TWI459700B

TWI459700B - Step - down converter

Info

Publication number: TWI459700B
Application number: TW101114889A
Authority: TW
Original assignee: Univ Nat Taipei Technology
Priority date: 2012-04-26
Filing date: 2012-04-26
Publication date: 2014-11-01
Also published as: TW201345123A

Description

升降壓轉換裝置

本發明是有關於一種升降壓轉換裝置，特別是指一種具有穩定電壓輸出的升降壓轉換裝置。

如吾人所知，許多應用都需要電壓升降轉換器，像是手持裝置或車用電子裝置，因為其供電設備所提供的輸出電壓會有很大的變化，因此為了提高系統穩定度，無可避免的必須將其處理成穩定的輸出電壓。如今已知的轉換器有升降轉換器(buck-boost converter)、SEPIC轉換器、Cuk轉換器、Zeta轉換器、Luo轉換器等。

然而，在控制其中的功率開關時，會產生右半平面的零點(right-half plane zeros)，導致整個系統不穩定。因此，如何提供一個電路簡單、成本較低且可輸出穩定電壓的升降壓轉換裝置則為本案之發明重點。

因此，本發明之目的，即在提供一種電路簡單、可輸出穩定電壓的升降壓轉換裝置。

於是，本發明升降壓轉換裝置，用以對一輸入電壓進行電壓轉換以輸出一穩定電壓，其中包含：一導通二極體、一功率開關組、一第二電容、一第一電容、一第一電感、一第二電感及一輸出電容。

該該升降壓轉換裝置包含一導通二極體、一第二電容、一第一電容、一第一電感、一第二電感、一輸出電容及一功率開關組。

該功率開關組具有一第一開關及一第二開關，該第一開關的一端耦接該輸入電壓，且該第一開關的另一端與該第二開關的一端串接，該第二開關的另一端接地。

該第一電感的兩端分別耦接該第一開關及該第二開關之間，及該導通二極體的陽極端；該第一電容的一端電性連接該導通二極體的陽極端，該第一電容的另一端接地；該第二電容的兩端分別耦接該第一開關及該第二開關之間，及該導通二極體的陰極端；該第二電感的兩端分別連接該導通二極體的陰極端及該輸出電容的一端，該輸出電容另一端接地。

該第一開關為導通且該第二開關為非導通時，該輸入電壓對該第一電感和第一電容進行儲能，且該第二電容對該第二電感及該輸出電容進行儲能，該第一開關為非導通且該第二開關為導通時，該第一電容對該第二電容釋能，且該第二電感及該輸出電容釋能而輸出該穩定電壓。

本發明升降壓轉換裝置之功效在於，可以提供一個電路簡單、成本較低且在控制上不會產生右半平面的零點的穩定電壓電源。

有關本發明之前述及其他技術內容、特點與功效，在以下配合參考圖式之一個較佳實施例的詳細說明中，將可清楚的呈現。

參閱圖1，為本發明升降壓轉換裝置100之較佳實施例，該升降壓轉換裝置100用以對一輸入電壓V _i 進行電壓轉換以輸出一穩定的輸出電壓V _o ，升降壓轉換裝置100包括一功率開關組、一導通二極體D ₁ 、一第一電容C ₁ 、一第二電容C ₂ 、一第一電感L ₁ 、一第二電感L ₂ 及一輸出電容C _o 。

功率開關組具有一第一開關S ₁ 及一第二開關S ₂ 。其中，第一開關S ₁ 的一端耦接輸入電壓V _i ，且第一開關S ₁ 的另一端與第二開關S ₂ 的一端相互串接，第二開關S ₂ 的另一端接地。

第一電感L ₁ 的兩端分別耦接第一開關S ₁ 及第二開關S ₂ 之間及導通二極體D ₁ 的陽極端；第一電容C ₁ 的一端電性連接導通二極體D ₁ 的陽極端，第一電容C ₁ 的另一端接地；第二電容C ₂ 的兩端分別耦接第一開關S ₁ 及第二開關S ₂ 之間及導通二極體D ₁ 的陰極端；第二電感L ₂ 的兩端分別連接導通二極體D ₁ 的陰極端及輸出電容C _o 的一端，輸出電容C _o 的另一端接地。

參閱圖2，在介紹本實施例之前，本實施例的條件如下：(i)所有的元件為理想元件；(ii)忽略第一開關S ₁ 及第二開關S ₂ 的空白時間(blanking times)；(iii)忽略第一開關S ₁ 、第二開關S ₂ 和導通二極體D ₁ 在導通期間的壓降；(iv)第一電容C ₁ 、第二電容C ₂ 的容值大到足以保持穩定電壓並忽略充電期間及放電期間的變動；(v)直流輸入電壓表示成V_i ，直流輸出電壓表示成V_o ，直流輸出電流表示成I_o ，第一開關S ₁ 、第二開關S ₂ 的閘極驅動訊表示成M₁ 及M₂ ，第一開關S ₁ 、第二開關S ₂ 的電壓表示成v_S1 及v_S2 ，第一電感L ₁ 、第二電感L ₂ 的電壓表示成v_L1 及v_L2 ，第一電感L ₁ 、第二電感L ₂ 的電流表示成i_L1 及i_L2 ，輸入電流表示成i_i ；(vi)第一電感L ₁ 、第二電感L ₂ 的電流全部為正值。

接著，將詳細說明升降壓轉換裝置100中各個元件的作動及如何輸出穩定電壓，且在本實施例中，升降壓轉換裝置100是操作在連續導通模式(Continuous Conduction Mode，CCM)。

以一個開關週期Ts而言，區分為週期DTs及週期(1-D)Ts，由圖中可知當負載電流大於第一電感L ₁ 和第二電感L ₂ 激磁電流的二分之一，則第一電感L ₁ 、第二電感L ₂ 的電流i_L1 及i_L2 均為正值；另外，第一開關S ₁ 、第二開關S ₂ 的電壓表示成v_S1 及v_S2 ，都等於輸入電壓V_i ，且輸入電流i_i 為脈波。茲將升降壓轉換裝置100的兩個操作模式分別說明如下。

I.　第一狀態：

參閱圖3，在此狀態為第一開關S ₁ 導通及第二開關S ₂ 不導通；在此狀態下，輸入電壓提供能量給第一電感L ₁ 及第一電容C ₁ ，因此，第一電感L ₁ 的電壓為輸入電壓V_i 減去第一電容C ₁ 的電壓v_C1 ，第一電感L ₁ 被磁化，第一電容C ₁ 被充電。同時，第二電容C ₂ 的電壓v_c2 ，加上輸入電壓V_i 提供能量給第二電感L ₂ 及輸出電容和負載，第二電感L ₂ 的電壓v_L2 等於輸入電壓V_i 加上第二電容C ₂ 的電壓v_C2 減去輸出電壓V_o ，第二電感L ₂ 被磁化及第二電容C ₂ 放電，如公式1及公式2所示。

v _L ₁ =V _i -V _C ₁ 　公式1

v _L ₂ =V _i +V _C ₂ -V _o 　公式2

II.　第二狀態：

在此狀態為第一開關S ₁ 不導通及第二開關S ₂ 導通；在此狀態下，儲存於第一電感L ₁ 及第一電容C ₁ 的能量釋放至第二電容C ₂ 及經由第二電感L ₂ 至輸出；因此，第一電感L ₁ 的電壓為第一電容C ₁ 的電壓v_C1 的負值，第一電感L ₁ 去磁化及第一電容C ₁ 放電。同時，第二電感L ₂ 的電壓v_L2 等於第二電容C ₂ 的電壓v_C2 減去輸出電壓V_o ，第二電感L ₂ 被去磁化及第二電容C ₂ 充電，如公式3至公式5所示。

v _L ₁ =-V _C ₁ 　公式3

v _L ₂ =V _C ₂ -V _o 　公式4

V _C ₂ =V _C ₁ 　公式5

將伏秒定理(voltage-second balance)應用於公式1及公式3，可表示成如公式6所示。

(V _i -V _C ₁ )‧D ‧T _s +(-V _C ₁ )‧(1-D )‧T _s =0　公式6

因此，簡化公式6後，可表示成公式7。

V _C ₁ =D ‧V _i 　公式7

接著，將伏秒定理(voltage-second balance)應用於公式2及公式4，可表示成如公式8所示。

(V _i +V _C ₂ -V _o )‧D ‧T _s +(V _C ₂ -V _o )‧(1-D )‧T _s =0　公式8

因此，將公式5與公式7帶入公式8，相減之後可得其電壓轉換比例如公式9所示。

因此，本發明可於責任週期D小於0.5時操作於降壓模式，並於責任週期D大於0.5時操作於升壓模式。

另外，基於公式5、公式7及公式9，第一電容C ₁ 及第二電容C ₂ 的直流電壓可表示為公式10。

V _C ₁ =V _C ₂ =0.5V _o 　公式10

本實施例的相關參數如下：(i)可接受的輸入電壓V _i 的範圍為10至16伏特；(ii)透過升降壓轉換裝置100的轉換後可得直流輸出電壓V _o 為12伏特；(iii)額定直流負載電流I _o-rated 為3安培；(iv)開關頻率f _s 為200kHz；(v)第一開關S ₁ 導通及第二開關S ₂ 的型號為APM3109；及(vi)用於控制第一開關S ₁ 導通及第二開關S ₂ 的控制單元(圖未示)的型號為ICA7W716。

在電感的設計方面，本實施例是設計在直流額電電流的25%，因此，第一電感L ₁ 、第二電感L ₂ 的電流i_L1 及i_L2 的峰對峰值表示成Δi _L ₁ 及Δi _L ₂ ，如公式11所示。

Δi _L ₁ =Δi _L ₂ =0.5I _o-rated 　公式11

本實施例中，Δi _L ₁ 及Δi _L ₂ 之值為1.5安培。

高輸入電壓(16伏特)也會影響到電感的設計，因此，對應最小責任週期D _min 為0.375；進一步，基於公式10，第一電容C ₁ 及第二電容C ₂ 的直流電壓都是0.5Vo，也就是6伏特，則第一電感L ₁ 、第二電感L ₂ 的容值設計如公式12及公式13。

因此，第一電感L ₁ 、第二電感L ₂ 的容值可計算出需高於12.5μH，最後，本實施例選用的第一電感L ₁ 、第二電感L ₂ 為選用型號PC47RM5Z的鐵氧體核心(ferrite cores)，且容值分別為10.5圈及容值為14μH。

本實實例在電容的設計方面，有輸出電容C _o 、第一電容C ₁ 及第二電容C ₂ ，分述如下。

(1)　輸出電容C _o ：輸出電容C _o 的等效串聯電阻值(簡稱ESR)是表示如公式14。

假設輸出電壓連波Δv _o 小於直流輸出電壓的1%，也就是電壓連波Δv _o 小於120m伏特；於是，計算出輸出電容C _o 的等效串聯電阻值需小於80mΩ，最後選用了容值470μF及電阻值46mΩ的電容。

(2)　第一電容C ₁ 及第二電容C ₂ ：先前定義第一電容C ₁ 、第二電容C ₂ 的容值大到足以保持穩定電壓在6伏特，其變動分別定義為ΔV _C ₁ 及ΔV _C ₂ ，假設ΔV _C ₁ 及ΔV _C ₂ 小於第一電容C ₁ 及第二電容C ₂ 的電壓v_C1 、v_C2 的1%，也就是小於60m伏特。在第一狀態時的第一電容C ₁ 充電及第二電容C ₂ 放電，第一電容C ₁ 充電及第二電容C ₂ 的容值如公式15及公式16所示。

最大責任週期D _max =0.6出現在輸入電壓10伏特時，在第一電容C ₁ 充電及第二電容C ₂ 的容值都不低於150μF的情況，最後，選擇了兩者的容值都為470μF。

本實施例依據前述設定條件的實驗結果如下。

參閱圖5及圖6，為輸入電壓10伏特時無負載(no load)的第一開關S ₁ 及第二開關S ₂ 的閘極驅動訊號M₁ 、M₂ 及第一電容C ₁ 及第二電容C ₂ 的電壓V_C1 、V_C2 和第一電感及第二電感電流i_L1 、i_L2 的波形。

參閱圖7及圖8，為輸入電壓10伏特時有額定負載(rated load respectively)的第一開關S ₁ 及第二開關S ₂ 的閘極驅動訊號M₁ 、M₂ 及第一電容C ₁ 及第二電容C ₂ 的電壓V_C1 、V_C2 及第一電感及第二電感電流i_L1 、i_L2 的波形。

參閱圖9及圖10，為輸入電壓16伏特時無負載(no load)的第一開關S ₁ 及第二開關S ₂ 的閘極驅動訊號M₁ 、M₂ 及第一電容C ₁ 及第二電容C ₂ 的電壓V_C1 、V_C2 及第一電感及第二電感電流i_L1 、i_L2 的波形。

參閱圖11及圖12，為輸入電壓16伏特時有額定負載(rated load respectively)的第一開關S ₁ 及第二開關S ₂ 的閘極驅動訊號M₁ 、M₂ 及第一電容C ₁ 及第二電容C ₂ 的電壓V_C1 、V_C2 及第一電感及第二電感電流i_L1 、i_L2 的波形。

參閱圖13至16，分別為負載暫態反應(Load transient response)在輸入電壓為10伏特且從無負載轉為額定負載、在輸入電壓為10伏特且從額定負載轉為無負載、在輸入電壓為16伏特且從無負載轉為額定負載，及在輸入電壓為16伏特且從額定負載轉為無負載的波形。

參閱圖17及圖18，分別為輸入電壓10伏特及輸入電壓為16伏特的轉換效能曲線。在負載電流為0.25安培最低可達88%的轉換效能，而最高可達94%的轉換效能。

綜上所述，本發明升降壓轉換裝置100可產生穩定的輸出電壓，在控制上也較為簡單且穩定，故確實能達到本發明的目的。

惟以上所述者，僅為本發明之較佳實施例而已，當不能以此限定本發明實施之範圍，即大凡依本發明申請專利範圍及發明說明內容所作之簡單的等效變化與修飾，皆仍屬本發明專利涵蓋之範圍內。

100．．．升降壓轉換裝置

V _o ．．．輸出電壓

V _i ．．．輸入電壓

D ₁ ．．．導通二極體

C ₁ ．．．第一電容

C ₂ ．．．第二電容

L ₁ ．．．第一電感

L ₂ ．．．第二電感

C _o ．．．輸出電容

S ₁ ．．．第一開關

S ₂ ．．．第二開關

圖1是說明本發明升降壓轉換裝置之較佳實施例的電路圖，；

圖2是說明該較佳實施例的各元件訊號的波形圖；

圖3是說明該較佳實施例於第一操作模式的示意圖；

圖4是說明該較佳實施例於第二操作模式的示意圖；

圖5至圖8是說明輸入電壓10伏特時無負載的電壓、電流，以及有額定負載的電壓、電流之波形圖；

圖9至圖12是說明輸入電壓16伏特時無負載的電壓、電流，以及有額定負載的電壓、電流之波形圖；

圖13至16是說明負載暫態反應下，輸入電壓為10伏特且從無負載轉為額定負載、在輸入電壓為10伏特且從額定負載轉為無負載、在輸入電壓為16伏特且從無負載轉為額定負載，及在輸入電壓為16伏特且從額定負載轉為無負載的相關波形圖；及

圖17及圖18是說明分別為輸入電壓10伏特及16伏特的轉換效能曲線圖。