TWI497905B - Analog feedback amplifier - Google Patents

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TWI497905B
TWI497905B TW101140250A TW101140250A TWI497905B TW I497905 B TWI497905 B TW I497905B TW 101140250 A TW101140250 A TW 101140250A TW 101140250 A TW101140250 A TW 101140250A TW I497905 B TWI497905 B TW I497905B
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Tatsuo Kohama
Yutaro Yamaguchi
Naoko Nitta
Kenji Mukai
Hiroshi Otsuka
Kenichi Horiguchi
Morishige Hieda
Koji Yamanaka
Satoshi Miho
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Mitsubishi Electric Corp
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Description

類比反饋放大器
本發明係關於制止電力放大器內群延遲要素的影響，以達成寬頻帶的類比反饋放大器。
例如，專利文件1所揭示的類比反饋放大器，包括調整基頻的輸入信號的相位之可變相移器、放大此輸入信號的可變增益放大器、以及放大此輸入信號的電力放大器，還包括控制系統，用以控制可變相移器的相移量與可變增益放大器的增益。
此控制系統，係由以下的要素所構成。
(1)衰減器，用以衰減電力放大器放大的信號，並輸出衰減後的信號作為反饋信號；(2)檢波器，用以檢測輸入信號；(3)振幅比較器，用以檢測檢波器檢測的輸入信號的振幅與衰減器輸出的反饋信號之間的差值；(4)相位比較器，用以檢測輸入信號與衰減器輸出的反饋信號之間的相位差；(5)增益控制器，用以根據振幅比較器檢測的差值，控制可變增益放大器的增益；以及(6)迴路濾波器，用以根據相位比較器檢測的相位差，控制可變相移器的相移量。
[先行專利文件] [專利文件]
[專利文件1]美國專利第2007/0184792A號
因為習知的類比反饋放大器由以上所構成，電力放大器內的群延遲要素，包含在從此電力放大器開始經由振幅比較器及相位比較器，到可變增益放大器及可變相移器之反饋迴路中。因此，反饋信號的相位，由於群延遲要素的影響不必要地變動，有難以寬頻化的課題。
由於本發明係用以解決上述課題而形成，即使電力放大器內包含群延遲要素的情況下，也制止反饋信號的相位不必要的變動，以得到可以達成寬頻帶的類比反饋放大器為目的。
根據本發明的類比反饋放大器，包括第1振幅調整裝置，用以調整電力放大器放大後的信號的振幅；第2振幅調整裝置，用以調整可變增益放大器放大後的信號的振幅；第1延遲裝置，用以延遲第2振幅調整裝置振幅調整後的信號；第1信號差值檢測裝置，用以檢測第1振幅調整裝置振幅調整後的信號與第1延遲裝置延遲的信號之間的差值，並輸出此差值作為第1反饋信號；第2信號差值檢測裝置，用以檢測輸入信號與第1信號差值檢測裝置輸出的第1反饋信號之間的差值；增益控制裝置，用以檢測 第2信號差值檢測裝置檢測的差值與第2反饋信號之間的差值，並根據此差值控制可變增益放大器的增益；以及第3振幅調整裝置，用以調整增益控制裝置檢測的差值之振幅，加法運算振幅調整後的差值與輸入信號，並輸出此加法運算結果至增益控制裝置作為第2反饋信號。
根據此發明，設置第1振幅調整裝置，用以調整電力放大器放大後的信號的振幅；第2振幅調整裝置，用以調整可變增益放大器放大後的信號的振幅；第1延遲裝置，用以延遲第2振幅調整裝置振幅調整後的信號；第1信號差值檢測裝置，用以檢測第1振幅調整裝置振幅調整後的信號與第1延遲裝置延遲的信號之間的差值，並輸出此差值作為第1反饋信號；以及第2信號差值檢測裝置，用以檢測輸入信號與第1信號差值檢測裝置輸出的第1反饋信號之間的差值；且因為增益控制裝置的構成係檢測第2信號差值檢測裝置檢測的差值與第2反饋信號之間的差值，並根據此差值控制可變增益放大器的增益，所以即使電力放大器內包含群延遲要素的情況下，也制止反饋信號的相位不必要地變動，具有可以達成寬頻化之效果。
以下，有關本發明的實施例，參照圖面，詳細說明。
[第一實施例]
第1圖係顯示根據本發明第一實施例的類比反饋放大 器之構成圖。
第1圖中，輸入端子1係輸入高頻信號(輸入信號)的端子。
可變相移器2係調整從輸入端子1輸入的高頻信號的相位之信號處理器。
可變增益放大器3係放大可變相移器2調整相位的高頻信號之信號處理器。
電力放大器4係放大可變增益放大器3放大後的高頻信號之信號處理器。
輸出端子5係輸出電力放大器4放大後的高頻信號之端子。
衰減器6係衰減電力放大器4放大後的高頻信號之信號處理器。又，衰減器6構成第1振幅調整裝置。
檢波器7係檢測衰減器6衰減的高頻信號之信號處理器。
振幅調整器8係調整可變增益放大器3放大後的高頻信號的振幅之信號處理器。又，振幅調整器8構成第2振幅調整裝置。
延遲線路9係延遲振幅調整器8調整振幅的高頻信號之信號處理器。又，延遲線路9構成第1延遲裝置。
檢波器10係檢測延遲線路9延遲的高頻信號之信號處理器。
比較器11係檢測檢波器7檢測的高頻信號(衰減器6衰減的高頻信號)與檢波器10檢測的高頻信號(延遲線路9 延遲的高頻信號)之間的差值，並輸出此差值至比較器13作為反饋信號A(第1反饋信號)之信號處理器。
又，檢波器7、10及比較器11構成第1信號差值檢測裝置。
檢波器12係檢測從輸入端子1輸入的高頻信號之信號處理器。
比較器13係檢測檢波器12檢測的高頻信號與比較器11輸出的反饋信號A之間的差值之信號處理器。
又，檢波器12及比較器13構成第2信號差值檢測裝置。
比較器14係檢測比較器13檢測的差值與加算器18輸出的反饋信號B(第2反饋信號)之間的差值之信號處理器。
迴路濾波器15係在比較器14的輸出信號(顯示比較器13檢測的差值與反饋信號B之間的差值之信號)中，只放行既定的低通頻帶之信號處理器。
振幅感度調整器16，係根據迴路濾波器15的通過信號(既定的低通頻帶內的信號)的變化率，藉由調整可變增益放大器3的振幅感度，控制可變增益放大器3的增益之信號處理器。
第1圖的範例中，雖然迴路濾波器15與可變增益放大器3之間實際組裝振幅感度調整器16，但不一定要實際組裝振幅感度調整器16，迴路濾波器15的通過信號也可以直接輸出至可變增益放大器3。
又，比較器14、迴路濾波器15及振幅感度調整器16 構成增益控制裝置。
振幅調整器17係調整迴路濾波器15的通過信號的振幅之信號處理器。
加算器18係加法運算檢波器12檢測的高頻信號與振幅調整器17調整振幅之迴路濾波器15的通過信號，並輸出此加算結果至比較器14作為反饋信號B之信號處理器。
又，振幅調整器17及加算器18構成第3振幅調整裝置。
振幅調整器19係調整可變增益放大器3放大後的高頻信號的振幅之信號處理器。又，振幅調整器19構成第4振幅調整裝置。
延遲線路20係延遲振幅調整器19調整振幅的高頻信號之信號處理器。又，延遲線路20係構成第2延遲裝置。
相位比較器21係檢測衰減器6衰減的高頻信號與延遲線路20延遲的高頻信號之間的相位差，並輸出相當此相位差的振幅信號至比較器22之信號處理器。又，相位比較器21構成相位差檢測裝置。
比較器22係檢測相位比較器21的輸出信號與振幅調整器25輸出的反饋信號C(第3反饋信號)之間的差值之信號處理器。
迴路濾波器23係在比較器22的輸出信號(顯示相位比較器21的輸出信號與反饋信號C之間的差值之信號)中，只放行既定的低通頻帶之信號處理器。
相位感度調整器24，係根據迴路濾波器23的通過信 號(既定的低通頻帶內之信號)的變化率，藉由調整可變相移器2的相移感度，控制可變相移器2的相移量之信號處理器。
第1圖的範例中，雖然迴路濾波器23與可變相移器2之間實際組裝相位感度調整器24，但不一定要實際組裝相位感度調整器24，迴路濾波器23的通過信號也可以直接輸出至可變相移器2。
又，比較器22、迴路濾波器23及相位感度調整器24構成相移量控制裝置。
振幅調整器25係調整迴路濾波器23的通過信號的振幅，並輸出振幅調整後的通過信號至比較器22作為反饋信號C之信號處理器。又，振幅調整器25構成第5振幅調整裝置。
其次說明關於動作。
輸入端子1輸入的高頻信號，輸入至可變相移器2的同時，輸入至檢波器12。
可變相移器2，由後述的相位感度調整器24控制相移量，對於輸入端子1輸入的高頻信號只相位調整此相移量，並輸出相位調整後的高頻信號至可變增益放大器3。
可變增益放大器3，由後述的振幅感度調整器16控制增益，並放大可變相移器2輸出的高頻信號。
電力放大器4，放大可變增益放大器3放大後的高頻信號，並輸出放大後的高頻信號至輸出端子5及衰減器6。
以下，說明關於可變增益放大器3的增益控制。
第1圖的類比反饋放大器中，電力放大器4、衰減器6、檢波器7、比較器11、13、14、迴路濾波器15及振幅感度調整器16形成第1反饋迴路，並以第1反饋迴路執行可變增益放大器3的頻帶設定與追隨控制。
又，振幅調整器8、延遲線路9及檢波器10，在第1反饋迴路內側形成第2反饋迴路。
又，振幅調整器17及加算器18，在第2反饋迴路內側形成第3反饋迴路。
衰減器6，一接到電力放大器4放大後的高頻信號時，就藉由衰減此高頻信號，調整此高頻信號的振幅，並輸出振幅調整後的高頻信號至檢波器7。
檢波器7，從衰減器6一接到振幅調整後的高頻信號時，就檢測此高頻信號。
另一方面，振幅調整器8，一接到可變增益放大器3放大後的高頻信號時，就調整此高頻信號的振幅，並輸出振幅調整後的高頻信號至延遲線路9。
延遲線路9，從振幅調整器8一接到振幅調整後的高頻信號時，就延遲此高頻信號。
檢測器10，檢測延遲線路9延遲的高頻信號。
比較器11，檢測檢波器7檢測的高頻信號(衰減器6衰減的高頻信號)與檢測器10檢測的高頻信號(延遲線路9延遲的高頻信號)之間的差值，並輸出此差值至比較器13作為反饋信號A。
在此，振幅調整器8、延遲線路9及檢波器10，如上 所述，形成第2反饋濾波器，考慮既知的電力放大器4的放大準位、衰減器6產生的高頻信號衰減準位等，設定振幅調整器8產生的振幅調整的調整量。又，考慮電力放大器4、衰減器6、檢波器7、10的信號處理時間等，設定延遲線路9產生的信號延遲的延遲量。
即，振幅調整器8產生的振幅調整與延遲線路9產生的信號延遲的設定，係考慮既知的放大準位．衰減準位、信號處理時間等，使比較器11輸出的反饋信號A為零。
由於比較器11輸出的反饋信號A為零，抵銷在第1反饋迴路上存在的電力放大器4的群延遲要素，第1反饋迴路的外側出現電力放大器4的群延遲要素。
這情況可以與電力放大器4的群延遲要素存在於第1反饋迴路的外側等價處理。
於是，即使電力放大器4內包含群延遲要素的情況下，也可以制止對可變增益放大器3的反饋信號的相位不必要的變動。
檢波器12，檢測從輸入端子1輸入的高頻信號。
比較器13，檢測檢波器12檢測的高頻信號與比較器11輸出的反饋信號A之間的差值。
比較器14，當比較器13一檢測出檢波器12檢測的高頻信號與反饋信號A之間的差值時，就檢測此差值與加算器18輸出的反饋信號B之間的差值。
迴路濾波器15，在比較器14的輸出信號(顯示比較器13檢測的差值與反饋信號B之間的差值之信號)中，藉由 阻止通過高通頻帶，只輸出既定的低通頻帶至振幅感度調整器16及振幅調整器17。
振幅感度調整器16，一接到迴路濾波器15的通過信號時，就根據此通過信號的變化率，藉由調整可變增益放大器3的振幅感度，控制可變增益放大器3的增益。
例如，調整可變增益放大器3的振幅感度，使迴路濾波器15的通過信號為α倍的話，可變增益放大器3的增益為β倍(β=α×γ：γ為常數)。
振幅調整器17，一接到迴路濾波器15的通過信號時，就調整此通過信號的振幅，並輸出振幅調整後的通過信號至加算器18。
加算器18，加法運算檢波器12檢測的高頻信號與振幅調整器17調整振幅之迴路濾波器15的通過信號，並輸出此加算結果至比較器14作為反饋信號B。
在此，振幅調整器17及加算器18，如上所述，在第2反饋迴路的內側形成第3反饋迴路，此第3反饋迴路，取代原本第1反饋迴路反饋的信號，反饋無群延遲要素的信號。
以下，說明關於可變相移器2的相位控制。
第1圖的類比反饋放大器中，可變增益放大器3、電力放大器4、衰減器6、相位比較器21、比較器22、迴路濾波器23及相位感度調整器24形成第4反饋迴路，第4反饋迴路執行可變相移器2的頻帶設定與追隨控制。
又，振幅調整器19及延遲線路20，在第4反饋迴路 內側形成第5反饋迴路。
又，振幅調整器25，在第5反饋迴路內側形成第6反饋迴路。
振幅調整器19，一接到可變增益放大器3放大後的高頻信號時，就調整此高頻信號的振幅，並輸出振幅調整後的高頻信號至延遲線路20。
延遲線路20，從振幅調整器19一接到振幅調整後的高頻信號時，就延遲此高頻信號。
相位比較器21檢測衰減器6衰減的高頻信號與延遲線路20延遲的高頻信號之間的相位差，並輸出相當此相位差的振幅信號至比較器22。相當於相位差的振幅信號，例如，考慮與相位差成比例的振幅信號等。
在此，振幅調整器19及延遲線路20，如上所述，形成第5反饋迴路，考慮既知的電力放大器4的放大準位等，設定振幅調整器19產生的振幅調整的調整量。又，考慮電力放大器4等的信號處理時間等，設定延遲線路20產生的信號延遲的延遲量。
即，振幅調整器19產生的振幅調整與延遲線路20產生的信號延遲的設定，係考慮既知的放大準位、信號處理時間等，使相位比較器21檢測的相位差為零。
由於相位比較器21檢測的相位差為零，抵銷第4反饋迴路上存在的電力放大器4的群延遲要素，第4反饋迴路的外側出現電力放大器4的群延遲要素。
這情況可以與電力放大器4的群延遲要素存在於第4 反饋迴路的外側等價處理。
於是，即使電力放大器4內包含群延遲要素的情況下，也可以制止對可變相移器2的反饋信號的相位不必要的變動。
比較器22，檢測相位比較器21的輸出信號(相當於相位差的振幅信號)與振幅調整器25輸出的反饋信號C之間的差值。
迴路濾波器23，在比較器22的輸出信號(顯示相位比較器21的輸出信號與反饋信號C之間的差值之信號)中，藉由阻止通過高通頻帶，只輸出既定的低通頻帶至相位感度調整器24及振幅調整器25。
相位感度調整器24，一接到迴路濾波器23的通過信號時，就根據此通過信號的變化率，藉由調整可變相移器2的相移感度，控制可變相移器2的相移量。
例如，調整可變相移器2的相移感度，使迴路濾波器23的通過信號為a倍的話，可變相移器2的相移量為b倍(b=a×c：c為常數)。
振幅調整器25，一接到迴路濾波器23的通過信號時，就調整此通過信號的振幅，並輸出振幅調整後的通過信號至比較器22。
在此，振幅調整器25，如上所述，在第5反饋迴路的內側形成第6反饋迴路，此第6反饋迴路，取代原本第4反饋迴路反饋的信號，反饋無群延遲要素的信號。
如上所述，很清楚地，根據第一實施例，設置衰減器 6，用以衰減器電力放大器4放大後的高頻信號；振幅調整器8，用以調整可變增益放大器3放大後的高頻信號的振幅；延遲線路9，用以延遲振幅調整器8振幅調整後的高頻信號；比較器11，用以檢測衰減器6衰減的高頻信號與延遲線路9延遲的高頻信號之間的差值，並輸出此差值作為反饋信號A；比較器13，用以檢測檢波器12檢測的高頻信號與比較器11輸出的反饋信號A之間的差值；比較器14，用以檢測比較器13檢測的差值與加算器18輸出的反饋信號B之間的差值；以及迴路濾波器15，用以在比較器14的輸出信號中，只放行既定的低通頻帶；而且振幅感度調整器16的構成，係根據迴路濾波器15的通過信號的變化率，藉由調整可變增益放大器3的振幅感度，控制可變增益放大器3的增益，所以即使電力放大器4內包含群延遲要素的情況下，也制止對可變增益放大器3的反饋信號的相位不必要的變動，可以達成寬頻化的效果。
又，根據此第一實施例，設置衰減器6，用以衰減電力放大器4放大後的高頻信號；振幅調整器19，用以調整可變增益放大器3放大後的高頻信號的振幅；延遲線路20，用以延遲振幅調整器19振幅調整後的高頻信號；相位比較器21，用以檢測衰減器6衰減的高頻信號與延遲線路20延遲的高頻信號之間的相位差，並輸出相當於此相位差的振幅信號；比較器22，用以檢測相位比較器21的輸出信號與振幅調整器25輸出的反饋信號C之間的差值；以及迴路濾波器23，用以在比較器22的輸出信號中，只放行 既定的低通頻帶；而且相位感度調整器24的構成，係根據迴路濾波器23的通過信號的變化率，藉由調整可變相移器2的相移感度，控制可變相移器2的相移量，所以即使電力放大器4內包含群延遲要素的情況下，也制止對可變相移器2的反饋信號的相位不必要的變動，可以達成寬頻化的效果。
第1圖中，雖然顯示可變相移器2、可變增益放大器3及電力放大器4依序串聯連接的類比反饋放大器的構成範例，但如第2圖所示，也可以是可變增益放大器3、可變相移器2及電力放大器4依序串聯連接的類比反饋放大器，可以得到同樣的效果(制止反饋信號的相位不必要的變動，可以達成寬頻化的效果)。
此第一實施例中，雖然顯示相位比較器21，檢測衰減器6衰減的高頻信號與延遲線路20延遲的高頻信號之間的相位差，並輸出相當於此相位差的振幅信號，但是如果能夠輸出相當於此相位差的振幅信號的話，也可以使用相位比較器以外的裝置。
又，此第一實施例中，雖然顯示振幅調整器8、17、19、25調整信號振幅，但振幅的調整量為”1”時(輸入信號與輸出信號的振幅相同時)，也可以省略振幅調整器8、17、19、25。
又，此第一實施例中，雖然顯示衰減器6衰減電力放大器4放大後的高頻信號，但振幅的衰減量為”1”時(輸入信號與輸出信號的振幅相同時)，也可以省略衰減器6。
此第一實施例中，雖然顯示延遲線路9、20延遲振幅調整器8、19振幅調整後的高頻信號，但如果能夠延遲振幅調整後的高頻信號的話，也可以充分利用例如電感器和電容器等的集中常數電路、半導體等構成的延遲電路。
又，此第一實施例中，雖然是振幅調整器8、延遲線路9、檢波器10依序串聯連接，但串聯連接的話，也可以是不同的順序。
又，此第一實施例中，雖然是振幅調整器19、延遲線路20依序串聯連接，但串聯連接的話，也可以是不同的順序。
又，此第一實施例中，雖然顯示迴路濾波器15、23只在既定的低通頻帶放行，但也可以是迴路濾波器15、23在低通頻帶中具有振幅輸出。
[第二實施例]
第3圖係顯示根據此發明的第二實施例的類比反饋放大器之構成圖，圖中，與第1圖與第2圖相同的符號係顯示同一或相當部分，因此省略說明。
相位比較器31係檢測從輸入端子1輸入的高頻信號與可變增益放大器3放大後的高頻信號之間的相位差，並輸出相當此相位差的振幅信號至比較器32之信號處理器。又，相位比較器31構成第2相位差檢測裝置。此第二實施例中，相位比較器21構成第1相位差檢測裝置。
比較器32係檢測相位比較器21輸出的信號與相位比較器31輸出的信號之間的差值之信號處理器。又，比較器 32構成第3信號差值檢測裝置。
其次說明關於動作。
從輸入端子1輸入的高頻信號，輸入可變增益放大器3的同時，輸入檢波器12及相位比較器31。
可變增益放大器3，由後述的振幅感度調整器16控制增益，放大從輸入端子1輸入的高頻信號。
可變相移器2，由後述的相位感度調整器24控制相移量，對於可變增益放大器3放大後的高頻信號只相位調整此相移量，並輸出相位調整後的高頻信號至電力放大器4。
電力放大器4，放大可變相移器2相位調整後的高頻信號，並輸出放大後的高頻信號至輸出端子5及衰減器6。
以下，說明關於可變增益放大器3的增益控制。
第3圖的類比反饋放大器中，可變相移器2、電力放大器4、衰減器6、檢波器7、比較器11、13、14、迴路濾波器15及振幅感度調整器16形成第1反饋迴路，並以第1反饋迴路執行可變增益放大器3的頻帶設定與追隨控制。
又，振幅調整器8、延遲線路9及檢波器10，在第1反饋迴路內側形成第2反饋迴路。
又，振幅調整器17及加算器18，在第2反饋迴路內側形成第3反饋迴路。
衰減器6，一接到電力放大器4放大後的高頻信號時，就藉由衰減此高頻信號，調整此高頻信號的振幅，並輸出振幅調整後的高頻信號至檢波器7。
檢波器7，從衰減器6一接到振幅調整後的高頻信號 時，就檢測此高頻信號。
另一方面，振幅調整器8，一接到可變相移器2相位調整後的高頻信號時，就調整此高頻信號的振幅，並輸出振幅調整後的高頻信號至延遲線路9。
延遲線路9，從振幅調整器8一接到振幅調整後的高頻信號時，就延遲此高頻信號。
檢測器10，檢測延遲線路9延遲的高頻信號。
比較器11，檢測檢波器7檢測的高頻信號(衰減器6衰減的高頻信號)與檢測器10檢測的高頻信號(延遲線路9延遲的高頻信號)之間的差值，並輸出此差值至比較器13作為反饋信號A。
在此，振幅調整器8、延遲線路9及檢波器10，如上所述，形成第2反饋迴路，考慮既知的電力放大器4的放大準位、衰減器6產生的高頻信號衰減準位等，設定振幅調整器8產生的振幅調整的調整量。又，考慮電力放大器4、衰減器6、檢波器7、10的信號處理時間等，設定延遲線路9產生的信號延遲的延遲量。
即，振幅調整器8產生的振幅調整與延遲線路9產生的信號延遲的設定，係考慮既知的放大準位．衰減準位、信號處理時間等，使比較器11輸出的反饋信號A為零。
由於比較器11輸出的反饋信號A為零，抵銷在第1反饋迴路上存在的電力放大器4的群延遲要素，第1反饋迴路的外側出現電力放大器4的群延遲要素。
這情況可以與電力放大器4的群延遲要素存在於第1 反饋迴路的外側等價處理。
於是，即使電力放大器4內包含群延遲要素的情況下，也可以制止對可變增益放大器3的反饋信號的相位不必要的變動。
檢波器12，檢測從輸入端子1輸入的高頻信號。
比較器13，檢測檢波器12檢測的高頻信號與比較器11輸出的反饋信號A之間的差值。
比較器14，當比較器13一檢測出檢波器12檢測的高頻信號與反饋信號A之間的差值時，就檢測此差值與加算器18輸出的反饋信號B之間的差值。
迴路濾波器15，在比較器14的輸出信號(顯示比較器13檢測的差值與反饋信號B之間的差值之信號)中，藉由阻止通過高通頻帶，只輸出既定的低通頻帶至振幅感度調整器16及振幅調整器17。
振幅感度調整器16，一接到迴路濾波器15的通過信號時，就根據此通過信號的變化率，藉由調整可變增益放大器3的振幅感度，控制可變增益放大器3的增益。
例如，調整可變增益放大器3的振幅感度，使迴路濾波器15的通過信號為α倍的話，可變增益放大器3的增益為β倍(β=α×γ：γ為常數)。
振幅調整器17，一接到迴路濾波器15的通過信號時，就調整此通過信號的振幅，並輸出振幅調整後的通過信號至加算器18。
加算器18，加法運算檢波器12檢測的高頻信號與振 幅調整器17調整振幅之迴路濾波器15的通過信號，並輸出此加算結果至比較器14作為反饋信號B。
在此，振幅調整器17及加算器18，如上所述，在第2反饋迴路的內側形成第3反饋迴路，此第3反饋迴路，取代原本第1反饋迴路反饋的信號，反饋無群延遲要素的信號。
以下，說明關於可變相移器2的相位控制。
第3圖的類比反饋放大器中，電力放大器4、衰減器6、相位比較器21、比較器32、22、迴路濾波器23及相位感度調整器24形成第4反饋迴路，且第4反饋迴路執行可變相移器2的頻帶設定與追隨控制。
又，振幅調整器19及延遲線路20，在第4反饋迴路內側形成第5反饋迴路。
又，振幅調整器25，在第5反饋迴路內側形成第6反饋迴路。
振幅調整器19，一接到可變相移器2相位調整後的高頻信號時，就調整此高頻信號的振幅，並輸出振幅調整後的高頻信號至延遲線路20。
延遲線路20，從振幅調整器19一接到振幅調整後的高頻信號時，就延遲此高頻信號。
相位比較器21，檢測衰減器6衰減的高頻信號與延遲線路20延遲的高頻信號之間的相位差，並輸出相當此相位差的振幅信號至比較器32。相當於相位差的振幅信號，例如，考慮與相位差成比例的振幅信號等。
在此，振幅調整器19及延遲線路20，如上所述，形成第5反饋迴路，考慮既知的電力放大器4的放大準位等，設定振幅調整器19產生的振幅調整的調整量。又，考慮電力放大器4等的信號處理時間等，設定延遲線路20產生的信號延遲的延遲量。
即，振幅調整器19產生的振幅調整與延遲線路20產生的信號延遲的設定，係考慮既知的放大準位、信號處理時間等，使相位比較器21檢測的相位差為零。
由於相位比較器21檢測的相位差為零，抵銷第4反饋迴路上存在的電力放大器4的群延遲要素，第4反饋迴路的外側出現電力放大器4的群延遲要素。
這情況可以與電力放大器4的群延遲要素存在於第1反饋迴路的外側等價處理。
於是，即使電力放大器4內包含群延遲要素的情況下，也可以制止對可變相移器2的反饋信號的相位不必要的變動。
相位比較器31檢測從輸入端子1輸入的高頻信號與可變增益放大器3放大後的高頻信號之間的相位差，並輸出相當此相位差的振幅信號至比較器32。相當於相位差的振幅信號，例如，考慮與相位差成比例的振幅信號等。
比較器32，檢測相位比較器21輸出的信號與相位比較器31輸出的信號之間的差值。
比較器22，檢測比較器32的輸出信號與振幅調整器25輸出的反饋信號C之間的差值。
迴路濾波器23，在比較器22的輸出信號(顯示比較器32的輸出信號與反饋信號C之間的差值之信號)中，藉由阻止通過高通頻帶，只輸出既定的低通頻帶至相位感度調整器24及振幅調整器25。
相位感度調整器24，一接到迴路濾波器23的通過信號時，就根據此通過信號的變化率，藉由調整可變相移器2的相移感度，控制可變相移器2產生的相移量。
例如，調整可變相移器2的相移感度，使迴路濾波器23的通過信號為a倍的話，可變相移器2的相移量為b倍(b=a×c：c為常數)。
振幅調整器25，一接到迴路濾波器23的通過信號時，就調整此通過信號的振幅，並輸出振幅調整後的通過信號至比較器22。
在此，振幅調整器25，如上所述，在第5反饋迴路的內側形成第6反饋迴路，此第6反饋迴路，取代原本第4反饋迴路反饋的信號，反饋無群延遲要素的信號。
如上所述，很清楚地，根據第二實施例，設置衰減器6，用以衰減器電力放大器4放大後的高頻信號；振幅調整器8，用以調整可變相移器2相位調整後的高頻信號的振幅；延遲線路9，用以延遲振幅調整器8振幅調整後的高頻信號；比較器11，用以檢測衰減器6衰減的高頻信號與延遲線路9延遲的高頻信號之間的差值，並輸出此差值作為反饋信號A；比較器13，用以檢測檢波器12檢測的高頻信號與比較器11輸出的反饋信號A之間的差值；比較器 14，用以檢測比較器13檢測的差值與加算器18輸出的反饋信號B之間的差值；以及迴路濾波器15，用以在比較器14的輸出信號中，只放行既定的低通頻帶；而且振幅感度調整器16的構成，係根據迴路濾波器15的通過信號的變化率，藉由調整可變增益放大器3的振幅感度，控制可變增益放大器3的增益，所以即使電力放大器4內包含群延遲要素的情況下，也制止對可變增益放大器3的反饋信號的相位不必要的變動，可以達成寬頻化的效果。
又，根據此第二實施例，設置衰減器6，用以衰減電力放大器4放大後的高頻信號；振幅調整器19，用以調整可變增益放大器3放大後的高頻信號的振幅；延遲線路20，用以延遲振幅調整器19振幅調整後的高頻信號；相位比較器21，用以檢測衰減器6衰減的高頻信號與延遲線路20延遲的高頻信號之間的相位差，並輸出相當於此相位差的振幅信號；相位比較器31，用以檢測從輸入端子1輸入的高頻信號與可變增益放大器3放大後的高頻信號之間的相位差，並輸出相當於此相位差的振幅信號；比較器32，用以檢測相位比較器21的輸出信號與相位比較器31的輸出信號之間的差值；比較器22，用以檢測比較器32的輸出信號與振幅調整器25輸出的反饋信號C之間的差值；以及迴路濾波器23，用以在比較器22的輸出信號中，只放行既定的低通頻帶；而且相位感度調整器24的構成，係根據迴路濾波器23的通過信號的變化率，藉由調整可變相移器2的相移感度，控制可變相移器2的相移量，所以即使 電力放大器4內包含群延遲要素的情況下，也制止對可變相移器2的反饋信號的相位不必要的變動，可以達成寬頻化的效果。
此第二實施例中，雖然顯示相位比較器21、31檢測相位差，並輸出相當於此相位差的振幅信號，但是如果能夠輸出相當於此相位差的振幅信號的話，也可以使用相位比較器以外的裝置。
又，此第二實施例中，雖然顯示振幅調整器8、17、19、25調整信號振幅，但振幅的調整量為”1”時(輸入信號與輸出信號的振幅相同時)，也可以省略振幅調整器8、17、19、25。
又，此第二實施例中，雖然顯示衰減器6衰減電力放大器4放大後的高頻信號，但振幅的衰減量為”1”時(輸入信號與輸出信號的振幅相同時)，也可以省略衰減器6。
此第二實施例中，雖然顯示延遲線路9、20延遲振幅調整器8、19振幅調整後的高頻信號，但如果能夠延遲振幅調整後的高頻信號的話，也可以充分使用電感器和電容器等的集中常數電路、半導體等構成的延遲電路。
又，此第二實施例中，雖然是振幅調整器8、延遲線路9、檢波器10依序串聯連接，但串聯連接的話，也可以是不同的順序。
又，此第二實施例中，雖然是振幅調整器19、延遲線路20依序串聯連接，但串聯連接的話，也可以是不同的順序。
又，此第二實施例中，雖然顯示迴路濾波器15、23只在既定的低通頻帶放行，但也可以是迴路濾波器15、23在低通頻帶中具有振幅輸出。
[第三實施例]
第4圖係顯示根據此發明的第三實施例的類比反饋放大器之構成圖，圖中，與第3圖相同的符號係顯示同一或相當部分，因此省略說明。
上述第二實施例中，雖然顯示振幅調整器8係調整可變相移器2相位調整後的高頻信號的振幅，但如第4圖所示，振幅調整器8也可以調整可變增益放大器3放大後的高頻信號的振幅。
其次說明關於動作。
從輸入端子1輸入的高頻信號，輸入可變增益放大器3的同時，輸入檢波器12及相位比較器31。
可變增益放大器3，由後述的振幅感度調整器16控制增益，放大從輸入端子1輸入的高頻信號。
可變相移器2，由後述的相位感度調整器24控制相移量，對於可變增益放大器3放大後的高頻信號只相位調整此相移量，並輸出相位調整後的高頻信號至電力放大器4。
電力放大器4，放大可變相移器2相位調整後的高頻信號，並輸出放大後的高頻信號至輸出端子5及衰減器6。
以下，說明關於可變增益放大器3的增益控制。
第4圖的類比反饋放大器中，可變相移器2、電力放大器4、衰減器6、檢波器7、比較器11、13、14、迴路濾 波器15及振幅感度調整器16形成第1反饋迴路，並以第1反饋迴路執行可變增益放大器3的頻帶設定與追隨控制。
又，振幅調整器8、延遲線路9及檢波器10，在第1反饋迴路內側形成第2反饋迴路。
又，振幅調整器17及加算器18，在第2反饋迴路內側中形成第3反饋迴路。
衰減器6，一接到電力放大器4放大後的高頻信號時，就藉由衰減此高頻信號，調整此高頻信號的振幅，並輸出振幅調整後的高頻信號至檢波器7。
檢波器7，從衰減器6一接到振幅調整後的高頻信號時，就檢測此高頻信號。
另一方面，振幅調整器8，一接到可變增益放大器3放大後的高頻信號時，就調整此高頻信號的振幅，並輸出振幅調整後的高頻信號至延遲線路9。
延遲線路9，從振幅調整器8一接到振幅調整後的高頻信號時，就延遲此高頻信號。
檢測器10，檢測延遲線路9延遲的高頻信號。
比較器11，檢測檢波器7檢測的高頻信號(衰減器6衰減的高頻信號)與檢測器10檢測的高頻信號(延遲線路9延遲的高頻信號)之間的差值，並輸出此差值至比較器13作為反饋信號A。
在此，振幅調整器8、延遲線路9及檢波器10，如上所述，形成第2反饋濾波器，考慮既知的可變相移器2中少許的振幅變化、電力放大器4的放大準位、衰減器6產 生的高頻信號衰減準位等，設定振幅調整器8產生的振幅調整的調整量。又，考慮可變相移器2、電力放大器4、衰減器6、檢波器7、10等的信號處理時間等，設定延遲線路9產生的信號延遲的延遲量。
即，振幅調整器8產生的振幅調整與延遲線路9產生的信號延遲的設定，係考慮既知的放大準位．衰減準位、信號處理時間等，使比較器11輸出的反饋信號A為零。
由於比較器11輸出的反饋信號A為零，抵銷在第1反饋迴路上存在的電力放大器4的群延遲要素，第1反饋迴路的外側出現電力放大器4的群延遲要素。
這情況可以與電力放大器4的群延遲要素存在於第1反饋迴路的外側等價處理。
於是，即使電力放大器4內包含群延遲要素的情況下，也可以制止對可變增益放大器3的反饋信號的相位不必要的變動。
檢波器12，檢測從輸入端子1輸入的高頻信號。
比較器13，檢測檢波器12檢測的高頻信號與比較器11輸出的反饋信號A之間的差值。
比較器14，當比較器13一檢測出檢波器12檢測的高頻信號與反饋信號A之間的差值時，就檢測此差值與加算器18輸出的反饋信號B之間的差值。
迴路濾波器15，在比較器14的輸出信號(顯示比較器13檢測的差值與反饋信號B之間的差值之信號)中，藉由阻止通過高通頻帶，只輸出既定的低通頻帶至振幅感度調 整器16及振幅調整器17。
振幅感度調整器16，一接到迴路濾波器15的通過信號時，就根據此通過信號的變化率，藉由調整可變增益放大器3的振幅感度，控制可變增益放大器3的增益。
例如，調整可變增益放大器3的振幅感度，使迴路濾波器15的通過信號為α倍的話，可變增益放大器3的增益為β倍(β=α×γ：γ為常數)。
振幅調整器17，一接到迴路濾波器15的通過信號時，就調整此通過信號的振幅，並輸出振幅調整後的通過信號至加算器18。
加算器18，加法運算檢波器12檢測的高頻信號與振幅調整器17調整振幅之迴路濾波器15的通過信號，並輸出此加算結果至比較器14作為反饋信號B。
在此，振幅調整器17及加算器18，如上所述，在第2反饋迴路的內側形成第3反饋迴路，此第3反饋迴路取代原本第1反饋迴路反饋的信號，反饋無群延遲要素的信號。
以下，說明關於可變相移器2的相位控制。
第4圖的類比反饋放大器中，電力放大器4、衰減器6、相位比較器21、比較器32、22、迴路濾波器23及相位感度調整器24形成第4反饋迴路，且第4反饋迴路執行可變相移器2的頻帶設定與追隨控制。
又，振幅調整器19及延遲線路20，在第4反饋迴路內側形成第5反饋迴路。
又，振幅調整器25，在第5反饋迴路內側形成第6反 饋迴路。
振幅調整器19，一接到可變相移器2相位調整後的高頻信號時，就調整此高頻信號的振幅，並輸出振幅調整後的高頻信號至延遲線路20。
延遲線路20，從振幅調整器19一接到振幅調整後的高頻信號時，就延遲此高頻信號。
相位比較器21檢測衰減器6衰減的高頻信號與延遲線路20延遲的高頻信號之間的相位差，並輸出相當此相位差的振幅信號至比較器32。相當於相位差的振幅信號，例如，考慮與相位差成比例的振幅信號等。
在此，振幅調整器19及延遲線路20，如上所述，形成第5反饋迴路，考慮既知的電力放大器4的放大準位等，設定振幅調整器19產生的振幅調整的調整量。又，考慮電力放大器4等的信號處理時間等，設定延遲線路20產生的信號延遲的延遲量。
即，振幅調整器19產生的振幅調整與延遲線路20產生的信號延遲的設定，係考慮既知的放大準位、信號處理時間等，使相位比較器21檢測的相位差為零。
由於相位比較器21檢測的相位差為零，抵銷第4反饋迴路上存在的電力放大器4的群延遲要素，第4反饋迴路的外側出現電力放大器4的群延遲要素。
這情況可以與電力放大器4的群延遲要素存在於第4反饋迴路的外側等價處理。
於是，即使電力放大器4內包含群延遲要素的情況 下，也可以制止對可變相移器2的反饋信號的相位不必要的變動。
相位比較器31檢測從輸入端子1輸入的高頻信號與可變增益放大器3放大後的高頻信號之間的相位差，並輸出相當此相位差的振幅信號至比較器32。相當於相位差的振幅信號，例如，考慮與相位差成比例的振幅信號等。
比較器32，檢測相位比較器21輸出的信號與相位比較器31輸出的信號之間的差值。
比較器22，檢測比較器32的輸出信號與振幅調整器25輸出的反饋信號C之間的差值。
迴路濾波器23，在比較器22的輸出信號(顯示比較器32的輸出信號與反饋信號C之間的差值之信號)中，藉由阻止通過高通頻帶，只輸出既定的低通頻帶至相位感度調整器24及振幅調整器25。
相位感度調整器24，一接到迴路濾波器23的通過信號時，就根據此通過信號的變化率，藉由調整可變相移器2的相移感度，控制可變相移器2的相移量。
例如，調整可變相移器2的相移感度，使迴路濾波器23的通過信號為a倍的話，可變相移器2的相移量為b倍(b=a×c：c為常數)。
振幅調整器25，一接到迴路濾波器23的通過信號時，就調整此通過信號的振幅，並輸出振幅調整後的通過信號至比較器22。
在此，振幅調整器25，如上所述，在第5反饋迴路的 內側形成第6反饋迴路，此第6反饋迴路，取代原本第4反饋迴路反饋的信號，反饋無群延遲要素的信號。
如上所述，很清楚地，根據第三實施例，設置衰減器6，用以衰減電力放大器4放大後的高頻信號；振幅調整器8，用以調整可變增益放大器3放大後的高頻信號的振幅；延遲線路9，用以延遲振幅調整器8振幅調整後的高頻信號；比較器11，用以檢測衰減器6衰減的高頻信號與延遲線路9延遲的高頻信號之間的差值，並輸出此差值作為反饋信號A；比較器13，用以檢測檢波器12檢測的高頻信號與比較器11輸出的反饋信號A之間的差值；比較器14，用以檢測比較器13檢測的差值與加算器18輸出的反饋信號B之間的差值；以及迴路濾波器15，用以在比較器14的輸出信號中，只放行既定的低通頻帶；而且振幅感度調整器16的構成，係根據迴路濾波器15的通過信號的變化率，藉由調整可變增益放大器3的振幅感度，控制可變增益放大器3的增益，所以即使電力放大器4內包含群延遲要素的情況下，也制止對可變增益放大器3的反饋信號的相位不必要的變動，可以達成寬頻化的效果。
又，根據此第三實施例，設置衰減器6，用以衰減電力放大器4放大後的高頻信號；振幅調整器19，用以調整可變增益放大器3放大後的高頻信號的振幅；延遲線路20，用以延遲振幅調整器19振幅調整後的高頻信號；相位比較器21，用以檢測衰減器6衰減的高頻信號與延遲線路20延遲的高頻信號之間的相位差，並輸出相當於此相位差 的振幅信號；相位比較器31，用以檢測從輸入端子1輸入的高頻信號與可變增益放大器3放大後的高頻信號之間的相位差，並輸出相當於此相位差的振幅信號；比較器32，用以檢測相位比較器21的輸出信號與相位比較器31的輸出信號之間的差值；比較器22，用以檢測比較器32的輸出信號與振幅調整器25輸出的反饋信號C之間的差值；以及迴路濾波器23，用以在比較器22的輸出信號中，只放行既定的低通頻帶；而且相位感度調整器24的構成，係根據迴路濾波器23的通過信號的變化率，藉由調整可變相移器2的相移感度，控制可變相移器2的相移量，所以即使電力放大器4內包含群延遲要素的情況下，也制止對可變相移器2的反饋信號的相位不必要的變動，可以達成寬頻化的效果。
此第三實施例中，雖然顯示相位比較器21、31檢測相位差，並輸出相當於此相位差的振幅信號，但是如果能夠輸出相當於此相位差的振幅信號的話，也可以使用相位比較器以外的裝置。
又，此第三實施例中，雖然顯示振幅調整器8、17、19、25調整信號振幅，但振幅的調整量為”1”時(輸入信號與輸出信號的振幅相同時)，也可以省略振幅調整器8、17、19、25。
又，此第三實施例中，雖然顯示衰減器6衰減電力放大器4放大後的高頻信號，但振幅的衰減量為”1”時(輸入信號與輸出信號的振幅相同時)，也可以省略衰減器6。
此第三實施例中，雖然顯示延遲線路9、20延遲振幅調整器8、19振幅調整後的高頻信號，但如果能夠延遲振幅調整後的高頻信號的話，也可以充分使用電感器和電容器等的集中常數電路、半導體等構成的延遲電路。
又，此第三實施例中，雖然是振幅調整器8、延遲線路9、檢波器10依序串聯連接，但串聯連接的話，也可以是不同的順序。
又，此第三實施例中，雖然是振幅調整器19、延遲線路20依序串聯連接，但串聯連接的話，也可以是不同的順序。
又，此第三實施例中，雖然顯示迴路濾波器15、23只在既定的低通頻帶放行，但也可以是迴路濾波器15、23在低通頻帶中具有振幅輸出。
又，本申請發明在此發明的範圍中，可以各實施例的自由組合，或各實施例的任意構成要素變形，或是各實施例中省略任意的構成要素。
[產業上的利用可能性]
如上所述，根據本發明的類比反饋放大器，制止反饋信號的相位不必要的變動，適於用作達成寬頻化的高必要性的反饋放大器。
1‧‧‧輸入端子
2‧‧‧可變相移器
3‧‧‧可變增益放大器
4‧‧‧電力放大器
5‧‧‧輸出端子
6‧‧‧衰減器(第1振幅調整裝置)
7‧‧‧檢波器(第1信號差值檢測裝置)
8‧‧‧振幅調整器(第2振幅調整裝置)
9‧‧‧延遲線路(第1延遲裝置)
10‧‧‧檢波器(第1信號差值檢測裝置)
11‧‧‧比較器(第1信號差值檢測裝置)
12‧‧‧檢波器(第2信號差值檢測裝置)
13‧‧‧比較器(第2信號差值檢測裝置)
14‧‧‧比較器(增益控制裝置)
15‧‧‧迴路濾波器(增益控制裝置)
16‧‧‧振幅感度調整器(增益控制裝置)
17‧‧‧振幅調整器(第3振幅調整裝置)
18‧‧‧加算器(第3振幅調整裝置)
19‧‧‧振幅調整器(第4振幅調整裝置)
20‧‧‧延遲線路(第2延遲裝置)
21‧‧‧相位比較器(相位檢測裝置、第1相位差檢測裝置)
22‧‧‧比較器(相移量控制裝置)
23‧‧‧迴路濾波器(相移量控制裝置)
24‧‧‧相位感度調整器(相移量控制裝置)
25‧‧‧振幅調整器(第5振幅調整裝置)
31‧‧‧相位比較器(第2相位差檢測裝置)
32‧‧‧比較器(第3信號差值檢測裝置)
[第1圖]係顯示根據本發明第一實施例的類比反饋放大器之構成圖； [第2圖]係顯示根據本發明第一實施例的類比反饋放大器之構成圖；[第3圖]係顯示根據本發明第二實施例的類比反饋放大器之構成圖；以及[第4圖]係顯示根據本發明第三實施例的類比反饋放大器之構成圖。
1‧‧‧輸入端子
2‧‧‧可變相移器
3‧‧‧可變增益放大器
4‧‧‧電力放大器
5‧‧‧輸出端子
6‧‧‧衰減器
7‧‧‧檢波器
8‧‧‧振幅調整器
9‧‧‧延遲線路
10‧‧‧檢波器
11‧‧‧比較器
12‧‧‧檢波器
13‧‧‧比較器
14‧‧‧比較器
15‧‧‧迴路濾波器
16‧‧‧振幅感度調整器
17‧‧‧振幅調整器
18‧‧‧加算器
19‧‧‧振幅調整器
20‧‧‧延遲線路
21‧‧‧相位比較器
22‧‧‧比較器
23‧‧‧迴路濾波器
24‧‧‧相位感度調整器
25‧‧‧振幅調整器

Claims (9)

  1. 一種類比反饋放大器，包括：可變相移器，用以調整輸入信號的相位；可變增益放大器，用以放大上述輸入信號；以及電力放大器，用以放大上述輸入信號；其中，以上述可變相移器、上述可變增益放大器以及上述電力放大器的順序串聯連接，或是以上述可變增益放大器、上述可變相移器以及上述電力放大器的順序串聯連接之類比反饋放大器中，其特徵在於包括：第1振幅調整裝置，用以調整上：述電力放大器放大後的信號的振幅；第2振幅調整裝置，用以調整上述可變增益放大器放大後的信號的振幅；第1延遲裝置，用以延遲上述第2振幅調整裝置振幅調整後的信號；第1信號差值檢測裝置，用以檢測上述第1振幅調整裝置振幅調整後的信號與上述第1延遲裝置延遲的信號之間的差值，並輸出上述差值作為第1反饋信號；第2信號差值檢測裝置，用以檢測上述輸入信號與上述第1信號差值檢測裝置輸出的第1反饋信號之間的差值；增益控制裝置，用以檢測上述第2信號差值檢測裝置檢測的差值與第2反饋信號之間的差值，並根據上述差值控制上述可變增益放大器的增益；以及 第3振幅調整裝置，用以調整上述增益控制裝置檢測的差值之振幅，加法運算振幅調整後的差值與上述輸入信號，並輸出此加法運算結果至上述增益控制裝置作為第2反饋信號。
  2. 如申請專利範圍第1項所述的類比反饋放大器，其中，包括：第4振幅調整裝置，用以調整上述可變增益放大器放大後的信號的振幅；第2延遲裝置，用以延遲上述第4振幅調整裝置振幅調整後的信號；相位差檢測裝置，用以檢測上述第1振幅調整裝置振幅調整後的信號與上述第2延遲裝置延遲的信號之間的相位差，並輸出相當於上述相位差的振幅信號；相移量控制裝置，用以檢測上述相位差檢測裝置輸出的信號與第3反饋信號之間的差值，並根據上述差值控制上述可變相移器產生的相移量；以及第5振幅調整裝置，用以調整上述相移量控制裝置檢測的差值的振幅，並輸出振幅調整後的差值至上述相移量控制裝置作為第3反饋信號。
  3. 如申請專利範圍第2項所述的類比反饋放大器，其中，設定上述第2振幅調整裝置產生的振幅調整與上述第1延遲裝置產生的信號延遲，使上述第1信號差值檢測裝置輸出的第1反饋信號為零；以及設定上述第4振幅調整裝置產生的振幅調整與上述第 2延遲裝置產生的信號延遲，使上述相位差檢測裝置檢測的相位差為零。
  4. 一種類比反饋放大器，包括：可變增益放大器，用以放大輸入信號；可變相移器，用以調整上述可變增益放大器放大後的信號的相位；電力放大器，用以放大上述可變相移器相位調整後的信號；第1振幅調整裝置，用以調整上述電力放大器放大後的信號的振幅；第2振幅調整裝置，用以調整上述可變相移器相位調整後的信號的振幅；第1延遲裝置，用以延遲上述第2振幅調整裝置振幅調整後的信號；第1信號差值檢測裝置，用以檢測上述第1振幅調整裝置振幅調整後的信號與上述第1延遲裝置延遲的信號之間的差值，並輸出上述差值作為第1反饋信號；第2信號差值檢測裝置，用以檢測上述輸入信號與上述第1信號差值檢測裝置輸出的第1反饋信號之間的差值；增益控制裝置，用以檢測上述第2信號差值檢測裝置檢測的差值與第2反饋信號之間的差值，並根據上述差值控制上述可變增益放大器的增益；以及第3振幅調整裝置，用以調整上述增益控制裝置檢測的差值之振幅，加法運算振幅調整後的差值與上述輸入信 號，並輸出此加法運算結果至上述增益控制裝置作為第2反饋信號。
  5. 如申請專利範圍第4項所述的類比反饋放大器，其中，第4振幅調整裝置，用以調整上述可變相移器相位調整後的信號的振幅；第2延遲裝置，用以延遲上述第4振幅調整裝置振幅調整後的信號；第1相位差檢測裝置，用以檢測上述第1振幅調整裝置振幅調整後的信號與上述第2延遲裝置延遲的信號之間的相位差，並輸出相當於上述相位差的振幅信號；第2相位差檢測裝置，用以檢測輸入信號與上述可變增益放大器放大後的信號之間的相位差，並輸出相當於上述相位差的振幅信號；第3信號差值檢測裝置，用以檢測上述第1相位差檢測裝置輸出的信號與上述第2相位差檢測裝置輸出的信號之間的差值；相移量控制裝置，用以檢測上述第3信號差值檢測裝置檢測的差值與第3反饋信號之間的差值，並根據上述差值控制上述可變相移器產生的相移量；以及第5振幅調整裝置，用以調整上述相移量控制裝置檢測的差值的振幅，並輸出振幅調整後的差值至上述相移量控制裝置作為第3反饋信號。
  6. 如申請專利範圍第5項所述的類比反饋放大器，其中，設定上述第2振幅調整裝置產生的振幅調整與上述第 1延遲裝置產生的信號延遲，使上述第1信號差值檢測裝置輸出的第1反饋信號為零；以及設定上述第4振幅調整裝置產生的振幅調整與上述第2延遲裝置產生的信號延遲，使上述第1相位差檢測裝置檢測的相位差為零。
  7. 一種類比反饋放大器，包括：可變增益放大器，用以放大輸入信號；可變相移器，用以調整上述可變增益放大器放大後的信號的相位；電力放大器，用以放大上述可變相移器相位調整後的信號；第1振幅調整裝置，用以調整上述電力放大器放大後的信號的振幅；第2振幅調整裝置，用以調整上述可變增益放大器放大後的信號的振幅；第1延遲裝置，用以延遲上述第2振幅調整裝置振幅調整後的信號；第1信號差值檢測裝置，用以檢測上述第1振幅調整裝置振幅調整後的信號與上述第1延遲裝置延遲的信號之間的差值，並輸出上述差值作為第1反饋信號；第2信號差值檢測裝置，用以檢測上述輸入信號與上述第1信號差值檢測裝置輸出的第1反饋信號之間的差值；增益控制裝置，用以檢測上述第2信號差值檢測裝置檢測的差值與第2反饋信號之間的差值，並根據上述差值 控制上述可變增益放大器的增益；以及第3振幅調整裝置，用以調整上述增益控制裝置檢測的差值之振幅，加法運算振幅調整後的差值與上述輸入信號，並輸出此加法運算結果至上述增益控制裝置作為第2反饋信號。
  8. 如申請專利範圍第7項所述的類比反饋放大器，其中，包括：第4振幅調整裝置，用以調整上述可變相移器相位調整後的信號的振幅；第2延遲裝置，用以延遲上述第4振幅調整裝置振幅調整後的信號；第1相位差檢測裝置，用以檢測上述第1振幅調整裝置振幅調整後的信號與上述第2延遲裝置延遲的信號之間的相位差，並輸出相當於上述相位差的振幅信號；第2相位差檢測裝置，用以檢測輸入信號與上述可變增益放大器放大後的信號之間的相位差，並輸出相當於上述相位差的振幅信號；第3信號差值檢測裝置，用以檢測上述第1相位差檢測裝置輸出的信號與上述第2相位差檢測裝置輸出的信號之間的差值；相移量控制裝置，用以檢測上述第3信號差值檢測裝置檢測的差值與第3反饋信號之間的差值，並根據上述差值控制上述可變相移器產生的相移量；以及第5振幅調整裝置，用以調整上述相移量控制裝置檢 測的差值的振幅，並輸出振幅調整後的差值至上述相移量控制裝置作為第3反饋信號。
  9. 如申請專利範圍第8項所述的類比反饋放大器，其中，設定上述第2振幅調整裝置產生的振幅調整與上述第1延遲裝置產生的信號延遲，使上述第1信號差值檢測裝置輸出的第1反饋信號為零；以及設定上述第4振幅調整裝置產生的振幅調整與上述第2延遲裝置產生的信號延遲，使上述第1相位差檢測裝置檢測的相位差為零。
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Families Citing this family (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP5971284B2 (ja) * 2014-06-26 2016-08-17 住友電気工業株式会社 増幅装置及び無線通信装置
US9825657B2 (en) * 2016-01-12 2017-11-21 Google Inc. Digital pre-distortion linearization for mobile communication
US10132846B2 (en) * 2016-06-14 2018-11-20 Analog Devices Global Method of and apparatus for learning the phase error or timing delays within a current transducer and power measurement apparatus including current transducer error correction

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS5237750B2 (zh) * 1972-07-06 1977-09-24
US4276514A (en) * 1979-07-09 1981-06-30 Trw Inc. Wideband, phase compensated amplifier with negative feedback of distortion components in the output signal
JPS6278902A (ja) * 1985-10-01 1987-04-11 Nec Corp 線形化回路付高出力増幅器
JP2000216640A (ja) * 1998-12-10 2000-08-04 Nortel Networks Ltd 線形増幅装置
US20070184792A1 (en) * 2006-02-03 2007-08-09 Quantance, Inc. RF Power Amplifier Controller Circuit

Family Cites Families (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS5823965B2 (ja) * 1975-09-16 1983-05-18 日本電信電話株式会社 外乱を除去する線形増幅器
KR100307431B1 (ko) * 1998-12-31 2001-11-30 조남윤 키토산계수처리용응집제조성물
JP2002314345A (ja) * 2001-04-16 2002-10-25 Sony Corp 高周波増幅回路およびこれを用いた無線通信装置
TWI257765B (en) * 2003-11-26 2006-07-01 Yamaha Corp Class-D amplifier
KR100631973B1 (ko) * 2005-03-02 2006-10-11 삼성전기주식회사 가변이득 광대역 증폭기
US7692486B2 (en) * 2007-10-05 2010-04-06 Qualcomm, Incorporated Configurable feedback for an amplifier
JP5169861B2 (ja) * 2009-01-19 2013-03-27 ミツミ電機株式会社 半導体集積回路、映像信号出力回路
WO2013098874A1 (ja) 2011-12-26 2013-07-04 三菱電機株式会社 アナログフィードバック増幅器

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS5237750B2 (zh) * 1972-07-06 1977-09-24
US4276514A (en) * 1979-07-09 1981-06-30 Trw Inc. Wideband, phase compensated amplifier with negative feedback of distortion components in the output signal
JPS6278902A (ja) * 1985-10-01 1987-04-11 Nec Corp 線形化回路付高出力増幅器
JP2000216640A (ja) * 1998-12-10 2000-08-04 Nortel Networks Ltd 線形増幅装置
US20070184792A1 (en) * 2006-02-03 2007-08-09 Quantance, Inc. RF Power Amplifier Controller Circuit

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