TWI666874B - Switching power supply circuit - Google Patents

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張秀紅
張昌山
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Abstract

公開了一種開關電源電路，包括第一變壓器和第二變壓器、位於第一變壓器的二次側第一脈寬調控制晶片、位於第一變壓器的一次側的第二脈寬調變控制晶片、以及連接在第一變壓器的一次繞組與參考地之間的第一功率開關，其中：交流電源提供的電能經由第一變壓器從開關電源電路的電路輸入端傳送到電路輸出端；第一脈寬調變控制晶片經由第二變壓器向第二脈寬調變控制晶片傳送用於控制第一功率開關的導通與關斷的脈寬調變控制信號；第二脈寬調變控制晶片基於來自第一脈寬調變控制晶片的脈寬調變控制信號來控制第一功率開關的導通與關斷。

Description

開關電源電路
本發明涉及電路領域，更具體地涉及一種開關電源電路。
近年來，隨著諸如智慧手機、平板電腦、以及筆記型電腦之類的可攜式裝置的螢幕變大、處理器變快，需要增大可攜式裝置的電池容量來維持或者延長可攜式裝置的使用時間。然而，隨著電池容量的增大，電池充電時間大大增長，這是可攜式裝置的大多數使用者不希望看到的情況。
為了維持電池充電時間不變或者縮短電池充電時間，需要增大充電器和適配器的輸出功率。諸如由美國高通公司、華為技術公司、以及臺灣聯發科技公司等提出的快充協議、以及諸如PD2.0、PD3.0協定等的電源輸出電壓調節協定隨著這種需求的出現而出現，這些協定除了要求輸出電壓可變以外，還要求更高的平均效率和更小的外形尺寸，因此需要在開關電源電路中採用同步整流控制機制。
鑒於以上所述的一個或多個問題，本發明提供了一種開關電源電路。
根據本發明實施例的開關電源電路，包括第一變壓器和第二變壓器、位於第一變壓器的二次側的第一脈寬調變控制晶片、位於第一變壓器的一次側的第二脈寬調變控制晶片、以及連接在第一變壓器的一次繞組與參考地之間的第一功率開關，其中：交流電源提供的電能經由第一變壓器從開關電源電路的電路輸入端傳送到電路輸出端；第一脈寬調變控制晶片經由第二變壓器向第二脈寬調變控制晶片傳送用於控制第一功率開關的導通與關斷的脈寬調變控制信號；第二脈寬調變控制晶片基於來自第一脈寬調變控制晶片的脈寬調變控制信號來控制第一功率開關的導通與 關斷。
T1、T2‧‧‧變壓器
VIN‧‧‧線電壓
M1、M2‧‧‧功率開關
Np、Ns‧‧‧匝數
VD、FB、VDD‧‧‧端子
Vd‧‧‧導通電壓
VO‧‧‧輸出電壓
EMI‧‧‧電磁干擾
VFB‧‧‧回饋電壓
GND‧‧‧接地腳
Vcs‧‧‧電壓
PWM‧‧‧脈寬調變
302、304‧‧‧脈寬調變控制晶片
Cramp‧‧‧電容
Vref‧‧‧基準電壓
Ic‧‧‧鏡像電流
RS‧‧‧觸發器
Id‧‧‧放電電流
Ru、Rd、Rs、R0、R1、R2‧‧‧電阻
Vramp‧‧‧斜坡電壓信號
RS‧‧‧觸發器
Id‧‧‧放電電流
COMP‧‧‧環路補償端子
VD‧‧‧SR電流感測端子
VDD‧‧‧IC供電端子
GATE‧‧‧MOS驅動端子
CS‧‧‧電流感測端子
從下面結合附圖對本發明的具體實施方式的描述中可以更好地理解本發明，其中：第1圖示出了傳統的帶有同步整流控制機制的開關電源電路的電路圖；第2圖示出了第1圖所示的脈寬調製控制晶片的內部框圖；第3A-3B圖分別示出了在脈寬調變控制晶片工作在非連續導通模式(DCM)和連續導通模式(CCM)時輸出電壓VO的回饋分壓和電流感測電壓Vcs的波形圖；第4圖示出了根據本發明實施例的開關電源電路的電路圖；第5圖示出了位於第4圖所示的變壓器T1的副邊側的脈寬調變控制晶片的內部框圖；第6圖示出了位於第4圖所示的變壓器T1的原邊側的脈寬調變控制晶片的內部框圖；第7圖示出了第5圖所示的斜坡生成器的電路圖；第8圖示出了根據本發明實施例的帶有同步整流控制機制的開關電源電路的電路圖；第9圖示出了位於第8圖所示的變壓器T1的副邊側的脈寬調變控制晶片的內部框圖。
下面將詳細描述本發明的各個方面的特徵和示例性實施例。在下面的詳細描述中，提出了許多具體細節，以便提供對本發明的全面理解。但是，對於本領域技術人員來說很明顯的是，本發明可以在不需要這些具體細節中的一些細節的情況下實施。下面對實施例的描述僅僅是為了通過示出本發明的示例來提供對本發明的更好的理解。本發明決不限於下面所提出的任何具體配置和演算法，而是在不脫離本發明的精神的前提下覆蓋了元素、部件和演算法的任何修改、替換和改進。在附圖和下面的描述中，沒有示出公知的結構和技術，以便避免對本發明造成不必要的 模糊。
第1圖示出了傳統的帶有同步整流控制機制的開關電源電路的電路圖。在第1圖所示的開關電源電路中，同步整流控制晶片(SR IC)位於變壓器T1的二次側，其通過感測變壓器T1是否處於續流狀態(即，變壓器中儲存的能量釋放到電路輸出端的狀態)來控制連接在變壓器T1的二次繞組與電路輸出端之間的功率開關M2的導通與關斷；脈寬調變控制晶片(PWM IC)位於變壓器T1的一次側，其通過感測電路輸出端的輸出電壓的變化和流過變壓器T1的一次繞組的一次電流的變化來控制連接在變壓器T1的一次繞組與參考地之間的功率開關M1的導通與關斷。
具體地，同步整流控制晶片通過VD端子感測變壓器T1是否處於續流狀態，在感測到變壓器T1處於續流狀態時控制功率開關M2處於導通狀態，並在感測到變壓器T1續流結束或者功率開關M1從關斷狀態變為導通狀態時控制功率開關M2從導通狀態變為關斷狀態。
由於脈寬調變控制晶片和同步整流控制晶片分別獨立控制功率開關M1和功率開關M2的導通與關斷，因此在某些條件下(例如，動態負載切換或者短路等條件下)存在功率開關M1和功率開關M2在短時間內同時導通的情況，這會導致流過功率開關M1和功率開關M2的瞬間峰值電流非常大從而引起這些功率開關的損壞或者引起炸機。
第2圖示出了第1圖所示的脈寬調製控制晶片的內部框圖。在第2圖所示的脈寬調變控制晶片中，分壓電阻Ru和Rd對來自變壓器T1的二次側的、表徵電路輸出端的輸出電壓VO的回饋電壓VFB進行分壓，生成輸出電壓VO的回饋分壓；前沿消隱(LEB)電路對流過變壓器T1的一次繞組的原邊電流在電流感測電阻Rs上產生的電流感測電壓Vcs進行前沿消隱處理，生成電流感測電壓Vcs的消隱電壓；PWM比較器基於輸出電壓VO的回饋分壓和電流感測電壓Vcs的消隱電壓生成PWM調變信號；振盪器基於表徵輸出電壓VO的回饋電壓VFB生成脈寬固定的振盪信號；RS觸發器和驅動器基於來自PWM比較器的PWM調製信號和來自振盪器的振盪信號生成PWM控制信號用以控制功率開關M1 的導通與關斷。
這裡，脈寬調變控制晶片的CS端子處的電壓，即流過變壓器T1的一次繞組的一次電流在電流感測電阻Rs上產生的電流感測電壓Vcs由以下等式1表示，並且電流感測電壓Vcs的上升斜率Kr_cs由以下公式2表示：
其中，VIN是第1圖所示的開關電源電路對交流(AC)輸入電壓進行電磁干擾(Electromagnetic Interference,EMI)濾波和整流後得到的線電壓，Lm是變壓器T1的一次繞組的感量，ton為功率開關M1的導通時間，Rs為電流感測電阻Rs的阻值。
在第1圖所示的開關電源電路進入閉環工作後，PWM比較器的兩個輸入端接收的輸入電壓相等，即，輸出電壓VO的回饋分壓和電流感測電壓Vcs的消隱電壓相等。
第3A-3B圖分別示出了在脈寬調變控制晶片工作在非連續導通模式(Discontinuous Conduction Mode,DCM)和連續導通模式(Continuous Conduction Mode,CCM)時輸出電壓VO的回饋分壓和電流感測電壓Vcs的波形圖。
如圖3A所示，在DCM模式下，脈寬調變控制晶片的FB端子處的電壓，即表徵輸出電壓VO的回饋電壓VFB為：
如圖3B所示，在CCM模式下，脈寬調變控制晶片的FB端子處的電壓，即表徵輸出電壓VO的回饋電壓VFB為：：
其中，Ru和Rd分別是脈寬調變控制晶片中連接在FB端子和系統地之間的分壓電阻Ru和Rd的阻值，Vcs_peak是電流感測電壓Vcs的最大值，Vcs0是電流感測電壓Vcs的最小值。
這裡，脈寬調變控制晶片的CS端子處的電壓，即流過變 壓器T1的一次繞組的一次電流在電流感測電阻Rs上產生的電流感測電壓Vcs的下降斜率Kf_cs為：Kf_cs=Vcs/tdem=Np/Ns．(Vo+Vd)．Rs/Lm (公式5)
其中，Np和Ns分別是變壓器T1的一次繞組和二次繞組的匝數，Vd是連接在變壓器T1的二次繞組與電路輸出端之間的二極體的導通電壓。
在結合第1圖、第2圖、以及第3A-3B圖描述的開關電源電路中，當負載瞬間載入或降載時，分別位於變壓器T1的一次側和二次側的功率開關M1和功率開關M2同時導通，這會增大開關電源電路損壞的風險。
第4圖示出了根據本發明實施例的開關電源電路的電路圖。第5圖示出了位於第4圖所示的變壓器T1的副邊側的脈寬調變控制晶片的內部框圖。第6圖示出了位於第4圖所示的變壓器T1的一次側的脈寬調變控制晶片的內部框圖。下面結合第4圖至第6圖，詳細描述根據本發明實施例的開關電源電路。
如第4圖所示，根據本發明實施例的開關電源電路包括變壓器T1和T2、位於變壓器T1的二次側的脈寬調變控制晶片302、位於變壓器T1的一次側的脈寬調製控制晶片304、以及連接在變壓器T1的一次繞組與參考地之間的功率開關M1。這裡，交流電源提供的電能經由變壓器T1從開關電源電路的電路輸入端傳送到電路輸出端；脈寬調變控制晶片302經由變壓器T2向脈寬調變控制晶片304傳送用於控制功率開關M1的導通與關斷的PWM控制信號(這裡，變壓器T2將脈寬調變控制晶片304的PWM端子處的PWM控制信號與脈寬調變控制晶片302的PWM端子處的PWM控制信號隔離開)；脈寬調變控制晶片304基於來自脈寬調製控制晶片302的PWM控制信號來控制功率開關M1的導通與關斷。
如第5圖所示，在脈寬調變控制晶片302中，誤差放大器(EA)基於FB端子處的電壓(即，輸出電壓VO的表徵電壓)和基準電壓Vref生成誤差放大信號；斜坡生成器基於對開關電源電路的交流輸入電壓進行EMI濾波和整流得到的線電壓、PWM端子處的電壓(即，脈寬 調變控制晶片302輸出的PWM控制信號)、和VDD端子處的電壓(即，輸出電壓VO)生成斜坡電壓信號；PWM比較器基於來自誤差放大器的誤差放大信號和來自斜坡生成器的斜坡電壓信號生成PWM調變信號；振盪器基於來自斜坡生成器的斜坡電壓信號生成脈寬固定的振盪信號；RS觸發器和驅動器基於來自PWM比較器的PWM調變信號和來自振盪器的振盪信號生成PWM控制信號。這裡，輸出電壓VO的表徵電壓由分壓電阻R1和R2對輸出電壓VO進行分壓生成。
如第6圖所示，在脈寬調變控制晶片304中，PWM檢測單元還原來自脈寬調變控制晶片302的PWM控制信號並對其進行整形；驅動器基於由PWM感單元還原並整形得出的PWM控制信號來控制功率開關M1的導通與關斷。
這裡，當脈寬調變控制晶片302輸出的PWM控制信號為“1”(即，高位準)時，脈寬調變控制晶片304的GATE端子輸出高位準的驅動信號，以控制功率開關M1處於導通狀態；當脈寬調製控制晶片302輸出的PWM控制信號為“0”(即，低位準)時，脈寬調變控制晶片304的GATE端子輸出低位準的驅動信號，以控制功率開關M1處於關斷狀態。
為了達到與結合第1圖、第2圖、以及第3A-3B圖描述的開關電源電路在DCM模式和CCM模式下的PWM控制方式相同的效果，第5圖所示的斜坡生成器生成的斜坡電壓信號的上升/下降斜率需要和結合第1圖、第2圖、以及第3A-3B圖描述的開關電源電路中的電流感測電壓Vcs的上升/下降斜率相同或成比例關係。
由結合第1圖、第2圖、以及第3A-3B圖描述的開關電源電路中的電流感測電壓Vcs的上升/下降斜率Kr_cs/Kf_cs的等式可知，電流感測電壓Vcs的上升斜率Kr_cs和VIN成正比，電流感測電壓Vcs的下降斜率Kf_cs和VO+Vd成正比。因此，第5圖所示的斜坡生成器只要生成上升斜率和VIN成正比、下降斜率和VO+Vd成正比的斜坡電壓信號，根據本發明實施例的開關電源電路的PWM控制方式就可以與結合第1圖、第2圖、以及第3A-3B圖描述的開關電源電路的PWM控制方式完全等效。
在第4圖所示的開關電源電路中，當功率開關M1處於導通狀態時，變壓器T1的二次繞組上的電壓為VIN*Ns/Np；在變壓器T1是反馳變壓器的情況下，變壓器T1的二次繞組上的電壓相對於參考地是負壓，即-VIN*Ns/Np。與結合第1圖、第2圖、以及第3A-3B圖描述的開關電源電路類似，Np和Ns分別是變壓器T1的一次繞組和二次繞組的匝數，VIN是第4圖所示的開關電源電路對AC輸入電壓進行EMI濾波和整流後得到的線電壓。
第7圖示出了第5圖所示的斜坡生成器的電路圖。在第7圖所示的斜坡生成器中，運算放大器(OPA)將VD端子處的電壓嵌位元在“0”，因此流過運算放大器的電流為(VIN*Ns/Np)/R0，其中R0是連接在電路輸出端和VD端子之間的電阻R0的阻值；流過運算放大器的1/M鏡像電流Ic在PWM控制信號為“1”時對電容Cramp充電；VDD端子處的電壓(即，輸出電壓VO)疊加一個固定電壓Va經過電壓轉電流模組後生成放電電流Id；放電電流Id在PWM控制信號為“0”時對電容Cramp放電；Ic/Id電流對電容Cramp的充電和放電形成了斜波電壓信號Vramp。
這裡，1/M鏡像電流Ic和放電電流Id分別由以下等式6和等式7表示：
其中，R0為第4圖中的電阻R0的阻值，M為第7圖中所示的電流鏡的鏡像係數，Rv為第7圖中所示的電壓轉電流模組中的電阻的阻值。
因此，斜坡電壓信號Vramp的上升斜率Kr_ramp和下降斜率Kf_ramp如下：
令Kr_cs=Kr_ramp可以得出
在系統確定後，Ns、Np、Lm、Rs都是固定值。因此，可以通過選取滿足等式10的M、R0、Cramp，使得第5圖中的斜坡電壓信號Vramp的上升斜率和第1圖中的電流檢測電壓Vcs的上升斜率相等。
同樣，令Kf_cs=Kf_ramp可以得出
公式11中的VDD=VO，取Va=Vd，即可得到：
在系統確定後，Ns、Np、Lm、Rs都是固定值。因此，可以通過選取滿足等式12的Rv、Cramp，使得第5圖中的斜坡電壓信號Vramp的下降斜率和第1圖中的電流感測電壓Vcs的下降斜率相等。
綜上所述，脈寬調變控制晶片302內部選取合適的M、Rv、Cramp可以使得第5圖中的斜坡電壓信號Vramp的上升斜率和下降斜率和第1圖中的電流感測電壓Vcs的上升斜率和下降斜率一樣，從而使得根據本發明實施例的PWM控制方式和傳統的PWM控制方式完全等效。
第8圖示出了根據本發明實施例的帶有同步整流控制機制的開關電源電路的電路圖。第9圖示出了位於第8圖所示的變壓器T1的副邊側的脈寬調製控制晶片的內部框圖。在第8圖和第9圖所示的開關電源電路中，當PWM控制信號為“1”時，連接在變壓器T1的原邊繞組和參考地之間的功率開關M1處於導通狀態，連接在變壓器T1的副邊繞組和電路輸出端之間的功率開關M2處於關斷狀態，因此短時間的原副邊共通問題可以解決；同時，在PWM控制信號為“0”時，同步整流(Synchronous Rectifier,SR)感測模組感測變壓器T1是否處於續流狀態，在感測到變壓器T1處於續流狀態(即，VD端子處的電壓為負壓)時控制功率開關M2處於導通狀態，在感測到續流結束(即，VD端子處的電壓為正壓)時控制功率開關M2處於關斷狀態。
本領域技術人員應能理解，上述實施例均是示例性而非限制性的。在不同實施例中出現的不同技術特徵可以進行組合，以取得有益效果。本領域技術人員在研究附圖、說明書及權利要求書的基礎上，應能理解並實現所揭示的實施例的其他變化的實施例。權利要求中的任何附圖標記均不應被理解為對保護範圍的限制。權利要求中出現的多個部分的功能可以由一個單獨的硬體或軟體模組來實現。某些技術特徵出現在不同的從屬權利要求中並不意味著不能將這些技術特徵進行組合以取得有益效果。

Claims (5)

  1. 一種開關電源電路，包括第一變壓器和第二變壓器、位於所述第一變壓器的二次側的第一脈寬調變控制晶片、位於所述第一變壓器的一次側的第二脈寬調變控制晶片、連接在所述第一變壓器的一次繞組與參考地之間的第一功率開關、以及連接在所述第一變壓器的二次繞組與所述開關電源電路的電路輸出端之間的第二功率開關，其中：交流電源提供的電能經由所述第一變壓器從所述開關電源電路的電路輸入端傳送到所述電路輸出端；所述第一脈寬調變控制晶片經由所述第二變壓器向所述第二脈寬調變控制晶片傳送用於控制所述第一功率開關的導通與關斷的脈寬調變控制信號；所述第二脈寬調變控制晶片基於來自所述第一脈寬調變控制晶片的所述脈寬調變控制信號來控制所述第一功率開關的導通與關斷；其中，在所述脈寬調變控制信號為高位準時，所述第一脈寬調變控制晶片控制所述第一功率開關處於導通狀態並控制所述第二功率開關處於關斷狀態；在所述脈寬調變控制信號為低位準時，所述第一脈寬調變控制晶片控制所述第一功率開關處於關斷狀態，感測所述第一變壓器是否處於續流狀態，在感測到所述第一變壓器處於續流狀態時控制所述第二功率開關處於導通狀態，並在感測到所述第一變壓器續流結束時控制所述第二功率開關從導通狀態變為關斷狀態。
  2. 如申請專利範圍第1項所述的開關電源電路，其中，所述第一脈寬調變控制晶片包括誤差放大器、斜坡生成器、脈寬調製比較器、振盪器、RS觸發器、以及第一驅動器，其中：所述誤差放大器基於所述開關電源電路的輸出電壓的表徵電壓和基準電壓生成誤差放大信號；所述斜坡生成器基於對所述開關電源電路的交流輸入電壓進行電磁干擾濾波和整流得到的線電壓、所述脈寬調變控制信號、以及所述開關電源電路的輸出電壓生成斜坡電壓信號；所述脈寬調變比較器基於所述誤差放大信號和所述斜坡電壓信號生成脈寬調變信號；所述振盪器基於所述斜坡電壓信號生成脈寬固定的振盪信號；所述RS觸發器和所述驅動器基於所述脈寬調變信號和所述振盪信號生成所述脈寬調變控制信號。
  3. 如申請專利範圍第2項所述的開關電源電路，其中，所述第二脈寬調變控制晶片包括脈寬調變感測單元和第二驅動器，其中：所述脈寬調變感測單元對來自所述第一脈寬調變控制晶片的所述脈寬調變控制信號進行還原和整形；所述第二驅動器基於由所述脈寬調變感測單元還原並整形得出的所述脈寬調變控制信號來控制所述第一功率開關的導通與關斷。
  4. 如申請專利範圍第2項所述的開關電源電路，其中，所述斜坡生成器通過電容的充電和放電來生成所述斜坡電壓信號，用於所述電容的充電電流取決於基於對所述開關電源電路的交流輸入電壓進行電磁干擾濾波和整流得到的線電壓、所述第一變壓器的二次繞組與一次繞組的匝數比、以及連接在所述運算放大器的負極輸入端與所述開關電源電路的電路輸出端之間的電阻的阻值，用於所述電容的放電電流取決於所述開關電源電路的輸出電壓和預定電壓。
  5. 如申請專利範圍第1項所述的開關電源電路，其中，所述第一脈寬調變控制晶片還包括同步整流感測單元，所述同步整流感測單元感測所述第一變壓器是否處於續流狀態，在感測到所述第一變壓器處於續流狀態時控制所述第二功率開關處於導通狀態，並在感測到所述第一變壓器續流結束時控制所述第二功率開關從導通狀態變為關斷狀態。
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