TW201433082A - 失真補償電路 - Google Patents

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TW201433082A
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Naoko Nitta
Toshihide Oka
Kenichi Horiguchi
Kazutomi Mori
Morishige Hieda
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Mitsubishi Electric Corp
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Abstract

設置相位超前電路8，超前輸出信號檢測部7檢測的輸出信號的相位；相位比較器10，比較從相位延遲電路5輸出的輸入信號的相位與相位超前電路8輸出的輸出信號的相位；以及振幅比較器11的構成為比較從相位延遲電路5輸出的輸入信號的振幅與相位超前電路8輸出的輸出信號的振幅。因此，即使具有寬頻帶的調變頻寬與寬頻帶的載波頻率之信號輸入至高頻電力放大器2的情況下，也得到可以確保充分的失真補償量之小型失真補償電路。

Description

失真補償電路
本發明係關於補償高頻電力放大器放大的信號失真之補償電路。
第10圖係顯示以下的專利文件1揭示的失真補償電路之構成圖。
第10圖的失真補償電路係補償放大從輸入端子101輸入的信號的高頻電力放大器102的輸出信號(高頻電力放大器102放大的信號)的失真之電路。
以下，說明第10圖的失真補償電路的動作。
輸入信號檢測部104，如果信號從輸入端子101輸入的話，檢測其輸入信號。
輸入信號檢測部104，如果檢測輸入信號的話，輸出其輸入信號至相移器112及相位延遲電路105。
相位延遲電路105，如果從輸入信號檢測部104接收到輸入信號的話，為了補正具有發送電路(相移器112、可變增益器114、高頻電力放大器102)之群延遲，延遲其輸入信號的相位，並輸出相位延遲後的輸入信號至分配器106。
分配器106，如果從相位延遲電路105接收到相位延遲後的輸入信號的話，分配其輸入信號為2方，輸出一方的輸入信 號至相位比較器109，輸出另一方的輸入信號至振幅比較器110。
輸出信號檢測部107，檢測高頻電力放大器102的輸出信號，並輸出其輸出信號至輸出端子103及分配器108。
分配器108，如果從輸出信號檢測部107接收到高頻電力放大器102的輸出信號的話，分配其輸出信號為2方，輸出一方的輸出信號至相位比較器109，輸出另一方的輸出信號至振幅比較器110。
相位比較器109，如果從分配器106接收到輸入信號，並從分配器108接收到輸出信號的話，比較其輸入信號與輸出信號的相位，並輸出顯示其比較結果的相位比較信號至低通濾波器111。
振幅比較器110，如果從分配器106接收到輸入信號，並從分配器108接收到輸出信號的話，比較其輸入信號與輸出信號的振幅，並輸出顯示其比較結果的振幅比較信號至低通濾波器113。
低通濾波器111，如果從相位比較器109接收到相位比較信號的話，平滑化其相位比較信號，並輸出平滑化後的相位比較信號至相移器112。
相移器112，如果從輸入信號檢測部104接收到輸入信號的話，根據從低通濾波器111輸出的相位比較信號，補正輸入信號的相位，並輸出相位補正後的輸入信號至可變增益器114。
低通濾波器113，如果從振幅比較器110接收到振幅比較信號的話，平滑化其振幅比較信號，並輸出平滑化後的振幅比 較信號至可變增益器114。
可變增益器114，如果從相移器112接收到相位補正後的輸入信號的話，根據從低通濾波器113輸出的振幅比較信號，補正輸入信號的振幅，並輸出振幅補正後的輸入信號至高頻電力放大器102。
第10圖的失真補償電路中，比較高頻電力放大器102中的輸入信號與輸出信號間的相位及振幅，根據其比較結果，補正輸入信號的相位及振幅，因此可以補償高頻電力放大器102的輸出信號的失真。
但是，因為失真補償電路是負迴授構成，由於發送電路(相移器112、可變增益器114、高頻電力放大器102)具有的群延遲而輸入信號的調變頻寬變寬的話，頻帶內迴路發生大延遲的現象。迴路相位延遲180度以上的頻率區域中，迴路增益為0dB以上時，迴路變得不穩定，可能發生振盪。
因此，一般，為了得到大失真補償量，一面維持高迴路增益.，一面力求擴大調變頻寬的話，變得難以確保迴路的穩定性。
通常，第10圖的失真補償電路中，為了根據輸入信號的調變頻寬確保迴路的穩定性，設計低通濾波器111、113的切斷頻率，得到相當於迴路增益部分的失真補償量。
[先行技術文件]
[專利文件1]日本專利申請公開第2010-541326號公報(段落編號[0010]~[0011])
由於習知的失真補償電路如上述所構成，相位延遲電路105可以補正發送電路的群延遲，但因為相位延遲電路105以很多的集中參數元件構成，由於此相位延遲電路105，失真補償電路全體有變大的課題。
又，輸入信號的載波頻率為寬頻帶的話，由於相位延遲電路105的頻率，有失真補償量惡化的課題。
由於此發明係用以解決如上述的課題而形成，以得到小型的失真補償電路為目的，即使輸入具有寬頻帶的調變頻寬與寬頻帶的載波頻率之信號至高頻電力放大器，也可以確保充分的補償量。
根據此發明的失真補償電路，設置輸入信號檢測裝置，檢測輸入信號；輸出信號檢測裝置，檢測放大輸入信號的電力放大器之輸出信號；相位超前電路，超前輸出信號檢測裝置檢測的輸出信號之相位；相位比較裝置，比較輸入信號檢測裝置檢測的輸入信號之相位與相位超前電路超前相位的輸出信號之相位；以及振幅比較裝置，比較輸入信號檢測裝置檢測的輸入信號之振幅與相位超前電路超前相位的輸出信號之振幅；其中，失真補償裝置，根據相位比較裝置產生的相位比較結果，補正輸入信號檢測裝置檢測的輸入信號之相位的同時，根據振幅比較裝置產生的振幅比較結果補正輸入信號的振幅，並給予電力放大器相位及振幅補正後的輸入信號。
根據此發明，設置相位超前輸出信號，超前輸出信號檢測裝置檢測的輸出信號之相位；相位比較裝置，比較輸入信號檢測裝置檢測的輸入信號之相位與相位超前電路超前相位的輸出信號之相位；以及振幅比較裝置，比較輸入信號檢測裝置檢測的輸入信號之振幅與相位超前電路超前相位的輸出信號之振幅；因此即使具有寬頻帶的調變頻寬與寬頻帶的載波頻率之信號輸入至高頻電力放大器的情況下，也具有得到可以確保充分的失真補償量之小型失真補償電路的效果。
1‧‧‧輸入端子
2‧‧‧高頻電力放大器
3‧‧‧輸出端子
4‧‧‧輸入信號檢測部(輸入信號檢測裝置)
5‧‧‧相位延遲電路
6‧‧‧分配器
7‧‧‧輸出信號檢測部(輸入信號檢測裝置)
8‧‧‧相位超前電路
9‧‧‧分配器
10‧‧‧相位比較器(相位比較裝置)
11‧‧‧振幅比較器(振幅比較裝置)
12‧‧‧低通濾波器(失真補償裝置)
13‧‧‧相移器(失真補償裝置)
14‧‧‧低通濾波器(失真補償裝置)
15‧‧‧可變增益器(失真補償裝置)
21‧‧‧串聯共振電路
22‧‧‧並聯共振電路
23‧‧‧串聯共振電路
23a‧‧‧電容器
23b‧‧‧開關
31‧‧‧頻率資訊收納部
32‧‧‧相位超前電路
41‧‧‧頻率特性收納部
42‧‧‧相位延遲電路
101‧‧‧輸入端子
102‧‧‧高頻電力放大器
103‧‧‧輸出端子
104‧‧‧輸入電力檢測部
105‧‧‧相位延遲電路
106‧‧‧分配器
107‧‧‧輸出信號檢測部
108‧‧‧分配器
109‧‧‧相位比較器
110‧‧‧振幅比較器
111‧‧‧低通濾波器
112‧‧‧相移器
113‧‧‧低通濾波器
114‧‧‧可變增益器
[第1圖]係顯示根據本發明第一實施例的失真補償電路構成圖；[第2圖]係顯示根據本發明第一實施例的失真補償電路的相位超前電路8的構成例說明圖；[第3圖](a)係顯示相位超前電路8的群延遲特性的一範例說明圖；(b)係顯示相位超前電路8的相位特性的一範例說明圖；[第4圖]係顯示根據本發明第二實施例的失真補償電路構成圖；[第5圖]係顯示根據本發明第三實施例的失真補償電路構成圖；[第6圖]係顯示根據本發明第三實施例的失真補償電路的相位超前電路32的構成例說明圖； [第7圖](a)係顯示相位超前電路32的群延遲特性的一範例說明圖；(b)係顯示相位超前電路32的相位特性的一範例說明圖；[第8圖]係顯示根據本發明第四實施例的失真補償電路構成圖；[第9圖]係顯示相位延遲電路42與相位超前電路8的通過振幅頻率特性說明圖；以及[第10圖]係顯示專利文件1揭示的失真補償電路構成圖。
以下，為了更詳細說明此發明，有關用以實施此發明的形態，根據附加的圖面說明。
[第一實施例]
第1圖係顯示根據本發明第一實施例的失真補償電路構成圖。
第1圖中，輸入端子1係輸入高頻電力放大器2放大的信號之端子。
高頻電力放大器2放大從輸入端子1輸入的信號，並輸出放大後的信號。
輸出端子3係輸出高頻電力放大器2放大的信號之端子。
輸入信號檢測部4實施檢測來自輸入端子1的信號之處理。又，輸入信號檢測部4構成輸入信號檢測裝置。
相位延遲電路5係延遲輸入信號檢測部4檢測的輸入信號的相位之電路。
第1圖中，雖然顯示實際組裝相位延遲電路5的失真補償 電路，但不是必須相位延遲電路5的實際組裝。關於非實際組裝相位延遲電路5的失真補償電路，在第二實施例中說明。
分配器6係分配相位延遲電路5產生的相位延遲後的輸入信號為2方，輸出一方的輸入信號至相位比較器10，輸出另一方的輸入信號至振幅比較器11之電路。
輸出信號檢測部7檢測高頻電力放大器2的輸出信號，實施輸出其輸出信號至輸出端子3及相位超前電路8之處理。又，輸出信號檢測部7構成輸出信號檢測裝置。
相位超前電路8係超前信號檢測部7檢測的輸出信號的相位之電路。
分配器9係分配由相位超前電路8超前相位的輸出信號為2方，一方的輸出信號輸出至相位比較器10，另一方的輸出信號輸出至振幅比較器11之電路。
相位比較器10係比較分配器6輸出的輸入信號與分配器9輸出的輸出信號之相位，並輸出顯示其比較結果的相位比較信號至低通濾波器12之電路。又，相位比較器10構成相位比較裝置。
振幅比較器11係比較分配器6輸出的輸入信號與分配器9輸出的輸出信號之振幅，並輸出顯示其比較結果的振幅比較信號至低通濾波器14之電路。又，振幅比較器11構成振幅比較裝置。
低通濾波器12係平滑化相位比較器10輸出的相位比較信號，輸出平滑化後的相位比較信號至相移器13之濾波器。
相移器13根據低通濾波器12輸出的相位比較信號，補正從輸入信號檢測部4輸出的輸入信號之相位，實施輸出相位補正後的輸入信號至可變增益器15之處理。
低通濾波器14係平滑化振幅比較器11輸出的振幅比較信號，輸出平滑化後的振幅比較信號至可變增益器15之濾波器。
可變增益器15根據低通濾波器14輸出的振幅比較信號，補正相移器13產生的相位補正後的輸入信號之振幅，實施輸出振幅補正後的輸入信號至高頻電力放大器2之處理。
又，由低通濾波器12、14、相移器13及可變增益器15構成失真補償裝置。
其次說明關於動作。
輸入信號檢測部4，如果從輸入端子1輸入信號的話，檢測其輸入信號。
輸入信號檢測部4，如果檢測到輸入信號的話，輸出其輸入信號至相移器13及相位延遲電路5。
相位延遲電路5，如果從輸入信號檢測部4接收到輸入信號的話，為了補正發送電路(相移器13、可變增益器15、高頻電力放大器2)具有的群延遲，延遲其輸入信號的相位，並輸出相位延遲後的輸出信號至分配器6。
但是，此第一實施例中，因為實際組裝相位超前電路8，不必執行如同習知的失真補償電路的相位延遲電路105之大補正。因此，比相位延遲電路105，更可以削減集中參數元件的個數。
分配器6，如果從相位延遲電路5接收到相位延遲後的輸 入信號的話，分配其輸入信號為2方，輸出一方的輸入信號至相位比較器10，輸出另一方的輸入信號至振幅比較器11。
輸出信號檢測部7，檢測高頻電力放大器2的輸出信號，並輸出其輸出信號至輸出端子3及相位超前電路8。
相位超前電路8，如果從輸出信號檢測部7接收到高頻電力放大器2的輸出信號的話，為了降低發送電路的相位，根據本身具有的負群延遲，實施超前其輸出信號的相位之處理。
因此，由於降低迴路的相位延遲，即使調變頻寬係寬頻帶的信號由高頻電力放大器2放大的情況下，也可以維持穩定的迴路。又，可以削減構成相位延遲電路5的集中參數元件的個數。
在此，相位超前電路8，例如，由第2(a)~(c)圖構成。
第2(a)圖顯示電感器、電容器及電阻串聯連接的串聯共振電路21，由並聯連接至輸出信號的傳送路徑所構成的範例。第2(a)圖的範例中，雖然2個串聯共振電路21並聯連接至輸出信號的傳送路徑，但並聯連接至輸出信號的傳送路徑之串聯共振電路21的數量不限於2個，1以上的話，不限串聯共振電路21的數量。
又，第2(b)圖顯示電感器、電容器及電阻並聯連接的並聯共振電路22，由串聯連接至輸出信號的傳送路徑所構成的範例。第2(b)圖的範例中，雖然2個並聯共振電路22串聯連接至輸出信號的傳送路徑，但串聯連接至輸出信號的傳送路徑之並聯共振電路22的數量不限於2個，1以上的話，不限並聯 共振電路22的數量。
又，第2(c)圖顯示電感器、電容器及電阻串聯連接的串聯共振電路21，並聯連接至輸出信號的傳送路徑的同時，電感器、電容器及電阻並聯連接的並聯共振電路22，串聯連接至輸出信號的傳送路徑所構成的範例。即，顯示串聯共振電路21與並聯共振電路22以π型連接的範例。
第2(c)圖的範例中，π型的共振電路連接至輸出信號的傳送路徑，但連接至輸出信號的傳送路徑之π型共振電路的數量不限於2個，1以上的話，不限π型共振電路的數量。
又，串聯共振電路21與並聯共振電路22的連接形態，不限於π型，T型連接也可以。
第3(a)圖係顯示相位超前電路8的群延遲特性的一範例，第3(b)圖係顯示相位超前電路8的相位特性的一範例說明圖。
第3(a)圖的橫軸表示信號的頻率f，縱軸為群延遲量。又，第3(b)圖的橫軸表示信號的頻率f，縱軸為通過特性S21的相位。
相位超前電路8，如第3(a)圖所示，了解LC共振頻率f1的近旁具有負的群延遲量。
又，如第3(b)圖所示，隨著頻率的增加，相位也先增加(dθ/df>0)，了解LC共振頻率f1的近旁得到相位超前特性。
相位超前電路8的LC共振頻率f1，雖然配合輸入信號的頻率設計，但相位超前電路8的構成，在第2(a)~(c)圖的情況下，由於利用電感器與電容器的共振，以小型的電路 得到大的負群延遲量或相位超前量。
相位超前電路8及相位延遲電路5的群延遲，例如，設計為滿足下述式(1)。
τNGD=τPGD-τTX (1)
τTX=τPA+τVPS+τVGA (2)
式(1)(2)中，τNGD係相位超前電路8的群延遲，τPGD係相位延遲電路5的群延遲，以及τTX係發送電路的群延遲。
又，τPA係高頻電力放大器2的群延遲，τVPS係相移器13的群延遲，以及τVGA係可變增益器15的群延遲。
分配器9，如果從相位超前電路8接收到相位超前的輸出信號的話，其輸出信號分配為2方，輸出一方的輸出信號至相位比較器10，輸出另一方的輸出信號至振幅比較器11。
相位比較器10，從分配器6接收到輸入信號，並從分配器9接收到輸出信號時，比較其輸入信號與輸出信號的相位，輸出顯示其比較結果的相位比較信號至低通濾波器12。
此相位比較信號，例如，輸入信號的相位比輸出信號的相位超前的話，包括顯示輸入信號的相位比輸出信號的相位超前多少的相位差資訊。
另一方面，輸入信號的相位比輸出信號的相位延遲的話，包括顯示輸入信號的相位比輸出信號的相位延遲多少的相位差資訊。
振幅比較器11，從分配器6接收到輸入信號，並從分配器9接收到輸出信號時，比較其輸入信號與輸出信號的振幅，輸出顯示其比較結果的振幅比較信號至低通濾波器14。
此振幅比較信號，例如，輸入信號的振幅比輸出信號的振幅大的話，包括顯示輸入信號的振幅比輸出信號的振幅大多少的振幅差資訊。
另一方面，輸入信號的振幅比輸出信號的振幅小的話，包括顯示輸入信號的振幅比輸出信號的振幅小多少的振幅差資訊。
低通濾波器12，從相位比較器10接收到相位比較信號時，平滑化其相位比較信號，並輸出平滑化後的相位比較信號至相移器13。
相移器13，從輸入信號檢測部4接收到輸入信號時，根據從低通濾波器12輸出的相位比較信號，補正輸入信號的相位，並輸出相位補正後的輸入信號至可變增益器15。
例如，輸入信號的相位比輸出信號的相位超前的話，輸入信號的相位只延遲上述相位差部分，補正使輸入信號的相位與輸出信號的相位為一致。
另一方面，輸入信號的相位比輸出信號的相位延遲的話，輸入信號的相位只超前上述相位差部分，補正使輸入信號的相位與輸出信號的相位為一致。
低通濾波器14，從振幅比較器11接收到振幅比較信號時，平滑化其振幅比較信號，並輸出平滑化後的振幅比較信號至可變增益器15。
可變增益器15，從相移器13接收到相位補正後的輸入信號時，根據從低通濾波器14輸出的振幅比較信號，補正輸入信號的振幅，並輸出補正後的輸入信號至高頻電力放大器2。
例如，如果輸入信號的振幅比輸出信號的振幅大的話，輸入信號的振幅只衰減上述振幅差部分，補正使輸入信號的振幅與輸出信號的振幅為一致。
另一方面，如果輸入信號的振幅比輸出信號的振幅小的話，輸入信號的振幅只放大上述振幅差部分，補正使輸入信號的振幅與輸出信號的振幅為一致。
高頻電力放大器2，放大從可變增益器15輸出的相位及振幅補正後的輸入信號。
雖然由於高頻電力放大器2產生的信號放大而發生失真，但如上述，比較高頻電力放大器2中的輸入信號與輸出信號間的相位及振幅，因為根據其比較結果補正輸入信號的相位及振幅，所以可以補償高頻電力放大器2的輸出信號的失真。
由上述很清楚地，根據此第一實施例，設置相位超前電路8，超前輸出信號檢測部7檢測的輸出信號的相位；相位比較器10，比較相位延遲電路5輸出的輸入信號的相位與相位超前電路8輸出的輸出信號的相位；振幅比較器11的構成為比較相位延遲電路5輸出的輸入信號的振幅與相位超前電路8輸出的輸出信號的振幅；因此，即使具有寬頻帶的調變頻寬與寬頻帶的載波頻率之信號輸入至高頻電力放大器2的情況下，也達成得到可以確保充分的失真補償量之小型失真補償電路的效果。
即，根據此第一實施例，因為設置相位超前電路8，超前輸出信號檢測部7檢測的輸出信號的相位，根據相位超前電路8具有的相位超前特性，降低迴路的相位延遲，可以 更提高迴路相位延遲180度以上的頻率。因此，即使對於具有寬頻帶的調變頻寬之信號，維持高迴路增益(高失真補償量)的同時，也達到可以確保迴路穩定性的效果。
又，對於具有相同調變頻寬的信號，可以更增加迴路增益，並可以確保大的失真補償量。
又，根據相位超前電路8的負延遲群，藉由補正發送電路的群延遲，習知必需的大相位延遲電路變得不需要。即，削減構成相位延遲電路的集中參數元件個數，可以力求失真補償電路的小型化。
此第一實施例中，雖然顯示高頻電力放大器2的前段設置可變增益器15之範例，但只要補正輸入信號的振幅即可，例如，取代可變增益器15，設置可變衰減器也可以。
又，此第一實施例中，雖然顯示相移器13配置於可變增益器15的前段，但可變增益器15配置於顯示相移器13的前段也可以。
[第二實施例]
第4圖係顯示根據本發明第二實施例的失真補償電路構成圖，圖中，與第1圖相同的符號係顯示相同或相當部分，省略說明。
上述第一實施例中，顯示實際組裝相位延遲電路5的失真補償電路，而第4圖中，顯示未實際組裝相位延遲電路5的失真補償電路的範例。
此第二實施例中，因為未實際組裝相位延遲電路5，且因為必須只以相位超前電路8補償發送電路(相移器13、 可變增益器15、高頻電力放大器2)具有的群延遲，相位超前電路8超前的相位變得比上述第一實施例的情況大。
第二實施例中，式(1)中，表示相位延遲電路5的群延遲的τPGD為0。
此第二實施例中，相位比較器10，比較輸入信號檢測部4檢測的輸入信號(未相位延遲的輸入信號)的相位與相位超前電路8超前相位的輸出信號的相位，並輸出顯示其比較結果的相位比較信號至低通濾波器12。
振幅比較器11，比較輸入信號檢測部4檢測的輸入信號(未相位延遲的輸入信號)的振幅與相位超前電路8超前相位的輸出信號的振幅，並輸出顯示其比較結果的振幅比較信號至低通濾波器14。
其他，與第一實施例相同。
此第二實施例中，因為未實際組裝相位延遲電路5，構成相位延遲電路5的集中參數元件變得不需要，達成得到比上述第一實施例更小型的失真補償電路的效果。
[第三實施例]
第5圖係顯示根據本發明第三實施例的失真補償電路構成圖，圖中，與第4圖相同的符號係顯示相同或相當部分，省略說明。
第5圖中，雖然顯示未實際組裝相位延遲電路5的失真補償電路，但如同第1圖，實際組裝相位延遲電路5也可以。
頻率資訊收納部31係收納顯示輸入信號的頻率的資訊之記憶體。
相位超前電路32與第1及4圖的相位超前電路8相同，係超前輸出信號檢測部7檢測的輸出信號的相位之電路，例如，由第6圖所示的串聯共振電路23構成，藉由根據輸入信號的頻率轉換串聯共振電路23中電容器的電容值，轉換超前相位量。
第6圖係顯示根據本發明第三實施例的失真補償電路的相位超前電路32的構成例說明圖。
第6圖的範例中，串聯共振電路23中3個電容器23a並聯連接，根據輸入信號的頻率控制與電容器23a串聯連接的開關23b的開閉，藉由轉換串聯共振電路23中電容器的電容值，轉換超前相位量。
第6圖的範例中，藉由根據輸入信號的頻率轉換串聯共振電路23中電容器的電容值，轉換超前相位量，但藉由根據輸入信號的頻率轉換串聯共振電路23中電感器的電感，轉換超前相位量也可以。
其次說明關於動作。
但是，相位超前電路32以外的處理內容，由於與上述第二實施例相同，在此，只說明相位超前電路32的處理內容。
相位超前電路32，如第6圖所示由串聯共振電路23構成時，根據頻率資訊收納部31內收納的頻率資訊(輸入信號的頻率)，開閉開關23b，藉此可以切換相位超前電路32具有的負群延遲量的最大值τNGD_MAX。
τNGD_MAX=-(2ZOL/R(ZO+R(ZO+2R)) (3)
式(3)中，L係串聯共振電路23的電感，ZO係串聯共振電 路23的電阻值。
根據式(3)，負群延遲量的最大值τNGD_MAX不依賴串聯共振電路23的電容值。因此，藉由轉換串聯共振電路23的電容器的電容值，保持負群延遲量的最大值的狀態下，可以變化共振頻率。
第7(a)圖係顯示相位超前電路32的群延遲特性的一範例，而第7(b)圖係顯示相位超前電路32的相位特性的一範例說明圖。
第7(a)圖的橫軸表示信號的頻率f，而縱軸為群延遲量。又，第7(b)圖的橫軸表示信號的頻率f，而縱軸為通過特性S21的相位。
相位超前電路32中，如第7(a)圖所示，了解LC共振頻率f1、f2、f3的近旁具有負群延遲量。
又，如第7(b)圖所示，隨著頻率的增加，相位也先增加(dθ/df>0)，了解LC共振頻率f1、f2、f3的近旁得到相位超前特性。
上述第一、二實施例中，由於配合輸入信號的頻率f1設計相位超前電路8的共振頻率f1，可對應的載波頻率限於f1，但第三實施例中，由於配合輸入信號的f1、f2、f3設計相位超前電路32的共振頻率f1、f2、f3(電容器的電容值)，可對應的載波頻率為f1、f2、f3，力求寬頻帶化。
由以上很清楚地，根據此第三實施例，相位超前電路32由第6圖所示的串聯共振電路23所構成，藉由根據輸入信號的頻率轉換串聯共振電路23中電容的電容值，因為可 以切換超前相位量，比上述第一、二實施例，可對應的載波頻率增加，達到可以力求更寬頻帶化的效果。
即，即使輸入寬頻帶的載波頻率的信號的情況下，由於可以補正發送電路的群延遲，也可以防止相位超前電路的頻率特性產生的失真補償量惡化。
又，即使輸入多頻帶的信號的情況下，也不引起失真補償量惡化，可以得到上述第一、二實施例相同的效果。
此第三實施例中顯示藉由根據輸入信號的頻率開閉開關23b，轉換串聯共振電路23中電容器的電容值，但串聯共振電路23中的電容器，實際組裝電容值變化的可變電容器等，根據輸入信號的頻率變化可變電容器的電容值也可以。
又，根據輸入信號的頻率變化相位超前電路32的參數，藉此轉換共振頻率也可以。
此第三實施例中顯示，相位超前電路32由第6圖所示的串聯共振電路23構成，並根據輸入信號的頻率，轉換串聯共振電路23中電容器的電容值或電感器的電感，藉此轉換超前相位量，但相位超前電路32由並聯共振電路構成，根據輸入信號的頻率，轉換並聯共振電路中電容器的電容值或電感器的電感，藉此轉換超前相位量也可以。
[第四實施例]
第8圖係顯示根據本發明第四實施例的失真補償電路構成圖，圖中，與第1圖相同的符號係顯示相同或相當部分，省略說明。
頻率特性收納部41係收納相位超前電路8的通過振幅頻 率特性之頻率特性表。
相位延遲電路42與第1圖的相位延遲電路5相同，係延遲輸入信號檢測部4檢測的輸入信號的相位之電路，但參照頻率特性收納部41內收納的相位超前電路8的通過振幅頻率特性，形成通過振幅頻率特性。因此，相位延遲電路42的通過振幅頻率特性變得與相位超前電路8的通過振幅頻率特性同等。
其次說明關於動作。
但是，相位延遲電路42以外的處理內容，由於與上述第一實施例相同，在此，只說明相位延遲電路42的處理內容。
相位延遲電路42的通過振幅頻率特性，參照頻率特性收納部41內收納的相位超前電路8的通過振幅頻率特性而形成。因此，相位延遲電路42的通過振幅頻率特性變得與相位超前電路8的通過振幅頻率特性同等。
在此，第9圖係顯示相位延遲電路42與相位超前電路8的通過振幅頻率特性說明圖。
第9圖中，橫軸表示信號的頻率f，而縱軸為通過振幅| S21 |。
藉由相位延遲電路42的通過振幅頻率特性變成與相位超前電路8的通過振幅頻率特性同等，相位延遲電路42擔任執行失真補償電路中發送電路的群延遲補償之任務的同時，可以取消相位超前電路8的通過振幅頻率特性。因此，輸入信號的載波頻率即使成為寬頻帶，也可以維持相同迴路增益(相同失真補償量)。
又，由於補正相位超前電路8的通過振幅頻率特性，調變頻寬即使成為寬頻帶，也變得可以平坦化頻帶內的頻率特性，可以維持失真補償量。
又，本申請發明在其發明範圍內，可以各實施例自由組合，或是各實施例的任意構成要素變形，或是各實施例中省略任意的構成要素。
[產業上的利用可能性]
此發明，得到補償高頻電力放大器放大的信號失真之失真補償電路之際，適於有必要力求電路小型化之物。
1‧‧‧輸入端子
2‧‧‧高頻電力放大器
3‧‧‧輸出端子
4‧‧‧輸入信號檢測部
5‧‧‧相位延遲電路
6‧‧‧分配器
7‧‧‧輸出信號檢測部
8‧‧‧相位超前電路
9‧‧‧分配器
10‧‧‧相位比較器
11‧‧‧振幅比較器
12‧‧‧低通濾波器
13‧‧‧相移器
14‧‧‧低通濾波器
15‧‧‧可變增益器

Claims (8)

  1. 一種失真補償電路，包括：輸入信號檢測裝置，檢測輸入信號；輸出信號檢測裝置，檢測放大輸入信號的電力放大器之輸出信號；相位超前電路，超前上述輸出信號檢測裝置檢測的輸出信號之相位；相位比較裝置，比較上述輸入信號檢測裝置檢測的輸入信號之相位與上述相位超前電路超前相位的輸出信號之相位；振幅比較裝置，比較上述輸入信號檢測裝置檢測的輸入信號之振幅與上述相位超前電路超前相位的輸出信號之振幅；以及失真補償裝置，根據上述相位比較裝置產生的相位比較結果，補正上述輸入信號檢測裝置檢測的輸入信號之相位的同時，根據上述振幅比較裝置產生的振幅比較結果補正上述輸入信號的振幅，並給予上述電力放大器相位及振幅補正後的輸入信號。
  2. 如申請專利範圍第1項所述的失真補償電路，包括：相位延遲電路，延遲上述輸入信號檢測裝置檢測的輸入信號的相位，並給予上述相位比較裝置及上述振幅比較裝置相位延遲後的輸入信號。
  3. 如申請專利範圍第1項所述的失真補償電路，其中，上述相位超前電路由電感器、電容器及電阻串聯連接的串聯共 振電路並聯連接至輸出信號的傳送路徑所構成。
  4. 如申請專利範圍第1項所述的失真補償電路，其中，上述相位超前電路由電感器、電容器及電阻並聯連接的並聯共振電路串聯連接至輸出信號的傳送路徑所構成。
  5. 如申請專利範圍第1項所述的失真補償電路，其中，上述相位超前電路的構成係電感器、電容器及電阻串聯連接的串聯共振電路並聯連接至輸出信號的傳送路徑的同時，電感器、電容器及電阻並聯連接的並聯共振電路串聯連接至上述傳送路徑。
  6. 如申請專利範圍第3項所述的失真補償電路，其中，構成相位超前電路的串聯共振電路中電容器的電容值或電感器的電感根據輸入信號的頻率轉換。
  7. 如申請專利範圍第4項所述的失真補償電路，其中，構成相位超前電路的並聯共振電路中電容器的電容值或電感器的電感根據輸入信號的頻率轉換。
  8. 如申請專利範圍第2項所述的失真補償電路，其中，上述相位延遲電路與上述相位超前電路具有同等的通過振幅頻率特性。
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