TWI495238B - 於不同負載均能維持高轉換效率的電源供應系統 - Google Patents

Description

於不同負載均能維持高轉換效率的電源供應系統

本發明是有關於一種電源供應系統，特別是指一種藉由前級電路的改良設計自動調整前級電壓以於不同負載均能維持高轉換效率的電源供應系統。

參閱圖1，現有的電源供應系統900包括一輸入級(Input stage)電路91、一功因調整級(Power factor correction stage)電路92、一功率級(Power stage)電路93及一回饋級(Feedback stage)電路94。

其中，輸入級電路91包括一電磁干擾濾波器911及一橋式整流器912；電磁干擾濾波器911是防止連接外部裝置產生的傳導性電磁雜訊經由電源導線而彼此互相干擾，橋式整流器912把交流電源VAC轉換為直流的輸入電源Vin。

功率級電路93包含一PWM驅動模組930、一功率開關931、一隔離高頻變壓器932、一同步整流開關933及一輸出濾波器934。PWM驅動模組930用來控制功率開關931的導通與否，當功率開關931導通時，輸入電源Vin會供應到隔離高頻變壓器932的一次側繞組上，此時一次 側繞組上的電流逐漸增加並將能量儲存於其中，同時把能量感應在隔離高頻變壓器932的二次側繞組上，同步整流開關933把隔離高頻變壓器932的二次側繞組上的電壓轉變為直流電，經輸出濾波器934濾除漣波成分後輸出直流輸出電源Vout；當功率開關931截止時，儲存在隔離高頻變壓器932的一次側繞組上的能量轉移到二次側繞組上，持續提供輸出電流。

回饋級電路94包含一PWM控制器941及一隔離變壓器942，PWM控制器941截取一部分輸出電壓與想得到的電壓做比較，誤差值經隔離變壓器942耦合到PWM驅動模組930，藉由改變脈波寬度來控制功率開關931的導通時間，以精確得到想要的直流輸出電源Vout。

功因調整級電路92包含一PFC控制器920、一電感921、兩個二極體922、922’、一開關元件923及一電容924，其中的電感921、二極體922、922’、開關元件923及電容924組成一升壓轉換電路，PFC控制器920則是控制開關元件923的導通與截止。

已知功率因數調整的工作模式區分為連續電流模式(CCM)及不連續電流模式(DCM)。

參閱圖2，一種採用連續電流模式的PFC控制器920及其周邊電路，其中的PFC控制器920的作用是對於輸入電流/輸入電壓進行採樣以決定輸入電流的增益，並藉此決定PWM工作週期的調變方式，進而控制開關元件923的啟/閉，使系統的輸入電流波形能追隨輸入電壓波形，達 到功率因數趨近於單位功因且穩定輸出電壓之目的。

再參閱圖1，現有的電源供應系統900在功因調整級電路92採用升壓型轉換電路的設計，其輸出供應給功率級電路93及PFC控制器920為固定不變的升壓電壓，但是在輕載、中載或重載產生不同負載變化時，電源供應系統900的轉換效率仍有加強的空間。

因此，本發明之目的，即在提供一種於不同負載均能維持高轉換效率的電源供應系統。

於是，本發明的於不同負載均能維持高轉換效率的電源供應系統，包括一輸入級電路、一前級升壓電路、一具有一變壓器的功率級電路，及一電性連接該前級升壓電路且進行功因控制的功率因數控制器，該前級升壓電路輸出一前級電壓予該功率級電路的變壓器後產生一輸出電壓。

該電源供應系統還包括一偵測負載電路及一電壓調整裝置。該偵測負載電路電性連接該功率級電路及該電壓調整裝置，係耦接該功率級電路之變壓器的一次側以取得一與操作負載大小成正比之負載電壓；該電壓調整裝置電性連接該偵測負載電路、該前級升壓電路及該功率因數控制器，係依據該偵測負載電路的負載電壓代表的操作負載高低以及配合該輸入電壓高低調降或調升該前級電壓，包括：當該輸入電壓為低電壓，且負載由重載區經過中載區逐漸減小至中載區低點時，調降該前級電壓；當負 載由輕載區經過中載區逐漸增加至中載區高點時，無論該輸入電壓為低電壓或高電壓，調升該前級電壓；及當該輸入電壓為高電壓時，無論該負載為輕載或重載，調升該前級電壓。

較佳的，該偵測負載電路包括一比流器、一運算放大器、一比較器及一光耦合器。該比流器耦接該功率級電路之變壓器的一次側，並取得一與操作負載大小成正比之電壓訊號；該運算放大器放大該電壓訊號為一放大電壓；該比較器電性連接該運算放大器並將該放大電壓與一設定電壓做比較，當比較結果為低負載時輸出一低準位的負載電壓，當比較結果為高負載時輸出一高準位的負載電壓；該光耦合器具有一次側及二次側，該一次側受該負載電壓驅動並將其傳送至該二次側。

較佳的，該電壓調整裝置包括一比較電路、一分壓電路及一開關元件；該比較電路電性連接該光耦合器以接收該負載電壓，並比較該負載電壓及該輸入電壓後輸出一控制訊號；該分壓電路具有數個分壓電阻；該開關元件電性連接該比較電路及該分壓電路，係接受該比較電路之控制訊號控制而導通或截止，以切換該分壓電路的其中一分壓電阻的接地或開路，藉此調整該分壓電路的整體阻值而在該輸入電壓為低電壓且該輸出電壓在輕載狀態進行降壓，以及在該輸入電壓為高電壓或重載狀態進行升壓。

較佳的，該分壓電路具有一第一電阻、一第二電阻及一第三電阻，該第一電阻的一端、該第二電阻的一 端及該第三電阻的一端並聯，該第一電阻的另一端電性連接該前級升壓電路以接取該前級電壓，該第二電阻的另一端電性連接該開關元件的連接端，以及該第三電阻的另一端電性連接該開關元件的接地端。

較佳的，該電源供應系統還包括一回饋級電路，具有一PWM控制器及一隔離變壓器，該PWM控制器透過該隔離變壓器感應耦合該隔離變壓器的一次側，並感應耦合該功率級電路的變壓器的二次側以驅動該功率級電路，且該PWM控制器調變該輸出電壓，利用改變脈波調變寬度來控制該功率級電路之功率開關的導通時間以穩定該輸出電壓。

較佳的，該功率因數控制器是處於一連續導通模式。

本發明的於不同負載均能維持高轉換效率的電源供應系統之功效在於：前級電壓為自動調整式，無論在滿載、輕負載或中負載時都可維持一定的轉換效率，且在輕負載或中負載相較於現有的技術具有更佳的轉換效率。

〔習知〕

91‧‧‧輸入級電路

911‧‧‧電磁干擾濾波器

912‧‧‧橋式整流器

92‧‧‧功因調整級電路

920‧‧‧PFC控制器

93‧‧‧功率級電路

930‧‧‧PWM驅動模組

931‧‧‧功率開關

932‧‧‧隔離高頻變壓器

933‧‧‧同步整流開關

934‧‧‧輸出濾波器

94‧‧‧回饋級電路

941‧‧‧PWM控制器

942‧‧‧隔離變壓器

〔本創作〕

100‧‧‧電源供應系統

10‧‧‧功率因數控制器

11‧‧‧輸入級電路

12‧‧‧前級升壓電路

13‧‧‧功率級電路

130‧‧‧變壓器

131‧‧‧一次側

132‧‧‧二次側

14‧‧‧回饋級電路

141‧‧‧PWM控制器

142‧‧‧偵測負載裝置

15‧‧‧偵測負載電路

151‧‧‧比流器

152‧‧‧運算放大器

153‧‧‧比較器

154‧‧‧光耦合器

2‧‧‧電壓調整裝置

21‧‧‧開關元件

22‧‧‧分壓電路

23‧‧‧比較電路

本發明之其他的特徵及功效，將於參照圖式的實施方式中清楚地呈現，其中：圖1是一系統方塊圖，說明現有的電源供應系統；圖2是一電路圖，說明現有的連續電流模式的PFC控制器的周邊電路；圖3是一系統方塊圖，說明本發明的於不同負載均能 維持高轉換效率的電源供應系統的較佳實施例；圖4是一電路方塊圖，說明本發明的於不同負載均能維持高轉換效率的電源供應系統的詳細電路；圖5是一示意圖，說明本發明對於前級電壓的遲滯控制模式；圖6是一波形圖，說明輸入電流從輕負載逐漸增加到中負載以上時，前級電壓從低電壓逐漸轉為高電壓，也就是代表負載逐漸增加的升壓情況；圖7是一波形圖，說明輸入電流從中負載逐漸降低到輕負載以上時，前級電壓從高電壓逐漸轉為低電壓，也就是代表負載逐漸降低的降壓情況；圖8是一波形圖，說明輕負載時，輸入電壓從低準位逐漸增加到高準位，前級電壓從低電壓逐漸轉為高電壓；及圖9是一波形圖，說明輕負載時，輸入電壓從高準位逐漸降低到低準位，前級電壓從高電壓逐漸轉為低電壓。

在本發明被詳細描述之前，應當注意在以下的說明內容中，類似的元件是以相同的編號來表示。

參閱圖3，本發明之較佳實施例中，一電源供應系統100具有一輸入級電路11、一前級升壓電路12、一具有一變壓器130的功率級電路13，及一電性連接前級升壓電路12且進行功因控制的功率因數控制器10，另外，為了使不同負載都有良好的轉換效率，本發明的電源供應系統 100還包括一電壓調整裝置2、一偵測負載電路15及一回饋級電路14，各元件的動作原理介紹如下。

輸入級電路11具有電磁干擾濾波器及橋式整流模組，用以將一交流電壓VAC整流為一直流的輸入電壓V_DC 。

前級升壓電路12將直流的輸入電壓V_DC 依據功率因數控制器10的驅動電壓V_Gate 控制及進行升壓的直流/交流轉換後輸出一前級電壓V_bulk 予功率級電路13的變壓器130。

功率級電路13的一次側131接收前級電壓V_bulk ，且前級電壓V_bulk 經過變壓器130的升壓或降壓後由變壓器130的二次側132產生一輸出電壓Vout。

偵測負載電路15電性連接功率級電路13及電壓調整裝置2，係耦接功率級電路13之變壓器130的一次側131以取得一與操作負載大小成正比之負載電壓，且依據該負載的變動範圍界定一重載區、一中載區及一輕載區，如圖5即是本實施例對於前級電壓V_bulk 的遲滯控制模式的一示例(但並非限制)，中載區的負載範圍為介於55%至65%之間，輕載區的負載範圍為10%~55%，重載區的負載範圍為65%~100%。

電壓調整裝置2電性連接偵測負載電路15、前級升壓電路12及功率因數控制器10，電壓調整裝置2係依據偵測負載電路15的負載電壓高低，當負載由該重載區經過該中載區逐漸減小至該中載區的低點時即調降該前級電 壓V_bulk ，當負載由該輕載區經過該中載區逐漸增加至該中載區高點時即調升該前級電壓V_bulk 。

以下介紹本實施例的詳細電路及原理。

偵測負載電路15包括一比流器(Current Transformer)151、一運算放大器152、一比較器153及一光耦合器154，說明如下。

比流器151耦接功率級電路13之變壓器130的一次側131，當變壓器130的二次側132連接之負載大小變化時，經變壓器130的二次側132感應變壓器130的一次側131的能量，而使一次側131的電流大小跟著變動，該比流器151將偵測到變壓器130的一次側131的電流變化大小，而可得知變壓器130的二次側132的負載變化，且將流經比流器151的一次側大電流感應到比流器151的二次側為微小電流訊號，而經一整流電路(圖未示)整流後傳送至一分壓電阻(圖未示)取得一與操作負載大小成正比之電壓訊號。

然後，運算放大器152放大該電壓訊號為測得之負載電壓，並傳給比較器153以與一設定電壓做比較；其中，當負載為輕載(亦即10%~55%)，該比較器153輸出一低準位訊號至該光耦合器154，使該光耦合器154的一次側被驅動，而感應至光耦合器154；而當負載為重載(亦即65%~100%)，該比較器153輸出一高準位訊號至該光耦合器154。

亦即，比較器153之輸入為負載電壓及預設電壓，比較器153用來比較負載電壓與預設電壓以判斷負載 為輕載或重載，輸出代表輕載的低準位訊號或代表重載的高準位訊號，藉此，以導通或截止光耦合器154二次側1541之開關單元231(如圖4)。

參閱圖3及圖4，電壓調整裝置2包括一開關元件21、一分壓電路22及一比較電路23，分壓電路22具有一第一電阻221、一第二電阻222及一第三電阻223，比較電路23具有一開關單元231、一比較器232及一電壓隨耦器233(Voltage follower)，各元件的動作原理說明如下。

當負載為輕載(亦即10%~55%)，光耦合器154的二次側1541(圖4)接受低準位的電壓訊號而使該二次側1541之開關單元231導通；而當負載為重載(亦即65%~100%)，光耦合器154的二次側1541接受高準位的電壓訊號而使該二次側1541之開關單元231截止；開關元件21之控制端係耦接該比較電路23之比較器232輸出端，比較器232比較二電壓訊號後輸出一控制訊號至該開關元件21之控制端，而使得開關元件21導通或截止，以切換分壓電路22的其中一分壓電阻的接地或開路。

比較電路23之比較器232之一輸入端(反相輸入端(-))接收比較器153輸出之負載電壓準位訊號以導通或截止開關單元231，比較電路23之另一輸入端(電壓隨耦器233之非反相輸入端(+))接收輸入電壓V_DC ，比較電路23之輸出端(比較器232之輸出端)係輸出控制訊號至開關元件21之控制端，因此，比較電路23用以接收負載電壓之高/低準位訊號以及輸入電壓V_DC ，並經過比較電路23處理後輸出 一訊號控制開關元件21的導通或截止。

電壓隨耦器233的非反相輸入端(+)用以接收輸入電壓V_DC 而輸出一電壓準位訊號至比較器232的非反相輸入端(+)，比較器232的反相輸入端(-)則用以接收負載電壓之準位訊號。

如表1，本實施例中，電源供應系統100具有三種模式，其對應本發明的遲滯特徵，而調降或調升前級電壓的條件為輸入電壓V_DC 及負載電壓變化(代表輕載、中載或重載)，另將電源供應系統100的三種模式詳細說明如下。

第一模式：當輸入電壓V_DC 為低電壓，且負載由重載區經過中載區逐漸減小至中載區低點時，偵測負載電路15的光耦合器154(如圖3)的一次側係被驅動，而使連接該光耦合器154的二次側1541之開關單元231被導通，此時該開關單元231的閘極為低準位而使該開關單元231截止，因此該比較器232的反相輸入端(-)之電壓準位係大於非反相輸入端(+)之低輸入電壓準位，而該比較器232係輸出一低準位訊號使得該開關元件21截止，而該電阻223的另一端開路，而分壓電路22之整體阻值會高於預設阻值，而調降前級電壓V_bulk 。

第二模式：當負載由輕載區經過中載區逐漸增加至中載區高點時，光耦合器154的一次側係未被驅動，而使連接該光耦合器154的二次側1541之開關單元231未導通，此時該開關單元231的閘極為高準位而使該開關單元231導通，因此該比較器232的反相輸入端(-)接地，無論輸入電壓V_DC 為低電壓或高電壓，而該比較器232的非反相輸入端(+)之電壓準位必定大於反向輸入端(-)，此時比較器232係輸出一高準位訊號使得該開關元件21導通，電阻222與電阻223並聯接地，而分壓電路22之整體阻值會等於預設阻值，而調升前級電壓V_bulk 。

第三模式：當輸入電壓V_DC 為高電壓，該電壓隨耦器233的非反相輸入端(+)係接收該高電壓，而輸出一高電壓訊號經過濾波電路而輸入至該比較器232之非反相輸 入端(+)，無論該負載為輕載或重載，而該比較器232的非反相輸入端(+)的電壓準位必定大於反相輸入端(-)，比較器232係輸出一高準位訊號使得該開關元件21導通，電阻222與電阻223並聯接地，而分壓電路22之整體電阻值會等於預設阻值，而調升前級電壓V_bulk 。

以上三種模式的控制條件及結果如表1所示。

本實施例中，開關元件21是一N通道的金氧半場效電晶體，具有一代表接地端的源極(S)、一代表連接端的汲極(D)及一代表控制端的閘極(G)，為方便說明起見，以下稱接地端為源極(S)、連接端為汲極(D)，控制端為閘極(G)。

分壓電路22具有第一電阻221、第二電阻222及第三電阻223，第一電阻221的一端、第二電阻222的一端及第三電阻223的一端並聯，第一電阻221的另一端電性連接前級升壓電路12以接取前級電壓V_bulk ，第二電阻222的另一端電性連接開關元件21的源極(S)，以及第三電阻223的另一端電性連接開關元件21的汲極(D)；開關元件21的閘極(G)電性連接比較器232輸出端；藉此，當開關元件21受比較器232控制而導通，將使得第三電阻223的另一端接地，令第二電阻222及第三電阻223並聯後再與第一電阻221並聯而維持分壓電路22的一預定阻值，當開關元件21截止而使得第三電阻223的另一端開路，將使得第三電阻223的阻值不計入，令第二電阻222與第一電阻221並聯而提高該分壓電路22的總電阻的阻值使其大於該 預定阻值。

舉例而言，第一電阻221、第二電阻222及第三電阻223的阻值配置方式為：第一電阻221是三個820K歐姆的串聯電阻，第二電阻222為21K歐姆的電阻，第三電阻223為267K歐姆的電阻，此種設計經實測，在輕載狀態下，前級電壓V_bulk 可從383伏降到357伏。另一種阻值配置方式，第一電阻221是三個788K歐姆的串聯電阻，第二電阻222為20K歐姆的電阻，第三電阻223為285K歐姆的電阻，如此，在輕載狀態下，前級電壓V_bulk 從385伏可降到360伏。

本實施例中，功率因數控制器10的型號為ICE2PCS02適用於連續導通模式，且功率因數控制器10具有一臨界值為3伏特的電壓感測端101，且電壓感測端101連接第一電阻221、第二電阻222及第三電阻223並聯處的一端，第一電阻221、第二電阻222及第三電阻223的阻值設計以分壓後提供給電壓感測端101，其分壓後的電壓是：當前級電壓V_bulk 增壓時配合降低阻值，以及當前級電壓V_bulk 降壓時配合增加阻值，所以不會影響原有功能。另外，電壓感測端101及分壓電路22之間還耦接一型號CM03A的節能元件，該節能元件的作用是為了讓電源在待機模式下可切斷功率因數控制器10的周邊線路而減少能量損耗，但省略此元件亦無影響。

參閱圖5，當輸入電壓為低輸入電壓(例如：90Vac~180Vac)，而負載由重載區經過中載區逐漸減小至中 載區低點(例如：55%)時，調降前級電壓V_bulk (如：383伏至357伏)；當負載由輕載區經過中載區逐漸增加至中載區高點(例如：65%)時，調升前級電壓V_bulk (例：357伏至383伏)。

本實施例以750瓦特的電源供應系統100進行實驗後得到的轉換效率比較如表2如下。

再參閱圖3，回饋級電路14具有一PWM控制器141及一隔離變壓器142的回饋級電路14，接收輸出電壓V_out 經過PWM控制器141後PWM訊號受到調變，利用改變脈波調變寬度來控制功率級電路13之功率開關的導通時間，進而穩定該輸出電壓V_out ；其中，該PWM控制器141係連接於該變壓器130的二次側132，需透過隔離變壓器142感應耦合到隔離變壓器142的一次側後以輸出一驅動訊號至功率級電路13，而可得到精確的直流電源V_DC 。

參閱圖6至圖9，說明本發明的電壓調整波形圖，波形圖中使用輸入電流代表負載大小，也就是負載越大則輸入電流越大。

如圖6是輸入電壓為低準位(交流電壓約90至180伏)且輸入電流從小於50%的輕負載逐漸增加到50%~70%的中負載以上時，前級電壓V_bulk 從降壓的357伏 逐漸轉為385伏，也就是代表負載逐漸增加的升壓情況。

如圖7是輸入電壓為低準位(交流電壓約90至180伏)且輸入電流從大於70%的中負載逐漸減小到50%~70%的輕負載以下時，前級電壓V_bulk 從385伏逐漸降壓為357伏，也就是代表負載逐漸減小的降壓情況。

如圖8是負載約為50%至70%的輕負載以下，且輸入電壓從低準位(交流電壓約90至180伏)逐漸增加到高準位的交流電壓為200伏以上時，前級電壓V_bulk 從低電壓357伏逐漸轉為高電壓385伏，也就是代表輸入電壓逐漸增加的升壓情況。

如圖9是負載約為50%至70%的輕負載以下，且輸入電壓從高準位(交流電壓約180伏以上)逐漸減小到低準位的交流電壓為110伏以下時，前級電壓V_bulk 從高電壓385伏降壓為低電壓357伏，也就是代表輸入電壓逐漸減小的降壓情況。

綜上所述，本發明的於不同負載均能維持高轉換效率的電源供應系統100之功效在於：電源供應系統100的前級電壓V_bulk 為自動調整式，無論在滿載、輕負載或中負載時都可維持一定的轉換效率，且在輕負載或中負載相較於現有的技術具有更佳的轉換效率，故確實能達成本發明之目的。

惟以上所述者，僅為本發明之較佳實施例而已，當不能以此限定本發明實施之範圍，即大凡依本發明申請專利範圍及專利說明書內容所作之簡單的等效變化與 修飾，皆仍屬本發明專利涵蓋之範圍內。

100‧‧‧電源供應系統

10‧‧‧功率因數控制器

11‧‧‧輸入級電路

12‧‧‧前級升壓電路

13‧‧‧功率級電路

130‧‧‧變壓器

131‧‧‧一次側

132‧‧‧二次側

14‧‧‧回饋級電路

141‧‧‧PWM控制器

142‧‧‧偵測負載裝置

15‧‧‧偵測負載電路

151‧‧‧比流器

152‧‧‧運算放大器

153‧‧‧比較器

154‧‧‧光耦合器

2‧‧‧電壓調整裝置

21‧‧‧開關元件

22‧‧‧分壓電路

23‧‧‧比較電路

Claims (8)

1. 一種於不同負載均能維持高轉換效率的電源供應系統，包括一輸入級電路、一前級升壓電路、一具有一變壓器的功率級電路，及一電性連接該前級升壓電路且進行功因控制的功率因數控制器，該前級升壓電路將一輸入電壓升壓後輸出一前級電壓予該功率級電路的變壓器後產生一輸出電壓；其特徵在於：該電源供應系統還包括：一偵測負載電路，電性連接該功率級電路，係耦接該功率級電路之變壓器的一次側以取得一與一負載大小成正比之負載電壓，且依據該負載的變動範圍界定一重載區、一中載區及一輕載區；及一電壓調整裝置，電性連接該偵測負載電路、該前級升壓電路及該功率因數控制器，係依據該偵測負載電路的負載電壓於該重載區、該中載區或該輕載區之遲滯變化以及配合該輸入電壓來調降或調升該前級電壓。
2. 如請求項1所述的於不同負載均能維持高轉換效率的電源供應系統，其中，該電壓調整裝置依據該偵測負載電路的負載電壓之遲滯變化以及配合該輸入電壓高低調降或調升該前級電壓係包括：當該輸入電壓為低電壓，且該負載由該重載區經過該中載區逐漸減小至該中載區低點時，調降該前級電壓；當該負載由該輕載區經過該中載區逐漸增加至該中載 區高點時，無論該輸入電壓為低電壓或高電壓，調升該前級電壓。
3. 如請求項2所述的於不同負載均能維持高轉換效率的電源供應系統，當該輸入電壓為高電壓時，無論該負載為輕載或重載，調升該前級電壓。
4. 如請求項3所述的於不同負載均能維持高轉換效率的電源供應系統，其中，該偵測負載電路包括：一比流器，耦接該功率級電路之變壓器的一次側，並取得一與操作負載大小成正比之電壓訊號；一運算放大器，放大該電壓訊號為一放大電壓；一比較器，電性連接該運算放大器並將該放大電壓與一設定電壓做比較，當比較結果為低負載時輸出一低準位的負載電壓，當比較結果為高負載時輸出一高準位的負載電壓；以及一光耦合器，具有一次側及二次側，該一次側受該負載電壓驅動並將其傳送至該二次側。
5. 如請求項4所述的於不同負載均能維持高轉換效率的電源供應系統，其中，該電壓調整裝置包括：一比較電路，電性連接該光耦合器以接收該負載電壓，並比較該負載電壓及該輸入電壓後輸出一控制訊號；一分壓電路，具有數個分壓電阻；及一開關元件，電性連接該比較電路及該分壓電路，係接受該比較電路之控制訊號控制而導通或截 止，以切換該分壓電路的其中一分壓電阻的接地或開路，藉此調整該分壓電路的整體阻值而在該輸入電壓為低電壓且該輸出電壓在輕載狀態進行降壓，以及在該輸入電壓為高電壓或重載狀態進行升壓。
6. 如請求項5所述的於不同負載均能維持高轉換效率的電源供應系統，其中，該分壓電路具有一第一電阻、一第二電阻及一第三電阻，該第一電阻的一端、該第二電阻的一端及該第三電阻的一端並聯，該第一電阻的另一端電性連接該前級升壓電路以接取該前級電壓，該第二電阻的另一端電性連接該開關元件的連接端，以及該第三電阻的另一端電性連接該開關元件的接地端。
7. 如請求項1至6其中任一項所述的於不同負載均能維持高轉換效率的電源供應系統，還包括：一回饋級電路，具有一PWM控制器及一隔離變壓器，該PWM控制器透過該隔離變壓器感應耦合該隔離變壓器的一次側，並感應耦合該功率級電路的變壓器的二次側以驅動該功率級電路，且該PWM控制器調變該輸出電壓，利用改變脈波調變寬度來控制該功率級電路之功率開關的導通時間以穩定該輸出電壓。
8. 如請求項1至6其中任一項所述的於不同負載均能維持高轉換效率的電源供應系統，其中，該功率因數控制器是處於一連續導通模式。