TWI411257B

TWI411257B - 正交頻分複用系統中通道估計的裝置及方法

Info

Publication number: TWI411257B
Application number: TW97123474A
Authority: TW
Inventors: Su Pengcheng
Original assignee: Via Telecom Inc
Priority date: 2008-06-24
Filing date: 2008-06-24
Publication date: 2013-10-01
Also published as: TW201001964A

Description

正交頻分複用系統中通道估計的裝置及方法

本發明係有關於一種在無線通信系統中的信號接收技術，特別是有關於一種在正交頻分複用(orthogonal frequency division multiplexing；OFDM)系統中通道估計的方法及裝置。

近年來，正交頻分複用技術以其在高速資料傳輸中具有的良好的抗多徑干擾的特性以及較高的頻譜利用率等優點得到了廣泛的應用，並且可以支援多用戶的多址接入。尤其是與頻分多址接入相結合的正交頻分多址接入技術可以更有效地控制每個用戶的資料速率，從而提高了通道利用率。例如在802.16e標準即微波存取全球互通接入系統(WiMAX，Worldwide Interoperability for Microwave Access)中，物理層引入了正交頻分複用與多入多出天線相結合的技術，使傳輸速度成倍提高的同時能夠支援一定的移動性。可以在載波帶寬為20MHz時提供頻譜範圍為2GHz~11GHz的非視距資料傳輸，其資料速率可以達到75Mbps，覆蓋半徑為10公里，移動速度最高可達120 km/h。

然而在無線通信系統中，資料的傳輸往往受到頻率選擇性衰落通道以及通道時變特性的影響。在無線終端中需要對以上因素對資料傳輸過程中可能的影響進行估計。尤其是在信號接收端，需要獲得通道資訊用於量化和解碼。因此，通道估計的方法成為無線資料接收處理的關鍵技術。

在目前主要使用的通道估計方法中，比較常用的是透過二維維納濾波的方法獲得通道資訊，並基於通道特性確定的抽頭係數進行有限脈衝回應濾波。這種方法可以同時反映通道的時變特性以及頻率選擇性衰落的影響。

然而在求維納濾波器的濾波係數時，乘法的運算量較大。雖然可以降低二維維納濾波器的複雜度，但是在頻域上導頻子載波的數目仍需要較大的運算量。因此如何簡便有效地獲得維納濾波器的係數相關資訊成為一個關鍵問題。

本發明針對正交頻分複用系統中導頻符號(pilot symbol)符號的特性提出了一種快速簡便地進行通道估計的方法，很好地解決了現有通道估計演算法中的問題。

本發明提出了一種用於正交頻分複用系統中通道估計的方法，該方法接收多個正交頻分複用符號，產生通道估計資訊，該方法包括根據多個正交頻分複用符號中的多個導頻信號位置，將該多個導頻信號劃分為第一導頻集，其中該第一導頻集中的每個導頻信號間為第一相對位置；對該第一導頻集中的導頻信號進行第一方向的第一估值係數計算，產生第一估值係數，對第一導頻集中的導頻信號進行第二方向的第二估值係數計算，產生第二估值係數，根據該第一估值係數以及該第二估值係數，獲得導頻信號估值結果；以及根據該導頻信號估值結果獲得該通道估計資訊。

本發明提出了一種用於正交頻分複用系統中通道估計的裝置，該裝置接收多個正交頻分複用符號，產生通道估計資訊，該裝置包括：導頻信號選擇器，用於根據多個正交頻分複用符號中的多個導頻信號位置，將多個導頻信號劃分為第一導頻集，其中該第一導頻集中的每個導頻信號間為第一相對位置；導頻信號估值模組，連接到該導頻信號選擇器，用於對該第一導頻集中的導頻信號進行第一方向的第一估值係數計算，產生第一估值係數，對第一導頻集中的導頻信號進行第二方向的第二估值係數計算，產生第二估值係數，根據該第一估值係數以及該第二估值係數，獲得導頻信號估值結果；以及通道估計資訊計算器，連接到該導頻信號估值模組，用於根據該導頻信號估值結果得到該通道估計資訊。

本發明還提出了一種用於正交頻分複用系統的接收裝置，該裝置包括：接收信號前端處理模組，用於將接收資料轉化為多個正交頻分複用符號；通道估計裝置；接收多個正交頻分複用符號，產生通道估計資訊；以及接收信號後端處理模組，用於根據該通道估計資訊以及多個正交頻分複用符號進行資料解碼。

本發明所使用的通道估計裝置以及方法，可以大幅提高運算速度，克服了現有正交頻分複用系統通道估計技術的缺陷。

為讓本發明之特徵和優點能更明顯易懂，下文特舉出較佳實施例，並配合所附圖式，作詳細說明如下：

在以下附圖以及實施例中，本發明以在微波存取全球互通接入系統802.16d或802.16e版本中的應用為一個實施例，並以每個符號包括1024個子載波的微波存取全球互通接入系統為例。可以理解到，子載波的數目以及其他設定並非用以限定於該系統，僅為使得本領域技術人員可以更好地理解本發明，並且本發明也不局限為微波存取全球互通接入系統，其他任何與本發明所需條件相符合的系統或與本文所述的通道特性相似的系統並使用本文所述的方法均可以作為本發明的一種實施方式。

第1圖為無線通信系統尤其是微波存取全球互通接入接收系統的方塊圖。微波存取全球互通接入接收系統100包括天線接收模組110、正交頻分複用解調模組120、通道估計模組130以及資料後端處理模組140。在微波存取全球互通接入接收系統100中，天線接收模組110可以包括2發2收的天線陣列或者包括單發單收或多發單收等天線陣列，天線接收模組110還可以包括將射頻信號轉換為基帶信號的裝置，例如模/數轉換器、濾波器等裝置。在微波存取全球互通接入接收系統中，天線接收模組110輸出正交頻分複用符號以及天線判別資訊，正交頻分複用符號可以包含多個子載波以及多個用戶資料，其中子載波所傳輸的資料可以分為導頻信號以及資料信號。天線判別資訊包括當發送天線為單天線時，單天線標誌位元為是，當發送天線為多天線時，單天線標誌位元為否。正交頻分複用解調器120連接到天線接收模組110，在正交頻分複用解調器120中可以使用快速傅立葉變換(FFT)實現解調，其解調所得到的導頻資訊送至通道估計模組130，並將資料資訊送至資料後端處理模組140。後文將對通道估計模組130做詳細描述。資料後端處理模組140接收通道估計模組130產生的結果以及正交頻分複用解調模組120的解調結果。需要注意的是，當天線接收模組110使用例如2發2收等多發多收天線陣列時，資料後端處理模組140需要對所接收到資料信號進行空時解碼(STC，space-time coding)。當天線接收模組110使用例如1發2收等單發多收天線陣列時，資料後端處理模組140需要對所接收到資料信號進行合併操作。當天線接收模組110使用例如1發1收天線陣列時，資料後端處理模組140無需針對天線陣列進行資料整理或空時解碼。當然資料後端處理模組140還可以對根據通道估計資訊進行解碼後的資料進行正交相移鍵控或正交幅度調製與解調、混合自動重發請求(HARQ，Hybrid Automatic Repeat request)、解交織以及通道解碼等操作。

第2圖為第1圖中通道估計模組的示意圖。通道估計模組130包括導頻信號選擇器210、初始值計算器220、導頻信號估值模組230以及通道估計資訊計算器240。導頻信號選擇器210根據接收的正交頻分複用導頻信號的位置以及天線的判別結果將導頻信號分為可變導頻集和固定導頻集分別進行相關係數的計算，或者將導頻信號看成一個整體進行相關係數的計算。對於多個發送天線的情況，導頻信號選擇器210將與同一發送天線相對應的導頻信號劃分為一個導頻集。

初始值計算器220接收來自導頻信號選擇器210的導頻信號並連接到導頻信號估值模組230，初始值計算器220為導頻信號估值模組230提供了進行信道估計的初始值。在一個實施例中，初始值，其中Y為接收到的導頻信號，X為已知發送導頻信號。

導頻信號估值模組230根據導頻信號選擇器210產生的導頻集的劃分結果以及初始值計算器220產生的信道估計的初始值對導頻信號進行時域以及頻域上的相關係數估值計算。其計算公式為：

其中k '、l 分別為頻域以及時域方向的導頻信號，τ_max 為最大時延擴展，f _max 為最大多普勒頻移，△f 為正交頻分複用符號間隔(spacing)，T為正交頻分複用符號長度。

通道估計資訊計算器240連接到導頻信號估值模組230，根據導頻信號估計模組230求得的濾波係數，透過生成通道估計資訊，完成通道估計運算。其中β為與調製方式相關的係數，β =E |X _k |² E |1/X _k |² ，SNR為導頻信噪比，I為單位矩陣，R為相關係數矩陣，R (k -k ',l -l ')=r _f (k -k ')r _t (l -l ')，即R受到時域以及頻域二維變數的影響。

以下將以微波存取全球互通接入系統的完全使用子通道模式(FUSC，Fully Usable Shared Channels)、部分使用子通道模式(PUSC，Partially Usable Shared Channels)以及使用空時碼的部分使用子通道模式(STC PUSC)等工作模式結合具體示例對本發明做進一步的描述。

完全使用子通道模式

在微波存取全球互通接入的完全使用子通道模式下，每個子通道包含的子載波擴散在整個頻帶範圍內，發射端可以使用全部子通道，獲得最大的頻率分集。

下行鏈路的完全使用子通道模式調用所有子通道，首先在可用子載波中指定導頻子載波，然後將剩下的資料子載波分成子通道。導頻信號可以分為兩個可變導頻集VariableSet#0、VariableSet#1、以及固定導頻集ConstantSet#0、ConstantSet#1，表1中注明了在完全使用子通道模式下導頻集的個數和位置。

可以看到，一些導頻的位置保持不變即固定導頻集，而另一些導頻的位置滿足以下公式，即可變導頻集：PilotsLocation =VariableSet #x +6‧(FUSC _SymbolNumber mod2)

根據表1中的導頻信號，可以根據獲得可變位置導頻信號以及固定位置導頻信號的初始估計值。其中Y為接收到的導頻信號，X為已知的發送導頻信號。

第3A圖為在微波存取全球互通接收系統中單發單收天線完全使用子通道模式下固定位置導頻以及可變位置導頻的示意圖。可以看到，在可變位置導頻集中，每兩個相鄰符號的導頻信號位置間隔6個子載波，而同一個符號的導頻信號相隔12個子載波。即第3A圖中偶數符號與奇數符號的導頻最小間隔為6，偶數符號與奇數符號中的相鄰導頻分別間隔為12。在其他的實施例中，其導頻間隔也可以為其他數目。

第3B圖為在完全使用子通道模式下固定位置導頻的示意圖。可以看到，圖中偶數符號與奇數符號中的導頻位置相同。

第4圖為在微波存取全球互通接收系統中的完全使用子通道模式下，該系統對接收的正交頻分複用符號進行通道估計的方法流程實施例。在步驟410中，將正交頻分複用的導頻信號根據其出現位置劃分為固定位置導頻集以及可變位置導頻集。其導頻信號位置可以參見第3A圖以及第3B圖。在一個實施例中，採用區分資料儲存位址的方法。對於導頻信號的劃分可以採用表1中所述的劃分方法，當然利用導頻特性進行的其他劃分也可以為本發明的一種實施方式。

在步驟420中對於上述的所有導頻集，包括固定位置導頻集以及可變位置導頻集進行初始估計，在一個實施例中，採用LS演算法，即根據獲得導頻信號的初始估計值，其中Y為接收到的導頻信號，X為已知的發送導頻信號。

可以理解到，劃分固定位置導頻集以及可變位置導頻集後再進行初始估計為本發明的一種實施方式，在其他實施例中也可以在步驟420後進行步驟410。

在步驟430中判斷所接收的正交頻分複用符號個數，當僅收到一個正交頻分複用符號時，進行步驟440。由於僅收到一個正交頻分複用符號，因此無需進行時域濾波，對於一個正交頻分複用符號來說，每個導頻間隔為12個子載波，因此根據公式(1)求得維納濾波係數，進而求得係數資訊。

當步驟430判斷收到多個連續的正交頻分複用符號時，進行步驟450。在步驟450中，首先根據可變導頻集的導頻位置進行時域方向的相關係數計算並濾波，此處即為一維維納濾波。

在步驟452中，在兩個可變導頻集的同一個子載波位置進行頻域方向的相關係數計算並濾波，可以使用與一個導頻相鄰的導頻信號以及該導頻信號自身共三個導頻信號進行計算。當然也可以選用其他數目的導頻信號進行相關係數運算，此處頻域方向的導頻信號選擇為本發明的一個實施例。

在步驟454中，進行固定導頻集的計算，在固定導頻集中，即對每個位置的導頻進行時域方向的維納濾波。

在步驟456中，使用線性插值函數求得其他位置子載波的估計結果。由於在本實施例中使用線性插值可以在達到準確度的前提下提高通道估計速度，可以理解到在其他實施例中也可以繼續使用頻域方向的維納濾波獲得估計結果。同時本領域技術人員可以理解到，先進行頻域方向的估計在進行時域方向的估計亦屬於本發明的範圍，以上步驟為說明起見。

在步驟460中，根據步驟440或步驟456的結果獲得通道估計資訊W，其中對應不同導頻集的相關係數的合集即為所有導頻信號的相關係數，使用所有導頻信號的相關係數求得通道估計資訊W，從而獲得正確的發送信號。通道估計資訊W的計算參見第2圖中通道估計資訊計算器240的描述。

第5圖為在完全使用子通道模式下，當接收到8個連續的正交頻分複用符號，採用正交相移鍵控編碼模式，1/4編碼速率，移動速度3km/h時，普通的線性濾波以及改進的維納濾波與理想情況下的通道估計的性能模擬情況，其中橫軸為信噪比，單位為dB，縱軸為誤幀率。可以看到，在極大的降低了運算量開銷並減少了運算時間的情況下，改進後的維納濾波方法仍然獲得了較好的估計結果。

單天線的部分使用子通道模式

在部分使用子通道模式下，發射端使用一部分子通道，能夠實現部分頻率重用。

本發明的另一個實施例為當正交頻分複用系統工作於部分使用子通道模式下時的應用示例。在部分使用子通道模式中將子載波劃分為若干個互相交織的群(cluster)，每個群包含14個相鄰的子載波。部分使用子通道模式可以應用於多磁區的情況，但是限制了一個蜂窩小區中每個磁區內群的數目。

在本發明的這一實施例中，由於每個資料塊(block)均包括時域連續的多個正交頻分複用符號，並且在頻域方向上每14個子載波劃分為一個群。由於每個群在頻域方向上的長度有限，因此對頻域方向上的改進有限，僅需進行時域方向上的改進計算。而對於頻域方向，仍然使用線性插值函數進行其他子載波的估計。因此可以犧牲較少的性能而得到運算的複雜度的大幅降低。

第6圖為在單發單收天線部分使用子通道模式下一個群的導頻位置示意圖。可以看到在部分使用子通道模式下無需劃分可變導頻集和固定導頻集。

第7圖為在部分使用子通道模式下本發明的一個方法流程示例。步驟710與完全使用子通道模式下步驟420完成的功能相似，在此不作贅述。在步驟720中，對每個群進行時域方向的相關係數計算。在步驟730中，由於在本實施例中相鄰導頻間隔為4個子載波，因此認為線性插值函數可以滿足頻域方向的精度要求。在這種情況下，維納濾波公式可以簡化為R (l -l ')=r _t (l -l ')。當然，在其他實施例中導頻間隔也可以為其他數目，並且當導頻間隔較少不能進行導頻間隔時，也可以繼續進行頻域方向的相關係數估值。在步驟740中，根據相關係數求得通道估計資訊，通道估計資訊的求法與圖3所述完全使用子通道模式下相似，在此不作贅述。

第8圖為在部分使用子通道模式下，當接收到8個連續的正交頻分複用符號，採用正交相移鍵控編碼模式，1/4編碼速率，移動速度3km/h時，普通的二維維納濾波以及改進的維納濾波與理想情況下的通道估計的性能仿真情況，其中橫軸為信噪比，單位為dB，縱軸為誤幀率。可以看到，在極大的降低了運算量開銷並減少了運算時間的情況下，改進後的維納濾波方案仍然獲得了較好的估計結果。

使用空時編碼的部分使用子通道模式

在使用空時編碼的部分使用子通道模式下，天線陣列為多發多收天線。輸入資訊首先分成k個符號一組[C1,C2,…Ck]。經過空時分組編碼後，在兩個符號週期內，多個天線同時發射k個符號。第1週期，天線1發c1，天線2發c2……天線k發送ck；在第2週期，天線1發-c2*，天線2發c1*……天線k發送ck*，上標*表示取複共軛。通常認為在一個週期內，時間方向上的通道的狀況不發生變化。

在一個實施例中，採用兩根天線用於資料接收，以下採用這一天線陣列設置來闡述本發明的技術特徵。第9A及9B圖闡述了使用空時編碼的部分使用子通道模式的工作模式下接收系統所收到的正交頻分複用符號中的導頻信號的位置。在第9A及9B圖中，每個位置接收到兩個分別來自不同的接收天線的導頻901，902。其中導頻901來自天線0，導頻902來自天線1，導頻變化的週期為4個符號。因此在使用空時編碼的部分使用子通道模式中，來自同一天線的導頻間隔較大，採用二位元維納濾波的話需要對較多的正交頻分複用符號進行運算。

第10圖闡述了本發明的一個實施示例。在步驟910中由第1圖中天線接收模組110判斷接收天線情況，包括發送/接收天線數目、資料分配規則等參數，在本實施例中使用了2個發送天線，因此單天線判斷資訊為否。在步驟920中提取對應其中一天線的發送資料。在步驟930中，對其中一根天線的導頻信號採用二維濾波的方法同時求得相關係數W1，當然在其他實施例中也可以採用第4圖與第7圖所述的方法獲得相關係數。在步驟940中進行另一天線的相關係數W2計算。步驟930與步驟940也可以同時進行。在步驟950中，根據求得的相關係數W1，W2，采用二維濾波的方法得到通道估計資訊。

第11圖為在使用空時編碼的部分使用子通道模式下，當接收到8個連續的正交頻分複用符號，採用正交相移鍵控編碼模式，1/4編碼速率，移動速度3km/h時，普通的二維維納濾波以及改進的維納濾波與理想情況下的通道估計的性能仿真情況，其中橫軸為信噪比，單位為dB，縱軸為誤幀率。可以看到，在極大的降低了運算量開銷並減少了運算時間的情況下，改進後的維納濾波方案仍然獲得了較好的估計結果。

雖然本發明已以較佳實施例揭露如上，然其並非用以限定本發明，任何所屬技術領域中具有通常知識者，在不脫離本發明之精神和範圍內，當可作些許之更動與潤飾，因此本發明之保護範圍當視後附之申請專利範圍所界定者為準。

100‧‧‧微波存取全球互通接入接收系統

110‧‧‧天線接收模組

120‧‧‧正交頻分複用解調模組

130‧‧‧通道估計模組

140‧‧‧資料後端處理模組

210‧‧‧導頻信號選擇器

220‧‧‧初始值計算器

230‧‧‧導頻信號估值模組

240‧‧‧通道估計資訊計算器

410~460、710~740、910~950‧‧‧步驟

901、902‧‧‧導頻

第1圖為一個方塊圖，其根據本發明的一個實施例，闡述了本發明所述的一個微波存取全球互通接收系統示例；第2圖為一個方塊圖，其根據本發明的一個實施例，闡述了本發明所述的微波存取全球互通接收系統中的通道估計模組示例；第3A圖為一個示意圖，其根據本發明的一個實施例，闡述了本發明所述的微波存取全球互通接收系統中完全使用子通道模式下可變位置導頻信號示例；第3B圖為一個方塊圖，其根據本發明的一個實施例，闡述了本發明所述的微波存取全球互通接收系統中完全使用子通道模式下固定位置導頻信號示例；第4圖為一個流程圖，其根據本發明的一個實施例，闡述了本發明所述通道估計方法流程示例；第5圖為一個示意圖，其根據本發明的一個實施例，闡述了本發明所述的通道估計方法與傳統通道估計方法的性能比較示例；第6圖為一個示意圖，其根據本發明的一個實施例，闡述了本發明所述的微波存取全球互通接收系統中部分使用子通道模式的導頻信號位置示例；第7圖為一個流程圖，其根據本發明的一個實施例，闡述了本發明所述通道估計方法流程示例；第8圖為一個示意圖，其根據本發明的一個實施例，闡述了本發明所述的通道估計方法與傳統通道估計方法的性能比較示例；第9圖為一個示意圖，其根據本發明的一個實施例，闡述了本發明所述的微波存取全球互通接收系統中使用空時編碼的部分使用子通道模式的導頻信號位置示例；第10圖為一個流程圖，其根據本發明的一個實施例，闡述了本發明所述的微波存取全球互通接收系統中使用空時編碼的部分使用子通道模式的通道估計方法流程示例；以及第11圖為一個示意圖，其根據本發明的一個實施例，闡述了本發明所述的通道估計方法與傳統通道估計方法的性能比較示例。

100‧‧‧微波存取全球互通接入接收系統

110‧‧‧天線接收模組

120‧‧‧正交頻分複用解調模組

130‧‧‧通道估計模組

140‧‧‧資料後端處理模組

Claims

一種用於正交頻分複用系統中通道估計的方法，該方法接收多個正交頻分複用符號，產生通道估計資訊，該方法包括：根據多個正交頻分複用符號中的多個導頻信號的位置，取該多個導頻信號中的複數個導頻信號為第一導頻集，其中該第一導頻集中的每個導頻信號間為第一相對位置；對該第一導頻集中的導頻信號的一相關係數進行第一方向的第一估值係數計算，產生第一估值係數，對該第一導頻集中的導頻信號進行第二方向的第二估值係數計算，產生第二估值係數，根據該第一估值係數以及該第二估值係數，獲得導頻信號估值結果；以及根據該導頻信號估值結果獲得該通道估計資訊。
如申請專利範圍第1項所述之用於正交頻分複用系統中通道估計的方法，其中該第一估值係數計算為對該第一導頻集中的所有該第一方向的導頻信號進行估值計算，該第二估值係數計算為對該第一導頻集中的有限個該第二方向的導頻信號進行該估值計算。
如申請專利範圍第1項所述之用於正交頻分複用系統中通道估計的方法，其中該第一估值係數與該第二估值係數的合集為該導頻信號估值結果。
如申請專利範圍第1項所述之用於正交頻分複用系統中通道估計的方法，其中當該多個導頻信號劃分為該第一導頻集時，正交頻分複用系統工作於微波存取全球互通接入系統的部分使用子通道模式。
如申請專利範圍第1項所述之用於正交頻分複用系統中通道估計的方法，取該多個導頻信號中的複數個導頻信號為第二導頻集，其中該第二導頻集中的每個導頻信號間為第二相對位置，該第一相對位置不同於該第二相對位置，對該第二導頻集中的導頻信號進行該第一方向的第三估值係數計算，獲得第三估值係數，對第二導頻集中的導頻信號進行該第二方向的第四估值係數計算，獲得第四估值係數。
如申請專利範圍第5項所述之用於正交頻分複用系統中通道估計的方法，其中該第一估值係數、該第二估值係數、該第三估值係數以及該第四估值係數的合集為該導頻信號估值結果。
如申請專利範圍第5項所述之用於正交頻分複用系統中通道估計的方法，其中當該導頻集劃分為該第一導頻集與第二導頻集時，正交頻分複用系統工作於微波存取全球互通接入系統的完全使用子通道模式。
如申請專利範圍第5項所述之用於正交頻分複用系統中通道估計的方法，取該多個導頻信號中的複數個導頻信號為第二導頻集，其中該第二導頻集中的每個導頻信號間為第二相對位置，該第一相對位置不同於該第二相對位置，對所有該第一方向的導頻信號進行第三估值係數計算，根據該第一估值計算以及該第三估值計算的結果對該第二方向的導頻信號進行第四估值係數計算，該第四估值係數計算為線性插值操作，該第一估值係數、該第二估值係數、該第三估值係數以及該第四估值係數的合集為該導頻信號估值結果。
如申請專利範圍第2或8項所述之用於正交頻分複用系統中通道估計的方法，其中該估值計算為根據該正交頻分複用符號中的多個子載波與導頻信號進行維納濾波。
如申請專利範圍第1項所述之用於正交頻分複用系統中通道估計的方法，其中根據該導頻信號估值結果獲得該通道估計資訊滿足W=R(R+K)^-1 ，其中W為該通道估計資訊，R為該導頻信號估值結果，K為常數。
如申請專利範圍第1項所述之用於正交頻分複用系統中通道估計的方法，其中包括計算該導頻信號的多個初始估計值，該多個初始估計值與接收到的該導頻信號成正比，與已知的發送導頻信號成反比。
一種用於正交頻分複用系統中通道估計的裝置，該裝置接收多個正交頻分複用符號，產生通道估計資訊，該裝置包括：一導頻信號選擇器，用於根據多個正交頻分複用符號中的多個導頻信號位置，取該多個導頻信號中的複數個導頻信號為第一導頻集，其中該第一導頻集中的每個導頻信號間為第一相對位置；一導頻信號估值模組，連接到該導頻信號選擇器，用於對該第一導頻集中的導頻信號的一相關係數進行第一方向的第一估值係數計算，產生第一估值係數，對該第一導頻集中的導頻信號進行第二方向的第二估值係數計算，產生第二估值係數，根據該第一估值係數以及該第二估值係數，獲得導頻信號估值結果；以及一通道估計資訊計算器，連接到該導頻信號估值模組，用於根據該導頻信號估值結果得到該通道估計資訊。
如申請專利範圍第12項所述之用於正交頻分複用系統中通道估計的裝置，其中該導頻信號估值模組進行的該第一估值係數計算為對該第一導頻集中的所有該第一方向的導頻信號進行估值計算，該第二估值係數計算為對該第一導頻集中的有限個該第二方向的導頻信號進行該估值計算。
如申請專利範圍第12項所述之用於正交頻分複用系統中通道估計的裝置，其中該導頻信號估值模組產生的該第一估值係數與該第二估值係數的合集為該導頻信號估值結果。
如申請專利範圍第12項所述之用於正交頻分複用系統中通道估計的裝置，當該導頻信號選擇器將該多個導頻信號劃分為該第一導頻集時，正交頻分複用系統工作於微波存取全球互通接入系統的部分使用子通道模式。
如申請專利範圍第12項所述之用於正交頻分複用系統中通道估計的裝置，取該多個導頻信號中的複數個導頻信號為第二導頻集，其中該第二導頻集中的每個導頻信號間為第二相對位置，該第一相對位置不同於該第二相對位置，該導頻信號估值模組對第二導頻集中的導頻信號進行該第一方向的第三估值係數計算，獲得第三估值係數，對第二導頻集中的導頻信號進行該第二方向的第四估值係數計算，獲得第四估值係數。
如申請專利範圍第16項所述之用於正交頻分複用系統中通道估計的裝置，其中該第一估值係數、該第二估值係數、該第三估值係數以及該第四估值係數的合集為該導頻信號估值結果。
如申請專利範圍第16項所述之用於正交頻分複用系統中通道估計的裝置，其中當該導頻信號選擇器將該導頻信號劃分為該第一導頻集與第二導頻集時，正交頻分複用系統工作於微波存取全球互通接入系統的完全使用子通道模式。
如申請專利範圍第16項所述之用於正交頻分複用系統中通道估計的裝置，取該多個導頻信號中的複數個導頻信號為第二導頻集，其中該第二導頻集中的每個導頻信號間為第二相對位置，該第一相對位置不同於該第二相對位置，對所有該第一方向的導頻信號進行第三估值係數計算，根據該第一估值計算以及該第三估值計算的結果對該第二方向的導頻信號進行第四估值係數計算，該第四估值係數計算為線性插值操作，該第一估值係數、該第二估值係數、該第三導頻係數以及該第四導頻係數的合集為該導頻信號估值結果。
如申請專利範圍第13或19項所述之用於正交頻分複用系統中通道估計的裝置，其中該估值計算為根據該正交頻分複用符號中的多個子載波與導頻信號進行維納濾波。
如申請專利範圍第12項項所述之用於正交頻分複用系統中通道估計的裝置，其中根據該導頻信號估值結果獲得該通道估計資訊滿足W=R(R+K)^-1 ，其中W為該通道估計資訊，R為該導頻信號估值結果，K為常數。
一種用於正交頻分複用系統的接收裝置，該裝置包括：一接收信號前端處理模組，用於將接收資料轉化為多個正交頻分複用符號；一通道估計裝置；接收多個正交頻分複用符號，產生通道估計資訊；以及一接收信號後端處理模組，用於根據該通道估計資訊以及多個正交頻分複用符號進行資料解碼，其中該通道估計裝置還包括：一導頻信號選擇器，用於根據多個正交頻分複用符號中的多個導頻信號位置，取該多個導頻信號中的複數個導頻信號為該第一導頻集，其中該第一導頻集中的每個導頻信號間為第一相對位置；一導頻信號估值模組，連接到該導頻信號選擇器，用於對該第一導頻集中的導頻信號的一相關係數進行第一方向的第一估值係數計算，產生第一估值係數，對該第一導頻集中的導頻信號進行第二方向的第二估值係數計算，產生第二估值係數，根據該第一估值係數以及該第二估值係數，獲得導頻信號估值結果；以及一通道估計資訊計算器，連接到該導頻信號估值模組，用於根據該導頻信號估值結果得到該通道估計資訊。