TWI614988B - 低功率無線電接收器 - Google Patents

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TWI614988B TW105127530A TW105127530A TWI614988B TW I614988 B TWI614988 B TW I614988B TW 105127530 A TW105127530 A TW 105127530A TW 105127530 A TW105127530 A TW 105127530A TW I614988 B TWI614988 B TW I614988B
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Abstract

提供用於接收無線訊號的方法與裝置。裝置包含具有第一輸入節點、第二輸入節點與至少一個輸出節點的被動式混頻器。將震盪器耦接至混頻器的第一輸入節點。將緩衝器的輸出耦接至混頻器的第二輸入節點。將天線可操作地耦接至緩衝器的輸入節點。緩衝器經配置以提供對混頻器的阻隔。

Description

低功率無線電接收器
本發明一般而言相關於電氣領域，且更詳言之為相關於無線電接收器。
近年來，存在對於减少積體無線電接收器的功率，且同時維持效能規格的努力。無線電接收器通常包含混頻器(mixer)，混頻器為從施加至混頻器的兩個訊號(即輸入訊號與本地震盪器(LO)訊號)產生新的頻率的非線性電氣電路。混頻器可為主動式(例如包含功率增益)或被動式(例如輸出功率小於或等於輸入)。主動式混頻器提升埠之間的阻隔，但可具有較高的雜訊，並消耗更多功率。另一方面，被動式混頻器以最少的功率消耗量，提供將射頻(RF)訊號降至中頻(IF)或基頻頻率的頻率轉換。再者，被動式混頻器不具有閃爍雜訊(flicker noise)、吸取的電流為零(除了用於驅動混頻器開關的電流之外)並具有卓越的線性度。然而，被動式混頻器一般而言，提供低增益(亦即小於一)並遭受高雜訊係數(NF) 的影響。NF為對於由RF訊號鏈中的部件所造成之訊雜比(SNR)惡化的測量。因此，NF為實際輸出雜訊對在接收器自身不引入雜訊時所剩餘的雜訊的比例(以dB表示)。
習知的接收器包含低雜訊放大器(LNA)於天線與被動式混頻器之間，以提供電壓增益(例如將天線提供的訊號放大)。在另一作法中，混頻器輸入係直接連接至天線輸出，藉以進一步减少功率消耗並提升線性度(例如，高於包含LNA於天線與被動式混頻器之間的系統)。然而，直接連接天線至混頻器可造成反輻射(re-radiation)，其中混頻器產生的經降頻RF訊號的一部分往後流至天線。此種損耗現象嚴重地造成不良的NF。雖然存在已知的方法以提升NF(例如八相混頻器(8-phase mixer)、許多混頻器開關與控制等等)，但該等方法會帶來嚴重的功率損失。因此，可期望具有消耗低功率並具有低NF的無線電接收器。可進一步期望在無線電接收器的前端路徑(亦即從天線埠至基頻(或IF)輸出埠的前端路徑)中具有增益，而使前端輸出處的等效雜訊阻抗足夠高，而允許在前端之後接續低功率方塊。可進一步期望對於各種無線通訊標準提供足夠寬的頻寬，包含窄頻寬訊號(802.15.4、 藍芽等等)以及寬頻訊號WiFi(例如802.11.ac)。
本發明之一態樣包含一種無線接收器，包含：一第一被動式混頻器，該第一被動式混頻器具有一第一輸入節點、一第二輸入節點，以及至少一個輸出節點；一震盪器，該震盪器耦接至該第一被動式混頻器的該第一輸入節點；一緩衝器，該緩衝器具有一輸出節點，該輸出節點耦接至該第一被動式混頻器的該第二輸入節點，其中該緩衝器經配置以提供對於該第一被動式混頻器的阻隔；以及一天線，該天線可操作地連接至該緩衝器的一輸入節點。
本發明之另一態樣包含一種訊號處理方法，包含以下步驟：接收一無線訊號；產生一本地震盪器訊號；使用一或更多被動式混頻器，以基於該無線訊號與該本地震盪器訊號產生一新訊號；以及阻隔該一或更多被動式混頻器，以減少該無線訊號的負載。
100‧‧‧無線電接收器
102‧‧‧天線
104‧‧‧緩衝器
106‧‧‧混頻器
110‧‧‧本地震盪器(LO)
112‧‧‧輸出
114‧‧‧輸入阻抗節點
104a‧‧‧緩衝器
202‧‧‧MOS電晶體
204‧‧‧電流源
205‧‧‧輸入
208‧‧‧輸出
104b‧‧‧緩衝器
205b‧‧‧輸入
208b‧‧‧輸出
210‧‧‧電晶體
212‧‧‧第一電流源
216‧‧‧電晶體
218‧‧‧第二電流源
220a‧‧‧電容器
220b‧‧‧電容器
222a‧‧‧電容器
222b‧‧‧電容器
226‧‧‧電容器
104c‧‧‧緩衝器
205c‧‧‧輸入
208c‧‧‧輸出
250‧‧‧電晶體
252‧‧‧電晶體
256‧‧‧電容器
260a‧‧‧電容器
260b‧‧‧電容器
104d‧‧‧緩衝器
205d‧‧‧輸入
208d‧‧‧輸出
270a,272a‧‧‧源極隨耦器
270b,272b‧‧‧源極隨耦器
274a‧‧‧電容器
274b‧‧‧電容器
274c‧‧‧電容器
280a‧‧‧電容器
280b‧‧‧電容器
280c‧‧‧電容器
280d‧‧‧電容器
300a‧‧‧無線電接收器
302‧‧‧匹配電路
306‧‧‧節點
1102‧‧‧天線
1104‧‧‧緩衝器
1106‧‧‧混頻器
1110‧‧‧LO
1112‧‧‧輸出
1114‧‧‧第二輸入節點
300b‧‧‧接收器
302b‧‧‧匹配電路
1104b‧‧‧緩衝器
1106a‧‧‧混頻器
1106b‧‧‧混頻器
306b‧‧‧輸入
316‧‧‧電容器
318‧‧‧電阻器
310‧‧‧混頻器開關
312‧‧‧混頻器開關
320a‧‧‧電容器
320b‧‧‧電容器
1112a‧‧‧輸出
1112b‧‧‧輸出
1114b‧‧‧節點
400‧‧‧升壓器電路
4106‧‧‧混頻器
402‧‧‧開關
404‧‧‧開關
406‧‧‧開關
408‧‧‧開關
410‧‧‧升壓電容器
412‧‧‧升壓電容器
414‧‧‧可選電容器
416‧‧‧可選電容器
502,504,506‧‧‧升壓電路
508‧‧‧輸出
602‧‧‧輸入埠
604‧‧‧緩衝器
610‧‧‧正交混頻器
700‧‧‧電荷泵
702‧‧‧電荷泵
704‧‧‧電荷泵
706‧‧‧電荷泵
708‧‧‧電荷泵
圖式表示說明性具體實施例。圖式並未說明所有的具體實施例。除了圖式說明的這些具 體實施例之外(或作為替代)，可使用其他的具體實施例。可省略可為顯然或非必要的細節，來節省空間，或更有效率地說明。一些具體實施例可由額外部件或步驟來實施，及/或不需要所有所說明的部件或步驟。在相同的元件編號出現在不同的圖式中時，該等元件編號代表相同或類似的部件或步驟。
第1圖圖示說明與本發明之具體實施例一致的被動式低功率無線電接收器。
第2a圖圖示說明與本發明之具體實施例一致的示例性低雜訊緩衝器。
第2b圖圖示說明示例性低雜訊緩衝器，其中兩個相同類型的源極隨耦器堆疊在彼此之上。
第2c圖圖示說明示例性低雜訊緩衝器，其中兩個不同類型的源極隨耦器堆疊在彼此之上。
第2d圖圖示說明緩衝器，其中兩對源極隨耦器堆疊在彼此之上。
第3a圖圖示說明與本發明之具體實施例一致的具有可選匹配電路的被動式低功率無線電接收器。
第3b圖圖示說明與本發明之具體實施例一致的具有匹配電路的被動式低功率無線電接收器的詳圖。
第4a圖圖示說明與本發明之具體實施例一致之，耦接至混頻器輸出的被動式升壓器電路。
第4b圖為圖示說明與本發明之具體實施例一致之，取樣相位Φ 1與增益相位Φ 2之間的相位關係的時序圖。
第5圖圖示說明與本發明之具體實施例一致之，與彼此串接的複數個升壓器。
第6圖圖示說明與本發明之具體實施例一致之模擬模型的第一部分。
第7圖圖示說明與本發明之具體實施例一致之模擬模型的第二部分。
第8圖圖示說明與本發明之具體實施例一致之低功率無線電接收器的交流響應。
第9圖圖示說明與本發明之具體實施例一致之低功率無線電接收器的雜訊係數。
第10圖圖示說明與本發明之具體實施例一致之低功率無線電接收器的雜訊密度。
第11圖圖示說明對與本發明之具體實施例一致之低功率無線電接收器的線性度的測量。
第12圖圖示說明與本發明之具體實施例一致之低功率無線電接收器在不同阻隔頻率處的1dB壓縮點。
在下文詳細說明中，揭示多種特定細節作為範例以提供對相關教示內容的特定瞭解。然而，顯然可知本發明的實施可不使用這些細節。在其他實例中，以由相對高的階層說明瞭習知方法、程式、部件及/或電路系統而未說明細節，以避免非必要地使本發明的態樣難以理解。
下文所討論的各種範例，係為對於消耗低功率並具有低雜訊係數(NF)的無線電接收器而提供。在一個態樣中，本文所實施的概念對各種無線通訊標準，包含WiFi(例如802.11.ac)，提供足夠寬的頻寬。部分藉由提供從無線電接收器的一或更多混頻器輸出的天線阻隔(及/或可選匹配電路)來得到益處。現在參照詳細討論於下文並圖示說明於附加圖式中的範例。
第1圖圖示說明與本發明之具體實施例一致的被動式低功率無線電接收器100。接收器100包含天線102、耦接至天線102的緩衝器104、耦接至緩衝器輸出的被動式混頻器106、耦接至混頻器106的本地震盪器(LO)110，以及 輸出112。在一些具體實施例中，在LO的一或更多輸出與混頻器之LO的一或更多輸入之間插入數位邏輯或其他電路(例如NAND閘、NOR閘、XOR閘、緩衝器、反相器等等)，以將LO 110與混頻器106阻隔；或改變LO波形的態樣(例如DC偏壓位準、工作週期、振幅，或扭轉率(slew rate)。
天線102為接收環境電磁訊號(例如感興趣的訊號、背景雜訊與其他訊號)的被動式部件。天線102可為寬頻或窄頻，並可經配置以具有任何阻抗值(例如50歐姆)。
混頻器106為基於來自天線102的訊號以及來自LO 110的頻率，在輸出節點112處產生新頻率的非線性電氣電路。例如，混頻器106為被動式，其中位於輸出112處的訊號具有的功率，等於或低於來自緩衝器104輸出的訊號。應注意到，緩衝器104增加功率至無線電接收器100。因此，在混頻器106輸出112處的功率可高於在天線102輸出處的功率。在輸出112包含電容性負載時(將於下文詳細討論)，此種電容性負載被動式混頻器106的輸入阻抗(於節點114)，幾乎可被等於或接近LO 110頻率的頻率視為開路(open)。然而，隨著對節點114的輸入頻率移離LO 110頻率，混頻器106於節點114處的輸入阻抗下降。對於固定的頻率偏移，混頻器106於節點114處的輸 入阻抗亦隨著於輸出112處的混頻器電容值增加而下降。
在一個具體實施例中，為了提供足夠寬的輸入頻寬給混頻器106，而使混頻器可將來自天線102的訊號轉換至較低的頻率，於節點114處的混頻器輸入係由足夠低的阻抗來驅動。有鑑於此，對於固定的LO偏移頻率與固定的節點112負載電容值，在混頻器頻寬與混頻器之驅動器的阻抗之間，存在反向的關係。例如，在使用新穎的切換電容器升壓器(於下文討論)時，此種升壓器的電容值對混頻器輸出節點112呈現大量的電容性負載。
緩衝器104為經配置以提供對混頻器106之負載阻隔的低雜訊緩衝器。例如，緩衝器104提供在天線102與混頻器106之間的阻抗阻隔。緩衝器104的輸入阻抗高於緩衝器104的輸出阻抗。緩衝器104可為主動式裝置，但具有為一或更少的電壓增益。藉由阻抗轉換的本質，緩衝器104提供功率至無線電接收器100。再者，包含緩衝器104於天線102及混頻器106之間，提供了寬頻(或較寬頻)的應用，諸如WiFi，因為天線102(以及102與104之間的匹配電路，若存在(於下文討論))的阻抗與混頻器輸入114的阻抗可被獨 立地調整。因此，接收器的來源阻抗(亦即天線102)並不需要直接驅動混頻器的輸入阻抗。
第2a圖圖示說明與本發明之具體實施例一致的示例性低雜訊緩衝器。第2a圖的緩衝器104a包含金氧半導體(MOS)電晶體202，MOS電晶體202經配置為汲極耦接至電壓源(例如VDD)且源極耦接至電流源204的源極隨耦器。在各種具體實施例中，電流源204可為多晶矽電阻器、薄膜電阻器、擴散電阻器、電晶體電流源，或任何其他適當的電流源。輸入205位於電晶體202的閘極，且輸出208位於電晶體202的源極。在一個範例中，緩衝器104a的輸出208被電容性耦接至類似於混頻器106的混頻器，藉由包含與輸出208串聯的電容器(未圖示於第2a圖)。在配置為源極隨耦器時，電晶體202相較於使用LNA的習知裝置而言，具有減少的米勒電容值(Miller capacitance)。於在第2a圖(以及隨後的圖式中)中為了示例性目的使用NFET 202的同時，將瞭解到，可對緩衝器使用PFET或各種其他類型的主動裝置，包含但不限於PNP-BJT或NPN-BJT，或複合半導體(例如GaAs、InP、HEMT等等)。
第2b圖圖示說明與本發明之具體實施例一致的另一示例性低雜訊緩衝器104b。緩衝 器104b包含與彼此堆疊的兩個源極隨耦器(210與216)。在一個具體實施例中，電晶體210與電晶體216兩者為相同類型(例如皆為NMOS或皆為PMOS)。堆疊電晶體210與電晶體216，降低了對混頻器(耦接至緩衝器的輸出208b)呈現的阻抗，同時節省電流。例如，因為流過210的偏壓電流被再使用以偏壓216，電流被節省(例如再使用)。緩衝器104b包含耦接於第一電晶體210的源極與第二電晶體216之間的第一電流源212。在第二電晶體216的源極與Vss之間耦接第二電流源218。在一個具體實施例中，對緩衝器104b的輸入被交流耦接至電晶體(例如源極隨耦器)210與電晶體216的閘極，透過電容器220a與電容器220b。類似地，輸出208b可被分別交流耦接至電晶體210與電晶體216的源極，透過電容器222a與電容器222b。在一個具體實施例中，電晶體210與電晶體216的閘極分別被直流電壓源Vb1與直流電壓源Vb2透過電阻器Rb1與電阻器Rb2來偏壓。例如，電晶體210與電晶體216的閘極被透過Vb1與Vb2偏壓，以容納每一電晶體各別的操作臨限電壓。因為有臨限電壓降跨於電晶體210上，偏壓電壓Vb2可不同於(例如小於)Vb1。
在一個範例中，在堆叠了多重相同類型的源極隨耦器時(例如NFET 210與NFET 216)，電流源(例如212與218兩者)被提供給每一源極隨耦器。第二源極隨耦器216的汲極被透過電容器(例如Cvg 226)交流接地。每一電晶體210與電晶體216的源極追蹤輸入205b處的交流訊號。在104b的配置中，存在一種權衡：為了再使用電流之益處，輸出擺幅的一半被犧牲，以換取於輸出208b處的較低阻抗。
即使堆疊源極隨耦器可減少低雜訊緩衝器104b的輸出電壓擺幅，在輸出208b處的電壓擺幅一般而言足夠小，而讓堆疊源極隨耦器210與源極隨耦器216的益處實質上足以無視輸出208b處的輸出擺幅(若存在)。在輸出208b處的電壓擺幅通常為小，因為所期望的在天線處的RF訊號通常為小。然而，在一些情形中，例如在接收器位於接近頻帶內(in-band)或頻帶外(out-of band)RF源，在208b處的輸出訊號將足夠大而使輸出擺幅的損失造成效能惡化(例如減少的IIP3或1-dB壓縮點)。堆疊源極隨耦器210與源極隨耦器216，有益地降低對於相同效能的電流消耗；或提供對於固定電流而言提升了頻寬的較低NF。將瞭解到，基於本文教示內容，可堆疊多於兩個源極隨耦器於彼此之上。
第2c圖圖示說明與本發明之具體實施例一致的示例性低雜訊緩衝器104c。在緩衝器 104c中，NMOS與PMOS源極隨耦器(亦即250與252)被串聯連接。每一電晶體250與電晶體252的閘極被由Vb3透過電阻器Rb3，以及由Vb4透過電阻器Rb4來偏壓，各別對於所需的緩衝器的特定功能來偏壓。例如，藉由配置直流電壓源Vb3與直流電壓源Vb4以及該等直流電壓源各別的串聯電阻器Rb3與電阻器Rb4，源極隨耦器(亦即電晶體250與電晶體252)經配置以操作為A類、B類，或AB類電路。緩衝器104c的輸入205c分別透過電容器260a與電容器260b，被交流耦接至電晶體(例如源極隨耦器)250與電晶體252的閘極。輸出208c可被透過電容器256交流耦接至每一電晶體250與電晶體252的源極。
在一些具體實施例中，將兩對或兩對以上NMOS/PMOS源極隨耦器堆疊於彼此之上。有鑑於此，在第2d圖圖示說明的緩衝器中，兩對NMOS/PMOS源極隨耦器(分別為270a、270b、272a與272b)堆疊於彼此之上。實施於緩衝器104d中的概念，係類似於在104c與104b的背景中討論的概念。因此，為了簡潔，將不詳細討論每一部件。
在一個具體實施例中，可藉由以下來調整接收器100的頻寬：藉由改變緩衝器(例如第2a圖至第2d圖)偏壓點；藉由在混頻器106輸出 112處增加或减少電容值，包含升壓器(於下文討論)，或藉由升壓器內部的電容器；藉由調整升壓器的取樣率；或藉由調整混頻器開關大小、工作週期、直流偏壓及/或驅動振幅。在將緩衝器104a至緩衝器104d說明為單端(single-ended)的同時，應瞭解到所教示內容亦可被應用至不同的具體實施例。
在一個具體實施例中，每一電晶體的體極(亦即基底(bulk))被連接至供應軌(例如對於NMOS為GND；對於PMOS為VDD)。在一個具體實施例中，體極被繫至參考電壓以减少後端閘極(backgate)效應(或基體效應(body effect))。亦可藉由將每一電晶體的體極繫至該電晶體的源極，以讓基體效應衰减。對於NMOS，在p型基板製程中使用深N型井，以阻隔NMOS與基板。可將PMOS體極(N型井)繫至PMOS源極，以在p型基板製程中使用PMOS源極隨耦器。可使用SIMOX-或SOI-製程，藉以提供低寄生電容至基板路徑，以將基板繫至電晶體源極，或使體極浮接或空乏；或在匹配電路與混頻器之間使用任何其他適當的緩衝器。
如提供於對於第1圖背景的討論中，緩衝器104a至緩衝器104d未提供電壓增益；然而，該等緩衝器藉由呈現較低的輸出阻抗，而提供 了功率增益。確實，在考慮源極隨耦器的基體效應時，緩衝器可使在輸入205處測量到的電壓衰減。在一個範例中，本文所討論的緩衝器產生小量的雜訊(相較於RF輸入的雜訊)，並提供高於混頻器106輸入阻抗的輸入阻抗(在離本地震盪器頻率一預定距離(例如25MHz)處。再者，緩衝器經配置以提供低於提供至緩衝器輸入之阻抗的輸出阻抗，其中提供至緩衝器輸入的阻抗係來自天線或匹配電路輸出(於下文討論)。將瞭解到，緩衝器的輸出阻抗，可藉由習知方法透過偏壓選擇以及電晶體尺寸選擇來規劃，且因此不詳細討論之。
第3a圖圖示說明與本發明之具體實施例一致之，具有可選匹配電路302的被動式低功率無線電接收器300a。緩衝器1104提供阻抗阻隔，藉以緩衝匹配電路302，而使匹配電路不直接載入混頻器1106輸入1114。輸入匹配電路302所載入的Q，在感興趣的訊號頻寬上可為相當平，在此情況中接收器300a的頻寬可由緩衝器1104與混頻器1106特性來設定。藉由在匹配電路與混頻器之間包含緩衝器1104，匹配電路被從混頻器1106的輸入阻抗緩衝，藉以對接收器300a提供較寬的頻寬。再者，包含緩衝器1104，允許混頻器1106在相同頻寬之下在輸出1112處驅動較大的電容性負載。因此，在節點306處看入緩衝器1104 的阻抗為高，同時在節點1114處看入緩衝器1104的阻抗為低。換言之，緩衝器1104的輸入阻抗高於緩衝器1104的輸出阻抗。再者，緩衝器1104輸入節點306的輸入阻抗，對於所選擇的頻道頻寬的至少一部分而言，係高於混頻器1106第二輸入節點1114處的阻抗。這些概念將於下文詳細討論。
第3b圖圖示說明與本發明之具體實施例一致之，具有匹配電路302b之低功率無線電接收器300b的詳圖。在此範例中，在天線1102與緩衝器1104b之間放置匹配電路302b。在一些具體實施例中，可使用被動訊號調節(例如表面聲波(SAW)濾波器、體內聲波(BAW)濾波器、被動式濾波器，或包含諸如電容器、電感器與電阻器之被動元件的額外匹配網路)，以濾除在匹配網路之前或之後的頻帶外干擾。在302b範例中，匹配電路302b包含被動式部件(例如電感器、電容器等等)。在一個具體實施例中，匹配電路302b將天線阻抗(例如50歐姆)轉換成較高的阻抗，並提供此較高的阻抗給緩衝器輸入。因此，來自天線1102的電壓訊號在匹配電路302b輸出306b處被提升，藉以提供了電壓增益，此减少了前端電路(包含緩衝器)中的雜訊來源的效應。
接收器的頻寬，部分係由在節點1114b處呈現給混頻器輸入的阻抗來決定。因此， 在直接由提高阻抗的匹配電路302b驅動時，可降低頻寬。如上文所述，低雜訊緩衝器1104提供匹配電路302b與混頻器1106a與混頻器1106b之間的阻隔。在低雜訊緩衝器輸入處(306b)，匹配電路302b看到緩衝器輸入(例如緩衝器1104b中的隨耦器的閘極)的小電容性與電阻性負載。電容器316與電阻器318的結合，對於來自緩衝器輸出的訊號提供了直流阻絕(透過電容器316)以及可選的位準移位(level shifting)(透過電阻器318)。在一個範例中，電容器316與電阻器318的值被選為，使得從源極隨耦器202輸出接收來的交流訊號不被明顯地衰减(例如小於1dB之衰減)。因此，電容器316傳過來自源極隨耦器202輸出的RF訊號，且電阻器318設定對被動式混頻器1106a與混頻器1106b輸入的直流值。
在緩衝器1104b輸出處(例如節點1114b)，混頻器(例如1106a)看到近似1/源極隨耦器的gm(經基體效應調整)。將瞭解到，此電阻值可於深次微米製程(例如65nm CMOS)中經配置為50歐姆或更少。再者，源極隨耦器202提供反向阻隔。因此，從混頻器1106至天線1102的LO饋通(feed-through)被減少。例如，在混頻器輸入(其中存在LO饋通)與天線1102之間的耦接，僅為透過源極隨耦器202的小閘極電容值 透過匹配電路302b。應注意到，LO饋通可由管轄體極來調節。若接收器發出在預定管理臨限之上的LO饋通，則接收器可被禁止操作。
如圖示說明於第3b圖，接收器300b可包含一或更多混頻器(例如1106a與1106b)。因此，可將複數個被動式混頻器耦接至低雜訊緩衝器1104b輸出1114b。例如，可存在各別具有差動輸出1112a與差動輸出1112b的兩個被動式混頻器(例如以正交式驅動)，以提供正交向下轉換。每一被動式混頻器1106a/b可包含單一開關與電容器；可為單平衡(如第3b圖圖示)；可為全平衡；或可為被動地執行從輸入至輸出之頻率轉換的任何其他已知的配置。在電路300b中圖示單端輸入對差動輸出平衡混頻器1106a，此可經配置以藉由包含被由正交相位移位LO訊號(針對LO與反LO來移位)驅動的混頻器1106b，來輸出正交訊號。在一些具體實施例中，經由兩個單端電容器320a與電容器320b至地來提供差動電容，而使對地之共模電容位於預定臨限之上。有鑒於此，在輸出(1112a及/或1112b)處的共模電壓變異被抑制。
第4a圖圖示說明與本發明之具體實施例一致之，耦接至混頻器4106(例如被動式或主動式混頻器)的被動式升壓器電路400。例如， 升壓器電路400放大從混頻器4106接收來的訊號的電壓。在一個具體實施例中，升壓器400使用切換電容技術，以將來自升壓器400輸入的電壓提升，並提供電壓於升壓器400的輸出處(於下文詳細討論)。然而，可使用用於轉換阻抗的任何已知的被動式配置，包含(但不限於)迪克森電荷泵(Diekson charge pump)。
在第4a圖的範例中，在取樣相位Φ 1期間，升壓器400提供從混頻器4106至複數個取樣電容器(例如410與412，經配置為與混頻器基頻輸出並聯)的路徑。因此，升壓電容器410與升壓電容器412被充電至實質上與混頻器4106輸出所提供的電壓相同的電壓。在增益相位Φ 2期間，取樣電容器410與取樣電容器412被串聯連接，將跨電容器410的電壓堆疊於電容器412上，藉以提供電壓增益(例如在此範例中為兩倍)。作為範例，第4b圖圖示說明取樣相位Φ 1不覆蓋增益相位Φ 2。在一些具體實施例中，Φ 1與Φ 2的活動部分時間重疊。每一相位的「ON」與「OFF」持續期間，在這些訊號的頻率之外，被對於每一應用來規劃。在各種具體實施例中，升壓器可為單端或差動。
在電路400的範例中，電壓增益近似為兩倍，且理想的功率消耗為零(假定開關與電容器為理想)。於在升壓器400中提升電壓的同時， 存在由部件的非理想特性所造成的總和功率損耗。將瞭解到，可在增益相位Φ 2期間內串聯堆疊兩個、三個、四個，或任意其他數量的取樣電容器，基於對於應用的特定設計要求(例如所需的增益與頻寬)。
在一個具體實施例中，在增益相位Φ 2期間內，升壓電容器410與升壓電容器412的串聯組合被與電容器416並聯耦接，以提供訊號調節(例如突波與短時脈衝波形干擾減少；濾波器高頻能量；等等)。類似地，在一個具體實施例中，可透過電容器414調節來自混頻器4106的進入訊號。
第5圖圖示說明與本發明之具體實施例一致之，一個一個接連串接以提升前端增益的複數個升壓器。例如，藉由串接三個x2升壓電路502、504與506，可得到增益8。藉由串聯串接升壓器級，可最佳化開關與電容器，藉由在串接中的遠處使用較小尺寸的開關與電容器。例如，若所期望的訊號振幅較高，對雜訊的敏感度較低。因此，升壓器電路506中的開關與電容器的尺寸可小於升壓器電路502。換言之，對串接增益級502、504與506調整電容值、開關尺寸(除了其他參數之外)，其中在該串接末端處的級(例如在此範例中為504與506)具有較小的開關與電容器，以最 佳化效能尺度，效能尺度可包含尺寸及/或功率消耗，以及頻寬、增益及/或雜訊係數。
應注意到，被動式混頻器所看見的電容值，係强烈地受到輸出508處之電容性負載的影響。例如，若輸出508處存在1pF負載，則混頻器4106會將此負載視為轉換成64pF電容值。此係因為升壓器的輸入電容值為對於增益取平方的函數。因為在此範例中我們使用總和為八的增益(例如2×2×2)，由於三個增益級502、504與506，我們具有82×1pF=64pF。本文所討論的緩衝器1104，有效地阻隔混頻器4106(例如使用混頻器4106的高電容性負載)與天線(以及匹配電路，若存在)。
在一個具體實施例中，升壓器被時控於低於混頻器LO頻率的頻率(例如為了節省時脈驅動器的功率，或為了在升壓器頻率響應中的特定點處放置零點)，同時在另一具體實施例中，多重升壓器串接級中的每一升壓器級可執行於不同的頻率。當然，每一級亦可執行於相同的頻率。
在一個具體實施例中，增益控制功能被由下列之至少一者來實現：(i)調整並聯取樣且隨後串聯連接之電容器的數量；(ii)去能一或更多升壓器；(iii)從不同的升壓器或串接升壓 器取得輸出；(iv)以及相反操作升壓器電路，而提供所需的增益(例如1/2)。
對於去能一或更多升壓器，可存在繞過各別電容器的模式。在一個範例中，對已存的開關加入額外開關或產生不同的邏輯訊號，以允許來自混頻器4106的訊號穿過，而不應用電壓增益。
對於相反操作升壓器電路，在一個範例中，在第一相位中跨複數個取樣電容器來串聯取樣進入的電壓訊號，並在第二相位中在輸出處並聯提供電壓。進一步關於相反操作升壓器電路，在提升位於輸出處的電流的同時，在第二相位期間內在輸出處的電壓被等效地除以並聯連接的取樣電容器數量。
往回參照第4a圖，在一個具體實施例中，升壓器400的輸入阻抗(例如由混頻器4016所見)係取決於輸出電容器416(若存在)以及升壓電容器410與升壓電容器412。因為升壓器電路400的操作類似於變壓器，對於混頻器輸入的輸出處的等效電容值，係以N2之因數提升，其中N為所結合升壓器級的電壓增益。然而，由於一或更多升壓器級(例如第5圖的級502、504與506)的內部電容值，混頻器看見額外的輸入電容值。
透過一或更多級(例如502至506)被動地將混頻器4106輸出處的訊號放大，提供了 提升的線性度，並减少了對於任何連接至輸出508之主動電路(例如下游的放大器、濾波器，以及ADC)的雜訊要求。因此，降低了總體接收器系統的功率消耗。
在一個具體實施例中，在包含至少一個升壓電路之接收器的輸出處的輸出雜訊，類似於32k電阻器的雜訊(例如對比於在前端處的50歐姆電阻器)。因為均等的輸出雜訊電阻值已被經由升壓器提升(升壓器提升所需的訊號以及雜訊)，需要小量的電流以偏壓隨後的訊號處理功能方塊。再者，可藉由不放大經向下轉換(亦即從RF轉換至基頻，此可位於混頻器輸入之前)之前的訊號，來提供提升的線性度(例如相較於共源極放大器或共閘極放大器而言)。
返回參照第4a圖，在混頻器輸出處(例如在升壓器電路400處)，可藉由開關(例如402、404、406及408)以及升壓電容器(例如410與412)來執行訊號處理，同時，可由各別位於升壓器電路400輸入與輸出處的可選電容器(例如414與416)來執行額外的訊號調節。因此，假定升壓器電路400的開關足夠大且被充足地驅動，而足以由大振幅來完整切換訊號，則前端的線性度將為相當良好。在一個具體實施例中，接收器的前端包含電壓控制震盪器(VCO)與單一匹配 電感器(未圖示)。例如，可使用接合線(bond-wire)或平面電感器。例如，VCO(例如標準式或正交式)可執行於混頻器4106 LO輸入頻率處。在一些具體實施例中，VCO執行於兩倍的混頻器LO輸入頻率處；VCO輸出被除以2以驅動混頻器開關(例如在第3b圖之範例中為310與312)，而致能兩個混頻器被正交驅動。
在一個具體實施例中，使用LO緩衝器(例如反相器、放大器，或反相器或放大器之串接)以阻隔混頻器開關(例如310與312)與VCO，藉以幫助防止LO回應於大輸入訊號而被拉升。在一個具體實施例中，將混頻器開關310與混頻器開關312耦接至VCO(VCO可包含儲能電路(tank circuit))，而使混頻器開關電容值(例如310與312的電容值)可被VCO電感值諧振出，藉以進一步降低功率消耗。
在一個具體實施例中，VCO包含具有奇數個連接成迴圈之反相器的環形震盪器(ring oscillator)(例如不具有電感器)。VCO頻率可透過相位鎖定迴路(PLL，可為整數式(integer-N)或分數式(fractional-N))，被鎖定至預定參考頻率。因為不存在電感器，特定而言震盪器(以及接收器，一般而言)的尺寸可被縮小。再者，無電感VCO减少了震盪器訊號對於 敏感的混頻器RF輸入的耦接效應，藉以降低LO饋通以及與LO饋通相關聯的問題，如上述。無電感VCO亦允許將以電感器為基礎的切換直流對直流轉換器放置於靠近VCO，因為不會有VCO電感器與直流對直流轉換器的電感器電磁耦接。習知的VCO對於來自直流對直流轉換器中之電感器的不良耦接效應非常敏感。
作為範例，假定使用2fF/um^2的金屬-絕緣層-金屬電容器(MIMCAP)，正交向下轉換前端(例如從天線埠至增益提升輸出)的總和電容值具有約150pF的電容值。因為在深次微米製程中混頻器106與低雜訊緩衝器104的開關為可忽略地小，接收器的面積可被估計為所期望之電容值所需之面積的兩倍(假定50%的面積為有效MIMCAP)，或約每側長375um(此對應於0.14mm2)。假定矽晶圓成本為$0.075美金/mm^2，則具有外部接合線匹配(例如對於電感)之接收器前端的矽晶圓成本在此範例中將為一分美金。
作為範例，第6圖至第13圖圖示說明與本發明之具體實施例一致之低功率無線電接收器的示意圖與模擬結果。第6圖圖示說明與本發明之具體實施例一致的模擬模型，模擬模型包含輸入埠602(例如來自天線)、緩衝器604，以及正交混頻器610。緩衝器被透過電容器C1與電容器C2 電容性耦接至正交混頻器610。當然，電容器C1與電容器C2可由單一電容器來替換。混頻器610分別包含差動輸出n0n/p與n1p/n。
第7圖圖示說明與本發明之具體實施例一致之，用於正交訊號處理之雙頻道電荷泵的模擬模型。電荷泵706與電荷泵708(例如連接至同相(in-phase)混頻器)與彼此相差180度來操作：在一個電荷泵(例如708)取樣時，另一個電荷泵(例如706)倒出。額外的兩個電荷泵702與電荷泵704(例如連接至正交相位混頻器)一起讓電荷泵700成為正交電荷泵。在一些具體實施例中，將正交電荷泵700耦接至第6圖的混頻器610。例如，由混頻器610提供輸入n0n/p與n1p/n。正交電荷泵分別提供差動輸出outp/n與qoutp/n。第6圖與第7圖之具有緩衝器604與被動式升壓器(亦即電荷泵)的前端，適合用以實施符合IEEE 802.15.4標準的接收器。
此示例性具體實施例的模擬結果圖示說明於第8圖至第12圖，其中混頻器610開關被以正交驅動(例如於2.5GHz)且被動式升壓器(亦即電荷泵700)被驅動在312.5MHz。在一個具體實施例中，被動式升壓器被以將VCO頻率除頻，而從VCO得來的時脈來驅動。在此範例中，通過緩衝器604源極隨耦器的電流為1.3 mA@1.2V。例如，驅動混頻器610開關(每一開關為50μm/0.06μm)消耗約775uA。假定使用具有30之Q值的接合線電感器的匹配網路。一些相關的效能評量如下：雜訊係數@2.5MHz：4.3dB
輸出處的3dB頻寬：4.1MHz
天線至升壓器輸出的增益：31dB
頻帶外衰減40MHz/100MHz：22dB/31dB
輸出雜訊密度：23nV/rtHz(均等於32k電阻器)
P1dB：-11/-9dBm@40/100MHz偏移
第8圖圖示說明與本發明之具體實施例一致之接收器的交流響應。例如，使用於2.5GHz的LO，以及類似第2c圖之104c的緩衝器。第8圖中的曲線，圖示說明同相增益升壓器輸出處的電壓振幅對距離LO頻率(在此範例中為2.5GHz)的頻率距離，對於在天線埠處固定的輸入訊號振幅。因此，在沒有主動電壓放大(例如，在此唯一被主動偏壓的裝置為緩衝器)的情況下，接收器提供高於4MHz的3dB頻寬以及高於30dB的直流電壓增益。將理解到，此種高直流增益、高頻寬與尖銳滾邊(roll-off)的組合，無法以基於低雜訊放大器(LNA)或被動式混頻器優先架構的習知技術來輕易達成。
第9圖圖示說明與本發明之具體實施例一致之接收器的雜訊係數(NF)。如上文所述，NF為對於由訊號路徑(例如從天線至同相增益升壓器輸出)中的部件所造成之訊雜比惡化的測量。NF包含在混頻器輸出處八倍增益級所產生的雜訊，如在第5圖之背景中討論者。在第9圖中的NF提供了可用以估算接收器效能的數字。在此範例中，在所感興趣的頻率範圍中NF為4.2與4.3之間，對於給定的接收器功率消耗來說，此相較於習知結構為非常的低。
第10圖圖示說明與本發明之具體實施例一致之接收器的輸出雜訊密度。第10圖圖示說明在2.5MHz，雜訊密度為22.9nV/sqrt(Hz)，相較於接收器輸入處的均等雜訊電阻值為高。確實，高的均等雜訊電阻值類似32K歐姆電阻器的雜訊電阻值。此雜訊為接收器所提供之高於30dB的增益所造成，此增益不僅放大所需的訊號，且亦放大雜訊，如在第8圖之背景中所討論。因此，若需要額外的增益(例如在30dB增益為不足夠時)，可在此接收器前端之後使用低功率放大器(低功率放大器具有比較高功率放大器高的雜訊)。因此，包含額外低功率放大器的總體系統，將吸取較少的電流，並占用比先前技術作法要少的晶圓面積。
第11圖圖示說明與本發明之具體實施例一致之接收器的線性度。線性度的一種測量為透過1dB壓縮點，1dB壓縮點被界定為在增益小於小訊號增益1dB時的輸入功率(以輸入為準)或輸出功率(以輸出為準)點。在此範例中，1dB壓縮點位於-14.15dBm。較高的1dB壓縮點提供了增進的對天線埠處之强烈不良訊號的排斥，以及對感興趣頻帶中的强烈期望訊號的準確接收。
第12圖圖示說明在被動式混頻器輸出處的所期望訊號振幅(例如位於所選頻道內的訊號的振幅)，其中(i)在頻道中心上方100MHz處有不良頻調且(ii)在頻道中心上方40MHz處有不良頻調。因此，若不良頻調距離頻道中心100MHz遠，接收器在所期望訊號振幅增益減少1dB之前可容忍-9.32dBm阻隔。在40MHz遠處，接收器在所期望訊號振幅增益減少1dB之前可容忍-10.65dBm阻隔。較高的對於頻帶外訊號的1dB壓縮點，增進了對於在天線埠處之强烈不良訊號的排斥。
應注意到，本文所說明的開關可為PMOS、NMOS、與NMOS並聯的PMOS(以互補方式驅動)、BJT，或任何其他已知的開關。可使用切換電容電荷注入(switch-cap charge injection)技術，諸如底板取樣(bottom plate sampling)以及虛擬開關(dummy switches)，以衰减電荷注入效應。
在一些具體實施例中主動增益級接續升壓器輸出，同時在其他具體實施例中，具有交流耦接於輸入、輸出(或輸入輸出兩者)的主動增益級接續升壓器輸出。可使用交流耦接以移除訊號路徑上的直流偏移及/或閃爍雜訊。作為自動增益控制(AGC)操作的一部分，可從訊號路徑中去能(例如移除)主動增益級。
所討論的部件、步驟、特徵、物件、益處與優點僅為說明性。這些(以及其相關的討論)全不意為以任何方式限制保護範圍。亦思量了數種其他的具體實施例。這些包含具有較少、額外及/或不同的部件、步驟、特徵、物件、益處與優點。這些亦包含其中部件及/或步驟被不同地設置及/或排序的具體實施例。例如，可使用雙極性電晶體(例如PNP或NPN)而非MOS電晶體。再者，可使用PNP而非NPN，且可使用PMOS而非NMOS。因此，本發明僅意為被限制於附加申請專利範圍的條件中。
100‧‧‧無線電接收器
102‧‧‧天線
104‧‧‧緩衝器
106‧‧‧混頻器
110‧‧‧本地震盪器(LO)
112‧‧‧輸出
114‧‧‧輸入阻抗節點
104a‧‧‧緩衝器

Claims (15)

  1. 一種頻率轉換元件，包括：一混頻器，該混頻器具有第一輸入節點及第二輸入節點及一輸出節點；一電荷泵；及一天線，該天線運作地耦接到該混頻器的該第二輸入節點；其中該電荷泵的一輸入節點直接耦接到該混頻器的該輸出節點，及其中該電荷泵在該電荷泵的該輸入節點處接收一混頻器輸出訊號，並將該混頻器輸出訊號的一放大版本予以輸出。
  2. 如請求項1所述之頻率轉換元件，其中：該電荷泵為一第一電荷泵；該頻率轉換元件進一步包括一第二電荷泵，該第二電荷泵具有一輸入節點，該第二電荷泵的該輸入節點耦接到該混頻器的該輸出節點；該第一電荷泵及該第二電荷泵的每一個在運作的取樣相位及增益相位之間交替；及該第一電荷泵及該第二電荷泵彼此異相(out of phase)運作，使得在該第二電荷泵於該運作的增益相位中運作時，該第一電荷泵於該運作的取樣相位中運作。
  3. 如請求項1所述之頻率轉換元件，其中：該電荷泵為一第一電荷泵；及該頻率轉換元件進一步包括一第二電荷泵，該第二電荷泵具有一輸入節點，該第二電荷泵的該輸入節點耦接到該第一電荷泵的一輸出節點。
  4. 如請求項3所述之頻率轉換元件，其中：該第一電荷泵及該第二電荷泵的每一個包含複數個開關及電容器；及在該第二電荷泵中的該等開關及該等電容器是小於該第一電荷泵中的該等開關及該等電容器。
  5. 如請求項3所述之頻率轉換元件，其中該第一電荷泵及該第二電荷泵是串聯連接，所串聯連接的該第一電荷泵及該第二電荷泵在不同的頻率下運作。
  6. 如請求項3所述之頻率轉換元件，其中該第一電荷泵及該第二電荷泵是串聯連接，所串聯連接的該第一電荷泵及該第二電荷泵在相同的頻率下運作。
  7. 如請求項1所述之頻率轉換元件，其中該電荷泵的該輸入節點是直接耦接到該混頻器的該輸出節點。
  8. 如請求項1所述之頻率轉換元件，其 中該電荷泵包括第一電容器及第二電容器，且該電荷泵經運作以在一運作的取樣相位期間，在該電荷泵的該輸入節點處並聯地配置該第一電容器及該第二電容器，並在一運作的增益相位期間，在該電荷泵的該輸出節點處串聯地配置該第一電容器及該第二電容器，該運作的增益相位與該運作的取樣相位不重疊。
  9. 如請求項1所述之頻率轉換元件，其中該電荷泵提供一頻率過濾特性。
  10. 一種無線接收器，包括：如請求項1所述之頻率轉換元件；及一震盪器，該震盪器耦接到該頻率轉換元件的該混頻器的該第一輸入節點，其中該混頻器在該第一輸入節點處從該天線接收一訊號，並在該輸出節點處將從該天線接收到的該訊號的一混頻版本予以輸出，且該電荷泵在從該天線接收到的該訊號的該混頻版本上運作，以將從該天線接收到的該訊號的該混頻版本的一放大版本予以輸出。
  11. 如請求項10所述之無線接收器，其中該混頻器為一被動式混頻器。
  12. 如請求項11所述之無線接收器，進一步包括：一緩衝器，該緩衝器具有耦接到該天線的一輸入 及耦接到該頻率轉換元件的該混頻器的該第二輸入節點的一輸出，使得該天線透過該緩衝器以運作地耦接到該混頻器；其中該天線及該緩衝器之間的一運作式耦接是被動的。
  13. 如請求項10所述之無線接收器，其中該電荷泵接收一時脈訊號，該時脈訊號具有一頻率，該時脈訊號的該頻率比耦接到該混頻器的該第一輸入節點的該震盪器的一頻率更低。
  14. 一種無線接收器，包括：根據請求項1的一第一頻率轉換元件；及根據請求項1的一第二頻率轉換元件，其中該第一頻率轉換元件與該第二頻率轉換元件的該等天線皆運作地耦接到該第一頻率轉換元件及該第二頻率轉換元件的每一個的該等混頻器的該等第二輸入節點；其中該第一頻率轉換元件及該第二頻率轉換元件的該等混頻器在其各自的該等第一輸入節點處接收各自的本地震盪訊號。
  15. 如請求項14所述之無線接收器，其中該第一頻率轉換元件及該第二頻率轉換元件的每一個包含第一電荷泵及第二電荷泵，該第一電荷泵及該第二電荷泵彼此異相運作。
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