JP2003273662A - 増幅回路および歪み抑制方法 - Google Patents
増幅回路および歪み抑制方法Info
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- JP2003273662A JP2003273662A JP2002076751A JP2002076751A JP2003273662A JP 2003273662 A JP2003273662 A JP 2003273662A JP 2002076751 A JP2002076751 A JP 2002076751A JP 2002076751 A JP2002076751 A JP 2002076751A JP 2003273662 A JP2003273662 A JP 2003273662A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 増幅回路を小規模に維持しつつ、安定し
て相互変調歪みを改善すること。 【解決手段】 ローパスフィルタ１０は、増幅器３０の
入力側において発生する信号のうち、増幅すべき周波数
帯域の信号は通過させ、例えば希望波の２倍の周波数帯
域の高調波信号は反射する。同軸線路２０は、ローパス
フィルタ１０と増幅器３０を接続しており、ローパスフ
ィルタ１０によって反射された２倍波の位相を、増幅器
３０において発生する相互変調歪みを低減するように回
転する。増幅器３０は、希望波を増幅して増幅された信
号を出力する。
て相互変調歪みを改善すること。 【解決手段】 ローパスフィルタ１０は、増幅器３０の
入力側において発生する信号のうち、増幅すべき周波数
帯域の信号は通過させ、例えば希望波の２倍の周波数帯
域の高調波信号は反射する。同軸線路２０は、ローパス
フィルタ１０と増幅器３０を接続しており、ローパスフ
ィルタ１０によって反射された２倍波の位相を、増幅器
３０において発生する相互変調歪みを低減するように回
転する。増幅器３０は、希望波を増幅して増幅された信
号を出力する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、増幅回路および歪
み抑制方法に関し、特に相互変調歪みを抑制することが
できる増幅回路および歪み抑制方法に関する。
み抑制方法に関し、特に相互変調歪みを抑制することが
できる増幅回路および歪み抑制方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】通信や放送において用いられる送信装置
には、信号を増幅して送信するために増幅器が用いられ
る。この増幅器で信号を増幅する際、増幅器の入出力特
性は非線形であるため、相互変調歪み等の歪み成分が発
生する。この歪み成分は、他のチャネルやシステムに不
要な干渉を与えるものであり、歪み発生量をある規定量
以下に抑えた上で送信装置を運用する必要がある。
には、信号を増幅して送信するために増幅器が用いられ
る。この増幅器で信号を増幅する際、増幅器の入出力特
性は非線形であるため、相互変調歪み等の歪み成分が発
生する。この歪み成分は、他のチャネルやシステムに不
要な干渉を与えるものであり、歪み発生量をある規定量
以下に抑えた上で送信装置を運用する必要がある。
【０００３】一般に、増幅器の消費電力を大きくする、
すなわち低い効率で増幅器を運用すれば、線形性は向上
し歪み発生量は小さくなるが、同時に、増幅器は送信装
置の中でも消費電力や容積が大きいため、これらを低減
することも求められている。
すなわち低い効率で増幅器を運用すれば、線形性は向上
し歪み発生量は小さくなるが、同時に、増幅器は送信装
置の中でも消費電力や容積が大きいため、これらを低減
することも求められている。
【０００４】ここで、増幅器に周波数が異なる複数の信
号が入力された場合、増幅器においては相互変調歪みが
発生する。この相互変調歪みは、増幅すべき信号の２倍
の周波数帯域を有する信号（以下、「２倍波」という）
の影響を大きく受けることが知られている（電子情報通
信学会論文誌VOL.E82-C NO.5 MAY 1999 P725-729）。こ
の２倍波は、増幅器が信号を増幅する際に、増幅器内部
でも発生する。
号が入力された場合、増幅器においては相互変調歪みが
発生する。この相互変調歪みは、増幅すべき信号の２倍
の周波数帯域を有する信号（以下、「２倍波」という）
の影響を大きく受けることが知られている（電子情報通
信学会論文誌VOL.E82-C NO.5 MAY 1999 P725-729）。こ
の２倍波は、増幅器が信号を増幅する際に、増幅器内部
でも発生する。
【０００５】そこで、特開平５−２４３８６０号公報に
開示された増幅回路においては、増幅器の出力信号から
２倍波を抽出し、抽出された２倍波を増幅器内部で発生
する２倍波が最小となるように移相し、移相された２倍
波を増幅器の入力側にフィードバックし、再度増幅器に
入力することで、相互変調歪みの改善を図っている。な
お、このように、増幅器から出力される２倍波を用いて
相互変調歪みを改善することにより、歪み発生量の抑制
と共に、増幅回路の規模の縮小を図ることができる。
開示された増幅回路においては、増幅器の出力信号から
２倍波を抽出し、抽出された２倍波を増幅器内部で発生
する２倍波が最小となるように移相し、移相された２倍
波を増幅器の入力側にフィードバックし、再度増幅器に
入力することで、相互変調歪みの改善を図っている。な
お、このように、増幅器から出力される２倍波を用いて
相互変調歪みを改善することにより、歪み発生量の抑制
と共に、増幅回路の規模の縮小を図ることができる。
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、従来の
増幅回路においては、増幅器の出力に含まれる２倍波を
増幅器の入力側にフィードバックするために、フィード
バック系を有しており、そのため、増幅器が不安定とな
り、異常発振を引き起こしやすいという問題がある。
増幅回路においては、増幅器の出力に含まれる２倍波を
増幅器の入力側にフィードバックするために、フィード
バック系を有しており、そのため、増幅器が不安定とな
り、異常発振を引き起こしやすいという問題がある。
【０００７】本発明はかかる点に鑑みてなされたもので
あり、増幅回路を小規模に維持しつつ、安定して相互変
調歪みを改善することができる増幅回路および歪み抑制
方法を提供することを目的とする。
あり、増幅回路を小規模に維持しつつ、安定して相互変
調歪みを改善することができる増幅回路および歪み抑制
方法を提供することを目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】本発明の増幅回路は、所
定の周波数帯域の入力信号を増幅する増幅手段と、前記
増幅手段の入力側において発生する高調波信号を反射す
る反射手段と、反射された高調波信号の位相を変更する
変更手段と、を有する構成を採る。
定の周波数帯域の入力信号を増幅する増幅手段と、前記
増幅手段の入力側において発生する高調波信号を反射す
る反射手段と、反射された高調波信号の位相を変更する
変更手段と、を有する構成を採る。
【０００９】この構成によれば、所定の周波数帯域の入
力信号を増幅器によって増幅する際に増幅器の入力側に
おいて発生する高調波信号を反射すると共に、高調波信
号の位相を変更するため、反射された高調波信号の位相
を調整して、増幅の際に生じる相互変調歪みを打ち消す
ことができ、増幅回路を小規模に維持しつつ、安定して
相互変調歪みを改善することができる。
力信号を増幅器によって増幅する際に増幅器の入力側に
おいて発生する高調波信号を反射すると共に、高調波信
号の位相を変更するため、反射された高調波信号の位相
を調整して、増幅の際に生じる相互変調歪みを打ち消す
ことができ、増幅回路を小規模に維持しつつ、安定して
相互変調歪みを改善することができる。
【００１０】本発明の増幅回路は、前記反射手段は、特
定の周波数帯域の信号を通過させない帯域阻止フィルタ
を有する構成を採る。
定の周波数帯域の信号を通過させない帯域阻止フィルタ
を有する構成を採る。
【００１１】この構成によれば、帯域阻止フィルタを有
するため、高調波信号の反射係数をさらに高くすること
ができ、増幅回路を小規模に維持しつつ、相互変調歪み
をさらに改善することができる。
するため、高調波信号の反射係数をさらに高くすること
ができ、増幅回路を小規模に維持しつつ、相互変調歪み
をさらに改善することができる。
【００１２】本発明の増幅回路は、前記変更手段は、前
記高調波信号に対するインピーダンスの位相を調整する
ことにより当該高調波信号の位相を変更する構成を採
る。
記高調波信号に対するインピーダンスの位相を調整する
ことにより当該高調波信号の位相を変更する構成を採
る。
【００１３】この構成によれば、高調波信号に対するイ
ンピーダンスの位相を調整して高調波信号の位相を変更
するため、容易な操作で相互変調歪みを改善することが
できる。
ンピーダンスの位相を調整して高調波信号の位相を変更
するため、容易な操作で相互変調歪みを改善することが
できる。
【００１４】本発明の増幅回路は、回路内の温度を検出
する検出手段をさらに有し、前記変更手段は、検出され
た温度に基づいて前記高調波信号の位相を変更する構成
を採る。
する検出手段をさらに有し、前記変更手段は、検出され
た温度に基づいて前記高調波信号の位相を変更する構成
を採る。
【００１５】この構成によれば、回路内の温度を検出
し、検出された温度に基づいて高調波信号の位相を変更
するため、温度変動が生じた場合でも容易に相互変調歪
みを改善することができる。
し、検出された温度に基づいて高調波信号の位相を変更
するため、温度変動が生じた場合でも容易に相互変調歪
みを改善することができる。
【００１６】本発明の送信装置は、上記のいずれかに記
載の増幅回路を有する構成を採る。
載の増幅回路を有する構成を採る。
【００１７】この構成によれば、上記のいずれかに記載
の増幅回路と同様の作用効果を、送信装置において実現
することができる。
の増幅回路と同様の作用効果を、送信装置において実現
することができる。
【００１８】本発明の無線通信装置は、上記のいずれか
に記載の増幅回路を有する構成を採る。
に記載の増幅回路を有する構成を採る。
【００１９】この構成によれば、上記のいずれかに記載
の増幅回路と同様の作用効果を、無線通信装置において
実現することができる。
の増幅回路と同様の作用効果を、無線通信装置において
実現することができる。
【００２０】本発明の歪み抑制方法は、所定の周波数帯
域の入力信号を増幅器によって増幅する際に前記増幅器
の入力側において発生する高調波信号を反射させ、反射
した高調波信号の位相を変更するようにした。
域の入力信号を増幅器によって増幅する際に前記増幅器
の入力側において発生する高調波信号を反射させ、反射
した高調波信号の位相を変更するようにした。
【００２１】この方法によれば、所定の周波数帯域の信
号を増幅器によって増幅する際に増幅器の入力側におい
て発生する高調波信号を反射すると共に、高調波信号の
位相を変更するため、反射された高調波信号の位相を調
整して、増幅の際に生じる相互変調歪みを打ち消すこと
ができ、増幅回路を小規模に維持しつつ、安定して相互
変調歪みを改善することができる。
号を増幅器によって増幅する際に増幅器の入力側におい
て発生する高調波信号を反射すると共に、高調波信号の
位相を変更するため、反射された高調波信号の位相を調
整して、増幅の際に生じる相互変調歪みを打ち消すこと
ができ、増幅回路を小規模に維持しつつ、安定して相互
変調歪みを改善することができる。
【００２２】
【発明の実施の形態】本発明の骨子は、増幅器によって
入力信号の増幅を行う際、増幅器の入力側に発生する高
調波信号（例えば入力信号の２倍の周波数帯域を有する
高調波信号）を反射させ、増幅器の出力における相互変
調歪みを抑制するような位相に変換した上で、増幅器へ
と入力することである。
入力信号の増幅を行う際、増幅器の入力側に発生する高
調波信号（例えば入力信号の２倍の周波数帯域を有する
高調波信号）を反射させ、増幅器の出力における相互変
調歪みを抑制するような位相に変換した上で、増幅器へ
と入力することである。
【００２３】以下、本発明の実施の形態について、図面
を参照して詳細に説明する。
を参照して詳細に説明する。
【００２４】（実施の形態１）図１は、本発明の実施の
形態１に係る増幅回路の構成を示す図である。図１にお
いて、ローパスフィルタ１０は、後述する増幅器３０の
入力側において発生する信号のうち、増幅すべき周波数
帯域の信号（以下、「希望波」という）は通過させ、例
えば希望波の２倍の周波数帯域の高調波信号（以下、
「２倍波」という）は反射する。同軸線路２０は、ロー
パスフィルタ１０と後述する増幅器３０を接続してお
り、ローパスフィルタ１０によって反射された２倍波の
位相を、後述する増幅器３０において発生する相互変調
歪みを低減するように回転する。増幅器３０は、希望波
を増幅して増幅された信号を出力する。
形態１に係る増幅回路の構成を示す図である。図１にお
いて、ローパスフィルタ１０は、後述する増幅器３０の
入力側において発生する信号のうち、増幅すべき周波数
帯域の信号（以下、「希望波」という）は通過させ、例
えば希望波の２倍の周波数帯域の高調波信号（以下、
「２倍波」という）は反射する。同軸線路２０は、ロー
パスフィルタ１０と後述する増幅器３０を接続してお
り、ローパスフィルタ１０によって反射された２倍波の
位相を、後述する増幅器３０において発生する相互変調
歪みを低減するように回転する。増幅器３０は、希望波
を増幅して増幅された信号を出力する。
【００２５】ローパスフィルタ１０は、例えばコイルな
どのインダクタンス素子１２ａ，１２ｂ、および、例え
ばコンデンサなどの容量素子１４ａ，１４ｂから構成さ
れている。これらのインダクタンス素子１２ａ，１２ｂ
および容量素子１４ａ，１４ｂによるインピーダンス
は、増幅器３０の入力側に発生する信号のうち、希望波
を通過させ２倍波を反射するように設定されている。
どのインダクタンス素子１２ａ，１２ｂ、および、例え
ばコンデンサなどの容量素子１４ａ，１４ｂから構成さ
れている。これらのインダクタンス素子１２ａ，１２ｂ
および容量素子１４ａ，１４ｂによるインピーダンス
は、増幅器３０の入力側に発生する信号のうち、希望波
を通過させ２倍波を反射するように設定されている。
【００２６】次いで、上記のように構成された増幅回路
の動作について、数式を用いて説明する。
の動作について、数式を用いて説明する。
【００２７】まず、増幅器３０に、２つの異なる周波数
ｆ1およびｆ2を有する希望波Ａ1cos（ω1・ｔ）および
Ａ2cos（ω2・ｔ）が入力された場合を考える。ここ
で、Ａ1およびＡ2は希望波の振幅であり、ｆ1およびｆ2
とω1およびω2との間には以下の（式１）および（式
２）に示す関係がある。
ｆ1およびｆ2を有する希望波Ａ1cos（ω1・ｔ）および
Ａ2cos（ω2・ｔ）が入力された場合を考える。ここ
で、Ａ1およびＡ2は希望波の振幅であり、ｆ1およびｆ2
とω1およびω2との間には以下の（式１）および（式
２）に示す関係がある。
【００２８】
【数１】
【数２】
ところで、増幅器の出力電圧Ｖoは、入力電圧Ｖiを用い
て、次の（式３）のように表されることが一般に知られ
ている。
て、次の（式３）のように表されることが一般に知られ
ている。
【００２９】
【数３】
（式１）および（式２）より、上記の２つの希望波が増
幅器に入力された場合、相互変調歪み成分である（２ｆ
1−ｆ2）、（２ｆ2−ｆ1）の周波数に出力される信号
は、次の（式４）のように表すことができる。
幅器に入力された場合、相互変調歪み成分である（２ｆ
1−ｆ2）、（２ｆ2−ｆ1）の周波数に出力される信号
は、次の（式４）のように表すことができる。
【００３０】
【数４】
一方、周波数ｆ1およびｆ2の２倍の周波数を有する２倍
波Ｂ1cos（２ω1・ｔ＋θ1）およびＢ2cos（２ω2・ｔ
＋θ2）が増幅器３０に入力されると、相互変調歪み成
分である（２ｆ1−ｆ2）の周波数に出力される信号は、
（式５）のように表すことができる。
波Ｂ1cos（２ω1・ｔ＋θ1）およびＢ2cos（２ω2・ｔ
＋θ2）が増幅器３０に入力されると、相互変調歪み成
分である（２ｆ1−ｆ2）の周波数に出力される信号は、
（式５）のように表すことができる。
【００３１】
【数５】
同様に（２ｆ2−ｆ1）の周波数に出力される信号は、
（式６）のように表すことができる。
（式６）のように表すことができる。
【００３２】
【数６】
ここで、増幅器３０に希望波Ａ1cos（ω1・ｔ）および
Ａ2cos（ω2・ｔ）が入力されると、これらの希望波を
増幅する過程において、増幅器３０の内部では２倍波が
発生し、発生した２倍波は増幅器３０の入力側にも現れ
る。そこで、ローパスフィルタ１０は、発生した２倍波
を反射すると共に、希望波は通過させる。また、ローパ
スフィルタ１０は、２倍波を反射する際に、振幅Ｂ1、
Ｂ2が以下の（式７）および（式８）に示す値になるよ
うに反射する。
Ａ2cos（ω2・ｔ）が入力されると、これらの希望波を
増幅する過程において、増幅器３０の内部では２倍波が
発生し、発生した２倍波は増幅器３０の入力側にも現れ
る。そこで、ローパスフィルタ１０は、発生した２倍波
を反射すると共に、希望波は通過させる。また、ローパ
スフィルタ１０は、２倍波を反射する際に、振幅Ｂ1、
Ｂ2が以下の（式７）および（式８）に示す値になるよ
うに反射する。
【００３３】
【数７】
【数８】
また、同軸線路２０は、反射された２倍波のθ1、θ2が
以下の（式９）および（式１０）に示す値になるような
線路長を有している。
以下の（式９）および（式１０）に示す値になるような
線路長を有している。
【００３４】
【数９】
【数１０】
以上のように、振幅および位相が調整された２倍波が、
再び増幅器３０へ入力される。
再び増幅器３０へ入力される。
【００３５】上記のＢ1、Ｂ2、θ1、およびθ2を、それ
ぞれ（式５）および（式６）に代入し、（式５）の第１
項と（式４）の第１項とを比較すると、これらの項の位
相は互いに逆向きであり、同様に、（式６）の第１項と
（式４）の第２項とを比較すると、これらの項の位相も
互いに逆向きであることがわかる。すなわち、希望波と
ローパスフィルタ１０によって反射された２倍波とが増
幅器３０に入力されると、（式４）で表される相互変調
歪み成分のうち、最初の２項は打ち消されることにな
る。すなわち、増幅器３０の内部において発生する相互
変調歪みが低減されることになる。
ぞれ（式５）および（式６）に代入し、（式５）の第１
項と（式４）の第１項とを比較すると、これらの項の位
相は互いに逆向きであり、同様に、（式６）の第１項と
（式４）の第２項とを比較すると、これらの項の位相も
互いに逆向きであることがわかる。すなわち、希望波と
ローパスフィルタ１０によって反射された２倍波とが増
幅器３０に入力されると、（式４）で表される相互変調
歪み成分のうち、最初の２項は打ち消されることにな
る。すなわち、増幅器３０の内部において発生する相互
変調歪みが低減されることになる。
【００３６】図２は、ローパスフィルタ１０の希望波に
対する正規化インピーダンス５０Ωでの反射係数を０付
近に設定し、同じく２倍波に対する正規化インピーダン
ス５０Ωでの反射係数を１付近に設定し、また、同軸線
路２０の特性インピーダンスが５０Ωである場合におけ
るスミスチャートを示す図である。このスミスチャート
は、増幅器３０の入力側の負荷、すなわちローパスフィ
ルタ１０および同軸線路２０によるインピーダンスを示
している。
対する正規化インピーダンス５０Ωでの反射係数を０付
近に設定し、同じく２倍波に対する正規化インピーダン
ス５０Ωでの反射係数を１付近に設定し、また、同軸線
路２０の特性インピーダンスが５０Ωである場合におけ
るスミスチャートを示す図である。このスミスチャート
は、増幅器３０の入力側の負荷、すなわちローパスフィ
ルタ１０および同軸線路２０によるインピーダンスを示
している。
【００３７】同図を参照することにより、同軸線路２０
の線路長が変化して移相量が変化した場合でも、増幅器
３０の入力側の負荷は、希望波の周波数帯域では中心の
５０Ω付近で変化は小さく、一方、２倍波の周波数帯域
では反射係数１の外周近くに沿って回転することがわか
る。このことから、増幅器３０の入力側の負荷を希望波
の周波数帯では損失の小さな５０Ωとすると同時に、同
軸線路２０の線路長を変化させ、２倍波の位相を回転さ
せ、相互変調歪みを小さくすることができる。
の線路長が変化して移相量が変化した場合でも、増幅器
３０の入力側の負荷は、希望波の周波数帯域では中心の
５０Ω付近で変化は小さく、一方、２倍波の周波数帯域
では反射係数１の外周近くに沿って回転することがわか
る。このことから、増幅器３０の入力側の負荷を希望波
の周波数帯では損失の小さな５０Ωとすると同時に、同
軸線路２０の線路長を変化させ、２倍波の位相を回転さ
せ、相互変調歪みを小さくすることができる。
【００３８】図３は、希望波の入力レベルを一定にした
場合、同軸線路２０による２倍波の移相量の変化に対す
る、増幅器３０の出力から求めた３次出力インターセプ
トポイント（ＩＰ３：3rd-Order Output Intercept Poi
nt）換算値を示す図である。なお、図３は、ローパスフ
ィルタ１０の希望波反射係数０.０５、２倍波反射係数
０.９９とし、同軸線路２０の特性インピーダンスを５
０Ωとし、増幅器３０としてトランジスタＳＰＩＣＥ
（Simulation Program with Integrated CircuitEmphas
is）モデルを用いた場合のＩＰ３の値を示している。同
図を見れば明らかなように、２倍波の移相量を調整する
ことにより、ＩＰ３の値が大きくなる、すなわち相互変
調歪みが小さくなることがわかる。
場合、同軸線路２０による２倍波の移相量の変化に対す
る、増幅器３０の出力から求めた３次出力インターセプ
トポイント（ＩＰ３：3rd-Order Output Intercept Poi
nt）換算値を示す図である。なお、図３は、ローパスフ
ィルタ１０の希望波反射係数０.０５、２倍波反射係数
０.９９とし、同軸線路２０の特性インピーダンスを５
０Ωとし、増幅器３０としてトランジスタＳＰＩＣＥ
（Simulation Program with Integrated CircuitEmphas
is）モデルを用いた場合のＩＰ３の値を示している。同
図を見れば明らかなように、２倍波の移相量を調整する
ことにより、ＩＰ３の値が大きくなる、すなわち相互変
調歪みが小さくなることがわかる。
【００３９】また、図４は、３次相互変調歪み（ＩＭ
３：3rd-Order InterModulation）の測定結果を示す図
である。なお、図４は、増幅器３０としてバイポーラト
ランジスタを用い、ローパスフィルタ１０の２倍波反射
係数を０.７１とした上で同軸線路２０による移相によ
ってＩＭ３が最適化された状態の入出力特性と、増幅器
３０の入力側のインピーダンスが５０Ωである（すなわ
ち、ＩＭ３が最適化されていない）状態の入出力特性と
を比較した結果である。同図から、特に出力レベルが大
きい場合に、ＩＭ３が改善されることがわかる。
３：3rd-Order InterModulation）の測定結果を示す図
である。なお、図４は、増幅器３０としてバイポーラト
ランジスタを用い、ローパスフィルタ１０の２倍波反射
係数を０.７１とした上で同軸線路２０による移相によ
ってＩＭ３が最適化された状態の入出力特性と、増幅器
３０の入力側のインピーダンスが５０Ωである（すなわ
ち、ＩＭ３が最適化されていない）状態の入出力特性と
を比較した結果である。同図から、特に出力レベルが大
きい場合に、ＩＭ３が改善されることがわかる。
【００４０】このように、本実施の形態の増幅回路によ
れば、増幅器の内部で発生し、増幅器の入力側にも現れ
る２倍波を反射すると共に、振幅・位相を調整し、再度
増幅器に入力するため、増幅回路を小規模に維持しつ
つ、安定して相互変調歪みを改善することができる。
れば、増幅器の内部で発生し、増幅器の入力側にも現れ
る２倍波を反射すると共に、振幅・位相を調整し、再度
増幅器に入力するため、増幅回路を小規模に維持しつ
つ、安定して相互変調歪みを改善することができる。
【００４１】なお、本実施の形態においては、２倍波を
移相するために同軸線路を用いる構成としたが、例え
ば、マイクロストリップライン、分布定数線路等を用い
た遅延線、および集中定数素子を用いた移相器等を用い
ても良い。
移相するために同軸線路を用いる構成としたが、例え
ば、マイクロストリップライン、分布定数線路等を用い
た遅延線、および集中定数素子を用いた移相器等を用い
ても良い。
【００４２】また、同軸線路に代えて、例えば線路長に
より位相特性が可変となる可変長同軸線路や方向性結合
器とダイオードからなる可変移相器等、通過する信号の
位相を外部制御により変化させることができる移相器等
を用いることにより、増幅回路を小規模に維持しつつ、
かつ容易な操作で相互変調歪みを改善することができ
る。
より位相特性が可変となる可変長同軸線路や方向性結合
器とダイオードからなる可変移相器等、通過する信号の
位相を外部制御により変化させることができる移相器等
を用いることにより、増幅回路を小規模に維持しつつ、
かつ容易な操作で相互変調歪みを改善することができ
る。
【００４３】（実施の形態２）図５は、本発明の実施の
形態２に係る増幅回路の構成を示す図である。なお、同
図において、図１と同じ部分には同じ符号を付け、その
説明を省略する。
形態２に係る増幅回路の構成を示す図である。なお、同
図において、図１と同じ部分には同じ符号を付け、その
説明を省略する。
【００４４】本実施の形態の特徴は、可変容量素子を有
するローパスフィルタ１０ａを増幅器３０の入力側に接
続し、可変容量素子の容量値を外部から制御することに
より、２倍波の周波数帯域のインピーダンスを変化させ
る点である。
するローパスフィルタ１０ａを増幅器３０の入力側に接
続し、可変容量素子の容量値を外部から制御することに
より、２倍波の周波数帯域のインピーダンスを変化させ
る点である。
【００４５】図５において、インダクタンス素子１２ｃ
は、インダクタンス素子１２ａ，１２ｂと同様に、例え
ばコイルなどに相当する。例えば、回路素子や部分回路
すべての静電容量値を微調整するためのトリマコンデン
サや電圧により容量が変化するバラクタダイオード等の
可変容量素子１６は、外部から制御されることにより容
量値を変化させる。ローパスフィルタ１０ａは、実施の
形態１のローパスフィルタ１０に加えて、上記のインダ
クタンス素子１２ｃおよび可変容量素子１６を有してい
る。
は、インダクタンス素子１２ａ，１２ｂと同様に、例え
ばコイルなどに相当する。例えば、回路素子や部分回路
すべての静電容量値を微調整するためのトリマコンデン
サや電圧により容量が変化するバラクタダイオード等の
可変容量素子１６は、外部から制御されることにより容
量値を変化させる。ローパスフィルタ１０ａは、実施の
形態１のローパスフィルタ１０に加えて、上記のインダ
クタンス素子１２ｃおよび可変容量素子１６を有してい
る。
【００４６】次いで、上記のように構成された増幅回路
の動作について説明する。
の動作について説明する。
【００４７】増幅器３０の内部で発生した、増幅すべき
周波数帯域の信号（希望波）の２倍の周波数帯域を有す
る高調波信号（２倍波）は、増幅器３０の入力側、すな
わちローパスフィルタ１０ａと増幅器３０の間にも現
れ、ローパスフィルタ１０ａに入力される。ローパスフ
ィルタ１０ａにおいては、可変容量素子１６の容量値が
調整されることにより、２倍波のインピーダンスが調整
されており、増幅器３０側から入力された希望波は通過
させ、２倍波は反射するようになっているため、ローパ
スフィルタ１０ａに入力された２倍波は反射され、再び
増幅器３０に入力される。
周波数帯域の信号（希望波）の２倍の周波数帯域を有す
る高調波信号（２倍波）は、増幅器３０の入力側、すな
わちローパスフィルタ１０ａと増幅器３０の間にも現
れ、ローパスフィルタ１０ａに入力される。ローパスフ
ィルタ１０ａにおいては、可変容量素子１６の容量値が
調整されることにより、２倍波のインピーダンスが調整
されており、増幅器３０側から入力された希望波は通過
させ、２倍波は反射するようになっているため、ローパ
スフィルタ１０ａに入力された２倍波は反射され、再び
増幅器３０に入力される。
【００４８】このとき、２倍波のインピーダンスが調整
されることにより、実施の形態１と同様に、ローパスフ
ィルタ１０ａによって反射された２倍波の振幅・位相は
増幅器３０における相互変調歪みを改善できるような値
になっている。
されることにより、実施の形態１と同様に、ローパスフ
ィルタ１０ａによって反射された２倍波の振幅・位相は
増幅器３０における相互変調歪みを改善できるような値
になっている。
【００４９】図６は、ローパスフィルタ１０ａのスミス
チャートを示す図である。同図に示すスミスチャート
は、インダクタンス素子１２ａのインダクタンスを３.
３ｎＨ（ナノヘンリー）、インダクタンス素子１２ｂの
インダクタンスを１２ｎＨ、およびインダクタンス素子
１２ｃのインダクタンスを８.３ｎＨとし、容量素子１
４ａのキャパシタンスを３.０ｐＦ（ピコファラド）、
容量素子１４ｂのキャパシタンスを４.５ｐＦとし、可
変容量素子１６のキャパシタンスを０.２〜４ｐＦまで
変化させた場合のインピーダンスの軌跡を示している。
チャートを示す図である。同図に示すスミスチャート
は、インダクタンス素子１２ａのインダクタンスを３.
３ｎＨ（ナノヘンリー）、インダクタンス素子１２ｂの
インダクタンスを１２ｎＨ、およびインダクタンス素子
１２ｃのインダクタンスを８.３ｎＨとし、容量素子１
４ａのキャパシタンスを３.０ｐＦ（ピコファラド）、
容量素子１４ｂのキャパシタンスを４.５ｐＦとし、可
変容量素子１６のキャパシタンスを０.２〜４ｐＦまで
変化させた場合のインピーダンスの軌跡を示している。
【００５０】ここで、ローパスフィルタ１０ａは、例え
ば希望波の周波数帯域を１ＧＨｚとすれば、１ＧＨｚに
おける挿入損失は１ｄＢ以下であり、２ＧＨｚ（すなわ
ち、２倍波の周波数帯域）における挿入損失は２０ｄＢ
以上であると同時に、２ＧＨｚにおけるインピーダンス
は、図６に示すように、反射係数０.９９以上となり、
位相が＋５０°〜−１２０°である特性のローパスフィ
ルタとなっている。
ば希望波の周波数帯域を１ＧＨｚとすれば、１ＧＨｚに
おける挿入損失は１ｄＢ以下であり、２ＧＨｚ（すなわ
ち、２倍波の周波数帯域）における挿入損失は２０ｄＢ
以上であると同時に、２ＧＨｚにおけるインピーダンス
は、図６に示すように、反射係数０.９９以上となり、
位相が＋５０°〜−１２０°である特性のローパスフィ
ルタとなっている。
【００５１】このように、本実施の形態の増幅回路によ
れば、ローパスフィルタ内に可変容量素子を設け、その
容量値を変化させることにより、希望波の挿入損失を大
きくすることなく、２倍波の位相を変化させて反射する
ため、容易な操作で相互変調歪みを改善することができ
る。
れば、ローパスフィルタ内に可変容量素子を設け、その
容量値を変化させることにより、希望波の挿入損失を大
きくすることなく、２倍波の位相を変化させて反射する
ため、容易な操作で相互変調歪みを改善することができ
る。
【００５２】（実施の形態３）図７は、本発明の実施の
形態３に係る増幅回路の構成を示す図である。なお、同
図において、図１および図５と同じ部分には同じ符号を
付け、その説明を省略する。
形態３に係る増幅回路の構成を示す図である。なお、同
図において、図１および図５と同じ部分には同じ符号を
付け、その説明を省略する。
【００５３】本実施の形態の特徴は、ＬＣ直列共振回路
によって通過阻止帯域を持つトラップ回路、すなわち帯
域阻止フィルタ（バンドリジェクトフィルタ４０）を有
するローパスフィルタ１０ｂを増幅器３０の入力側に接
続し、２倍波の反射係数を高くする点である。
によって通過阻止帯域を持つトラップ回路、すなわち帯
域阻止フィルタ（バンドリジェクトフィルタ４０）を有
するローパスフィルタ１０ｂを増幅器３０の入力側に接
続し、２倍波の反射係数を高くする点である。
【００５４】図７において、ローパスフィルタ１０ｂ
は、インダクタンス素子４２および可変容量素子４４か
ら構成されるバンドリジェクトフィルタ４０を有してい
る。
は、インダクタンス素子４２および可変容量素子４４か
ら構成されるバンドリジェクトフィルタ４０を有してい
る。
【００５５】次いで、上記のように構成された増幅回路
の動作について説明する。
の動作について説明する。
【００５６】増幅器３０の内部で発生した、増幅すべき
周波数帯域の信号（希望波）の２倍の周波数帯域を有す
る高調波信号（２倍波）は、増幅器３０の入力側、すな
わちローパスフィルタ１０ｂと増幅器３０の間にも現
れ、ローパスフィルタ１０ｂに入力される。ローパスフ
ィルタ１０ｂにおいては、バンドリジェクトフィルタ４
０に備えられた可変容量素子４４の容量値が調整される
ことにより、２倍波のインピーダンスが調整されてお
り、増幅器３０側から入力された希望波は通過させ、２
倍波は反射するようになっているため、ローパスフィル
タ１０ｂに入力された２倍波は反射され、再び増幅器３
０に入力される。
周波数帯域の信号（希望波）の２倍の周波数帯域を有す
る高調波信号（２倍波）は、増幅器３０の入力側、すな
わちローパスフィルタ１０ｂと増幅器３０の間にも現
れ、ローパスフィルタ１０ｂに入力される。ローパスフ
ィルタ１０ｂにおいては、バンドリジェクトフィルタ４
０に備えられた可変容量素子４４の容量値が調整される
ことにより、２倍波のインピーダンスが調整されてお
り、増幅器３０側から入力された希望波は通過させ、２
倍波は反射するようになっているため、ローパスフィル
タ１０ｂに入力された２倍波は反射され、再び増幅器３
０に入力される。
【００５７】このとき、実施の形態２（図５）とは異な
り、可変容量素子４４にはインダクタンス素子４２が接
続され、これらの素子によりバンドリジェクトフィルタ
４０が形成されているため、実施の形態２のローパスフ
ィルタ１０ａよりも２倍波の反射係数は高くなってい
る。また、２倍波のインピーダンスが調整されることに
より、実施の形態１および実施の形態２と同様に、ロー
パスフィルタ１０ｂによって反射された２倍波の振幅・
位相は増幅器３０における相互変調歪みを改善できるよ
うな値になっている。
り、可変容量素子４４にはインダクタンス素子４２が接
続され、これらの素子によりバンドリジェクトフィルタ
４０が形成されているため、実施の形態２のローパスフ
ィルタ１０ａよりも２倍波の反射係数は高くなってい
る。また、２倍波のインピーダンスが調整されることに
より、実施の形態１および実施の形態２と同様に、ロー
パスフィルタ１０ｂによって反射された２倍波の振幅・
位相は増幅器３０における相互変調歪みを改善できるよ
うな値になっている。
【００５８】図８は、ローパスフィルタ１０ｂのスミス
チャートを示す図である。同図に示すように、可変容量
素子４４の容量値を変化させることで、増幅器３０の入
力側のインピーダンス、すなわちローパスフィルタ１０
ｂのインピーダンスの位相は、１８０°を中心に変化す
る。
チャートを示す図である。同図に示すように、可変容量
素子４４の容量値を変化させることで、増幅器３０の入
力側のインピーダンス、すなわちローパスフィルタ１０
ｂのインピーダンスの位相は、１８０°を中心に変化す
る。
【００５９】このように、本実施の形態の増幅回路によ
れば、ローパスフィルタ内に、可変容量素子を備えたバ
ンドリジェクトフィルタを設けることにより、希望波の
挿入損失を大きくすることなく、２倍波の位相を変化さ
せて反射すると共に、実施の形態２よりも２倍波の反射
係数を高くすることができ、容易な操作で相互変調歪み
を改善することができる。
れば、ローパスフィルタ内に、可変容量素子を備えたバ
ンドリジェクトフィルタを設けることにより、希望波の
挿入損失を大きくすることなく、２倍波の位相を変化さ
せて反射すると共に、実施の形態２よりも２倍波の反射
係数を高くすることができ、容易な操作で相互変調歪み
を改善することができる。
【００６０】（実施の形態４）図９は、本発明の実施の
形態４に係る増幅回路の構成を示す図である。なお、同
図において、図１および図５と同じ部分には同じ符号を
付け、その説明を省略する。
形態４に係る増幅回路の構成を示す図である。なお、同
図において、図１および図５と同じ部分には同じ符号を
付け、その説明を省略する。
【００６１】本実施の形態の特徴は、温度によって抵抗
値が変化する感温素子（例えばサーミスタ７０）を用い
ることにより、相互変調歪みを改善するために最適な２
倍波のインピーダンスが温度変化により変化した場合で
も、増幅器３０の入力側に接続されたローパスフィルタ
１０ｃのインピーダンスを制御する点である。
値が変化する感温素子（例えばサーミスタ７０）を用い
ることにより、相互変調歪みを改善するために最適な２
倍波のインピーダンスが温度変化により変化した場合で
も、増幅器３０の入力側に接続されたローパスフィルタ
１０ｃのインピーダンスを制御する点である。
【００６２】図９において、ローパスフィルタ１０ｃ
は、容量素子１４ｃおよびバラクタダイオード５０を有
している。また、容量素子１４ｃとバラクタダイオード
５０の間には、抵抗素子６０を介して、サーミスタ７０
および抵抗素子８０が接続されている。サーミスタ７０
は、温度によって抵抗値が変化する感温素子である。
は、容量素子１４ｃおよびバラクタダイオード５０を有
している。また、容量素子１４ｃとバラクタダイオード
５０の間には、抵抗素子６０を介して、サーミスタ７０
および抵抗素子８０が接続されている。サーミスタ７０
は、温度によって抵抗値が変化する感温素子である。
【００６３】次いで、上記のように構成された増幅回路
の動作について説明する。
の動作について説明する。
【００６４】増幅器３０の内部で発生した、増幅すべき
周波数帯域の信号（希望波）の２倍の周波数帯域を有す
る高調波信号（２倍波）は、増幅器３０の入力側、すな
わちローパスフィルタ１０ｃと増幅器３０の間にも現
れ、ローパスフィルタ１０ｃに入力される。ローパスフ
ィルタ１０ｃにおいては、バラクタダイオード５０の容
量値が後述するように温度変動に応じて調整されること
により、２倍波のインピーダンスが調整されており、増
幅器３０側から入力された希望波は通過させ、２倍波は
反射するようになっているため、ローパスフィルタ１０
ｃに入力された２倍波は反射され、再び増幅器３０に入
力される。
周波数帯域の信号（希望波）の２倍の周波数帯域を有す
る高調波信号（２倍波）は、増幅器３０の入力側、すな
わちローパスフィルタ１０ｃと増幅器３０の間にも現
れ、ローパスフィルタ１０ｃに入力される。ローパスフ
ィルタ１０ｃにおいては、バラクタダイオード５０の容
量値が後述するように温度変動に応じて調整されること
により、２倍波のインピーダンスが調整されており、増
幅器３０側から入力された希望波は通過させ、２倍波は
反射するようになっているため、ローパスフィルタ１０
ｃに入力された２倍波は反射され、再び増幅器３０に入
力される。
【００６５】ここで、バラクタダイオード５０の逆方向
電圧Ｖcontは、基準電圧Ｖrefが抵抗素子８０およびサ
ーミスタ７０によって分圧されることにより供給され
る。サーミスタ７０は、温度に応じてその抵抗値を変化
させるため、温度に応じてバラクタダイオード５０に供
給される逆方向電圧Ｖcontも変化し、バラクタダイオー
ド５０は、逆方向電圧Ｖcontに応じて容量値を変化させ
る。したがって、サーミスタ７０の抵抗値の温度による
変動を適宜設定することにより、温度変動によって増幅
器３０の相互変調歪みを改善できる２倍波のインピーダ
ンスの位相特性が変化した場合でも、ローパスフィルタ
１０ｃのインピーダンスを追従させることができる。
電圧Ｖcontは、基準電圧Ｖrefが抵抗素子８０およびサ
ーミスタ７０によって分圧されることにより供給され
る。サーミスタ７０は、温度に応じてその抵抗値を変化
させるため、温度に応じてバラクタダイオード５０に供
給される逆方向電圧Ｖcontも変化し、バラクタダイオー
ド５０は、逆方向電圧Ｖcontに応じて容量値を変化させ
る。したがって、サーミスタ７０の抵抗値の温度による
変動を適宜設定することにより、温度変動によって増幅
器３０の相互変調歪みを改善できる２倍波のインピーダ
ンスの位相特性が変化した場合でも、ローパスフィルタ
１０ｃのインピーダンスを追従させることができる。
【００６６】このように、本実施の形態の増幅回路によ
れば、ローパスフィルタ内のバラクタダイオードの容量
値を、温度変動に応じて変化させることにより、ローパ
スフィルタのインピーダンスを最適な値に変化させるた
め、温度変動がある場合でも相互変調歪みを改善するこ
とができる。
れば、ローパスフィルタ内のバラクタダイオードの容量
値を、温度変動に応じて変化させることにより、ローパ
スフィルタのインピーダンスを最適な値に変化させるた
め、温度変動がある場合でも相互変調歪みを改善するこ
とができる。
【００６７】上記各実施の形態においては、２倍波を反
射するためにローパスフィルタを用いる構成としたが、
例えば２倍波の反射係数を高くした、バンドパスフィル
タ等のフィルタ回路や整合回路等を用いても良い。
射するためにローパスフィルタを用いる構成としたが、
例えば２倍波の反射係数を高くした、バンドパスフィル
タ等のフィルタ回路や整合回路等を用いても良い。
【００６８】また、上記各実施の形態においては、増幅
器内部で発生する高調波信号のうち２倍波を用いるよう
にしたが、例えば３倍波や４倍波などの整数倍波を用い
るようにしても良い。
器内部で発生する高調波信号のうち２倍波を用いるよう
にしたが、例えば３倍波や４倍波などの整数倍波を用い
るようにしても良い。
【００６９】また、例えばプリディストーション方式の
歪み補償回路をローパスフィルタに前置するなど、従来
の歪み補償と組み合わせることにより、相互変調歪みを
含む歪みをさらに改善することができるため、増幅器の
効率が高くなると共に、消費電力を小さくすることがで
き、電源部等の規模を小さくすることができ、結果とし
て回路の規模を小さくすることができる。
歪み補償回路をローパスフィルタに前置するなど、従来
の歪み補償と組み合わせることにより、相互変調歪みを
含む歪みをさらに改善することができるため、増幅器の
効率が高くなると共に、消費電力を小さくすることがで
き、電源部等の規模を小さくすることができ、結果とし
て回路の規模を小さくすることができる。
【００７０】なお、上記各実施の形態の増幅回路は、送
信装置や無線通信装置に用いることができる。
信装置や無線通信装置に用いることができる。
【００７１】
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
増幅回路を小規模に維持しつつ、安定して相互変調歪み
を改善することができる。
増幅回路を小規模に維持しつつ、安定して相互変調歪み
を改善することができる。
【図１】本発明の実施の形態１に係る増幅回路の構成を
示す図
示す図
【図２】実施の形態１に係るスミスチャートを示す図
【図３】実施の形態１に係るＩＰ３換算値の一例を示す
図
図
【図４】実施の形態１に係るＩＭ３の一例を示す図
【図５】本発明の実施の形態２に係る増幅回路の構成を
示す図
示す図
【図６】実施の形態２に係るスミスチャートを示す図
【図７】本発明の実施の形態３に係る増幅回路の構成を
示す図
示す図
【図８】実施の形態３に係るスミスチャートを示す図
【図９】本発明の実施の形態４に係る増幅回路の構成を
示す図
示す図
１０ ローパスフィルタ（反射手段）
１０ａ，１０ｂ，１０ｃ ローパスフィルタ
１６ 可変容量素子
２０ 同軸線路（変更手段）
３０ 増幅器（増幅手段）
４０ バンドリジェクトフィルタ
４４ 可変容量素子
５０ バラクタダイオード
６０ 抵抗素子
７０ サーミスタ（検出手段）
フロントページの続き
Ｆターム(参考） 5J090 AA01 CA02 CA21 CA92 FA19
FA20 GN01 HA21 HA25 HA29
HA30 HA33 HA43 KA42 KA45
KA68 SA14 TA02
5J500 AA01 AC02 AC21 AC92 AF19
AF20 AH21 AH25 AH29 AH30
AH33 AH43 AK42 AK45 AK68
AS14 AT02
Claims (7)
- 【請求項１】 所定の周波数帯域の入力信号を増幅する
増幅手段と、 前記増幅手段の入力側において発生する高調波信号を反
射する反射手段と、 反射された高調波信号の位相を変更する変更手段と、 を有することを特徴とする増幅回路。 - 【請求項２】 前記反射手段は、特定の周波数帯域の信
号を通過させない帯域阻止フィルタを有することを特徴
とする請求項１記載の増幅回路。 - 【請求項３】 前記変更手段は、前記高調波信号に対す
るインピーダンスの位相を調整することにより当該高調
波信号の位相を変更することを特徴とする請求項１記載
の増幅回路。 - 【請求項４】 回路内の温度を検出する検出手段をさら
に有し、 前記変更手段は、検出された温度に基づいて前記高調波
信号の位相を変更することを特徴とする請求項１記載の
増幅回路。 - 【請求項５】 請求項１から請求項４のいずれかに記載
の増幅回路を有することを特徴とする送信装置。 - 【請求項６】 請求項１から請求項４のいずれかに記載
の増幅回路を有することを特徴とする無線通信装置。 - 【請求項７】 所定の周波数帯域の入力信号を増幅器に
よって増幅する際に前記増幅器の入力側において発生す
る高調波信号を反射させ、反射した高調波信号の位相を
変更することを特徴とする歪み抑制方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2002076751A JP2003273662A (ja) | 2002-03-19 | 2002-03-19 | 増幅回路および歪み抑制方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2002076751A JP2003273662A (ja) | 2002-03-19 | 2002-03-19 | 増幅回路および歪み抑制方法 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2003273662A true JP2003273662A (ja) | 2003-09-26 |
Family
ID=29205416
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2002076751A Pending JP2003273662A (ja) | 2002-03-19 | 2002-03-19 | 増幅回路および歪み抑制方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2003273662A (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2005318373A (ja) * | 2004-04-30 | 2005-11-10 | Sony Ericsson Mobilecommunications Japan Inc | 歪み補償電力増幅装置 |
| JP2009038802A (ja) * | 2007-08-02 | 2009-02-19 | Sirific Wireless Corp | 高スペクトル純度ワイヤレスシステム |
| JP2013545400A (ja) * | 2010-11-01 | 2013-12-19 | クリー インコーポレイテッド | 送信回路のための整合ネットワーク |
| JP2022507539A (ja) * | 2018-11-16 | 2022-01-18 | クリー インコーポレイテッド | ローパスタイプ広帯域整合、第２高調波反射位相シフト、およびハイパス複素共役整合を組み合わせて使用した広帯域インピーダンス整合ネットワーク |
-
2002
- 2002-03-19 JP JP2002076751A patent/JP2003273662A/ja active Pending
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2005318373A (ja) * | 2004-04-30 | 2005-11-10 | Sony Ericsson Mobilecommunications Japan Inc | 歪み補償電力増幅装置 |
| JP4671622B2 (ja) * | 2004-04-30 | 2011-04-20 | ソニー・エリクソン・モバイルコミュニケーションズ株式会社 | 歪み補償電力増幅装置 |
| JP2009038802A (ja) * | 2007-08-02 | 2009-02-19 | Sirific Wireless Corp | 高スペクトル純度ワイヤレスシステム |
| JP2013545400A (ja) * | 2010-11-01 | 2013-12-19 | クリー インコーポレイテッド | 送信回路のための整合ネットワーク |
| JP2022507539A (ja) * | 2018-11-16 | 2022-01-18 | クリー インコーポレイテッド | ローパスタイプ広帯域整合、第２高調波反射位相シフト、およびハイパス複素共役整合を組み合わせて使用した広帯域インピーダンス整合ネットワーク |
| JP7412429B2 (ja) | 2018-11-16 | 2024-01-12 | ウルフスピード インコーポレイテッド | ローパスタイプ広帯域整合、第２高調波反射位相シフト、およびハイパス複素共役整合を組み合わせて使用した広帯域インピーダンス整合ネットワーク |
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