TWI438958B - 毫米波切換器及衰減器 - Google Patents

毫米波切換器及衰減器 Download PDF

Info

Publication number
TWI438958B
TWI438958B TW099125423A TW99125423A TWI438958B TW I438958 B TWI438958 B TW I438958B TW 099125423 A TW099125423 A TW 099125423A TW 99125423 A TW99125423 A TW 99125423A TW I438958 B TWI438958 B TW I438958B
Authority
TW
Taiwan
Prior art keywords
node
bipolar transistor
series
capacitor
switch
Prior art date
Application number
TW099125423A
Other languages
English (en)
Other versions
TW201145664A (en
Inventor
Sean Timothy Nicolson
Scott Kevin Reynolds
Original Assignee
Mediatek Singapore Pte Ltd
Ibm
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Mediatek Singapore Pte Ltd, Ibm filed Critical Mediatek Singapore Pte Ltd
Publication of TW201145664A publication Critical patent/TW201145664A/zh
Application granted granted Critical
Publication of TWI438958B publication Critical patent/TWI438958B/zh

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H7/00—Multiple-port networks comprising only passive electrical elements as network components
    • H03H7/24—Frequency- independent attenuators
    • H03H7/25—Frequency- independent attenuators comprising an element controlled by an electric or magnetic variable
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/38—Transceivers, i.e. devices in which transmitter and receiver form a structural unit and in which at least one part is used for functions of transmitting and receiving
    • H04B1/40—Circuits
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P1/00—Auxiliary devices
    • H01P1/10—Auxiliary devices for switching or interrupting
    • H01P1/15—Auxiliary devices for switching or interrupting by semiconductor devices

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Networks Using Active Elements (AREA)
  • Attenuators (AREA)
  • Electronic Switches (AREA)
  • Control Of Amplification And Gain Control (AREA)
  • Amplifiers (AREA)

Description

毫米波切換器及衰減器
本發明有關於以毫米波頻率在矽積體電路(IC)上提供具有期望隔離度或衰減度的有效切換器(或可切換衰減器)，同時本發明還在無期望衰減時提供非常低的插入損耗(insertion loss)。
若切換器以低至中(low-to-moderate)頻率直接在矽積體電路上實施，則使得毫米波(mm Wave)頻率上的實施難度加大，這是因為非期望的寄生電路電容值(C)、電阻值(R)和電感值(L)會引起損耗。
特定地，串聯切換器在毫米波頻率上損耗更大，且已發明多種電路來減少串聯切換器的損耗。分流切換拓撲在高頻率可有更少的損耗，但分流拓撲的性能基本上被分流切換元件的開啟狀態R和關閉狀態RCL限定了。
然而，相關技藝未克服以毫米波頻率在矽積體電路(IC)上提供具有期望隔離度或衰減度的有效切換器(或可切換衰減器)以及在無期望衰減時提供非常低插入損耗的問題。
有鑑於此，本發明提供一種毫米波切換器及衰減器。
本發明一個實施例提供一種毫米波衰減器，包括：第一輸入電路，其包括串聯連接的第一輸入端、第一節點、第一傳輸線、第一直流阻隔電容、第二節點、第三節點和第一輸出端，所述第一節點選擇性地經由串聯連接的第二電容和第一切換器接地，所述第二節點經由第三電容接地，以及所述第三節點選擇性地經由串聯連接的第二直流阻隔電容、第一電阻和第二切換器接地。
本發明另一個實施例提供一種分流切換電路，包括：第一電路，具有串聯連接的第一端口、第一1/4波傳輸線、第一節點和第二端口；以及第一雙極性電晶體，具有耦接所述第一節點的集電極引線、由來自第一電壓端的第一電壓所偏置的基極引線，以及耦接第二電壓端所提供的電壓源的發射極引線，其中，所述第一雙極性電晶體是矽鍺異質接面雙極性電晶體。
本發明另一個實施例提供一種毫米波衰減器，包括：第一輸入電路，其包括串聯連接的第一輸入端、第一節點、第一傳輸線、第一直流阻隔電容、第二節點、第三節點和第一輸出端，所述第一節點選擇性地經由串聯連接的第一電容和第一雙極性電晶體接地，所述第二節點經由第二電容接地，以及所述第三節點選擇性地經由串聯連接的第二直流阻隔電容、第一電阻和第二雙極性電晶體接地；以及第二輸入電路，其與所述第一輸入電路並聯，所述第二輸入電路包括串聯連接的第二輸入端、第四節點、第二傳輸線、第三直流阻隔電容、第五節點、第六節點和第二輸出端，所述第四節點選擇性地經由串聯連接的第三電容和第三雙極性電晶體接地，所述第五節點經由第四電容接地，以及所述第六節點選擇性地經由串聯連接的第四直流阻隔電容、第二電阻和第四雙極性電晶體接地；其中所述第一雙極性電晶體、所述第二雙極性電晶體、所述第三雙極性電晶體和所述第四雙極性電晶體均有基極引線，所述基極引線由來自第一電壓端的實質上相同的電壓信號所偏置。
通過利用本發明，克服了以毫米波頻率在矽積體電路(IC)上提供具有期望隔離度或衰減度的有效切換器(或可切換衰減器)以及在無期望衰減時提供非常低插入損耗的問題。
如下詳述其他實施例和優勢。本部分內容並非對發明作限定，本發明範圍由申請專利範圍所限定。
本發明呈現一些能夠提供良好性能(即便在毫米波頻率)的新分流切換電路。這些電路可在SiGe BiCMOS技術中實施，但在一些其他情況中也可於Si CMOS或其他IC技術中實施。
第1圖是根據本發明一個實施例的輸入衰減器的示意圖。在如第1圖所示的第一實施例中，可切換輸入衰減器12作為混頻器10的一部分，其中混器頻10例如毫米波接收器中的RF至IF混頻器(降頻混頻器)。混頻器10具有信號處理能力且可包含於通訊設備(比如蜂巢式電話)的RF接收器中。所揭示的技術也可用於IC位準設計和印刷電路板(Printed Circuit Board,PCB)位準設計，以降低電路中的雜訊耦合、晶片面積、功率消耗和元件數目。混頻器10接收一個非常寬範圍的輸入信號功率，達到+5dBm，且混頻器10具有一個寬範圍的可選增益。
在第1圖所示的混頻器中，可以用一種直接方式對功率達到近似-4dBm的輸入信號進行調解。例如，具有差分、共基極輸入的雙平衡混頻器有-4 dBm的iCP1dB可用。通過可調整輸入衰減器很容易對功率大於-4 dBm的輸入信號進行調解。輸入衰減器在+5 dBm的信號位準是線性的，並在關閉(如非衰減)狀態時具有低損耗。輸入衰減器在開啟和關閉狀態還保留精確的50Ω單端(100Ω差分)輸入匹配。
第1圖是RF至IF混頻器10的簡化示意圖，其中輸入衰減器12如虛線框所示。RF至IF混頻器10包含多個並聯電路，比如第一並聯電路101，其具有第一電感L1，第一電感L1的第一端耦接於供電電壓Vcc，第二端耦接於雙極性電晶體Q3的第一端和雙極性電晶體Q5的第一端。第二並聯電路102具有電容C1，電容C1的第一端耦接於供電電壓Vcc，第二端耦接於雙極性電晶體Q3的第一端和雙極性電晶體Q5的第一端。第三並聯電路103具有多個以第一串聯耦接的電阻R1C、R1B和R1A，第一串聯的第一端耦接於供電電壓Vcc，第二端耦接於雙極性電晶體Q3的第一端和雙極性電晶體Q5的第一端。第一多工器MUX1可從如下節點產生的電壓中選擇輸出OUT+：R1C和R1B之間、R1B和R1A之間或R1A和雙極性電晶體Q3的第一端之間。
第四並聯電路105具有第二電感L2，第二電感L2的第一端耦接於供電電壓Vcc，第二端耦接於雙極性電晶體Q4的第一端和雙極性電晶體Q6的第一端。第五並聯電路106具有第二電阻C2，第二電阻C2的第一端耦接於供電電壓Vcc，第二端耦接於雙極性電晶體Q4的第一端和雙極性電晶體Q6的第一端。第六並聯電路107具有多個以第二串聯耦接的電阻R2C、R2B和R2A，第二串聯的第一端耦接於供電電壓Vcc，第二端耦接於雙極性電晶體Q4的第一端和雙極性電晶體Q6的第一端。第二多工器MUX2可從如下節點產生的電壓中選擇輸出OUT-：R2C和R2B之間、R2B和R2A之間或R2A和雙極性電晶體Q4的第一端之間。
雙極性電晶體Q3和雙極性電晶體Q6的控制端耦接以接收輸入信號LO_IN+，雙極性電晶體Q4和雙極性電晶體Q5的控制端耦接以接收輸入信號LO_IN-。第一傳輸線TLc1將雙極性電晶體Q1的第一端與雙極性電晶體Q3的第二端和雙極性電晶體Q4的第二端耦接。第二傳輸線TLc2將雙極性電晶體Q2的第一端與雙極性電晶體Q5的第二端和雙極性電晶體Q6的第二端耦接。雙極性電晶體Q1和雙極性電晶體Q2的控制端耦接以接收輸入BIAS信號，輸入BIAS信號經由電容Cbyp3接地。雙極性電晶體Q1的第二端經由傳輸線TL1耦接至輸入衰減器12、經由電容Ce1接地且耦接傳輸線TLe1的第一端。傳輸線TLe1的第二端經由電容Cbyp1接地以及經由電阻Re1接地。雙極性電晶體Q2的第二端經由傳輸線TL2耦接至輸入衰減器12、經由電容Ce2接地且耦接傳輸線TLe2的第一端。傳輸線TLe2的第二端經由電容Cbyp2接地以及經由電阻Re2接地。
混頻器10的輸入衰減器12包括兩個並聯輸入電路。第一並聯輸入電路115接收輸入信號RF_IN+，以經由串聯的傳輸線TL3和直流阻隔電容(DC blocking capacitor)Cbl3將輸入信號RF_IN+傳送至傳輸線TL1。傳輸線TL3上位於RF_IN+輸入端和電容Cbl3之間的節點可根據切換器Sw3的設定經由電容Cm3和切換器Sw3選擇性地接地。電容Cbl3和傳輸線TL1之間的第一節點經由電容Cm1接地，電容Cbl3和傳輸線TL1之間的第二節點可根據切換器Sw1的設定經由直流阻隔電容Cbl1、電阻Ratt1和切換器Sw1選擇性地接地。
第二並聯輸入電路116接收輸入信號RF_IN-，以經由串聯的傳輸線TL4和直流阻隔電容Cbl4將輸入信號RF_IN-傳送至傳輸線TL2。傳輸線TL4上位於RF_IN-輸入端和電容Cbl4之間的節點可根據切換器Sw4的設定經由電容Cm4和切換器Sw4選擇性地接地。電容Cbl4和傳輸線TL2之間的第一節點經由電容Cm2接地，電容Cm2和傳輸線TL2之間的第二節點可根據切換器Sw2的設定經由直流阻隔電容Cbl2、電阻Ratt2和切換器Sw2選擇性地接地。
在第1圖中，若切換器SW1-SW4均處於斷開位置，則輸入衰減器12關閉(例如非衰減狀態)。傳輸線TL1和電容Cm1能夠使混頻器10的輸入匹配到典型地50Ω單端。類似地，傳輸線TL2和電容Cm2能夠使混頻器10的另一輸入匹配到典型地50Ω單端。電容Cbl3和Cbl4為直流阻隔電容。傳輸線TL3和TL4可設計為50Ω的特性阻抗(characteristic impedance)或與混頻器10的輸入匹配的任何阻抗。若輸入衰減器12關閉，則傳輸線TL3和TL4不會對混頻器輸入阻抗造成很大影響。
在第1圖中，若切換器SW1-SW4均處於關閉位置，則輸入衰減器12開啟(例如衰減狀態)。若切換器SW1和SW2關閉，則一些輸入信號會通過直流阻隔電容Cbl1和電阻Ratt1(也可經由直流阻隔電容Cbl2和電阻Ratt2)分流向地。若電阻Ratt1(=電阻Ratt2)15Ω，則有大約10 dB的衰減。
在第1圖中，若沒有傳輸線TL3和電容Cm3(傳輸線TL4和電容Cm4)，將電阻Ratt1(和電阻Ratt2)的較低端接地，則會降低混頻器10的輸入阻抗，所以輸入阻抗不再匹配到50Ω。然而，傳輸線TL3的長度和電容Cm3的值(傳輸線TL4的長度和電容Cm4的值)可以選擇，以便當切換器SW3(切換器SW4)關閉時，傳輸線TL3和電容Cm3將輸入再匹配到50Ω單端，傳輸線TL4和電容Cm4的做法與此相似。
第2圖是混頻器20的一個實施例的詳細示意圖。混頻器20所包含的第一、第二、第三、第四、第五和第六並聯電路201、202、203、205、206和207與第1圖所示的第一、第二、第三、第四、第五和第六並聯電路101、102、103、105、106和107對應，且其中其他元件的標號相同。215為第一並聯輸入電路，216第一並聯輸入電路。在混頻器20中，第1圖中可切換衰減器12的切換器SW1-SW4在第2圖的可切換衰減器22中以雙極性電晶體Q7-Q10實現。可切換衰減器22相對於可切換衰減器12的其他明顯添加包括：第一輸入線，用於接收偏壓VC作為輸入；第二輸入線，用於接收控制信號VSW。第一輸入線可經由電阻Rc7將偏壓VC耦接到雙極性電晶體Q7的第一端，經由電阻Rc9將偏壓VC耦接到雙極性電晶體Q9的第一端，經由電阻Rc8將偏壓VC耦接到雙極性電晶體Q8的第一端，以及經由電阻Rc10將偏壓VC耦接到雙極性電晶體Q10的第一端。第二輸入線可經由電阻Rb7將控制信號VSW耦接到雙極性電晶體Q7的控制端，經由電阻Rb9將控制信號VSW耦接到雙極性電晶體Q9的控制端，經由電阻Rb8將控制信號VSW耦接到雙極性電晶體Q8的控制端，以及經由電阻Rb10將控制信號VSW耦接到雙極性電晶體Q10的控制端。雙極性電晶體Q7-Q10的基極引線被實質上相同的電壓信號VSW所控制。雙極性電晶體Q7的控制端還經由電容Cb7接地，雙極性電晶體Q9的控制端還經由電容Cb9接地，雙極性電晶體Q8的控制端還經由電容Cb8接地，雙極性電晶體Q10的控制端還經由電容Cb10接地。
若控制信號VSW為高，則雙極性電晶體Q7-Q10處於飽和狀態。與電阻Ratt1串聯的雙極性電晶體Q7(以及與電阻Ratt2串聯的雙極性電晶體Q8)的開啟狀態AC電阻值可選擇為15Ω，或任何其他可達到期望衰減的值。雙極性電晶體Q7-Q10中的基極電流越高則迫使雙極性電晶體Q7-Q10越深入飽和並減少開啟狀態的電阻值。雙極性電晶體Q9和Q10具有開啟狀態電阻值，其與60GHz(或任何操作頻率)的電容Cm3和Cm4的阻抗相比要小。
在第2圖中，若控制信號VSW為低，則雙極性電晶體Q7-Q10處於關閉狀態，其關閉狀態電容值低於電路中的其他電容值，比如電容Cm1-Cm2。偏壓VC通過大電阻Rc7-Rc10用於雙極性電晶體Q7-Q10的集電極，以當雙極性電晶體Q7-Q10處於關閉狀態時防止大的AC信號擺動對基極集接面(base-collector junction)正向偏壓。
分流切換電路的第二實施例是第3圖所示的毫米波發送/接收(T/R)切換器。非常需要毫米波T/R切換器來降低60GHz無線電應用中的成本和複雜度。最常用的是促進發送器和接收器之間的天線共用。相同切換器拓撲的另一應用是在離散移相器中。在這兩種情況下，切換器具有低開啟狀態插入損耗以將其對系統鏈路預算(link budget)的影響最小化。
如第3圖所示，分流切換電路30包括第一電路，其包括串聯連接的端口1、第一1/4波傳輸線32、第一節點302和端口2。控制信號VSW1控制切換器SW1將第一節點302接地或不接地。端口2可接收來自功率放大器PA的輸入。分流切換電路30進一步包括與第一電路並聯的第二電路，第二電路包括串聯連接的端口1、第二1/4波傳輸線34、第二節點304和端口3。控制信號VSW2控制切換器SW2將第二節點304接地或不接地。端口3可輸出至低雜訊放大器LNA。
最低損耗的T/R切換拓樸是在信號路徑中不具有串接切換器的，例如第3圖所示。為了使信號從端口1到端口3，則關閉切換器SW1，開啟切換器SW2。當切換器SW1關閉時，端口2產生短路，且傳輸線TL2在端口1將短路轉變為開路。此切換器上的改變是可變的衰減器，由此當切換器SW2部分開啟時，從端口1或端口3經過的信號被衰減。
此類型的T/R切換器需要具有理想切換特性的半導體設備，並由此通常用MOSFET來實現。然而，MOSFET顯示了一些缺點，使其不太適合60GHz的應用：
(1).　在最小FET通道長度小於或等於90 nm的CMOS或BiCMOS技術中，最大可靠汲極至源極電壓(VDS )等於1.2V。因此，MOSFET不能夠可靠的處理60GHz無線電中的功率位準(>10dBm)。
(2).　在最小FET通道長度大於或等於130 nm的CMOS或BiCMOS技術中，MOSFET在60 GHz為一有損耗切換器。
如缺點(1)所表明，如第4圖所示MOSFET切換器40，其關閉狀態由功率放大器所驅動。
1.　節點402上的最大容許電壓為VDS-MAX (CMOS中大概為1.2V)。
2.　當汲-基(drain-substrate)二極體開始開啟時，節點402上的最小容許電壓為-0.5V。
3.　因此擺動限定在1.7Vpp，即在50ohms時為8.5dBm。
為了避免這些問題，SiGe HBTs(矽鍺異質接面雙極性電晶體)可用於實施四分之一波長切換器。第5圖是基本SiGe HBT切換設備50的實施方式示意圖。注意，此為類似第2圖(用於混頻器的RF衰減器)的實施。再次，控制信號VSW用於改變切換器的開啟狀態電阻值。
參照第5圖：
1.　若控制信號VSW為高，則SiGe HBT Q1的剩餘電阻值(residual resistance)是飽和中(RCE-SAT )的集電極到發射極電阻值RCE 。此外，集電極到基極二極體正向偏壓(電流被電阻R1限制)，這進一步將從節點502至AC地的電阻值降低到RCE-SAT //RBASE 。
2.　若控制信號VSW為低，則SiGe HBT Q1關閉，且此狀態表明在集電極C(比如節點A)有一個非常大的電阻值。
3.　傳輸線TL1-TL3關閉任何關閉狀態的寄生電容。
當SiGe HBT處於功率放大器驅動的關閉狀態時，返回電壓限定：
1.　第5圖中節點502上的最大容許電壓為BVCES(集電極到發射極(基極到發射極短路)擊穿電壓)，集電極到發射極擊穿電壓說明電容C1很大，在操作頻率短路。
2.　當集電極-基(collector-substrate)二極體開始開啟時，第5圖中節點502上的最小容許電壓為-0.5V。
3.　典型的BVCES=3V，其將節點1上容許的擺動改變為3.5V，或在50ohms時大約為15dBm。
4.假設有對稱式信號擺動，則VBB的最佳值為3.5/2+-0.5=1.25V。
第6圖是描述如何用第5圖所示的切換器元件構建T/R切換器60的示意圖。第3圖所示的切換器和第6圖所示的切換器區別在於第6圖的SW1和SW2每個包括一個SiGe HBT(如圖所示)。每個SiGe HBT接收一控制信號(切換器SW1接收控制信號VSW1，切換器SW2接收控制信號VSW2)，且分別通過電阻R1傳送至控制端B以及通過電容C1傳送至每個SiGe HBT的發射端E和VBB。切換器SW1之SiGe HBT的集電極C耦接至第一1/4波傳輸線62和端口2之間的第一節點602。
切換器SW2之SiGe HBT的集電極C耦接至第二1/4波傳輸線64和端口3之間的第二節點604。由於總有一個切換器元件開啟，因此兩個切換器元件的集電極偏壓總為1.25V，其對於關閉狀態之切換器來說是最佳大信號偏置。
開啟狀態切換器的集電極上的任何信號擺動導致開啟狀態切換器的操作範圍移動到正向和反向飽和模式之間，如第7圖所示。
本發明中呈現的電路能夠在毫米波頻率中新且有效的切換。應用適當偏置的矽鍺異質接面雙極性電晶體極為有利，以毫米波頻率在矽積體電路(IC)上提供具有期望隔離度或衰減度的有效切換器(或可切換衰減器)以及在無期望衰減時提供非常低插入損耗。
上述之實施例僅用來例舉本發明之實施態樣，以及闡釋本發明之技術特徵，並非用來限制本發明之範疇。在不脫離本發明的範圍內習知技藝者可輕易完成之改變或均等性之安排均屬於本發明所主張之範圍，本發明之權利範圍應以申請專利範圍為準。在說明書及後續的申請專利範圍當中使用了某些詞彙來指稱特定的元件。所屬領域中具有通常知識者應可理解，製造商可能會用不同的名詞來稱呼同一個元件。在通篇說明書及後續的請求項當中所提及的「包含」係為一開放式的用語，故應解釋成「包含但不限定於」。以外，「耦接」一詞在此係包含任何直接及間接的電氣連接手段。因此，若文中描述一第一裝置耦接於一第二裝置，則代表該第一裝置可直接電氣連接於該第二裝置，或通過其他裝置或連接手段間接地電氣連接至該第二裝置。
10、20．．．混器頻
101~107、201~207．．．並聯電路
12、22．．．衰減器
115、215．．．第一並聯輸入電路
116、216．．．第二並聯輸入電路
30．．．分流切換電路
32、62．．．第一1/4波傳輸線
34、64．．．第二1/4波傳輸線
302、304、402、502、602、604．．．節點
40．．．MOSFET切換器
50．．．SiGe HBT切換設備
60．．．T/R切換器
第1圖是根據本發明一個實施例的輸入衰減器的示意圖。
第2圖混頻器的一個示意圖，其中第1圖的切換器SW1-SW4以雙極性電晶體實現。
第3圖是毫米波T/R切換其中分流切換電路的第二實施例示意圖。
第4圖是關閉狀態由功率放大器所驅動的MOSFET切換器示意圖。
第5圖是基本SiGe HBT切換設備的實施方式示意圖。
第6圖是描述如何用第5圖所示的切換器元件構建T/R切換器的示意圖。
第7圖是開啟狀態切換器的集電極上的任何信號擺動導致開啟狀態切換器的操作範圍移動到正向和反向飽和模式之間的示意圖。
10．．．混器頻
101~107．．．並聯電路
12．．．衰減器
115．．．第一並聯輸入電路
116．．．第二並聯輸入電路

Claims (15)

  1. 一種毫米波衰減器，包括：一第一輸入電路，其包括串聯連接的一第一輸入端、一第一節點、一第一傳輸線、一第一直流阻隔電容、一第二節點、一第三節點和一第一輸出端，所述第一節點選擇性地經由串聯連接的一第二電容和一第一切換器接地，所述第二節點經由一第三電容接地，以及所述第三節點選擇性地經由串聯連接的一第二直流阻隔電容、一第一電阻和一第二切換器接地。
  2. 如申請專利範圍第1項所述毫米波衰減器，其中所述毫米波衰減器更包括：一第二輸入電路，其與所述第一輸入電路並聯，所述第二輸入電路包括串聯連接的一第二輸入端、一第四節點、一第二傳輸線、一第三直流阻隔電容、一第五節點、一第六節點和一第二輸出端，所述第四節點選擇性地經由串聯連接的一第三電容和一第三切換器接地，所述第五節點經由一第四電容接地，以及所述第六節點選擇性地經由串聯連接的一第四直流阻隔電容、一第二電阻和一第四切換器接地。
  3. 如申請專利範圍第1項所述毫米波衰減器，其中所述第一切換器和所述第二切換器是矽鍺異質接面雙極性電晶體。
  4. 如申請專利範圍第1項所述毫米波衰減器，其中所述第一切換器和所述第二切換器均為一雙極性電晶體，所述雙極性電晶體具有一可被實質上相同的電壓信號所偏置的基極引線，其中所述實質上相同的電壓信號來自一第一電壓端。
  5. 如申請專利範圍第4項所述毫米波衰減器，其中在所述第一切換器的所述基極引線與所述第一電壓端之間串聯一第三電阻，在所述第一切換器的所述基極引線與地之間串聯一第五電容，在所述第二切換器的所述基極引線與所述第一電壓端之間串聯一第四電阻，以及在所述第二切換器的所述基極引線與地之間串聯一第六電容。
  6. 如申請專利範圍第1項所述毫米波衰減器，作為一毫米波接收器中一降頻混頻器的一輸入級。
  7. 一種分流切換電路，包括：一第一電路，具有串聯連接的一第一端口、一第一1/4波傳輸線、一第一節點和一第二端口；以及一第一雙極性電晶體，具有耦接所述第一節點的一集電極引線、由來自一第一電壓端的一第一電壓所偏置的一基極引線，以及耦接一第二電壓端所提供的一電壓源的一發射極引線，其中，所述第一雙極性電晶體是一矽鍺異質接面雙極性電晶體。
  8. 如申請專利範圍第7項所述分流切換電路，進一步包括一第一電阻和一第一電容，所述第一電阻串聯連接於所述第一雙極性電晶體的所述基極引線和所述第一電壓端之間，以及所述第一電容串聯連接於所述第一雙極性電晶體的所述基極引線和所述第二電壓端之間。
  9. 如申請專利範圍第7項所述分流切換電路，其中所述第二端口能夠被耦接至一功率放大器的一輸出。
  10. 如申請專利範圍第7項所述分流切換電路，進一步包括：一第二電路，具有串聯連接的所述第一端口、一第二1/4波傳輸線、一第二節點和一第三端口；以及一第二雙極性電晶體，具有耦接所述第二節點的一集電極引線、由來自一第三電壓端的一第三電壓所偏置的一基極引線，以及耦接所述電壓源的一發射極引線。
  11. 如申請專利範圍第10項所述分流切換電路，進一步包括：一第一電阻，串聯連接於所述第一雙極性電晶體的所述基極引線和所述第一電壓端之間；一第二電阻，串聯連接於所述第二雙極性電晶體的所述基極引線和所述第三電壓端之間；一第一電容，串聯連接於所述第一雙極性電晶體的所述基極引線和所述第二電壓端之間；以及一第二電容，串聯連接於所述第二雙極性電晶體的所述基極引線和所述電壓源之間。
  12. 如申請專利範圍第10項所述分流切換電路，其中所述第三端口能夠被耦接至一低雜訊放大器的一輸入。
  13. 如申請專利範圍第7項所述分流切換電路，其中所述第二端口能夠被耦接至一功率放大器的一輸出。
  14. 一種毫米波衰減器，包括：一第一輸入電路，其包括串聯連接的一第一輸入端、一第一節點、一第一傳輸線、一第一直流阻隔電容、一第二節點、一第三節點和一第一輸出端，所述第一節點選擇性地經由串聯連接的一第一電容和一第一雙極性電晶體接地，所述第二節點經由一第二電容接地，以及所述第三節點選擇性地經由串聯連接的一第二直流阻隔電容、一第一電阻和一第二雙極性電晶體接地；以及一第二輸入電路，其與所述第一輸入電路並聯，所述第二輸入電路包括串聯連接的一第二輸入端、一第四節點、一第二傳輸線、一第三直流阻隔電容、一第五節點、一第六節點和一第二輸出端，所述第四節點選擇性地經由串聯連接的一第三電容和一第三雙極性電晶體接地，所述第五節點經由一第四電容接地，以及所述第六節點選擇性地經由串聯連接的一第四直流阻隔電容、一第二電阻和一第四雙極性電晶體接地；其中所述第一雙極性電晶體、所述第二雙極性電晶體、所述第三雙極性電晶體和所述第四雙極性電晶體均有一基極引線，所述基極引線由來自一第一電壓端的實質上相同的電壓信號所偏置。
  15. 如申請專利範圍第14項所述毫米波衰減器，其中所述第一雙極性電晶體、所述第二雙極性電晶體、所述第三雙極性電晶體和所述第四雙極性電晶體均是矽鍺異質接面雙極性電晶體。
TW099125423A 2010-05-10 2010-07-30 毫米波切換器及衰減器 TWI438958B (zh)

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US12/776,444 US8279019B2 (en) 2010-05-10 2010-05-10 Millimeter-wave switches and attenuators

Publications (2)

Publication Number Publication Date
TW201145664A TW201145664A (en) 2011-12-16
TWI438958B true TWI438958B (zh) 2014-05-21

Family

ID=44474962

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
TW099125423A TWI438958B (zh) 2010-05-10 2010-07-30 毫米波切換器及衰減器

Country Status (5)

Country Link
US (1) US8279019B2 (zh)
EP (1) EP2387151B1 (zh)
JP (1) JP5122613B2 (zh)
CN (1) CN102244504B (zh)
TW (1) TWI438958B (zh)

Families Citing this family (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US8498576B2 (en) * 2010-04-08 2013-07-30 Georgia Tech Research Corporation Inverse-mode bipolar transistor radio-frequency switches and methods of using same
US8264295B2 (en) * 2010-08-31 2012-09-11 Freescale Semiconductor, Inc. Switched varactor circuit for a voltage controlled oscillator
KR101952855B1 (ko) * 2013-10-28 2019-02-27 삼성전기주식회사 아이솔레이션이 개선된 고주파 스위치 회로
JP5880980B2 (ja) 2013-12-26 2016-03-09 株式会社村田製作所 電力増幅モジュール
US9602091B1 (en) 2015-12-03 2017-03-21 Peregrine Semiconductor Corporation Low phase shift, high frequency attenuator
EP3804247A4 (en) * 2018-05-30 2022-04-20 MACOM Technology Solutions Holdings, Inc. METHOD AND APPARATUS FOR CUTTING LINEAR TRENCHES IN CONCRETE
US11533023B2 (en) * 2021-04-23 2022-12-20 International Business Machines Corporation Embedded transmit/receive switch
CN113437948B (zh) * 2021-06-09 2023-04-07 电子科技大学 全nmos晶体管的开关式低附加相移的数字步进式衰减器
KR102621951B1 (ko) * 2021-10-13 2024-01-09 고려대학교 산학협력단 삽입 손실 개선을 위한 능동형 스위치
EP4344060A1 (en) * 2022-09-21 2024-03-27 Nxp B.V. Digital, inductive step attenuator with capacitive phase-gain compensation and incorporation into quarter-wave tx / rx switch

Family Cites Families (19)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS5019336U (zh) * 1973-06-16 1975-03-04
JPS5324264B2 (zh) 1973-06-21 1978-07-19
JPH0237725B2 (ja) 1981-11-24 1990-08-27 Pioneer Electronic Corp Kahengensuiki
JP2906384B2 (ja) 1991-07-05 1999-06-21 シャープ株式会社 可変減衰器
US5990580A (en) 1998-03-05 1999-11-23 The Whitaker Corporation Single pole double throw switch
US6518840B1 (en) 2000-02-02 2003-02-11 Sige Semiconductor Inc. Circuit for linearizing the power control profile of a BiCMOS power amplifier
US6882829B2 (en) 2002-04-02 2005-04-19 Texas Instruments Incorporated Integrated circuit incorporating RF antenna switch and power amplifier
EP1544941B1 (en) 2003-12-17 2008-04-09 Siemens S.p.A. Matched microwave variable attenuator
US7023294B2 (en) * 2004-01-15 2006-04-04 General Instrument Corporation System and a method for reducing tilt effects in a radio frequency attenuator
JP3107071U (ja) 2004-08-06 2005-01-27 アルプス電気株式会社 可変減衰回路
DE102005049247B4 (de) 2004-11-05 2018-06-07 Infineon Technologies Ag Hochfrequenzschalttransistor und Hochfrequenzschaltung
US7505790B2 (en) 2005-06-07 2009-03-17 Integrated Systems Solution Corp. Antenna diversity switch of wireless dual-mode co-existence systems
JP4106376B2 (ja) 2005-09-30 2008-06-25 富士通株式会社 スイッチ回路及び集積回路
US7546101B2 (en) * 2006-04-19 2009-06-09 Scientific-Atlanta, Inc. Variable attenuation of broadband differential signals using PIN diodes
US7848712B2 (en) 2007-05-03 2010-12-07 Intel Corporation CMOS RF switch for high-performance radio systems
US8228112B2 (en) 2007-07-13 2012-07-24 International Business Machines Corporation Switch with reduced insertion loss
US8103221B2 (en) 2008-05-30 2012-01-24 National Ict Australia Limited High-isolation transmit/receive switch on CMOS for millimeter-wave applications
US7893791B2 (en) 2008-10-22 2011-02-22 The Boeing Company Gallium nitride switch methodology
US8022785B2 (en) * 2008-12-03 2011-09-20 Arcom Digital, Llc Step attenuator circuit with improved insertion loss

Also Published As

Publication number Publication date
US20110273248A1 (en) 2011-11-10
EP2387151A1 (en) 2011-11-16
EP2387151B1 (en) 2017-10-11
TW201145664A (en) 2011-12-16
US8279019B2 (en) 2012-10-02
CN102244504B (zh) 2014-06-18
CN102244504A (zh) 2011-11-16
JP2011239360A (ja) 2011-11-24
JP5122613B2 (ja) 2013-01-16

Similar Documents

Publication Publication Date Title
TWI438958B (zh) 毫米波切換器及衰減器
KR100914730B1 (ko) 무선 단말기 가변이득 저잡음 증폭기
US10396467B2 (en) Method to build asymmetrical transmit/receive switch with 90 degrees impedance transformation section
KR102287445B1 (ko) 저잡음 증폭기를 바이패스하는 시스템 및 방법
JP2004304775A (ja) 可変インピーダンス回路、可変利得型差動増幅器、乗算器、高周波回路および差動分布型増幅器
US10715085B2 (en) Reconfigurable low-noise amplifier (LNA)
US11005432B2 (en) RF switch with split tunable matching network
US11742847B2 (en) RF switch with bypass topology
Zhang et al. A differential CMOS T/R switch for multistandard applications
KR20150035219A (ko) 고주파 스위치
Chang et al. A direct conversion merged LNA-I/Q-mixer with noise reduction using dual cross coupling for WiMAX/WiBro applications
US10411658B2 (en) Semiconductor device
US6756848B2 (en) Amplifier device with gain switching, for a cellular mobile telephone in particular
Eslamifar et al. Design a dual-band low-power CMOS low noise amplifier for use in WLAN applications
JP3836044B2 (ja) スイッチ回路
JPH09266420A (ja) 分布増幅器
CN118074639A (zh) 回馈电路及射频电路
JP2006033664A (ja) 可変インピーダンス素子を用いた増幅器及び無線通信装置
KR20230061050A (ko) 차동 저잡음 증폭기
US9197253B2 (en) RF switch
Ellinger Amplitude Control and Switches