JP6230378B2 - スイッチングコンバータおよびその制御回路、ａｃ／ｄｃコンバータ、電源アダプタおよび電子機器 - Google Patents

Description

本発明は、スイッチングコンバータに関する。

テレビや冷蔵庫をはじめとするさまざまな家電製品は、外部からの商用交流電力を受けて動作する。ラップトップ型コンピュータ、携帯電話端末やタブレットＰＣをはじめとする電子機器も、商用交流電力によって動作可能であり、あるいは商用交流電力によって、機器に内蔵の電池を充電可能となっている。こうした家電製品や電子機器（以下、電子機器と総称する）には、商用交流電圧をＡＣ／ＤＣ（交流／直流）変換する電源装置（インバータ）が内蔵され、あるいはインバータは、電子機器の外部の電源アダプタ（ＡＣアダプタ）に内蔵される。

図１は、本発明者が検討したＡＣ／ＤＣコンバータ４００ｒのブロック図である。ＡＣ／ＤＣコンバータ４００ｒは主として整流回路４０２、平滑キャパシタ４０４およびＤＣ／ＤＣコンバータ（スイッチングコンバータ)１００ｒを備える。

整流回路４０２は、商用交流電圧Ｖ_ＡＣを全波整流するダイオードブリッジ回路である。整流回路４０２の出力電圧は、平滑キャパシタ４０４によって平滑化され、直流電圧Ｖ_ＤＣに変換される。

直流電圧Ｖ_ＤＣは、後段の絶縁型のＤＣ／ＤＣコンバータ１００ｒの入力ライン１０４に供給される。ＤＣ／ＤＣコンバータ１００ｒは、直流電圧Ｖ_ＤＣを降圧して、目標値に安定化された出力電圧Ｖ_ＯＵＴを生成し、出力ライン１０６に接続される負荷（不図示）に供給する。

ＤＣ／ＤＣコンバータ１００ｒは、出力回路１０２および制御回路２００ｒを備える。出力回路１０２は、スイッチングトランジスタＭ１、検出抵抗Ｒ_ＣＳ、トランスＴ１、整流ダイオードＤ１、出力キャパシタＣ１、フィードバック回路１０８を含む。フィードバック回路１０８は、出力電圧Ｖ_ＯＵＴに応じたフィードバック電圧Ｖ_ＦＢを生成し、制御回路２００ｒのフィードバック端子（ＦＢ端子）に供給する。

スイッチングトランジスタＭ１および検出抵抗Ｒ_ＣＳは、トランスＴ１の１次コイルＬ_Ｐと接続される。整流ダイオードＤ１および出力キャパシタＣ１は、トランスＴ１の２次コイルＬ_Ｓと接続される。

制御回路２００ｒの出力端子ＯＵＴは、スイッチングトランジスタＭ１のゲートに接続される。制御回路２００ｒは、出力電圧Ｖ_ＯＵＴが所定の目標値に近づくようにデューティ比が調節されるパルス信号Ｓ_ＯＵＴを生成し、スイッチングトランジスタＭ１をスイッチングする。

制御回路２００ｒは、スイッチングトランジスタＭ１のオン期間において、１次コイルＬ_ＰおよびスイッチングトランジスタＭ１に流れる電流（コイル電流Ｉ_Ｐという）を検出可能に構成される。具体的には、制御回路２００ｒの電流検出（ＣＳ）端子は、検出抵抗Ｒ_ＣＳと接続されており、ＣＳ端子には、コイル電流Ｉ_Ｐに比例した検出電圧Ｖ_ＣＳが入力される。電流検出回路３００ｒは、検出電圧Ｖ_ＣＳを所定のしきい値電圧Ｖ_ＴＨと比較することにより、コイル電流Ｉ_Ｐをしきい値電流Ｉ_ＴＨ（＝Ｖ_ＴＨ／Ｒ_ＣＳ）比較する。
以上がＡＣ／ＤＣコンバータ４００ｒの構成である。

図２は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１００ｒの動作波形図である。パルス信号Ｓ_ＯＵＴがハイレベルのとき、スイッチングトランジスタＭ１がオンする。スイッチングトランジスタＭ１がオンすると、コイル電流Ｉ_Ｐが時間とともに増加し、それにしたがって検出電圧Ｖ_ＣＳも増大する。パルス信号Ｓ_ＯＵＴがローレベルとなると、スイッチングトランジスタＭ１がオフする。スイッチングトランジスタＭ１のオフ期間、２次コイルＬ_Ｓに電流Ｉ_Ｓが流れ、出力キャパシタＣ１に供給される。スイッチングトランジスタＭ１のスイッチングを繰り返すことにより、出力電圧Ｖ_ＯＵＴが所望のレベルに安定化される。

本発明者は、図１のＡＣ／ＤＣコンバータ４００ｒについて検討した結果、以下の課題を認識するに至った。

スイッチングトランジスタＭ１のオン期間におけるコイル電流Ｉ_Ｐに着目する。スイッチングトランジスタＭ１のオン期間において、１次コイルＬ_Ｐの両端間には直流電圧Ｖ_ＤＣが印加され、以下の式が成り立つ。
Ｖ_ＤＣ＝＝Ｌ_Ｐ・ｄＩ_Ｐ／ｄｔ …（１）
Ｖ_ＣＳ＝Ｒ_ＣＳ×Ｉ_Ｐ …（２）
これを変形すると、式（３）を得る。
Ｖ_ＣＳ＝Ｒ_ＣＳ／Ｌ_Ｐ×∫Ｖ_ＤＣｄｔ＝（Ｒ_ＣＳ／Ｌ_Ｐ×Ｖ_ＤＣ）×ｔ …（３）
（Ｒ_ＣＳ／Ｌ_Ｐ×Ｖ_ＤＣ）は、検出電圧Ｖ_ＣＳの傾き［Ｖ／ｓ］であり、以下、αと記す。

したがってスイッチングトランジスタＭ１のオン期間における検出電圧Ｖ_ＣＳの傾きαは、直流電圧Ｖ_ＤＣおよび１次コイルＬ_Ｐのインダクタンスに依存する。

図３（ａ）は、電流検出回路３００ｒの動作波形図であり、図３（ｂ）は、実効しきい値電圧を示す図である。電流検出回路３００ｒのコンパレータは応答遅延τ_Ｄを有しており、その出力信号Ｓ_ＣＭＰは、Ｖ_ＣＳ＝Ｖ_ＴＨとなってから、遅延時間τ_Ｄ経過後に遷移する。コンパレータの出力信号Ｓ_ＣＭＰが変化したときの検出電圧Ｖ_ＣＳを、実効しきい値電圧Ｖ_{ＴＨ＿ＥＦＦ}と呼ぶ。図３（ａ）に示されるように、実効しきい値電圧Ｖ_{ＴＨ＿ＥＦＦ}は検出電圧Ｖ_ＣＳの傾きαが大きいほど、その理想値Ｖ_ＴＨよりも高くなり、式（４）で与えられる。
Ｖ_{ＴＨ＿ＥＦＦ}＝Ｖ_ＴＨ＋α×τ_Ｄ …（４）

したがって、コンパレータの出力Ｓ_ＣＭＰを過電流保護などに利用した場合、潮流電圧Ｖ_ＤＣの変動やコイルＬ１のばらつきにより、傾きαが変化し、それにともなって実効しきい値電圧ひいては、しきい値電流Ｉ_ＴＨが変動し、あるいはばらつくことになる。

なお以上の検討を、当業者の一般的な技術常識と認識してはならず、本発明者が独自に認識したものである。

本発明はこうした課題に鑑みてなされたものであり、そのある態様の例示的な目的のひとつは、実効しきい値電圧の変動やばらつきを抑制可能な、スイッチングコンバータの制御回路の提供にある。

本発明のある態様は、スイッチングコンバータに使用される制御回路に関する。スイッチングコンバータは、少なくとも、スイッチングトランジスタおよびスイッチングトランジスタと接続されたコイルを含む。制御回路は、スイッチングトランジスタのオン期間にコイルに流れる電流を所定のしきい値電流と比較する電流検出回路を備える。電流検出回路は、スイッチングトランジスタのオン期間において時間とともに増大するしきい値電圧を生成するしきい値電圧生成部と、スイッチングトランジスタに流れる電流に応じた検出電圧をしきい値電圧と比較するコンパレータと、を備える。

コンパレータの応答遅延τ_Ｄの間に、検出電圧Ｖ_ＣＳがしきい値電圧Ｖ_ＴＨを超える電圧幅（オーバーシュート量）ΔＶは、検出電圧Ｖ_ＣＳの傾きαが大きいほど大きくなる。この態様では、オン期間での経過時間が長くなるにしたがい、しきい値電圧Ｖ_ＴＨのレベルを増加させることにより、オーバーシュート量ΔＶをキャンセルすることができ、実効しきい値電圧Ｖ_{ＴＨ＿ＥＦＦ}の変動やばらつきを抑制できる。

しきい値電圧は、スイッチングトランジスタのオン期間中、単調増加してもよい。

しきい値電圧Ｖ_ＴＨ（ｔ）は、所定の時間範囲において、
Ｖ_ＴＨ（ｔ）＝Ｖ_{ＴＨ＿ＥＦＦ}×ｔ／（ｔ＋τ_Ｄ）
もしくは、それを近似した波形を有してもよい。τ_Ｄはコンパレータの応答遅延である。

しきい値電圧Ｖ_ＴＨは、一定成分と、スイッチングトランジスタのオン期間において時間とともに増大する補正成分と、を含んでもよい。

補正成分は時間の経過とともに所定レベルに収束してもよい。

しきい値電圧生成部は、定電流を生成する電流源と、電流源により充電されるキャパシタと、キャパシタと接続された抵抗と、を含み、キャパシタの電圧を、しきい値電圧として出力するよう構成され、しきい値電圧は、キャパシタと抵抗で定まる時定数にしたがって変化してもよい。

補正成分は、スイッチングトランジスタのオン期間中、実質的に一定の傾きで増加しつづける。

しきい値電圧生成部は、所定の基準電流を生成する基準電流生成部と、スイッチングトランジスタのスイッチングと同期しておりかつスイッチングトランジスタのオン期間において時間とともに増大する補正電流を生成する補正電流生成部と、基準電流と補正電流を加算した電流を、しきい値電圧に変換する電流電圧変換回路と、を含んでもよい。

コンパレータは、過電流検出のために設けられ、制御回路は、コンパレータの出力が、検出電圧がしきい値電圧より高いことを示すと、所定の過電流保護処理を行う。

制御回路は、スイッチングコンバータの出力電圧が所定の目標値に近づくように値が調節されるフィードバック電圧を受けるフィードバック端子と、検出電圧をフィードバック電圧と比較し、検出電圧がフィードバック電圧より高くなるとアサートされるオフ信号を生成するエラーコンパレータと、オフ信号がアサートされるとオフレベルに遷移するパルス信号を生成するロジック部と、をさらに備えてもよい。

制御回路は、ひとつの半導体基板に一体集積化されてもよい。
「一体集積化」とは、回路の構成要素のすべてが半導体基板上に形成される場合や、回路の主要構成要素が一体集積化される場合が含まれ、回路定数の調節用に一部の抵抗やキャパシタなどが半導体基板の外部に設けられていてもよい。制御回路をひとつのＩＣ（Integrated Circuit）チップに集積化することにより、回路面積を削減することができるとともに、回路素子の特性を均一に保つことができる。

本発明の別の態様は、スイッチングコンバータに関する。スイッチングコンバータは、少なくとも、コイルと、コイルと接続されたスイッチングトランジスタと、スイッチングトランジスタと直列に設けられた検出抵抗と、を含む出力回路と、上述のいずれかの制御回路と、を備えてもよい。

本発明の別の態様は、ＡＣ／ＤＣコンバータに関する。ＡＣ／ＤＣコンバータは、交流電圧を整流する整流回路と、整流回路の出力電圧を平滑化する平滑キャパシタと、平滑キャパシタの電圧を入力電圧として受ける上述のいずれかのスイッチングコンバータと、を備える。

本発明の別の態様は電子機器に関する。電子機器は、負荷と、負荷に直流電圧を供給する上述のＡＣ／ＤＣコンバータと、を備えてもよい。

本発明の別の態様は電源アダプタに関する。電源アダプタは、上述のＡＣ／ＤＣコンバータを備えてもよい。

なお、以上の構成要素の任意の組み合わせや本発明の構成要素や表現を、方法、装置、システムなどの間で相互に置換したものもまた、本発明の態様として有効である。

本発明のある態様によれば、実効しきい値電圧の変動やばらつきを抑制できる。

本発明者が検討したＡＣ／ＤＣコンバータのブロック図である。 ＤＣ／ＤＣコンバータの動作波形図である。 図３（ａ）は、電流検出回路の動作波形図であり、図３（ｂ）は、実効しきい値電圧を示す図である。 図４は、実施の形態に係る制御回路を備えたＡＣ／ＤＣコンバータの回路図である。 図５（ａ）、（ｂ）は、図４の電流検出回路の動作波形図である。 図６（ａ）は、しきい値電圧Ｖ_ＴＨ（ｔ）と実効しきい値電圧Ｖ_{ＴＨ＿ＥＦＦ}の関係を示す図である。 図７（ａ）、（ｂ）は、しきい値電圧Ｖ_ＴＨ（ｔ）の例を示す波形図である。 第１の構成例に係るしきい値電圧生成部の回路図である。 第２の構成例に係るしきい値電圧生成部の回路図である。 ＡＣ／ＤＣコンバータを備えるＡＣアダプタを示す図である。 図１１（ａ）、（ｂ）は、ＡＣ／ＤＣコンバータを備える電子機器を示す図である。

以下、本発明を好適な実施の形態をもとに図面を参照しながら説明する。各図面に示される同一または同等の構成要素、部材、処理には、同一の符号を付するものとし、適宜重複した説明は省略する。また、実施の形態は、発明を限定するものではなく例示であって、実施の形態に記述されるすべての特徴やその組み合わせは、必ずしも発明の本質的なものであるとは限らない。

本明細書において、「部材Ａが、部材Ｂと接続された状態」とは、部材Ａと部材Ｂが物理的に直接的に接続される場合や、部材Ａと部材Ｂが、電気的な接続状態に影響を及ぼさない他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。
同様に、「部材Ｃが、部材Ａと部材Ｂの間に設けられた状態」とは、部材Ａと部材Ｃ、あるいは部材Ｂと部材Ｃが直接的に接続される場合のほか、電気的な接続状態に影響を及ぼさない他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。

図４は、実施の形態に係る制御回路２００を備えたＡＣ／ＤＣコンバータ４００の回路図である。ＡＣ／ＤＣコンバータ４００は、交流電圧Ｖ_ＡＣを直流電圧Ｖ_ＯＵＴに変換する。ＡＣ／ＤＣコンバータ４００の基本構成は、図１のＡＣ／ＤＣコンバータ４００ｒと同様であるため、以下、相違点のみを重点的に説明する。

ＡＣ／ＤＣコンバータ４００は、整流回路４０２、平滑キャパシタ４０４、ＤＣ／ＤＣコンバータ１００を備える。整流回路４０２、平滑キャパシタ４０４については、図１を参照して説明した通りである。

フィードバック回路１０８は、ＤＣ／ＤＣコンバータ１００の出力電圧Ｖ_ＯＵＴに応じたフィードバック電圧Ｖ_ＦＢを生成する。たとえばフィードバック回路１０８は、シャントレギュレータ１１０およびフォトカプラ１１２を含む。シャントレギュレータ１１０は、直流電圧Ｖ_ＯＵＴを分圧した電圧と所定の目標値Ｖ_ＲＥＦの誤差を増幅することにより、誤差がゼロとなるようにレベルが調節されるフィードバック信号Ｓ１を生成する。

フォトカプラ１１２は、その１次側の発光素子がフィードバック信号Ｓ１によって制御され、フォトカプラ１１２の２次側の受光素子に生ずる信号が、フィードバック電圧Ｖ_ＦＢとして制御回路２００のＦＢ端子に入力される。

なお、トランスＴ１の１次側と２次側の絶縁が要求されない場合、フォトカプラ１１２を用いずに、シャントレギュレータ１１０とＦＢ端子を配線で接続してもよい。さらに、シャントレギュレータ１１０の機能、つまり誤差増幅器を、制御回路２００に内蔵してもよい。

検出抵抗Ｒ_ＣＳは、スイッチングトランジスタＭ１と直列に設けられる。スイッチングトランジスタＭ１のオン期間において、１次コイルＬ_Ｐ、スイッチングトランジスタＭ１、検出抵抗Ｒ_ＣＳの経路にコイル電流Ｉ_Ｐが流れる。なお本実施の形態では、スイッチングトランジスタＭ１のソースおよび検出抵抗Ｒ_ＣＳの一端が接地され、検出抵抗Ｒ_ＣＳの他端がＦＢ端子と接続される。検出抵抗Ｒ_ＣＳの他端に生ずる検出電圧Ｖ_ＣＳ’は負電圧となる。
Ｖ_ＣＳ’＝−Ｉ_Ｐ×Ｒ_ＣＳ
当然のことながら、スイッチングトランジスタＭ１および検出抵抗Ｒ_ＣＳを、図１のようにレイアウトし、検出電圧Ｖ_ＣＳを正電圧としてもよい。

以下、制御回路２００の具体的な構成を説明する。
制御回路２００は、反転アンプ２０２、エラーコンパレータ２０４、ロジック部２０６、ドライバ２０８および電流検出回路３００を備え、ひとつの半導体基板に一体集積化される。

反転アンプ２０２は、負の検出電圧Ｖ_ＣＳ'を反転し、正の検出電圧Ｖ_ＣＳを生成する。エラーコンパレータ２０４は、検出電圧Ｖ_ＣＳをフィードバック電圧Ｖ_ＦＢと比較し、Ｖ_ＣＳ＞Ｖ_ＦＢとなると、オフ信号Ｓ_ＯＦＦをアサート（たとえばハイレベル）する。

ロジック部２０６は、スイッチングトランジスタＭ１のオン、オフを指示するパルス信号Ｓ_ＰＷＭを生成する。ロジック部２０６は、オフ信号Ｓ_ＯＦＦがアサートされると、パルス信号Ｓ_ＰＷＭをスイッチングトランジスタＭ１のオフに対応するオフレベル（たとえばローレベル）に遷移させる。またロジック部２０６は、所定の周期のクロック信号と同期して、所定のスイッチング周期ごとに、パルス信号Ｓ_ＰＷＭをスイッチングトランジスタＭ１のオンに対応するオンレベル（たとえばハイレベル）に遷移させる。かくしてパルス信号Ｓ_ＰＷＭはパルス幅変調される。
ドライバ２０８は、パルス信号Ｓ_ＰＷＭに応じたゲートパルス信号Ｓ_ＯＵＴを生成し、スイッチングトランジスタＭ１をスイッチングする。

電流検出回路３００は、スイッチングトランジスタＭ１のオン期間に、１次コイルＬ_Ｐに流れるコイル電流Ｉ_Ｐを所定のしきい値電流Ｉ_ＴＨと比較する。たとえば電流検出回路３００は、過電流保護（ＯＣＰ：Over Current Protection）のために設けられ、ロジック部２０６は、Ｉ_Ｐ＞Ｉ_ＴＨとなると、スイッチングトランジスタＭ１をオフし、過電流状態から回路素子を保護する。

電流検出回路３００は、コンパレータ３０２およびしきい値電圧生成部３０４を備える。しきい値電圧生成部３０４は、時間とともに変化するしきい値電圧Ｖ_ＴＨ（ｔ）を生成する。

コンパレータ３０２は、コイル電流Ｉ_Ｐに応じた検出電圧Ｖ_ＣＳを、しきい値電圧Ｖ_ＴＨ（ｔ）と比較し、Ｖ_ＣＳ＞Ｖ_ＴＨ（ｔ）のとき、保護信号Ｓ_ＯＣＰをアサート（たとえばハイレベル）する。

ロジック部２０６は、保護信号Ｓ_ＯＣＰがアサートされると、パルス信号Ｓ_ＰＷＭをローレベルとして、スイッチングトランジスタＭ１をオフする。

以上がＡＣ／ＤＣコンバータ４００の構成である。続いて、電流検出回路３００の動作を説明する。

図５（ａ）、（ｂ）は、図４の電流検出回路３００の動作波形図である。図５（ａ）に示すように、パルス信号Ｓ_ＰＷＭがオンレベル（ハイレベル）に遷移すると、しきい値電圧Ｖ_ＴＨ（ｔ）が時間とともに増大していく。したがって、しきい値電圧Ｖ_ＴＨ（ｔ）は、オン期間Ｔ_ＯＮに遷移してからの経過時間が長くなるほど高くなる。

図５（ｂ）には、傾きαが異なる検出電圧Ｖ_ＣＳと、しきい値電圧Ｖ_ＴＨ（ｔ）の関係が示される。検出電圧Ｖ_ＣＳがしきい値電圧Ｖ_ＴＨ（ｔ）と交差してから、コンパレータ３０２の応答遅延τ_Ｄ経過後の時刻における検出電圧Ｖ_ＣＳの値が、実効しきい値電圧Ｖ_{ＴＨ＿ＥＦＦ}となる。

以上が電流検出回路３００の動作である。
コンパレータの応答遅延τ_Ｄの間に、検出電圧Ｖ_ＣＳがしきい値電圧Ｖ_ＴＨ（ｔ）を超える電圧幅（オーバーシュート量）は、検出電圧Ｖ_ＣＳの傾きαが大きいほど大きくなる。実施の形態に係る電流検出回路３００では、オン期間Ｔ_ＯＮの経過時間が長くなるにしたがい、しきい値電圧Ｖ_ＴＨ（ｔ）のレベルを増加させる。これにより、オーバーシュート量ΔＶをキャンセルすることができ、実効しきい値電圧Ｖ_{ＴＨ＿ＥＦＦ}の変動やばらつきを抑制できる。

続いて、実効しきい値電圧Ｖ_{ＴＨ＿ＥＦＦ}を一定とするために必要なしきい値電圧Ｖ_ＴＨ（ｔ）の波形について説明する。図６（ａ）は、しきい値電圧Ｖ_ＴＨ（ｔ）と実効しきい値電圧Ｖ_{ＴＨ＿ＥＦＦ}の関係を示す図である。

時刻ｔ＝０にオン期間に遷移するものとする。オン期間に遷移してから検出電圧Ｖ_ＣＳがしきい値電圧Ｖ_ＴＨ（ｔ）に到達するまでの時間をｔ_１、オン期間に遷移してからコンパレータ３０２の出力Ｓ_ＯＣＰが変化するまでの時間をＴ_２とする。
ｔ_２＝ｔ_１＋τ_Ｄ

検出電圧Ｖ_ＣＳの傾きαに関して式（５）が成り立つ。
α＝Ｖ_ＴＨ（ｔ_１）／ｔ_１＝Ｖ_{ＴＨ＿ＥＦＦ}／（ｔ_１＋τ_Ｄ） …（５）

式（５）を変形すると、式（６）を得る。
Ｖ_{ＴＨ＿ＥＦＦ}＝Ｖ_ＴＨ（ｔ_１）／ｔ_１×（ｔ_１＋τ_Ｄ）＝ｃｏｎｓｔ …（６）
任意のｔ_１について、式（６）のＶ_{ＴＨ＿ＥＦＦ}を一定とするためには、しきい値電圧Ｖ_ＴＨ（ｔ）は理想的には、式（７）を満たすことが好ましい。
Ｖ_ＴＨ（ｔ）＝Ｖ_{ＴＨ＿ＥＦＦ}×ｔ／（ｔ＋τ_Ｄ） …（７）

図６（ｂ）には、式（７）を満たす理想的なしきい値電圧Ｖ_ＴＨ（ｔ）の波形が示される。現実的には多くの用途において、傾きαはある範囲内に制約されるため、すべての時間範囲において、式（７）を満たす必要はなく、傾きαの範囲に対応する時間範囲Ｔ_ＲＧＮにおいて、式（７）を満たせばよい。

限られたハードウェア資源を用いて、式（７）を満たす波形を生成することは難しい。そこで、しきい値電圧生成部３０４は、時間範囲Ｔ_ＲＧＮにおいて、式（７）を近似した波形をもとづいて、しきい値電圧Ｖ_ＴＨ（ｔ）を生成してもよい。

図７（ａ）、（ｂ）は、しきい値電圧Ｖ_ＴＨ（ｔ）の例を示す波形図である。図７（ａ）、（ｂ）にはそれぞれ、式（７）の波形が破線（i）で示される。図７（ａ）のしきい値電圧Ｖ_ＴＨ（ｔ）は、実線（ii）で示すように、式（７）の波形を線形近似したものである。図７（ｂ）のしきい値電圧Ｖ_ＴＨ（ｔ）は、実線（iii）で示すように、式（７）の波形を曲線で近似したものである。

図７（ａ）、（ｂ）それぞれのしきい値電圧Ｖ_ＴＨ（ｔ）は、式（８）で表すことができる。
Ｖ_ＴＨ（ｔ）＝Ｖ_ＣＮＳＴ＋Ｖ_ＣＭＰ（ｔ） …（８）
Ｖ_ＣＮＳＴは、一定成分であり、Ｖ_ＣＭＰ（ｔ）は時間とともに増大する補正成分である。より具体的には補正成分Ｖ_ＣＭＰ（ｔ）は、時間とともに単調増加する。

図７（ａ）の波形（ii）の補正成分Ｖ_ＣＭＰ（ｔ）は、式（９）を満たす。
Ｖ_ＣＭＰ（ｔ）＝β×ｔ …（９）
βは所定の係数である。

図７（ｂ）の波形（iii）の補正成分Ｖ_ＣＭＰ（ｔ）は、時間とともに増大し、時間の経過とともに所定レベルに収束する。

続いて、しきい値電圧生成部３０４の構成例を説明する。
図８は、第１の構成例に係るしきい値電圧生成部３０４の回路図である。しきい値電圧生成部３０４は、電流源３１０、キャパシタＣ２、抵抗Ｒ１、Ｒ２、スイッチＳＷ１を含む。電流源３１０は、定電流Ｉｃを生成する。たとえば電流源３１０は、定電流源３１２およびカレントミラー回路３１４を含む。
キャパシタＣ２は、定電流Ｉｃにより充電される。第１抵抗Ｒ１は、キャパシタＣ２と並列に設けられる。第２抵抗Ｒ２およびスイッチＳＷ１は、キャパシタＣ２と並列に設けられる。スイッチＳＷ１は、パルス信号Ｓ_ＰＷＭと同期してスイッチングし、スイッチングトランジスタＭ１のオン期間Ｔ_ＯＮにおいてオフする。

図８のしきい値電圧生成部３０４によれば、スイッチングトランジスタＭ１のオン期間Ｔ_ＯＮにおけるしきい値電圧Ｖ_ＴＨ（ｔ）は、ＣＲ時定数にしたがって変化する。これにより、図７（ｂ）の波形（iii）に準じたしきい値電圧Ｖ_ＴＨ（ｔ）を生成できる。

図９は、第２の構成例に係るしきい値電圧生成部３０４の回路図である。
しきい値電圧生成部３０４は、基準電流生成部３２０、補正電流生成部３３０、電流電圧変換回路３４０を含む。

基準電流生成部３２０は、所定の電流量の基準電流Ｉ_ＣＮＳＴを生成する。補正電流生成部３３０は、スイッチングトランジスタＭ１のスイッチングと同期しており、スイッチングトランジスタＭ１のオン期間Ｔ_ＯＮにおいて時間とともに増大する補正電流Ｉ_ＣＭＰ（ｔ）を生成する。基準電流生成部３２０、補正電流生成部３３０それぞれの構成は特に限定されない。

電流電圧変換回路３４０は、基準電流Ｉ_ＣＮＳＴと補正電流Ｉ_ＣＭＰ（ｔ）を加算した電流を、しきい値電圧Ｖ_ＴＨ（ｔ）に変換する。たとえば電流電圧変換回路３４０は、基準電流Ｉ_ＣＮＳＴと補正電流Ｉ_ＣＭＰ（ｔ）を加算した電流の経路上に設けられた抵抗Ｒ３を含み、抵抗Ｒ３の電圧降下を、しきい値電圧Ｖ_ＴＨ（ｔ）としてもよい。

図９のしきい値電圧生成部３０４によれば、図７（ａ）の波形（ii）に準じたしきい値電圧Ｖ_ＴＨ（ｔ）を生成できる。図７（ａ）の波形（ii）は、図７（ｂ）の波形（iii）よりも、理想的な波形（i）との誤差が小さい。したがって図９のしきい値電圧生成部３０４によれば、図８のしきい値電圧生成部３０４よりもさらに、実効しきい値電圧Ｖ_{ＴＨ＿ＥＦＦ}の変動、ばらつきを抑制できる。

（変形例）
以上、本発明について、実施の形態をもとに説明した。この実施の形態は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセスの組み合わせにいろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本発明の範囲にあることは当業者に理解されるところである。以下、こうした変形例について説明する。

（第１の変形例）
実施の形態では、電流検出回路３００を、過電流保護に利用する場合を説明したが本発明はそれには限定されず、コイル電流Ｉ_Ｐにもとづくさまざまな信号処理に利用可能である。

（第２の変形例）
実施の形態では、フライバック式のＤＣ／ＤＣコンバータ１００の制御回路について説明したが、スイッチングコンバータの形式は特に限定されない。たとえばＤＣ／ＤＣコンバータ１００は、フォワード式であってもよいし、バックコンバータやブーストコンバータであってもよい。出力回路１０２のトポロジーは、スイッチングコンバータの形式に応じて変更すればよい。

（用途）
最後に、ＡＣ／ＤＣコンバータ４００の用途を説明する。ＡＣ／ＤＣコンバータ４００は、ＡＣアダプタや電子機器の電源ブロックに好適に利用される。

図１０は、ＡＣ／ＤＣコンバータを備えるＡＣアダプタ８００を示す図である。ＡＣアダプタ８００は、プラグ８０２、筐体８０４、コネクタ８０６を備える。プラグ８０２は、図示しないコンセントから商用交流電圧Ｖ_ＡＣを受ける。ＡＣ／ＤＣコンバータは、筐体８０４内に実装される。ＡＣ／ＤＣコンバータにより生成された直流出力電圧Ｖ_ＯＵＴは、コネクタ８０６から電子機器８１０に供給される。電子機器８１０は、ノートＰＣ、デジタルカメラ、デジタルビデオカメラ、携帯電話、携帯オーディオプレイヤなどが例示される。

図１１（ａ）、（ｂ）は、ＡＣ／ＤＣコンバータを備える電子機器９００を示す図である。図１１（ａ）、（ｂ）の電子機器９００はディスプレイ装置であるが、電子機器９００の種類は特に限定されず、オーディオ機器、冷蔵庫、洗濯機、掃除機など、電源装置を内蔵する機器であればよい。
プラグ９０２、図示しないコンセントから商用交流電圧Ｖ_ＡＣを受ける。ＡＣ／ＤＣコンバータは、筐体８０４内に実装される。ＡＣ／ＤＣコンバータにより生成された直流出力電圧ＶＯＵＴは、同じ筐体９０４内に搭載される、マイコン、ＤＳＰ（Digital Signal Processor）、電源回路、照明機器、アナログ回路、デジタル回路などの負荷に供給される。

実施の形態にもとづき、具体的な語句を用いて本発明を説明したが、実施の形態は、本発明の原理、応用を示しているにすぎず、実施の形態には、請求の範囲に規定された本発明の思想を逸脱しない範囲において、多くの変形例や配置の変更が認められる。

４００…ＡＣ／ＤＣコンバータ、４０２…整流回路、４０４…平滑キャパシタ、１００…ＤＣ／ＤＣコンバータ、１０２…出力回路、１０４…入力ライン、１０６…出力ライン、１０８…フィードバック回路、１１０…シャントレギュレータ、１１２…フォトカプラ、２００…制御回路、２０２…反転アンプ、２０４…エラーコンパレータ、２０６…ロジック部、２０８…ドライバ、Ｍ１…スイッチングトランジスタ、Ｒ_ＣＳ…検出抵抗、Ｔ１…トランス、Ｌ_Ｐ…１次コイル、Ｌ_Ｓ…２次コイル、Ｃ１…出力キャパシタ、Ｄ１…整流ダイオード、３００…電流検出回路、３０２…コンパレータ、３０４…しきい値電圧生成部、３１０…電流源、３１２…定電流源、３１４…カレントミラー回路、Ｒ１…第１抵抗、Ｒ２…第２抵抗、ＳＷ１…スイッチ、Ｃ２…キャパシタ、３２０…基準電流生成部、３３０…補正電流生成部、３４０…電流電圧変換回路、８００…ＡＣアダプタ、８０２…プラグ、８０４…筐体、８０６…コネクタ、８１０，９００…電子機器、９０２…プラグ、９０４…筐体。

Claims (15)

1. スイッチングコンバータに使用される制御回路であって、
   前記スイッチングコンバータは、少なくとも、スイッチングトランジスタおよび前記スイッチングトランジスタと接続されたコイルを含み、
   前記制御回路は、前記スイッチングトランジスタのオン期間に前記コイルに流れる電流を所定のしきい値電流と比較する電流検出回路を備え、
   前記電流検出回路は、
   前記スイッチングトランジスタのオン期間において時間とともに増大するしきい値電圧を生成するしきい値電圧生成部と、
   前記スイッチングトランジスタに流れる電流に応じた検出電圧を前記しきい値電圧と比較するコンパレータと、
   を備え、
   前記しきい値電圧生成部は、
   定電流を生成する電流源と、
   前記電流源により充電されるキャパシタと、
   前記キャパシタと接続された抵抗と、
   を含み、前記キャパシタの電圧を、前記しきい値電圧として出力するよう構成され、
   前記しきい値電圧は、前記キャパシタと前記抵抗で定まる時定数にしたがって変化することを特徴とする制御回路。
2. スイッチングコンバータに使用される制御回路であって、
   前記スイッチングコンバータは、少なくとも、スイッチングトランジスタおよび前記スイッチングトランジスタと接続されたコイルを含み、
   前記制御回路は、前記スイッチングトランジスタのオン期間に前記コイルに流れる電流を所定のしきい値電流と比較する電流検出回路を備え、
   前記電流検出回路は、
   前記スイッチングトランジスタのオン期間において時間とともに増大するしきい値電圧を生成するしきい値電圧生成部と、
   前記スイッチングトランジスタに流れる電流に応じた検出電圧を前記しきい値電圧と比較するコンパレータと、
   を備え、
   前記しきい値電圧生成部は、
   前記所定の基準電流を生成する基準電流生成部と、
   前記スイッチングトランジスタのスイッチングと同期しており、前記スイッチングトランジスタのオン期間において時間とともに増大する補正電流を生成する補正電流生成部と、
   前記基準電流と前記補正電流を加算した電流を、前記しきい値電圧に変換する電流電圧変換回路と、
   を含むことを特徴とする制御回路。
3. 前記制御回路は、
   前記スイッチングコンバータの出力電圧が所定の目標値に近づくように値が調節されるフィードバック電圧を受けるフィードバック端子と、
   前記検出電圧を前記フィードバック電圧と比較し、前記検出電圧が前記フィードバック電圧より高くなるとアサートされるオフ信号を生成するエラーコンパレータと、
   前記オフ信号を契機としてオフレベルに遷移するパルス信号を生成するロジック部と、
   をさらに備えることを特徴とする請求項１または２に記載の制御回路。
4. スイッチングコンバータに使用される制御回路であって、
   前記スイッチングコンバータは、少なくとも、スイッチングトランジスタおよび前記スイッチングトランジスタと接続されたコイルを含み、
   前記制御回路は、前記スイッチングトランジスタのオン期間に前記コイルに流れる電流を所定のしきい値電流と比較する電流検出回路を備え、
   前記電流検出回路は、
   前記スイッチングトランジスタのオン期間において時間とともに増大するしきい値電圧を生成するしきい値電圧生成部と、
   前記スイッチングトランジスタに流れる電流に応じた検出電圧を前記しきい値電圧と比較するコンパレータと、
   前記スイッチングコンバータの出力電圧が所定の目標値に近づくように値が調節されるフィードバック電圧を受けるフィードバック端子と、
   前記検出電圧を前記フィードバック電圧と比較し、前記検出電圧が前記フィードバック電圧より高くなるとアサートされるオフ信号を生成するエラーコンパレータと、
   前記オフ信号を契機としてオフレベルに遷移するパルス信号を生成するロジック部と、
   を備えることを特徴とする制御回路。
5. 前記しきい値電圧は、前記スイッチングトランジスタのオン期間中、単調増加することを特徴とする請求項１から４のいずれかに記載の制御回路。
6. 前記コンパレータの応答遅延をτ_Ｄとするとき、前記しきい値電圧Ｖ_ＴＨ（ｔ）は、所定の時間範囲において、
   Ｖ_ＴＨ（ｔ）＝Ｖ_{ＴＨ＿ＥＦＦ}×ｔ／（ｔ＋τ_Ｄ）
   またはそれを近似した波形を有することを特徴とする請求項１から５のいずれかに記載の制御回路。
7. 前記しきい値電圧Ｖ_ＴＨは、一定成分と、前記スイッチングトランジスタのオン期間において時間とともに増大する補正成分と、を含むことを特徴とする請求項１から６のいずれかに記載の制御回路。
8. 前記補正成分は時間の経過とともに所定レベルに収束することを特徴とする請求項７に記載の制御回路。
9. 前記補正成分は、前記スイッチングトランジスタのオン期間中、実質的に一定の傾きで増加することを特徴とする請求項７に記載の制御回路。
10. 前記コンパレータは、過電流検出のために設けられ、
    前記制御回路は、前記コンパレータの出力が、前記検出電圧が前記しきい値電圧より高いことを示すと、所定の過電流保護処理を行うことを特徴とする請求項１から９のいずれかに記載の制御回路。
11. ひとつの半導体基板に一体集積化されることを特徴とする請求項１から１０のいずれかに記載の制御回路。
12. 少なくとも、コイルと、前記コイルと接続されたスイッチングトランジスタと、前記スイッチングトランジスタと直列に設けられた検出抵抗と、を含む出力回路と、
    請求項１から１１のいずれかに記載の制御回路と、
    を備えることを特徴とするスイッチングコンバータ。
13. 交流電圧を整流する整流回路と、
    前記整流回路の出力電圧を平滑化する平滑キャパシタと、
    前記平滑キャパシタの電圧を入力電圧として受けるスイッチングコンバータと、
    を備え、
    前記スイッチングコンバータは、
    少なくとも、コイルと、前記コイルと接続されたスイッチングトランジスタと、前記スイッチングトランジスタと直列に設けられた検出抵抗と、を含む出力回路と、
    請求項１から１２のいずれかに記載の制御回路と、
    を備えることを特徴とするＡＣ／ＤＣコンバータ。
14. 負荷と、
    前記負荷に直流電圧を供給する請求項１３に記載のＡＣ／ＤＣコンバータと、
    を備えることを特徴とする電子機器。
15. 請求項１３に記載のＡＣ／ＤＣコンバータを備えることを特徴とする電源アダプタ。

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