TWI553441B - 轉動增益電阻器以產生具有低漂移的帶隙電壓 - Google Patents

轉動增益電阻器以產生具有低漂移的帶隙電壓 Download PDF

Info

Publication number
TWI553441B
TWI553441B TW099130990A TW99130990A TWI553441B TW I553441 B TWI553441 B TW I553441B TW 099130990 A TW099130990 A TW 099130990A TW 99130990 A TW99130990 A TW 99130990A TW I553441 B TWI553441 B TW I553441B
Authority
TW
Taiwan
Prior art keywords
resistors
circuit
circuit branches
bandgap voltage
branches
Prior art date
Application number
TW099130990A
Other languages
English (en)
Other versions
TW201124813A (en
Inventor
貝瑞 哈維
史蒂芬 赫伯斯特
Original Assignee
英特希爾美國公司
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 英特希爾美國公司 filed Critical 英特希爾美國公司
Publication of TW201124813A publication Critical patent/TW201124813A/zh
Application granted granted Critical
Publication of TWI553441B publication Critical patent/TWI553441B/zh

Links

Classifications

    • G—PHYSICS
    • G05—CONTROLLING; REGULATING
    • G05F—SYSTEMS FOR REGULATING ELECTRIC OR MAGNETIC VARIABLES
    • G05F3/00—Non-retroactive systems for regulating electric variables by using an uncontrolled element, or an uncontrolled combination of elements, such element or such combination having self-regulating properties
    • G05F3/02—Regulating voltage or current
    • G05F3/08—Regulating voltage or current wherein the variable is dc
    • G05F3/10—Regulating voltage or current wherein the variable is dc using uncontrolled devices with non-linear characteristics
    • G05F3/16—Regulating voltage or current wherein the variable is dc using uncontrolled devices with non-linear characteristics being semiconductor devices
    • G05F3/20—Regulating voltage or current wherein the variable is dc using uncontrolled devices with non-linear characteristics being semiconductor devices using diode- transistor combinations
    • G05F3/30—Regulators using the difference between the base-emitter voltages of two bipolar transistors operating at different current densities

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Microelectronics & Electronic Packaging (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Nonlinear Science (AREA)
  • Electromagnetism (AREA)
  • General Physics & Mathematics (AREA)
  • Radar, Positioning & Navigation (AREA)
  • Automation & Control Theory (AREA)
  • Control Of Electrical Variables (AREA)

Description

轉動增益電阻器以產生具有低漂移的帶隙電壓
本發明的實施例一般地涉及帶隙電壓參考電路，用於帶隙電壓參考電路的方法，以及包括帶隙電壓參考電路的系統(例如，電壓調節器)。
主張的優先權
本申請主張以下美國專利申請的優先權：
‧由Barry Harvey和Steven Herbst在2010年3月5日提交的題為“轉動增益電阻器以產生具有低漂移的帶隙電壓(ROTATING GAIN RESISTORS TO PRODUCE A BANDGAP VOLTAGE WITH LOW-DRIFT)(委托案號No. ELAN-01250US1)”的美國臨時專利申請No. 12/718,840；以及
‧由Barry Harvey和Steven Herbst在2009年12月2日提交的題為“轉動增益電阻器以產生具有低漂移的帶隙電壓(ROTATING GAIN RESISTORS TO PRODUCE A BANDGAP VOLTAGE WITH LOW-DRIFT)(委托案號No. ELAN-01250US0)”的美國專利申請No. 61/266,101，這些文獻均併入於本文當作參考。
帶隙電壓參考電路可用來例如向工作在溫度波動的環境中的電路提供基本恒定的參考電壓。帶隙電壓參考電路通常將與絕對溫度互補的電壓(VCTAT)加至與絕對溫度成正比的電壓(VPTAT)以產生帶隙參考輸出電壓(VGO)。VCTAT通常為簡單二極管電壓，也稱作基極-發射極電壓降、順向電壓降、基極-發射極電壓或簡稱為VBE。這種二極管電壓通常由連接成二極管的電晶體提供(即，其基極和集電極連接在一起的BJT電晶體)。VPTAT可源自一個或複數個VBE，其中△VBE(德爾塔VBE)是具有不同發射極面積和/或電流並因此在不同電流密度下工作的BJT電晶體的VBE之間的差。
圖1A示出一種示例性傳統帶隙電壓參考電路100a，其包括並聯連接的電晶體Q1-QN(在“N”支路中)、電晶體QN+1(在“1”支路中)以及又一電晶體QN+2(在“CTAT”支路中)。
帶隙電壓參考電路100a還包括放大器120和三個PMOS電晶體M1、M2和M3，PMOS電晶體M1、M2和M3配置成充當向“N”、“1”、“CTAT”支路提供電流的電流源。由於PMOS電晶體的閘極被聯繫在一起，且它們的源極端子全部連接於正電壓軌(VDD)，因此這些電晶體的源極-閘極電壓是相等的。因此，“N”、“1”和“CTAT”支路接收並工作在幾乎相同的電流Iptat下。
在圖1A中，電晶體QN+2用來產生VCTAT，而與電晶體QN+1配合工作的電晶體Q1-QN用來產生VPTAT。更具體地，VCTAT是連接成二極管的電晶體QN+2的基極發射極電壓(VBE)的函數，而VPTAT是△VBE的函數，而△VBE是電晶體QN+1的基極-發射極電壓和並聯連接的連接成二極管的電晶體Q1-QN的基極-發射極電壓之間的差的 函數。
由於負反饋，放大器120調節電流源電晶體M1、M2和M3的共PMOS閘極電壓，直到放大器120的非反相(+)和反相(-)輸入處於相等電壓電位為止。這發生在當Iptat*R1+VBE1,2..,n=VBEn+1時，其中VBE1,2,..,n=VBEn+1-VBE。因此，Iptat=△VBE/R1。
這裏，帶隙電壓輸出(VGO)如下：VGO=VCTAT+VPTAT，=VBE+R2/R1*VT*ln(N)。
其中Vt是熱電壓，該熱電壓在室溫下大約為26mV。
如果VBE~0.7V，且R2/R1*VT*ln(N)~0.5V，則VGO~1.2V。
電流源可使用圖1A以外的替代結構來實現。相應地，提供圖1B以示出更一般的電路。如同圖1A的情形，在圖1B中，放大器120控制電流源I1,I2和I3。
R2兩端的電壓與溫度成正比，當該電壓在室溫下下降到約5V時，它通過補償VBE3(即，電晶體Q3的基極發射極電壓)的負溫度係數使得VGO對於溫度相對恒定。
對於N=8(8為N的常見值)，為獲得VGO的良好溫度係數(tempco)，。R2可通過串聯連接三個單位電阻器提供，R1可通過並聯連接另外三個單位電阻器提供。這是慣例，並且使得在製造的電路中的9的比例非常精確。
在實踐中，單位電阻器值中的長期漂移可引起VGO的長期漂移，這是不期望有的。
本發明的某些實施例針對帶隙電壓參考電路，該帶隙電壓參考電路减少電阻器的長期漂移對於由帶隙電壓參考電路產生的帶隙電壓輸出(VGO)的影響。根據本發明的一個實施例，一種帶隙電壓參考電路包括複數個電阻器、複數個電路支路以及複數個開關。該帶隙電壓參考電路的複數個電路支路(例如，“N”、“1”和“CTAT”支路)共同用於產生帶隙電壓輸出(VGO)。複數個開關(例如由控制器控制)有選擇地隨時間改變哪些電阻器連接於電路支路內之第一者(例如，“N”支路)內和哪些電阻器連接於電路支路內之第二者(例如，“CTAT”支路)。
在一些實施例中，複數個電阻器包括第一組電阻器和第二組電阻器，複數個開關包括第一組開關和第二組開關。在這種實施例中，第一組開關可用來在某些時候有選擇地將第一組電阻器相互並聯連接到電路支路內之第一者，且用來在其他時候有選擇地將第一組電阻器相互串聯連接到電路支路內之第二者。類似地，第二組開關可用來在某些時候有選擇地將第二組電阻器相互串聯連接到電路支路內之第二者，用來在其他時候有選擇地將第二組電阻器相互並聯連接到電路支路內之第一者。
在具體實施例中，第一和第二組電阻器中的每個電阻器為單位電阻器，該單位電阻器的大小與第一和第二組電阻器中的其他單位電阻器的大小基本相同。
在某些實施例中，第一和第二組電阻器內的每個電阻器在電路支路內之第一者並聯連接的時間量和在電路支路內之第二者串聯連接的時間量幾乎相同。
根據具體實施例，至少一些電阻器在至少一些時候不連接於共同用於產生帶隙電壓輸出(VGO)的複數個電路支路中的任何支路內，即使同樣的電阻器在其他時候連接於共同用於產生帶隙電壓輸出(VGO)的複數個電路支路中的一個或複數個支路內。
本發明的實施例還針對用於產生帶隙電壓輸出(VGO)的帶隙參考電路的方法，其中該帶隙電壓參考電路包括複數個電路支路，這些支路共同用來產生帶隙電壓輸出(VGO)。這些方法可包括有選擇地隨時間改變複數個電阻器中的哪些電阻器連接於電路支路內之第一者，以及有選擇地隨時間改變哪些電阻器連接於電路支路內之第二者。
本發明的實施例還針對包括如上所述的帶隙電壓參考電路的電壓調節器，但不限於此。電壓調節器例如可以是固定輸出或可調輸出線性調壓器，但不限於此。
本發明內容部分無意於概括本發明的所有實施例。根據下文陳述的詳細說明、附圖以及申請專利範圍，進一步的和替代的實施例以及各個實施例的特徵、方面以及優點將變得更加顯而易見。
本發明的實施例可用來减少由電阻器值中的長期漂移所引起的VGO的長期漂移。從下文的討論中可理解，本發明的某些實施例亦可用來補償非完美電阻器值。
根據本發明的實施例，帶隙電壓參考電路包括全都具有基本相同大小的兩組單位電阻器。例如，參考圖1A和1B中的電阻器值R1和R2，根據實施例，一組單位電阻器交替地並聯連接以提供R1，然後重配置(例如，切換)成串聯連接以提供R2。另一組單位電阻器類似地替換地串聯連接以提供R2，然後重配置(例如，切換)成並聯連接以提供R1。當單位電阻器正被用來提供R1時，該單位電阻器可稱作在R1位置。類似地，當單位電阻器正被用來提供R2時，該單位電阻器可稱作在R2位置。
從下文的討論中可理解，若使用第一組單位電阻器提供R1和R2的時間量相等，且使用第二組單位電阻器提供R2和R1的時間量相等，則可極好地抑制個別電阻器誤差和隨時間的漂移。
假設六個單位電阻器(即，兩組單位電阻器，每組具有三個單位電阻器)用來提供R1和R2，並且六個單位電阻器中除一個電阻器之外的其他所有電阻器都完美，並提供精確相等於值R的電阻。還假設該非完美單位電阻器的電阻為R+ΔR。在這些假設下，當非完美單位電阻器與其他兩個完美單位電阻器並聯連接時，R1的電阻值如下：
因為ΔR<<R，則
當三個電阻器(包括非完美電阻器的組中的)切換成在R2位置相互串聯連接時，它們的值為R2=3R+ΔR。
若兩組單位電阻器各自用一半時間來提供R1，用另一半時間來提供R2，則非完美組和完美組的時間平均如下：
類似地，R2的平均值如下：
平均值精確為
從上文中可理解，因此只要ΔR<<R，只要第一組用來提供R1的時間量等於第一組用來提供R2的時間量，且第二組用來提供R1的時間量等於第二組用來提供R2的時間量，來自組的任何一個單位電晶體的變化抵消。此外，要注意可採用兩組以上的組以隨著時間提供R1和R2。下文中討論從使用兩組以上的單位電阻器中受益的具體實施例。
可使用多種方式將一組單位電阻器配置成有選擇地從並聯連接以提供R1變為串聯連接以提供R2。圖2A示出一個這種方式。參考圖2A，當開關S在其左邊位置時，第一組單位電阻器Ra、Rb和Rc(標記為2021)並聯連接且用來提供R1；當開關S在其右邊位置時，該組單位電阻器Ra、Rb和Rc串聯連接且用來提供R2。在圖2A中，第二組單位電阻器Rd、Re和Rf(標記為2022)可類似地從在R2位置串聯連接切換至在R1位置並聯連接。
根據本發明的一個實施例，圖2B示出如何使用圖2A的單位電阻器2021和2022的組來代替圖1A和圖1B中的電阻器R1和R2以提供低漂移帶隙電壓參考電路200。
在圖2A和2B中，控制器210控制開關S以改變每組電阻器配置和連接的方式。例如，參考圖2A和2B，控制器210可控制開關，以使電阻器2021的組內的三個單位電阻器(Ra、Rb以及Rc)並聯連接且一半時間在“N”支路中，且使電阻器2021的組內的三個單位電阻器(Ra、Rb以及Rc)串聯連接且另一半時間在“CTAT”支路中。類似地，控制器210可控制開關，以使電阻器2022的組內的三個單位電阻器(Rd、Re以及Rf)並聯連接且一半時間在“CTAT”支路中，且使電阻器2022的組內的三個單位電阻器(Rd、Re以及Rf)串聯連接且另一半時間在“N”支路中。
在圖2A中，每個開關示為單刀雙擲開關，但本發明的實施例不僅限於此。例如，取代每個單刀雙擲開關，可使用兩個單刀單擲開關，但這兩個開關仍然統稱為開關。開關可例如使用CMOS電晶體來實現，但不限於此。控制器210可由簡單計數器、狀態機、微控制器或處理器來實現，但不限於此。
根據某些實施例，可以有比帶隙參考電壓電路中的支路更多的電阻器組。作為具體示例，可具有X組電阻器(例如，類似於2021和2022的組)，其中X　2，且X組單位電阻器中的每一組使用其1/X的時間在“N”支路內並聯連接，且使用1/X的時間在“CTAT”支路內串聯連接。其中X>2時，在任意給定時間，X組電阻器中的至少一組可不連接於帶隙電壓參考電路內，且不用於產生帶隙電壓輸出(VGO)，即使在其他時間裏，該組中的電阻器連接於帶隙電壓參考電路內且用於產生帶隙電壓輸出(VGO)。不用於產生VGO的電阻器(即，臨時切換成不在帶隙電壓參考電路內的電阻器)可不被使用，可在一個或複數個電路中使用，或者可按照其他方式使用。
在一些實施例中，在任何給定時間，X個單位電阻器(其隨時間變化)在“N”支路內並聯連接以提供電阻R1，且Y個單位電阻器(其亦隨時間變化)在“CTAT”支路內串聯連接以提供電阻R2，其中X≠Y。在這種實施例中，每個單位電阻器可在其中一個支路中相比於在其他支路中花費更多時間，但仍提供低漂移。
在某些實施例中，在任何給定時間連接於R1位置(以提供電阻值R1)的電阻器集合可包括並聯連接的一些電阻器以及串聯連接的其他電阻器。類似地，在任何給定時間連接於R2位置(以提供電阻值R2)的電阻器集合可包括並聯連接的一些電阻器以及串聯連接的其他電阻器。與上述實施例的情況一樣，由控制器控制的開關可用於有選擇地隨時間改變哪些電阻器連接於R1位置以及哪些電阻器連接於R2位置。在這些實施例中，控制器亦可隨時間改變R1位置中的哪些電阻器並聯以及哪些串聯，且隨時間改變R2位置中的哪些電阻器並聯以及哪些串聯。根據實施例，由R2位置的電阻器提供的電阻(其可稱為電阻R2)與由R1位置的電阻器提供的電阻(其可稱為電阻R1)之比要一直基本恒定(例如，R2/R1=9)。
在多組電阻器用於提供電阻R1和R2時，例如，通過改變組內的電阻器是串聯連接還是並聯連接，以及通過改變該組電阻器連接於哪個支路，一組電阻器可用於在一些時間提供R1以及在其他時間提供R2，而另一組電阻器可用於在一些時間提供R2以及在其他時間提供R1。在一些實施例中，即使每個電阻器連接的方式和位置可改變，但該電阻器(例如，單位電阻器)可一直在同一組內。在其他實施例中，電阻器可被移動(例如，切換)進入不同組以及從不同組中移出。
圖3是示例性固定輸出線性電壓調節器302的方塊圖，該電壓調節器302包括根據本發明上述實施例(例如圖2B中的200，但不限於此)的帶隙電壓參考電路300。帶隙電壓參考電路300產生帶隙電壓輸出(VGO)，該帶隙電壓輸出(VGO)被提供給運算放大器306的輸入(例如非反相輸入)，該運算放大器306作為緩衝器連接。運算放大器306的另一輸入(例如反相輸入)接收放大器輸出電壓(VOUT)作為反饋信號。通過反饋的使用，輸出電壓(VOUT)保持基本固定的+/-容限(例如+/- 1%)。
圖4是示例性可調輸出線性電壓調節器402的方塊圖，該電壓調節器402包括根據本發明上述實施例(例如圖 2B的200，但不限於此)的帶隙電壓參考電路300。如從圖4中所見，VOUTVGO *(1+R3/R4)。由此，通過對電阻器R3和R4選擇合適值，可選擇期望的VOUT。電阻器R3和R4可在調節器內，或在調節器外部。一個或兩個電阻器可編程或以其它方式可調。
圖5是用來概括根據本發明的實施例的提供低漂移帶隙電壓參考電路的方法的高階流程圖。這種方法用於產生帶隙電壓輸出(VGO)的帶隙電壓參考電路，其中該帶隙電壓參考電路包括複數個電路支路(例如“N”支路、“1”支路和“CTAT”支路)，這些支路共同用於產生帶隙電壓輸出(VGO)。參考圖5，如步驟502所示，存在對連接於電路支路內之第一者(例如，“N”支路)內的電阻器的隨時間的有選擇改變。而且，如步驟504所示，存在對連接於電路支路內之第二者(例如，“CTAT”支路)內的電阻器的隨時間的有選擇改變。
根據具體實施例，可執行步驟502和504，以使連接於電路支路內之第一者(例如，“N”支路)的電阻器要一直共同提供基本恒定的第一電阻(R1)，且連接於電路支路內之第二者的電阻器要一直共同提供基本恒定的第二電阻(R2)。這將保證第二電阻與第一電阻之比例實質上一直恒定。然而，還有其他方式用於保證此比例保持恒定，這些其他方式亦落入本發明的範圍內。
與上述參考圖2A和2B一樣，步驟502可通過在一些時候使第一組電阻器在電路支路內之第一者相互並聯地連接，並在其他時候使第二組電阻器在電路支路內之第一者相互並聯地連接來完成。類似地，步驟504可通過在一些時候使第二組電阻器在電路支路內之第二者相互串聯地連接，在其他時候使第一組電阻器在電路支路內之第二者相互串聯地連接來完成。根據上文中所陳述的描述可理解本發明方法的附加和替代的細節。
上述描述是本發明的較佳實施例。出於說明和描述目的而提供這些實施例，但它們不旨在窮舉或將本發明限制在所公開的精確形式。許多修改和變化對本領域普通技術人員而言將顯而易見。例如，本發明的實施例可用於包括增益電阻器R1和R2的各種其他帶隙電壓參考電路。因此，本發明的實施例不旨在將其限制成僅用於圖1A和1B所示的帶隙電壓參考電路。
儘管在附圖中，連接成二極管的電晶體圖示為NPN電晶體，然而這些電晶體也可以是連接成二極管的PNP電晶體。
此外，儘管在圖1A中，每個電流源圖示為使用單個PMOS電晶體來實現，然而該電流源也可替代地使用PNP電晶體或包含複數個PMOS或PNP電晶體的共源共閘(cascoded)電流源來實現，如根據更一般的圖1B和2B可以理解的那樣。這些只是幾個示例，並不意味著是限制性的。
儘管在附圖中，電流源圖示為連接於高電壓軌，但這不是必須的。例如，在替代實施例中，電流源可連接在連接成二極管的電晶體和例如接地的低壓軌之間，由此使Iptat相等地流過每個支路。這種實施例也落入本發明的範圍內。此外，即使在這些替代實施例中，電流Iptat可認為是“槽”而非“源”，但用於使Iptat流動的設備仍然被稱為電流源。
選擇和描述了實施例以最好地描述本發明的原理及其實際應用，從而使本領域其它技術人員能理解本發明。微小的修改和變化被認為落在本發明的精神和範圍內。本發明的範圍旨在由所附申請專利範圍及其等效方案界定。
100a、100b．．．帶隙電壓參考電路
120‧‧‧放大器
200‧‧‧帶隙電壓參考電路
2021、2022‧‧‧單位電阻器組
210‧‧‧控制器
300‧‧‧帶隙電壓參考電路
302‧‧‧固定輸出線性電壓調節器
306‧‧‧運算放大器
402‧‧‧可調輸出線性電壓調節器
502、504‧‧‧方法步驟
I1、I2、I3‧‧‧電流源
Iptat‧‧‧與絕對溫度成正比的電流
M1、M2、M3：PMOS‧‧‧電晶體
Q1、Q2…QN、QN+1、QN+2‧‧‧電晶體
Ra、Rb、Rc、Rd、Re、Rf‧‧‧單位電阻器
R1、R2、R3、R4‧‧‧電阻器
S‧‧‧開關
VDD‧‧‧正電壓軌
VGO‧‧‧帶隙電壓輸出
圖1A和1B示出示例性傳統帶隙電壓參考電路。
圖2A示出根據本發明的實施例的單位電阻器的組，其可用於帶隙電壓參考電路內以提供低漂移帶隙電壓參考電路。
圖2B示出根據本發明的一個實施例如何使用圖2A的單位電阻器的組來代替圖1A和圖1B中的電阻器R1和R2以提供低漂移帶隙電壓參考電路。
圖3是根據本發明的實施例的包括低漂移帶隙電壓參考電路的示例性固定輸出線性電壓調節器的方塊圖。
圖4是根據本發明的實施例的包括低漂移帶隙電壓參考電路的示例性可調輸出線性調壓器的方塊圖。
圖5是用來概括根據本發明的實施例的提供低漂移帶隙電壓參考電路的方法的高階流程圖。
120．．．放大器
200．．．帶隙電壓參考電路
2021、2022．．．單位電阻器組
210．．．控制器
I1、I2、I3．．．電流源
Iptat．．．與絕對溫度成正比的電流
Q1、Q2…QN、QN+1、QN+2．．．電晶體

Claims (23)

  1. 一種產生帶隙電壓輸出(VGO)的帶隙電壓參考電路，包括：複數個電阻器；所述帶隙電壓參考電路的複數個電路支路，其包括：所述電路支路之第一者，用於產生與絕對溫度成正比的電壓(VPTAT)，以及所述電路支路之第二者，用於產生與絕對溫度互補的電壓(VCTAT)，其中所述VPTAT和所述VCTAT共同用於產生所述帶隙電壓輸出(VGO)；以及複數個開關，所述複數個開關用於有選擇地隨時間改變所述複數個電阻器中哪些電阻器要被連接於用於產生所述VPTAT的所述電路支路之第一者內、以及所述複數個電阻器中哪些電阻器要被連接於用於產生所述VCTAT的所述電路支路之第二者內。
  2. 如申請專利範圍第1項所述的帶隙電壓參考電路，其中：在任意給定時間，連接於所述電路支路之第一者內的所述電阻器提供第一電阻，以及連接於所述電路支路之第二者內的所述電阻器提供第二電阻；以及所述第一和第二電阻的值可隨時間改變，只要所述第二電阻與所述第一電阻之比例實質上保持恒定。
  3. 如申請專利範圍第1項所述的帶隙電壓參考電路，其 中：所述複數個電阻器包括第一組電阻器，以及第二組電阻器；以及所述複數個開關包括第一組開關，所述第一組開關用以在一些時候有選擇地將所述第一組電阻器以相互並聯的方式連接於所述電路支路之第一者內，以及在其他時候有選擇地將所述第一組電阻器以相互串聯的方式連接於所述電路支路之第二者內；以及第二組開關，所述第二組開關用以在一些時候有選擇地將所述第二組電阻器以相互串聯的方式連接於所述電路支路之第二者內，以及在其他時候有選擇地將所述第二組電阻器以相互並聯的方式連接於所述電路支路之第一者內。
  4. 如申請專利範圍第3項所述的帶隙電壓參考電路，其中，所述第一和第二組電阻器中的每個電阻器包括單位電阻器，所述單位電阻器的大小與所述第一和第二組電阻器中的其他所述單位電阻器的大小實質上相同。
  5. 如申請專利範圍第4項所述的帶隙電壓參考電路，其中，所述第一和第二組電阻器中的每個電阻器在所述電路支路之第一者內的並聯連接的時間量和在所述電路支路之第二者內的串聯連接的時間量幾乎相同。
  6. 如申請專利範圍第4項所述的帶隙電壓參考電路，其 中：所述第一組電阻器包括三個所述單位電阻器；以及所述第二組電阻器包括另外三個所述單位電阻器。
  7. 如申請專利範圍第1項所述的帶隙電壓參考電路，其中，所述複數個電阻器中的每一個電阻器包括單位電阻器，並且其中所述單位電阻器的每一個的大小實質上相同。
  8. 如申請專利範圍第1項所述的帶隙電壓參考電路，其中，每個所述電阻器連接於所述電路支路之第一者內的時間量和連接於所述電路支路之第二者內的時間量幾乎相同。
  9. 如申請專利範圍第1項所述的帶隙電壓參考電路，其中：至少一些所述電阻器至少在一些時候不連接於共同用於產生所述帶隙電壓輸出(VGO)的所述複數個電路支路中的任何支路內，即使在其他時候，所述至少一些電阻器連接於共同用於產生所述帶隙電壓輸出(VGO)的所述複數個電路支路中的一個或複數個支路內。
  10. 如申請專利範圍第1項所述的帶隙電壓參考電路，還包括：用於控制所述複數個開關的控制器。
  11. 一種用於帶隙電壓參考電路的方法，該帶隙電壓參考電路產生帶隙電壓輸出(VGO)，其中所述帶隙電壓參考電路包括 複數個電路支路，所述複數個電路支路包含所述電路支路之第一者，用於產生與絕對溫度成正比的電壓(VPTAT)，以及所述電路支路之第二者，用於產生與絕對溫度互補的電壓(VCTAT)，其中所述VPTAT和所述VCTAT共同用於產生所述帶隙電壓輸出(VGO)，以及複數個電阻器，所述方法包括：(a)有選擇地隨時間改變所述複數個電阻器中哪些電阻器要被連接於用於產生所述VPTAT的所述電路支路之第一者內；以及(b)有選擇地隨時間改變所述複數個電阻器中哪些電阻器要被連接於用於產生所述VCTAT的所述電路支路之第二者內。
  12. 如申請專利範圍第11項所述的方法，其中，執行步驟(a)和(b)以使：在任意給定時間，連接於所述電路支路之第一者內的所述電阻器提供第一電阻，以及連接於所述電路支路之第二者內的所述電阻器提供第二電阻；以及所述第一和第二電阻的值可隨時間改變，只要所述第二電阻與所述第一電阻之比例實質上保持恒定。
  13. 如申請專利範圍第11項所述的方法，其中，所述複數個電阻器包括第一組電阻器和第二組電阻器，以及其中： 步驟(a)包括(a.1)在一些時候，將第一組電阻器以相互並聯的方式連接於所述電路支路之第一者內，以及(a.2)在其他時候，將第二組電阻器以相互並聯的方式連接於所述電路支路之第一者內；以及步驟(b)包括(b.1)在一些時候，將所述第二組電阻器以相互串聯的方式連接於所述電路支路之第二者內，以及(b.2)在其他時候，將所述第一組電阻器以相互串聯的方式連接於所述電路支路之第二者內。
  14. 如申請專利範圍第13項所述的方法，其中，所述第一和第二組電阻器中的每個電阻器包括單位電阻器，所述單位電阻器的大小與所述第一和第二組電阻器中的其他所述單位電阻器的大小實質上相同。
  15. 如申請專利範圍第14項所述的方法，其中，執行步驟(a)和(b)，以使所述第一和第二組電阻器內的每個所述電阻器在所述電路支路之第一者內的並聯連接的時間量和在所述電路支路之第二者內的串聯連接的時間量幾乎相同。
  16. 如申請專利範圍第11項所述的方法，其中，執行步驟(a)和(b)，以使每個所述電阻器連接於所述電路支路之第一者內的時間量和連接於所述電路支路之第二者內的時間量幾乎相同。
  17. 一種電壓調節器，包括： 帶隙電壓參考電路，所述帶隙電壓參考電路用於產生帶隙電壓輸出(VGO)；以及運算放大器，所述運算放大器包括：非反相(+)輸入，所述非反相輸入接收帶隙電壓輸出(VGO)，反相(-)輸入，以及輸出，所述輸出產生所述電壓調節器的電壓輸出(VOUT)；其中所述帶隙電壓參考電路包括：複數個電阻器；所述帶隙電壓參考電路的複數個電路支路，其包括：所述電路支路之第一者，用於產生與絕對溫度成正比的電壓(VPTAT)，以及所述電路支路之第二者，用於產生與絕對溫度互補的電壓(VCTAT)，其中所述VPTAT和所述VCTAT共同用於產生所述帶隙電壓輸出(VGO)；以及複數個開關，所述複數個開關用於有選擇地隨時間改變所述複數個電阻器中哪些電阻器要被連接於用於產生所述VPTAT的所述電路支路之第一者內、以及所述複數個電阻器中哪些電阻器要被連接於用於產生所述VCTAT的所述電路支路之第二者內。
  18. 如申請專利範圍第17項所述的電壓調節器，其中，所述運算放大器的反相(-)輸入連接到所述運算放大器的 輸出。
  19. 如申請專利範圍第18項所述的電壓調節器，其中，所述電壓調節器係固定輸出線性電壓調節器。
  20. 如申請專利範圍第17項所述的電壓調節器，還包括：電阻分壓器，所述電阻分壓器用於根據所述電壓調節器的電壓輸出(VOUT)產生又一電壓；其中所述運算放大器的反相(-)輸入接收由所述電阻分壓器產生的所述又一電壓。
  21. 如申請專利範圍第20項所述的電壓調節器，其中，所述電壓調節器係可調輸出線性電壓調節器。
  22. 如申請專利範圍第17項所述的電壓調節器，還包括：用於控制所述複數個開關的控制器。
  23. 如申請專利範圍第17項所述的電壓調節器，其中：所述複數個電阻器包括第一組電阻器，以及第二組電阻器；以及所述複數個開關包括第一組開關，所述第一組開關用以在一些時候有選擇地將所述第一組電阻器以相互並聯的方式連接於所述電路支路之第一者內，以及在其他時候有選擇地將所述第一組電阻器以相互串聯的方式連接於所述電路支路之第二者內；以及 第二組開關，所述第二組開關用以在一些時候有選擇地將所述第二組電阻器以相互串聯的方式連接於所述電路支路之第二者內，以及在其他時候有選擇地將所述第二組電阻器以相互並聯的方式連接於所述電路支路之第一者內。
TW099130990A 2009-12-02 2010-09-14 轉動增益電阻器以產生具有低漂移的帶隙電壓 TWI553441B (zh)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US26610109P 2009-12-02 2009-12-02
US12/718,840 US8278905B2 (en) 2009-12-02 2010-03-05 Rotating gain resistors to produce a bandgap voltage with low-drift

Publications (2)

Publication Number Publication Date
TW201124813A TW201124813A (en) 2011-07-16
TWI553441B true TWI553441B (zh) 2016-10-11

Family

ID=44068380

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
TW099130990A TWI553441B (zh) 2009-12-02 2010-09-14 轉動增益電阻器以產生具有低漂移的帶隙電壓

Country Status (4)

Country Link
US (1) US8278905B2 (zh)
CN (1) CN102109870B (zh)
DE (1) DE102010037824B4 (zh)
TW (1) TWI553441B (zh)

Families Citing this family (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US9915966B2 (en) * 2013-08-22 2018-03-13 Taiwan Semiconductor Manufacturing Company, Ltd. Bandgap reference and related method
JP6765119B2 (ja) * 2017-02-09 2020-10-07 リコー電子デバイス株式会社 基準電圧発生回路及び方法
EP4009132A1 (en) 2020-12-03 2022-06-08 NXP USA, Inc. Bandgap reference voltage circuit

Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6507179B1 (en) * 2001-11-27 2003-01-14 Texas Instruments Incorporated Low voltage bandgap circuit with improved power supply ripple rejection
US7164259B1 (en) * 2004-03-16 2007-01-16 National Semiconductor Corporation Apparatus and method for calibrating a bandgap reference voltage

Family Cites Families (40)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE68910428T2 (de) 1988-08-19 1994-05-11 Philips Nv Spannungs-/Stromwandler.
US5440254A (en) * 1992-10-20 1995-08-08 Exar Corporation Accurate low voltage detect circuit
US5619122A (en) 1995-04-14 1997-04-08 Delco Electronics Corporation Temperature dependent voltage generator with binary adjustable null voltage
US5519354A (en) 1995-06-05 1996-05-21 Analog Devices, Inc. Integrated circuit temperature sensor with a programmable offset
US5796280A (en) 1996-02-05 1998-08-18 Cherry Semiconductor Corporation Thermal limit circuit with built-in hysteresis
SG80573A1 (en) 1997-06-02 2001-05-22 Motorola Inc Integrated temperature sensor
JP4116133B2 (ja) 1997-07-31 2008-07-09 株式会社東芝 温度依存型定電流発生回路およびこれを用いた光半導体素子の駆動回路
US5982221A (en) 1997-08-13 1999-11-09 Analog Devices, Inc. Switched current temperature sensor circuit with compounded ΔVBE
US6008685A (en) 1998-03-25 1999-12-28 Mosaic Design Labs, Inc. Solid state temperature measurement
US6157244A (en) 1998-10-13 2000-12-05 Advanced Micro Devices, Inc. Power supply independent temperature sensor
US6369740B1 (en) 1999-10-22 2002-04-09 Eric J. Swanson Programmable gain preamplifier coupled to an analog to digital converter
US6407622B1 (en) * 2001-03-13 2002-06-18 Ion E. Opris Low-voltage bandgap reference circuit
US6554469B1 (en) 2001-04-17 2003-04-29 Analog Devices, Inc. Four current transistor temperature sensor and method
US6501256B1 (en) * 2001-06-29 2002-12-31 Intel Corporation Trimmable bandgap voltage reference
US6914475B2 (en) 2002-06-03 2005-07-05 Intersil Americas Inc. Bandgap reference circuit for low supply voltage applications
JP4086613B2 (ja) 2002-10-09 2008-05-14 Ｎｅｃエレクトロニクス株式会社 半導体装置および内部温度測定方法
US6736540B1 (en) 2003-02-26 2004-05-18 National Semiconductor Corporation Method for synchronized delta-VBE measurement for calculating die temperature
US7088085B2 (en) 2003-07-03 2006-08-08 Analog-Devices, Inc. CMOS bandgap current and voltage generator
JP2005134145A (ja) 2003-10-28 2005-05-26 Seiko Instruments Inc 温度センサ回路
US6957910B1 (en) 2004-01-05 2005-10-25 National Semiconductor Corporation Synchronized delta-VBE measurement system
US7211993B2 (en) * 2004-01-13 2007-05-01 Analog Devices, Inc. Low offset bandgap voltage reference
US7321225B2 (en) 2004-03-31 2008-01-22 Silicon Laboratories Inc. Voltage reference generator circuit using low-beta effect of a CMOS bipolar transistor
US7083328B2 (en) 2004-08-05 2006-08-01 Texas Instruments Incorporated Remote diode temperature sense method with parasitic resistance cancellation
US7281846B2 (en) 2004-08-23 2007-10-16 Standard Microsystems Corporation Integrated resistance cancellation in temperature measurement systems
CN100389371C (zh) * 2004-09-16 2008-05-21 中芯国际集成电路制造(上海)有限公司 具有低待机电流的调压器用器件和方法
US7309157B1 (en) 2004-09-28 2007-12-18 National Semiconductor Corporation Apparatus and method for calibration of a temperature sensor
DE102005022337A1 (de) 2005-05-13 2006-11-23 Texas Instruments Deutschland Gmbh Spannungsgesteuerte Stromquelle
US7312648B2 (en) 2005-06-23 2007-12-25 Himax Technologies, Inc. Temperature sensor
US7170334B2 (en) 2005-06-29 2007-01-30 Analog Devices, Inc. Switched current temperature sensing circuit and method to correct errors due to beta and series resistance
US7193543B1 (en) 2005-09-02 2007-03-20 Standard Microsystems Corporation Conversion clock randomization for EMI immunity in temperature sensors
US7341374B2 (en) 2005-10-25 2008-03-11 Aimtron Technology Corp. Temperature measurement circuit calibrated through shifting a conversion reference level
US7236048B1 (en) 2005-11-22 2007-06-26 National Semiconductor Corporation Self-regulating process-error trimmable PTAT current source
US7683701B2 (en) 2005-12-29 2010-03-23 Cypress Semiconductor Corporation Low power Bandgap reference circuit with increased accuracy and reduced area consumption
US7420359B1 (en) * 2006-03-17 2008-09-02 Linear Technology Corporation Bandgap curvature correction and post-package trim implemented therewith
JP4808069B2 (ja) 2006-05-01 2011-11-02 富士通セミコンダクター株式会社 基準電圧発生回路
US7686508B2 (en) 2006-10-21 2010-03-30 Intersil Americas Inc. CMOS temperature-to-digital converter with digital correction
US7579860B2 (en) 2006-11-02 2009-08-25 Freescale Semiconductor, Inc. Digital bandgap reference and method for producing reference signal
US7724075B2 (en) * 2006-12-06 2010-05-25 Spansion Llc Method to provide a higher reference voltage at a lower power supply in flash memory devices
US7880459B2 (en) 2007-05-11 2011-02-01 Intersil Americas Inc. Circuits and methods to produce a VPTAT and/or a bandgap voltage
CN201097251Y (zh) * 2007-09-29 2008-08-06 比亚迪股份有限公司 带隙基准电压产生电路

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6507179B1 (en) * 2001-11-27 2003-01-14 Texas Instruments Incorporated Low voltage bandgap circuit with improved power supply ripple rejection
US7164259B1 (en) * 2004-03-16 2007-01-16 National Semiconductor Corporation Apparatus and method for calibrating a bandgap reference voltage

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
Atrash, A.H., Aude, A., "A bandgap reference circuit utilizing switching to reduce offsets and a novel technique for leakage current compensation," Circuits and Systems, 2004年6月, pp.297-300 *

Also Published As

Publication number Publication date
CN102109870A (zh) 2011-06-29
DE102010037824B4 (de) 2023-05-04
US8278905B2 (en) 2012-10-02
CN102109870B (zh) 2014-03-05
DE102010037824A1 (de) 2011-06-09
TW201124813A (en) 2011-07-16
US20110127988A1 (en) 2011-06-02

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US8446140B2 (en) Circuits and methods to produce a bandgap voltage with low-drift
CN109976425B (zh) 一种低温度系数基准源电路
US8922190B2 (en) Band gap reference voltage generator
US20170248984A1 (en) Current generation circuit, and bandgap reference circuit and semiconductor device including the same
US20070296392A1 (en) Bandgap reference circuits
CN108369428B (zh) 跨电阻器施加受控电压的温度补偿参考电压生成器
US4906863A (en) Wide range power supply BiCMOS band-gap reference voltage circuit
US10613570B1 (en) Bandgap circuits with voltage calibration
TWI592786B (zh) 能隙參考電路
US20160274617A1 (en) Bandgap circuit
US8089260B2 (en) Low voltage bandgap reference circuit
TWI553441B (zh) 轉動增益電阻器以產生具有低漂移的帶隙電壓
US6727744B2 (en) Reference voltage generator
JP2009251877A (ja) 基準電圧回路
JP2009080786A (ja) 温度非直線性を補償した基準電圧回路
JP2018018561A (ja) 半導体装置及び電子システム
CN108345336B (zh) 能隙参考电路
KR100803514B1 (ko) 반도체 소자의 전압 레귤레이터
TWI564692B (zh) 能隙參考電路
JP2009277076A (ja) バンドギャップリファレンス回路
KR20120116708A (ko) 기준전류 발생기
TW201809947A (zh) 能隙參考電路
CN107728690B (zh) 能隙参考电路
KR100997391B1 (ko) 차동신호 생성회로
JP5925357B1 (ja) 温度補償回路