TWI538376B - 具超高昇降壓比之創新電能轉換裝置 - Google Patents

Description

具超高昇降壓比之創新電能轉換裝置

本發明是有關於一種電子轉換器，特別是指一種同時具有直流昇壓功能及降壓功能之超高昇降壓比之電能轉換裝置。

傳統變壓器用於直流變壓之處理需要許多交直流轉換之電路，並且，傳統之變壓器因體積過於龐大，已漸漸被電子式變壓轉換器所取代，然而以目前直流變壓用以脈衝寬度調變(Pulse Width Modulation,PWM)訊號，來驅動一開關電路，進而控制電子式變壓轉換器的電壓轉換。

目前用來控制電子式變壓轉換器電壓之方法，就是透過增加PWM訊號的責任週期來提高輸出電壓，或者透過降低PWM訊號的責任週期來降低輸出電壓。因為PWM訊號頻率為高頻，而高頻變壓器體積很小，使其直流電壓(DC/DC)之轉換器越來越普遍。

參閱圖1，為簡單習知直流昇壓轉換器之電路示意圖。直流昇壓轉換器1包含電感11、功率開關12、功率二極體13及負載輸出電容14。直流昇壓轉換器1係用來對輸入電壓Vin執行直流昇壓運作，據以產生輸出電壓Vout供應至負載15。

直流昇壓轉換器1的單相昇壓運作中，功率開關12會根據控制訊號產生PWM訊號的責任週期，以控制電感11的儲能及釋能運作，進而於電感11的釋能運作中，透過功率二極體13對負載輸出電容14充電以產生 輸出電壓Vout。

另外，事實上設計直流昇壓轉換器通常會 使用變壓器，然而變壓器本身會存在漏電感(Leakage inductance)的問題，簡單的昇壓轉換器並無針對變壓器之漏感回收處理，將會造成電能損失於變壓器中。

此外，變壓器產生之漏電感於PWM訊號產 生之的責任週期中，該電晶體之寄生電容會於導通瞬間在該方波之前端產生一突波，該突波為電磁干擾(英文：Electro Magnetic Interference，簡稱EMI)產生的主要原因，尤其經由昇壓電路該突波會被放大，對於該電路中的元件壽命產生影響，通常會使用適當的電阻來改善電壓突波峰值，但卻會造成MOSFET導通及截止延遲現象，因而必須選擇電阻RG值，以避免發生延遲現象。

經由以上說明可知，現有直流轉換器誠具有以下缺點：

一、直流轉換器有所限制：傳統直流變壓轉換器大都為昇壓或者降壓之轉換器，如果欲使用同一電源產生不同電壓，就需要購買兩種轉換器，以應付不同直流電壓之需求，使用者使用時當然不方便。

二、效益不彰：傳統昇壓轉換器使用開關電源變壓器磁芯，大多在低磁場下使用的軟磁元件，它有較高磁導率，低的矯頑力，高的電阻率，但是變壓器本身具有漏感及激磁感，這都會造成能量的損耗。

三、使用壽命簡短：轉換器是利用PWM訊號來控制欲輸出之電壓，然而電路本身不良的設計會產生突波訊號，不僅會對電路中的電流造成影響，更會對元件造成傷害而燒毀，然而過去增加電組來減少突波電壓確會對轉換器之開關電路產生延遲現象，影響電路特性。

由上述所言可知，目前之昇壓轉換器雖然可以昇壓或降壓而達到所需之電壓，但是並無同時具備昇 壓及降壓功能之直流轉換器，且電路中變壓器漏電感造成損耗及電路中高頻開關所發出之突波，以至於降低直流轉換器之功效。

有鑑於此，本發明之目的，是提供一種具超高昇降壓比之創新電能轉換裝置，並包含一電源模組、一調頻模組，及一負載模組。

該電源模組，其包括一具有一穩定輸出之直流電源的電源單元，及一與該電源單元電連接之控制單元。調頻模組，其包括一與該電源模組電連接之高頻開關單元，該高頻開關單元產生脈衝寬度調變以改變該控制單元中之電流特性。該負載模組，其包括一可以將電壓昇壓的倍壓單元、一可以將電壓降壓的降壓單元，及一與該降壓單元電連接並可將經該降壓單元降壓後之電壓穩定的負載單元，且該負載單元所輸出之電壓是受控於該控制單元之電流特性。

本發明的另一技術手段，是在於該控制單元具有一第一耦合線圈、一第一電容、第一二極體、一第二耦合線圈、一第二電容、一第三耦合線圈、一第二二極體、一第四耦合線圈，及一第三電容。該第一耦合線圈之極性點端與該直流電源之正極端電連接，該第一電容之負極端與該直流電源之正極端及該第一耦合線圈之極性點端電連接。

該第一二極體之負極端與該第一電容之正極端電連接，該第二耦合線圈之極性點端與該第一二極體之負極端及該第一電容之正極端電連接，該第二電容之負極端與該第一耦合線圈之非極性點端及該第一二極體之正極端電連接，且該第二電容之正極端與該第二耦合線圈之非極性點端電連接。

該第三耦合線圈之極性點端與該第一耦合 線圈之非極性點端、該第一二極體之正極端，及該第二電容之負極端電連接，該第二二極體之負極端與該第二電容之正極端，及該第二耦合線圈之非極性點端電連接，且該第二二極體之正極端與該第三耦合線圈之非極性點端電連接。

該一第四耦合線圈之極性點端與該第二耦 合線圈之非極性點端、該第二電容之正極端，及該第二二極體之負極端電連接，且該第四耦合線圈之非極性點端並與該高頻開關單元電連接，該第三電容之負極端與該第三耦合線圈之非極性點端，及該第二二極體之正極端電連接，且該第三電容之正極端與該第四耦合線圈之非極性點端，及該高頻開關單元電連接。

本發明的又一技術手段，是在於該控制單 元具有一第一耦合線圈、一第二耦合線圈、一第一電容、一第一二極體、一第三耦合線圈、一第二電容、一第二二極體、一第四耦合線圈，及一第三電容。該第一耦合線圈之極性點端與該直流電源之正極端電連接，該第二耦合線圈之極性點端與該第一耦合線圈之非極性點端電連接。

該第一電容之負極端與該第一耦合線圈之 非極性點端，及該第二耦合線圈之極性點端電連接，該第一二極體之正極端與該第一電容之負極端、該第一耦合線圈之非極性點端，及該第二耦合線圈之極性點端電連接，該第三耦合線圈之極性點端與該第一二極體之負極端電連接。

該第二電容之正極端與該第三耦合線圈之 極性點端與該第一二極體之負極端電連接，且該第二電容之負極端與該直流電源之負極端，及該高頻開關單元電連接，該第二二極體之正極端與該第二耦合線圈之非極性點端電連接，且該第二二極體之負極端與該第一電容之正極 端，及該第三耦合線圈之非極性點端電連接。

該第四耦合線圈之極性點端與該第二二極 體之負極端、該第一電容之正極端，及第三耦合線圈之非極性點端電連接，且該第四耦合線圈之非極性點端與該高頻開關單元電連接，該第三電容之負極端與該第二耦合線圈之非極性點端，及該第二二極體之正極端電連接，且該第三電容之正極端與該第四耦合線圈之非極性點端，及該高頻開關單元電連接。

本發明的再一技術手段，是在於該高頻開 關單元具有一半導體開關、一與該半導體開關並聯之寄生二極體，及一與該半導體開關並聯之寄生電容，該半導體開關是選自於MOSFET、BJT、CMOS，或此等之組合。

本發明的另一技術手段，是在於該倍壓單 元具有一第五耦合線圈及一第四電容，該第五耦合線圈與該第一耦合線圈、該第二耦合線圈、該第三耦合線圈，及該第四耦合線圈為同一共鐵心變壓器所耦合之線圈，該第四電容負極端與該第五耦合線圈之極性點端電連接。

本發明的又一技術手段，是在於該降壓單 元具有一第三二極體、一第四二極體，及一儲能電感，該第三二極體之負極端與該第四電容之正極端電連接，該第三二極體之正極端與該第五耦合線圈之非極性點端電連接，該第四二極體之正極端與該第四電容之正極端，及該第三二極體之負極端電連接，該儲能電感與該第四二極體之負極端電連接。

本發明的再一技術手段，是在於該負載單 元具有一輸出電容，及一負載電阻，該輸出電容之正極端與該儲能電感及該負載電阻之一端電連接，該輸出電容之負極端與該負載電阻之另一端、該第五耦合線圈之非極性點端，及該第三二極體之正極端電連接。

本發明之有益功效在於，藉由該高頻開關 產生脈衝寬度調變來控制該控制單元的電流方向，利用該控制單元之電路設計將變壓器中的漏電感上所儲存之電流釋放，以至於該高頻開關所輸出之電壓波形不會產生突波，導致變壓器將電壓輸出於該倍壓單元放大時無突波電壓，因此該倍壓單元將可以使用較高昇壓比將電壓升高，且進入該降壓單元將電壓降低時，電壓波形完整，進而達到超高昇壓比的轉換裝置之目的。

1‧‧‧直流昇壓轉換器

11‧‧‧電感

12‧‧‧功率開關

13‧‧‧功率二極體

14‧‧‧負載輸出電容

15‧‧‧負載

2‧‧‧電源模組

21‧‧‧電源單元

22‧‧‧控制單元

N₁‧‧‧第一耦合線圈

N₂‧‧‧第二耦合線圈

N₃‧‧‧第三耦合線圈

N₄‧‧‧第四耦合線圈

C₁‧‧‧第一電容

C₂‧‧‧第二電容

C₃‧‧‧第三電容

D₁‧‧‧第一二極體

D₂‧‧‧第二二極體

3‧‧‧調頻模組

31‧‧‧高頻開關單元

Q‧‧‧半導體開關

V_ds‧‧‧寄生二極體

C_ds‧‧‧寄生電容

4‧‧‧負載模組

41‧‧‧倍壓單元

N₅‧‧‧第五耦合線圈

C₄‧‧‧第四電容

42‧‧‧降壓單元

D₃‧‧‧第三二極體

D₄‧‧‧第四二極體

L‧‧‧儲能電感

43‧‧‧負載單元

C_out‧‧‧輸出電容

RL‧‧‧負載電阻

i_in‧‧‧輸出電流

圖1是一電路示意圖，說明習知昇壓式電源轉換器；圖2是一電路示意圖，說明本發明第一較佳實施例之電路圖；圖3是一電路示意圖，輔助說明圖2之電路圖模型；圖4是一電路示意圖，說明第一較佳實施例中該高頻開關單元導通時，本裝置的電流方向；圖5是一電路示意圖，說明第一較佳實施例中該高頻開關單元截止瞬間，本裝置的電流方向；圖6是一電路示意圖，說明第一較佳實施例降壓時，本裝置的電流方向；圖7是一電路示意圖，說明第一較佳實施例昇壓時，本裝置的電流方向；圖8是一電壓電流時序圖，輔助說明圖6降壓時序圖；圖9是一電壓電流時序圖，輔助說明圖7昇壓時序圖；圖10是一電路示意圖，說明本發明第二較佳實施例之電路圖；圖11是一電路示意圖，輔助說明圖2之電路圖模型；圖12是一電路示意圖，說明第二較佳實施例中該高頻開關單元導通時，本裝置的電流方向；圖13是一電路示意圖，說明第二較佳實施例中該高 頻開關單元截止瞬間，本裝置的電流方向；圖14是一電路示意圖，說明第二較佳實施例降壓時，本裝置的電流方向；圖15是一電路示意圖，說明第二較佳實施例昇壓時，本裝置的電流方向；及圖16是一電壓時序圖，輔助說明第二較佳實施例電源連續特性。

有關本發明之相關申請專利特色與技術內容，在以下配合參考圖式之較佳實施例的詳細說明中，將可清楚的呈現。

參閱圖2，本發明之第一較佳實施例具超高昇降壓比之創新電能轉換裝置，並包含一電源模組2、一調頻模組3，及一負載模組4。該電源模組2，其包括一具有一穩定輸出之直流電源的電源單元21，及一與該電源單元21電連接之控制單元22。該調頻模組3，其包括一與該電源模組2電連接之高頻開關單元31，該高頻開關單元31產生脈衝寬度調變以改變該控制單元22中之電流特性。

該負載模組4，其包括一與該控制單元22電連接且可將該電源單元21之直流電源電壓昇壓的倍壓單元41、一與該倍壓單元41電連接且可將經該倍壓單元41昇壓後之電壓降壓的降壓單元42，及一與該降壓單元42電連接並可將經該降壓單元42降壓後之電壓穩定的負載單元43，且該負載單元43所輸出之電壓是受控於該控制單元22之電流特性。

本發明之第一較佳實施例中，該控制單元22具有一第一耦合線圈N₁、一第一電容C₁、第一二極體D₁、一第二耦合線圈N₂、一第二電容C₂、一第三耦合線圈N₃、一第二二極體D₂、一第四耦合線圈N₄，及一第三電容C₃。

該第一耦合線圈N₁，其極性點端與該電源單 元21之直流電源之正極端電連接。該第一電容C₁之負極端與該電源單元21之直流電源之正極端及該第一耦合線圈N₁之極性點端電連接。該第一二極體D₁，其負極端與該第一電容C₁之正極端電連接。該第二耦合線圈N₂，其極性點端與該第一二極體D₁之負極端及該第一電容C₁之正極端電連接。

該第二電容C₂，其負極端與該第一耦合線圈 N₁之非極性點端及該第一二極體D₁之正極端電連接，且該第二電容C₂之正極端與該第二耦合線圈N₂之非極性點端電連接。該第三耦合線圈N₃，其極性點端與該第一耦合線圈N₁之非極性點端、該第一二極體D₁之正極端，及該第二電容C₂之負極端電連接。該第二二極體D₂，其負極端與該第二電容C₂之正極端，及該第二耦合線圈N₂之非極性點端電連接，且該第二二極體D₂之正極端與該第三耦合線圈N₃之非極性點端電連接。

該第四耦合線圈N₄，其極性點端與該第二耦 合線圈N₂之非極性點端、該第二電容C₂之正極端，及該第二二極體D₂之負極端電連接，且該第四耦合線圈N₄之非極性點端並與該高頻開關單元31電連接。該第三電容C₃，其負極端與該第三耦合線圈N₃之非極性點端，及該第二二極體D₂之正極端電連接，且該第三電容C₃之正極端與該第四耦合線圈N₄之非極性點端，及該高頻開關單元31電連接。

參閱圖3為圖2之模擬電路圖，該高頻開 關單元31具有一半導體開關Q、一與該半導體開關Q並聯之寄生二極體V_ds，及一與該半導體開關Q並聯之寄生電容C_ds，該半導體開關Q是選自於MOSFET、BJT、CMOS，或此等之組合。並且，該第一、二、三、四，及五耦合線圈N₁、N₂、N₃、N₄、N₅同時具有漏感電感L_k1、L_k2、L_k3、L_k4、L_k5。

其中，該倍壓單元41具有一第五耦合線圈 N₅及一第四電容C₄。該第一耦合線圈N₁、該第二耦合線圈N₂、該第三耦合線圈N₃、該第四耦合線圈N₄，及該第五耦合線圈N₅為相同一個共鐵心變壓器所耦合之線圈。該第四電容C₄，其負極端與該第五耦合線圈N₅之極性點端電連接。

該降壓單元42具有一第三二極體D₃、一第 四二極體D₄，及一儲能電感L。該第三二極體D₃，其負極端與該第四電容C₄之正極端電連接，該第三二極體D₃之正極端與該第五耦合線圈N₅之非極性點端電連接。該第四二極體D₄，其正極端與該第四電容C₄之正極端，及該第三二極體D₃之負極端電連接。該儲能電感L與該第四二極體D₄之負極端電連接。

該負載單元43具有一輸出電容C_out，及一負 載電阻RL，該輸出電容C_out之正極端與該儲能電感L及該負載電阻RL之一端電連接，該輸出電容C_out之負極端與該負載電阻RL之另一端、該第五耦合線圈N₅之非極性點端，及該第三二極體D₃之正極端電連接。

參閱圖4、5，本發明之該電源單元21會因 為該高頻開關單元31導通而產生電流，並且由該第一、二二極體D₁、D₂的逆向阻斷的特點使產生之電流由該第一、二、三，及四耦合線圈N₁、N₂、N₃、N₄之極性點端流入，使該第五耦合線圈N₅耦合出電壓並且其極性點端輸出電流，該第五耦合線圈N₅產生之電流因為該第三、四二極體D₃、D₄的順向流通逆向阻斷的特點，令該儲能電感L儲存電流及該輸出電容C_out儲存電壓，並對該負載電阻RL輸出電壓與電流。此時，該第一、二、三電容C₁、C₂、C₃儲存電壓，且該第一、二、三，及四耦合線圈N₁、N₂、N₃、N₄之漏感電感L_k1、L_k2、L_k3、L_k4會儲存漏感電流。

於該高頻開關單元31之半導體開關Q於關 閉瞬間，電流會改由該高頻開關單元31之寄生電容C_ds流過並且充電之，當該寄生電容C_ds電壓與電源單元21相等 時，該寄生二極體V_ds的逆向阻斷的特點則決定了該高頻開關單元31的電流流過，該高頻開關單元31進入斷路狀態。

參閱圖6、7，當該高頻開關單元31進入截 止狀態，該第一、二、三，及四耦合線圈N₁、N₂、N₃、N₄之漏感電感L_k1、L_k2、L_k3、L_k4所儲存之漏感電流，則會依循該第一、二二極體D₁、D₂的順向導通的特點釋放。

在此，值得一提的是，釋放之漏感電流將 通過該第一、二、三，及四耦合線圈N₁、N₂、N₃、N₄，更具有漏感回收之功能。並且，由於漏感電流已回收，該高頻開關單元31之寄生電容C_ds由截止狀態進入導通狀態瞬間則無突波產生，本發明無需另外設置電阻來應付突波對於電路的傷害，並且得到高昇壓比之電壓輸出。

實驗結果：參閱圖6、8，本案之第一較佳 實施例中該高頻開關單元31產生的脈衝寬度調變來決定輸出的電壓，調高該脈衝的高電壓時間比令該儲能電感L所釋放的電流i_L不會歸零且馬上有電流充電，此時，本發明處於CCM狀態，其電壓增益較小則輸出電壓將為降壓，並且負載阻抗相對較小，該儲能電感L之輸出電流相對較大。

此外，參閱圖7、9調降該脈衝的高電壓時 間比令該儲能電感L所釋放的電流i_L歸零之後一段時間才有電流充電，此時，本發明處於DCM狀態，其電壓增益提高則輸出電壓將為昇壓，並且負載阻抗相對較大，該儲能電感L之輸出電流相對較小。

綜合以上實驗結果，本發明人使用24V的 直流電壓源，調整該高頻開關單元31產生的脈衝寬度調變令轉換裝置處於DCM狀態以得到380V的直流電，並且漏電感回收的設計使該高頻開關單元31不會產生突波以傷害電路元件，更可以以超高昇壓比，來大大提高輸出於該負載單元43上的電壓。而且，相同的轉換裝置，調整該高 頻開關單元31產生的脈衝寬度調變令轉換裝置處於CCM狀態以得到穩定5V的直流電輸出，單一轉換裝置就具有超高昇降壓比直流電輸出之功能。

參閱圖10，本發明之第二較佳實施例具超 高昇降壓比之創新電能轉換裝置，並包含一電源模組2、一調頻模組3，及一負載模組4。該電源模組2，其包括一具有一穩定輸出之直流電源的電源單元21，及一與該電源單元21電連接之控制單元22。該調頻模組3，其包括一與該電源模組2電連接之高頻開關單元31，該高頻開關單元31產生脈衝寬度調變以改變該控制單元22中之電流特性。

該負載模組4，其包括一與該控制單元22 電連接且可將該直流電源之電壓昇壓的倍壓單元41、一與該倍壓單元41電連接且可將經該倍壓單元41昇壓後之電壓降壓的降壓單元42，及一與該降壓單元42電連接之並可將經該降壓單元42降壓後之電壓穩定的負載單元43，且該負載單元43所輸出之電壓是受控於該控制單元22之電流特性。

本發明之第二較佳實施例不同於中第一較 佳實施例，該控制單元22具有一第一耦合線圈N₁、一第二耦合線圈N₂、一第一電容C₁、一第一二極體D₁、一第三耦合線圈N₃、一第二電容C₂、一第二二極體D₂、一第四耦合線圈N₄，及一第三電容C₃。

該第一耦合線圈N₁之極性點端與該直流電 源之正極端電連接。該第二耦合線圈N₂之極性點端與該第一耦合線圈N₁之非極性點端電連接。該第一電容C₁之負極端與該第一耦合線圈N₁之非極性點端，及該第二耦合線圈N₂之極性點端電連接。該第一二極體D₁之正極端與該第一電容C₁之負極端、該第一耦合線圈N₁之非極性點端，及該第二耦合線圈N₂之極性點端電連接。

該第三耦合線圈N₃之極性點端與該第一二 極體D₁之負極端電連接。該第二電容C₂之正極端與該第三耦合線圈N₃之極性點端與該第一二極體D₁之負極端電連接，且該第二電容C₂之負極端與該直流電源之負極端，及該高頻開關單元31電連接。

該第二二極體D₂之正極端與該第二耦合線 圈N₂之非極性點端電連接，且該第二二極體D₂之負極端與該第一電容C₁之正極端，及該第三耦合線圈N₃之非極性點端電連接。該第四耦合線圈N₄之極性點端與該第二二極體D₂之負極端、該第一電容C₁之正極端，及第三耦合線圈N₃之非極性點端電連接，且該第四耦合線圈N₄之非極性點端與該高頻開關單元31電連接。

該第三電容C₃之負極端與該第二耦合線圈 N₂之非極性點端，及該第二二極體D₂之正極端電連接，且該第三電容C₃之正極端與該第四耦合線圈N₄之非極性點端，及該高頻開關單元31電連接。

請參閱圖11、12、13，在本發明之第二實 施例中，該高頻開關單元31、該倍壓單元41、該降壓單元42，及該負載單元43與第一實施例相同，且該高頻開關單元31於導通時電流從該半導體開關Q流過，該高頻開關單元31截止瞬間電流從該寄生電容C_ds流過也和第一實施例相同，就不在此贅述。

配合參閱圖14、15、16，值得一提的是， 本發明之第二較佳實施例雖然具有與第一佳實施例相同之超高昇壓比(DCM)及降壓比(CCM)之功能，此外，本實施例於該電源單元21的部分設計了一個迴路設計，其迴路由該第一二極體D₁來控制，於該高頻開關單元31導通時該電源單元21能量可傳遞至負載單元43，而在該高頻開關單元31截止時，該第一二極體D₁將該電源單元21能量導向該第一電容C₁充電，令該電源單元21的輸出電流i_in不會瞬間歸零，輸出電流i_in之連續功能可保護該電源單元21使其 使用壽命能夠延長。

由上所述，由於本發明具有超高昇降壓比 直流輸出的特點，所以實作時該電源單元21需使用大功率的直流電池，例如：欲得到380V及1A的輸出電壓，在24V的直流電源，電源電流會高達16A，第二實施例設計該迴路令該電源單元21之輸出不會有瞬間截斷且瞬間導通的功能，可以保護該電源單元21輸出電流連續輸出而不會有劇烈的變換，以增加該電源單元21的使用壽命。

經由以上實施例之敘述，可得知本案確實具有以下功效增進之處：

一、電路元件不易損壞：本發明之電能轉換裝置具有漏電感回收的電路設計，使其漏電感於該高頻開關單元31截止狀態下，可以釋放該漏電感所儲存之電流，並且回收至耦合線圈，在該高頻開關單元31之寄生電容C_ds於導通瞬間則無突波產生，保護能量轉換裝置中的電路元件不會被突波傷害。

二、具有超高直流轉換比：該高頻開關單元31產生的脈衝寬度調變可以得到所需要的直流電壓，並且設計電路以回收漏電感所儲存之電流，使該高頻開關單元31不會產生突波並且該脈波的波形完整，更可以提高昇壓比來提高輸出於該負載單元43上的電壓。

三、具有保護電源之功能：為了輸出高電壓的直流電，該電源單元21通常使用高功率的直流電源，導致該電源單元21的電流量高。本發明之第二較佳實施例的電路設計可以達到該電源單元21於該高頻開關單元31導通及截止瞬間，該電源單元21所輸出之電流不會瞬間變換，該電源電流會以比較線性的曲線連續輸出，以延長該電源單元21的使用壽命。

綜上所述，本發明之控制單元22藉由該高頻開關產生脈衝寬度調變來改變該控制單元22的電流方 向，來取得輸出電壓處於昇壓(DCM)或是降壓(CCM)的狀態，再利用該控制單元22之電路設計將變壓器中的漏電感上所儲存之電流釋放並回收之，以至於該高頻開關所輸出之電壓波形不會產生突波，導致變壓器將電壓輸出時不會產生突波電壓，因此該倍壓單元41將電壓放大時可以使用較高昇壓比取得昇壓的電壓，且進入該降壓單元42將電壓降低時，電壓波形完整，進而達到超高昇壓比的轉換裝置之目的，並且，更設計該電源單元21的連續輸出迴路來保護該電源單元21的使用壽命，故確實可以達成本發明之目的。

惟以上所述者，僅為本發明之較佳實施例而已，當不能以此限定本發明實施之範圍，即大凡依本發明申請專利範圍及發明說明內容所作之簡單的等效變化與修飾，皆仍屬本發明專利涵蓋之範圍內。

2‧‧‧電源模組

21‧‧‧電源單元

22‧‧‧控制單元

N₁‧‧‧第一耦合線圈

N₂‧‧‧第二耦合線圈

N₃‧‧‧第三耦合線圈

N₄‧‧‧第四耦合線圈

C₁‧‧‧第一電容

C₂‧‧‧第二電容

C₃‧‧‧第三電容

D₁‧‧‧第一二極體

D₂‧‧‧第二二極體

3‧‧‧調頻模組

31‧‧‧高頻開關單元

4‧‧‧負載模組

41‧‧‧倍壓單元

N₅‧‧‧第五耦合線圈

C₄‧‧‧第四電容

42‧‧‧降壓單元

D₃‧‧‧第三二極體

D₄‧‧‧第四二極體

L‧‧‧儲能電感

43‧‧‧負載單元

C_out‧‧‧輸出電容

RL‧‧‧負載電阻

Claims (8)

1. 一種具超高昇降壓比之創新電能轉換裝置，並包含：一電源模組，其包括一具有一穩定輸出之直流電源的電源單元，及一與該電源單元電連接之控制單元，其中，該控制單元具有：一第一耦合線圈，其極性點端與該直流電源之正極端電連接；一第一電容，其負極端與該直流電源之正極端及該第一耦合線圈之極性點端電連接；一第一二極體，其負極端與該第一電容之正極端電連接；一第二耦合線圈，其極性點端與該第一二極體之負極端及該第一電容之正極端電連接；一第二電容，其負極端與該第一耦合線圈之非極性點端及該第一二極體之正極端電連接，且該第二電容之正極端與該第二耦合線圈之非極性點端電連接；一第三耦合線圈，其極性點端與該第一耦合線圈之非極性點端、該第一二極體之正極端，及該第二電容之負極端電連接；一第二二極體，其負極端與該第二電容之正極端，及該第二耦合線圈之非極性點端電連接，且該第二二極體之正極端與該第三耦合線圈之非極性點端電連接； 一第四耦合線圈，其極性點端與該第二耦合線圈之非極性點端、該第二電容之正極端，及該第二二極體之負極端電連接，且該第四耦合線圈之非極性點端並與該高頻開關單元電連接；及一第三電容，其負極端與該第三耦合線圈之非極性點端，及該第二二極體之正極端電連接，且該第三電容之正極端與該第四耦合線圈之非極性點端，及該高頻開關單元電連接；一調頻模組，其包括一與該電源模組電連接之高頻開關單元，該高頻開關單元產生脈衝寬度調變以改變該控制單元中之電流特性；及一負載模組，其包括一與該控制單元電連接且可將該直流電源之電壓昇壓的倍壓單元、一與該倍壓單元電連接且可將經該倍壓單元昇壓後之電壓降壓的降壓單元，及一與該降壓單元電連接並可將經該降壓單元降壓後之電壓穩定的負載單元，且該負載單元所輸出之電壓是受控於該控制單元之電流特性。
2. 依據申請專利範圍第1項所述之具超高昇降壓比之創新電能轉換裝置，其中，該高頻開關單元具有一半導體開關、一與該半導體開關並聯之寄生二極體，及一與該半導體開關並聯之寄生電容，該半導體開關是選自於MOSFET、BJT、CMOS，或此等之組合。
3. 依據申請專利範圍第2項所述之具超高昇降壓比之創新電能轉換裝置，其中，該倍壓單元具有： 一第五耦合線圈，其與該第一耦合線圈、該第二耦合線圈、該第三耦合線圈，及該第四耦合線圈為同一共鐵心變壓器所耦合之線圈；及一第四電容，其負極端與該第五耦合線圈之極性點端電連接。
4. 依據申請專利範圍第3項所述之具超高昇降壓比之創新電能轉換裝置，其中，該降壓單元具有：一第三二極體，其負極端與該第四電容之正極端電連接，該第三二極體之正極端與該第五耦合線圈之非極性點端電連接；一第四二極體，其正極端與該第四電容之正極端，及該第三二極體之負極端電連接；及一儲能電感，其與該第四二極體之負極端電連接。
5. 依據申請專利範圍第4項所述之具超高昇降壓比之創新電能轉換裝置，其中，該負載單元具有一輸出電容，及一負載電阻，該輸出電容之正極端與該儲能電感及該負載電阻之一端電連接，該輸出電容之負極端與該負載電阻之另一端、該第五耦合線圈之非極性點端，及該第三二極體之正極端電連接。
6. 一種具超高昇降壓比之創新電能轉換裝置，並包含：一電源模組，其包括一具有一穩定輸出之直流電源的電源單元，及一與該電源單元電連接之控制單元，其中，該控制單元具有： 一第一耦合線圈，其極性點端與該直流電源之正極端電連接；一第二耦合線圈，其極性點端與該第一耦合線圈之非極性點端電連接；一第一電容，其負極端與該第一耦合線圈之非極性點端，及該第二耦合線圈之極性點端電連接；一第一二極體，其正極端與該第一電容之負極端、該第一耦合線圈之非極性點端，及該第二耦合線圈之極性點端電連接；一第三耦合線圈，其極性點端與該第一二極體之負極端電連接；一第二電容，其正極端與該第三耦合線圈之極性點端與該第一二極體之負極端電連接，且該第二電容之負極端與該直流電源之負極端，及該高頻開關單元電連接；一第二二極體，其正極端與該第二耦合線圈之非極性點端電連接，且該第二二極體之負極端與該第一電容之正極端，及該第三耦合線圈之非極性點端電連接；一第四耦合線圈，其極性點端與該第二二極體之負極端、該第一電容之正極端，及第三耦合線圈之非極性點端電連接，且該第四耦合線圈之非極性點端與該高頻開關單元電連接；及 一第三電容，其負極端與該第二耦合線圈之非極性點端，及該第二二極體之正極端電連接，且該第三電容之正極端與該第四耦合線圈之非極性點端，及該高頻開關單元電連接；一調頻模組，其包括一與該電源模組電連接之高頻開關單元，該高頻開關單元產生脈衝寬度調變以改變該控制單元中之電流特性；及一負載模組，其包括一與該控制單元電連接且可將該直流電源之電壓昇壓的倍壓單元、一與該倍壓單元電連接且可將經該倍壓單元昇壓後之電壓降壓的降壓單元，及一與該降壓單元電連接並可將經該降壓單元降壓後之電壓穩定的負載單元，且該負載單元所輸出之電壓是受控於該控制單元之電流特性。
7. 依據申請專利範圍第6項所述之具超高昇降壓比之創新電能轉換裝置，其中，該倍壓單元具有：一第五耦合線圈，其與該第一耦合線圈、該第二耦合線圈、該第三耦合線圈，及該第四耦合線圈為同一共鐵心變壓器所耦合之線圈；及一第四電容，其負極端與該第五耦合線圈之極性點端電連接。
8. 依據申請專利範圍7項所述之具超高昇降壓比之創新電能轉換裝置，其中，該降壓單元具有： 一第三二極體，其負極端與該第四電容之正極端電連接，該第三二極體之正極端與該第五耦合線圈之非極性點端電連接；一第四二極體，其正極端與該第四電容之正極端，及該第三二極體之負極端電連接；及一儲能電感，其與該第四二極體之負極端電連接；其中，該負載單元具有一輸出電容，及一負載電阻，該輸出電容之正極端與該儲能電感及該負載電阻之一端電連接，該輸出電容之負極端與該負載電阻之另一端、該第五耦合線圈之非極性點端，及該第三二極體之正極端電連接。