TWI425861B - 校準裝置、方法及其多通道驅動電路及電流平衡方法 - Google Patents

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Description

校準裝置、方法及其多通道驅動電路及電流平衡方法
本揭露係關於一種校準裝置及其方法。
對於一發光二極體(Light Emitting Diode，LED)驅動裝置，電流平衡(Current Balance)為一重要規格。一般的規格要求均勻度需在1%以內。然而，LED驅動裝置中所使用之電子元件，可能因製造過程中製造參數的變異而導致無法達到電流平衡規格之要求。
圖1例示一習知之多通道LED驅動電路100。輸入電壓Vin 藉由功率開關M1 及升壓單元11逐步升壓至發光單元13及發光單元14所需之電壓。多通道驅動電路12藉由電流驅動電路15及16控制對應流經發光單元13及發光單元14的電晶體M3 和M4 之通道電流。電流驅動電路15和16比較自偵測電阻R1 和R2 所回饋之電壓信號與一參考電壓VREF ，來動態控制所對應之通道電流，進而穩定流經電阻R1 和R2 的電流。理想上，只要電阻R1 和R2 具有一樣電阻值，那流經發光單元13及發光單元14的電流就會一樣，達到電流平衡。
然而，多通道LED驅動電路100中之誤差放大器OPA1 及OPA2 可能不是理想之元件。因生產製造上的關係，誤差放大器OPA1 及OPA2 可能具有不一樣的偏移電壓(Offset Voltage)。此不一樣的偏移電壓可能造成該多通道LED驅動電路無法符合電流平衡規格之要求。
本揭露提供一種校準裝置及其方法。本揭露之一實施範例揭示一種校準裝置，其可用以補償一待校準單元之一偏移電壓。該待校準單元包含有一第一輸入端、一第二輸入端以及一輸出端。該校準裝置包含有一計數器、一可程式電壓產生單元及一拴鎖電路。該計數器係用以提供並單調地改變一數位信號。該可程式電壓產生單元依據一第一輸入電壓以及該數位信號，於該第一輸入端產生一可程式電壓。該拴鎖電路於該輸出端之輸出狀態變化時，拴鎖該數位信號而產生一拴鎖後數位信號，以使該可程式電壓不再受該計數器影響。上述之第二輸入端接收一第二輸入電壓，且該第一與第二輸入電壓之差大約為一固定值。
本揭露之另一實施範例揭示一種校準方法，其用以調整一待校準單元之偏移電壓(Offset Voltage)。該待校準單元包含有第一以及第二輸入端，以及一輸出端，其可操作於一校準模式以及一正常模式。該校準方法包含下列步驟：切換該待校準單元於該校準模式；提供一可程式化電壓，至該第一輸入端；提供一固定電壓至該第二輸入端；當該輸出端之輸出狀態沒有改變時，單調地調整該可程式化電壓；當該輸出狀態改變時，鎖存該程式化電壓值；以及當該輸出狀態改變時，切換該待校準單元於該正常模式。
本揭露之再一實施範例揭示一種多通道驅動電路，其可達到電流平衡(Current Balancing)效果。該多通道驅動電路包含有複數電流驅動電路。每一驅動電路依據一通道電流控制電壓，控制一對應通道電流。每一驅動電路包含有一比較器、一拴鎖電路及一補償電壓產生器。該比較器具有第一與第二輸入端，以及一輸出端。該輸出端可控制該對應通道電流。該拴鎖電路用以提供一拴鎖後數位信號。該補償電壓產生器依據該拴鎖後數位信號，產生一補償電壓。該第一與第二輸入端其中之一，接收該補償電壓以及一第一輸入電壓之總和。該第一與第二輸入端其中之另一，則接收一第二輸入電壓。該第一與該第二輸入電壓其中之一，對應該對應通道電流。該第一與該第二輸入電壓其中之另一，為該通道電流控制電壓。
本揭露之再一實施範例揭示一種電流平衡(Current Balancing)方法，適用於驅動複數通道。該方法包含單調地改變一數位信號。對於對每一個通道進行以下動作：依據該數位信號，變動一補償電壓；將該補償電壓以及一第一輸入電壓的合，輸入一比較器之一第一輸入端；將一第二輸入電壓輸入該比較器之一第二輸入端，其中該第一與該第二輸入電壓的差大約為一固定值；當該比較器之一輸出端的輸出狀態變化時，拴鎖該數位信號，以產生一拴鎖後數位信號；以及依據該拴鎖後數位信號、一通道電流控制電壓以及一對應回饋電壓，控制該比較器，以驅動一對應通道，其中，該對應回饋電壓對應該對應通道電流。
上文已經概略地敍述本揭露之技術特徵，俾使下文之本揭露詳細描述得以獲得較佳瞭解。構成本揭露之申請專利範圍標的之其它技術特徵將描述於下文。本揭露所屬技術領域中具有通常知識者應可瞭解，下文揭示之概念與特定實施範例可作為基礎而相當輕易地予以修改或設計其它結構或製程而實現與本揭露相同之目的。本揭露所屬技術領域中具有通常知識者亦應可瞭解，這類等效的建構並無法脫離後附之申請專利範圍所提出之本揭露的精神和範圍。
圖2例示一依據本發明實施之多通道LED驅動電路200。圖2與圖1一樣的部分，可以用一樣或是功能類似的元件加以實施，為具有一般習知技術人士可輕易推知，在此不重述。如圖2所示，該多通道LED驅動電路200尚包含一計數器203及一模式控制單元204，且電流驅動電路201與202各包含校準電路211和222以及開關S1 和S2 。模式控制單元204可控制電流驅動電路201與202操作在一校準模式或一正常模式。以下以電流驅動電路201為例解釋，同樣的操作可以類推到該流驅動電路202。
在正常模式時，開關S1 導通。校準電路211對參考電壓VREF 、回饋電壓V3 (為偵測電阻R3 的電壓信號)、或是兩者，提供固定電壓平移(level shift)的功能，將參考電壓VREF 以及回饋電壓V3 ，轉變成二輸入電壓Vi1 與Vi2 ，輸出給誤差放大器OPA3 。誤差放大器OPA3 據以控制電晶體M5 的控制端，藉以控制流經電阻R3 的電流。所以，校準電路211跟誤差放大器OPA3 一起可視為一等同誤差放大器OPAX ，其二輸入信號分別是參考電壓VREF 與回饋電壓V3 。此時參考電壓VREF 可以視為通道電流控制電壓。校準電路211所提供的固定電壓平移量，會在校準模式時決定。
在校準模式時，開關S1 斷路。在一實施例中，校準電路211將參考電壓VREF 平移成二輸入電壓Vi1 與Vi2 輸出給誤差放大器OPA3 。在一實施例中，參考電壓VREF 到輸入電壓信號Vi1 的電壓平移量Vshift1 會依據計數器203的輸出而改變，參考電壓VREF 到輸入電壓Vi2 的電壓平移量Vshift2 則是固定不變。在校準模式開始後，計數器203便循序單調的上升/下降，而校準電路211所提供的電壓平移量Vshift1 會隨著計數器203的輸出變化，逐漸增大/減小。一旦誤差放大器OPA3 的輸出VTR1 產生變化，意味著等同誤差放大器OPAX 的偏移電壓大約到了一個預期值，所以校準電路211拴鎖住電壓平移量Vshift1 ，使其不再受到計數器203的輸出變化而變化。之後計數器203的輸出變化，可以繼續調整其他校準電路(如校準電路222)中的電壓平移量，直到每個電流驅動電路都拴鎖住其中的電壓平移量後才結束。而被拴鎖住電壓平移量Vshift1 以及固定的電壓平移量Vshift2 ，就使用於正常模式中。如此，每個電流驅動電路中的等同誤差放大器的偏移電壓將大約都是相同的一個預期值，多通道LED驅動電路200便比較容易符合電流平衡規格之要求。
圖3細部描述圖2中之電流驅動電路201的一種實施方式以及周邊相關元件。誤差放大器OPA3 非理想放大器，相較於理想放大器IOPA1 ，其存在有一偏移電壓Vos1 ，其並不限發生於哪一輸入端，為便於說明，本實施例乃將其表示於誤差放大器OPA3 之第一輸入端In1 。
在校準模式時，開關S1 斷路，開關S9 將參考電壓VREF 提供至電晶體M8 之控制端，並斷開回饋電壓V6 (為R6 的電壓信號)至電晶體M8 之控制端的路徑。
電晶體M8 以及加法器305對參考電壓VREF 平移成輸入電壓Vi2 (在該誤差放大器OPA3 的第二輸入端In2 )，電壓平移量Vshift2 可以用以下公式(1)得出：
Vshift2 =Vth8 +If *RR6 　------(1)
其中，Vth8 為電晶體M8 的臨界值(threshold voltage)，If 為流經電阻R6 的電流值，而RR6 為電阻R6 的電阻值。在此實施例中，這些都是常數，所以電壓平移量Vshift2 為固定不變的常數。
數位至類比電路31依據一數位信號LD ，選擇電流源I1-5 其中之一或是組合以產生類比信號電流I(LD )流經電阻R5 。跟電晶體M8 以及加法器305類似的道理，參考電壓VREF 平移成輸入電壓Vi1 (在誤差放大器OPA3 的第一輸入端In1 )的電壓平移量Vshift1 可以用以下公式(2)得出：
Vshift1 =Vth7 +I(LD )*RR5 　------(2)
其中，Vth7 為電晶體M7 的臨界值，而RR5 為電阻R5 的電阻值。在此實施例中，因為數位信號LD 程式化了流經電阻R5 的電流，也使得輸入電壓Vi1 為一可程式化電壓。
一開始進入校準模式時，栓鎖電路301不栓鎖，數位信號LD 跟數位信號SD 一樣，隨著計數器203單調的上數/下數而增加/減少。隨著數位信號LD 的變化，電壓平移量Vshift1 也跟著改變，也改變了輸入電壓Vi1 。一旦輸入電壓Vi1 與Vi2 的差異大到足夠使誤差放大器OPA3 的輸出信號VTR1 改變，則這輸出信號VTR1 改變會觸使栓鎖電路301開始進行栓鎖。當栓鎖電路301栓鎖時，數位信號LD 維持不變，不再隨數位信號SD 之變化而變化。所以，此時數位信號LD 可視為一拴鎖後數位信號。
在正常模式時，數位信號LD 依然保持被拴鎖狀態，不受輸出信號VTR1 的影響；開關S1 導通；開關S9 將回饋電壓V6 (為R6 的電壓信號)送至電晶體M8 之控制端。
圖3中，假定誤差放大器OPA3 的偏移電壓Vos1 等於0.03V；電壓平移量Vshift1 等於(0.8+LD *0.001)V；電壓平移量Vshift2 為0.85V；計數器203所輸出的數位信號SD 有5位元，可以從0數到32；參考電壓VREF 為0.5V。
為了使本領域通常知識者可以透過本實施範例的教導實施本發明，以下搭配上述之校準裝置211另提出一校準方法之實施範例。圖4例示根據本揭露之一校準方法之流程圖。在圖4之步驟401中開始本流程。在步驟402中，透過模式控制單元204切換開關S1 、S9 使電流驅動電路201進入一校準模式。
在步驟403中，第一輸入端In1 之輸入電壓Vi1 將會是VREF +Vshift1 =1.3+LD *0.001伏特，為一可被數位信號LD 程式化的電壓，第二輸入端In2 之輸入電壓Vi2 將會是VREF +Vshift2 =1.35伏特，為一固定電壓。因為計數器203的起始值是0，所以此時輸入電壓Vi1 為1.3V，理想放大器IOPA1 的正負兩端電壓差為(1.3+0.03-1.35)=-0.02V，所以輸出信號VTR1 為邏輯上的0。
在步驟404中，單調的使計數器203上數1，所以數位信號SD 與LD 成為1，可程式化的輸入電壓Vi1 將會上升0.001V，成為1.301V，而理想放大器IOPA1 的正負兩端電壓差成為-0.019V，輸出信號VTR1 仍為邏輯上的0。
在步驟405中，因為輸出信號VTR1 仍為邏輯上的0，所以回到步驟404，繼續讓計數器202上數1。可以發現，每次經過步驟404時，理想放大器IOPA1 的正負兩端電壓差就增加了0.001V。可以預期的，步驟404與405的所構成的迴圈會一直的執行，直到數位信號SD 增加到21，理想放大器IOPA1 的正負兩端電壓差等於0.001V，輸出信號VTR1 改變轉態成為邏輯上的1，才進入步驟406。
在步驟406中，拴鎖電路301拴鎖了當下的數位信號LD (=21)，固定了開關S1 ~S5 之開關狀態，也等於鎖存了輸入電壓Vi1 。隨後，就算計數器203繼續的上數，也不影響電流驅動電路201中的數位信號LD 。此時，電流驅動電路201中的電壓平移量Vshift1 就是固定為(0.8+21*0.001)=0.821V，而電壓平移量Vshift2 依然是0.85V。等同誤差放大器OPAX 的二輸入端之偏移電壓，此時大約是0.001V(=Vshift1 +Vos1 -Vshift2 =0.821+0.03-0.85)。
在步驟407中，透過模式控制單元204切換開關S1 ，S9 ，使該待校準單元OPA3 回到如圖1之電流驅動電路15和16中之狀態以操作於一正常模式。
最後，在步驟408中結束本流程。凡是經過以上步驟的電流驅動電路，其中的等同誤差放大器之偏移電壓，都可以期望地介於0到0.001V之間，非常的接近0V。也因此，比較容易符合電流平衡規格之要求。
圖3的實施例中，可程式化的電壓平移量是提供於誤差放大器OPA3 的正端。在另一實施例中，可程式化的電壓平移量是提供於誤差放大器OPA3 的負端。圖3的實施例中，正常操作時，參考電壓VREF 與回饋電壓V3 分別耦接到誤差放大器OPA3 的正負端；在另一實施例中，可以對調。
圖3的實施例中，在校準模式時，電晶體M7 與M8 之控制端都接收同樣的參考電壓VREF 。在另一實施例中，電晶體M7 與M8 之控制端分別接收不一樣的二電壓，但此二電壓的差大約是一固定值。
一般的驅動電路，都有所謂的緩啟動程序(soft start procedure)。以圖2為例，緩啟動程序可能逐步增加Vout 的工作電壓，至發光單元13及發光單元14所需之電壓。緩啟動程序步驟期間，並不對發光單元13及發光單元14供應電流。而圖4中的校準模式，可以操作在執行緩啟動程序之步驟期間。
本揭露之技術內容及技術特點已揭示如上，然而熟悉本項技術之人士仍可能基於本揭露之教示及揭示而作種種不背離本揭露精神之替換及修飾。因此，本揭露之保護範圍應不限於實施範例所揭示者，而應包括各種不背離本揭露之替換及修飾，並為以下之申請專利範圍所涵蓋。
11．．．升壓單元
12、22．．．多通道驅動電路
13、14．．．發光單元
15、16、201、202．．．電流驅動電路
203．．．計數器
204．．．模式控制單元
301．．．拴鎖電路
302．．．可程式電壓產生單元
303、304．．．位移單元
305、32．．．加法器
211、222．．．校準電路
31．．．數位至類比轉換器
L1 ．．．電感
D1 ．．．二極體
M1 ~M8 ．．．電晶體
C1 ．．．電容
R1 ~R6 ．．．電阻
X1 ~X4 ．．．驅動單元
OAP1 ~OAP4 ．．．放大單元
IOPA1 ．．．理想放大單元
I1 ~I5 、If ．．．電流源
S1 ~S9 ．．．開關
401-408．．．步驟
圖1例示一習知之多通道LED驅動電路；
圖2例示根據本揭露之一多通道驅動電路之一實施例；
圖3例示根據本揭露之一校準裝置之一實施例；以及
圖4例示根據本揭露之一校準方法之一流程圖。
201．．．電流驅動電路
203．．．計數器
301．．．拴鎖電路
302．．．可程式電壓產生單元
303、304．．．位移單元
305．．．加法器
211．．．校準電路
31．．．數位至類比轉換器
32．．．加法器
M5 、M7 和M8 ．．．電晶體
R3 、R5 和R6 ．．．電阻
X3 ．．．驅動單元
OAP3 ．．．放大單元
IOPA1 ．．．理想放大單元
I1 ~I5 、If ．．．電流源
S1 、S3 ~S7 和S9 ．．．開關

Claims (9)

  1. 一種校準方法，其用以調整一待校準單元之偏移電壓(Offset Voltage)，其中，該待校準單元可操作於一校準模式以及一正常模式，包含有第一以及第二輸入端，以及一輸出端，該校準方法包含下列步驟：切換該待校準單元於該校準模式；提供一可程式化電壓，至該第一輸入端；提供一固定電壓至該第二輸入端；當該輸出端之輸出狀態沒有改變時，單調地調整該可程式化電壓；當該輸出狀態改變時，鎖存該程式化電壓值；以及當該輸出狀態改變時，切換該待校準單元於該正常模式。
  2. 根據請求項1所述之校準方法，其中單調地調整該可程式化電壓之步驟，包含：提供一數位信號；逐步減少或是增加該數位信號；以及將該數位信號轉換為該可程式化電壓。
  3. 根據請求項2所述之校準方法，其中鎖存該程式化電壓值之步驟，包含有拴鎖該數位信號而產生一拴鎖後數位信號，以使該可程式電壓不再受該數位信號之變化而影響。
  4. 根據請求項1所述之校準方法，其另包含執行一緩啟動程序，以逐步增加一負載單元之供應電壓至一工作電壓值，其中該校準模式係操作在執行該緩啟動程序之步驟期間。
  5. 根據請求項4所述之校準方法，其中該負載單元包含複數 組發光單元。
  6. 一種校準裝置，可用以補償一比較器之一偏移電壓，該比較器包含有一第一輸入端、一第二輸入端以及一輸出端，該校準裝置包含有：一計數器，提供並單調地改變一數位信號；一可程式電壓產生單元，依據一第一輸入電壓以及該數位信號，於該第一輸入端產生一可程式電壓；以及一拴鎖電路，於該輸出端之輸出狀態變化時，拴鎖該數位信號而產生一拴鎖後數位信號，以使該可程式電壓不再受該計數器影響；其中，該第二輸入端接收一第二輸入電壓，該第一與第二輸入電壓之差大約為一固定值。
  7. 根據請求項6所述之校準裝置，其中該第二輸入電壓等於該第一輸入電壓。
  8. 根據請求項6所述之校準裝置，其中該可程式電壓產生單元包含有：一數位至類比轉換器(Digital to Analog Converter，DAC)，依據該數位信號，產生一對應類比信號；以及一加法器，將該對應類比信號與該第一輸入電壓大約地相加，以產生該可程式電壓。
  9. 根據請求項8所述之校準裝置，其中該數位至類比轉換器將該數位信號轉換為一電流信號，且該加法器包含有一電阻，該電流信號流過該電阻。
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