TWI431455B - 電流檢測裝置、電流檢測信號比較裝置、電流檢測方法及電流檢測信號比較方法 - Google Patents

電流檢測裝置、電流檢測信號比較裝置、電流檢測方法及電流檢測信號比較方法 Download PDF

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Description

電流檢測裝置、電流檢測信號比較裝置、電流檢測方法及電流檢測信號比較方法
本發明係關於一種電源轉換器，尤指一種結合於電源轉換器中的電流檢測裝置及電流檢測與控制方法。
在電子電路中，電流信號通常被使用為控制電路及保護電路的輸入信號。電流信號可以使得電路能夠在穩定與可靠的狀況下工作。因此，為了要了解電子電路中的電流信號的變化，便需要精確的電流信號檢測技術來反映真實的電路電流。典型的電子電路中的電流信號會包含開關電流、輸入電流及負載電流等。直至目前已經有許多直接及間接的電流檢測技術應用於各種各樣的電路拓樸中。第一圖顯示一種習知用來檢測負載電流的電流檢測電路以及包含此種電流檢測電路的電源轉換器100。需注意的是在本說明書中，相似的元件係以相同的元件編號來標示。如第一圖所示，電源轉換器100包含一輸入電容Cin，連接於電源轉換器100的輸入端，用以濾除輸入電壓Vin的高頻雜訊。電源轉換器100更包含開關Qa-Qd，其係與輸入電容Cin並聯。電源轉換器100更包含由諧振電感Lr、諧振電容Cr及諧振電感Lm所組成的LLC諧振電路 單元以及一變壓器T100，其中諧振電感Lm可為變壓器T100的激磁電感。LLC諧振電路單元(Lr,Lm,Cr)設定為產生諧振，以根據開關Qa-Qd的切換來將輸入電壓Vin的能量傳送至變壓器T100的初級側Np100。變壓器T100係根據開關Qa-Qd的切換將其初級側Np100的能量傳送至其次級側Ns100，藉此感應生成一交流電流。所感應生成的交流電流經由位於變壓器T100的次級側Ns100上的同步整流器SRL與SR2整流成一全波整流的直流電流，藉此在輸出電容Co上產生一個直流輸出電壓Vo以驅動負載RL。此外，一電流檢測電阻Rs係設置於變壓器T100的次級側Ns100及同步整流轉換器(SR1,SR2)的輸出端，用以檢測電源轉換器100的負載電流Io。流經電流檢測電阻Rs的電流代表實際的負載電流。第一圖的電流檢測技術的優點在於結構簡單且不容易為電路的寄生參數所影響。然而，流經電流檢測電阻Rs的大負載電流會引起相當大的電源損失因而降低電源轉換效率。此外，大負載電流流經電流檢測電阻Rs所產生的熱也是相當難以處理的。需注意的是由於在輸出電容Co上產生的輸出電壓Vo為恆定的，因此流經輸出電容Co的電流的平均值為零。因此電源轉換器100的次級側電流Is的平均值相等於負載電流Io，亦即電源轉換器100的輸出電流。需注意的是為了簡化說明起見，電源轉換器100中用來控制開關Qa-Qd的開關控制電路並未顯示於第一圖中。
第二圖顯示另一種習知用來檢測負載電流的電流檢測電路以及包含此種電流檢測電路的電源轉換器200。在第二圖中，一電流互感器CT具有一初級側繞組CTNP與輸出電容Co連接以及一次級側繞組CTNS，設置於變壓器T100的次級側Ns100及輸出電容Co之間或 者設置於同步整流器(SR1,SR2)的輸出端與輸出電容Co之間。負載電流Io流經電流互感器CT的初級側繞組CINP且在電流互感器CT的次級側繞組CTNS上感應生成一定比例的電流。該一定比例的電流經由連接至電流互感器CT的次級側繞組CTNS的二極體整流器DR200整流後，藉由連接至二極體整流器DR200的電流檢測電阻Rs來產生電流檢測信號。然而，由於電流互感器CT為磁性元件且負載電流Io相當的大，流經電流互感器CT的初級側繞組CTNP的大負載電流會引起相當大的線圈損耗，因而降低電源轉換效率。需注意的是為了簡化說明起見，電源轉換器200中用來控制開關Qa-Qd的開關控制電路並未顯示於第二圖中。
第三圖顯示另一種習知用來檢測負載電流的電流檢測電路以及包含此種電流檢測電路的電源轉換器300。在第三圖中，一電流互感器CT設置於變壓器T100的初級側Np100，且具有一初級側繞組CTNP連接於LLC諧振電路單元(Lr,Lm,Cr)的諧振電感Lm以及變壓器T100的初級側繞組Np100之間，以及一次級側繞組CTNS。由於電源轉換器300的初級側電流Ip與次級側電流Is成比例，其比例關係依據變壓器T100的匝數比(turn ratio)來決定，因此檢測變壓器T100的初級側電流Ip亦可以檢測出負載電流。此外，一同步整流器SR連接至電流互感器CT的次級側繞組CTNS，用以將電流互感器CT的次級側繞組CTNS上感應生成的電流進行同步整流。最後，一電流檢測電阻Rs連接至同步整流器SR以產生電流檢測信號。需注意的是為了簡化說明起見，電源轉換器300中用來控制開關Qa-Qd的開關控制電路並未顯示於第三圖中。若電源轉換器300為降壓轉換器(buck converter)，初級側電流Ip必定會小於次級側 電流Is。因此，電流互感器CT所造成的線圈損耗會大幅度的降低。然而，電流互感器CT僅用來進行信號轉換，且同步整流器SR用來根據不同的負載電流的波形來精確地進行電流檢測信號的同步整流。同步整流器SR的門極驅動信號(gate driving signal)由負載電流的波形來產生，因此第三圖的同步整流器SR需要一組複雜的門級驅動信號產生電路來驅動。如此一來，第三圖的電流檢測電路會使得控制電路複雜化及降低可靠度，且會增加製造成本。
因此有其需要發展一種電流檢測技術以及電流檢測信號比較技術，以便精確地檢測電源轉換器的電流信號，並且根據檢測的結果應用於控制與保護電源轉換器，或是將檢測的結果匯報給電源轉換器。
本發明的主要目的在於提供一種電流檢測技術及電流檢測信號比較技術，以經由信號補償的方式來精確地檢測電源轉換器的電流信號，並且根據檢測的結果應用於控制與保護電源轉換器，或是將檢測的結果匯報給電源轉換器。
為了達成此目的，本發明提出一種電流檢測裝置與電流檢測信號比較裝置，其中電流檢測裝置包含一電流檢測電路，用以檢測一開關電路的電流信號，而產生一電流檢測信號；一控制單元，用以輸出一控制信號，以及一補償電路，用以根據該控制信號對該電流檢測信號進行補償。補償後的電流檢測信號可以與一恆定電流參考信號比較以產生一恆定電流控制信號。另一方面，本發明的電流檢測信號比較裝置包含一電流檢測電路，用以檢測一開關 電路的電流信號，而產生一電流檢測信號；一控制電路，用以輸出一控制信號，以及一補償電路，用以根據該控制信號對一恆定電流參考信號或該電流檢測信號進行補償，以及一恆定電流比較器，用以將該電流檢測信號及補償後的恆定電流參考信號比較，或是將補償後的電流檢測信號及該恆定電流參考信號比較，以產生一恆定電流控制信號。
第一圖顯示一種習知用來檢測負載電流的電流檢測電路以及包含此種電流檢測電路的電源轉換器；第二圖顯示另一種習知用來檢測負載電流的電流檢測電路以及包含此種電流檢測電路的電源轉換器；第三圖顯示另一種習知用來檢測負載電流的電流檢測電路以及包含此種電流檢測電路的電源轉換器；第四圖顯示習知技術的電源檢測電路的第一實施例的綜合性系統方塊圖；第五圖(A)顯示第四圖的電流檢測電路的部份拓樸結構及開關電路的拓樸結構；第五圖(B)顯示第五圖(A)的電流檢測電路的詳細電路；第六圖(A)顯示第四圖的電流檢測電路的部份拓樸結構，以及恆定電流比較器與開關電路的拓樸結構；第六圖(B)顯示第六圖(A)的電流檢測電路及恆定電流比較器的詳細電路；第七圖顯示當開關頻率fs小於諧振頻率fo的情形下，初級側電流Ip、次級側電流Is及檢測電流Iscv的電流波形圖； 第八圖顯示當的開關頻率fs大於諧振頻率fo的情形下，初級側電流Ip、次級側電流Is及檢測電流Iscv的電流波形圖；第九圖顯示輸出電流Io對開關頻率fs與的關係曲線圖，其中開關頻率fs的數值乃是沿著橫軸正向而遞減；第十圖顯示本發明的電流檢測裝置的綜合性系統方塊圖；第十一圖(A)與第十一圖(C)分別顯示第十圖的電流檢測裝置及恆定電流比較器的詳細電路，以及應用第十一圖(A)的電路來改變最小輸出電流後，所達成的輸出電流Io對開關頻率fs的關係曲線圖；第十一圖(B)顯示第十一圖(A)的優化實施例；第十一圖(D)與第十一圖(E)分別顯示第十圖的電流檢測裝置及恆定電流比較器的詳細電路，以及應用第十一圖(D)的電路來改變最大輸出電流後，所達成的輸出電流Io對開關頻率fs的關係曲線圖；第十二圖顯示本發明的電流檢測信號比較裝置的一綜合性系統方塊圖；第十三圖(A)與第十三圖(B)分別顯示第十二圖的電流檢測信號比較裝置的詳細電路，以及應用第十三圖(A)的電路來改變最大輸出電流後，所達成的輸出電流Io對開關頻率fs的關係曲線圖；第十三圖(A)與第十三圖(C)分別顯示第十二圖的電流檢測信號比較裝置的詳細電路，以及應用第十三圖(A)的電路來改變最小輸出電流後，所達成的輸出電流Io對開關頻率fs的關係曲線圖；第十四圖(A)顯示第十圖的本發明的第一實施例的延伸變化；第十四圖(B)顯示應用第十四圖(A)的電路來達成的定輸出電流Io對開關頻率fs的關係曲線圖； 第十五圖(A)顯示本發明的第一實施例的應用變化；第十五圖(B)顯示應用第十五圖(A)的電路來達成輸出電流Io對開關頻率fs的關係曲線圖；第十六圖(A)與第十六圖(B)分別顯示第十一圖(A)的應用變化，以及應用第十六圖(A)的電路來改變最小輸出電流後，所達成的輸出電流Io對輸出電壓Vo的關係曲線圖；第十七圖為採用本發明的電流檢測裝置的電源轉換器的直流增益曲線圖；第十八圖顯示第五圖(A)的一變形；第十九圖顯示第五圖(A)的另一變形；第二十圖顯示第十一圖(A)的一變形；第二十一圖顯示第十一圖(A)的另一變形；第二十二圖顯示的是本發明應用於電源轉換器的開關器件溫度保護的實施例；以及第二十三圖顯示的是本發明應用於電源轉換器的環境溫度保護的實施例。
體現本案特徵與優點的一些典型實施例將在後段的說明中詳細敘述。應理解的是本案能夠在不同的態樣上具有各種的變化，其皆不脫離本案的範圍，且其中的說明及圖式在本質上係當作說明之用，而非用以限制本案。
第四圖顯示習知技術的電流檢測電路的綜合性系統方塊圖。如第四圖所示，一電源轉換器400包含一開關電路410，其較佳者可為一全橋LLC諧振式轉換器，如第五圖(A)所示。然而，開關電路 410的電路結構並不限制於此間實施例所揭露者，而可以為任何種類的轉換器拓樸結構。電源轉換器400更包含一電流檢測電路420、一開關控制電路438及一恆定電流比較器436。電流檢測電路420接收開關電路410的電流信號4101，以檢測該電源轉換器400的負載電流(輸出電流)並且輸出一電流檢測信號Vscv。恆定電流比較器436設定為接收與處理電流檢測信號Vscv，以輸出一恆定電流控制信號4104給開關控制電路438，藉此驅動開關控制電路438使得開關電路410輸出一恆定電流。電流檢測信號Vscv傳送至恆定電流比較器436以便與恆定電流參考信號REF1相比較。恆定電流參考信號REF1與電源轉換器400的規格所定義的實際控制參數值成比例。藉由將電流檢測信號Vscv與恆定電流參考信號REF1進行比較，恆定電流比較器436因應比較的結果發出恆定電流控制信號4104至開關控制電路438。開關控制電路438根據恆定電流控制信號4104來調節開關電路410的開關切換，以控制電源轉換器400的輸出電流於一恆定值。
請參見第五圖(A)與第五圖(B)，其中第五圖(A)顯示第四圖的的電流檢測電路420的部份拓樸結構及開關電路410的拓樸結構。如第五圖(A)所示，電源轉換器包含一電流檢測電路，其包含一電流互感器CT、一二極體整流器DR500及一電流檢測電阻Rs。電流互感器CT設置於變壓器T100的初級側Np100及LLC諧振電路單元(Lr,Lm,Cr)之間，且具有一初級側繞組CTNP及一次級側繞組CTNS，其中電流互感器CT的初級側繞組CTNP係連接至變壓器T100的初級側Np100及LLC諧振電路單元(Lr,Lm,Cr)，而電流互感器CT的次級側繞組CTNS與二極體整流器DR500並聯。電流檢測電阻 Rs與二極體整流器DR500並聯。初級側電流Ip流經電流互感器CT的初級側繞組CTNP，且在電流互感器CT的次級側繞組CTNS上感應生成與初級側電流Ip成比例的電流信號Ip’。電流互感器CT的次級側繞組CTNS上感應生成的電流經由二極體整流器DR500整流成一整流的直流電流，藉此在電流檢測電阻Rs上產生一電壓信號，其接著經由濾波器(R1,C1)濾波得到直流電壓信號，最後其經由分壓電阻Rs1,Rs2分割成一電流檢測信號Vscv。第五圖(B)顯示第四圖的電流檢測電路420的詳細電路。如第五圖(B)所示，電流檢測電路除了電流互感器CT、二極體整流器DR500及電流檢測電阻Rs之外，更包含由電阻R1與電容C1所組成的濾波器，其連接於電流檢測電阻Rs及接地端之間。濾波器(R1,C1)用來將電流檢測電阻Rs上所產生的電壓信號中的高頻雜訊移除。電流檢測電路420更包含由電阻Rs1與Rs2組成的一電壓分壓器，其連接於濾波器(R1,C1)及接地端之間，用以將濾波器(R1,C1)所輸出的信號分割來產生電流檢測信號Vscv。
第六圖(A)顯示第四圖的的電流檢測電路420的部份拓樸結構，以及恆定電流比較器436與開關電路410的拓樸結構。如第六圖(A)所示，電流檢測電路，包含電流互感器CT、二極體整流器DR500及電流檢測電阻Rs，連接至變壓器T100的初級側Np100，如第五圖(A)一般。此外，與第五圖(A)不同的是第六圖(A)增加一個恆定電流比較器436連接至電流檢測電阻Rs。第六圖(B)顯示第六圖(A)的電流檢測電路及恆定電流比較器436的詳細電路。與第五圖(B)相比較，第六圖(B)的電路增加了恆定電流比較器436，以便將電流檢測信號Vscv與恆定電流參考信號REF1比較，並且根據比 較的結果產生恆定電流控制信號4104。
第七圖顯示當電源轉換器400的開關頻率fs小於電源轉換器400的諧振頻率fo的情形下，初級側電流Ip、次級側電流Is及檢測電流Iscv的電流波形圖，其中Iscv為電流檢測信號Vscv的電流波形。如第七圖所示，當開關頻率fs小於諧振頻率fo的低頻開關切換情形下，檢測電流Iscv與次級側電流Is的波形一致。在這種情形下，電流檢測信號Vscv可以代表實際的電源轉換器400的負載電流(輸出電流)。第八圖顯示當開關頻率fs大於諧振頻率fo的情形下，初級側電流Ip、次級側電流Is及檢測電流Iscv的電流波形圖。在第八圖中，電流信號的平均值可以由在一個半週期的波形區域的面積來表示。如圖所示，次級側電流Is的平均值為區域S1的面積減去區域S2的面積，而檢測電流Iscv的平均值為區域S1的面積加上區域S2的面積。由於次級側電流Is的平均值與檢測電流Iscv的平均值並不相等，當開關頻率fs大於諧振頻率fo的高頻開關切換情形下，電流檢測信號Vscv並無法正確代表電源轉換器400的輸出電流，導致檢測誤差的產生。由於開關上的電流與次級電流Is成一定的比例關係。因此電流檢測電路420的初級側繞組CTNP與開關電路上的開關串聯，對開關電流採樣同樣能夠得到輸出電流的平均值。由於經過電流檢測電路的二極體整流只能得到正的採樣信號，所以與上述分析類似，當開關頻率fs大於諧振頻率fo的高頻開關切換情形下，電流檢測信號Vscv並無法正確代表電源轉換器400的輸出電流，導致檢測誤差的產生。
第九圖顯示輸出電流Io對開關頻率fs與的關係曲線圖，其中開關頻率fs的數值乃是沿著橫軸正向而遞減。需注意的是電源轉換 器400的輸出電流Io，亦即負載電流，為次級側電流Is的平均值。當開關頻率fs小於頻率f2時，其中頻率f2為近似於諧振頻率fo但大於諧振頻率fo，次級側電流Is的平均值與檢測電流Iscv的平均值一致，因此電流檢測信號Vscv可以正確無誤代表電源轉換器400的輸出電流Io，如第七圖所示一般。在這種情形下，電源轉換器400的輸出電流Io為一恆定值I2。當開關頻率fs大於頻率f2時，次級側電流Is的平均值與檢測電流Iscv的的平均值不一致。如第八圖所示，檢測電流Iscv的平均值與次級側電流Is的平均值因為波形區域S2的面積而有所差別。在這種情形下，檢測電流Iscv的平均值會大於次級側電流Is的平均值，亦即檢測電流Iscv的平均值會大於電源轉換器400的輸出電流Io。由於檢測電流Iscv大於電源轉換器400的輸出電流Io，開關控制電路438(顯示於第四圖)根據電流檢測信號Vscv的上升，驅動電源轉換器400的輸出電流Io降低。隨著開關頻率fs的上升，第八圖的波形區域S2的面積也隨之增加，導致檢測電流Iscv的平均值與次級側電流Is的平均值之間差距越來越大。因此檢測電流Iscv會隨著開關頻率fs上升而一直上升，而電源轉換器400的輸出電流Io會隨著開關頻率fs上升而一直下降。當開關頻率fs上升至f1時，電源轉換器400的輸出電流Io下降至I1。此時，檢測誤差達到最大值I2-I1。因此開關頻率fs越高，檢測誤差也會越大。
本發明提出一種電流檢測裝置及電流檢測方法，以及電流檢測信號比較裝置與電流檢測信號比較方法。第十圖顯示本發明的第一實施例的電流檢測裝置的綜合性系統方塊圖。如第十圖所示，電源轉換器1000包含一開關電路410，其較佳者可為一全橋LLC諧振 式轉換器，如第五圖(A)所示。然而，開關電路410的電路結構並不限制於此間實施例所揭露者，而可以為任何種類的轉換器拓樸結構。電源轉換器1000更包含一電流檢測裝置430、一開關控制電路438及一恆定電流比較器436，電流檢測裝置430接收開關電路410的電流信號4101，以檢測該電源轉換器1000的負載電流(輸出電流)並且產生電流檢測信號Vscv，並且補償電流檢測信號Vscv的誤差以輸出一補償後的電流檢測信號Vscv’。恆定電流比較器436設定為接收與處理補償後的電流檢測信號Vscv’，以輸出一恆定電流控制信號4104給開關控制電路438，藉此驅動開關控制電路438使得開關電路410輸出一恆定電流。電流檢測裝置430包含一電流檢測電路420以檢測該電源轉換器1000的電流信號4101，其可為一負載電流(輸出電流)並且產生電流檢測信號Vscv。電流檢測裝置430更包含一控制單元1010及一補償電路434。補償電路434根據控制單元1010所發出的控制信號，其代表開關電路410的開關頻率與一預定頻率的關係，或者代表開關電路410的輸出電壓與一個預定電壓的關係，來補償電流檢測信號Vscv，用以補償由於電路參數、電流檢測方法或其他因素所導致的檢測誤差，以產生補償後的電流檢測信號Vscv’。補償後的電流檢測信號Vscv’減少了電流檢測電路420所產生的電流檢測信號Vscv的誤差。補償後的電流檢測信號Vscv’傳送至恆定電流比較器436以便與恆定電流參考信號REF1相比較。恆定電流參考信號REF1與電源轉換器1000的規格所定義的實際控制參數值成比例。藉由將補償後的電流檢測信號Vscv’與恆定電流參考信號REF1進行比較，恆定電流比較器436因應比較的結果發出恆定電流控制信號4104至開關控制電路438。開關控制電路438根據恆定電流控制信 號4104來調節開關電路410的開關切換，以控制電源轉換器1000的輸出電流於一定值。
第十一圖(A)與第十一圖(C)分別顯示第十圖的電流檢測裝置430及恆定電流比較器436的詳細電路，以及應用第十一圖(A)的電路來改變最小輸出電流後，所達成的輸出電流Io對開關頻率fs的關係曲線圖。在第十一圖(C)中，曲線1020代表如第九圖一般在沒有補償電路的情況下，輸出電流Io對開關頻率fs的關係曲線，而曲線1030代表在應用第十一圖(A)的補償電路來改變最小輸出電流後，所達成的輸出電流Io對開關頻率fs的關係曲線。根據第十一圖(C)的關係曲線1020所示，在沒有補償電路的情形下，電流檢測信號Vscv係由下列公式計算出：Vscv=Ip’×Rs×Rs2/(Rs1+Rs2) (公式1)其中最大檢測誤差為Icmax-I1，最小輸出電流I1小於規定的最小定輸出電流Icmin，並且其中Icmax為規定的最大定輸出電流。由於最小輸出電流I1小於規定的最小定輸出電流Icmin，第六圖(B)的電路設計不符合規定。為了符合規定讓輸出電流落在Icmax-Icmin的範圍內，第十一圖(A)額外包含一補償電路，其由一電阻Rs3與一控制開關Qs3組成。控制單元1010可為一比較器，具有一非反向輸入端以接收開關頻率fs與一反向輸入端以接收預定頻率fx，且用以比較開關頻率fs與預定頻率fx。電阻Rs3選擇性地與於電壓分壓器(Rs1,Rs2)的其中一電阻並聯，其一端連接至恆定電流比較器436的反向輸入端而另一端連接至控制開關Qs3的第一電流傳導端。控制開關Qs3的第二電流傳導端連接至接地端而其控制端連接至控制單元1010。控制單元1010設定為在當開 關頻率fs小於一預定頻率fx時讓開關Qs3截止，使得電阻Rs3脫離由電阻Rs1與Rs2組成的電壓分壓器，其中預定開關頻率fx大於諧振頻率fo，而在開關頻率fs大於預定頻率fx時讓開關Qs3導通，使得電阻Rs3加入由電阻Rs1與Rs2組成的電壓分壓器中。因此，當開關頻率fs小於預定頻率fx時，電壓分壓器由電阻Rs1與Rs2所組成，因而補償後的電流檢測信號Vscv’與原始的電流檢測信號Vscv相等而可由公式1計算出來。當開關頻率fs大於預定頻率fx時，電壓分壓器由電阻Rs1、Rs2及Rs3所組成，而補償後的電流檢測信號Vscv’可由下列公式計算出來：Vscv’=Ip’×Rs×(Rs2//Rs3)/(Rs1+(Rs2//Rs3))(公式2)其中(Rs2//Rs3)為電阻Rs2及Rs3並聯後的等效電阻。因此，當開關頻率fs小於預定頻率fx時，輸入電流Io對開關頻率的關係如曲線1020所示，其中在這種情形下曲線1020會與曲線1030重疊，而在當開關頻率fs大於預定頻率fx時，由於電阻Rs3加入電壓分壓器中，使得補償後的電流檢測信號Vscv’相對於未補償的電流檢測信號Vscv便會下降。因此，最小輸出電流會由I1上升至規定的最小定輸出電流Icmin，使得最大檢測誤差縮小為Icmax-Icmin，如第十一圖(C)的關係曲線1030所示。藉由使用由電阻Rs3與控制開關Qs3組成的補償電路434，最大檢測誤差可以縮小並且輸出電流的變化範圍可以符合規定。此外，控制單元1010可以由第十圖的開關控制電路438獲得與開關電路410的開關頻率相關的資訊。另外，補償電路434可包含兩個或多個電阻以及控制開關，並且其內部電路的連接組態可以任意的形式來設計，而非局限於本實施例所揭露者。
第十一圖(B)顯示第十一圖(A)的一種變形。需注意的是第十一圖(B)的控制單元1010與第十一圖(A)的控制單元1010為相同的元件，然而第十一圖(B)的控制單元1010係以電路方塊的形式來呈現。與第十一圖(A)相比較，第十一圖(B)增加了一個電容Cs3與控制開關Qs3並聯。電容Cs3與電阻Rs3組成一濾波電路，連接於分壓電阻Rs1與接地端之間，且設定為經由補償後的電流檢測信號Vscv’來充電，藉此讓補償後的電流檢測信號Vscv’的波形平滑化。此外，濾波電路(Rs3,Cs3)受到控制開關Qs3控制，藉此控制電容Cs3的充放電運作。需注意的是電容Cs3為可選擇的非必要元件。
第十一圖(D)與第十一圖(E)分別顯示第十圖的電流檢測裝置430及恆定電流比較器436的詳細電路，以及應用第十一圖(D)的電路來改變最大輸出電流後，所達成的輸出電流Io對開關頻率fs的關係曲線圖。在第十一圖(E)中，曲線1050代表如第九圖一般在沒有補償電路的情況下，輸出電流Io對開關頻率fs的關係曲線，而曲線1040代表在應用第十一圖(D)中的補償電路來改變最大輸出電流後，輸出電流Io對開關頻率fs的關係曲線。根據第十一圖(E)所示，在沒有補償電路的情形下，電流檢測信號Vscv係由上述的公式1計算出，其中最大檢測誤差為I2-Icmin，且最大輸出電流I2大於規定的最大輸出恆定電流Icmax。由於最大輸出電流I2大於規定的最大定輸出電流Icmax，第六圖(B)的電路設計不符合規定。為了符合規定讓輸出電流的變化落在Icmax-Icmin的範圍內，第十一圖(D)的控制單元1010的反向輸入端接收開關頻率fs而反向輸入端接收預定頻率fx。第十一圖(D)的控制單元1010 設定為在當開關頻率fs大於預定頻率fx時讓開關Qs3導通，使得電阻Rs3加入由電阻Rs1與Rs2組成的電壓分壓器中，而在開關頻率fs小於預定頻率fx時讓開關Qs3截止，使得電阻Rs3脫離由電阻Rs1與Rs2組成的電壓分壓器。因此，當開關頻率fs大於預定頻率fx時，電壓分壓器由電阻Rs1、Rs2及Rs3所組成，而補償後的電流檢測信號Vscv’可由上述的公式2計算出來。當開關頻率fs小於預定頻率fx時，電壓分壓器由電阻Rs1,Rs2所組成，因而補償後的電流檢測信號Vscv’可由上述的公式1計算出來。因此，當開關頻率fs大於預定頻率fx時，輸入電流Io對開關頻率的關係如曲線1050所示，其中在這種情形下曲線1050會與曲線1040重疊，而在當開關頻率fs小於預定頻率fx時，由於電阻Rs3脫離電壓分壓器，使得補償後的電流檢測信號Vscv’相對於未補償的電流檢測信號Vscv便會上升。因此，最大輸出電流會由I2下降至規定的最大定輸出電流Icmax，使得最大檢測誤差縮小為Icmax-Icmin，如第十一圖(E)的關係曲線1040所示。藉由使用由電阻Rs3與控制開關Qs3組成的補償電路434，最大檢測誤差可以縮小並且輸出電流的變化範圍可以符合規定。此外，控制單元1010可以由第十圖的開關控制電路438獲得與開關電路410的開關頻率相關的資訊。另外，補償電路434可包含兩個或多個電阻以及控制開關，並且其內部電路的連接組態可以任意的形式來設計，而非局限於本實施例所揭露者。
第十二圖顯示本發明第二實施例的電流檢測信號比較裝置的一綜合性系統方塊圖。與第十圖相比較，第十二圖圖示說明一個電流檢測信號比較裝置1130，包含電流檢測電路420、控制單元1210 、補償電路1134及恆定電流比較器436，其設定為使電流檢測電路420所輸出的電流檢測信號Vscv直接傳送至恆定電流比較器436，並且補償電路1134會根據開關頻率fs與預定頻率fx之間的關係來產生對恆定電流參考信號REF1進行補償以產生一補償後的恆定電流參考信號REF1’，用以補償由於電路參數、電流檢測方法或其他因素所導致的檢測誤差。控制單元1210會根據開關頻率fs與預定頻率fx之間的關係控制補償電路1134來進行補償。控制單元1210等於第一實施例的控制單元1010。需注意的是第十圖的第一實施例中的電流檢測裝置430與恆定電流比較器436的組合在功能上亦相等於第十二圖的實施例的電流檢測信號比較裝置1130，所不同者在於第十圖的電流檢測信號比較裝置(430加上436)係將電流檢測信號進行補償，而第十二圖的電流檢測信號比較裝置1130係將恆定電流參考信號進行補償。
第十三圖(A)與第十三圖(B)分別顯示第十二圖的電流檢測信號比較裝置1130的詳細電路，以及應用第十三圖(A)的電路來改變最大輸出電流後，所達成的輸出電流Io對開關頻率fs的關係曲線圖。在第十三(B)中，曲線1220代表如第九圖一般在沒有補償電路的情況下，輸出電流Io對開關頻率fs的關係曲線，而曲線1230代表在應用第十三圖(A)中的補償電路來改變最大輸出電流後，輸出電流Io對開關頻率fo的關係曲線。根據第十三圖(B)的關係曲線1220所示，在沒有補償電路的情形下，最大檢測誤差為I2-Icmin，且最大輸出電流I2大於規定的最大定輸出電流Icmax。由於最大輸出電流I2大於規定的最大定輸出電流Icmax，第六圖(B)的電路設計不符合規定。為了符合規定讓輸出電流的變化 落在Icmax-Icmin的範圍內，第十三圖(A)額外包含一補償電路，其由電阻Rv1,Rv2,Rv3及一控制開關Qv3組成。電阻Rv1的一端連接至參考信號REF2而另一端連接至恆定電流比較器436的非反向輸入端。電阻Rv2的一端連接至恆定電流比較器436的非反向輸入端而另一端連接至接地端。電阻Rv3的一端連接至恆定電流比較器436的非反向輸入端而另一端連接至控制開關Qv3的第一電流傳導端。控制開關Qv3的第二電流傳導端連接至接地端，而其控制端連接至控制單元1210以接收控制信號1260。第十三圖(A)的控制單元1210設定為在當開關頻率fs小於預定頻率fx時讓開關Qv3導通，使得電阻Rv3加入由電阻Rv2與Rv1組成的參考信號REF2的電壓分壓器中，而在開關頻率fs大於預定頻率fx時讓開關Q3截止，使得電阻Rv3脫離由電阻Rv2與Rv1組成的電壓分壓器。需注意的是本發明的前述實施例中的恆定電流參考信號REF1相等於參考信號REF2經過由電阻Rv2與Rv1組成的電壓分壓器分壓後而得到的參考信號。因此，當開關頻率fs大於預定頻率fx時，電壓分壓器由電阻Rv1與Rv2所組成，因而補償後的恆定電流參考信號REF1’與前述實施例的恆定電流參考信號REF1相等而可由下列公式計算出來：REF1’=REF2×Rv2/(Rv1+Rv2) (公式3)當開關頻率fs小於預定頻率fx時，電壓分壓器由電阻Rv1,Rv2,Rv3所組成，因而補償後的恆定電流參考信號REF1’可由下列公式計算出來：REF1’=REF2×(Rv2//Rv3)/(Rv1+(Rv2//Rv3))(公式4)其中(Rv2//Rv3)為電阻Rv2及Rv3並聯後的等效電阻。因此，當開關頻率fs大於預定頻率fx時，輸入電流Io對開關頻率的關係如曲 線1220所示，其中在這種情形下曲線1220會與曲線1230重疊，而在當開關頻率fs小於預定頻率fx時，由於電阻Rv3加入電壓分壓器中，使得補償後的恆定電流參考信號REF1’相對於未補償的恆定電流參考信號便會下降。因此，由於輸入至恆定電流比較器436的非反向輸入端的補償後的恆定電流參考信號REF1’下降，最大輸出電流會由I2下降至規定的最大定輸出電流Icmax，使得最大檢測誤差縮小為Icmax-Icmin，如第十三圖(B)的關係曲線1230所示。藉由使用由電阻Rv1,Rv2,Rv3與控制開關Qv3組成的補償電路1134，最大檢測誤差可以縮小並且輸出電流的變化範圍可以符合規定。此外，控制單元1210可以由第十二圖的開關控制電路438獲得與開關電路410的開關頻率相關的資訊。另外，補償電路1134可包含兩個或多個電阻以及控制開關，並且其內部電路的連接組態可以任意的形式來設計，而非局限於本實施例所揭露者。
第十三圖(A)與第十三圖(C)分別顯示第十二圖的電流檢測信號比較裝置1130的詳細電路，以及應用第十三圖(A)的電路來改變最小輸出電流後，所達成的輸出電流Io對開關頻率fs的關係曲線圖。在第十三(C)中，曲線1240代表如第九圖一般在沒有補償電路的情況下，輸出電流Io對開關頻率fs的關係曲線，而曲線1250代表在應用第十三圖(A)中的補償電路來改變最小輸出電流後，輸出電流Io對開關頻率fo的關係曲線。根據第十三圖(C)的關係曲線1240所示，在沒有補償電路的情形下，最大檢測誤差為Icmax-I1，且最小輸出電流I1小於規定的最小定輸出電流Icmin。由於最小輸出電流I1小於規定的最小定輸出電流Icmin，第六 圖(B)的電路設計不符合規定。為了符合規定讓輸出電流的變化落在Icmax-Icmin的範圍內，第十三圖(A)的控制單元1210設定為在當開關頻率fs小於預定頻率fx時讓開關Qv3導通，使得電阻Rv3加入由電阻Rv2與Rv1組成的恆定電流參考信號REF2的電壓分壓器中，而在開關頻率fs大於預定頻率fx時讓開關Q3截止，使得電阻Rv3脫離由電阻Rv2與Rv1組成的電壓分壓器。因此，當開關頻率fs小於預定頻率fx時，電壓分壓器由電阻Rv1,Rv2與Rv3所組成，因而補償後的恆定電流參考信號REF1’可由上述公式4計算出來。當開關頻率fs大於預定頻率fx時，電壓分壓器由電阻Rv1,Rv2所組成，因而補償後的恆定電流參考信號REF1’可由上述公式3計算出來。因此，當開關頻率fs小於預定頻率fx時，輸入電流Io對開關頻率的關係如曲線1240所示，其中在這種情形下曲線1240會與曲線1250重疊，而在當開關頻率fs大於預定頻率fx時，由於電阻Rv3脫離電壓分壓器，使得補償後的恆定電流參考信號REF1’相對於未補償的恆定電流參考信號便會上升。因此，由於輸入至恆定電流比較器436的非反向輸入端的補償後的恆定電流參考信號REF1’上升，最小輸出電流會由I1上升至規定的最小定輸出電流Icmin，使得最大檢測誤差縮小為Icmax-Icmin，如第十三圖(C)的關係曲線1250所示。藉由使用由電阻Rv1,Rv2,Rv3與控制開關Qv3組成的補償電路1134，最大檢測誤差可以縮小並且輸出電流的變化範圍可以符合規定。此外，控制單元1210可以由第十二圖的開關控制電路438獲得與開關電路410的開關頻率相關的資訊。另外，補償電路1134可包含兩個或多個電阻以及控制開關，並且其內部電路的連接組態可以任意的形式來設計，而非局限於本實施例所揭露者。
第十四圖(A)顯示第十一圖(A)的本發明的第一實施例的延伸變化。第十四圖(B)顯示應用第十四圖(A)的電路來達成的輸出電流Io對開關頻率fs的關係曲線圖。與第十一圖(A)相比較，第十四圖(A)將第十一圖(A)的補償電路中的互相串聯的電阻及控制開關擴展至多組互相串聯的電阻及控制開關，並且每一組互相串聯的電阻及控制開關並聯在一起。如第十四圖(A)所示，複數個互相串連的電阻及控制開關(Rs2-Qs2,Rs3-Qs3,…Rsn-Qsn)係並聯在一起且共同連接於恆定電流比較器436的反向輸入端及接地端之間。一控制單元1310，其同等於第十圖的控制單元1010，係連接至控制開關Qs2,Qs3,…,Qsn的控制端以控制控制開關Qs2,Qs3,…,Qsn的開關切換。因此，輸出電流Io對開關頻率fs的關係便會如第十四圖(B)的曲線1330一般，在開關頻率fs依序達到預定頻率(fxn,..,fx4.fx3,fx2)時依序讓控制開關Qsn,…,Qs4,Qs3,Qs2導通，藉此讓與導通的控制開關串聯的電阻加入電流檢測信號Vscv的電壓分壓器中來改變輸出電流Io對開關頻率fs的關係，藉此使得電流檢測信號的誤差限制在規定的範圍內。
第十五圖(A)顯示本發明的第一實施例的應用變化。第十五圖(B)顯示應用第十五圖(A)的電路來達成輸出電流Io對開關頻率fs的關係曲線圖。與第十四圖(A)相比較，在第十五圖(A)中電阻Rs2,Rs3,…Rsn及控制開關Qs2,Qs3,…Qsn係以一線性可變電阻1410來取代，而控制單元1310由可根據不同頻率來發出控制信號給線性可變電阻1410的一適應性控制單元1420來取代。線性可變電阻1410為電阻值可線性變化的可變電阻，其電阻值的線性變化可由適應性控制單元1420來決定。因此，利用第十五圖(A)的線性可 變電阻1410與適應性控制單元1420，便可以將電流檢測信號的誤差給完全補償，使得輸出電流Io對開關頻率fs的變化如第十五圖(B)的變化曲線一般為固定於電流I2的水平直線1440，而非如沒有對電流檢測信號進行補償的輸出電流Io對開關頻率fs的關係曲線1430一般造成電流檢測信號的誤差。
請參見第十圖、第十一圖與第十六圖。第十六圖(A)與第十六圖(B)分別顯示第十一圖(A)的應用變化，以及應用第十六圖(A)的電路來改變最小輸出電流後，所達成的輸出電流Io對輸出電壓Vo的關係曲線圖。需注意的是輸出電壓Vo與開關頻率fs成反比，而第十六圖(B)中輸出電壓Vo的數值乃是沿著橫軸正向而遞增。在第十六圖(B)中曲線1520代表在没有補償電路的情形下，輸出電流Io對輸出電壓Vo的關係曲線。與第十一圖(A)相比較，第十六圖(A)利用一個電壓比較器1510來將電源轉換器1000的輸出電壓Vo與一電壓比較參考信號VCR作比較，並因應比較的結果輸出一控制信號給控制開關Qs3來控制開關Qs3的開關切換。需注意的是電壓比較器1510同等於第十圖的控制電路1010。因此，與前述實施例採用開關頻率作為控制與開關串連的電阻併入電壓分壓器或脫離電壓分壓器以進行補償的方式不同，第十六圖(A)的補償電路採用輸出電壓作為控制與開關串連的電阻併入電壓分壓器或脫離電壓分壓器以進行補償的方式，而能夠得到如第十六圖(B)一樣的輸出電流Io對輸出電壓Vo的關係曲線1530，其中在輸入電壓Vo大於預定電壓Vx的情形下，曲線1520會與曲線1530重疊。
請參見第十圖與第十七圖。第十七圖為採用本發明的電流檢測裝置430的電源轉換器1000的直流增益曲線圖。採用本發明的電流 檢測裝置的電源轉換器的直流增益可由下列公式計算出來：M=n×Vo/Vn (公式5)其中M為電源轉換器1000的直流增益，Vo為電源轉換器1000的輸出電壓，n是變壓器T100的匝數比，Vn為變壓器T100的初級側直流匯流排電壓。若輸出電壓Vo降低，電源轉換器1000的開關頻率fs也會增加，導致電流檢測發生誤差。
請參見第十六圖(A)與第十六圖(B)及第十七圖。根據第十七圖的直流增益曲線，較低的輸出電壓Vo對應到較高的開關頻率fs。當輸出電壓Vo小於一預定電壓Vx時，其中輸出電壓Vx可為前述預定頻率fx相對應的輸出電壓且電壓比較參考信號VCR為近似預定電壓Vx，電壓比較器1510輸出一個高準位的輸出信號給控制開關Qs3。控制開關Qs3因而導通而將電阻Rs3加入電流檢測信號Vscv的電壓分壓器中以產生補償後的電流檢測信號Vscv’。此時，補償後的電流檢測信號Vscv’可由上述的公式2計算出來。當輸出電壓Vo大於預定電壓Vx時，電壓比較器1510輸出一個低準位的輸出信號給控制開關Q3。控制開關Q3因而截止而將電阻R3自電流檢測信號Vscv的電壓分壓器脫離。此時，補償後的電流檢測信號Vscv’可由上述的公式1計算出來。因此，最大檢測誤差可由I2-I1縮小至I2-I3，而增加了電流檢測的精確度。
此外，需注意的是恆定電流比較器436設定為將補償後的電流檢測信號Vscv’與恆定電流參考信號REF1，或將電流檢測信號Vscv與補償後的恆定電流參考信號REF1’比較，以產生恆定電流控制信號4104。然而，若是不需要將輸出電流Io固定在一恆定值上，另外一種可行的實施方式為補償電流檢測信號Vscv以產生補償後 的電流檢測信號Vscv’，並且將補償後的電流檢測信號Vscv’直接傳送至開關控制電路438，藉此使得開關控制電路438能夠監視輸出電流Io的變化。
第十八圖顯示第五圖(A)的一變形。不同於第五圖(A)使用LLC諧振電路單元來完成變壓器T100的能量傳遞運作，第十八圖採用由諧振電感Lr與諧振電容Cr組成的串聯諧振電路來取代第五圖(A)的LLC諧振電路單元。此外，第十九圖顯示第五圖(A)的另一變形，其中第十九圖採用由諧振電感Lr與諧振電容Cr組成的並聯諧振電路來取代第五圖(A)的LLC諧振電路單元。由於電流檢測電路420位於變壓器T100的初級側Np100上且具有二極體整流DR500，第十八圖的電源轉換器與第十九圖的電源轉換器的輸出電流對開關頻率的關係會與第五圖(A)的電源轉換器的輸出電流對開關頻率的關係相近。因此，本發明的電流檢測裝置430及電流檢測信號比較裝置((430,436),1130)不僅可應用到第五圖(A)的轉換器，也可以應用到第十八圖的電源轉換器與第十九圖的電源轉換器。
第二十圖顯示第十一圖(A)的一變形。與第十一圖A)相比較，第二十圖的電流互感器CT的次級側繞組CTNS具有一抽頭(tap)1920，連接至一開關Qt，並且開關Qt的控制端連接至一控制單元1720，而由控制單元1720控制開關Qt的開關切換。控制單元1720同等於第十圖的控制單元1010，且抽頭1920與開關Qt組成第一實施例的補償電路434。抽頭1920可位於次級側繞組CTNS的任何位置，並且電流互感器CT的匝數比可經由開關Qt的開關切換來調整。
第二十一圖顯示第十一圖(A)的另一變形。與第十一圖(A)相比較 ，第二十一圖加入了一個電流源2020連接至二極體整流器DR500的輸出端以改變電流檢測信號Vscv的數值。電流源2020可經由一控制單元2010來控制，使其在開關頻率fs低的時候注入電流至電流檢測電路420中，而在開關頻率fs高的時候將電流自電流檢測電路420中抽取出來，藉此進一步減少電流檢測信號Vscv的誤差。控制單元2010同等於第十圖的控制單元1010，且電流源2020組成第一實施例的補償電路434。此外，控制單元2010可以藉由電源轉換器的開關頻率fs、輸出電壓Vo、開關器件溫度或環境溫度的變化來控制電流源2010。
本發明的上述實施例主要應用於補償由於開關電路及電流檢測電路帶來的電流檢測誤差，以得到能真實反映輸出電流並具有足夠精度的電流檢測信號。除了這些應用，本發明的補償電路還可以應用於一些保護電源轉換器的開關器件與其他電路。
第二十二圖顯示的是本發明的補償電路應用於電源轉換器的開關的保護電路的實施例。眾所周知，當開關器件溫度升高，開關器件的導通和開關損耗都會增加。此時如果能夠限制電源轉換器的輸出電流，對於緩解開關器件的熱應力有很好的幫助，藉此達成保護開關器件的作用。第二十二圖中TQa為一溫度檢測探針(未顯示)所檢測到的開關器件Qa-Qd(顯示於第五圖(A))的溫度信號，而TRef為一參考溫度信號，其中TRef是開關器件Qa-Qd允許的最高溫度。在本實施例中，第一實施例的控制單元1010(顯示於第十一圖)為一溫度比較器2210所實現。溫度比較器2210會比較開關器件的檢測溫度信號TQa與參考溫度信號TRef。若開關器件Qa-Qd的檢測溫度信號TQa大於參考溫度信號TRef，則控制開關Qs3 截止，使得補償後的電流檢測信號Vscv'被放大，並且大於恆定電流參考信號REF1，使得電源轉換器的輸出電流被限制在某一比較低的電流準位上，其中恆定輸出電流值可依照下列公式計算：Ip’=REF1/(Rs1×Rs2/(Rs1+Rs2)) (公式6)若開關器件Qa-Qd的檢測溫度信號TQa小於參考溫度信號TRef，則控制開關Qs3導通，使得補償後的電流檢測信號Vscv'恢復，並且小於恆定電流參考信號REF1，使得電源轉換器正常工作。因此，電源轉換器的輸出電流不再受限制，並且補償後的電流檢測信號Vscv'可依照上述公式2計算。因此，本發明的控制單元(1010,1210,1310,1420,1720)亦可利用開關電路的開關溫度來控制補償電路434中的開關(Qs3,Qv3)的開關切換。
第二十三圖顯示的是本發明的補償電路應用於電源轉換器的環境溫度保護電路的實施例。眾所周知，當環境溫度升高，電源轉換器的每個元件的熱量都會急速增加。此時如果能夠限制電源轉換器的輸出電流，對於緩解每個元件的熱應力有很好的幫助，藉此達成保護電源轉換器的作用。第二十三圖中Ta為一溫度檢測探針(未顯示)所檢測到的電源轉換器的環境溫度信號’而TRef為一參考溫度信號，其中TRef是電源轉換器允許的最高環境溫度。在本實施例中，第一實施例的控制單元1010(顯示於第十一圖)為一溫度比較器2210所實現。溫度比較器2210會比較檢測環境溫度信號Ta與參考溫度信號TRef。若檢測環境溫度Ta大於參考溫度信號TRef，則控制開關Qs3截止，使得補償後的電流檢測信號Vscv'被放大，並且大於恆定電流參考信號REF1，使得電源轉換器的輸出電流被限制在某一比較低的電流準位上，其中恆定輸出電流值可 依照上述列公式6計算。若檢測環境溫度Ta小於參考溫度信號TRef，則控制開關Qs3導通，使得補償後的電流檢測信號Vscv'恢復，並且小於恆定電流參考信號REF1，使得電源轉換器正常工作。因此，電源轉換器的輸出電流不再受限制，並且補償後的電流檢測信號Vscv'可依照上述公式2計算。因此，本發明的控制單元(1010,1210,1310,1420,1720)亦可利用開關電路的環境溫度來控制補償電路434中的開關(Qs3,Qv3)的開關切換。
綜合上述，本發明提出一種用於電源轉換器的開關電路的電流檢測技術與電流檢測信號比較技術的電源轉換器。本發明的電源轉換器包含一開關電路，用以經由該開關電路的切換將一輸入電壓轉換成一輸出電壓，以及一開關控制電路，用以控制該開關電路的切換運作。此外，本發明的電源轉換器進一步包含一電流檢測裝置，用以檢測該開關電路的一電流信號以產生一電流檢測信號，並且具有一補償電路以根據開關電路的開關頻率與一預定頻率之間的關係，或是開關電路的輸出電壓與一預定輸出電壓之間的關係，或是開關電路的開關器件溫度與一預定開關器件溫度之間的關係，或是開關電路的環境溫度與一預定環境溫度之間的關係，來補償電流檢測信號，藉此輸出一補償後的電流檢測信號。此外，本發明提出一恆定電流比較器，用以產生一恆定電流控制信號，藉此驅動該開關控制電路將該電源轉換器的一輸出電流固定於一恆定值。或者，該補償電路可用來補償恆定電流比較器的恆定電流參考信號以產生一補償後的恆定電流參考信號。如此一來，恆定電流比較器便可以將補償後的電流檢測信號與恆定電流參考信號進行比較以產生恆定電流控制信號，或者恆定電流比較器 可以將電流檢測信號與補償後的恆定電流參考信號進行比較以產生恆定電流控制信號。值得注意的是，補償後的電流檢測信號可直接回報至開關控制電路，以方便開關控制電路監視輸出電流的變化。
本案得由熟習此技術之人士任施匠思而為諸般修飾，然皆不脫如附申請專利範圍所欲保護者。
<A1Ex><A1Ex><A1Ex>
1000‧‧‧電源轉換器
410‧‧‧開關電路
420‧‧‧電流檢測電路
430‧‧‧電流檢測裝置
434‧‧‧補償電路
436‧‧‧恆定電流比較器
438‧‧‧開關控制電路
1010‧‧‧控制單元

Claims (13)

  1. 一種用於開關電路的電流檢測裝置，其包含：一電流檢測電路，用以檢測該開關電路的一電流信號，並且輸出一電流檢測信號；一控制單元，用以根據該開關電路的開關頻率與一該預定頻率之間的關係，或該開關電路的輸出電壓與一該預定電壓之間的關係，或該開關電路的開關器件溫度與一該預定開關器件溫度之間的關係，或該開關電路的環境溫度與一該預定環境溫度之間的關係而輸出一控制信號；以及一補償電路，連接至該控制單元以根據該控制信號對該電流檢測信號進行補償。
  2. 如申請專利範圍第1項所述之電流檢測裝置，其中該開關電路為一諧振電路。
  3. 如申請專利範圍第1項所述之電流檢測裝置，其中該補償電路包含：至少一個電阻；以及至少一個控制開關，每個該控制開關具有一第一電流傳導端連接至一對應的電阻，一控制端，連接至該控制單元，以及一第二電流傳導端；其中該控制單元設定為根據該開關電路的開關頻率與該預定頻率之間的關係，或該開關電路的輸出電壓與該預定電壓之間的關係，或該開關電路的開關器件溫度與該預定開關器件溫度之間的關係，或該開關電路的環境溫度與該預定環境溫度之間的關係，控制該至少一個控制開關的開關切換，讓與其連接的電阻加入或脫離該電壓分壓器中，藉此補償該電流檢測信號以產生一補償後的電流檢測信號。
  4. 如申請專利範圍第3項所述之電流檢測裝置，其中該補償電路更包含至少一電容，與該至少一控制開關並聯而與該至少一電阻形成一濾波電路，用以將該補償後的電流檢測信號平滑化。
  5. 如申請專利範圍第1項所述之電流檢測裝置，其中該補償電路包含：一線性可變電阻，根據該控制信號來適應性控制該線性可變電阻的電阻值，藉此補償該電流檢測信號以產生一補償後的電流檢測信號。
  6. 如申請專利範圍第1項所述的電流檢測裝置，其中該電流檢測電路更包含：一電流互感器，具有一初級側繞組與該開關電路的一支路串聯，並檢測該支路的電流信號，以及一次級側繞組以感應生成與該電流互感器的初級側電流成比例的一電流信號；一整流器，與該電流互感器的次級側繞組並聯，以對該電流互感器所產生的該電流信號進行整流，而產生一整流的電流信號；一電流檢測電阻，與該整流器並聯，用以接收該整流的電流信號以產生一電壓信號；一濾波器，與該電流檢測電阻並聯，以移除該電壓信號的高頻雜訊；以及一電壓分壓器，與該濾波器的一輸出端並聯且包含相串聯的兩個電阻，用以將該電壓信號分割以產生該電流檢測信號。
  7. 如申請專利範圍第6項所述之電流檢測裝置，其中該補償電路更包含：一抽頭，設置於該電流互感器的次級側繞組上；以及一控制開關，連接至該抽頭；其中該控制單元係連接至該控制開關的一控制端，用以控制該控制開關的開關切換，藉此控制該電流互感器的匝數比。
  8. 如申請專利範圍第7項所述之電流檢測裝置，其中該補償電路更包含： 一電流源，連接至該整流器的輸出端；其中該控制單元係連接至該電流源，用以控制該電流源注入電流至該電流檢測電路或是自該電流檢測電路抽取電流。
  9. 一種用於開關電路的電流檢測信號比較裝置，其包含：一電流檢測電路，用以檢測該開關電路的一電流信號，並且輸出一電流檢測信號；一恆定電流比較器，具有一反向輸入端以及一非反向輸入端；一控制單元，用以根據該開關電路的開關頻率與一該預定頻率之間的關係，或該開關電路的輸出電壓與一該預定電壓之間的關係，或該開關電路的開關器件溫度與一該預定開關器件溫度之間的關係，或該開關電路的環境溫度與一該預定環境溫度之間的關係而輸出一控制信號；以及一補償電路，連接至該控制單元；其中該補償電路用以對該電流檢測信號或一恆定電流參考信號進行補償，並且該恆定電流比較器設定為將一補償後的電流檢測信號與該恆定電流參考信號進行比較，或是將該電流檢測信號與一補償後的恆定電流參考信號進行比較，藉此依據比較的結果產生一恆定電流控制信號。
  10. 如申請專利範圍第9項所述之電流檢測信號比較裝置，其中該開關電路為一諧振電路。
  11. 如申請專利範圍第10項所述之電流檢測信號比較裝置，其中該補償電路包含：一電壓分壓器，對該恆定電流參考信號進行分壓後輸入到該恆定電流比較器的非反向輸入端，且包含互相串聯的兩個電阻；至少一個電阻，與該電壓分壓器中的一電阻並聯；以及至少一個控制開關，每個該控制開關具有一第一電流傳導端連接至一對應的電阻，一控制端，連接至該控制單元，以及一第二電流傳導端，連接至 一接地端；其中該控制單元設定為根據該開關電路的開關頻率與該預定頻率之間的關係，或該開關電路的輸出電壓與該預定輸出電壓之間的關係，或該開關電路的開關器件溫度與該預定開關器件溫度之間的關係，或該開關電路的環境溫度與該預定環境溫度之間的關係，控制該至少一個控制開關的開關切換，讓與其連接的電阻加入或脫離該電壓分壓器中，藉此補償該恆定電流參考信號以產生該補償後的恆定電流參考信號。
  12. 一種用於一開關電路的電流檢測方法，包含下列步驟：檢測該開關電路的一電流信號以產生一電流檢測信號；根據該開關電路的開關頻率與一該預定頻率之間的關係，或該開關電路的輸出電壓與一該預定電壓之間的關係，或該開關電路的開關器件溫度與一該預定開關器件溫度之間的關係，或該開關電路的環境溫度與一該預定環境溫度之間的關係而產生一控制信號；以及根據該控制信號對該電流檢測信號進行補償，以產生一補償後的電流檢測信號。
  13. 一種用於一開關電路的電流檢測信號比較方法，包含下列步驟：檢測該開關電路的一電流信號以產生一電流檢測信號根據該開關電路的開關頻率與一該預定頻率之間的關係，或該開關電路的輸出電壓與一該預定電壓之間的關係，或該開關電路的開關器件溫度與一該預定開關器件溫度之間的關係，或該開關電路的環境溫度與一該預定環境溫度之間的關係而產生一控制信號；根據該控制信號對該電流檢測信號或者一恆定電流參考信號進行補償並將一補償後的該電流檢測信號與該恆定電流參考信號進行比較或將該電流檢測信號與一補償後的恆定電流參考信號進行比較以產生一恆定電流控制信號。
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