TWI754648B - 一種在電力轉換電路中產生控制器之方法、及一種在電力轉換電路中之控制器 - Google Patents

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Abstract

提供一種電力轉換電路。在一第一時間週期內積分一參考信號。產生一第二信號，該第二信號大約與該電力轉換電路之一輸出電流成比例。在一第二時間週期內積分該第二信號。將該參考信號之該積分的一第一結果與該第二信號之該積分的一第二結果相比較。若該第二結果大於該第一結果，則確立故障信號。

Description

一種在電力轉換電路中產生控制器之方法、及一種在電力轉換電路中之控制器
本發明關於一種限流器，且特定言之關於一種自動調諧限流器。
現代電子產品中通常可發現半導體裝置。半導體裝置的電氣組件之數量及密度有所不同。離散的半導體裝置大致上含有一種類型的電氣組件，例如發光二極體(LED)、小信號電晶體、電阻器、電容器、電感器、以及功率金屬氧化物半導體場效電晶體(MOSFET)。積體半導體裝置一般而言含有數百至數百萬的電氣組件。積體半導體裝置之實例包括微控制器、微處理器、以及各種信號處理電路。
半導體裝置執行廣範圍的功能，諸如信號處理、高速計算、發射及接收電磁信號、控制電子裝置、將日光轉換成電力、以及產生用於電視顯示器之視覺影像。在娛樂、通訊、電力轉換、網路、電腦、以及消費性產品領域中都能發現半導體裝置。亦在軍事應用、航空、汽車、工業控制器、以及辦公設備中發現半導體裝置。
圖1繪示具有晶片載體基板或印刷電路板(PCB)52之電子裝置50，其中複數個半導體封裝安裝於該PCB之一表面上。電子裝置50可取決於應用而具有一種類型的半導體封裝或多種類型的半導體封裝。為說明之目的，在圖1中展示不同類型之半導體封裝。
電子裝置50可係使用半導體封裝來執行一或多個電氣功能之獨立系統。或者，電子裝置50可係較大系統之子組件。例如，電子裝置50可以是平板、蜂巢式電話、數位相機、電視、電源、或其他電子裝置之部分。電子裝置50亦可以是圖形卡(graphics card)、網路介面卡、或插入至個人電腦中之其他擴充卡。半導體封裝可包括微處理器、記憶體、特定應用積體電路(ASIC)、可程式化邏輯電路、類比電路、射頻(RF)電路、離散裝置、或其他半導體晶粒或電氣組件。
在圖1中，PCB 52提供用於安裝在該PCB上之半導體封裝的結構支撐及電氣互連之通用基板。使用蒸鍍、電解電鍍、無電電鍍、網版印刷或另一合適的金屬沉積製程在PCB 52之表面上或在PCB 52之層內形成導電信號跡線54。信號跡線54提供半導體封裝、所安裝組件、以及其他外部系統組件中之各者之間的電氣通訊。跡線54亦向半導體封裝中之各者提供電力及接地連接。在一些實施例中，經由跡線54在半導體封裝之間發射時鐘信號。
為說明之目的，在PCB 52上展示若干類型的第一級封裝，包括接合線封裝56及倒裝晶片58。另外，若干類型的第二級封裝係展示為安裝於PCB 52上，包括球柵陣列(BGA)60、凸塊晶片載體(BCC)62、平面柵格陣列(LGA)66、多晶片模組(MCM)68、四面扁平無引線封裝(QFN)70、四面扁平封裝72、嵌入式晶圓級球柵陣列(eWLB)74、以及晶圓級晶片尺度封裝(WLCSP)76。取決於系統需求，利用第一級及第二級封裝型式之任何組合所組態的半導體封裝之任何組合、以及其他電子組件可連接至PCB 52。
電子裝置50之製造商向電子裝置提供電力信號，該電力信號用以給 半導體封裝及設置於PCB 52上之其他裝置供電。在很多情況下，所提供之電力信號處於與操作個別半導體裝置所需要之電壓不同的電壓電位下。製造商通常將在PCB 52上提供電力轉換電路，以產生平穩的直流(DC)電壓信號，其係在個別半導體封裝及連接至PCB之其他組件可使用的電壓電位。由於效率優點，通常使用切換模式電源(SMPS)。
用於電子裝置50之SMPS可位於PCB 52上，或位於外部且由電纜及插頭連接至PCB 52。例如，當電子裝置50是手機或平板電腦，且電力由通用序列匯流排(USB)介面提供時，該插頭可包括電源線及資料線兩者。在一些實施例中，電子裝置50遵循USB電力輸送(USB-PD)協定，以協商針對由外部SMPS之電力輸送的一電壓電位。
SMPS藉由反復導通及關斷輸入電力信號來操作，以產生相對高頻的電力信號。經切換之電力信號經由變壓器或電感器路由傳遞，並且然後經整流及濾波來產生平穩的DC電力信號。輸出電力信號常由一或多個二極體整流，或使用電晶體來同步整流。
圖2中繪示用於返馳式SMPS 100之一個例示性實施例的電路圖。SMPS 100被分成一次側102及二次側104，該一次側及該二次側由變壓器105劃界。變壓器105包括作為一次側102之部分的一次繞組106，以及作為二次側104之部分的二次繞組108。SMPS 100之一次側102由電氣連接至一次繞組106之組件組成。SMPS 100之二次側104由電氣連接至二次繞組108之組件組成。變壓器105提供一次側102與二次側104之間的DC隔離。穿過一次繞組106之交流(AC)信號藉由磁耦合傳輸至二次繞組108，而實質上忽略任何DC偏移。
一次側102包括體電壓(VBULK)節點110處之電力輸入。在一些實施例 中，VBULK節點110接收由電力公用事業提供的例如110或230伏特AC之整流AC電力信號。AC電信號藉由輸電幹線(power mains)路由至住宅、商業辦公樓或其他場所，且藉由將裝置插入至壁式插座中來輸入至包括SMPS 100之電子裝置。二極體電橋或其他整流器電路整流輸入AC電源信號(mains signal)，以包括VBULK節點110處之正電壓值。在其他實施例中，藉由其他手段向VBULK節點110提供電力信號。電容器111耦接在VBULK節點110及接地節點113之間，以進一步過濾輸入電力信號。接地節點113操作為用於一次側102之電氣組件的接地參考電壓。
自VBULK節點110穿過一次繞組106至接地節點113之電流由一次MOSFET 112導通及關斷。一次MOSFET 112包括汲極端子，該汲極端子耦接至與VBULK節點110相對的一次繞組106；閘極端子114，該閘極端子耦接至一次返馳式控制器120；以及源極端子，該源極端子耦接至電流感測(CS)節點119處之電流感測電阻器118。一次MOSFET 112之源極及汲極端子是導電端子，且閘極是控制端子。控制器120藉由在MOSFET轉接電路節點(DRV)之閘極端子114處提供正電壓電位來導通一次MOSFET 112或實現穿過一次MOSFET 112之導電。在一些實施例中，額外的驅動器電路系統耦接在控制器120與MOSFET 112之閘極之間。當導通一次MOSFET 112時，電流穿過串聯的一次繞組106、一次MOSFET 112、以及電阻器118自VBULK節點110流動至接地節點113。控制器120藉由將接地電壓電位輸出至一次MOSFET 112之閘極來關斷一次MOSFET 112。當一次MOSFET 112關斷，沒有顯著的電流自VBULK節點110穿過一次繞組106流動。
在理想情況下，n通道MOSFET在其閘極具有正電壓電位時展現零電 阻，且在其閘極處於接地電位時展現無限電阻。MOSFET 112是n通道MOSFET，該n通道MOSFET作為藉由來自耦接至MOSFET之閘極端子114的控制器120之控制信號打開及閉合的切換來操作。開關(例如，MOSFET 112)閉合亦被稱為開關「導通(on)」，因為電流能夠在開關之導電端子之間流動。打開開關被稱為「關斷(off)」，因為電流未在開關之導電端子之間顯著地流動。雖然將SMPS 100之開關繪示為MOSFET，但在其他實施例中使用其他類型之電子控制開關，例如雙極接面電晶體(BJT)、p通道MOSFET、砷化鎵電晶體、接面閘極場效電晶體、其他類型之場效電晶體(FET)、以及其他類型之電子開關。FET包括源極及汲極端子，其等是導電端子，且閘極端子作為控制端子。BJT包括發射極及集極端子，其等是導電端子，且基極端子作為控制端子。
控制器120藉由觀察穿過一次繞組106之電流量值來判定何時切換一次MOSFET 112。當電流流過電阻器時，電阻器118在接地節點113與CS節點119之間產生電壓電位差。如在CS節點119處觀察到的跨電阻器118之電壓電位大約與穿過一次繞組106之電流成比例。CS節點119耦接至控制器120之電流感測輸入引腳。控制器120觀察CS節點119處之電壓電位來判定穿過一次繞組106之電流量值。
當控制器120使一次MOSFET 112導通時，穿過一次繞組106之電流大約線性地增加且磁化變壓器105。當控制器120關斷一次MOSFET 112時，穿過一次繞組106之電流實質上停止。儲存於變壓器105中之磁能在閉合MOSFET 112時作為MOSFET 112打開時穿過二次繞組108之電流來輸出，從而在相對於接地節點126之電壓輸出(VOUT)節點124處產生正電壓電位。接地節點126操作為用於二次側104之電氣組件的接地參考電壓。 SMPS 100係一隔離式拓撲，其意指使用一分開的一次側接地節點113及二次側節點126。允許接地節點126之電壓電位相對於接地節點113浮動。
VOUT節點124處之電壓電位給電容器128充電，並且給連接至SMPS 100作為負載之電子裝置50的額外電路組件供電。該循環在控制器120導通一次MOSFET 112時重複，以再次磁化變壓器105。電容器128在一次MOSFET 112導通時向VOUT節點124提供電力。當變壓器105正由一次側102磁化時，二極體130藉由減少穿過二次繞組108自VOUT節點124流動至接地節點126之電流來整流穿過二次繞組108之電流。
藉由齊納二極體154及光耦合器155自二次側104至一次側102提供回授。光耦合器155包括LED 156及光電晶體158。若VOUT節點124處之電壓電位超過齊納二極體154的與LED 156之電壓降相加的齊納電壓，則電流穿過串聯的齊納二極體154及LED 156自VOUT節點124流動至接地節點126。由LED 156發射之光子打擊光電晶體158，從而導通光電晶體且增加一次返馳式控制器120之回授(FB)節點160至接地節點113之耦接。隨著穿過LED 156之電流增加，增加FB節點160穿過光電晶體158至接地節點113之耦接，且進一步降低FB節點160之電壓電位。
隨著控制器120觀察FB節點160處之電壓電位降低，控制器瞭解VOUT節點124處之電壓電位處於所要輸出電壓電位或高於所要輸出電壓電位。控制器120採取措施如經組態來減少自一次側102至二次側104之電力傳輸，例如，減少MOSFET 112之導通時間或降低DRV信號114之切換頻率。
圖3a至圖3b繪示以連續導通模式(CCM)操作之SMPS 100。圖3a繪示穿過一次繞組106之電流，且圖3b例示穿過二次繞組108之電流。SMPS 100在兩個不同的狀態中操作。在時間1與時間2之間，MOSFET 112導通，且變壓器105正藉由自VBULK節點110至接地節點113之電流磁化，該電流穿過一次繞組106增加，如圖3a中所示。在時間2時，控制器120關斷MOSFET 112。穿過一次繞組之電流實質上終止，且儲存於變壓器105中之磁能誘發二次繞組108中之電流，如圖3b中所見。穿過二次繞組108之電流給電容器128充電，且給連接在VOUT節點124與接地節點126之間的負載供電。在時間3時，在變壓器105完全消磁之前，將MOSFET 112重新接通。穿過一次繞組106之電流再次增加。在時間3與時間4之間，穿過二次繞組之電流由於藉由二極體130整流而大約為零。連接至VOUT節點124之負載在沒有電流正經由二次繞組108誘發之時段期間，藉由儲存於電容器128中之電荷供電。
在圖3a至圖3b中，TSW是DRV信號114之切換週期，亦即，SMPS 100之電力循環週期。TON是每一切換週期TSW之MOSFET 112為導通之時間量，且TOFF是每一切換週期TSW之MOSFET 112為關斷之時間量。IPEAK,P是在電流峰值處穿過一次繞組106之電流量值，亦即，在正切斷MOSFET 112之時間2時。IVALLEY,P是在電流谷值之穿過一次繞組106之電流量值，亦即，在正接通MOSFET 112之時間1時。類似地，例如，在時間2時，IPEAK,S是穿過二次繞組108之電流峰值的量值，且例如，在時間3時，IVALLEY,S是穿過二次繞組108之電流谷值的量值。
圖4a至圖4b繪示以不連續導通模式(DCM)操作之SMPS 100。圖4a繪示隨時間變化的穿過一次繞組106之電流，且圖4b例示隨時間變化的穿過二次繞組108之電流。在DCM中，SMPS 100包括類似於CCM中之狀態的兩個狀態。自時間1至時間2，導通MOSFET 112來磁化變壓器105。在時 間2與時間3之間，關斷MOSFET 112，且儲存於變壓器105中之磁能經放電至二次側104。與在CCM中不同，DCM允許變壓器105近乎充分放電。在時間3時，儲存於變壓器105中之磁能已近乎完全放電。然而，不再次導通MOSFET 112直至時間4。在圖4a至圖4b中之時間3與時間4之間，存在穿過一次繞組106及二次繞組108兩者之大約零電流。MOSFET 112未重新導通來再次磁化變壓器105，直至圖4a至圖4b中之時間4。
在圖4a至圖4b中，TDEM表示變壓器105近乎充分消磁之時間量(消磁時間)。在DCM中，變壓器105之消磁時間TDEM小於關斷MOSFET 112之時間量，亦即，TDEM小於TOFF。
諸如使用SMPS 100之電子裝置50的利用切換模式電源之電子裝置往往必須包括電路系統來限制輸出電流，以滿足安全要求。在一些情況下，切換模式電源在可變輸出電壓下操作。然而，使用電流模式回授之返馳式轉換器能夠在減少輸出電壓時輸送增加的電流。在較低輸出電壓下之增加的輸出電流導致超過安全極限之輸出電流。
其他人已試驗過在TON期間於CS節點119處取樣信號來估算平均二次電流，並使用運算放大器(op-amp)來積分TOFF或TDEM內之樣本值，以估算一SMPS之輸出電流。將運算放大器輸出與固定電壓臨限相比較，以檢測過電流。然而，在合適時間準確地取樣CS節點119是具有挑戰性的。另外，將積分與固定電壓臨限相比較未準確考慮SMPS之輸出電壓的變化。
存在準確地限制跨輸出電壓電位之範圍的電流輸出之需求。相應地，在一個實施例中，本揭露係一種產生電壓信號之方法，該方法包含下列步驟：提供一電力轉換電路；在一第一時間週期內對一參考信號積分； 產生一第二信號，該第二信號大約與該電力轉換電路之一輸出電流成比例；在一第二時間週期內對該第二信號積分；以及將該參考信號之該積分的一第一結果與該第二信號之該積分的一第二結果相比較。
在另一實施例中，本揭露係一種產生電壓信號之方法，該方法包含下列步驟：在一第一時間週期內對一參考值積分；在一第二時間週期內對一第二值積分；以及若該第二值之該積分的一結果超過該參考值之該積分的一結果，則確立一故障信號。
在另一實施例中，本揭露係一種用於一電力轉換電路之一控制器，該控制器包含一積分器及一驅動輸出。一參考值經組態以在確立該驅動輸出時控制該積分器。一電流感測輸入經組態以在取消確立該驅動輸出時控制該積分器。
50:電子裝置
52:晶片載體基板或印刷電路板(PCB)
54:導電信號跡線/信號跡線/跡線
56:接合線封裝
58:倒裝晶片
60:球柵陣列
62:凸塊晶片載體
66:平面柵格陣列
68:多晶片模組
70:四面扁平無引線封裝
72:四面扁平封裝
74:嵌入式晶圓級球柵陣列
76:晶圓級晶片尺度封裝
100:返馳式SMPS/SMPS
102:一次側
104:二次側
105:變壓器
106:一次繞組
108:二次繞組
110:VBULK節點
111:電容器
112:一次MOSFET/MOSFET
113:接地節點/一次側接地節點
114:閘極端子/DRV信號
118:電流感測電阻器
119:電流感測節點/CS節點
120:一次返馳式控制器/控制器
124:電壓輸出節點/VOUT節點
126:接地節點/二次側接地節點
128:電容器
130:二極體
154:齊納二極體
155:光耦合器
156:LED
158:光電晶體
160:回授(FB)節點
200:零電流偵測節點/ZCD輸入
202:設定重設鎖存器/鎖存器/SR鎖存器
204:振盪器
206:OR閘極
210:比較器
212:電阻器
214:電阻器
220:積分器
222:比較器
224:故障計數器
226:重設輸入
230:積分電容器/CINT
232:積分節點
234:過電流保護電流源/IOCP
236:VDD節點
238:開關
240:開關
242:電流源/跨導電流
244:跨導放大器
246:低通濾波器/LPF
248:開關
250:參考電壓/VREF
252:SR鎖存器
254:脈衝產生器
255:反相器
260:脈衝產生器
262:OR閘極
264:比較器
266:開關
270:脈衝產生器
271:反相器
272:開關
300:積分器
304:參考電壓源/VOCP
310:運算放大器
312:電容器
314:電阻器
316:積分輸入節點
320:電平移位
350:數位模式積分器/積分器
352:VOCP暫存器/VOCP
356:開啟時間定時器/TON定時器
360:倍增器
364:記憶體單元
372:類比數位轉換器/A/D轉換器
376:關閉時間定時器/TOFF定時器
380:倍增器
384:記憶體單元
390:比較器
400:取樣及保持電路
CS:電流感測
DRV:MOSFET轉接電路節點
FB:回授
IOCP:過電流保護電流源
Ipeak,p:峰值電流
Ipeak,s:峰值電流
Ivalley,p:電流谷值之電流量值
Ivalley,s:電流谷值的量值
LPF:低通濾波器
Q:輸出
R:重設輸入
S:設定輸入
TDEM:消磁時間
TOFF:時間量
TON:時間量
Tsw:電力循環週期
VBULK:體電壓
VOCP:參考電壓源
VOUT:電壓輸出
VREF:參考電壓
VTH:臨限電壓
ZCD:零電流偵測
圖1繪示使用切換模式電源(SMPS)之例示性電子裝置；圖2繪示返馳式拓撲SMPS之例示性電路圖；圖3a至圖3b繪示以連續導通模式操作之返馳式SMPS；圖4a至圖4b繪示以不連續導通模式操作之返馳式SMPS；圖5繪示用於包括自動調諧限流器之返馳式SMPS的控制器之電路圖；圖6a至圖6b繪示以不連續導通模式操作之自動調諧限流器；圖7a至圖7b繪示以連續導通模式操作之自動調諧限流器；圖8繪示用於自動調諧限流器之電壓模式積分器；圖9繪示用於自動調諧限流器之數位模式積分器；並且圖10繪示與自動調諧限流器一起使用之取樣及保持電路。
下面參考圖式描述一或多個實施例，其中相似數字表示相同或類似元件。雖然以最佳模式描述該等圖式以達成某些目的，但描述意欲涵蓋如可包括在本揭露之精神及範疇內的替代、修改、以及等效物。
SMPS 100之電流及電壓輸出由控制器120控制。控制器120修改MOSFET 112之切換，以升高或降低VOUT節點124處之電壓電位，以及限制輸出電流。為準確地限制SMPS 100之電流輸出，控制器120計算輸出至連接至VOUT節點124之負載的電流輸出之量值，但使該計算自一次側102進行。控制器120可藉由觀察CS節點119以及對變壓器105之匝數比進行因數分解來推斷關於二次側104之資訊。穿過二次繞組108之峰值電流IPEAK,S大約等於穿過一次繞組106之峰值電流IPEAK,P乘以變壓器105之匝數比n。類似地，IVALLEY,S大約等於IVALLEY,P乘以匝數比。控制器120因此可使用以下方程式1計算SMPS 100之輸出電流。
Figure 106119236-A0305-02-0013-1
藉由方程式1，控制器120判定輸出電流。然而，控制器120基於CS節點119處之電壓電位(VCS)感測一次電流。VCS藉由歐姆定律(V=I*R)與一次電流相關。因此，穿過一次繞組106之電流大約等於VCS除以電阻器118之電阻值。將歐姆定律帶入方程式1中，可由控制器120使用方程式2來基於VCS計算輸出電流。
Figure 106119236-A0305-02-0013-2
TOFF/TSW項將輸出電流計算限制於二次電流實際上流過二次繞組 108之時間，亦即，MOSFET 112在CCM中關斷之時間。在DCM中，電流在MOSFET 112之整個關斷時間內未輸出，且在方程式2中用TDEM代替TOFF。方程式2之(VCS,PEAK+VCS,VALLEY)/2項計算VCS在MOSFET 112之導通時間期間的平均值，因為，如圖3b及圖4b中所見，二次電流是實質上線性的。在DCM中，穿過二次繞組108之電流達到大約零，且穿過一次繞組106之電流在大約零處開始增加，因此方程式2中之VCS,VALLEY經設定成零以用於DCM操作。乘以匝數比n將MOSFET 112之導通時間期間的平均VCS值轉換成用於二次繞組108之等效值。除以電阻器118之電阻值(R118)有助於將VCS電壓電位轉換成以安培為單位的電流值。
圖5繪示能夠限制SMPS 100自一次側102之輸出電流的控制器120之限流電路。控制器120接收FB節點160、CS節點119、以及零電流偵測(ZCD)節點200作為輸入，且將DRV信號114輸出至MOSFET 112。DRV信號114藉由設定重設(SR)鎖存器202產生。當在設定輸入(S)處接收邏輯1值時，SR鎖存器之Q輸出經確立為邏輯1值。當在SR鎖存器之重設輸入(R)處接收邏輯1值時，SR鎖存器之Q輸出經取消確立成邏輯0值。SR鎖存器之Q輸出保持先前的輸出值直至在設定或重設輸入中之一者上接收到邏輯1。振盪器204連接至鎖存器202之設定輸入。振盪器204輸出方形波、或類似信號來確立邏輯1值且以規則間隔設定SR鎖存器202。振盪器204之週期設定電力循環週期TSW。
正、或上升轉變發生在電路節點之電壓電位自較低電壓電位狀態移動至較高電壓電位狀態時。負、或下降轉變發生在電路節點之電壓電位自較高電壓電位狀態移動至較低電壓電位狀態時。上升轉變、或上升邊緣通常指代數位信號自邏輯0值轉變成邏輯1值。下降轉變、或下降邊緣通常指 代數位信號自邏輯1值轉變成邏輯0值。
振盪器204之每一時鐘循環，其亦被稱為SMPS 100之電力循環，振盪器轉變成邏輯1且設定SR鎖存器202，從而確立回應DRV信號114。圖5中所繪示之剩餘電路系統用來判定何時重設SR鎖存器202，亦即，何時關斷至MOSFET 112之DRV信號114。在振盪器204之每一週期內維持MOSFET 112導通較長導致穿過一次繞組106之電流達到較高峰值，從而導致每一電力循環傳輸至二次側104之更多電力。控制器120藉由在每一電力循環較早確立SR鎖存器202之重設輸入來限制電流輸出。SR鎖存器202之重設輸入耦接至OR閘極206之輸出。OR閘極206具有兩個輸入，在確立該等兩個輸入中之任一者時，藉由重設SR鎖存器202來關斷MOSFET 112。
至OR閘極206之第一輸入耦接至比較器210之輸出。比較器210將FB節點160與CS節點119相比較，此舉是在每一電力循環終止MOSFET 112之導通時間的常規方法。在一些實施例中，在與CS節點119比較之前，使用電阻器212及214將FB節點160之電壓電位降低例如1比4比率。在導通MOSFET 112的情況下，穿過一次繞組106之電流平穩地增加，且CS節點119之電壓電位平穩地增加。一旦CS節點119之電壓電位超過FB節點160之電壓電位，則藉由比較器210確立SR鎖存器202之重設輸入來關斷MOSFET 112。FB節點160與VOUT節點124處之電壓電位具有反比關係。VOUT節點124處之輸出電壓下降得愈低，則將在FB節點160上觀察到的電壓電位愈高，且在CS節點119超過FB節點160之前每電力循環的MOSFET 112之導通將更長。
控制器120包括用以在超過SMPS 100之額定電平的高電流輸出條件 期間關斷MOSFET 112、或防止MOSFET 112導通之額外的方法。積分器220對隨時間變化的CS節點119積分，以判定輸出電流，並且當輸出電流超過所要臨限時，確立穿過比較器222、故障計數器224、以及OR閘極206到達SR鎖存器202之重設輸入的輸出。若偵測到過電流條件，則積分器220使比較器222之輸出每電力循環脈衝高(pulse high)。故障計數器224對隨時間變化的故障計數，且若接連、或在某一時間段內接收到某一數目之過電流條件脈衝，則確立至OR閘極206之輸出。自故障計數器224至OR閘極206之輸出保持高，從而保持確立SR鎖存器202之重設輸入。SR鎖存器202經組態來保持於重設條件中，並且當確立重設輸入時，甚至當接收到來自振盪器204之設定信號時，輸出邏輯0。故障計數器224之重設輸入(RST)226在經確立時重設故障計數器224，以取消確立保持SR鎖存器202關斷之輸出，且允許切換MOSFET 112來重新開始。在控制器120接收硬體重設輸入事件時確立重設輸入226。在一些實施例中，在預定時間段之後或在過電流條件不再存在之後確立重設輸入226。
積分器220藉由切換電流源來操作，以自積分電容器(CINT)230添加及移除電荷。CINT 230在積分節點232處之電壓電位表示目前耦接至積分節點之電流源的隨時間變化的積分。過電流保護電流源(IOCP)234經由開關238將VDD節點236耦接至積分節點232。VDD節點236表示輸入至控制器120之積體電路以給控制器供電之電壓。IOCP 234之以安培為單位的電流值在偵測到過電流條件時設定輸出電流臨限。在一個實施例中，開關238，以及以下論述之其他開關是MOSFET或形成於與控制器120之其餘部分相同的半導體晶粒上之其他電子開關。開關238由DRV信號114控制，以使得IOCP 234在導通MOSFET 112時，自VDD節點236給CINT 230充 電。
在導通MOSFET 112時CINT 230之充電設定了每電力循環在積分節點232處之臨限電壓電平。一旦控制器120關斷MOSFET 112，則積分器220打開開關238來停止給CINT 230充電，且閉合開關240來開始經由電流源242使CINT 230放電至接地節點113。開關240在CCM操作期間的MOSFET 112之關斷時間期間、或在DCM操作下的消磁時間期間導通。
電流源242表示跨導放大器244之輸出。跨導放大器244接收CS節點119作為穿過低通濾波器(LPF)246之輸入。LPF 246接收CS節點119處之電流感測信號，且輸出大約與隨時間變化的CS節點119之平均電壓電位成比例的信號。跨導放大器244自LPF 246接收平均CS節點119值，且操作跨導電流242來輸出與CS節點119之平均電壓電位成比例的電流。開關248在關斷MOSFET 112時閉合，以將LPF 246之輸入耦接至接地節點113，從而增加由LPF 246輸出之平均CS節點119值的準確度。
CINT 230在MOSFET 112之導通時間期間經由IOCP 234充電，以設定每電力循環的臨限。IOCP 234之量值由製造商設定，或可由控制器120之使用者組態，以設定SMPS 100之所要最大輸出電流。CINT 230在MOSFET 112之關斷時間期間經由跨導電流242放電。跨導電流242用以推斷MOSFET 112之關斷時間或消磁時間期間穿過二次繞組108之電流。
若穿過二次繞組108之輸出電流超過臨限，則跨導電流242在MOSFET 112之關斷時間內的積分將超過IOCP在MOSFET 112之導通時間內的積分。CINT 230在關斷時間內的放電將致使積分節點232之電壓電位下降到低於由參考電壓(VREF)250設定之起始或參考值。在各種實施例中，VREF 250可能是接地電壓電位，或可能是正或負電壓電位。當積分節 點232處之電壓電位下降到低於VREF 250之電壓電位，從而指示過電流條件時，則確立比較器222之輸出。
VREF 250及積分節點232各自耦接至比較器222之輸入。如圖5中所繪示，VREF 250耦接至比較器222之反相輸入，且積分節點232耦接至非反相輸入。當積分節點232具有比VREF 250更高的電壓電位時，比較器222輸出高電壓電平、或邏輯1值。當積分節點232具有比VREF 250更低的電壓電位時，比較器222輸出低電壓電平、或邏輯0值。比較器222之輸出是有效低電平(active-low)信號。當積分節點232之電壓電位下降到低於VREF 250時，比較器222藉由將邏輯0值輸出至故障計數器224來指示過電流條件。在其他實施例中，VREF 250耦接至比較器222之非反相輸入，且積分節點232耦接至比較器222之反相輸入。比較器222輸出則是有效高電平的，從而在積分節點232下降到低於VREF 250以指示過電流條件時輸出邏輯1值。
每次確立比較器222時，故障計數器224注意過電流事件。在預定量的時間內觀察到臨限數目之過電流事件之後，或在每一電力循環接連觀察到臨限數目之過電流事件之後，故障計數器224確立SR鎖存器202穿過OR閘極206之重設輸入。
開關238由DRV信號114控制，以在導通MOSFET 112時將IOCP 234耦接至積分節點232。開關240具有不同控制方案，從而在電流流過二次繞組108時閉合。開關240在MOSFET 112經切斷來將跨導電流242耦接至積分節點232時閉合，因為在關斷MOSFET 112時，電流開始流過二次繞組108到達VOUT節點124。在CCM中，開關240在再次接通MOSFET 112時打開，因為穿過一次繞組106之上升電流反向偏壓二極體130，且實質上 停止穿過二次繞組108之電流。在DCM中，穿過二次繞組108之電流在變壓器105中之磁能實質上釋放至二次側104時停止，即使MOSFET 112未立即重新接通。在DCM中，控制器120使用ZCD輸入200來判定實質上零電流何時流過二次繞組108，並且在確立ZCD節點200時打開開關240。
開關240由SR鎖存器252之Q輸出控制。SR鎖存器252之設定輸入由DRV信號114之下降邊緣處的脈衝產生器254確立。脈衝產生器254是上升邊緣脈衝產生器，該上升邊緣脈衝產生器在脈衝產生器之輸入自邏輯0轉變成邏輯1時短暫地確立輸出。DRV信號114之下降邊緣在切斷MOSFET 112時出現，且反相器255將DRV信號114之下降邊緣轉換成輸入至脈衝產生器254之上升邊緣。脈衝產生器254在控制信號114之下降邊緣上將脈衝輸出至閉合開關240之SR鎖存器252的設定輸入。在其他實施例中，下降邊緣脈衝產生器用於脈衝產生器254，而不用於反相器255。
SR鎖存器252之重設輸入耦接至脈衝產生器260之輸出。脈衝產生器260類似於脈衝產生器254，且在OR閘極262之輸出的上升轉變之後短暫地輸出邏輯1值。OR閘極262具有兩個輸入，該等兩個輸入中之任一者在上升邊緣上重設SR鎖存器252。在CCM模式中，處於OR閘極262之第一輸入處的DRV信號114之上升邊緣在接通MOSFET 112時重設SR鎖存器252。穿過二次繞組108之電流在接通MOSFET 112時實質上停止，因此跨導電流242與積分節點232斷開連接，以停止對二次電流積分。
在DCM中，穿過二次繞組108之電流在變壓器105近乎充分放電至二次側104時實質上停止。當達到穿過二次繞組108之零電流臨限時，ZCD輸入200下降到低於接地節點113之電壓電位。藉由比較器264將ZCD輸入200與接地電壓相比較，從而在二次繞組108及二極體130實質上停止傳導 電流時輸出邏輯1值。在DCM中，ZCD輸入200在穿過二次繞組108之電流實質上停止時重設SR鎖存器252，即使沒有導通MOSFET 112。在CCM中，在接通MOSFET 112時重設SR鎖存器252。OR閘極262允許CCM或DCM適當地操作，而不需要重新組態控制器120。開關266在MOSFET 112之導通時間期間使ZCD節點200與比較器264斷開連接，以降低虛假ZCD偵測之可能性。
脈衝產生器270經由反相器271耦接至SR鎖存器252之Q輸出。脈衝產生器270類似於脈衝產生器254及260，且每當SR鎖存器252經重設，亦即，處於SR鎖存器252之Q輸出的下降邊緣時短暫地導通開關272。脈衝產生器270在輸入信號之上升邊緣上脈衝，且反相器271在脈衝產生器270之輸入處將SR鎖存器252之Q輸出的下降邊緣轉換成上升邊緣。在其他實施例中，脈衝產生器270是下降邊緣脈衝產生器，且不與反相器271一起使用。閉合開關272之脈衝產生器270在每一電力循環開始時將CINT 230連接至VREF 250。隨著開關240打開且開關238閉合來開始對IOCP 234積分，積分節點232處之電壓電位藉由短暫地閉合開關272之脈衝產生器270重設至VREF 250。當導通MOSFET 112時，IOCP 234使積分節點232之電壓電位上升高於VREF 250之某一量，從而設定臨限。跨導電流242在二次繞組108導電時降低電壓。若跨導電流242將積分節點232之電壓電位自藉由IOCP 234設定之臨限降低至低於VREF 250，則偵測到過電流條件且比較器222確立至故障計數器224之輸出。若SMPS 100之輸出電流在可接受極限內，則跨導電流242將不會是足以使CINT 230充分放電回到VREF 250之電壓電位的量值，且將不會確立比較器222之輸出。在任一情況下，開關272經閉合來啟動下一個電力循環，以使得積分節點232將在VREF 250之 電壓電位開始。
圖6a至圖6b繪示具有在DCM中操作之積分器220的控制器120。在水平軸或X軸上例示時間，並且在垂直軸或Y軸上例示電壓、電流、或邏輯值。圖6a繪示在容許的電流參數內操作之SMPS 100，及圖6b例示超過設定電流極限之SMPS 100。在時間1時，新的電力循環以DRV信號114上之正轉變開始，該DRV信號將MOSFET 112接通。MOSFET 112導通，從而開始電流流過一次繞組106且閉合開關238。穿過一次繞組106之電流在大約0時開始，且在時間2時大約線性地增加至IPEAK,P。
同時，積分節點232之電壓電位隨著IOCP 234給CINT 230充電而增加。積分節點232之電壓電位自時間1時的VREF增加至時間2時的臨限電壓VTH。VTH之值由IOCP 234之量值判定。較大IOCP 234量值導致較大VTH，以及用於SMPS 100之較高電流極限。在時間2時，DRV信號114藉由比較器210判定CS節點119具有超越FB節點160，以及切斷MOSFET 112來轉變成低。穿過一次繞組106之電流由於穿過MOSFET 112的增加的電阻而實質上停止，且變壓器105藉由穿過二次繞組108之增加的電流開始放電。DRV節點114在時間2時的負轉變使開關238打開，以使IOCP 234與積分節點232斷開連接，且觸發脈衝產生器254設定SR鎖存器252及閉合開關240。
開關240將跨導電流242連接至積分節點232，以在時間2時開始將CINT 230放電至接地節點113。跨導電流242之量值，且因此CINT 230之放電速率由CS節點119之平均電壓電位控制。CS節點119之電壓按照方程式2與輸出電流相關，且CINT 230之放電速率因此大約與SMPS 100之輸出電流成比例。隨著排出變壓器105中之能量，穿過二次繞組108之電流自時 間2至時間3大約線性地下降。同時，積分節點232處之電壓電位藉由使CINT 230放電之跨導電流242大約線性地降低。SMPS 100在DCM中操作，且當穿過二次繞組108之電流下降到大約零時，變壓器105在時間3時大約充分地放電至二次側104。
當穿過二次繞組108之電流在時間3時變成大約零時，ZCD信號200經由比較器264及OR閘極262觸發脈衝產生器260來重設SR鎖存器252。SR鎖存器252之Q輸出自高轉變成低，從而打開開關240來停止經由跨導電流242使CINT 230放電。SMPS 100之電流輸出在圖6a中相對低，且在二次繞組108之導電週期期間，跨導電流242未將CINT 230充分放電回到VREF 250。比較器222決不確立至故障計數器224之輸出，因為積分節點232決不會下降到低於VREF 250。
另一方面，在圖6b中，SMPS 100經受顯著較重的負載。跨導電流242在圖6b中具有較高量值，因為較重負載導致CS節點119之較高平均電壓電位。由於使CINT 230放電之跨導電流242的較大量值，積分節點232之電壓電位在圖6b中之時間2與時間3之間以比在圖6a中更高的變化速率下降。在圖6a中之較輕負載導致積分節點232之電壓電位決不下降到低於VREF 250之處，圖6b中之較重負載致使積分節點232在時間2a時下降到低於VREF 250。比較器222在圖6b中之時間2a時確立至故障計數器224之輸出，且故障計數器224對過電流條件計數。若比較器222在時間2a時確立至故障計數器224之故障信號是所偵測之第一過電流條件，則故障計數器224可啟動計時器來判定是否在計時器到期之前隨後觀察到某一數目之脈衝。
在圖6a及圖6b兩者中，穿過二次繞組108之電流在時間3時實質上停 止，且重設SR鎖存器252之ZCD觸發脈衝產生器270。脈衝產生器270暫時閉合開關272，且將積分節點232之電壓電位重設至VREF 250。開關238及240兩者在一次繞組106及二次繞組108都不導電時打開。當再次導通MOSFET 112且循環再起動時，積分節點232自時間3直至時間4保持在VREF 250之電壓電位。穿過一次繞組106之電流在時間4時開始自大約零增加，且積分節點232開始自大約VREF 250增加。
積分節點232之電壓電位在時間2、5、及8時在VTH之電壓電位處到達峰值，該電壓電位是IOCP 234之量值的函數。積分節點232之峰值在每一電力循環達到實質上相同的VTH電壓電位。另一方面，積分節點232之電壓電位在每一電力循環下降的量可基於SMPS 100之輸出電流量值而變化。若SMPS 100之輸出電流超過由IOCP 234設定之臨限，則CS節點119之平均電壓電位將足夠高以致使積分節點232在二次電流在時間3、6、及9時實質上停止時的時間之前下降到低於VREF 250之電壓電位。若SMPS 100之輸出電流低於所要臨限，則CS節點119之電壓電位將較低，且在二次繞組108之導電時間內不足以使CINT 230充分放電回到VREF 250。
圖7a及圖7b展示積分器220在CCM操作下之操作。MOSFET 112自時間1至時間2由DRV信號114導通。由於保持於變壓器105中之磁能，穿過一次繞組106之電流自零快速上升至時間1時的IVALLEY,P。當導通MOSFET 112時，穿過一次繞組106之電流自時間1時的IVALLEY,P上升至時間2時的IPEAK,P。同時，DRV信號114之上升邊緣觸發脈衝產生器260來重設SR鎖存器252，從而暫時閉合開關272來將積分節點232重設至VREF 250，並且打開開關240來使跨導電流242與積分節點232斷開連接。高的DRV信號114閉合開關238來將IOCP 234耦接至積分節點232。
IOCP 234自時間1至時間2給CINT 230充電，且積分節點232處之電壓電位自時間1時的VREF上升至時間2時的VTH。在時間2時達到之電壓VTH設定用於SMPS 100輸出電流之臨限。DRV信號114在時間2時切斷MOSFET 112，從而實質上停止穿過一次繞組106之電流。隨著儲存於變壓器105中之磁能經排出至二次側104，穿過二次繞組108之電流快速上升至時間2時的IPEAK,S。隨著變壓器105中之能量減少，二次電流自時間2時的IPEAK,S大約線性地下降至時間4時的IVALLEY,S。
在二次繞組108導電時關斷之DRV信號114打開開關238來斷開IOCP 234，且時間2時的負轉變將跨導電流242連接至積分節點232。因此，雖然自時間2至時間4，變壓器105中之能量減少，且穿過二次繞組108之電流下降，但CINT 230正以與SMPS 100之輸出電流成比例的速率經由跨導電流242放電至接地節點113。該循環在高的DRV信號114實質上停止穿過二次繞組108之電流的時間4時再起動、將積分節點232重設至VREF 250、打開開關240來斷開跨導電流242、以及閉合開關238來開始經由IOCP 234給CINT 230充電。
如DCM的情況，圖7a至圖7b中之CS節點119的平均電壓電位，且因此跨導電流242之量值與輸出電流成比例。積分節點232將取決於跨導電流242之量值，自時間2至時間4下降至某一電壓電位。在圖7a中，輸出電流低於所要極限，且CS節點119之對應平均電壓電位設定跨導電流242，以使得CINT 230未充分放電回到VREF 250之電壓電位。當電力循環藉由DRV信號114在時間4時導通MOSFET 112起動時，積分節點232保持高於VREF 250，且比較器222未確立至故障計數器224之誤差信號。
另一方面，圖7b中之較高量值的輸出電流導致平均CS節點119值足 以自時間3A開始使CINT 230放電到低於VREF 250。在時間3A時下降到低於VREF 250之積分節點232導致比較器222確立至故障計數器224之誤差信號。故障計數器224遞增或遞減計數器，並且在一些實施例中起動計時器。循環在時間4時再次開始，其中DRV信號114閉合開關238，且脈衝產生器260將積分節點232重設至VREF 250且打開開關240。積分節點232在時間5時(如在時間2時)上升至VTH，其針對每一電力循環係類似的。
CINT 230在二次繞組108導電時自時間5至時間7再次放電。在圖7a中，SMPS 100之輸出電流保持在可接受極限內，且當電力循環在時間7時結束時，積分節點232再次保持高於VREF 250。在圖7b中，SMPS 100之輸出電流保持在過電流條件中，且積分節點232經放電到低於VREF 250來確立自比較器222至故障計數器224之誤差信號。若SMPS 100輸出電流增加，且由LPF 246輸出之CS節點119的平均電壓電位充分地改變，則圖7a可進入如圖7b中所示之過電流條件。若圖7b中之負載降低至所要臨限內，則積分節點232在後續電力循環中將不會下降到低於VREF 250。若故障計數器224在規定時間週期內偵測到臨限數目之過電流條件，或若故障計數器224接連偵測到針對臨限數目之電力循環的過電流條件，則故障計數器224藉由永久或暫時確立SR鎖存器202之重設輸入來停用MOSFET 112之切換。
具有雙斜率積分器220之控制器120自一次側102提供用於SMPS 100之電流極限，該電流極限在輸出電壓範圍內實質上恆定。藉由給CINT 230充電來在MOSFET 112之導通時間內對參考電流積分，以設定臨限，並且然後藉由使CINT 230放電來在CCM中的MOSFET 112之關斷時間內，或在DCM中的消磁時間內對CS節點119之平均電壓電位積分，以判定輸出電 流是否超過該臨限。藉由比較器222將積分節點232之最終電壓電位與VREF 250相比較來評估過電流狀態。當CINT 230放電到低於VREF 250時，此是積分器初始條件，過電流條件藉由比較器222偵測且傳達至故障計數器224。
控制器120基於方程式3中之不等式來判定過電流條件是否存在，此藉由比較器222評估。
方程式(3)：I OCP 234．T ON >T OFF ．V CS,AVG ．G M
方程式3之左手邊表示IOCP 234在MOSFET 112之導通時間內的積分。因為IOCP 234是相對恆定的量值，所以積分經簡化成電流乘以時間。方程式3之右手邊表示CS節點119之平均電壓電位(VCS,AVG)在MOSFET 112之關斷時間內的積分。在DCM中，用消磁時間TDEM代替TOFF。GM是跨導放大器244之增益，其基於VCS,AVG來判定使電容器CINT 230放電之電流量值。只要方程式3之不等式評估為真，則SMPS 100之實際輸出電流處於所要最大輸出電流量值內。若VCS,AVG在MOSFET 112之關斷時間內，或在DCM中之消磁時間內的積分變為大於IOCP 234在MOSFET 112之導通時間內的積分，則不等式變為錯誤且比較器222辨識過電流條件。
以下方程式4給出用於所要最大輸出電流之IOCP 234的量值。在方程式4中，IOUT,MAX是SMPS 100之所要最大輸出電流，n是變壓器105之匝數比，R118是電阻器118之電阻值，且GM是跨導放大器244之增益。
Figure 106119236-A0305-02-0026-3
使用方程式4設定IOCP 234之電流量值允許SMPS 100之輸出電流經準確地限制於跨輸出電壓之範圍的相對恆定值。
一次側控制器120使用雙斜率積分器220來評估自二次側104至負載之輸出電流。積分允許實質上恆定的輸出電流極限獨立於DCM或CCM中之輸出電壓。具有積分器220之控制器120甚至在SMPS 100操作時改變輸出電壓時維持實質上恆定的輸出電流極限。在MOSFET 112之導通時間期間，對參考值積分。在CCM中之關斷時間或在DCM中之消磁時間期間，對所感測之二次電流積分。二次電流與在CS節點119處所感測之一次電流成比例，從而允許在不進行二次側感測的情況下評估輸出電流。LPF 246產生與CS節點119之平均電壓電位成比例的信號。跨導放大器244經由跨導電流242產生電流，以按與輸出電流成比例之速率使電容器CINT 230放電。
若所感測之電流積分產生比參考值積分更大的值，則偵測過電流條件。該比較藉由使用積分電容器CINT 230在共用電路節點、積分節點232上之相反方向上對參考及電流感測信號積分來執行。若電流感測積分將積分節點232返回至積分節點之起始電壓電位，則電流感測信號之積分結果大於參考信號之積分結果。因此藉由比較器222偵測過電流條件，且將脈衝輸出至故障計數器224。
圖5中之積分器220以電流模式操作。IOCP 234及跨導電流242之量值是使電容器充電及放電以執行積分之電流源。圖8繪示可用以代替積分器220之積分器300，該積分器300以電壓模式操作。參考電壓源VOCP 304藉由運算放大器310在MOSFET 112之導通時間內積分，以設定臨限。運算放大器310藉由由電容器312及電阻器314所組成之回授網路經組態成積分 器。電阻器314耦接在積分輸入節點316與運算放大器310之反相輸入之間。
積分輸入節點316處之電壓電位控制由運算放大器310輸出之電壓電位的移動。若積分輸入節點316處之電壓電位大於運算放大器310之非反相輸入處的電壓電位，亦即，VREF 250，則運算放大器310之輸出按與積分輸入節點316與VREF 250之間的差值成比例之速率降低。若積分輸入節點316處之電壓電位低於VREF 250，則運算放大器310之輸出電壓電位按與積分輸入節點316與VREF 250之間的差值成比例之速率增加。
圖8中之LPF 246輸出與CS節點119之平均電壓電位成比例的信號，如圖5中一樣。SR鎖存器252由脈衝產生器254設定且由脈衝產生器260重設，如圖5中一樣。SR鎖存器252之Q輸出的下降邊緣觸發脈衝產生器270，如圖5中一樣。比較器222之輸出經路由至故障計數器224，如圖5中一樣。積分器300在MOSFET 112之導通時間內對VOCP 304積分，且在MOSFET 112之關斷時間或變壓器105之消磁時間內對LPF 246之輸出電壓電位積分。積分器300評估方程式5之不等式，該不等式經評估來判定過電流條件是否存在。
方程式(5)：V OCP ．T ON >T OFF ．V CS,AVG
方程式5展示，若在MOSFET 112之導通時間內所積分的VOCP 304大於在MOSFET 112之關斷時間內所積分的CS節點119之電壓電位，則操作處於電流極限內。如針對電流模式積分器220之方程式3的情況，當使用DCM時，在方程式5中以TDEM替換TOFF。
如圖5中之電流模式積分器220的情況，開關238由至MOSFET 112之 閘極端子的控制信號114控制。開關238在導通MOSFET 112時閉合，以將VOCP 304耦接至積分輸入節點316。VOCP 304經由VREF 250耦接至接地節點113，從而導致積分輸入節點316之電壓電位低於VREF 250之電壓電位VOCP 304的量值。跨VREF 250反映VOCP 304導致積分輸入節點316在MOSFET 112之導通時間期間低於VREF 250，且運算放大器310之輸出電壓電位按與VOCP 304成比例之速率平穩上升。
當切斷MOSFET 112時，開關238打開且運算放大器310之輸出藉由至VOCP 304之連接停止上升。VOCP 304在MOSFET 112之導通時間內至積分輸入節點316之連接已使運算放大器310評估方程式5之左手邊。當切斷MOSFET 112時，由運算放大器310輸出之電壓電位與在MOSFET 112之導通時間內所積分的VOCP 304成比例。
當關斷MOSFET 112時，開關238打開，且開關240閉合以將LPF 246之輸出耦接至積分輸入節點316。LPF 246輸出大約與CS節點119之平均電壓電位成比例的電壓電位。電平移位320經引入來使LPF 246之輸出移位VREF 250。電平移位320不用於其中接地電位用於VREF 250之所有實施例中。當關斷MOSFET 112，並且直至ZCD信號200指示穿過二次繞組108之電流在DCM中已實質上停止時，開關240閉合以將LPF 246之輸出耦接至積分輸入節點316。積分輸入節點316之電壓電位包括超過VREF 250與SMPS 100之輸出電流成比例的量之電壓電位。由運算放大器310輸出之電壓電位按大約與SMPS 100之輸出電流成比例的速率平穩地下降。
當開關240閉合，且運算放大器310之輸出下降時，積分器300評估方程式5之右手邊，亦即關斷時間或消磁時間內的VCS,AVG。若CS節點119在MOSFET 112之關斷時間內的平均電壓電位足夠大以使得運算放大器310 之輸出下降到低於VREF 250，該VREF 250是VOCP設定臨限之前的起始值，則比較器222至故障計數器224之輸出經脈衝以指示過電流條件。在每一電力循環開始時，隨著導通MOSFET 112，脈衝產生器270暫時閉合開關272以經由運算放大器310之虛擬接地將運算放大器310之輸出重設至VREF 250。
圖8中之積分器300類似於圖5中之積分器220操作，除了對電壓積分而非電流。VOCP之值按照以下方程式6中所規定的來設定，以使所要輸出電流極限生效。
Figure 106119236-A0305-02-0030-4
在方程式6中，IOUT,MAX是SMPS 100之所要最大輸出電流，R118是用於電流感測之電阻器118的電阻值，且n是變壓器105之匝數比。由方程式5設定VOCP 304允許電流極限經設定以用於SMPS 100，該電流極限在輸出電壓電位之寬範圍內實質上恆定。
在圖9中，繪示數位模式積分器350。積分器350使用數位電路系統來評估在MOSFET 112之導通時間及關斷時間內的積分。VOCP暫存器352儲存設定電流極限之數位值。導通時間計時器356量測MOSFET 112之導通時間，且將表示導通時間之數位值輸出至倍增器360。倍增器360藉由讀取VOCP暫存器352之值且乘以自TON計時器356讀取之TON值來評估方程式4之左手邊。倍增器360將表示在MOSFET 112之導通時間內所積分的VOCP 352之數位值輸出至記憶體單元或暫存器364。雖然LPF 246之輸入類似地耦接至CS節點119以使得LPF 246產生與CS節點119之平均值成比例的類比信號，但LPF 246之輸出連接至類比數位(A/D)轉換器372之輸入，而非 連接至如圖5中之跨導放大器244。A/D轉換器372輸出表示LPF 246之輸出的數位值。
由A/D轉換器372輸出之數位值表示CS節點119處之平均電壓電位，且與SMPS 100之輸出電流成比例。關斷時間計時器376輸出表示二次繞組108傳導電流之時間量的數位值，該時間量是TOFF或TDEM。當切斷MOSFET 112時，TOFF計時器376由脈衝產生器254起動。當接通MOSFET 112或ZCD信號200指示二次繞組108之導電週期已完成時，TOFF計時器376由脈衝產生器260停止。脈衝產生器254及260在圖9中類似於在圖5中受控制，亦即，藉由DRV節點114及ZCD節點200。在其他實施例中，使用SR鎖存器252，且SR鎖存器之Q輸出經耦接來起動及停止TOFF計時器376。倍增器380將數位值輸出至記憶體單元384，該數位值等於由A/D轉換器372輸出之數位值表示的LPF 246之輸出乘以由TOFF計時器376輸出之數位值表示的關斷時間或消磁時間。
比較器390是數位比較器，該數位比較器將含有在TOFF或TDEM內對CS節點119積分之結果的記憶體單元384與含有在TON內對VOCP 352積分之結果的記憶體單元364相比較。在一個實施例中，比較器390是能夠比較兩個數位值之組合邏輯。在其他實施例中，比較器390表示執行算術邏輯單元來比較兩個暫存器值之指令。若記憶體單元384與記憶體單元364之間的比較指示過電流條件，則比較器390確立至故障計數器224之數位控制信號。比較器390之輸出可能是有效低電平或有效高電平信號，類似於比較器222。
故障計數器224在所說明之各實施例中類似地操作，因為圖5及圖8中之比較器222一偵測到過電流條件就輸出數位脈衝，如圖9中之比較器390 的情況。故障計數器224量測隨時間變化的由比較器390輸出之脈衝的數目，並且若在預定量之時間內接收到臨限數目之過電流脈衝，則藉由確立至SR鎖存器202之重設輸入的信號來暫停MOSFET 112之切換。在其他實施例中，故障計數器224基於使比較器390之過電流計算跳脫之連續電力循環之臨限數目來暫停MOSFET 112之切換。
圖10繪示在LPF 246之輸出處使用的取樣及保持電路400。取樣及保持電路400用於任何以上所說明的實施例中，以取樣LPF 246之輸出且保持用於電力循環之值。在圖9中所繪示之數位模式中，取樣及保持電路400可併入A/D轉換器372之功能性中。取樣及保持電路400允許LPF 246設計有較短的時間常數，以減小LPF 246在控制器120之矽上的實體大小。關於CS節點119之平均電壓電位的資訊儲存於取樣及保持電路400中，且在每一電力循環更新。
雖然已說明且詳細描述了一或多個實施例，但具通常知識者將瞭解，可在不脫離本揭露之範疇的情況下對彼等實施例進行修改及調適。
在第一實施例中，一種產生電壓信號之方法，其包含下列步驟：在一第一時間週期內對一參考值積分；在一第二時間週期內對一第二值積分；以及若該第二值之該積分的一結果超過該參考值之該積分的一結果，則確立一故障信號。
在第二實施例中，第一實施例之方法，其中對該參考值積分包括以與該參考值成比例的一第一速率來增加一電路節點之一電壓電位。
在第三實施例中，第二實施例之方法，其中對該第二值積分包括以與該第二值成比例的一第二速率來降低該電路節點之該電壓電位。
在第四實施例中，第三實施例之方法，其進一步包括將該電路節點 之該電壓電位重設至一參考電壓電位；以及若該電路節點之該電壓電位降低到該參考電壓電位以下，則確立該故障信號。
在第五實施例中，第一實施例之方法，其中對該參考值積分包括將一電壓源耦接至一運算放大器。
在第六實施例中，第一實施例之方法，其中對該參考值積分包括將一電流源耦接至一電容器。
在第七實施例中，第一實施例之方法，其進一步包括藉由乘以一數位值來對該參考值積分。
113:接地節點/一次側接地節點
114:閘極端子/DRV信號
119:電流感測節點/CS節點
120:一次返馳式控制器/控制器
160:回授(FB)節點
200:零電流偵測節點/ZCD輸入
202:設定重設鎖存器/鎖存器/SR鎖存器
204:振盪器
206:OR閘極
210:比較器
212:電阻器
214:電阻器
220:積分器
222:比較器
224:故障計數器
226:重設輸入
230:積分電容器/CINT
232:積分節點
234:過電流保護電流源/IOCP
236:VDD節點
238:開關
240:開關
242:電流源/跨導電流
244:跨導放大器
246:低通濾波器/LPF
248:開關
250:參考電壓/VREF
252:SR鎖存器
254:脈衝產生器
255:反相器
260:脈衝產生器
262:OR閘極
264:比較器
266:開關
270:脈衝產生器
271:反相器
272:開關
CS:電流感測
DRV:MOSFET轉接電路節點
FB:回授
IOCP:過電流保護電流源
LPF:低通濾波器
Q:輸出
R:重設輸入
S:設定輸入
ZCD:零電流偵測

Claims (14)

  1. 一種在一電力轉換電路中產生一控制器之方法，其中該控制器提供一驅動信號，該方法包含：在該控制器中提供一積分節點(integration node)；提供一參考源，其耦接至該積分節點且經組態以當該驅動信號被確立(asserted)時在一第一時間週期內產生一第一參考信號且對該第一參考信號積分以建立一臨限值；及提供一第二源，其耦接至該積分節點且經組態以產生一第二信號並在一第二時間週期內對該第二信號積分，該第二信號與該電力轉換電路之一輸出電流成比例，其中該控制器經組態以在該第二信號之該積分超過該第一參考信號之該積分的情況時偵測一故障條件。
  2. 如請求項1之方法，其進一步包括：提供一比較器，該比較器包括一第一輸入及一第二輸入，該第一輸入耦接至該積分節點，該第二輸入經耦接以接收一第二參考電壓及指示該故障條件之一輸出；及提供一邏輯電路，其包括耦接至該比較器之該輸出之一輸入、及提供該驅動信號之一輸出。
  3. 如請求項2之方法，其中提供該邏輯電路包括：提供一計數器，其包括耦接該比較器之該輸出之一輸入，以計數該故 障條件之發生及在計數一或多個故障條件時失能(disable)該驅動信號；及提供一鎖存器，其包括耦接該計數器之一輸出之一輸入、及耦接該邏輯電路之該輸出之一輸出。
  4. 如請求項1之方法，其中該臨限值為該電力轉換電路之一過電流值。
  5. 一種在一電力轉換電路中之控制器，其包含：一積分節點；一參考源，其經組態以產生一第一參考信號，其中該參考源耦接至該積分節點以在一第一時間週期內對該第一參考信號積分；一第二源，其產生一第二信號，該第二信號與該電力轉換電路之一輸出電流成比例，其中該第二源耦接至該積分節點以在一第二時間週期內對該第二信號積分；及一故障偵測器，其耦接至該積分節點而用於在該第二信號之該積分大於該第一參考信號之該積分之情況下偵測一故障條件。
  6. 如請求項5之控制器，其中該故障偵測器包括：一比較器，其包括一第一輸入及一第二輸入，該第一輸入耦接至該積分節點，該第二輸入耦接以接收一第二參考電壓及指示該故障條件之一輸出；及一邏輯電路，其包括耦接至該比較器之該輸出之一輸入、及提供該控制器之一驅動信號之一輸出。
  7. 如請求項6之控制器，其中該邏輯電路包括：一計數器，其包括耦接至該比較器之該輸出之一輸入，以計數該故障條件之發生及在計數一或多個故障條件時失能該驅動信號；及一鎖存器，其包括耦接至該計數器之一輸出之一輸入、及耦接至該邏輯電路之該輸出之一輸出。
  8. 如請求項5之控制器，其中該參考源包括：一電流源；及一開關，其耦接於該電流源之一輸出及該積分節點之間。
  9. 如請求項5之控制器，其中該第二源包括：一電流源；及一開關，其耦接於該電流源之一輸出及該積分節點之間。
  10. 如請求項5之控制器，其包括耦接至該積分節點之一電容。
  11. 如請求項5之控制器，其中在該第一時間週期內對該第一參考信號之該積分建立該故障偵測器之一故障臨限。
  12. 如請求項5之控制器，其中該參考源包括：一電壓源；及一開關，其耦接於該電壓源之一輸出及該積分節點之間。
  13. 如請求項5之控制器，其中該第二源包括：一電壓源，由一電流感測信號所控制，該電流感測信號與該電力轉換電路之該輸出電流成比例；及一開關，其耦接於該電壓源之一輸出及該積分節點之間。
  14. 如請求項5之控制器，其進一步包括：一比較器，其包括一第一輸入、一第二輸入及一輸出，其中該第一輸入耦接至該積分節點，該第二輸入耦接以接收一第二信號，該輸出耦接至該故障偵測器；及一電容，其耦接於該比較器之該輸出及該比較器之該第一輸入之間。
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