TWI489747B - 用於產生一回饋信號或一校正信號的方法與回饋電路 - Google Patents

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Description

用於產生一回饋信號或一校正信號的方法與回饋電路
本發明主要涉及電源，並且更具體地是涉及電源中的回饋。
功率變換器用在各種可擕式電子設備中，其包括筆記型電腦、行動電話、個人數位助理、電視遊樂器、錄影機，等等。此外，其也被使用在非可擕式應用中，例如發光二極體(LED)驅動變換器。功率變換器可將在一個電壓位準處的dc信號變換成在不同電壓位準處的dc信號(這是dc-dc變換器)，將交流(ac)信號變換成dc信號(這是ac-dc變換器)，將dc信號變換成ac信號(這是dc-ac變換器)，或者將ac信號變換成ac信號(這是ac-ac變換器)。典型地，這些類型的變換器包括二極體橋式整流級和大容量儲存電容器，其從ac線路提供的ac信號產生dc電壓。該dc電壓還被變換器處理，這產生橫跨負載所施加的輸出信號。在這種配置中，當瞬態ac電壓大於橫跨大容量存儲電容器兩端的電壓時，整流電路僅從ac線路抽取電力，這導致具有高諧振頻率的非正弦電流信號。該配置的缺點在於有效功率與視在功率的比例或功率因數通常非常低。因此，變換器抽取過量的電流但未能使用該過量的電流來執行或完成任何電路功能。
為了解決功率因數的問題，積體電路製造商將功率因數校正(PFC)級耦合到二極體橋式整流器，這通過使電流的形狀更接近正弦波來改進從主ac線路中抽取的電流的使用。一般來說，包括PFC級的功率變換器是兩級功率變換器，即兩級PFC結構，或者單級功率變換器，即單級PFC結構。具有兩級PFC結構的變換器允許最佳化每個個別的功率級。然而，這種類型的結構使用大量的元件，並處理兩倍的功率。具有單級PFC結構的變換器使用較少元件，處理較小倍數的功率，這能夠改進效率，並且能夠比兩級結構更加可靠。單級結構的缺點在於具有大輸出波動，其至少是ac線路頻率的兩倍。該波動的幅度能夠過度驅動(overdrive)常規的回饋網路，強迫這些回饋網路處於線性回應區域之外，或者降低它們維持高功率因數的能力。一種用於平滑或減少波動的技術是將具有大電容值的濾波電容器耦合到輸出濾波器網路。雖然大電容使得被送達負載的電流中的波動平滑而不干擾控制回路，但其使用的電解電容器體積大、昂貴，並且降低了電路的可靠性。此外，大電容減慢了控制回路的響應時間，從而產生出過量的電流，其能夠過度驅動並且有可能損壞LED負載。當變換器被第一次通電時或者如果輸入電壓快速變化，過量的電流典型地出現。
緩和高輸出波動的另一種途徑涉及減慢LED電流回饋信號的回應時間。較慢的相應會在回饋信號中引入延遲，使回饋信號不再表示在給定瞬間的真實電流。慢控制回路被用來最小化LED電流回饋信號中相位延遲效應，並維持穩定的工作狀態。這種慢響應限制了電路對改變電力線路狀態的響應，有可能產生出過量LED電流。由於能夠損傷LED的過衝，最初的電力開啟也會產生過量的電流。有慢回饋回應的系統也易於發生在光源中不希望出現的閃變(flicker)。
因此，將會有利的是，具有為開關功率控制器提供回饋信號的方法和電路，其代表沒有波動或時間延遲的平均負載電流，由此允許快速回應工作狀態的改變。對所述功率變換器和方法而言將更加有利的是其被有成本效益地實現。
一般來說，本發明提供的方法和電路用於改進或增加功率因數。根據實施方式，所述方法是回饋方法，其包括將電壓信號與參考信號相比較以產生比較信號，這裏電壓信號代表了電流信號。比較信號被箝位(clamped)或限幅(clipped)以形成被限幅信號，其被用來在節點上產生總和信號。控制信號從總和信號產生，這裏控制信號與固定的斜坡信號比較，並且在功率變換器的輸入處提供高功率因數特性。
根據另一個實施方式，提供了一種用於改變功率因數的方法，其包括使用回饋和單級功率因數調製電路。產生比較信號，並且將該比較信號的一部分傳輸至節點。功率因數調製控制信號從該比較信號的所述部分產生。
根據另一個實施方式，回饋電路包括耦合到變換器的電流感測電路。比較器電路具有連接到電流感測電路的輸入端子，和連接到變換器的輸入端子。定標電路具有連接到比較器輸出端子的輸入端子，以及連接到變換器輸入端子的輸出端子。補償級連接到定標電路的輸入端子。
採用結合附圖的方式閱讀以下詳細描述，從中將更好地理解本發明，在附圖中相同的參考符號指示相同的元件。
圖1是根據本發明實施方式的電源10的方塊圖。電源10包括通過單級功率因數校正(PFC)變換器電路14耦合到負載16的輸入級12。舉例來說，輸入級12是整流器和濾波器電路，其被耦合，用於接收交流(AC)輸入信號。單級PFC變換器電路14包括耦合到數位回饋電路20的變換器18。根據本發明實施方式，變換器18是開關功率變換器，其具有各自連接到輸入級12的輸出22和24的輸入26和28，以及連接到負載16的端子32的輸出30。舉例來說，負載16是平行連接的發光二極體(LED)161 、162 、...、16n 的陣列，這裏n為整數。可供選擇地，負載16可包括按串聯-並聯配置、串聯配置、串聯交叉連接配置、或者類似配置來配置的多個LED。當負載16包括一個或多個LED時，其可被稱為LED負載。因此，負載16可包括一個或多個LED。數位回饋電路20包括電流感測電路36，其與負載16串聯連接並且連接到比較電路38。因此，輸出30耦合到比較電路38的輸入。比較電路38也被稱為設定點比較電路或比較器。
數位回饋電路20還包括回饋定標級40，其耦合在比較器38與開關功率變換器18之間。輸入級12通過補償電路42耦合到回饋定標級40。開關功率變換器18、電流感測電路36、設定點比較器38、回饋定標級40和補償電路42形成控制回路44。開關功率變換器18包括通過電感器耦合到輸出級的控制級。可供選擇地，開關功率變換器18可包括通過變壓器級耦合到輸出級的控制級，變壓器級具有主級線圈和次級線圈，其提供了電氣絕緣。典型地，具有主級側和次級側的主變壓器級被配置為單級變換器。用於開關功率變換器18的電路結構對本領域中的技術人員是已知的。例如，開關功率變換器18能夠是使用固定的接通時間控制的返馳變換器，比如可按零件序號NCL30000找到並由ON Semiconductor,LLC出售的返馳變壓器。
圖2是根據本發明實施方式的數位回饋電路20的原理圖。圖2中所示為比較器60，其具有反相輸入端子、非反相輸入端子、和輸出端子61。反相輸入端子被耦合用於接收參考電壓或信號VSET ，並且非反相輸入端子耦合到電流感測電阻器62的端子。參考電壓VSET 也被稱為設定點電壓VSET 。電流感測電阻器62的另一端子被耦合用於接收工作電勢的源，例如VSS 。舉例來說，工作電勢VSS 的源為接地。此外，非反相輸入端子連接到負載16的端子34(圖1中所示)。比較器60的輸出端子61被耦合，用於接收通過電阻器64的偏壓VBIAS ，並且通過電阻器68連接到節點66。參考電壓VREF 通過一對二極體70和72耦合到節點66，所述二極體以反平行的配置耦合，即，二極體70的陰極與二極體72的陽極連接到一起且連接到節點66，並且二極體70的 陽極和二極體72的陰極連接到一起且用於接收參考電壓VREF 。
數位回饋電路20還包括運算放大器74，其具有反相輸入端子、非反相輸入端子、和輸出端子。運算放大器74也被稱為誤差放大器。運算放大器74與電容器76和電阻器78組合形成積分器75，這裏電容器76耦合在運算放大器74的輸出端子與反相輸入端子之間，並且運算放大器74的非反相輸入端子被耦合用於接收參考電壓VREF 。電阻器78的端子連接到運算放大器74的反相輸入端子，並且電阻器78的其他端子連接到電阻器80和82的端子以形成節點84。此外，電阻器80和82各自具有連接到節點66和被耦合以用於接收參考電壓VREF 的端子。雖然補償電路42和運算放大器74的非反相輸入端子被耦合以用於接收參考電壓VREF ，但應當注意的是，其可被耦合以用於接收具有不同電壓值的參考電壓。根據一個例子，電阻器80的電阻值為大約47,000歐姆，並且電流I80 為大約10微安。根據該示例性實施方式，設定點比較電路38包括比較器60以及電阻器64和68，電流感測電路36包括電阻器62，補償電路42包括二極體70和72，以及回饋定標級40包括運算放大器74、電容器76、和電阻器78、80、和82。設定點比較電路38、電流感測電路36、補償電路42、和回饋定標級40顯示在圖1中。
在工作時，輸入線路電壓被應用到輸入級12的ac輸入，這導致電流IL 從輸出端子30流入負載的端子32。舉例來說，電流IL 是通過二極體陣列161 、162 、...、16n 的電流。 當負載電流IL 流過LED負載時，其可被稱為LED負載電流IL 。電流IL 流過電流感測電阻器62，產生電流感測信號VISENSE ，其代表通過負載16的電流，並且其包括具有兩倍於ac線路頻率的頻率的波動分量和平均分量。比較器60比較電流感測信號VISENSE 和設定點電壓VSET ，並且在輸出端子61生成比較信號VCOMP 。如果電流感測信號VISENSE 大於設定點電壓VSET ，則比較信號VCOMP 是邏輯高電壓，並且如果電流感測信號VISENSE 小於設定點電壓VSET ，則比較信號VCOMP 是邏輯低電壓。因此，基於瞬態LED電流IL在所需平均電流以上或以下，在比較器60的輸出端子上生成電壓狀態的數位表示。應當注意的是，設定點電壓VSET 是參考信號，其被定標至所需的平均LED電流位準。
在節點66上，電路42箝位元或限幅數位比較信號VCOMP ，以形成被限幅或受控制的幅度信號VCLIP 。出現在節點66上的被限幅信號VCLIP 具有的值是實質上在參考電壓VREF 以上一個二極體壓降，或者實質上在參考電壓VREF 以下一個二極體壓降。因此，被限幅信號VCLIP 具有在參考電壓VREF 以上或以下受控制的對稱位準，其與LED電流IL 相對於所需平均LED電流的瞬態狀態相關。應當注意的是，用於二極體70和72的二極體類型不是本發明的限制。二極體70和72能夠為PN二極體、肖特基二極體、齊納二極體、被連接作為二極體的電晶體，等等。可供選擇地，由電阻器80引入的校正信號能夠使用電流源實現。
圖3是LED電流信號IL 、出現在輸出端子61上的電壓 VCOMP 、以及出現在節點84上的電壓VSUM 的時序圖。更加具體地，圖3顯示出包括平均分量90和波動分量92的負載電流IL 。根據LED電流信號IL ，比較器電壓VCOMP 是週期性信號，其具有從電壓位準VH 到電壓位準VL 的幅度範圍。此外，圖3顯示出電壓VSUM ，其在參考電壓VREF 周圍振盪。
負載電流IL 流過負載16，通過端子34(圖1和圖2中所示)，並通過電阻器62(圖2中所示)，由此產生橫跨電阻器62兩端的電流感測電壓VISENSE 。負載電流IL 流動通過電阻器62可被稱為將電流注入電阻器62。電壓VLOAD 出現在端子34上，這裏電壓VLOAD 是電壓VISENSE 和工作電勢VSS 之和。正如本領域中的技術人員所知，當工作電勢VSS 是接地電勢時，電壓VLOAD 等於電壓VISENSE 。應當注意的是，電壓VLOAD 是大於或小於設定點電壓VSET 的。當開關功率變換器18將所需能量送達負載16時，以相當於兩倍的ac線路頻率，負載電流IL 位於設定點電壓VSET 以上或以下，使得平均電流產生等於設定點電壓VSET 的電壓VLOAD 。比較器60在輸出端子61上產生比較電壓VCOMP 。補償電路42使用比較電壓VCOMP 以在節點66上產生信號VCLIP 。在這種狀態下，電壓VCLIP 不影響在節點84上的電壓。因此，節點84上的平均電壓實質上等於耦合到電阻器82的電壓VREF 。基於出現在運算放大器74的非反相輸入端子上的參考電壓VREF 與出現在其反相輸入端子上的電壓之間的差，運算放大器74產生誤差或校正信號VCORR 。因為，在節點84上的平均電壓實質上等於耦合到電阻器82的電壓VREF ，則出現 在運算放大器74反相和非反相的輸入端子上的電壓實質上相等。運算放大器74積分在節點84上的電壓，由此在其輸出端子上產生校正或控制信號VCORR ，用於調節開關功率變換器18，使得其將所需能量送達負載16，例如，LED陣列161 、162 、...、16n 。
在電壓VCLIP 會影響運算放大器74反相輸入端子上的電壓的狀態中，出現在節點84上的電壓包括電壓VREF 和對稱信號VCLIP 的組合，所述電壓VREF 耦合到電阻器82，所述對稱信號VCLIP 在節點66上通過比較器60和二極體70和72產生，同時受電阻器80修正。出現在節點84上的電壓被稱為總和信號。在這種情況下，電阻器80與節點66上的電壓的組合產生小的受控制電流I80 ，其具有通過限幅二極體70和72確立的幅度。電流能夠受電阻器80的值控制，並且依賴於流過負載16的瞬態電流是否相應地在設定點平均電流以上或以下，而將電流添加到節點84或者從其減去電流。電流I80 實質上等於橫跨二極體70和72兩端的電壓除以電阻器80的電阻值。因此，在節點66上的被限幅信號VCLIP 反映出瞬態負載電流IL 的狀態，並且將會大於或小於參考電壓VREF 的值。因為被限幅信號VCLIP 反映出瞬態負載電流IL 的狀態，則被添加即注入節點84或者從其減去的電流是回應了比較信號VCOMP 。
電流I80 跟隨負載16中的波動，其具有兩倍於輸入頻率的頻率。因此，電流I80 通過電阻器80傳輸，並且產生修正了在運算放大器74反相輸入端子上的信號的電流感測信號， 這導致積分器75積分總和信號以產生輸出信號VCORR ，其充當了用於開關功率變換器18的線性控制信號。應當注意的是，電流I80 可被稱為校正電流。電限器80將受控制信號添加到節點84或從其減去，所述受控制信號被積分器75積分以提供校正信號VCORR 。如果平均負載電流IL 在所需設定點以下時，則節點66將更長久地位於低狀態，確立了節點84上的較低電壓，其增加校正信號VCORR ，導致由開關功率變換器18送達的能量的數量增加。如果平均負載電流IL 大於所需設定點，則節點66將更長久地位於高狀態，確立了節點84上的高電壓，其減少校正信號VCORR ，導致由開關功率變換器18送達的能量的數量減少。
應當注意的是，來自電阻器80的信號獨立於在真實LED電流IL 與設定點電流之間的差的幅度。這與校正信號與誤差幅度成比例的常規回饋方法形成對比。根據本發明的實施方式的優勢在於限制了校正信號，這預防了在存在著高波動或誤差含量的常規回饋系統工作中會出現的過度驅動狀態。
被選擇的積分器75的時間常數要足夠慢，使得運算放大器74不瞬態地響應被注入電流I80 ，而是在經過若干週期後做出小的校正以調節狀態的改變。通過這種方法，控制回路維持高輸入功率因數而不改變在線路頻率的週期上的占空比。當平均LED電流在所需位準處時，瞬態功率將位於平均設定點以上和以下相等的時間量。對稱的電流信號I80 處於高狀態和低狀態中相等的時間量。積分器75產生零平 均狀態，其在運算放大器74的輸出端子上維持固定的電壓，並由此維持在開關變換器中的恒定脈寬。通過負載16的電流IL 保持在設定點位準處，並因此輸入功率因數將為高。
如果負載電流IL 落於所需平均設定點以下時，則被提供給積分器75的電壓降稍稍變低。作為回應，運算放大器74升高其輸出信號，這導致開關變換器增加被送達負載16的電流。如果負載電流IL 上升到平均設定點以上，且由此使電流I80 上升到平均設定點以上時，運算放大器74減少其輸出電壓，這導致功率開關變換器18減少被送達負載16的電流。因此，在運算放大器74輸出上的信號改變被送達負載16的電流，並維持在設定點上的穩定。
當做出充分調節並且平均LED電流達到設定點位準時，比較器信號VCOMP 消耗在邏輯高位準上的時間量實質上等於其消耗在邏輯低位準上的時間量，並且積分器75達到平衡，以信號通知變換器18維持其現有設定。因為比較器信號VCOMP 表示負載電流IL ，並且其具有實質上為零的延遲，控制回路44迅速地回應負載電流IL 中的改變。應當注意的是，校正電流I80 的幅度獨立於負載電流IL 與設定點位準的偏差。根據本發明的實施方式，因為受控制的幅度校正獨立於誤差信號幅度，避免了過度驅動反饋回路和過度校正負載電流IL 。根據本發明，實施方式的回應時間受積分器75的時間常數控制。
雖然此處公開了具體的實施方式，但不意味著將本發明 限制在被公開的實施方式中。本領域中的技術人員將會認識到，能夠做出修改和變化而不偏離本發明的精神。這意味著本發明涵蓋落於所附申請專利範圍的範圍內的所有的這類修改和變化。
10‧‧‧電源
12‧‧‧輸入級
14‧‧‧單級PFC變換器電路
16‧‧‧負載
161 、162 ...16n ‧‧‧發光二極體
18‧‧‧變換器
20‧‧‧數位回饋電路
22‧‧‧輸出
24‧‧‧輸出
26‧‧‧輸入
28‧‧‧輸入
30‧‧‧輸出
32‧‧‧端子
34．．．端子
36．．．電流感測電路
38．．．比較器/比較電路
40．．．回饋定標級
42．．．補償電路
44．．．控制回路
60．．．比較器
61．．．輸出端子
62．．．電阻器
64．．．電阻器
66．．．節點
68．．．電阻器
70．．．二極體
72．．．二極體
74．．．運算放大器
75．．．積分器
76．．．電容器
78．．．電阻器
80．．．電阻器
82．．．電阻器
84．．．節點
90．．．平均分量
92．．．波動分量
圖1是根據本發明實施方式用於控制回饋的變換器和電路的電路原理圖；圖2是適合以圖1中的變換器使用的、用於控制回饋的電路的一部分的電路原理圖；以及圖3是可與圖1和圖2電路相關的時序圖。
20‧‧‧數位回饋電路
34‧‧‧端子
36‧‧‧電流感測電路
38‧‧‧比較器/比較電路
40‧‧‧回饋定標級
42‧‧‧補償電路
60‧‧‧比較器
61‧‧‧輸出端子
62‧‧‧電阻器
64‧‧‧電阻器
66‧‧‧節點
68‧‧‧電阻器
70‧‧‧二極體
72‧‧‧二極體
74‧‧‧運算放大器
75‧‧‧積分器
76‧‧‧電容器
78‧‧‧電阻器
80‧‧‧電阻器
82‧‧‧電阻器
84‧‧‧節點

Claims (10)

  1. 一種用於產生一回饋信號的方法，包括：比較一電流感測信號(VISENSE )和一第一參考信號(VSET )以產生一比較信號(VCOMP )，回應於該電流感測信號大於該第一參考信號，該比較信號係在一第一邏輯電壓位準，或回應於該電流感測信號小於該第一參考信號，該比較信號係在一第二邏輯電壓位準；回應於在該第一邏輯電壓位準之該比較信號，將一第一電流注入一第一節點(84)；回應於在該第二邏輯電壓位準之該比較信號，導引該第一電流遠離該第一節點；以及在該第一節點(84)上積分一電信號以在一第二節點上產生該回饋信號。
  2. 如請求項1所述的方法，其中將該第一電流注入該第一節點(84)包括回應於該電流感測信號(VISENSE )大於該第一參考信號(VSET )而將該第一電流注入該第一節點(84)；且其中比較該電流感測信號(VISENSE )與該第一參考信號(VSET )包括將一第二電流注入一電阻器(62)以產生該電流感測信號(VISENSE )，其中被注入該電阻器(62)的該第二電流是流過一發光二極體的電流。
  3. 如請求項1所述的方法，其中導引該第一電流遠離該第一節點(84)包括回應於該電流感測信號(VISENSE )小於該第一參考信號(VSET )而導引該第一電流遠離該第一節點 (84)，並且其中比較該電流感測信號(VISENSE )和該第一參考信號(VSET )包括將一第二電流注入一電阻器以產生該電流感測信號(VISENSE )。
  4. 如請求項1所述的方法，其進一步包括在該第二節點處使用該回饋信號以改變流經負載之一第二電流，其中該負載包括一發光二極體陣列，且其中該發光二極體陣列係以選自由下列組態組成之群予以組態：一串並聯配置、一串聯配置、和一串聯交叉連接配置。
  5. 一種用於使用一單級功率因數調製電路產生一校正信號的方法，包括：產生一數位比較信號(VCOMP )；使用該數位比較信號(VCOMP )以進行將一電流添加到一第一節點(84)或者從該第一節點(84)減去一電流之其中一者，其中使用該數位比較信號以進行將該電流添加到該第一節點(84)或者從該第一節點(84)減去該電流之其中一者包括：回應於該數位比較信號(VCOMP )係在一第一狀態中，將該電流添加到該第一節點(84)；以及回應於該數位比較信號(VCOMP )係在一第二狀態中，從該第一節點減去該電流；以及在該第一節點(84)上積分一電信號以產生該校正信號(VCORR )。
  6. 如請求項5所述的方法，其中產生該數位比較信號(VCOMP )包括： 比較第一電壓信號(VISENSE )和第二電壓信號(VSET )；以及使用一發光二極體負載電流以產生該第一電壓(VISENSE )。
  7. 如請求項5所述的方法，其中使用該數位比較信號(VCOMP )以進行將該電流添加到該第一節點(84)或者從該第一節點(84)減去該電流之其中一者進一步包括使用一負載電流產生一電壓信號，其中當該電壓信號大於一參考信號時，該比較信號(VCOMP )在該第一狀態中，並且當該電壓信號小於該參考信號時該比較信號(VCOMP )在該第二狀態中。
  8. 一種回饋電路，包括：一變換器(18)，其具有一回饋端子和一輸出端子；一電流感測電路(36)，其具有第一端子和第二端子，該第一端子耦合到該變換器(18)的該輸出端子；一比較器電路(38)，其具有一輸入端子和一輸出端子，該輸入端子耦合到該電流感測電路(36)的該輸出端子；一定標電路(40)，其具有第一輸入端子和第二輸入端子以及一輸出端子，該第一輸入端子耦合到該比較器電路(38)的該輸出端子，並且該輸出端子耦合到該變換器(18)的該回饋端子；以及一補償級(42)，其具有耦合到該定標電路(40)的該第二輸入端子的一輸出端子。
  9. 如請求項8所述的回饋電路，其中： 該電流感測電路(36)包括具有該第一端子和該第二端子的一電阻器(62)；該定標電路(40)包括：一運算放大器(74)，其具有一反相輸入端子、一非反相輸入端子、和一輸出端子；以及一電容器(76)，其耦合在該運算放大器(74)的該反相輸入端子和該輸出端子之間；並且其中該補償級(42)包括：一第一二極體(70)，其具有一陽極和一陰極；以及一第二二極體(72)，其具有一陽極和一陰極，該第一二極體(70)的該陽極耦合到該第二二極體(72)的該陰極，並且該第二二極體(72)的該陽極耦合到該第一二極體(70)的該陰極。
  10. 如請求項9所述的回饋電路，其中該定標電路(40)進一步包括：一第一電阻器(78)，其具有第一端子和第二端子，該第一端子耦合到該運算放大器(74)的該反相輸入端子；一第二電阻器(80)，其具有第一端子和第二端子，該第一端子耦合到該第一電阻器(78)的該第二端子；以及一第三電阻器(82)，其具有第一端子和第二端子，該第一端子耦合到該第二電阻器的該第一端子。
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