TWI632767B - 馬達控制裝置 - Google Patents

馬達控制裝置 Download PDF

Info

Publication number
TWI632767B
TWI632767B TW102146099A TW102146099A TWI632767B TW I632767 B TWI632767 B TW I632767B TW 102146099 A TW102146099 A TW 102146099A TW 102146099 A TW102146099 A TW 102146099A TW I632767 B TWI632767 B TW I632767B
Authority
TW
Taiwan
Prior art keywords
command
magnetic flux
motor
calculator
current
Prior art date
Application number
TW102146099A
Other languages
English (en)
Other versions
TW201436448A (zh
Inventor
井出勇治
山崎悟史
Original Assignee
日商山洋電氣股份有限公司
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 日商山洋電氣股份有限公司 filed Critical 日商山洋電氣股份有限公司
Publication of TW201436448A publication Critical patent/TW201436448A/zh
Application granted granted Critical
Publication of TWI632767B publication Critical patent/TWI632767B/zh

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/02—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation specially adapted for optimising the efficiency at low load
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
    • H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
    • H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
    • H02P21/22—Current control, e.g. using a current control loop
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P2205/00—Indexing scheme relating to controlling arrangements characterised by the control loops
    • H02P2205/01—Current loop, i.e. comparison of the motor current with a current reference

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Control Of Ac Motors In General (AREA)

Abstract

實現較廣之定輸出領域。
激磁電流指令演算器是使用扭矩電流指令與馬達旋轉速度而認識馬達之旋轉負載狀態，演算與該旋轉負載狀態對應之激磁電流指令。馬達驅動部(q軸電流控制器、d軸電流控制器、座標轉換器、PWM控制器、功率轉換器)是使用扭矩電流指令與演算出之激磁電流指令而驅動馬達。

Description

馬達控制裝置 發明領域
本發明是有關於可實現較廣之定輸出領域之馬達控制裝置。
發明背景
工具機之主軸被期望能兼顧低速重切削與高速切削。因此，使用根據磁場減弱(field weakening)之定輸出控制來實現低速旋轉時之高扭矩化與高速旋轉化。進行定輸出控制之馬達控制裝置舉例來說是如以下之構成。
圖10是習知之馬達控制裝置的方塊圖。該馬達控制裝置是進行如以下之動作。
首先，將速度指令與來自速度演算器15之馬達旋轉速度ωm比較，藉由速度控制器20求出q軸電流指令IqC。速度演算器15輸出之馬達旋轉速度ωm是使用由編碼器10檢測出之位置回饋而演算。將q軸電流指令IqC與來自座標轉換器25之q軸電流回饋IqF比較，藉由q軸電流控制器30求出q軸電壓指令VqC。
另一方面，參考馬達旋轉速度ωm而以d軸電流指令IdC下達必要之激磁電流。將d軸電流指令IdC與來自 座標轉換器25之d軸電流回饋IdF比較，藉由d軸電流控制器45求出d軸電壓指令VdC。
轉差頻率演算器50由q軸電流指令IqC與d軸電流指令IdC算出轉差頻率指令ωs。轉差頻率指令ωs是與速度演算器15輸出之馬達旋轉速度ωm相加。以轉差頻率指令ωs與馬達旋轉速度ωm求出一次頻率指令ω1。以積分器55將一次頻率指令ω1積分而求出定子位置指令θmc。
座標轉換器60是基於定子位置指令θmc對q軸電壓指令VqC、d軸電壓指令VdC進行座標轉換，求出三相電壓指令Vuc、Vvc、Vwc。三相電壓指令Vuc、Vvc、Vwc是透過PWM控制器65、功率轉換器70而供給至馬達80，馬達80因應三相電壓指令Vuc、Vvc、Vwc而驅動。
q軸電流回饋IqF與d軸電流回饋IdF是由座標轉換器25基於定子位置指令θmc對馬達電流Iu、Iv進行座標轉換而求出。
激磁電流指令IdC是如圖面所示，在定扭矩領域是一定，在定輸出領域是與馬達80之旋轉速度之上昇成反比例而減少。藉由使激磁電流指令IdC與馬達80之旋轉速度之上昇成反比例而降低，來進行磁場減弱控制。
附帶一提，作為與上述習知技術類似之技術，下述專利文獻1顯示有一種技術，是檢測換流器(inverter)之直流電壓、且以與馬達之旋轉速度之均衡而自動地進行磁通量控制之例子。
先行技術文獻 專利文獻
專利文獻1 日本特開昭59-149785號公報
發明概要
近年來，要求改善在低速重切削之更進一步高扭矩化、在高速切削之旋轉速度提升之雙方特性。為了回應該要求，而期望能將定輸出範圍變廣。
然而，一般而言，若藉由磁場減弱來取寬廣之定輸出領域，則高速旋轉時之磁通量會減少。馬達之感應電壓是以磁通量與旋轉速度的積來表示。因此，若取寬廣之定輸出領域，則高速旋轉時相對地磁通量成分變小而旋轉速度成分變大，馬達之感應電壓變成易於受馬達之旋轉速度變動所影響。
馬達具有因為將旋轉軸固定之軸承所造成之轉子之芯偏移與編碼器之芯偏移。當該等芯偏移大時，馬達之感應電壓變動、在馬達之旋轉速度之檢測出現1旋轉變動，令高速輕負載旋轉時之馬達電流變得不安定。
為了對此進行改善，可以考慮的是使高速旋轉時之磁通量增加。然而，使高速旋轉時之磁通量增加的情況下，馬達之感應電壓變高，在高速重負載旋轉時，控制馬達之動作之換流器之輸出電壓飽和，令馬達之旋轉速度變得不安定。
如此，習知之馬達控制裝置無法兼顧高速輕負 載旋轉時之對馬達之芯偏移與編碼器之芯偏移之安定性、高速重負載時之源於換流器之輸出電壓之飽和之安定性，無法將馬達之定輸出領域變廣。
另外，如專利文獻1之揭示，可以考慮設檢測直流電源之電壓之電壓檢測器及檢測感應電動機之速度之速度檢測器，控制感應電動機之一次電流以成為與以速度訊號除電壓訊號所獲得之值對應之磁通量，抑制換流器之輸出電壓之飽和。然而，即便專利文獻1所揭示之技術可進行在直流電源之電壓會變化的情況下之磁通量之最佳化，其並非可同時實現高速輕負載旋轉時之馬達電流之安定性之提昇與高速重負載旋轉時之電壓飽和之抑制。
本發明是為了解除如上述之習知之馬達控制裝置之問題而建構之發明，其目的在於提供可同時達成高速輕負載旋轉時之具有馬達之芯偏移與編碼器之芯偏移的情況下之安定性之提昇、高速重負載旋轉時之換流器輸出電壓之飽和之抑制、且實現較廣之定輸出領域之馬達控制裝置。
為了達成上述目的，與本發明相關之馬達控制裝置具有激磁電流指令演算器及馬達驅動部。
激磁電流指令演算器是使用扭矩電流指令與馬達旋轉速度而認識馬達之旋轉負載狀態，演算與該旋轉負載狀態對應之激磁電流指令。馬達驅動部是使用扭矩電流指令與演算出之激磁電流指令而驅動馬達。
根據如以上地構成之與本發明相關之馬達控制裝置，可兼顧高速輕負載旋轉時之具有馬達之芯偏移與編碼器之芯偏移的情況下之安定性之提昇、高速重負載旋轉時之換流器輸出電壓之飽和之抑制，可實現較廣之定輸出領域。
10、110、210、310‧‧‧編碼器
15、115、215、315‧‧‧速度演算器
20‧‧‧速度控制器
25、125、225、325‧‧‧座標轉換器
30、130、230、330‧‧‧q軸電流控制器
45、145、245、345‧‧‧d軸電流控制器
50、150、250、350‧‧‧轉差頻率演算器
55、155、255、355‧‧‧積分器
60、160、260、360‧‧‧座標轉換器
65、165、265、365‧‧‧PWM控制器
70、170、270、370‧‧‧功率轉換器
80、180、280、380‧‧‧馬達
100、200、300‧‧‧馬達控制裝置
135‧‧‧激磁電流指令演算器
157、257、357‧‧‧OSC
220、320‧‧‧磁通量指令演算器
235、335‧‧‧磁通量演算器
240、340‧‧‧磁通量控制器
375‧‧‧最大一次電流指令算出器
385‧‧‧扭矩限制值演算器
390‧‧‧限制器
395‧‧‧q軸電流演算器
圖1是與實施形態1相關之馬達控制裝置的方塊圖。
圖2是顯示圖1之激磁電流指令演算器中之馬達旋轉速度ωm與磁場減弱前之激磁電流指令IdCB之關係的圖。
圖3是顯示圖1之激磁電流指令演算器中之馬達旋轉速度ωm與激磁電流指令IdC之關係的圖。
圖4是與實施形態2相關之馬達控制裝置的方塊圖。
圖5是顯示圖4之磁通量指令演算器中之馬達旋轉速度ωm與磁場減弱前之磁通量指令φ2CB之關係的圖。
圖6試顯示圖4之磁通量指令演算器中之馬達旋轉速度ωm與磁通量指令φ2C之關係的圖。
圖7是與實施形態3相關之馬達控制裝置的方塊圖。
圖8是顯示圖7之磁通量指令演算器中之馬達旋轉速度ωm與磁場減弱前之磁通量指令φ2CB之關係的圖。
圖9是顯示圖7之磁通量指令演算器中之馬達旋轉速度ωm與磁通量指令φ2C之關係的圖。
圖10是顯示習知之馬達控制裝置之一例的方塊圖。
用以實施發明之形態
與本發明相關之馬達控制裝置是可取寬廣之定輸出領域並實現馬達之高速輕負載旋轉時之安定性、高速重負載旋轉時之源於換流器之輸出電壓之飽和之安定性、及低速旋轉時之高扭矩化。亦即，與本發明相關之馬達控制裝置兼顧低速重切削與高速切削。
接著，一面參考圖面一面將發揮如上述之特性之與本發明相關之馬達控制裝置之實施形態分作[實施形態1]至[實施形態3]來說明。
[實施形態1]
[馬達控制裝置100之整體構成]
圖1是與實施形態1相關之馬達控制裝置100的方塊圖。
馬達控制裝置100具有q軸電流控制器130作為下達q軸電壓指令VqC之系統。
q軸電流控制器130是將從輸入之扭矩電流指令IqC減去q軸電流回饋IqF而獲得之電流偏差輸入，算出q軸電壓指令VqC。q軸電流回饋IqF是由座標轉換器125輸出。q軸電流回饋IqF是座標轉換器125基於後述之定子位置指令θmc對馬達電流Iu、Iv進行座標轉換而求出。q軸電流控制器130是以比例積分控制器構成。
另外，馬達控制裝置100具有激磁電流指令演算器135、d軸電流控制器145作為下達d軸電壓指令VdC之系 統。
激磁電流指令演算器135是將扭矩電流指令Iqc與馬達旋轉速度ωm輸入，演算用於取寬廣之定輸出領域之最佳之激磁電流指令IdC。馬達旋轉速度ωm是由速度演算器115輸出。速度演算器115是使用編碼器110所檢測之位置回饋而演算馬達旋轉速度ωm。附帶一提，激磁電流指令演算器135之詳細動作是在後面陳述。
d軸電流控制器145是將從激磁電流指令演算器135所輸出之d軸電流指令IdC減去d軸電流回饋IdF而獲得之電流偏差輸入，算出d軸電壓指令VdC。d軸電流回饋IdF是由座標轉換器125輸出。d軸電流回饋IdF是座標轉換器125基於後述之定子位置指令θmc對馬達電流Iu、Iv進行座標轉換而求出。d軸電流控制器145是以比例積分控制器構成。
再者，馬達控制裝置100具有轉差頻率演算器150、積分器155、OSC157、座標轉換器125、160作為用於進行座標轉換之系統。
轉差頻率演算器150是將扭矩電流指令IqC與由激磁電流指令演算器135輸出之激磁電流指令IdC輸入，算出轉差頻率指令ωs。附帶一提，轉差頻率演算器150之詳細動作是在後面陳述。
積分器155是將由轉差頻率演算器150輸出之轉差頻率指令ωs與由速度演算器115輸出之馬達旋轉速度ωm相加而獲得之一次頻率指令ω1輸入，將一次頻率指令ω1 積分而求出定子位置指令θmc。定子位置指令θmc是透過OSC157而朝座標轉換器125、160輸出。
座標轉換器160是基於輸入之定子位置指令θmc而對q軸電壓指令VqC、d軸電壓指令VdC進行座標轉換，求出三相電壓指令Vuc、Vvc、Vwc。
座標轉換器125是基於輸入之定子位置指令θmc而對馬達電流Iu、Iv進行座標轉換，求出q軸電流回饋IqF、d軸電流回饋IdF。
再者，馬達控制裝置100是具有PWM控制器165、功率轉換器170作為用於使馬達180驅動之系統。附帶一提，藉由PWM控制器165、功率轉換器170、q軸電流控制器130、d軸電流控制器145、座標轉換器160而形成馬達驅動部。
PWM控制器165是將由座標轉換器160輸出之三相電壓指令Vuc、Vvc、Vwc輸入，基於輸入之三相電壓指令Vuc、Vvc、Vwc而輸出用於使功率轉換器170開關之PWM訊號。
功率轉換器170是將由PWM控制器165輸出之PWM訊號輸入而將在內部具有之半導體開關元件予以開關，將馬達180驅動。
[激磁電流指令演算器135之動作]
如前述，激磁電流指令演算器135是演算用於取寬廣之定輸出領域之最佳之激磁電流指令IdC。
圖2是顯示圖1之激磁電流指令演算器135中之馬 達旋轉速度ωm與磁場減弱前之激磁電流指令IdCB之關係的圖。激磁電流指令演算器135是演算與馬達旋轉速度ωm對應之磁場減弱前之激磁電流指令IdCB。另外，圖3是顯示圖1之激磁電流指令演算器135中之馬達旋轉速度ωm與激磁電流指令IdC之關係的圖。激磁電流指令演算器135是演算與馬達旋轉速度ωm對應之激磁電流指令IdC。
圖2及圖3是顯示扭矩電流指令IqC為0(IqC0)、額定(IqCR)、最大(IqCmax)時之相對於馬達旋轉速度ωm之激磁電流指令特性。圖2是顯示磁場減弱前之激磁電流指令IdCB，圖3是顯示激磁電流指令IdC。
如圖2所示，磁場減弱前之激磁電流指令IdCB在馬達旋轉速度ωm從0至ω0是維持電流I0而不變。若馬達旋轉速度超過ω0，則當扭矩電流指令IqC為0(IqC0)時，激磁電流指令IdCB是從電流I0以一定斜率上昇。當扭矩電流指令IqC為額定(IqCR)時，其上昇的程度是比扭矩電流指令IqC為0(IqC0)時還小。當扭矩電流指令IqC為最大(IqCmax)時，無關於馬達旋轉速度ωm，激磁電流指令IdCB是維持電流I0而不變。
另外，如圖3所示，激磁電流指令IdC在馬達旋轉速度ωm從0至ω0是維持電流I0而不變。若馬達旋轉速度超過ω0，則當扭矩電流指令IqC為最大(IqCmax)時，激磁電流指令IdC是從電流I0與馬達旋轉速度ωm成反比例而下降。當扭矩電流指令IqC為額定(IqCR)時，其下降的程度比扭矩電流指令IqC為最大(IqCmax)時還小。當扭矩電流 指令IqC為0(IqC0)時，其下降的程度比扭矩電流指令IqC為額定(IqCR)時還更小。
激磁電流指令演算器135是藉由下面之式子來求出磁場減弱前之激磁電流指令IdCB。
IdCB=I0
(0≦|ωm|≦ω0時)
IdCB={I0+K0．(1-KIqC．|Iqc|)}．(|ωm|-ω0)
(ω0<|ωm|時) ...(1)
在此，ω0：基底速度
I0：基底速度下之激磁電流
K0：使高速旋轉時之激磁電流上昇之係數
KIqC：因應扭矩電流指令而使激磁電流減少之係數
若將馬達旋轉速度ωm代入上述之式子(1)而將磁場減弱前之激磁電流指令IdCB可視化，則成為如圖2之圖表。
可藉由使高速旋轉時之激磁電流上昇之係數K0而將高速輕負載旋轉時之磁場減弱前之激磁電流指令IdCB的值增大，可改善高速輕負載旋轉時之馬達電流之安定性。關於K0之最佳值，可藉由嘗試錯誤法之實驗來求出，或是藉由模擬來求出。
另外，藉由因應扭矩電流指令Iqc之增加而使磁通量φ0減少之係數KIqC，若扭矩電流指令Iqc變大則將磁場減弱前之激磁電流指令IdCB變小，可抑制高速重負載旋轉時之換流器輸出電壓之飽和。
激磁電流指令演算器135在如上述地求出磁場減 弱前之激磁電流指令IdCB後，藉由下面之式子求出激磁電流指令IdC。
IdC=IdCB(0≦|ωm|≦ω0時)IdC=IdCB．ω0/|ωm|(ω0<|ωm|時)...(2)
若將馬達旋轉速度ωm代入上述之式子(2)而將激磁電流指令IdC可視化，則成為如圖3之圖表。
激磁電流指令演算器135是因應馬達旋轉速度ωm，在進行式子(1)之演算而求出磁場減弱前之激磁電流指令IdCB後，對磁場減弱前之激磁電流指令IdCB進行式子(2)之演算，將激磁電流指令IdC往d軸電流控制器145輸出。
[轉差頻率演算器150之動作]
轉差頻率演算器150是如下述之式子所示，由扭矩電流指令IqC與激磁電流指令IdC算出轉差頻率指令ωs。轉差頻率指令ωs是藉由下面之式子而求出。
ωs=R2/L2．(IqC/IdC)...(3)
R2：二次電阻
L2：二次電感
[馬達控制裝置100之動作]
首先，將輸入之扭矩電流指令IqC與來自座標轉換器125之q軸電流回饋IqF比較，藉由q軸電流控制器130求出q軸電壓指令VqC。
另一方面，將激磁電流指令演算器135使用上述之式子(1)及式子(2)而由馬達旋轉速度ωm與扭矩電流指令IqC所求出之激磁電流指令IdC與來自座標轉換器125之d軸電流回饋IdF比較，藉由d軸電流控制器145求出d軸電壓指令VdC。
轉差頻率演算器150使用上述之式子(3)而由扭矩電流指令IqC與激磁電.流指令IdC算出轉差頻率指令ωs。轉差頻率指令ωs是與速度演算器115輸出之馬達旋轉速度ωm相加。以轉差頻率指令ωs與馬達旋轉速度ωm求出一次頻率指令ω1。以積分器155將一次頻率指令ω1積分而求出定子位置指令θmc。
座標轉換器160是基於定子位置指令θmc對q軸電壓指令VqC、d軸電壓指令VdC進行座標轉換，求出三相電壓指令Vuc、Vvc、Vwc。三相電壓指令Vuc、Vvc、Vwc是透過PWM控制器165、功率轉換器170而供給至馬達180，馬達180因應三相電壓指令Vuc、Vvc、Vwc而驅動。
q軸電流回饋IqF與d軸電流回饋IdF是由座標轉換器125基於定子位置指令θmc對馬達電流Iu、Iv進行座標轉換而求出。
如以上所說明，激磁電流指令演算器135是求出與馬達旋轉速度和基底速度之差成比例地使激磁電流增加之值，基於該值實施磁場減弱，再者，在磁場減弱領域是與扭矩電流指令Iqc成比例地將磁通量降低。亦即，激磁電流指令演算器135是在低速重負載旋轉時、高速輕負載 旋轉時、高速重負載旋轉時皆輸出最佳之激磁電流指令IdC。
因此，根據與實施形態1相關之馬達控制裝置100，可兼顧高速輕負載旋轉時之對馬達之芯偏移與編碼器之芯偏移之安定性、高速重負載旋轉時之源於換流器輸出電壓飽和之安定性。所以，變成可兼顧高速輕負載旋轉時之安定性與高速重負載旋轉時之安定性，可實現將寬廣之定輸出領域實現而兼顧低速重切削與高速切削之工具機。
附帶一提，與實施形態1相關之馬達控制裝置100亦可於將q軸電壓指令VqC、d軸電壓指令VdC輸出之系統設非干渉控制器，控制d軸及q軸之干渉。另外，亦可藉由三相電流控制系統構成d軸及q軸之電流控制系統之內部。
[實施形態2]
[馬達控制裝置200之整體構成]
圖4是與實施形態2相關之馬達控制裝置200的方塊圖。與實施形態2相關之馬達控制裝置200是在與實施形態1相關之馬達控制裝置100之構成加上磁通量控制器與磁通量演算器，取代激磁電流指令演算器135而設有磁通量指令演算器。
馬達控制裝置200具有q軸電流控制器230作為下達q軸電壓指令VqC之系統。q軸電流控制器230是與實施形態1之q軸電流控制器130相同。
另外，馬達控制裝置200具有磁通量指令演算器220、磁通量控制器240、d軸電流控制器245作為下達d軸電壓指令VdC之系統。
磁通量指令演算器220是將輸入之扭矩電流指令IqC與馬達旋轉速度ωm輸入，演算用於取寬廣之定輸出領域之最佳之磁通量指令φ2C。附帶一提，磁通量指令演算器220之詳細動作是在後面陳述。
磁通量控制器240是將從磁通量指令演算器220所輸出之磁通量指令φ2C減去磁通量φ2而獲得之磁通量偏差輸入，算出d軸電流指令IdC。磁通量φ2是由磁通量演算器235輸出。磁通量控制器240是以比例積分控制器構成。
磁通量演算器235是使用座標轉換器225輸出之d軸電流回饋IdF而演算磁通量φ2。磁通量演算器235之詳細動作是在後面陳述。
d軸電流控制器245是將從磁通量控制器240所輸出之d軸電流指令Idc減去d軸電流回饋IdF而獲得之電流偏差輸入，算出d軸電壓指令VdC。d軸電流回饋IdF是由座標轉換器225輸出。d軸電流回饋IdF是座標轉換器225基於後述之定子位置指令θmc對馬達電流Iu、Iv進行座標轉換而求出。d軸電流控制器245是以比例積分控制器構成。
再者，馬達控制裝置200具有轉差頻率演算器250、積分器255、OSC257、座標轉換器225、260作為用於進行座標轉換之系統。
轉差頻率演算器250是將輸入之扭矩電流指令 IqC與由磁通量演算器235輸出之磁通量φ2輸入，算出轉差頻率指令ωs。附帶一提，轉差頻率演算器250之詳細動作是在後面陳述。
積分器255、OSC257、座標轉換器225、260是與實施形態1之積分器155、OSC157、座標轉換器125、160相同。
再者，馬達控制裝置200具有PWM控制器265、功率轉換器270作為用於使馬達280驅動之系統。PWM控制器265、功率轉換器270是與實施形態1之PWM控制器165、功率轉換器170相同。附帶一提，藉由PWM控制器265、功率轉換器270、q軸電流控制器230、d軸電流控制器245、座標轉換器260而形成馬達驅動部。
[磁通量指令演算器220之動作]
如前述，磁通量指令演算器220是演算用於取寬廣之定輸出領域之最佳之磁通量指令φ2C。
圖5是顯示圖4之磁通量指令演算器220中之馬達旋轉速度ωm與磁場減弱前之磁通量指令φ2CB之關係的圖。磁通量指令演算器220是演算與馬達旋轉速度ωm對應之磁場減弱前之磁通量指令φ2CB。另外，圖6是顯示圖4之磁通量指令演算器220中之馬達旋轉速度ωm與磁通量指令φ2C之關係的圖。磁通量指令演算器220是演算與馬達旋轉速度ωm對應之磁通量指令φ2C。
圖5及圖6是顯示扭矩電流指令IqC為0(IqC0)、額定(IqCR)、最大(IqCmax)時之相對於馬達旋轉速度ωm之 磁通量φ0之磁通量指令特性。圖5是顯示磁場減弱前之磁通量指令φ2CB，圖6是顯示磁通量指令φ2C。
如圖5所示，磁場減弱前之磁通量指令φ2CB在馬達旋轉速度ωm從0至ω0是維持磁通量φ0而不變。若馬達旋轉速度超過ω0，則當扭矩電流指令IqC為0(IqC0)時，磁通量指令φ2CB是從磁通量φ0以一定斜率上昇。當扭矩電流指令IqC為額定(IqCR)時，其上昇的程度是比扭矩電流指令IqC為0(IqC0)時還小。當扭矩電流指令IqC為最大(IqCmax)時，無關於馬達旋轉速度ωm，磁通量指令φ2CB是維持磁通量φ0而不變。
另外，如圖6所示，磁通量指令φ2C在馬達旋轉速度ωm從0至ω0是維持磁通量φ0而不變。若馬達旋轉速度超過ω0，則當扭矩電流指令IqC為最大(IqCmax)時，磁通量指令φ2C是從磁通量φ0與馬達旋轉速度ωm成反比例而下降。當扭矩電流指令IqC為額定(IqCR)時，其下降的程度比扭矩電流指令IqC為最大(IqCmax)時還小。當扭矩電流指令IqC為0(IqC0)時，其下降的程度比扭矩電流指令IqC為額定(IqCR)時還更小。
磁通量指令演算器220是藉由下面之式子來求出磁場減弱前之磁通量指令φ2CB。
φ2CB=φ0(0≦|ωm|≦ω0時)φ2CB={φ0+K0．(1-KIqC．|Iqc|)}．(|ωm|-ω0)(ω0<|ωm|時)...(4)
在此，ω0：基底速度
φ0：基底速度下之磁通量
K0：使高速旋轉時之磁通量上昇之係數
KIqC：因應扭矩電流指令而使磁通量減少之係數
若將馬達旋轉速度ωm代入上述之式子(4)而將磁通量指令φ2CB可視化，則成為如圖5之圖表。
可藉由使高速旋轉時之磁通量上昇之係數K0而將高速輕負載旋轉時之磁通量指令φ2CB的值增大，可改善高速輕負載旋轉時之馬達電流之安定性。關於K0之最佳值，可藉由嘗試錯誤法之實驗來求出，或是藉由模擬來求出。
另外，藉由因應扭矩電流指令Iqc之增加而使磁通量φ0減少之係數KIqC，若扭矩電流指令Iqc變大則將磁通量指令φ2CB變小，可抑制高速重負載旋轉時之換流器輸出電壓之飽和。
磁通量指令演算器220在如上述地求出磁場減弱前之磁通量指令後，藉由下面之式子求出磁通量指令φ2C。
φ2C=φ2CB
(0≦|ωm|≦ω0時)
φ2C=φ2CB．ω0/|ωm|
(ω0<|ωm|時)...(5)
若將馬達旋轉速度ωm代入上述之式子(5)而將磁通量指令φ2C可視化，則成為如圖6之圖表。
磁通量指令演算器220是因應馬達旋轉速度ωm，在進行式子(4)之演算而求出磁場減弱前之磁通量指令φ2CB後，對磁通量指令φ2CB進行式子(5)之演算，將磁通量指令φ2C往磁通量控制器240輸出。
[轉差頻率演算器250之動作]
轉差頻率演算器250是如下述之式子所示，由扭矩電流指令IqC與磁通量φ2C算出轉差頻率指令ωs。轉差頻率指令ωs是藉由下面之式子而求出。
ωs=M．R2/L2．(Iqc/φ2)...(6)
R2：二次電阻
φ2：二次磁通量
L2：二次電感
M：互感
[磁通量演算器235之動作]
磁通量演算器235是如下述之式子所示，由d軸電流回饋IdF求出磁通量φ2。
φ2=1/(1+L2/R2．S)．M．IdF...(7)
S：轉差
IdF：q軸電流回饋
[馬達控制裝置200之動作]
首先，將輸入之扭矩電流指令IqC與來自座標轉換器225之q軸電流回饋IqF比較，藉由q軸電流控制器230求出q軸電壓指令VqC。
另一方面，以磁通量指令φ2C下達磁通量指令 演算器220使用上述之式子(4)及式子(5)而由馬達旋轉速度ωm與扭矩電流指令IqC所算出之磁通量，與磁通量演算器235使用上述之式子(7)所算出之磁通量φ2比較，藉由磁通量控制器240求出d軸電流指令IdC。將d軸電流指令IdC與來自座標轉換器225之d軸電流回饋IdF比較，藉由d軸電流控制器245求出d軸電壓指令VdC。
轉差頻率演算器250使用上述之式子(6)而由扭矩電流指令IqC與磁通量φ2算出轉差頻率指令ωs。轉差頻率指令ωs是與速度演算器215輸出之馬達旋轉速度ωm相加。以轉差頻率指令ωs與馬達旋轉速度ωm求出一次頻率指令ω1。以積分器255將一次頻率指令ω1積分而求出定子位置指令θmc。
座標轉換器260是基於定子位置指令θmc對q軸電壓指令VqC、d軸電壓指令VdC進行座標轉換，求出三相電壓指令Vuc、Vvc、Vwc。三相電壓指令Vuc、Vvc、Vwc是透過PWM控制器265、功率轉換器270而供給至馬達280，馬達280因應三相電壓指令Vuc、Vvc、Vwc而驅動。
q軸電流回饋IqF與d軸電流回饋IdF是由座標轉換器225基於定子位置指令θmc對馬達電流Iu、Iv進行座標轉換而求出。
如以上所說明，磁通量指令演算器220是求出與馬達旋轉速度和基底速度之差成比例地使磁通量增加之值，基於該值實施磁場減弱，再者，在磁場減弱領域是與扭矩電流指令Iqc成比例地將磁通量降低。亦即，磁通量 指令演算器220是在低速重負載旋轉時、高速輕負載旋轉時、高速重負載旋轉時皆輸出最佳之磁通量指令φ2C。
因此，根據與實施形態2相關之馬達控制裝置200，可得到與實施形態1相關之馬達控制裝置100相同之效果。
附帶一提，與實施形態2相關之馬達控制裝置200亦可於將q軸電壓指令VqC、d軸電壓指令VdC輸出之系統設非干渉控制器，控制d軸及q軸之干渉。另外，亦可藉由三相電流控制系統構成d軸及q軸之電流控制系統之內部。
[實施形態3]
[馬達控制裝置300之整體構成]
圖7是與實施形態3相關之馬達控制裝置300的方塊圖。與實施形態3相關之馬達控制裝置300是在與實施形態2相關之馬達控制裝置200之構成加上最大一次電流指令算出器、扭矩限制值演算器、限制器及q軸電流演算器。
馬達控制裝置300具有q軸電流控制器330、最大一次電流指令算出器375、扭矩限制值演算器385、限制器390及q軸電流演算器395作為下達q軸電壓指令VqC之系統。q軸電流控制器330是與實施形態2之q軸電流控制器230相同。
最大一次電流指令算出器375是算出朝馬達380供給之一次電流指令的最大值，以最大一次電流指令IPC朝扭矩限制值演算器385輸出。
扭矩限制值演算器385是由磁通量控制器340輸出之d軸電流指令IdC與最大一次電流指令IPC演算扭矩限制值TLIM。附帶一提，扭矩限制值演算器385之詳細動作是在後面陳述。
限制器390是將扭矩限制值演算器385所演算出之扭矩限制值TLIM輸入，將扭矩指令TCB之值限制在±TLIM內。
q軸電流演算器395是使用透過限制器390而輸入之扭矩指令TCB來演算q軸電流IqC。
另外，馬達控制裝置300具有磁通量指令演算器320、磁通量控制器340、d軸電流控制器345作為下達d軸電壓指令VdC之系統。
磁通量指令演算器320是將扭矩指令TCB之絕對值除以最大扭矩TCBm所求出之扭矩指令比TCC、及馬達旋轉速度ωm輸入，演算用於取寬廣之定輸出領域之最佳之磁通量指令φ2C。最大扭矩TCBm是由速度演算器315輸出之馬達旋轉速度ωm求出。最大扭矩TCBm是與基底速度ω0以上之旋轉速度成反比例地使最大扭矩Tm減少而求出之扭矩。附帶一提，磁通量指令演算器320之詳細動作是在後面陳述。
磁通量控制器340及d軸電流控制器345是與實施形態2之磁通量控制器240及d軸電流控制器245相同。
再者，馬達控制裝置300具有轉差頻率演算器350、積分器355、OSC357、座標轉換器325、360作為用 於進行座標轉換之系統。轉差頻率演算器350、積分器355、OSC357、座標轉換器325、360是與實施形態2之轉差頻率演算器250、積分器255、OSC257、座標轉換器225、260相同。
再者，馬達控制裝置300具有PWM控制器365、功率轉換器370作為用於使馬達380驅動之系統。PWM控制器365、功率轉換器370是與實施形態2之PWM控制器265、功率轉換器270相同。附帶一提，藉由PWM控制器365、功率轉換器370、q軸電流控制器330、d軸電流控制器345、座標轉換器360而形成馬達驅動部。
[磁通量指令演算器320之動作]
如前述，磁通量指令演算器320是演算用於取寬廣之定輸出領域之最佳之磁通量指令φ2C。
圖8是顯示圖7之磁通量指令演算器320中之馬達旋轉速度ωm與磁場減弱前之磁通量指令φ2CB之關係的圖。磁通量指令演算器320是演算與馬達旋轉速度ωm對應之磁場減弱前之磁通量指令φ2CB。另外，圖9是顯示圖7之磁通量指令演算器320中之馬達旋轉速度ωm與磁通量指令φ2C之關係的圖。磁通量指令演算器320是演算與馬達旋轉速度ωm對應之磁通量指令φ2C。
圖8及圖9是顯示扭矩指令比TCC為0(TCC0)、額定(TCCR)、最大(TCCmax)時之相對於馬達旋轉速度ωm之磁通量φ0之磁通量指令特性。圖8是顯示磁場減弱前之磁通量指令φ2CB，圖9是顯示磁通量指令φ2C。
如圖8所示，磁場減弱前之磁通量指令φ2CB在馬達旋轉速度ωm從0至ω0是維持磁通量φ0而不變。若馬達旋轉速度超過ω0，則當扭矩指令比TCC為0(TCC0)時，磁通量指令φ2CB是從磁通量φ0以一定斜率上昇。當扭矩指令比TCC為額定(TCCR)時，其上昇的程度是比扭矩指令比TCC為0(TCC0)時還小。當扭矩指令比TCC為最大(TCCmax)時，無關於馬達旋轉速度ωm，磁通量指令φ2CB是維持磁通量φ0而不變。
另外，如圖9所示，磁通量指令φ2C在馬達旋轉速度ωm從0至ω0是維持磁通量φ0而不變。若馬達旋轉速度超過ω0，則當扭矩指令比TCC為最大(TCCmax)時，磁通量指令φ2C是從磁通量φ0與馬達旋轉速度ωm成反比例而下降。當扭矩指令比TCC為額定(TCCR)時，其下降的程度比扭矩指令比TCC為最大(TCCmax)時還小。當扭矩指令比TCC為0(TCC0)時，其下降的程度比扭矩指令比TCC為額定(TCCR)時還更小。
首先，磁通量指令演算器320輸入之扭矩指令比TCC是如以下地求出。
使用由速度演算器315輸出之馬達旋轉速度ωm而求出最大扭矩TCBm。
TCBm=Tm(0≦|ωm|≦ω0時)TCBm=Tm．ω0/|ωm|(ω0<|ωm|時)...(8)
接著，求出扭矩指令比TCC。
TCC=|TCB|/TCBm
磁通量指令演算器320是藉由下面之式子來求出磁場減弱前之磁通量指令φ2CB。
φ2CB=φ0(0≦|ωm|≦ω0時)φ2CB={φ0+K0．(1-KTC．TCC)}．(|ωm|-ω0)(ω0<|ωm|時)...(9)
在此，ω0：基底速度
φ0：基底速度下之磁通量
K0：使高速旋轉時之磁通量上昇之係數
KTC：因應扭矩指令比而使磁通量減少之係數
若將馬達旋轉速度ωm代入上述之式子(9)而將磁通量指令φ2CB可視化，則成為如圖8之圖表。
可藉由使高速旋轉時之磁通量上昇之係數K0而將高速輕負載旋轉時之磁通量指令φ2CB的值增大，可改善高速輕負載旋轉時之馬達電流之安定性。關於K0之最佳值，可藉由嘗試錯誤法之實驗來求出，或是藉由模擬來求出。
另外，藉由因應扭矩指令比TCC之增加而使磁通量φ0減少之係數KTC，若扭矩指令比TCC變大則將磁通量指令φ2CB變小，可抑制高速重負載旋轉時之換流器輸出電壓之飽和。
磁通量指令演算器320在如上述地求出磁場減弱 前之磁通量指令後，藉由下面之式子求出磁通量指令φ2C。
φ2C=φ2CB(0≦|ωm|≦ω0時)φ2C=φ2CB．ω0/|ωm|(ω0<|ωm|時)...(10)
若將馬達旋轉速度ωm代入上述之式子(10)而將磁通量指令φ2C可視化，則成為如圖9之圖表。
磁通量指令演算器320是因應馬達旋轉速度ωm，在進行式子(9)之演算而求出磁場減弱前之磁通量指令φ2CB後，對磁通量指令φ2CB進行式子(10)之演算，將磁通量指令φ2C往磁通量控制器340輸出。
[轉差頻率演算器350之動作]
轉差頻率演算器350是與實施形態2之轉差頻率演算器250相同地使用上述之式子(6)而由扭矩電流指令Iqc與磁通量φ2C算出轉差頻率指令ωs。
[磁通量演算器335之動作]
磁通量演算器335是與實施形態2之磁通量演算器235相同地使用上述之式子(7)而由d軸電流回饋IdF求出磁通量φ2。
[扭矩限制值演算器385之動作]
扭矩限制值演算器385是使用下面之式子而由d軸電流指令IdC與最大一次電流指令IPC演算扭矩限制值TLIM。
TLIM=Pm．M/L2．φ2．(IPC2-IdC2)1/2...(11)
在此，Pm是馬達380之極對數
[q軸電流演算器395之動作]
q軸電流演算器395是透過限制器390而求出經扭矩限制後之扭矩指令，使用下面之式子而求出q軸電流指令IqC。
IqC=L2/(Pm．M．φ2)．(經扭矩限制後之扭矩指令)...(12)
[馬達控制裝置300之動作]
輸入之扭矩指令TCB是被限制器390限制在扭矩限制值TLIM內，朝q軸電流演算器395輸出。q軸電流演算器395是基於扭矩限制後之扭矩指令TCB而求出q軸電流指令IqC。將q軸電流指令IqC與來自座標轉換器325之q軸電流回饋IqF比較，藉由q軸電流控制器330求出q軸電壓指令VqC。附帶一提，用於讓限制器390對扭矩指令TCB之值進行限制之扭矩限制值TLIM是扭矩限制值演算器385使用上述之式子(11)而算出。
另一方面，以磁通量指令φ2C下達磁通量指令演算器320使用上述之式子(9)及式子(10)而由馬達旋轉速度ωm與扭矩指令比TCC所算出之磁通量，與磁通量演算器335使用上述之式子(7)所算出之磁通量φ2比較，藉由磁通量控制器340求出d軸電流指令IdC。將d軸電流指令IdC與來自座標轉換器325之d軸電流回饋IdF比較，藉由d軸電流控制器345求出d軸電壓指令VdC。
轉差頻率演算器350使用上述之式子(6)而由扭 矩電流指令IqC與磁通量φ2算出轉差頻率指令ωs。轉差頻率指令ωs是與速度演算器315輸出之馬達旋轉速度ωm相加。以轉差頻率指令ωs與馬達旋轉速度ωm求出一次頻率指令ω1。以積分器355將一次頻率指令ω1積分而求出定子位置指令θmc。
座標轉換器360是基於定子位置指令θmc對q軸電壓指令VqC、d軸電壓指令VdC進行座標轉換，求出三相電壓指令Vuc、Vvc、Vwc。三相電壓指令Vuc、Vvc、Vwc是透過PWM控制器365、功率轉換器370而供給至馬達380，馬達380因應三相電壓指令Vuc、Vvc、Vwc而驅動。
q軸電流回饋IqF與d軸電流回饋IdF是由座標轉換器325基於定子位置指令θmc對馬達電流Iu、Iv進行座標轉換而求出。
如以上所說明，磁通量指令演算器320是求出與馬達旋轉速度和基底速度之差成比例地使磁通量增加之值，基於該值實施磁場減弱，再者，在磁場減弱領域是與扭矩電流指令Iqc成比例地將磁通量降低。亦即，磁通量指令演算器320是在低速重負載旋轉時、高速輕負載旋轉時、高速重負載旋轉時皆輸出最佳之磁通量指令φ2C。
因此，根據與實施形態3相關之馬達控制裝置300，可得到與實施形態1、2相關之馬達控制裝置100相同之效果。
附帶一提，與實施形態3相關之馬達控制裝置300亦可於將q軸電壓指令VqC、d軸電壓指令VdC輸出之系 統設非干渉控制器，控制d軸及q軸之干渉。另外，亦可藉由三相電流控制系統構成d軸及q軸之電流控制系統之內部。

Claims (15)

  1. 一種馬達控制裝置，具有：激磁電流指令演算器，使用扭矩電流指令與馬達旋轉速度而認識馬達之旋轉負載狀態，演算與該旋轉負載狀態對應之激磁電流指令；馬達驅動部，使用前述扭矩電流指令與演算出之激磁電流指令而驅動前述馬達，前述激磁電流指令演算器當前述馬達旋轉速度在基底速度以上時，因應前述馬達旋轉速度之增加而使磁場減弱前的激磁電流指令上昇，另一方面，因應前述扭矩電流指令之增加而使磁場減弱前的激磁電流指令減少並求出磁場減弱前的激磁電流指令，再使求出之磁場減弱前的激磁電流指令進一步與前述馬達旋轉速度之增加成反比。
  2. 如請求項1之馬達控制裝置，更具有藉由對朝前述馬達供給之電流進行座標轉換而求出q軸電流回饋及d軸電流回饋之座標轉換器，前述馬達驅動部是使用從前述扭矩電流指令減去前述q軸電流回饋後之值及從前述激磁電流指令減去前述d軸電流回饋後之值而求出驅動前述馬達之功率。
  3. 如請求項2之馬達控制裝置，更具有由前述扭矩電流指令與前述激磁電流指令演算器所演算出之激磁電流指令而演算轉差頻率指令之轉差頻率演算器，前述座標轉換器是使用前述轉差頻率演算器所演算出之轉差頻率指令而對朝前述馬達供給之電流進行座標轉換。
  4. 如請求項3之馬達控制裝置，其中前述激磁電流指令演算器是先藉由下面的式子而求出磁場減弱前之激磁電流指令IdCB：IdCB=I0(0≦|ωm|≦ω0時)IdCB={I0+K0．(1-KIqC．|Iqc|)}．(|ωm|-ω0)(ω0<|ωm|時)在此，ω0：基底速度I0：基底速度下之激磁電流K0：使高速旋轉時之激磁電流上昇之係數KIqC：因應扭矩電流指令而使激磁電流減少之係數接著，在求出磁場減弱前之激磁電流指令IdCB之後，藉由下面的式子求出激磁電流指令IdC：IdC=IdCB(0≦|ωm|≦ω0時)IdC=IdCB．ω0/|ωm|(ω0<|ωm|時)藉由進行以上之演算而求出激磁電流指令IdC。
  5. 一種馬達控制裝置，具有：磁通量指令演算器，使用扭矩電流指令與馬達旋轉速度而認識馬達之旋轉負載狀態，演算與該旋轉負載狀態對應之磁通量指令；磁通量控制器，使用由朝前述馬達供給之電流所求出之磁通量與前述磁通量指令演算器所演算出之磁通量指令而求出激磁電流指令；馬達驅動部，使用前述扭矩電流指令與求出之激磁電流指令而驅動前述馬達，前述磁通量指令演算器當前述馬達旋轉速度在基底速度以上時，因應前述馬達旋轉速度之增加而使磁場減弱前的磁通量指令上昇，另一方面，因應前述扭矩電流指令之增加而使磁場減弱前的磁通量指令減少並求出磁場減弱前的磁通量指令，再使求出之磁場減弱前的磁通量指令進一步與前述馬達旋轉速度之增加成反比。
  6. 如請求項5之馬達控制裝置，其中前述由朝馬達供給之電流所求出之磁通量是磁通量演算器從對朝前述馬達供給之電流進行座標轉換所求出之d軸電流回饋求出。
  7. 如請求項6之馬達控制裝置，更具有由前述扭矩電流指令與前述磁通量演算器所演算出之磁通量而演算轉差頻率指令之轉差頻率演算器。
  8. 如請求項6之馬達控制裝置，其中前述d軸電流回饋是由對朝前述馬達供給之電流進行座標轉換之座標轉換器求出，前述座標轉換器是對朝前述馬達供給之電流進行座標轉換而亦求出q軸電流回饋。
  9. 如請求項8之馬達控制裝置，其中前述馬達驅動部是使用從前述扭矩電流指令減去前述q軸電流回饋後之值及從前述激磁電流指令減去前述d軸電流回饋後之值而求出驅動前述馬達之功率。
  10. 如請求項9之馬達控制裝置，其中前述磁通量指令演算器是先藉由下面的式子而求出磁場減弱前之磁通量指令φ2CB：φ2CB=φ0(0≦|ωm|≦ω0時)φ2CB={φ0+K0．(1-KIqC．|Iqc|)}．(|ωm|-ω0)(ω0<|ωm|時)在此，ω0：基底速度φ0：基底速度下之磁通量K0：使高速旋轉時之磁通量上昇之係數KIqC：因應扭矩電流指令而使磁通量減少之係數接著，在求出磁場減弱前之磁通量指令φ2CB之後，藉由下面的式子求出磁通量指令φ2C：φ2C=φ2CB(0≦|ωm|≦ω0時)φ2C=φ2CB．ω0/|ωm|(ω0<|ωm|時)藉由進行以上之演算而求出磁通量指令φ2C。
  11. 一種馬達控制裝置，具有：磁通量指令演算器，使用藉由將所下達之扭矩指令的絕對值除以使用馬達旋轉速度所求出之最大扭矩而獲得的扭矩指令比、與前述馬達旋轉速度，來認識馬達之旋轉負載狀態，演算與該旋轉負載狀態對應之磁通量指令；磁通量控制器，使用由朝馬達供給之電流所求出之磁通量與前述磁通量指令演算器所演算出之磁通量指令而求出激磁電流指令；馬達驅動部，使用前述扭矩電流指令與求出之激磁電流指令而驅動前述馬達，前述磁通量指令演算器當前述馬達旋轉速度在基底速度以上時，因應前述馬達旋轉速度之增加而使磁場減弱前的磁通量指令上昇，另一方面，因應前述扭矩指令比之增加而使磁場減弱前的磁通量指令減少並求出磁場減弱前的磁通量指令，再使求出之磁場減弱前的磁通量指令進一步與前述馬達旋轉速度之增加成反比。
  12. 如請求項11之馬達控制裝置，其中前述由朝馬達供給之電流所求出之磁通量是磁通量演算器從對朝前述馬達供給之電流進行座標轉換所求出之d軸電流回饋求出。
  13. 如請求項12之馬達控制裝置，更具有將前述扭矩指令限制於一定之值之限制器、及將受前述限制器所限制之扭矩指令輸入而輸出前述q軸電流指令之q軸電流演算器，前述馬達驅動部是使用從前述q軸電流演算器所輸出之q軸電流指令減去前述q軸電流回饋後之值及從前述激磁電流指令減去前述d軸電流回饋後之值而求出驅動前述馬達之功率。
  14. 如請求項13之馬達控制裝置，更具有使用前述磁通量控制器輸出之激磁電流指令、最大一次電流指令算出器輸出之最大一次電流指令、及磁通量演算器輸出之磁通量而算出在前述限制器設定之扭矩限制值之扭矩限制值演算器，前述限制器是使用前述扭矩限制值演算器輸出之扭矩限制值而將輸入前述q軸電流演算器之扭矩指令限制於一定之值。
  15. 如請求項14之馬達控制裝置，其中前述磁通量指令演算器輸入之扭矩指令比TCC是如以下地求出：TCBm=Tm(0≦|ωm|≦ω0時)TCBm=Tm．ω0/|ωm|(ω0<|ωm|時)接著，求出扭矩指令比TCC：TCC=|TCB|/TCBm前述磁通量指令演算器是藉由下面的式子而求出磁場減弱前之磁通量指令φ2CB：φ2CB=φ0(0≦|ωm|≦ω0時)φ2CB={φ0+K0．(1-KTC．TCC)}．(|ωm|-ω0)(ω0<|ωm|時)在此，ω0：基底速度φ0：基底速度下之磁通量K0：使高速旋轉時之磁通量上昇之係數KTC：因應扭矩指令比而使磁通量減少之係數接著，在求出磁場減弱前之磁通量指令φ2CB之後，藉由下面的式子求出磁通量指令φ2C：φ2C=φ2CB(0≦|ωm|≦ω0時)φ2C=φ2CB．ω0/|ωm|(ω0<|ωm|時)藉由進行以上之演算而求出磁通量指令φ2C。
TW102146099A 2013-02-05 2013-12-13 馬達控制裝置 TWI632767B (zh)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2013-020644 2013-02-05
JP2013020644A JP5620526B2 (ja) 2013-02-05 2013-02-05 モータ制御装置

Publications (2)

Publication Number Publication Date
TW201436448A TW201436448A (zh) 2014-09-16
TWI632767B true TWI632767B (zh) 2018-08-11

Family

ID=51242319

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
TW102146099A TWI632767B (zh) 2013-02-05 2013-12-13 馬達控制裝置

Country Status (4)

Country Link
JP (1) JP5620526B2 (zh)
KR (1) KR20140099821A (zh)
CN (1) CN103973187B (zh)
TW (1) TWI632767B (zh)

Families Citing this family (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP3787184A4 (en) * 2018-04-24 2022-01-19 Positec Power Tools (Suzhou) Co., Ltd AUTONOMOUS DEVICE
CN110445439A (zh) * 2018-05-04 2019-11-12 美的集团股份有限公司 永磁同步电机的控制方法和装置
CN109649186B (zh) * 2018-12-10 2022-03-29 无锡华宸控制技术有限公司 直流功率估算方法、装置和电子设备
CN111030540B (zh) * 2019-12-24 2023-05-26 新风光电子科技股份有限公司 一种永磁同步电机电流源与无感矢量控制的无缝切换方法
CN112097987B (zh) * 2020-09-04 2022-03-25 江苏理工学院 一种步进电机磁力和摩擦力比值检测装置及检测方法

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
TW260839B (zh) * 1993-05-18 1995-10-21 Meidensha Electric Mfg Co Ltd
CN102098000A (zh) * 2011-01-27 2011-06-15 华中科技大学 一种感应电动机弱磁调速方法
JP2011244571A (ja) * 2010-05-17 2011-12-01 Mitsubishi Heavy Ind Ltd モータ駆動機構及びモータ制御装置
CN102412778A (zh) * 2011-11-18 2012-04-11 华中科技大学 全速度域转矩最大化的感应电机矢量控制电流分配方法

Family Cites Families (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH07308100A (ja) * 1994-03-14 1995-11-21 Meidensha Corp 誘導電動機の制御装置
JP3755424B2 (ja) * 2001-05-31 2006-03-15 トヨタ自動車株式会社 交流電動機の駆動制御装置
WO2008004294A1 (fr) * 2006-07-06 2008-01-10 Mitsubishi Electric Corporation Dispositif de commande de vecteur de moteur à induction, procédé de commande de vecteur de moteur à induction, et dispositif de commande d'entraînement de moteur à induction
JP4770639B2 (ja) * 2006-08-17 2011-09-14 アイシン・エィ・ダブリュ株式会社 電気モータ駆動制御方法および装置
CN102403950B (zh) * 2011-11-14 2013-06-12 电子科技大学 一种电动汽车感应电机励磁电流给定装置

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
TW260839B (zh) * 1993-05-18 1995-10-21 Meidensha Electric Mfg Co Ltd
JP2011244571A (ja) * 2010-05-17 2011-12-01 Mitsubishi Heavy Ind Ltd モータ駆動機構及びモータ制御装置
CN102098000A (zh) * 2011-01-27 2011-06-15 华中科技大学 一种感应电动机弱磁调速方法
CN102412778A (zh) * 2011-11-18 2012-04-11 华中科技大学 全速度域转矩最大化的感应电机矢量控制电流分配方法

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
"感應電動機在弱磁驅的高性能電流控制策略" «電工技術學報» 第25卷第7期,第61~67頁,劉軍鋒 ,2010/07/31 *

Also Published As

Publication number Publication date
KR20140099821A (ko) 2014-08-13
JP2014155254A (ja) 2014-08-25
CN103973187A (zh) 2014-08-06
JP5620526B2 (ja) 2014-11-05
TW201436448A (zh) 2014-09-16
CN103973187B (zh) 2018-06-01

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP5120670B2 (ja) 電動機駆動装置の制御装置
JP5120669B2 (ja) 電動機駆動装置の制御装置
TWI618344B (zh) 馬達控制裝置
TWI581556B (zh) 馬達控制裝置
KR101199038B1 (ko) 전동기 구동용 전력 변환 장치
KR101157732B1 (ko) 전동기의 제어 장치
TWI632767B (zh) 馬達控制裝置
JP6118157B2 (ja) モータの速度制御装置
US9935568B2 (en) Control apparatus of rotary electric machine
JP4931105B2 (ja) 電気自動車用電力変換装置
JP2010200430A (ja) 電動機の駆動制御装置
JP7181946B2 (ja) 回転電機の駆動装置および駆動方法
JP5994355B2 (ja) 永久磁石形同期電動機の制御装置
WO2018116668A1 (ja) モータ制御装置および電動車両
JP2012223022A (ja) モータドライブ装置
JP5131725B2 (ja) 電力変換器の制御装置
JP2009072006A (ja) 誘導電動機の制御装置
JP2008167630A (ja) 電力変換器の制御装置
JP6731700B2 (ja) 電動モータの制御装置
JP5370748B2 (ja) 電動機駆動装置の制御装置
JP2005020846A (ja) 電力変換装置
JP5634016B2 (ja) 誘導電動機の制御装置
JP2002320400A (ja) 同期電動機制御方法
Olarescu et al. Optimum current reference generation algorithm for four quadrant operation of PMSMS drive system without regenerative unit

Legal Events

Date Code Title Description
MM4A Annulment or lapse of patent due to non-payment of fees