TWI709958B - 單端型a級放大器、用於單端型a級放大器的操縱電流源、以及用於增加自單端型a級放大器提供到ac耦接負載的功率之方法 - Google Patents

單端型a級放大器、用於單端型a級放大器的操縱電流源、以及用於增加自單端型a級放大器提供到ac耦接負載的功率之方法 Download PDF

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Abstract

本文揭露一種包括放大組件(例如，真空管)之單端型A級放大器，該放大組件至少具有輸出端子、參考端子以及控制端子。控制端子接收隨時間變化之輸入訊號。放大組件回應於隨時間變化輸入訊號以改變輸出端子上的輸出電壓以及改變於輸出端子與參考端子之間流動的電流。負載是經AC耦接到輸出端子。操縱電流源具有耦接到輸出端子之電壓輸入以及耦接到輸出端子之操縱電流輸出。操縱電流源經組態以當放大組件的輸出端子上的輸出電壓增加時增加操縱電流以提供電流到負載，以及當放大組件的輸出端子上的輸出電壓減少時減少操縱電流。

Description

單端型A級放大器、用於單端型A級放大器的操縱電流源、以及用於增加自單端型A級放大器提供到AC耦接負載的功率之方法
本揭露一般相關於音訊放大器，且更明確地，是相關於具有用於驅動負載的單一放大元件之A級音訊放大器。
數十年來，真空管幾乎已整合到電子設備的各態樣中，包括音訊放大器。隨著電晶體的出現以及隨後積體電路的出現，真空管已被廢棄，因此，現代電視、收音機和類似的電子裝置中幾乎已沒有使用真空管。然而，仍有一大群的「真實」音樂愛好者認為音訊設備(例如，立體聲放大器)中的電晶體和積體電路的聲音品質和性能是不理想，因為出自此等當代放大器之聲音趨向為冷與不溫暖的。因此，針對在功率輸出階段具有真空管的音訊放大器，存在一個日益增長的小眾市場。
兩種功率階段操作之主要方法被使用以實作真空管放大器。音訊放大之第一主要方法是實作為單端型放大器。在單端型放大器中，單一功率真空管被提供用於各音訊通道之最終功率輸出階段。在若干實施例中，二或更多真空管可並聯連接；惟，該多個真空管統一操作如同單一管。雖然本文說明涉及單一真空管，應瞭解本說明涵蓋多個並聯連接之管。因為僅設置單一個真空管，因此該管必須處理(例如，放大)從最低輸入振幅到最高輸入振幅的整個輸入訊號。此操作被參照為A級操作。對單一個真空管施加偏壓，以使真空管在輸入信號的整個AC週期的360度內導通板極電流，從而使真空管始終保持在高度線性的操作範圍內。
音訊放大之第二主要方法是實作為推挽式放大器。在推挽式放大器中，兩個管(或兩組並聯管)一同運作；惟，各管在輸入訊號的交替AC半週期期間相對於該另一管操作。據此，推挽式放大器中各管執行單端型系統中單一管的一半工作量。在推挽式系統中，兩個管被饋送AC輸入訊號；惟，饋送到一管中的訊號與饋送到該另一管的訊號是異相(out of phase)180度。否則這兩個訊號是相同的，並且可以從反相器導出。推挽式放大器中該兩管之輸出(例如，該等板)被累加，舉例而言，在中央分接的輸出功率變化器中。由於到兩管的輸入訊號之定相(phasing)，舉例而言在一半週期期間該第一管增加導通而第二管減少導通。接著，在下半週期期間，第二管增加導通而第一管減少導通。有效的，一管將電流推進輸出功率變壓器而另一管自該輸出功率變壓器拉出電流。
普遍而言，推挽式放大器比單端型放大器提供較高效率，然而，許多單端型放大器的擁護者斷言，單端型放大器可提供較佳的聲音，但有降低效率之代價。此外，單端型放大器受限於在不會使該管過熱的前提下可由單一管所提供功率量之限制。
已知單端型放大器典型上以三種電路拓樸中一者實作。舉例而言，圖1描繪實作習知拓樸之電路100，其中三極體真空管110具有柵極端子112、陰極端子114以及板極端子116。柵極端子被饋送有來自AC輸入訊號源118待放大的輸入信號。陰極端子經由陰極偏壓電阻器120和並聯的第一AC耦接電容器122連接到電路接地參考124。流動通過偏壓電阻器的閒置電流將陰極偏壓到相對於柵極端子為正的電壓，以使該柵極相對於陰極處於負電壓。在所描繪拓樸中真空管之陰極經偏壓到針對板極電壓與板極電流之期望閒置操作點。
在圖1中，三極體真空管110之板極端子116經連接到功率輸出變壓器130的一次繞組132之第一端子134。一次繞組之第二端子136經連接到參考電路接地參考124的板極電壓源140之輸出(VPLATE +)。一次繞組之第二端子亦透過第二AC耦接電容器142經連接到電路接地參考，其允許AC訊號旁路板極電壓源。功率輸出變壓器之二次繞組150經連接到音訊轉換器(例如，擴音器)152或另一負載。
施加到真空管110之柵極端子112的輸入訊號導致板極電壓在閒置操作點附近變化，以令AC電流流動通過一次繞組132並且通過第一與第二AC耦接電容器122與142。通過一次繞組之變化AC電流會在二次繞組150中誘發次級電壓，其會導致電流流動通過擴音器(或另一負載)152。
用以將輸入訊號放大的圖1之電路100運作優良；惟，在輸入訊號之整個週期期間，流動通過一次繞組132之所有AC電流必須流動通過真空管110。由於DC板極電壓與DC閒置電流亦必須流動通過一次繞組，故功率輸出變壓器130可能需要具間隙核心以避免核心飽和。
第二已知拓樸為並行饋送(parallel feed，「parafeed」)拓樸，其由圖2之電路200來表示。並行饋送拓樸包括三極體真空管210，該真空管具有柵極端子212、陰極端子214以及板極端子216。柵極端子被饋送有來自AC輸入訊號源218待放大的輸入信號。陰極端子經由陰極偏壓電阻器220和並聯的第一AC耦接電容器222連接到電路接地參考224。流動通過偏壓電阻器的閒置電流將陰極偏壓到相對於柵極端子為正的電壓，以使該柵極相對於陰極處於負電壓。在所描繪拓樸中真空管之陰極經偏壓到針對板極電壓與板極電流之期望閒置操作點。
真空管210之板極端子216經連接到功率輸出變壓器230的一次繞組232之第一端子234。一次繞組之第二端子236經由第二AC耦接電容器240連接到電路接地參考224。功率輸出變壓器之二次繞組250經連接到音訊轉換器(例如，擴音器)252或另一負載。真空管之板極端子與一次繞組之第一端子之間的共用連接節點260經連接到電感器262之第一端子264。電感器之第二端子266經連接到參考電路接地參考的板極電壓(VPLATE +)源270。據此，經由該電感器，針對真空管之DC閒置電流被提供到板極端子。流動通過功率輸出變壓器之一次繞組的唯一電流是AC電流，其是由施加到柵極端子的AC輸入訊號所造成的板極電壓中的變化所導致。據此，功率輸出變壓器可以是較小且較簡單(例如，在核心處無間隙)。
在實作並行饋送拓樸的圖2之電路200中，電感器260抑制AC電流流動通過板極電壓源270。由於圖1之電路100實作習知拓樸，故實作並行饋送拓樸的圖2之真空管200必須處理在各AC週期全週期中流動通過一次繞組之AC電流。
第三已知拓樸為定流源拓樸，其由圖3之電路300來表示。定流源拓樸包括三極體真空管310，該真空管具有柵極端子312、陰極端子314以及板極端子316。經由第一AC耦接電容器320，柵極端子被饋送有來自AC訊號輸入源318待放大的輸入信號。
與先前所述兩個電路100與200之偏壓陰極不同，圖3電路300中陰極端子314是直接連接到電路接地參考330。經由連接到柵極偏壓電壓源334之輸出的柵極偏壓電阻器332，柵極端子312被偏壓到閒置柵極電壓。柵極偏壓電壓源參考電路接地參考。如所描繪，柵極偏壓電壓源產生相對於電路接地參考之負電壓(例如，具有45伏特之量級)，以建立板極電壓之閒置狀態(例如，針對其中最大板極電壓大約為600伏特之組態，大約為300伏特)。
真空管310之板極端子316經連接到功率輸出變壓器340的一次繞組342之第一端子344。一次繞組之第二端子346經由第二AC耦接電容器348連接到電路接地參考330。功率輸出變壓器之二次繞組350經連接到音訊轉換器(例如，擴音器)352或另一負載。
真空管310之板極端子316與功率輸出變壓器340的一次繞組342之第一端子344之間的共用連接節點360經連接到定流源370之輸出端子372。定流源之第二端子374經連接到參考電路接地參考330的板極電壓(VPLATE +)源380。針對真空管之恆定DC閒置電流被從定流源提供到板極端子。流動通過功率輸出變壓器之一次繞組的唯一電流是AC電流，其是由施加到柵極端子的AC輸入訊號所造成的板極電壓中的變化所導致。據此，功率輸出變壓器可以是較小且較簡單(例如，在核心處無間隙)。
在實作定流源拓樸的圖3之電路300中，定流源370始終提供對應於真空管310之期望閒置電流的一電流。當板極電壓回應於被施加到柵極端子312之更為正的輸入訊號而增加時，由定流源輸出之電流的一部分被提供到功率輸出變壓器340之一次繞組342，其會降低流動通過真空管之電流。另方面，當板極電壓減少時，板極電流會增加以將定流源之輸出的總量級(full magnitude)與來自一次繞組之電流一同吸收。據此，真空管之總功率消耗包括由來自定流源流動通過真空管的附加電流所產生之功率。因為總功率必須維持在真空管之安全功率層級以下，故由真空管消耗的附加功率會降低由真空管提供的放大量。
據此，需要一種單端型A級放大器電路，該電路可向負載提供增加的功率而又不會給真空管或其他放大組件造成壓力負擔。
本文揭示實施例之一態樣是包括放大組件(例如，真空管)之單端型A級放大器，該放大組件至少具有輸出端子、參考端子以及控制端子。控制端子接收隨時間變化之輸入訊號。放大組件回應於隨時間變化輸入訊號以改變輸出端子上的輸出電壓以及改變於輸出端子與參考端子之間流動的電流。負載是經AC耦接到輸出端子。操縱電流源具有耦接到輸出端子之電壓輸入以及耦接到輸出端子之操縱電流輸出。操縱電流源經組態以當放大組件的輸出端子上的輸出電壓增加時增加操縱電流以提供電流到負載，以及當放大組件的輸出端子上的輸出電壓減少時減少操縱電流。
本文揭露實施例之另一態樣為一種針對A級單端型放大器之操縱電流源。放大器包括放大組件，回應於控制端子上的輸入訊號，該放大組件於輸出端子上產生隨時間變化之放大輸出電壓。放大組件之輸出端子是經AC耦接到負載。操縱電流源包含經耦接到放大組件之輸出端子的輸入區段。輸入區段接收由放大組件產生之輸出電壓並且回應於輸出電壓產生控制訊號。操縱電流源之輸出區段回應於由輸入區段產生之控制訊號產生操縱電流。操縱電流被提供到放大組件之輸出端子。回應於輸出電壓之增加，增加操縱電流。回應於輸出電壓之減少，減少操縱電流。
在根據本態樣之特定實施例中，輸入區段產生與放大組件之輸出電壓成正比的第一電流。控制訊號為與第一電流成正比之輸入區段電壓。操縱電流與輸入區段電壓成正比，以使得提供到放大組件之輸出端子的操縱電流與放大組件之輸出電壓成正比。
在根據本態樣之特定實施例中，操縱電流源之輸入區段包含第一電晶體，該第一電晶體具備控制輸入端子、第一控制端子與第二控制端子。控制輸入端子是經耦接到放大組件之輸出端子。第一控制端子經耦接到第一電阻器，以在第一電阻器兩端產生第一電壓，該第一電壓與放大組件之輸出端子上的輸出電壓成正比，以及用以產生通過第一電阻器之第一電流，該第一電流與該第一電壓成正比。第一電流在第一電晶體之第一與第二控制端子之間流動。第二電阻器經耦接到第一電晶體之第二控制端子，用以接收第一電流。第二電阻器產生與第一電流成正比之輸入區段電壓。操縱電流源之輸出區段包含第二電晶體，該第二電晶體具備控制輸入端子、第一控制端子與第二控制端子。第二電晶體之控制輸入端子經耦接以接收輸入區段電壓。第二電晶體之第一控制端子經耦接到第三電阻器，以在第三電阻器兩端再生輸入區段電壓。第三電阻器產生與輸入區段電壓成正比之操縱電流。操縱電流通過第二電晶體傳播自第一控制端子到第二控制端子以及到放大組件之輸出端子。在特定實施例中，第一電晶體包含至少一個n通道增強模式金屬氧化物半導體場效電晶體(MOSFET)，以及第二電晶體包含至少一個p通道增強模式MOSFET。
在根據本態樣之特定實施例中，放大組件包含真空管，該真空管至少具備陰極、陽極與柵極。放大組件之輸出端子為真空管之陽極。
本文揭露實施例之另一態樣為一種用於增加自A級單端型放大器提供到AC耦接負載的功率之方法，該放大器具備放大組件，該放大組件回應於輸入訊號以於連接到負載之輸出端子上產生隨時間變化的放大輸出電壓。該方法包含將來自放大組件之輸出端子的輸出電壓耦接到操縱電流源之輸入。該方法進一步包含產生於操縱電流源內之操縱電流。操縱電流與來自放大組件之輸出端子的輸出電壓成正比。該方法更包含將操縱電流耦接到放大組件之輸出端子，以將至少一部分的操縱電流提供到負載。
在根據本態樣之特定實施例，放大組件具有自輸出端子通過放大組件流動到參考電壓之放大器電流。該方法進一步包含當輸出電壓增加時，增加來自操縱電流源之操縱電流以及減少放大器電流。該方法進一步包含當輸出電壓減少時，減少來自操縱電流源之操縱電流以及增加放大器電流。
在根據本態樣之特定實施例，放大組件之輸出電壓具有閒置電壓量級；以及當放大組件之輸出電壓在閒置電壓量級時，放大器電流具有閒置電流量級。當輸出電壓之量級增加到閒置電壓量級以上時，放大器電流之量級降低到閒置電流量級以下。當輸出電壓之量級減少到閒置電壓量級以下時，放大器電流之量級增加到閒置電流量級以上。
本文揭示實施例之另一態樣是一種放大組件，其至少具有輸出端子、參考端子以及控制端子。控制端子接收隨時間變化之輸入訊號。放大組件回應於隨時間變化輸入訊號以改變輸出端子上的輸出電壓以及改變於輸出端子與參考端子之間流動的電流。負載經AC耦接到放大組件之輸出端子。操縱電流源具有耦接到放大組件的輸出端子之電壓輸入以及耦接到放大組件的輸出端子之操縱電流輸出。操縱電流源經組態以當放大組件的輸出端子上的輸出電壓增加時增加操縱電流以提供電流到負載，以及當放大組件的輸出端子上的輸出電壓減少時減少操縱電流輸出。
在根據本態樣之特定實施例中，放大組件是真空管，該控制端子是柵極端子、輸出端子是陽極端子、以及參考端子是陰極端子。
在根據本態樣之特定實施例中，該負載是輸出變壓器之一次繞組，該輸出變壓器具有耦接到音訊轉換器之二次繞組。
在根據本態樣之特定實施例中，流動通過放大組件之DC電流隨著輸出端子上DC電壓增加而增加，以及流動通過放大組件之AC電流隨著輸出端子上AC電壓增加而減少。
現在將詳細參考本揭露的實施例，並在此闡述其一個或多個圖式。提供各圖式以解釋本揭露，其目的並非在於是限制性的。對熟悉該技術領域者而言為明顯的係可對本揭露教示做出各種調整與修改而未背離本發明之範疇。舉例而言，描繪或說明為一實施例部分之特徵可用於另一實施例中以產出仍進一步實施例。
本揭露旨在涵蓋在所付申請專利範圍與其等效物之範疇內之此等調整與修改。本揭露之其他物件、特徵與態樣被揭示於以下詳細說明中。由在該技術領域中具有通常知識者所能了解的是本說明僅是例示性實施例的描述，而無意於限制本揭露的更廣泛態樣。
圖4描繪A級放大器電路400，其實作根據本文揭示發明態樣之操縱電流源(steered current source，SCS)拓樸。該電路包含三極體真空管410，其具有柵極端子412、第一陰極/燈絲端子414、第二陰極/燈絲端子416以及板極端子418。在所描繪實施例中，真空管為300B，其為市面上可取得喬治亞州羅斯維爾市的Western Electric公司和其他製造商的產品。本文所述電路可適用於與其他真空管以及場效電晶體(FET)等一起使用。在以下段落中所述特定組件數值可僅應用於採用300B真空管之實施例，並且可視需求調整以符合替代300B真空管之組件(例如，另一真空管)的操作特徵。
在所描繪實施例中，300B真空管之陰極被直接加熱(例如，燈絲與陰極為相同結構)。據此，第一與第二陰極/燈絲端子414與416經連接到浮動燈絲電源420，其可以是AC燈絲電源或DC燈絲電源。舉例而言，燈絲電壓可以大約為5伏特。第一與第二陰極/燈絲端子(例如，第二端子)中一者經連接到電路接地參考422，使得真空管之陰極/燈絲被有效接地在接地參考電壓(例如，0伏特)。
真空管410之柵極端子412經連接到訊號輸入線424，其接收要被真空管放大之AC輸入訊號。在特定實施例中，訊號輸入線經連接到前置放大器或另一訊號源(未示出)之輸出。在所描繪實施例中，要放大的輸入訊號相對於陰極電壓(例如，接地參考電壓)被DC偏壓約-60伏特。真空管在板極端子處具有板極電壓(VPLATE )。板極電流(IPLATE )自板極端子流動到接地陰極端子416。-60伏特之DC偏壓會導致真空管產生約300伏特之閒置板極電壓(VPLATE _IDLE )並且具有約75毫安之閒置板極電流(IPLATE_IDLE )，如圖6中一組特徵曲線上之閒置點600所示。圖6中各曲線表示針對特定柵極到陰極電壓(EC )的板極電流對上(versus)板極電壓之關係。用於將柵極端子偏壓到期望偏壓電壓之電路為在該技術中已知的並且並未於圖4中示出。在操作中，輸入訊號將作為AC訊號在偏壓電壓附近變化。
圖4中真空管410之板極端子418是被連接到電流累加節點430。電流累加節點經由AC耦接電容器432而連接到功率輸出變壓器440的一次繞組442之第一端子444。一次繞組之第二端子446連接到電路接地參考422。功率輸出變壓器具有二次繞組450，該二次繞組經連接到音訊轉換器(例如，擴音器)452或其他負載。在所描繪實施例中，一次繞組與二次繞組之匝數比被選定為500：1，這會使得當擴音器具有4歐姆阻抗時，主要阻抗中會反映具有2,000歐姆之阻抗。其他匝數比與其他阻抗值可用於其他實施例中。如下述，當AC輸入訊號被施加到真空管之柵極端子412時，AC負載電流(ILOAD )通過AC耦接電容器流動到功率輸出變壓器之一次繞組。
真空管410之板極端子418亦經由電流累加節點430而連接到操縱電流源(SCS)460之輸入端子462與輸出端子464。SCS包含耦接到輸入端子之輸入區段470並且包含耦接到輸出端子之輸出區段472。如下述，SCS回應於輸入端子上的板極電壓，以於輸出端子上提供所選操縱電流ISCS 。操縱電流被控制以在放大AC訊號各週期的部分期間降低板極電流，以令真空管可在較大電壓範圍上操作，並且提供較大尖峰功率而不會超越真空管之最大平均功率消耗。雖然SCS之輸入端子與輸出端子皆經由電流累加節點電性連接到真空管之板極端子，並且因此電性上具有相同電壓電位，該兩個端子基於其個別功能性被描述成獨立端子。SCS之輸入端子接收可變電壓輸入，但實質上不汲取電流。SCS之輸出端子回應於輸入端子上的電壓提供可變輸出電流；然而，SCS之輸出不會影響板極電壓。據此，單就真空管之板極電壓判定電流累加節點上的電壓。如下述，SCS在伺服模式(servo mode)下操作，其中輸入端子上的輸入電壓(例如，板極電壓)是到伺服的驅動輸入功能，以及從輸出端子離開的操縱電流是來自伺服的驅動輸出功能。
SCS 460之輸入區段470包含第一場效電晶體(FET)480，該電晶體具有控制(例如，閘極)端子482、源極端子484以及汲極端子486。在所描繪實施例中，第一FET為n通道增強模式FET，諸如舉例而言BSP300，其可透過從德國慕尼黑的Infineon Technologies AG商購獲得。當第一FET之閘極端子上電壓大於源極端子上電壓時，第一FET自汲極端子導通電流到源極端子。
第一FET 480之源極端子484經由源極電阻器490與SCS接地端子492而連接到電路接地參考422。在所說明實施例中，源極電阻器具有約300,000歐姆之標稱電阻。第一FET之汲極端子486經連接到控制節點500，該節點將SCS 460之輸入區段470連接到SCS之輸出區段472。在輸入區段內，控制節點經由電流感測電阻器512被連接到板極供應電壓(VCC )匯流排510。在所說明實施例中，電流感測電阻器具有約3,000歐姆之標稱電阻。如下述，控制節點上之電壓VNODE 作用如控制訊號，用以控制SCS的輸出區段之操作。
SCS 460之控制節點500亦連接到SCS的輸出區段472內第二FET 520之控制(例如，閘極)端子522。第二FET具有源極端子524與汲極端子526。第二FET之源極端子經由電流控制電阻器530連接到VCC 匯流排510。在所說明實施例中，電流控制電阻器具有約40歐姆之標稱電阻。第二FET之汲極被連接到SCS之輸出端子464並且因此經由電流累加節點430連接到真空管410之板極端子418。在所說明實施例中，第二FET為p通道增強模式FET，其中當閘極端子上電壓低於源極端子上電壓時，電流從源極端子流動到FET之汲極端子。第二FET作用為與電流控制電阻器的電阻串聯的可變電阻。此等兩個電阻一起將具有總電阻RSCS 。在總電阻兩端造成電壓下降VSCS 。電壓下降VSCS 是自VCC 匯流排流動到SCS之輸出端子的電流ISCS 乘以電阻RSCS 之乘積。
SCS 460運作以回應於施加到SCS之輸入端子462的板極電壓，以經由電流累加節點430控制出自SCS之輸出端子464的電流。SCS僅由真空管410之板極端子418上的板極電壓VPLATE 驅動。如下述，SCS選擇性降低自板極端子流動到陰極端子414與416之板極電流；惟，SCS不會影響板極電壓，並且因此不會對板極端子上的放大電壓造成畸變。如上述，第一FET480、源極電阻器490以及電流感測電阻器512包括SCS之輸入區段470，該區段被輸入端子上板極電壓所驅動。SCS之輸入區段判定控制節點500上的控制電壓VNODE 。第二FET520與電流控制電阻器530包括SCS之輸出區段472，並且回應於控制節點上的訊號而產生操縱電流。操縱電流經由電流累加節點被提供到板極端子，而沒有影響板極電壓。據此，SCS用作伺服機構，以回應於板極電壓來控制操縱電流。
首先在無負載狀態下描述SCS 460的操作，以使沒有電流從電流累加節點430通過AC耦接電容器432流向功率輸出變壓器440。無負載狀態可如圖7所示透過移除電流累加節點與功率輸出變壓器之一次繞組442的第一端子444之間的AC耦接電容器432來表示。當沒有存在負載時，透過如圖8中第一負載線800所示SCS判定板極電流。第一負載線被顯示成疊加於圖6之特徵曲線上。如上述，當真空管410處於閒置狀態時，真空管之柵極端子412上的柵極電壓相對於接地陰極端子414與416大約為-60伏特。此柵極電壓導致板極電壓VPLATE 為約300伏特。SCS回應於300伏特之板極電壓，以迫使板極電流IPLATE 為約75毫安。板極電壓被施加到SCS中第一FET480之閘極端子482。第一FET之閘極具有極高阻抗。因此，基本上沒有電流流動進入第一FET之閘極端子。當第一FET導通時，閘極到源極電壓推定為約0伏特，以使得在第一FET之源極端子484上所造成的電壓大約與板極電壓相同。因此，相對於電路接地參考422在源極電阻器490兩端造成電壓VPLATE 。源極電流I490 流動通過源極電阻器，該電流由源極電阻器之電阻所判定。在所說明實施例中，源極電阻器之電阻約為300,000歐姆，其會導致約為VPLATE /300,000安培之源極電流。據此，在閒置狀態下，源極電流大約為1毫安(例如，300伏特/300,000安培)。
流動通過源極電阻器490之源極電流IR490 亦必須流動通過控制感測電阻器512。因此，在本實例中，1毫安之電流流動通過控制感測電阻器。流動通過電流感測電阻器之電流會在電流感測電阻器兩端造成電壓下降VSENSE 。電壓VSENSE 大約等於源極電流I490 乘以電流感測電阻器之電阻R512 。在其中R512 大約為3,000歐姆之說明實施例中，電壓VSENSE 大約等於源極電流I490 乘以3,000歐姆，其計算出為VSENSE 大約等於3伏特。前述計算可簡化成VSENSE =VPLATE /100。
控制節點500上之電壓VNODE 大約等於VCC ‑ VSENSE 。電壓VNODE 被施加到第二FET 520之閘極端子522以導致第二FET之閘極端子在小於VCC 匯流排510電壓之電壓層級。VCC 匯流排經由電流控制電阻器530連接到第二FET之源極端子524。因此，較低的閘極電壓造成第二FET導通(turn on)，以及用以自源極端子導通電流到第二FET之汲極端子526。為了說明之目的，第二FET之源極到閘極電壓推定為約0伏特。因此，第二FET之源極端子上的電壓大約等於VNODE 。在電流控制電阻器兩端造成之電壓約為VCC ‑ VNODE ，其對應於VCC ‑ (VCC ‑ VSENSE )，其可簡化成VSENSE 。因此，在電流感測電阻器512兩端的感測電壓被施加到電流控制電阻器兩端。
通過電流控制電阻器530之電流I530 大約等於電流控制電阻器兩端之電壓(例如，VSENSE )除以電流控制電阻器之電阻R530 (例如，I530 =VSENSE /R530 )。因此，在其中R530 大約為40歐姆之說明實例中，電流I530 大約等於VSENSE /40。如上述，VSENSE 大約等於VPLATE /100(在所描繪例示性中為3伏特)。因此，通過電流控制電阻器之電流I530 實質上等於(VPLATE /100)/R530 。在其中R530 大約為40歐姆之說明實施例中，電流I530 大約為VPLATE /4000，其在所說明實例中約為75毫安。通過電流控制電阻器之電流I530 作為操縱電流ISCS ，通過第二FET 520到達SCS 460之輸出端子464。因此，操縱電流被提供到電流累加節點430。
圖4中所描繪第二FET 520為p通道FET，其能夠容納至少600伏特之源極到汲極電壓。雖然被描繪成單p通道FET，第二FET可包含複數個串聯連接之p通道FET(例如，三個FET)，以容納在第二FET兩端造成之最大電壓。舉例而言，圖5將第二FET描繪成三個串聯連接p通道FET。第一串聯FET 520A具有與第二FET的閘極端子522相對應的閘極端子522A，該閘極端子522A連接到如圖4所示的控制節點500。第一串聯FET之源極端子524A對應於第二FET之源極端子524，其連接到如圖4所示出電流控制電阻器。第一串聯FET之汲極端子526A經連接到第二串聯FET 520B之源極端子524B。第二串聯FET之汲極端子526B經連接到第三串聯FET 520C之源極端子524C。第三串聯FET之汲極端子526C對應於第二FET之汲極端子526，其連接到如圖4所示出SCS輸出端子464。第二串聯FET之閘極端子522B經由第一閘極偏壓電阻器540A經連接到VCC 匯流排510。第三串聯FET之閘極端子522C透過第二閘極偏壓電阻器540B經連接到第二串聯FET之閘極端子。第二串聯FET之閘極端子亦經連接到第三閘極偏壓電阻器540C之第一端子。第三閘極偏壓電阻器之第二端子對應於第二FET之汲極端子，其連接到如圖4所示出SCS輸出端子。在所說明實施例中，三個閘極偏壓電阻器為100,000歐姆電阻器且操作以導通第二與第三串聯FET。在所描繪實施例中，第一、第二與第三串聯FET個者包含IRFI9634G p通道FET，其可從加州埃爾塞貢多的國際整流器(International Rectifier)商購。各FET皆具有250伏特之源極到汲極電壓，以使得串聯的三個FET能夠容納至少750伏特，這大於下述施加於FET兩端的最大600伏特。如上述，第一串聯FET控制施加於電流控制電阻器兩端之電壓。該三個FET可以被替換成具有至少600伏特之源極到汲極電壓的單一FET。
前述計算透過圖8中負載線800所描繪。明確而言，當板極電壓為0伏特時，負載線開始於0毫安之電流，並且當板極電壓為600伏特時上升到150毫安之電流。因此，負載線800表示SCS 460與具有4,000歐姆的正電阻的真空管410之組合的等效物。也可以說負載線800代表每1伏特的板極電壓與0.25毫安的板極電流之電壓電流關係。由負載線所表示之資料顯示於圖9之表900中。
當AC負載經耦接到真空管410之板極端子416時，即透過經由功率輸出變壓器440與AC耦接電容器432將擴音器452耦接到板極端子時，操縱電流源460之優勢將趨向明顯。圖10表示AC負載狀態之第一實例，其擴音器具有4歐姆之阻抗。擴音器之阻抗會於功率輸出變壓器之一次繞組442中反映成2,000歐姆之阻抗。在感興趣之頻率範圍內，反映阻抗被視為2,000歐姆之電阻負載，以極AC耦接電容器被推定為用於板極電壓之AC組件的短電路。電容器之電容經選定以使得電容器實質上不會被充有被施加到訊號輸入線424的音訊頻率。因此，板極電壓中各變化被傳播到功率輸出變壓器之一次繞組，使得流動通過一次繞組之電流會直接回應於板極電壓中的變化。
若板極電壓初始在閒置電壓(例如，VPLATE = VIDLE )，則SCS 460之組件內電壓與電流將具有上述初始(例如，閒置)值。在圖7-9中，增加板極電壓會增加板極電流，而減少板極電壓會減少板極電流，導致在各量級的板極電壓下產生新的穩態(steady-state)狀態，如DC分析所期望的。如下述，SCS受AC負載狀態之影響在於回應於板極電壓之增加而減少板極電流以及回應於板極電壓之減少而增加板極電流。
在所說明實例中，板極電壓VPLATE 增加20伏特，從VIDLE 至VIDLE +20(例如，ΔVPLATE =+20伏特)。板極電壓的增量變化是經由電流累加節點430和AC耦接電容器432進行通訊，從而在功率輸出變壓器的一次繞組442兩端從第一一次繞組端子444到第二一次繞組端子446造成20伏特。這導致10毫安的負載電流(ΔILOAD )的初始變化從板極端子416通過AC耦接電容器流向一次繞組。板極電壓中20伏特之增加亦經由SCS輸入端子462被施加到第一FET 480之閘極端子482，這會導致第一FET之源極端子484上的電壓增加20伏特。通過源極電阻器490之電流增加(ΔVPLATE /300,000)安培。該增加的電流會導致在3,000歐姆電流感測電阻器512兩端的感測電壓增加ΔVPLATE /100 (例如，ΔVSENSE =200 毫伏)。如上述，經由控制節點500與第二FET 520，在電流感測電阻器兩端的電壓變化被施加到電流控制電阻器530兩端。因此，在電流控制電阻器兩端之電壓亦增加200毫伏。通過電流控制電阻器的電流IR530 有所增加，該增加之量為在電流控制電阻器兩端的電壓變化除以40歐姆(例如，ΔI530 =5毫安)。因此，針對所說明板極電壓中增加的20伏特，操縱電流ISCS 增加5毫安(例如，ΔISCS =5毫安)。
來自SCS 460之操縱電流ISCS 中的5毫安之增加無法提供一次繞組442所需之所有電流增加(10毫安)。為了滿足克希荷夫電流累加定律(Kirchhoff’s current summing law)，進入和離開電流累加節點430的所有電流的代數總和必須等於零。由於增加了10毫安的電流經由AC耦接電容器432離開電流累加節點，以及僅增加5毫安的電流自SCS進入電流累加節點，因此額外的增加之5毫安的電流必須進入電流累加節點以達到零總和。據此，增加的5毫安的電流必須自真空管410之板極端子418流向電流累加節點。由於該電流僅能流進板極端子，因此自板極端子往節點流動的增加的5毫安之電流實際上是自電流累加節點往板極端子流動的減少的5毫安之板極電流。前述內容於圖11A與11B中由在電流累加節點處流動之兩個等效電流來描繪。圖11A示出電流中的實際變化，其中板極電流於實際電流流向中的變化為負。圖11B將習知電流方向中負變化替換成極板電流中的正變化，該板極電流於相反方向中流動自板極端子流向電流累加節點。因此，出自SCS之電流之5毫安的增加與板極電流之5毫安的減少(圖11B顯示成往電流累加節點流動)將提供供應到一次繞組之增加的10毫安之電流(示出為流動遠離電流累加節點)。
應瞭解前述說明為涉及由板極電壓中動態變化所造成電流中變化之AC分析。若板極電壓從300伏特之閒置電壓變化成320伏特之新穩態電壓，則AC耦接電容器最終將變成完全充電於新的電壓層級，且沒有電流會流動通過功率輸出變壓器440之一次繞組442。在新的穩態狀態下，板極電流將增加5毫安，以及出自SCS 460之操縱電流將增加5毫安，以提供針對無輸出負載的上述實施例之增加的板極電流。
上述AC分析亦可用於板極電壓中的降低。舉例而言，若板極電壓自300伏特的板極閒置電壓(VIDLE )減少到280伏特的板極電壓(例如，ΔVPLATE =‑20伏特)。當該情況發生時，板極電壓中的減少會發生於一次繞組442兩端，以造成一次繞組之第一端子444相對於一次繞組之第二端子446在-20伏特之電位。於一次繞組兩端之電壓的負變化會造成10毫安之電流從一次繞組通過AC耦接電容器432流到電流累加節點430。在SCS 460內，於第一FET 480之閘極端子482上20伏特之減少出現於源極電阻器490兩端，以造成於源極電阻器內發生-20伏特除以300,000歐姆之電流變化。流動通過源極電阻器之電流的減少造成流動通過電流感測電阻器512之對應的電流降低。流動通過電流感測電阻器之電流的減少造成電流感測電阻器兩端電壓之降低，降低量為(-20/300,000)×3,000)伏特(例如，‑200毫伏)。經由第二FET 520，在電流感測電阻器兩端的200毫伏的電壓減少被施加到電流控制電阻器530兩端。對應的電流控制電阻器200毫伏電壓減少會造成被供應到SCS 460的輸出端子464之操縱電流(ISCS =I530 )減少5毫安(例如，‑200 mV/40 ohms)。圖12A中自SCS的輸出端子流向電流累加節點的操縱電流之減少在圖12B中由自電流累加節點往SCS的輸出端子流動的電流之正向增加來表示。
圖10實施例中的操作造成圖13所示AC負載線1300。圖14中示出對應於圖13的負載線之資料。如圖13所描繪，AC負載線有負的斜率。該線從0伏特之板極電壓與150毫安之板極電流延伸到600伏特之板極電壓與0毫安之板極電流。
透過數學解釋前述內容。如圖9中表900針對無負載DC特徵(open load DC characteristics)所示，板極電流IPLATE 是依照以下方程式(1)而與板極電壓VPLATE 相關：
Figure 02_image001
由於板極電流與操縱電流(ISCS )於圖7之無負載表示中相等，因此方程式(2)亦可被寫成以下形式：
Figure 02_image003
方程式 (1) 與 (2) 導致閒置板極電流(IPLATE_IDLE )，以及因此在300伏特的閒置板極電壓(VPLATE_IDLE )時操縱電流ISCS 為0.075安培。由於板極電流與操縱電流皆與板極電壓成正比，故方程式(2)可被重寫為以下方程式(3)：
Figure 02_image005
針對前述AC分析，閒置電流與閒置電壓被忽略。如上述，有效電阻RSCS 為電流控制電阻器530的電阻與串聯第二FET 520的有效源極到閘極電阻之總和。流動通過兩電阻之操縱電流ISCS 在VCC 匯流排510與SCS 460的輸出端子464之間造成電壓下降VSCS 。電阻RSCS 透過以下方程式(4)與操縱電流以及電壓下降相關：
Figure 02_image007
圖4、7與10示出VSCS 等於VCC ‑ VPLATE 。因此，可透過以下方程式(5)判定電阻：
Figure 02_image009
為了AC考量，VCC 與接地為等效。因此，針對AC分析，VCC 等於0伏特，方程式(5)簡化成以下方程式(6)：
Figure 02_image011
將方程式(6)中ISCS 替換成方程式(3)將產生以下方程式(7)：
Figure 02_image013
如上述，VPLATE_IDLE 為300伏特且IPLATE_IDLE 為75毫安。因此，在說明實例中，RSCS 為-4,000歐姆。據此，SCS 460之影響在於將4,000歐姆之負電阻置於電流累加節點430與電路接地參考422之間，用於板極端子上的AC電壓。此影響被描繪於圖15A、15B、16A以及16B中，其中該SCS被替換成SCS等效電阻1500，其在電流累加節點與電路接地參考之間且具有負電阻RSCS 。該SCS等效電阻器經設置成與具有電阻RPRIM (例如，2,000歐姆)之AC等效電阻1510並聯，該AC等效電阻1510表示反映於功率輸出變壓器440之一次繞組442中的負載阻抗。在圖15A、15B、16A及16B中，由電壓源1520來表示真空管400。電壓源之輸出對應於真空管之板極端子418。在該技術領域中具有通常知識者將能瞭解針對AC分析，該兩電阻為有效地並聯。可使用用於計算並聯電阻之習知公式，將SCS等效電阻之負電阻與繞組等效電阻之正電阻結合，以確定本文所述結果。該用於並聯電阻之公式記載如下：
Figure 02_image015
當如本說明實例中所示RSCS 為-4000歐姆與RPRIM 為2000歐姆時，RTOTAL 經計算作RTOTAL =1/[(-1/4000) +(1/2000)]=1/(1/4000)=4000歐姆。在真空管410上的總有效AC負載為4000歐姆的情況下，板極電壓的±300伏特擺幅可以為2,000歐姆AC負載(例如，擴音器452)提供兩倍的功率，同時將真空管之消耗保持在安全的功率消耗區域內。
如圖15A所示，當由電壓源1520產生於電流累加節點430上之電壓相對於電路接地參考422增加20伏特時，該增加的電壓會造成通過一次繞組之AC等效電阻1510之增加的負載電流ΔILOAD 。在所說明實例中，2,000歐姆之負載電阻會允許10毫安之電流流向電路接地參考422。該增加的電壓亦造成通過SCS等效電阻1500之增加電流ΔISCS ；惟，SCS等效電阻具有負電阻(例如，在所說明實例中有-4,000歐姆)。因此，5毫安之負電流流動於朝向電路接地參考之方向中。據此，為了平衡電流，如所示般，5毫安之負電流亦必須自電壓源流到電路接地參考。透過將正電流替換成相反方向之兩個負電流，如圖15B所示，亦可如前述般理解前述內容。如圖15B所示，由電壓源(例如，真空管)提供於電流累加節點處電流之降低以及提供到電流累加節點之SCS電流之增加流動到電流累加節點中以補償通過一次繞組之AC等效電阻之增加的負載電流ΔILOAD ，其流出電流累加節點。
在圖16A中，在電流累加節點430處板電壓ΔVPLATE 之減少會導致通過一次繞組之AC等效電阻1510之負載電流ΔILOAD 之減少。負載電流之減少可由習知電流流動方向中10毫安之負值來表示，該電流自電流累加節點流向電路接地參考422。在所說明實例中，在SCS等效電阻1500之負電阻兩端處施加板極電壓之減少會造成從電流累加節點朝向電路接地參考流動之電流增加5毫安。為了將電流平衡，通過電壓源1520從電流累加節點朝向電路接地參考方向流動之電流亦必須增加5毫安。圖16B描繪減少負載電流之相同結果，該減少負載電流經描繪成朝電流累加節點流動之正電流。
SCS 460也可以與代表一次繞組的其他負載電阻一起使用。舉例而言，若擴音器452之特徵阻抗增加到8歐姆，則反映在功率輸出變壓器440之一次繞組442中的阻抗為4,000歐姆而非2,000歐姆。在RLOAD 等於4,000歐姆之情況下，前記AC分析會導致實質上恆定的板極電流，如由圖17之負載線1700所表示以及由圖18之表1800中資料所代表。舉例而言，將板極電壓增加20伏特將導致負載電流ILOAD 增加5毫安(例如，ΔILOAD ＝5毫安)，該負載電流從板極端子(電流累加節點)418流進一次繞組中。如前述，SCS提供增加5毫安的電流ISCS (例如，ΔISCS ＝5毫安)到電流累加節點中，其平衡了自電流累加節點流出之負載電流。因此，板極電流不改變且維持在75毫安。透過相似方式，板極電壓之20伏特之減少會造成負載電流以5毫安之量級從一次繞組朝電流累加節點流動。該板極電壓中的變化會造成SCS產生減少的輸出電流ISCS ，該輸出電流ISCS 變化為降低5毫安(例如，ΔISCS ＝-5毫安)。此從電流累加節點流出的電流中之負變化，會平衡從一次繞組流出進入電流累加節點的電流中的變化，以令板極電流不會改變且保持75毫安。據此，圖17中之負載線1700實質上為水平。這也可以使用方程式(8)來理解，其中板極上的總負載RTOTAL =1/[(1/-4000)+(1/4000)]。該方程式將結果除以0，從而在板極上產生無限的AC負載。據此，通過板極之AC電流為零，其造成板極電流在整個AC電壓擺幅上無變化。
該RSCS 之負電阻(-4,000歐姆)亦可用以解釋圖8負載線800針對無負載狀態(例如，RPRIM =∞)之斜率。從方程式(8)可推出，RTOTAL =1/[(-1/4000)+(1/∞)]=‑4000 歐姆。總電阻之負值造成負載線800具有與圖13中負載線1300之相反斜率。因此，針對無負載狀態之板極電流隨著電壓增加而增加，如上文中相關於圖8所述者。
操縱電流源(CSC)460與真空管410之組合的優勢在於賦能真空管電路提供增加功率到負載(例如，擴音器452)之能力，同時在安全操作限制內操作該真空管。本文所描繪300B真空管具有最大安全功率消耗40瓦特，其由圖19中重現負載線上之曲線1900來表示。該曲線被視為安全操作區域(Safe operating area，SOA)之上邊界，其中板極電壓乘以板極電流之乘積不會超越40瓦特。如圖19所示，出自圖13之負載線1300完全處於安全操作區域內。圖1、2及3中所描繪之先前已知電路拓樸亦可在安全操作區域內操作300B真空管；惟，示出透過先前已知拓樸轉移到負載之典型最大功率大約是10瓦特。試著以圖1、2及3之電路100、200及300中一者驅動300B真空管以將較大功率轉移到負載可能會造成真空管之平均功率消耗到達或高越40瓦特的消耗邊界(dissipation boundary)。
與圖1、2及3之電路100、200及300不同，具備操縱電流源(SCS)460的圖4之電路400將顯著較大功率轉移到負載，而不會給300B真空管造成壓力負擔。如圖13與18中負載線1300所繪，在0伏特之板極電壓處，真空管410汲取150毫安之電流到板極端子418中。該真空管經由陰極端子414將板極電流轉移到電路接地參考422。從方程式(3)可見，0伏特之板極電壓造成來自SCS之操縱電流ISCS 為0毫安。因此，整個150毫安之板極電流被汲取出自負載(例如，功率輸出變壓器450之一次繞組442)。當板極電壓為0伏特時，真空管不必從SCS導通電流。
當板極電壓在600伏特之最大電壓時，板極電流為0毫安，且由SCS　460提供之操縱電流ISCS 為150毫安。操縱電流被提供到負載(例如，功率輸出變壓器440之一次繞組442)，而對來自真空管之負載電流沒有貢獻。
針對圖4之電路400，在0伏特之板極電壓處，負峰值的負載電流‑IPEAK_LOAD 為-150毫安。在600伏特之板極電壓處，正峰值的負載電流+IPEAK_LOAD 為+150毫安。因此，IPEAK_LOAD 為±150毫安。針對Sine波音訊輸出訊號，提供到負載的負載電流ILOAD 之RMS值為150毫安除以√2，其等於大約1.06毫安RMS。提供到負載之功率經計算成RMS電流平方乘以電阻(例如，(150/√2)2 ×2000)，其約為22.5瓦特。據此，對於先前已知的使用對應真空管的單端型放大器電路拓撲而言，施加到負載上的功率是在類似操作狀態下被施加到負載的功率之兩倍以上。如上述，在沿著負載線1300操作真空管410同時功率被提供到該負載，其如圖19中SOA線1900所描繪在40瓦特的安全操作範圍內。
可以將上述分析與典型的恆定板極電源(例如圖3中所示的電源)的分析進行比較。為了達到對負載(例如，圖3之一次繞組342)提供接近最大的功率輸出，電路以337.5伏特的閒置板極電壓與100毫安的閒置板極電流操作，如閒置點2000所示。在137.5伏特之板極電壓處，板極電流為200毫安。在537.5伏特之板極電壓處，板極電流為0毫安。由於在板極端子316處提供之恆定電流，板極電壓與板極電流可由圖20之負載線2010來表示，其從137.5伏特之板極電壓與200毫安之板極電流變化成537.5伏特之板極電壓與0毫安之板極電流。板極電壓必須被維持在137.5伏特處或以上，以防止板極電流超越200毫安的建議最大峰值電流。由於由圖3中定流源370所提供之電流為恆定100毫安，因此提供到負載(例如，一次繞組)之電流相對於閒置狀態具有±100毫安之變化。據此，施加到負載之功率可被計算成(100/√2)2 ×2000=10瓦特。轉移到負載之功率遠低於由圖4中操縱電流源為基電路400所轉移到負載之功率。此外，圖3之習知定流源為基電路300之操作較接近由圖19之線1900所表示之安全操作區域，且亦以較高的最大板極電流操作(例如，200毫安對上150毫安)。
雖然上文是相關於作為放大組件之真空管400進行說明，惟操縱電流源460還可以使用其他放大組件以增加的功率來驅動負載。舉例而言，真空管可以被替換成FET或對其他組件具有適當調整之其他半導體放大器。
前文中詳細說明已被提供以用於說明與描述之目的。因此，雖然已描述新且有用的發明之特定實施例，惟其意圖並非將此等參照理解為對本發明範疇的限制，除非在所附申請專利範圍中有所界定。
100:電路 110:三極體真空管 112:柵極端子 114:陰極端子 116:板極端子 118:AC輸入訊號源 120:陰極偏壓電阻器 122:第一AC耦接電容器 124:電路接地參考 130:功率輸出變壓器 132:一次繞組 134:第一端子 136:第二端子 140:板極電壓源 142:第二AC耦接電容器 150:二次繞組 152:音訊轉換器 200:電路 210:三極體真空管 212:柵極端子 214:陰極端子 216:板極端子 218:AC輸入訊號源 220:陰極偏壓電阻器 222:第一AC耦接電容器 224:電路接地參考 230:功率輸出變壓器 232:一次繞組 234:第一端子 236:第二端子 240:第二AC耦接電容器 250:二次繞組 252:音訊轉換器 260:共用連接節點 262:電感器 264:第一端子 266:第二端子 270:板極電壓(VPLATE+)源 300:電路 310:三極體真空管 312:柵極端子 314:陰極端子 316:板極端子 318:AC訊號輸入源 320:第一AC耦接電容器 330:電路接地參考 332:柵極偏壓電阻器 334:柵極偏壓電壓源 340:功率輸出變壓器 342:一次繞組 344:第一端子 346:第二端子 348:第二AC耦接電容器 350:二次繞組 352:音訊轉換器 360:共用連接節點 370:定流源 372:輸出端子 374:第二端子 380:板極電壓(VPLATE+)源 400:A級放大器電路 410:三極體真空管 412:柵極端子 414:第一陰極/燈絲端子 416:第二陰極/燈絲端子 418:板極端子 420:浮動燈絲電源 422:電路接地參考 424:訊號輸入線 430:電流累加節點 432:AC耦接電容器 440:功率輸出變壓器 442:一次繞組 444:第一端子 446:第二端子 450:二次繞組 452:音訊轉換器 460:操縱電流源(SCS) 462:輸入端子 464:輸出端子 470:輸入區段 472:輸出區段 480:第一場效電晶體(FET) 482:控制端子 484:源極端子 486:汲極端子 490:源極電阻器 492:SCS接地端子 500:控制節點 510:板極供應電壓(VCC)匯流排 512:電流感測電阻器 520:第二場效電晶體(FET) 522:控制端子 524:源極端子 526:汲極端子 530:電流控制電阻器 520A:第一串聯FET 520B:第二串聯FET 520C:第三串聯FET 522A:閘極端子 522B:閘極端子 522C:閘極端子 524A:源極端子 524B:源極端子 524C:源極端子 526A:汲極端子 526B:汲極端子 526C:汲極端子 540A:第一閘極偏壓電阻器 540B:第二閘極偏壓電阻器 540C:第三閘極偏壓電阻器 600:閒置點 800:負載線 900:表 1400:表 1300:AC負載線 1500:SCS等效電阻 1510:AC等效電阻 1520:電壓源 1700:負載線 1800:表 1900:曲線 2000:閒置點 2010:負載線
圖1描繪習知單端型A級放大器拓樸，其具有三極體真空管，其中陽極(板極)端子經由輸出變壓器之一次繞組而連接到電壓源。
圖2描繪習知單端型A級放大器拓樸，其具有三極體真空管，其中板極(陽極)端子經由電感器而連接到電壓源以及令輸出變壓器的一次繞組AC耦接到該板極端子。
圖3描繪習知單端型A級放大器拓樸，其具有三極體真空管，其中板極端子經由定流源而連接到電壓源以及令輸出變壓器的一次繞組AC耦接到該板極端子。
圖4描繪改良單端型A級放大器拓樸，其具有三極體真空管，其中板極端子經由操縱電流源而連接到電壓源以及令輸出變壓器的一次繞組AC耦接到該板極端子。
圖5描繪圖4之操縱電流源中p通道金屬氧化物半導體場效電晶體(MOSFET)之示意圖，該等MOSFET經實作成三個串聯連接p通道MOSFET。
圖6描繪針對圖4單端型A級放大器拓樸之典型三極體真空管的板極電流對上板極電壓的DC關係之特徵曲線圖，其中各曲線代表特定柵極電壓相對於陰極電壓之DC關係。
圖7描繪圖4之改良的單端型A級放大器拓樸，其中自板極端子到輸出變壓器之一次繞組的AC耦接經斷接以使得沒有電流流動進入或離開一次繞組。
圖8描繪疊加於圖6特徵曲線上之DC負載線，用以描繪板極電流與如圖7所示無負載連接(例如，無限負載阻抗)之經改良單端型A級放大器拓樸之板極電壓之間的DC關係。
圖9描繪由圖8之DC負載線在受圖7表示無負載狀態下所代表之資料的表。
圖10描繪有2,000歐姆負載阻抗經AC耦接到真空管之板極端子的圖4之改良的單端型A級放大器拓樸，該拓樸標記有回應於真空管之板極端子上電壓變化之電流與電壓變化。
圖11A描繪當AC板極電壓增加20伏時，板極端子處的電流累加(current summing)，該AC板極電壓之20伏特的增加會導致AC板極電流減少5毫安。
圖11B描繪如圖11A所示當AC板極電壓增加20伏時，板極端子處的電流累加(current summing)，該AC板極電壓之20伏特的增加會導致AC板極電流減少5毫安，圖11A中的板極電流的減少表示成板極電流的增加之相反方向，以更佳說明板極端子處的電流累加。
圖12A描繪當AC板極電壓減少20伏時，板極端子處的電流累加(current summing)，該AC板極電壓之20伏特的減少會導致AC板極電流增加5毫安。
圖12B描繪如圖12A所示當AC板極電壓減少20伏時，板極端子處的電流累加(current summing)，該AC板極電壓之20伏特的減少會導致AC板極電流增加5毫安，圖12A中的負載電流的減少表示成負載電流的增加之相反方向，以更佳說明板極端子處的電流累加。
圖13描繪疊加於圖6特徵曲線上之AC負載線，用以描繪由板極電壓之變化所造成板極電流之變化與所導致於具有圖10所示2,000歐姆負載連接的圖4之經改良單端型A級放大器拓樸之操縱電流中變化之間的AC關係。
圖14描繪由具有圖10所示2,000歐姆負載連接的圖13之AC負載線所代表之資料的表。
圖15A描繪AC等效電路，其中將真空管表示為電壓源以及將操縱電流源表示為與負載電阻並聯的等效負電阻電阻器，示出對應於回應於板極電壓之增加所造成圖11A中改變之電流變化。
圖15B描繪圖15A之AC等效電路，其示出當正電流變成朝向板極端子時，負板極電流與操縱電流變成遠離圖15A中的板極。
圖16A描繪圖15A之AC等效電路，其示出對應於回應於板極電壓之減少所造成圖12A中改變之電流變化。
圖16B描繪圖15A之AC等效電路，其示出當正負載電流變成朝向板極端子時，負的負載電流變成遠離圖16A中的板極。
圖17描繪疊加於圖6特徵曲線上之AC負載線，用以描繪由板極電壓之變化所造成板極電流之變化與所導致於具有取代圖10之2,000歐姆負載之4,000歐姆負載的圖4之經改良單端型A級放大器拓樸之操縱電流中變化之間的AC關係。
圖18描繪由具有4,000歐姆負載的圖17之AC負載線所代表之資料的表。
圖19描繪針對如圖13所示2,000歐姆負載之AC負載線，其中40瓦特的最大真空管消耗曲線被疊加於該特徵曲線上以描繪圖4拓樸結構中真空管消耗距離最大消耗的大位移。
圖20描繪圖19之40瓦特的最大真空消耗曲線，其中圖3拓樸之AC負載線被疊加於該特徵曲線上以示出真空管消耗距離最大消耗的降低位移，並且進一步示出降低板極電壓擺幅，可用以將板極電流維持在最大限制內。
400:A級放大器電路
410:三極體真空管
412:柵極端子
414:第一陰極/燈絲端子
416:第二陰極/燈絲端子
418:板極端子
420:浮動燈絲電源
422:電路接地參考
424:訊號輸入線
430:電流累加節點
432:AC耦接電容器
440:功率輸出變壓器
442:一次繞組
444:第一端子
446:第二端子
450:二次繞組
452:音訊轉換器
460:操縱電流源(SCS)
462:輸入端子
464:輸出端子
470:輸入區段
472:輸出區段
480:第一場效電晶體(FET)
482:控制端子
484:源極端子
486:汲極端子
490:源極電阻器
492:SCS接地端子
500:控制節點
510:板極供應電壓(VCC)匯流排
512:電流感測電阻器
520:第二場效電晶體(FET)
522:控制端子
524:源極端子
526:汲極端子
530:電流控制電阻器

Claims (12)

  1. 一種用於A級單端型放大器之操縱電流源，該A級單端型放大器包括放大組件，回應於控制端子上的輸入訊號，該放大組件於輸出端子上產生隨時間變化之經放大的輸出電壓，該輸出端子經AC耦接到負載，該操縱電流源包含：輸入區段，其耦接到該放大組件之該輸出端子，該輸入區段接收由該放大組件產生之該輸出電壓並且回應於該輸出電壓產生控制訊號；以及輸出區段，其回應於由該輸入區段產生之該控制訊號而產生操縱電流，該操縱電流被提供到該放大組件之該輸出端子，該操縱電流回應於該輸出電壓之增加而增加，該操縱電流回應於該輸出電壓之減少而減少。
  2. 如申請專利範圍第1項所述的操縱電流源，其中：該輸入區段產生與該放大組件之該輸出電壓成正比的第一電流；該控制訊號為與該第一電流成正比之輸入區段電壓；以及該操縱電流與該輸入區段電壓成正比，以使得提供到該放大組件之該輸出端子的該操縱電流與該放大組件之該輸出電壓成正比。
  3. 如申請專利範圍第2項所述的操縱電流源，其中：該操縱電流源之該輸入區段包含：第一電晶體，其具備控制輸入端子、第一控制端子與第二控制端子，該控制輸入端子經耦接到該放大組件之該輸出端子，該第一控制端子經耦接到第一電阻器，以在該第一電阻器兩端產生第一電壓，該第一電壓與該放大組件之該輸出端子上的該輸出電壓成正比，以及用以產生通過該第一電阻器之該第一電流，該第一電流與該輸出電壓成正比，該第一電流於該第一電晶體之該第一與第二控制端子之間流動；以及第二電阻器，其經耦接到該第一電晶體之該第二控制端子，用以接收該第一電流，該第二電阻器產生與該第一電流成正比之該輸入區段電壓；以及該操縱電流源之該輸出區段包含：第二電晶體，其具備控制輸入端子、第一控制端子與第二控制端子，該第二電晶體之該控制輸入端子經耦接以接收該輸入區段電壓，該第二電晶體之該第一控制端子經耦接到第三電阻器，以在該第三電阻器兩端再生該輸入區段電壓，該第三電阻器產生與該輸入區段電壓成正比之該操縱電流，該操縱電流通過該第二電晶體傳播自該第一控制端子到該第二控制端子以及到該放大組件之該輸出端子。
  4. 如申請專利範圍第3項所述的操縱電流源，其中該第一電晶體包含至少一個n通道增強模式金屬氧化物半導體場效電晶體(MOSFET)，以及該第二電晶體包含至少一個p通道增強模式MOSFET。
  5. 如申請專利範圍第1項所述的操縱電流源，其中該放大組件包含真空管，該真空管至少具備陰極、陽極與柵極，以及其中該輸出端子是該真空管之該陽極。
  6. 一種用於增加自A級單端型放大器提供到AC耦接負載的功率之方法，該放大器具備放大組件，該放大組件回應於輸入訊號以於連接到該負載之輸出端子上產生隨時間變化之經放大的輸出電壓，該方法包含：將來自該放大組件之該輸出端子的該隨時間變化之經放大的輸出電壓耦接到操縱電流源之輸入；在該操縱電流源內產生操縱電流，該操縱電流與來自該放大組件之該輸出端子的該隨時間變化之經放大的輸出電壓成正比；以及將該操縱電流耦接到該放大組件之該輸出端子，以將至少一部分的該操縱電流提供到該負載。
  7. 如申請專利範圍第6項所述的方法，其中該放大組件具有自該輸出端子通過該放大組件流動到參考電壓之放大器電流，該方法進一步包含： 當該輸出電壓增加時，增加來自該操縱電流源之該操縱電流以及減少該放大器電流；以及當該輸出電壓減少時，減少來自該操縱電流源之該操縱電流以及增加該放大器電流。
  8. 如申請專利範圍第7項所述的方法，其中：該放大組件之該輸出電壓具有閒置電壓量級；當該放大組件之該輸出電壓在該閒置電壓量級時，該放大器電流具有閒置電流量級；當該輸出電壓之量級增加到該閒置電壓量級以上時，該放大器電流之量級降低到該閒置電流量級以下；以及當該輸出電壓之量級減少到該閒置電壓量級以下時，該放大器電流之量級增加到該閒置電流量級以上。
  9. 一種單端型A級放大器，其包含：放大組件，其至少具有輸出端子、參考端子以及控制端子，該控制端子接收隨時間變化輸入訊號，該放大組件回應於該隨時間變化輸入訊號以改變該輸出端子上的輸出電壓以及改變於該輸出端子與該參考端子之間流動的電流；負載，其經AC耦接到該放大組件之該輸出端子；操縱電流源，其具有電壓輸入與操縱電流輸出，該電壓輸入耦接到該放大組件的該輸出端子以及該操縱電流輸出耦接到該放大組件的該輸出端子，該操縱電流源經組態 以當該放大組件的該輸出端子上的該輸出電壓增加時增加該操縱電流以提供電流到該負載，以及當該放大組件的該輸出端子上的該輸出電壓減少時減少該操縱電流輸出。
  10. 如申請專利範圍第9項所述的單端型A級放大器，其中該放大組件是真空管，其中該控制端子是柵極端子，其中該輸出端子是陽極端子，以及其中該參考端子是陰極端子。
  11. 如申請專利範圍第9項所述的單端型A級放大器，其中該負載是輸出變壓器之一次繞組，該輸出變壓器具有耦接到音訊轉換器之二次繞組。
  12. 如申請專利範圍第9項所述的單端型A級放大器，其中：流動通過該放大組件之DC電流隨著該輸出端子上DC輸出電壓增加而增加，以及流動通過該放大組件之AC電流隨著該輸出端子上AC輸出電壓增加而減少。
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