상의 입력 노드;
    상기 전력 컨버터의 출력 측 상의 출력 노드;
    상기 입력 노드에 연결되고, 제어 노드를 가진 스위치;
    상기 출력 노드와 상기 제어 노드 사이의 피드백 경로; 및
    다중경로 피드백 능동 필터를 갖춘 상기 피드백 경로 상의 제 1 회로 블록을 포함하되,
    상기 제 1 회로 블록은 순수 대역통과 전달 함수에 의해 적어도 부분적으로 형성되고, 그리고
    상기 순수 대역통과 전달 함수의 품질 계수가 0.5보다 큰, 전력 컨버터.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 제 1 회로 블록은 루프 이득에 의해 적어도 부분적으로 형성되고,
    데시벨 단위의 상기 루프 이득의 크기는 상기 순수 대역통과 전달 함수의 중심 주파수에서 3dB보다 크며,
    상기 루프 이득의 위상 마진이 45도보다 크거나 동일한, 전력 컨버터.
  3. 제 1 항에 있어서,
    상기 출력 노드에 연결되는 인덕터; 및
    상기 출력 노드와 기준 노드에 연결되는 커패시터를 더 포함하되,
    상기 스위치는 상기 인덕터에 연결되고,
    상기 스위치는 전계 효과 트랜지스터이며,
    상기 제어 노드는 상기 전계 효과 트랜지스터의 게이트인, 전력 컨버터.
  4. 제 3 항에 있어서,
    상기 커패시터는 공진 주파수에서 공진을 생성하는 유효 직렬 인덕턴스 및 유효 직렬 저항을 갖고,
    상기 순수 대역통과 전달 함수의 중심 주파수는 공진 주파수의 일 디케이드 내에 있는, 전력 컨버터.
  5. 삭제
  6. 제 3 항에 있어서,
    상기 순수 대역통과 전달 함수의 품질 계수 및 중심 주파수가 상기 다중경로 피드백 능동 필터 내 한 세트의 수동 소자에 의해 형성되는, 전력 컨버터.
  7. 제 3 항에 있어서,
    제 1 입력 및 제 2 입력을 가진 상기 피드백 경로 상에 위치한 비교기;
    상기 피드백 경로 상에 위치한 에러 증폭기; 및
    상기 인덕터를 통과하는 전류를 측정하고 상기 피드백 경로 상에 위치한 전류 감지 회로를 포함하되,
    상기 비교기는 상기 제어 노드에 전달되는 제어 신호의 듀티 사이클을 설정하는, 전력 컨버터.
  8. 제 7 항에 있어서,
    상기 피드백 경로는 전압 디바이더 회로를 포함하고,
    상기 에러 증폭기는 상기 전압 디바이더 회로에 연결되는, 전력 컨버터.
  9. 제 8 항에 있어서,
    상기 피드백 경로는 제 1 회로 블록 및 상기 에러 증폭기를 직렬로 포함하는, 전력 컨버터.
  10. 제 8 항에 있어서,
    상기 피드백 경로 상에 위치한 가산기 회로 블록을 더 포함하되,
    상기 피드백 경로는 제 1 회로 브랜치 및 제 2 회로 브랜치를 포함하고,
    상기 제 1 회로 브랜치는 상기 제 1 회로 블록을 포함하고, 상기 가산기 회로 블록에서 종료되며,
    상기 제 2 회로 브랜치는 상기 에러 증폭기를 포함하고, 상기 가산기 회로 블록에서 종료되는, 전력 컨버터.
  11. 전력 컨버터의 입력 측 상의 입력 노드;
    상기 전력 컨버터의 출력 측 상의 출력 노드;
    제어 노드를 가진 스위치;
    상기 제어 노드에 제어 신호를 제공하는 펄스 폭 변조기;
    대역통과 회로 - 상기 대역통과 회로는 (i) 전력 컨버터 노드의 출력 측에 AC 접속되고, (ii) 다중경로 피드백 능동 필터를 포함하며, (iii) 보상기 신호를 생성함 - ; 및
    제 1 측정 신호를 생성하는, 상기 전력 컨버터의 출력 측에 연결되는 감지 회로를 포함하되,
    상기 제어 신호는 상기 보상기 신호 및 상기 제 1 측정 신호에 기초하고,
    상기 대역통과 회로의 품질 계수가 0.5보다 큰, 전력 컨버터.
  12. 제 11 항에 있어서,
    상기 대역통과 회로는 루프 이득에 의해 적어도 부분적으로 형성되고,
    데시벨 단위의 상기 루프 이득의 크기는 상기 대역통과 회로의 중심주파수에서 3dB보다 크며,
    상기 루프 이득의 위상 마진은 45도보다 크거나 동일한, 전력 컨버터.
  13. 제 11 항에 있어서,
    상기 출력 노드에 연결된 인덕터; 및
    상기 출력 노드 및 기준 노드에 연결된 커패시터를 더 포함하되,
    상기 스위치는 상기 인덕터에 연결되고,
    상기 스위치는 전계 효과 트랜지스터이며,
    상기 제어 노드는 상기 전계 효과 트랜지스터의 게이트인, 전력 컨버터.
  14. 제 13 항에 있어서,
    상기 커패시터는 공진 주파수에서 공진을 생성하는 유효 직렬 저항 및 유효 직렬 인덕턴스를 갖고,
    상기 대역통과 회로의 중심 주파수는 상기 공진 주파수의 일 디케이드 내에 있는, 전력 컨버터.
  15. 삭제
  16. 제 13 항에 있어서,
    상기 대역통과 회로의 품질 계수 및 중심 주파수는 상기 다중경로 피드백 능동 필터 내 한 세트의 수동 소자들에 의해 형성되는, 전력 컨버터.
  17. 제 13 항에 있어서,
    상기 출력 노드와 상기 제어 노드 사이의 피드백 경로;
    제 1 입력 및 제 2 입력을 가진 상기 피드백 경로 상에 위치한 비교기;
    상기 피드백 경로 상에 위치한 에러 증폭기; 및
    상기 피드백 경로 상에 위치하여 상기 인덕터를 통과하는 전류를 측정하는 전류 감지 회로를 포함하되,
    상기 비교기는 상기 제어 신호의 듀티 사이클을 설정하는, 전력 컨버터.
  18. 제 17 항에 있어서,
    상기 피드백 경로는 전압 디바이더 회로를 포함하고,
    상기 에러 증폭기는 상기 전압 디바이더 회로에 연결되는, 전력 컨버터.
  19. 제 18 항에 있어서,
    상기 피드백 경로는 상기 대역통과 회로 및 상기 에러 증폭기를 직렬로 포함하는, 전력 컨버터.
  20. 제 18 항에 있어서,
    상기 피드백 경로 상에 위치한 가산기 회로 블록을 더 포함하되,
    상기 피드백 경로는 제 1 회로 브랜치 및 제 2 회로 브랜치를 갖고,
    상기 제 1 회로 브랜치는 상기 대역통과 회로를 포함하고, 상기 가산기 회로 블록에서 종료되며,
    상기 제 2 회로 브랜치는 상기 에러 증폭기를 포함하고, 상기 가산기 회로 블록에서 종료되는, 전력 컨버터.
  21. 전력 컨버터를 이용하여 전력을 변환하는 방법에 있어서,
    입력 노드로부터 상기 입력 노드에 연결된 스위치를 이용하여 출력 노드로 전력을 전달하는 단계 - 상기 스위치는 상기 전력 컨버터의 출력 측 및 입력 측을 형성하고, 상기 스위치는 제어 노드를 가짐 - ;
    상기 전력 컨버터의 출력 측 상에서 전압 및 전류 중 하나로부터 측정 신호를 획득하는 단계;
    필터링된 측정 신호를 얻도록 대역통과 필터 회로 블록을 이용하여 상기 측정 신호를 필터링하는 단계;
    상기 필터링된 측정 신호에 기초하여 제어 신호를 제어기를 이용하여 상기 제어 노드에 전달하는 단계를 포함하되,
    상기 대역통과 필터 회로 블록은 상기 출력 측에 AC 접속되고,
    상기 대역통과 필터 회로 블록은 0.5보다 큰 품질 계수를 갖는, 전력 변환 방법.
  22. 제 21 항에 있어서,
    대역통과 필터 회로 블록은 중심 주파수를 가진 대역통과 전달 함수를 갖고,
    상기 대역통과 전달 함수는 증폭기를 가진 다중경로 피드백 능동 필터에 의해 제공되는, 전력 변환 방법.
  23. 제 22 항에 있어서,
    상기 출력 측 상에서 전압 디바이더로부터 전압 측정 신호를 획득하는 단계;
    필터링된 전압 측정 신호를 얻도록 저역 통과 회로 블록을 이용하여 상기 전압 측정 신호를 필터링하는 단계; 및
    가산기 회로 블록을 이용하여 상기 필터링된 측정 신호에 상기 필터링된 전압 측정 신호를 추가하는 단계를 더 포함하되,
    상기 제어 신호는 상기 필터링된 측정 신호 및 상기 필터링된 전압 측정 신호 모두에 기초하는, 전력 변환 방법.
  24. 제 23 항에 있어서,
    상기 출력 측 상에서 제 2 측정 신호를 획득하는 단계; 및
    상기 제 2 측정 신호를 주기 신호에 추가하는 단계를 더 포함하되,
    상기 제어 신호는 상기 제 2 측정 신호 및 상기 주기 신호 모두에 또한 기초하는, 전력 변환 방법.
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