TWI389439B - 電源轉換裝置 - Google Patents

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Shih Kuen Changchien
Jiann Fuh Chen
Lung Sheng Yang
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電源轉換裝置
本發明是有關於一種電源轉換裝置，特別是指一種將直流電壓昇壓的電源轉換裝置。
如圖1所示，為傳統上一種用於將輸入電壓進行昇壓的電源轉換裝置，其利用調整開關Q的責任週期(duty cycle)於開關導通時將輸入電壓充電於電感L中，於開關Q不導通時再由電感L經由二極體D1放電到輸出電容CO 中以得到一較大的輸出電壓，其缺點為昇壓比受限於該電感L，造成昇壓比過低，又當開關Q不導通時，因為該開關Q之兩端跨壓為輸出電壓值，所以必須選擇耐壓大於或等於輸出電壓之開關(也就是具有高電壓應力的開關)，又此種開關具有較大的導通阻抗，因此會導致較高之導通損失。
如圖2所示的另一習知電路，能達到比上述電路較高的昇壓比和功率轉換效率，但是還是必須使用高電壓應力的開關以避免開關Q於操作中損壞，因而限制了其轉換效率。
如圖3所示，論文”R.J.Wai and R.Y. Duan,High-efficiency DC/DC converter with high voltage gain,IEEE Proc.,Electr. Power Apple.,2005,152,pp.793~802”提出一種解決上述問題的電源轉換裝置，其所包含的箝制電路103能於開關Q不導通時將開關Q兩端跨壓限制於一較低的電壓值，而能使用低電壓應力的開關以提高轉換效率，但是其缺點為：
1.輔助昇壓電路104中使用電感L3 以提高升壓比，造成電路複雜且增加製造成本。
2.因為箝制電路103設置於輔助昇壓電路104與接地之間，而使該電源轉換裝置將所接收的輸入電壓VS 轉換成一輸出電壓VO 時，其輸出電壓遭第一~第三電容C1 ~C3 的串連跨壓所限制而無法達到較大的昇壓比，如論文的式(14)所示其昇壓比，其中D是責任導通比例，n是匝數比。
鑒於習知的電路有以上缺失，因此需要一種能改善這些缺失的電源轉換裝置。
因此，本發明之目的，即在提供高轉換效率及高升壓比並能避免上述習知缺失的一種電源轉換裝置。
該電源轉換裝置適用於將一外部電源的一直流的輸入電壓昇壓成一直流的輸出電壓，且包含：一開關，包括一第一端和一接地的第二端，且該開關可於導通與不導通之間切換；一第一繞組，包括電連接於該外部電源的第一端和一電連接於該開關之第一端的第二端；一箝制電路，電連接於該外部電源與該開關的第一端之間，且於該開關不導通時將該開關之第一、二端間的跨壓箝制於一開關箝制電壓；一第二繞組，包括一第一端和一第二端；一濾波儲存電路，包括一輸出二極體及一輸出電容，該輸出二極體的陽極與第二繞組之第二端電連接，而該輸出電容電連接於該輸出二極體之陰極和地之間，且該輸出電容的跨壓即為該輸出電壓；及一電壓昇舉電路，電連接於該箝制電路、該開關的第一端和該第二繞組之第一端之間，並被該輸入電壓充電，且經由該輸出二極體對該輸出電容充電，以進一步提升該輸出電容的跨壓。
本發明之另一目的，即在提供高轉換效率及高升壓比並能避免上述習知缺失的另一種電源轉換裝置。
該電源轉換裝置適用於將一外部電源的一直流的輸入電壓昇壓成一直流的輸出電壓，且包含：一開關，包括一第一端及一接地的第二端，且可於導通與不導通之間切換；一第一繞組，包括電連接於該外部電源的第一端和一電連接於該開關之第一端的第二端；一箝制電路，電連接於該外部電源與該開關的第一端之間，且於該開關不導通時將該開關之第一、二端間的跨壓箝制於一開關箝制電壓；一濾波儲存電路，包括一輸出二極體及一第一輸出電容，該第一輸出電容電連接於該輸出二極體之陰極和地之間，且該第一輸出電容的跨壓為一第一放大電壓；一電壓昇舉電路，電連接於該箝制電路、該開關的第一端和該輸出二極體之陽極之間，並被該輸入電壓充電，且經由該輸出二極體對該第一輸出電容充電，以進一步提升該第一輸出電容的跨壓；及一輔助昇壓電路，與該濾波儲存電路電連接，並能感應該第一繞組而產生一感應電壓，且能將該感應電壓轉成直流以產生一與該第一放大電壓串接的第二放大電壓，且該串接的第一放大電壓和該第二放大電壓即為該輸出電壓。
有關本發明之前述及其他技術內容、特點與功效，在以下配合參考圖式之3個較佳實施例的詳細說明中，將可清楚的呈現。
<第一較佳實施例>
參閱圖4，本發明電源轉換裝置的第一較佳實施例，適用於將外部電源所提供直流的輸入電壓Vin 昇壓成一直流的輸出電壓VO 以提供給負載R，且包含：一開關S、一第一繞組N1 、一箝制電路2、一電壓昇舉電路3、一第二繞組N2 和一濾波儲存電路4。
開關S包括一第一端、一接地的第二端和一控制端，該控制端接收一脈波調變信號，且根據該脈波調變信號的責任導通比例(duty ratio)於導通與不導通之間切換。
第一繞組N1 包括電連接於該外部電源的第一端(極性點端)和一電連接於該開關S之第一端的第二端(非極性點端)，並根據該輸入電壓Vin 產生出一第一感應電壓vLm ，且根據該開關S的切換以調整該第一感應電壓vLm 的大小，也就是說當開關S導通時和不導通時第一繞組N1 會有不同的第一感應電壓vLm ，將在下文詳細介紹。
箝制電路2電連接於該外部電源與該開關S的第一端之間，遭該第一感應電壓vLm 充電以儲存一第一電壓VC1 ，且於該開關S不導通時將該開關S之第一、二端間的跨壓箝制於一開關箝制電壓，且包括一第一二極體D1 和一第一電容C1 。
第一二極體D1 具有一電連接於該開關S之第一端的陽極和一電連接於該電壓昇舉電路3的陰極。
第一電容C1 電連接於該外部電源和該第一二極體D1 的陰極之間，並被第一感應電壓vLm 充電，以得到該第一電壓VC1 ，且該開關箝制電壓的值實質上等於該輸入電壓Vin 加上該第一電壓VC1 。
第二繞組N2 包括電連接於該電壓昇舉電路3的第一端(極性點端)和一第二端(非極性點端)，而相對於第一繞組N1 的匝數比為n，且根據該匝數比n感應該第一繞組N1 而產生一第二感應電壓vN2 。
濾波儲存電路4包括一輸出二極體D3 和一輸出電容CO 。
輸出二極體D3 具有一電連接於該第二繞組N2 之第二端的陽極和一陰極。
輸出電容CO 電連接於該輸出二極體D3 的陰極和接地之間，且該輸出電容CO 的跨壓即為該輸出電壓VO 。
電壓昇舉電路3電連接於該箝制電路2、該開關S的第一端和第二繞組N2 的第一端之間，並接收該第一電壓VC1 和該輸入電壓Vin ，且遭所接收的電壓充電以儲存一第二電壓VC2 再經由該輸出二極體D3 對該輸出電容CO 充電，以進一步提升該輸出電容CO 的跨壓，且包括一第二二極體D2 和一第二電容C2 。
第二二極體D2 具有一電連接於該箝制電路2之第一二極體D1 之陰極的陽極，和一電連接於該第二繞組N2 之第一端的陰極。
第二電容C2 電連接於該第二繞組N2 之第一端和該開關S的第一端之間，且遭該輸入電壓Vin 串聯於該第一電壓VC1 充電以得到該第二電壓VC2 。
又於上述中，該第一繞組N1 和該第二繞組N2 不限於繞在同一個鐵蕊(圖未示)，也可以分別繞在兩個不同的鐵蕊上(圖未示)，又於本實施例中可將開關S之責任導通比例D設定於0.6與0.7之間(最佳值為0.65)以得到較佳的輸出功率之轉換效率。
第一較佳實施例可分成連續導通的操作和不連續導通的操作，以下將詳細介紹。
參閱圖5，若於連續導通的操作將依據開關S的切換，會在六種模式下作動，以下分別針對每一模式進行說明。且圖5中的VGS 、vLm 參數分別代表該開關S之控制端的電壓、第一繞組N1 之第一感應電壓，iLm 、iLk1 、iLk2 參數代表該第一繞組N1 之激磁電流、第一繞組N1 之漏感電流、第二繞組N2 之漏感電流，iD1 、iD2 、iD3 分別代表流過該第一二 極體D1 的電流、流過該第二二極體D2 的電流、流過該輸出二極體D3 的電流。
以下就連續導通的操作以六個模式討論，且相較於圖4中畫出第一繞組N1 的漏感Lk1 和激磁電感Lm ，及開關S的寄生電容CS 。
連續導通的操作： 模式一(時間t0~t1)：
參閱圖5與圖6，在模式一下，開關S、第二二極體D2 和輸出二極體D3 導通，而第一二極體D1 不導通。且以下為了方便說明將於圖中標示出每一模式中電流路徑的走向，導通的二極體、開關以實線表示，而截止的二極體、開關則以虛線表示。
輸入電壓Vin 與第一電容電壓VC1 串聯經由第二二極體D2 對第二電容C2 充電(最終目標值為Vin +VC1 )。
又輸入電壓Vin 更經由開關S對該第一繞組N1 激磁而使其激磁電感Lm 上的跨壓(也就是第一感應電壓)vLm =Vin (式1)，進而於第二繞組N2 上感應一第二感應電壓vN2 =nvLm =nVin (式2)，且使流經第一繞組之激磁電感Lm 和漏感Lk1 的電流呈線性增加，且儲存於第二繞組之漏感Lk2 的能量經由該輸出二極體D3 釋放至輸出電容CO 和負載R，當第二繞組N2 之漏感電流下降為0時，進到模式二。
模式二(時間t1~t2)：
參閱圖5與圖7，在模式二下，開關S、第二二極體D2 繼續導通，而第一二極體D1 、輸出二極體D3 不導通。
輸入電壓Vin 持續對該第一繞組N1 激磁，而Lm 遠大於Lk1 使流經第一繞組N1 之激磁電感Lm 和漏感Lk1 的電流相同，且皆以斜率值Vin /Lm 線性增加。
輸出電容CO 轉為提供能量到負載R，又第二電容VC2 相同於模式一持續充電直到Vin +VC1 時，流經第二二極體D2 的電流變為0，而進到模式三，且此時第一二極體D1 的兩端跨壓vD1 為最大，其值為vD1 =VC2 。
模式三(時間t2~t3)：
參閱圖5與圖8，在模式三下，開關S持續導通，而第一~二二極體D1 ~D2 、輸出二極體D3 皆不導通。
與模式二的差別為除了第二二極體D2 不導通而不提供對第二電容C2 的充電路徑外，其餘操作皆相同，當開關S不導通時進到模式四。
模式四(時間t3~t4)：
參閱圖5與圖9，在模式四下，開關S轉為不導通，且第一~二二極體D1 ~D2 、輸出二極體D3 皆不導通。
第一繞組N1 之激磁電感Lm 放電至該開關S的寄生電容Cs ，而使第一繞組N1 之激磁電感Lm 的跨壓由vLm =Vin 變成vLm =-VC1 (式3)，形成第一繞組N1 的正負極反轉成其正極在非極性點且串聯輸入電壓Vin 將該開關S的寄生電容Cs 充電至Vin +VC1 而導致第一二極體D1 和第二二極體D2 由不導通轉變成導通而進入模式五。
而第二電容C2 之跨壓維持在Vin +VC1 ，且輸出電容CO 持續提供能量到負載R。
模式五(時間t4~t4’)：
參閱圖5與圖10，在模式五下，開關S和第二二極體D2 維持不導通，且第一二極體D1 、輸出二極體D3 導通，且此時開關S、第二二極體D2 的兩端跨壓vDS 、vD2 為最大，其值分別為vDS =Vin +VC1 、vD2 =VC2 。
第一繞組N1 之激磁電感Lm 的跨壓vLm 、第二電壓VC2 與第二繞組上的感應電壓vN2 經由輸出二極體D3 放電至輸出電容CO ，而使得流經輸出二極體D3 之電流成線性增加，且同時，第一繞組N1 之漏感Lk1 的能量經由第一二極體D1 釋放至第一電容C1 而使得流經第一繞組D1 之漏感電流iLk1 成線性減少，當第一繞組N1 之漏感電流減少至與輸出二極體D3 之電流iD3 相同時，進到模式六。
由式3可推得於第二繞組N2 上的感應電壓vN2 為vN2 =nvLm =-nVC1 =VC2 +VC1 +Vin -VO =2(VC1 +Vin )-VO (式4)
模式六(時間t4’~t5)：
參閱圖5與圖11，在模式六下，開關S和第二二極體D2 維持不導通，且第一二極體D1 、輸出二極體D3 導通。
與模式五的差別為流經第二繞組N2 之漏感Lk2 和輸出二極體D3 之電流iD3 轉為呈線性減少，其餘皆相同。
當開關S導通時，回到模式一。
使用伏-秒(voltage-second)定理可分別推得
其中參數D為責任導通比例。
由式6可推得開關S和第一、二二極體D1 、D2 不導通時的兩端最大跨壓vDS 、vD1 、vD2 ，也就是說其電壓應力(voltage stress)分別為
由式7可推得輸出二極體D3 的電壓應力為
不連續導通的操作：
如圖12所示，與圖5的差別為參數DT、DL T分別表示開關S導通和不導通時間，參數iLmp 表示第一繞組N1 之激磁電感Lm 的峰值電流，其餘皆相同，而與連續導通操作的差別為只有四個模式，又以下為簡化分析，而忽略漏感只討論激磁電感Lm 。
模式一(時間t0~t1)：
參閱圖12與圖13，在模式一下，開關S、第二二極體D2 繼續導通，而第一二極體D1 、輸出二極體D3 不導通。
輸入電壓Vin 經由開關對該第一繞組N1 之激磁電感Lm 充電，使流經第一繞組N1 之激磁電感Lm 的電流線性增加。
而輸出電容CO 則提供能量到負載R，又輸入電壓Vin 更串聯第一電容C1 經由第二二極體D2 對第二電容C2 充電直到Vin +VC1 時，流經第二二極體D2 的電流iD2 變為0，而進到模式二。
模式二(時間t1~t2)：
參閱圖12與圖14，在模式二下，開關S持續導通，而第一~二二極體D1 ~D2 、輸出二極體D3 皆不導通。
與模式二的差別為除了第二二極體D2 不導通而不提供對第二電容C2 的充電路徑外，其餘操作皆相同，此時vLm =Vin ，而vN2 =nvLm =nVin ，且激磁電感Lm 的峰值電流=DT×(Vin /Lm )(式12)，當開關S不導通時進到模式三。
模式三(時間t2~t3)：
參閱圖12與圖15，在模式三下，開關S和第二二極體D2 不導通，且第一二極體D1 、輸出二極體D3 轉為導通。
第一繞組N1 之激磁電感Lm 轉而釋放能量，其電流iLm 逐漸減少且分別經由第一二極體D1 和輸出二極體D3 對第一電容C1 和輸出電容CO 進行充電，而使流經第一、三二極體D1 、D3 的電流iD1 、iD3 呈線性遞減，此時，vLm =-VC1 ，vN2 =2(VC1 +Vin )-VO 。
當第一繞組N1 之激磁電感Lm 的電流減少為0時，第一、三二極體D1 、D3 也轉為不導通，而進到模式四。
模式四(時間t3~t4)：
參閱圖12與圖16，在模式四下，開關S，且第一~二二極體D1 ~D2 、輸出二極體D3 皆不導通。
輸出電容CO 轉而釋放能量至負載R。
<第二較佳實施例>
本發明的第二較佳實施例與第一較佳實施例的差別為：如圖17所示，該電壓昇舉電路3更包括一電流突波(current spike)抑制器31，該電流突波抑制器31電連接於第二二極體D2 的陰極與該第二繞組N2 的第一端之間，且當開關S從不導通切換為導通瞬間用於降低該第二二極體D2 的電流突波，該電流突波抑制器31可包含一電感L1 。
或如圖18所示，該電壓昇舉電路3可包含一第三繞組N3 ，該第三繞組N3 具有一電連接於該箝制電路2之第一二極體D1 之陰極的第一端(極性點端)和一電連接於該第二二極體D2 之陽極的第二端(非極性點端)，且第二電容C2 遭該第三繞組N3 感應該第一繞組N1 所產生的電壓充電。
<第三較佳實施例>
如圖19所示，本發明電源轉換裝置的第三較佳實施例，適用於將一外部電源的一直流的輸入電壓Vin 昇壓成一直流的輸出電壓VO ，且包含：一開關S、一箝制電路2、一第一繞組N1 、一電壓昇舉電路3、一濾波儲存電路4和一輔助昇壓電路5。
開關S包括一第一端、一接地的第二端和一控制端，該控制端接收一脈波調變信號，且根據該脈波調變信號的責任導通比例於導通與不導通之間切換。
第一繞組N1 包括電連接於該外部電源的第一端(極性點端)和一電連接於該開關S之第一端的第二端(非極性點端)，並能接受該輸入電壓Vin 而感應出一第一感應電壓vLm 。
箝制電路2電連接於該外部電源與該開關S的第一端之間，遭該第一感應電壓vLm 充電以儲存一第一電壓VC1 ，且於該開關S不導通時將該開關S之第一、二端間的跨壓箝制於一開關箝制電壓，且包括一第一二極體D1 和一第一電容C1 。
第一二極體D1 具有一電連接於該開關S之第一端的陽極和一電連接於該電壓昇舉電路3的陰極。
第一電容C1 電連接於該外部電源和該第一二極體D1 的陰極之間，並遭第一感應電壓vLm 充電以得到該第一電壓VC1 ，且該開關箝制電壓的值實質上等於該輸入電壓Vin 加上該第一電壓VC1 。
濾波儲存電路4包括一輸出二極體D3 和一第一輸出電容CO1 。
輸出二極體D3 具有一電連接於該電壓昇舉電路3的陽極，和一陰極。
第一輸出電容CO1 電連接於該輸出二極體D3 的陰極和地之間，且第一輸出電容CO1 兩端的跨壓為一第一放大電壓VO1 。
電壓昇舉電路3電連接於該箝制電路2、該開關S的第一端和輸出二極體D3 的陽極之間，並可遭該輸入電壓Vin 充電，且可經由該輸出二極體D3 對該第一輸出電容CO1 充電，以進一步提升該第一輸出電容CO1 的跨壓，且包括一第三繞組N3、一第二二極體D2 和一第二電容C2 。
第三繞組N3 具有電連接於箝制電路2之第一二極體D1 之陰極的第一端(極性點端)和一第二端(非極性點端)，而相對於第一繞組N1 的匝數比為n3 ，且根據匝數比n3 感應該第一繞組N1 產生一第三感應電壓vN3 ，又該第一繞組N1 和該第三繞組N3 不限於繞在相同的鐵蕊裡(圖未示)，也可以分別繞在兩個不同的鐵蕊上(圖未示)。
第二二極體D2 具有一電連接於該第三繞組N3 之第二端的陽極和一電連接於輸出二極體D3之陽極的陰極。
第二電容C2 電連接於輸出二極體D3之陽極和該開關S的第一端之間，且遭該第三繞組N3 感應該第一繞組N1 所產生的電壓充電。
輔助昇壓電路5與該濾波儲存電路4電連接，並能感應該第一繞組N1 而產生一第二感應電壓vN2 ，且能將該第二感應電壓vN2 轉成直流以產生一與該第一放大電壓VO1 串接的第二放大電壓，且該串接的第一放大電壓VO1 和該第二放大電壓即為該輸出電壓VO ，且包括一第四二極體D4 、一第五二極體D5 、一第二輸出電容CO2 、一第三輸出電容CO3 和一第二繞組N2 。
第四二極體D4 具有一陽極和一陰極；第五二極體D5 具有一電連接於該第四二極體D4 之陽極的陰極和一與該第一輸出電容CO1 電連接的陽極。
第三輸出電容CO3 與該第二輸出電容CO2 串聯於該第四二極體D4 的陰極和該第五二極體D5 的陽極之間，且串聯的該第二、三輸出電容CO2 、CO3 的跨壓就是該第二放大電壓。
第二繞組N2 具有一電連接於該第四二極體D4 之陽極的第一端(極性點端)和一電連接於該第二輸出電容CO2 和該第三輸出電容CO3 之間的第二端(非極性點端)，且感應該第一繞組N1 產生該第二感應電壓vN2 ，又該第一繞組N1 和該第二繞組N2 不限於繞在相同的鐵蕊上(圖未示)，也可以分別繞在兩個不同的鐵蕊上(圖未示)。
當開關S導通時，該第二感應電壓vN2 經由該第四二極體D4 對該第三輸出電容CO3 充電以得到一第三輸出電容電壓VO3 ；當開關S不導通時，該第二感應電壓經由該第五二極體D5 對該第二輸出電容CO2 充電以得到一第二輸出電容電壓VO2 ，串聯的該第二、三輸出電容電壓VO2 、VO3 就是該第二放大電壓。
又於本實施例中可將該責任導通比例設定於0.6與0.7之間(最佳值為0.65)以得到較佳的輸出功率之轉換效率，且第三較佳實施例可分成連續導通的操作和不連續導通的操作，以下將詳細介紹。
參閱圖20，若於連續導通的操作依據開關S的切換，會在八種模式下作動，以下分別針對每一模式進行說明。且圖19中的iDS 參數代表流過開關S的電流，iD4 、iD5 參數分別代表流過該第四二極體D4 的電流、流過該第五二極體D5 的電流，iC1 、iC2 參數分別代表流過該第一電容C1 、第二電容C2 的電流。
以下就連續導通的操作以八個模式討論，且相較於圖18中畫出第一繞組N1 的漏感Lk1 和激磁電感Lm ，及開關S的寄生電容CS ，且為方便說明不考慮第二、三繞組N2 、N3 的漏感對其感應電壓的非理想效應。
連續導通的操作：
模式一(時間t0~t1)：
參閱圖20與圖21，在模式一下，開關S、第二二極體D2 和第五二極體D5 導通，而第一二極體D1 、輸出二極體D3 和第四二極體D4 不導通。且以下為了方便說明將於圖中標示出每一模式中電流路徑的走向，導通的二極體、開關以實線表示，而截止的二極體、開關則以虛線表示。
輸入電壓Vin 對該第一繞組N1 激磁而使其激磁電感Lm 上的跨壓vLm =Vin (式13)，進而於第二繞組N2 上感應一電壓vN2 =n2 vLm =n2 Vin 。
而儲存於第二繞組N2 漏感Lk2 的能量經由第五二極體D5 釋放至第二輸出電容CO2 ，且儲存於第三繞組N3 漏感Lk3 的能量則經由第二二極體D2 和開關S釋放至第二電容C2 ，使得流經第五二極體D5 和第二二極體D2 的電流iD5 、iD2 呈線性遞減，直到第二二極體D2 的電流iD2 為0時，進到模式二。
而呈串聯形式的第一~三輸出電容CO1 ~CO3 則提供能量到負載R，又此電流路徑於模式一~八皆存在，故於下文不再說明。
模式二(時間t1~t2)：
參閱圖20與圖22，在模式二下，開關S、第四二極體D4 導通，而第一~二二極體D1 ~D2 、輸出二極體D3 和第五二極體D5 不導通。
輸入電壓Vin 持續對該第一繞組N1 激磁使流經第一繞組N1 之激磁電感Lm 和漏感Lk1 的電流iLm 、iLk1 皆線性增加，且於第二繞組N2 上的感應電壓vN2 經由第四二極體D4 對該第三輸出電容C03 充電使第三輸出電容CO3 的電壓VO3 =n2 Vin (式14)。
當開關S不導通時進到模式三。
模式三(時間t2~t3)：
參閱圖20與圖23，在模式三下，開關S轉為不導通，且所有的二極體D1 ~D5 皆不導通。
此時，第四二極體D4 不再導通而使第三輸出電容CO3 的電壓維持約在n2 Vin ，且呈串聯形式的第一~三輸出電容CO1 ~CO3 持續提供能量到負載R。
因為開關S不導通而使第一繞組N1 之激磁電感Lm 的跨壓由vLm =Vin 變成vLm =-VC1 (式15)，形成第一繞組N1 的正負極反轉成其正極在非極性點處且串聯輸入電壓Vin 將該開關S的寄生電容Cs充電至Vin +VC1 而使第一二極體D1 和第二二極體D2 的跨壓超過導通電壓形成再次導通而進入模式四。
模式四(時間t3~t4)：
參閱圖20與圖24，在模式四下，開關S和第四二極體D4 持續不導通，且其餘二極體D1 ~D3 、D5 則導通。
第一繞組N1 之激磁電感Lm 的能量先分別於第二繞組N2 上感應一第二感應電壓和於第三繞組N3 上感應一第三感應電壓，且該第二感應電壓經由第五二極體D5 釋放至第二輸出電容CO2 。
進而儲存於第一繞組N1 的漏感Lk1 和激磁電感Lm 的能量則是第一部分經由第一二極體D1 串聯第三繞組N3 的感應電壓再經由二極體D2 ~D3 對第一輸出電容CO1 進行充電，第二部分串聯第二電容C2 的電壓VC2 經由輸出二極體D3 對第一輸出電容CO1 進行充電，第三部分經由第一二極體D1 釋放至第一電容C1 ，直到流經第一電容C1 的電流下降至0時進到模式五。
模式五(時間t4~t5)：
參閱圖20與圖25，在模式五下，開關S和第四二極體D4 維持不導通，且其餘二極體D1 ~D3 、D5 持續導通。
與模式四的差別為第一繞組N1 的漏感Lk1 和激磁電感Lm 不再對第一電容C1 充電，而是轉為第一電容C1 和第一繞組N1 的漏感Lk1 經由第三繞組N3 、二極體D2 ~D3 放電至第一輸出電容CO1 ，其餘電流路徑皆相同，又於流經第二電容C2 的電流下降至0時，進到模式六。
模式六(時間t5~t6)：
參閱圖20與圖26，在模式六下，開關S和第四二極體D4 維持不導通，且第一~三二極體、第五二極體D1 ~D3 、D5 持續導通。
與模式五的差別為第二電容C2 不再對第一輸出電容CO1 充電，而是轉變成儲存於第一繞組N1 之激磁電感Lm 的能量藉由於第三繞組N3 上產生一感應電壓vN3 再經由第二二極體D2 釋放至第二電容C2 ，其餘操作皆相同，又直到第一繞組N1 的漏感Lk1 電流iLk1 下降至0，使第一二極體D1 不導通時，進到模式七。
模式七(時間t6~t7)：
參閱圖20與圖27，在模式七下，開關S和第一、四二極體D1 、D4 皆不導通，且其餘二極體D2 、D3 、D5 持續導通。
與模式六的差別為第一繞組N1 的漏感Lk1 能量不再釋放到第一輸出電容CO1 ，其餘皆同，當第三繞組N3 的感應電壓經由第二二極體D2 釋放至第一輸出電容CO1 的電流減少為0時，第二二極體D2 不導通而進到模式八。
模式八(時間t7~t8)：
參閱圖20與圖28，在模式七下，開關S和第一、四二極體D1 、D4 、輸出二極體D3 皆導通，且第二、五二極體D2 、D5 持續導通。
與模式七的差別為第一繞組N1 之激磁電感Lm 不再經由第三繞組N3 對第一輸出電容CO1 進行充電，其餘操作皆相同，當開關S在導通時回到模式一。
使用伏-秒(voltage-second)定理，且假設Lm >>Lk1 使耦合係數近似為1可分別推得
由式14、18~19可推得
其中參數D為責任導通比例。
由上述可推得開關S和所有二極體D1 ~D5 不導通時的兩端最大跨壓vDS 、vD1 ~vD5 ，也就是說其電壓應力(voltage stress)分別為
不連續導通的操作：
如圖29所示，與圖20的差別為參數DT為開關S的導通時間，其餘皆相同，而與連續導通操作的差別為值有3個模式，又以下為簡化分析，而忽略漏感只討論激磁電感。
模式一(時間t0~t1)：
參閱圖29與圖30，在模式一下，開關S、第四二極體D4 導通，而其餘二極體D1 ~D3 、D5 不導通。
而呈串聯形式的第一~三輸出電容CO1 ~CO3 則提供能量到負載，又此電流路徑於不連續導通操作的模式一~三皆存在，故於下文不再說明。
輸入電壓Vin 對該第一繞組N1 之激磁電感Lm 充電而產生一第一感應電壓vLm =Vin ，而分別根據匝數比於第二繞組N2 和第三繞組N3 感應一第二感應電壓vN2 =n2 ×Vin 和第三感應電壓VN3 =n3 ×Vin ，且使流經第一繞組N1 之激磁電感Lm 的電流iLm 線性增加，又第二感應電壓vN2 經由第四二極體D4 將第三輸出電容CO3 充電至n2 ×Vin 。
當開關S轉為不導通時，iLm 達到峰值iLmp =DT×(Vin /Lm )，且進到模式二。
模式二(時間t1~t2)：
參閱圖29與圖31，在模式二下，開關S、第四二極體D4 轉為不導通，而其餘二極體D1 ~D3 、D5 轉為導通。
第一繞組N1 之激磁電感Lm 轉而釋放能量，其第一部分經由第一二極體D1 對第一電容C1 進行充電，第二部分藉由於第二繞組N2 感應一不同於模式一的第二感應電壓VN2 經由第五二極體D5 對第二輸出電容CO2 進行充電，第三部分藉由於第三繞組N3 的第三感應電壓vN3 經由第二二極體D2 對第二電容C2 充電和再經由輸出二極體D3 對第一輸出電容CO1 充電，而使流經二極體D1 ~D3 、D5 的電流呈線性遞減。
此時，vLm =-VC1 =VC2 +Vin -VC1
vN2 =-n2 ×VC1 =-VO2
vN3 =-VC2 =Vin +VC1 -VO1
當第一繞組N1 之激磁電感Lm 的電流減少為0時，二極體D1 ~D3 、D5 也轉為不導通，而進到模式三。
模式三(時間t2~t3)：
參閱圖29與圖32，在模式三下，開關S和所有二極體D1 ~D5 皆不導通。
只剩下第一~三輸出電容CO1 ~CO3 繼續提供能量到負載R，當開關S再導通時，回到模式一。
由伏-秒(voltage-second)定理可推得：
又VO3 一直維持在n2 ×Vin ，因此配合式23~25可推得
<第四較佳實施例>
本發明的第四較佳實施例與第三較佳實施例的差別為：如圖33所示，該電壓昇舉電路3可改為第一較佳實施例的電壓昇舉電路3，也就是沒有第三繞組N3 ，且該第二電容C2 遭該輸入電壓Vin 串聯於該第一電壓VC1 充電。
或如圖34所示，該電壓昇舉電路3也可改為如第二較佳實施例的電壓昇舉電路3，也就是沒有第三繞組N3 而是多了電流突波抑制器31。
第一、二較佳實施例的模擬與實驗結果：
圖35~38表示第一較佳實施例在輸入電壓Vin =12V，輸出電壓Vo=100V，且輸出功率Po =35W時，各元件實驗波形。
如圖35所示，為轉換效率相對於責任導通比例D和匝數比n的模擬結果，可發現介於(D=0.61,n=2.2)到(D=0.71,n=0.5)的期間，具有較佳的轉換效率。
圖36、37分別表示於重載(full load)、輕載(light load)情況下，當開關S處於不導通時，開關S所承受的電壓應力約為40V左右且小於輸出電壓Vin ，因此可證明本發明在連續導通操作的模式五、六與不連續導通操作的模式四下，藉由使用第一二極體D1 和第一電容C1 能有效地將開關S的電壓應力箝制於較低的電壓。
圖38、39分別表示於重載、輕載情況下，當輸出二極體D3 處於不導通時，藉由使用第二電容C2 將其所承受的電壓應力有效地箝制在小於輸出電壓Vin 。
圖40表示第一較佳實施例在(D=0.42,n=6.67)與(D=0.65,n=1.25)這兩個條件時，於不同輸出功率下本發明的轉換效率，可得知藉由動態地調整開關S的責任導通比例(duty ratio)能達到較佳的轉換效率。
圖41表示第一較佳實施例中，流經第二二極體D2 和開關S的電流iD2 、iDS 突波值分別為4.4A和7A。
圖42表示相較於圖41，第二較佳實施例藉由使用電感L1 作為電流突波抑制器31，能將iD2 和iDs 的突波值減少至1A和6A。
圖43表示在(D=0.65,n2 =1.25)這個條件時，於不同輸出功率下第一、二較佳實施例的轉換效率，可得知使用電感L1 作為電流突波抑制器31不僅能減少電流突波還有助於增加轉換效率。
第三較佳實施例的實驗結果：
圖44~47表示第三較佳實施例在輸入電壓Vin =28V~40V，輸出電壓Vo=400V，且輸出功率PO =750W時，各元件實驗波形。
如圖44所示，在連續導通操作下，昇壓比(電壓增益)相對於責任導通比例D和匝數比n的模擬結果。
如圖45所示，為輸入電壓Vin =28V，n2 =n3 =2.7時，相對於不同責任導通比例，開關S和所有二極體D1 ~D5 的電壓應力。
圖46、47表示於重載(full load)、輕載(light load)情況下，且輸入電壓Vin =28.9V，n2 =n3 =2.7，責任導通比例D=0.65時，開關S不導通時的其兩端跨壓近似90V，因此可證明第三較佳實施例在連續導通操作，藉由使用第一二極體D1和第一電容C1能有效地將開關S的電壓應力箝制於較低的電壓。
如圖48所示，於重載(full load)情況下，且輸入電壓Vin =28.9V，n2 =n3 =2.7時，第一~第三輸出電容CO1 ~CO3 的電壓VO1 ~VO3 和輸出電壓VO 符合式14、18、19所示。
如圖49所示，為第三較佳實施例於不同輸出功率下的轉換效率，及輸入電壓Vin 與輸出功率PO 的對應關係。
綜上所述，本發明之較佳實施例具有以下優點：
(一)箝制電路2除了具有箝制的功用外，因其是設置於輸入電壓Vin 與電壓昇舉電路3之間，而使本發明的輸出電壓VO 相較於先前技術等於多了一個輸入電壓Vin 以增加昇壓比。
(二)藉由第二二極體D2 和第一電容C1 能在開關S不導通時，將儲存第一繞組N1 之漏感Lk1 的能量回收，且有效地將開關S箝至於較低的電壓而能使用低額定功率的開關，因此能達到高轉換效率。
(三)使用電感L1 抑制電流突波能增加元件不燒毀的安全性，且有助於增加轉換效率。
(四)由式9~11可知第一~三二極體D1 ~D3 的電壓應力藉由第二電容C2 的使用可限制於較低的電壓。
惟以上所述者，僅為本發明之較佳實施例而已，當不能以此限定本發明實施之範圍，即大凡依本發明申請專利範圍及發明說明內容所作之簡單的等效變化與修飾，皆仍屬本發明專利涵蓋之範圍內。
N1 ．．．第一繞組
N2 ．．．第二繞組
S．．．開關
2．．．箝制電路
C1 ．．．第一電容
D1 ．．．第一二極體
3．．．電壓昇舉電路
31．．．電流突波抑制器
L1 ．．．電感
N3 ．．．第三繞組
C2 ．．．第二電容
D2 ．．．第二二極體
4．．．濾波儲存電路
CO ．．．輸出電容
CO1 ．．．第一輸出電容
D3 ．．．輸出二極體
5．．．輔助昇壓電路
CO2 ．．．第二輸出電容
CO3 ．．．第三輸出電容
D4 ．．．第四二極體
D5 ．．．第五二極體
圖1是習知電源轉換裝置的第一種電路圖；
圖2是習知電源轉換裝置的第二種電路圖；
圖3是習知電源轉換裝置的第三種電路圖；
圖4是本發明之第一較佳實施例的電路圖；
圖5是該第一較佳實施例於連續導通操作時的時序圖；
圖6是該第一較佳實施例的電路圖，說明連續導通操作時在模式一下的操作；
圖7是該第一較佳實施例的電路圖，說明連續導通操作時在模式二下的操作；
圖8是該第一較佳實施例的電路圖，說明連續導通操作時在模式三下的操作；
圖9是該第一較佳實施例的電路圖，說明連續導通操作時在模式四下的操作；
圖10是該第一較佳實施例的電路圖，說明連續導通操作時在模式五下的操作；
圖11是該第一較佳實施例的電路圖，說明連續導通操作時在模式六下的操作；
圖12是該第一較佳實施例於不連續導通操作時的時序圖；
圖13是本發明之該第一較佳實施例的電路圖，說明不連續導通操作時在模式一下的操作；
圖14是本發明之該第一較佳實施例的電路圖，說明不連續導通操作時在模式二下的操作；
圖15是本發明之該第一較佳實施例的電路圖，說明不連續導通操作時在模式三下的操作；
圖16是本發明之該第一較佳實施例的電路圖，說明不連續導通操作時在模式四下的操作；
圖17是本發明之第二較佳實施例的第一種電路圖；
圖18是本發明之第二較佳實施例的第二種電路圖；
圖19是本發明之第三較佳實施例的電路圖；
圖20是該第三較佳實施例於連續導通操作時的時序圖；
圖21是該第三較佳實施例的電路圖，說明連續導通操作時在模式一下的操作；
圖22是該第三較佳實施例的電路圖，說明連續導通操作時在模式二下的操作；
圖23是該第三較佳實施例的電路圖，說明連續導通操作時在模式三下的操作；
圖24是該第三較佳實施例的電路圖，說明連續導通操作時在模式四下的操作；
圖25是該第三較佳實施例的電路圖，說明連續導通操作時在模式五下的操作；
圖26是該第三較佳實施例的電路圖，說明連續導通操作時在模式六下的操作；
圖27是該第三較佳實施例的電路圖，說明連續導通操作時在模式七下的操作；
圖28是該第三較佳實施例的電路圖，說明連續導通操作時在模式八下的操作；
圖29是該第三較佳實施例於不連續導通操作時的時序圖；
圖30是該第三較佳實施例的電路圖，說明不連續導通操作時在模式一下的操作；
圖31是該第三較佳實施例的電路圖，說明不連續導通操作時在模式二下的操作；
圖32是該第三較佳實施例的電路圖，說明不連續導通操作時在模式三下的操作；
圖33是該第四較佳實施例的第一種電路圖；
圖34是該第四較佳實施例的第二種電路圖；
圖35是該第一較佳實施例的轉換效率與責任導通比例的對應關係圖；
圖36是該第一較佳實施例的實驗量測圖，說明於重載時開關的電壓應力；
圖37是該第一較佳實施例的實驗量測圖，說明於輕載時開關的電壓應力；
圖38是該第一較佳實施例的實驗量測圖，說明於重載時輸出二極體的電壓應力；
圖39是該第一較佳實施例的實驗量測圖，說明於輕載時輸出二極體的電壓應力；
圖40是該第一較佳實施例的實驗量測圖，說明轉換效率與輸出功率的關係；
圖41是該第一較佳實施例的實驗量測圖，說明開關和第二二極體的電流突波；
圖42是該第二較佳實施例的實驗量測圖，說明開關和第二二極體的電流突波；
圖43是該第一、二較佳實施例的實驗量測圖，用於比較轉換效率；
圖44是該第三較佳實施例的實驗量測圖，說明昇壓比與責任導通比例的關係；
圖45是該第三較佳實施例的實驗量測圖，說明開關、第一~五二極體的電壓應力相對應於責任導通比例的關係；
圖46是該第三較佳實施例的實驗量測圖，說明於重載時開關電壓應力；
圖47是該第三較佳實施例的實驗量測圖，說明輕載時開關電壓應力；
圖48是該第三較佳實施例的實驗量測圖，說明第一~三輸出電容的電壓；及
圖49是該第三較佳實施例的實驗量測圖，說明轉換效率與輸出功率的關係。
N1 ．．．第一繞組
N2 ．．．第二繞組
S．．．開關
2．．．箝制電路
C1 ．．．第一電容
D1 ．．．第一二極體
3．．．電壓昇舉電路
C2 ．．．第二電容
D2 ．．．第二二極體
4．．．濾波儲存電路
CO ．．．輸出電容
D3 ．．．輸出二極體

Claims (20)

  1. 一種電源轉換裝置，適用於將一外部電源的一直流的輸入電壓昇壓成一直流的輸出電壓，且包含：一開關，包括一第一端和一接地的第二端，且該開關可於導通與不導通之間切換；一第一繞組，包括電連接於該外部電源的第一端和一電連接於該開關之第一端的第二端；一箝制電路，電連接於該外部電源與該開關的第一端之間，且於該開關不導通時將該開關之第一、二端間的跨壓箝制於一開關箝制電壓；一第二繞組，包括一第一端和一第二端；一濾波儲存電路，包括一輸出二極體及一輸出電容，該輸出二極體的陽極與第二繞組之第二端電連接，而該輸出電容電連接於該輸出二極體之陰極和地之間，且該輸出電容的跨壓即為該輸出電壓；及一電壓昇舉電路，電連接於該箝制電路、該開關的第一端和該第二繞組之第一端之間，並被該輸入電壓充電，且經由該輸出二極體對該輸出電容充電，以進一步提升該輸出電容的跨壓。
  2. 根據申請專利範圍第1項所述之電源轉換裝置，其中，該箝制電路更被該第一繞組所感應出的一感應電壓充電以儲存一第一電壓；且該電壓昇舉電路更被該第一電壓充電。
  3. 根據申請專利範圍第1項所述之電源轉換裝置，其中，該箝制電路包括：一第一二極體，具有一電連接於該開關之第一端的陽極和一電連接於該電壓昇舉電路的陰極；及一第一電容，設置於該外部電源和該第一二極體的陰極之間，並用於儲存該輸入電壓於該第一繞組所感應的電壓以得到一第一電壓，且該開關箝制電壓的值實質上等於該輸入電壓加上該第一電壓。
  4. 根據申請專利範圍第3項所述之電源轉換裝置，其中，該電壓昇舉電路包括：一第二二極體，具有一電連接於該箝制電路之第一二極體之陰極的陽極和一電連接於該第二繞組之第一端的陰極；及一第二電容，電連接於該第二繞組之第一端和該開關的第一端之間。
  5. 根據申請專利範圍第1項所述之電源轉換裝置，其中，該電壓昇舉電路包括：一第二二極體，具有一電連接於該箝制電路的陽極和一電連接於該第二繞組之第一端的陰極；及一第二電容，電連接於該第二繞組之第一端和該開關的第一端之間。
  6. 根據申請專利範圍第1項所述之電源轉換裝置，其中，該第一繞組之第一端為極性點端，且該第一繞組之第二端為非極性點端，而該第二繞組之第一端為極性點端，且該第二繞組之第二端為非極性點端。
  7. 根據申請專利範圍第1項所述之電源轉換裝置，其中，該電壓昇舉電路包括：一第二二極體，具有一電連接於該箝制電路的陽極和一陰極；一電流突波抑制器，當開關從不導通切換為導通瞬間用於降低該第二二極體的電流突波，且電連接於該第二二極體的陰極與該第二繞組的第一端之間；及一第二電容，電連接於該第二繞組的第一端和該開關的第一端之間。
  8. 根據申請專利範圍第7項所述之電源轉換裝置，其中，該電流突波抑制器包含一電感。
  9. 根據申請專利範圍第1項所述之電源轉換裝置，其中，該電壓昇舉電路包括：一第三繞組，具有一電連接於該箝制電路的第一端和一第二端；一第二二極體，具有一電連接於該第三繞組之第一端的陽極和一電連接於該第二繞組之第一端的陰極；及一第二電容，電連接於該第二繞組之第一端和該開關的第一端之間。
  10. 一種電源轉換裝置，適用於將一外部電源的一直流的輸入電壓昇壓成一直流的輸出電壓，且包含：一開關，包括一第一端及一接地的第二端，且可於導通與不導通之間切換；一第一繞組，包括電連接於該外部電源的第一端和一電連接於該開關之第一端的第二端；一箝制電路，電連接於該外部電源與該開關的第一端之間，且於該開關不導通時將該開關之第一、二端間的跨壓箝制於一開關箝制電壓；一濾波儲存電路，包括一輸出二極體及一第一輸出電容，該第一輸出電容電連接於該輸出二極體之陰極和地之間，且該第一輸出電容的跨壓為一第一放大電壓；一電壓昇舉電路，電連接於該箝制電路、該開關的第一端和該輸出二極體之陽極之間，並被該輸入電壓充電，且經由該輸出二極體對該第一輸出電容充電，以進一步提升該第一輸出電容的跨壓；一輔助昇壓電路，與該濾波儲存電路電連接，並能感應該第一繞組而產生一感應電壓，且能將該感應電壓轉成直流以產生一與該第一放大電壓串接的第二放大電壓，且該串接的第一放大電壓和該第二放大電壓即為該輸出電壓。
  11. 根據申請專利範圍第10項所述之電源轉換裝置，其中，該箝制電路更被該第一繞組感應出的一感應電壓充電以儲存一第一電壓；且該電壓昇舉電路更被該第一電壓充電。
  12. 根據申請專利範圍第10項所述之電源轉換裝置，其中，該箝制電路包括：一第一二極體，具有一電連接於該開關之第一端的陽極和一電連接於該電壓昇舉電路的陰極；及一第一電容，設置於該外部電源和該第一二極體的陰極之間，並遭該輸入電壓於該第一繞組所感應的電壓充電以得到一第一電壓，且該開關箝制電壓的值實質上等於該輸入電壓加上該第一電壓。
  13. 根據申請專利範圍第12項所述之電源轉換裝置，其中，該電壓昇舉電路包括：一第二二極體，具有一電連接於該箝制電路之第一二極體之陰極的陽極和一電連接於該輸出二極體的陽極之陰極；及一第二電容，電連接於該輸出二極體的陽極和該開關的第一端之間。
  14. 根據申請專利範圍第12項所述之電源轉換裝置，其中，該電壓昇舉電路包括：一第三繞組，具有電連接於該第一二極體的陰極的第一端和一第二端；一第二二極體，具有一電連接於該第三繞組之第二端的陽極和一電連接於該輸出二極體之陽極的陰極；及一第二電容，電連接於該輸出二極體之陽極和該開關的第一端之間。
  15. 根據申請專利範圍第14項所述之電源轉換裝置，其中，該第一繞組之第一端為極性點端，且該第一繞組之第二端為非極性點端，而該第三繞組之第一端為極性點端，且該第三繞組之第二端為非極性點端。
  16. 根據申請專利範圍第10項所述之電源轉換裝置，其中，該輔助昇壓電路包括：一第四二極體，具有一陽極和一陰極；一第五二極體，具有一電連接於該第四二極體之陽極的陰極和一與該第一輸出電容電連接的陽極；一第二輸出電容；一第三輸出電容，與該第二輸出電容串聯於該第四二極體的陰極和該第五二極體的陽極之間，且串聯的該第二、三輸出電容的跨壓就是該第二放大電壓；及一第二繞組，具有一電連接於該第四二極體之陽極的第一端和一電連接於該第二輸出電容和該第三輸出電容之間的第二端。
  17. 根據申請專利範圍第16項所述之電源轉換裝置，其中，該第二繞組之第一端為極性點端，且該第二繞組之第二端為非極性點端。
  18. 根據申請專利範圍第10項所述之電源轉換裝置，其中，該電壓昇舉電路包括：一第三繞組，具有電連接於該箝制電路的第一端和一第二端；一第二二極體，具有一電連接於該第三繞組之第二端的陽極和一電連接於該輸出二極體之陽極的陰極；及一第二電容，電連接於該輸出二極體之陽極和該開關的第一端之間。
  19. 根據申請專利範圍第10項所述之電源轉換裝置，其中，該電壓昇舉電路包括：一第二二極體，具有一電連接於該箝制電路的陽極和一電連接於該輸出二極體的陽極之陰極；及一第二電容，電連接於該輸出二極體的陽極和該開關的第一端之間。
  20. 根據申請專利範圍第10項所述之電源轉換裝置，其中，該電壓昇舉電路包括：一第二二極體，具有一電連接於該箝制電路的陽極和一陰極；一電流突波抑制器，當開關從不導通切換為導通瞬間用於降低該第二二極體的電流突波，且電連接於該第二二極體之陰極與該輸出二極體的陽極之間；及一第二電容，電連接於該輸出二極體之陽極和該開關的第一端之間。
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