CN102404269A - Tdd-ofdma系统中测距过程的发端方法及装置 - Google Patents

Abstract

本发明公开一种TDD-OFDMA系统中测距过程的发端方法及装置，主要解决现有技术的测距性能受信道的频率选择性以及远近效应影响较大的问题。其测距步骤包括：(1)下行帧的信道估计；(2)预均衡；(3)码字映射；(4)限幅处理；(5)IFFT变换；(6)初始功率控制。其测距装置包括下行帧信道估计模块，预均衡模块，码字映射模块，限幅模块，IFFT模块，初始功率控制模块。本发明具有能够消除远近效应并在非快变的频率选择性信道中保持测距码正交性的优点，适用于时分复用的WiMax或LTE系统测距过程的发端。

Description

TDD-OFDMA系统中测距过程的发端方法及装置

技术领域

本发明属于通信技术领域，更进一步涉及时分复用正交频分多址接入(TimeDivision Duplex Orthogonal Frequency Division Multiple Access，TDD-OFDMA)系统中测距过程的发端方法及装置。本发明可用于全球微波接入互操作(WorldwideInteroperability for Microwave Access，WiMax)以及长期演进计划(Long TermEvolution，LTE)等系统的测距发端模块中，实现用户到网络的测距过程。

背景技术

测距是WiMax系统和LTE系统中用户接入网络的重要过程，通过测距过程，用户的接入信号被基站检测到，并获得正确的时偏和发射功率调整量，从而消除远近效应，建立上行链路的同步。而未来的移动通信系统将更多地应用微蜂窝甚至微微蜂窝，在微型蜂窝中，建筑物非常密集，移动台和基站之间基本不存在视距传播路径，无线信道的多径效应会非常明显，通信质量也会遭受严重的信道频率选择性的影响，测距过程也不例外。因此，在测距模块中，需要解决在严重的频率选择性信道中用户的测距问题。

浙江大学在提出的专利申请“一种上行测距方法、装置以及基站”(申请日：2006.11.22，申请号200610144929，公告号CN101193398A)中公开了一种对应于时域相关检测方法的自适应门限设置方法和装置，用来解决相关检测方法中设置固定门限带来的对SNR和多用户干扰鲁棒性不高的问题。该方法的实施步骤是：第一，根据小区的具体情况，假定一个同时接入网络的用户数量最大值；第二，在频域对应所有码字和可能时延形成本地信号与接收信号相关，对应于每一个码字得到其相关的最大值，形成一个最值数组，并记录数组中每个最值对应的时延；第三，从最值数组中，按从大到小的顺序，筛选出与用户数量最大值个数相同的码字，这些码字称作筛选码字，然后对数组中的其他值求平均，作为门限下限；第四，对应于这些筛选码字，用它们各自的最值与码字理想相关峰值的乘积再开根号作为门限上限，这些门限上限与刚才的门限下限的平均值即作为筛选码字各自的自适应门限；第五，用这些门限与筛选码字的最值作比较，如果码字的最值大于门限，则判定该码字有效，第一步中记录的对应的时延即为该码字的时延。该方法改善了固定门限带来的问题，通过自适应计算门限的方法，大大提高了频率相关检测方法对SNR和多用户干扰的鲁棒性，使得原有方法的适用性更广。

该方法和装置的不足之处在于，它没有考虑频率选择性信道的影响，如果信道的频率选择性很强，测距信号的相关性受到信道的影响过大，相关峰值有可能淹没在噪声和干扰之下，这样的话，不论门限如何设定，测距性能也不会有所改善。因此，该方法和装置并没有从本质上解决频率选择性信道对测距性能的影响。

上海睿智通无线技术有限公司在提出的专利申请“一种正交频分多址接入系统测距信号处理方法以及系统”(申请日：2007.9.11，申请号200710045820.2，公开号CN101388712A)中公开了一种利用频域差分互相关函数以及两个筛选门限的方法和系统，用来解决传统频域差分检测方法难以实际应用的问题。该方法的实施步骤是：第一，计算测距信道内相邻子载波的频域差分互相关函数；第二，计算出第一筛选门限并筛选出候选码字集合并计算出预估定时偏差；第三，计算出测距码频域序列与本地测距码的互相关函数；第四，计算出第二筛选门限，确定实际定时偏差和有效测距码。该方法在一定程度上能够缓解信道的频率选择性影响，通过扩大码字筛选范围提高码字检测性能并解决了利用相关函数的相位进行定时估计时的相位反转问题，提高了定时估计的精度。

该方法和系统的不足之处在于，由于码字之间的互相关不可能是理想的零互相关，在严重的频率选择性信道中，用户的码字严重畸变，差分互相关检测方法并不能够消除信道的频率选择性，反而会在差分处理当中引入更多的干扰，其效果不能满足实际工程的需要。

发明内容

本发明的目的在于克服上述已有技术的不足，提供一种TDD-OFDMA系统中测距过程的发端方法及装置，可以利用TDD系统上下行信道的互易性，克服非快变频率选择性信道对测距码正交性的影响，提高测距码的检测概率及时偏估计的精确度。

为了实现上述目的，本发明方法的思路是：如果信道是非快变的，预均衡信号可以利用上下行信道的互易性，利用下行信道估计来补偿上行频率选择性信道，保证测距码的正交性；由于发射信号是功率受限的，限幅处理用来防止预均衡测距码中某个子载波消耗大部分的功率，却对接收端的相关处理贡献较小的问题；初始功率控制用来弥补信道带来的功率波动，使得各个测距信号以大致相同的功率到达接收端，消除远近效应。

本发明方法的实现步骤如下：

(1)下行帧的信道估计

1a)从接收到的系统下行帧中取出导频；

1b)估计导频中的训练数据位置上的信道；

1c)利用训练数据位置上的信道估计，得到所有测距子载波上的信道估计；

(2)预均衡

2a)将模值为零的信道估计用相邻的测距子载波上模值不为零的信道估计替代；

2b)按照下式获得预均衡信号：

$P_{i,R}\left(k\right)=\frac{\mathrm{conj}\left({\hat{H}}_{i,R}\left(k\right)\right)}{{\left|{\hat{H}}_{i,R}\left(k\right)\right|}^2}$

其中，P_i，R(k)表示预均衡信号，i表示用户的标号，R表示该用户为测距用户，k表示测距子载波，

表示下行信道估计，conj(·)表示取共轭，|·|²表示取模的平方；

2c)按照下式计算信道的子载波平均功率：

$P_0=\frac{1}{N_C}\·\underset{k=1}{\overset{N_C}{\mathrm{\Σ}}}{\left|{\hat{H}}_{i,R}\left(k\right)\right|}^2$

其中，P₀表示信道估计的子载波平均功率，N_C表示测距码长度以及测距子载波数目，∑表示求和，

表示下行信道估计，i表示用户的标号，R表示该用户为测距用户，k表示测距子载波，|·|²表示取模的平方；

(3)码字映射

3a)码字选择：各个用户从码字集中随机选择一个测距码；

3b)码字映射：将测距码映射到测距子载波上，得到各个子载波上的测距信号；

3c)按照下式获得预均衡测距码：

$X_{i,R}\left(k\right)=C_{i,R}\left(k\right)P_{i,R}\left(k\right)=\frac{C_{i,R}\left(k\right)\mathrm{conj}\left({\hat{H}}_{i,R}\left(k\right)\right)}{{\left|{\hat{H}}_{i,R}\left(k\right)\right|}^2}$

其中，X_i，R(k)表示预均衡后的测距码，i表示用户的标号，R表示该用户为测距用户，k表示测距子载波，C_i，R(k)表示每个子载波上的测距码，P_i，R(k)表示预均衡信号，

表示下行信道估计，conj(·)表示取共轭，|·|²表示取模的平方；

3d)按照下式计算预均衡测距码的子载波平均功率：

$P_1=\frac{1}{N_C}\·\underset{k=1}{\overset{N_C}{\mathrm{\Σ}}}\frac{1}{{\left|{\hat{H}}_{i,R}\left(k\right)\right|}^2}$

其中，P₁表示子载波平均功率，N_C表示测距码长度，C表示测距码，k表示测距子载波，

表示下行信道估计，i表示用户的标号，R表示该用户为测距用户，|·|²表示取模的平方；

3e)按照下式对预均衡测距码进行功率归一化：

${\stackrel{\‾}{X}}_{i,R}\left(k\right)=X_{i,R}\left(k\right)/\sqrt{P_1}$

其中，

表示功率归一化的预均衡信号，i表示用户的标号，R表明该用户为测距用户，k表示测距子载波，X_i，R(k)表示预均衡测距信号，P₁表示预均衡后信号的子载波平均功率；

(4)限幅处理

4a)对预均衡测距码进行限幅处理；

4b)根据下式计算限幅信号的子载波平均功率：

$P_2=\frac{1}{N_C}\·\underset{k=1}{\overset{N_C}{\mathrm{\Σ}}}{\left|L_{i,R}\left(k\right)\right|}^2$

其中，P₂表示子载波平均功率，N_C表示测距码长度，C表示测距码，L_i，R(k)表示限幅信号，i表示用户的标号，R表明该用户为测距用户，k表示测距子载波，|·|²表示取模的平方；

4c)按照下式对限幅信号进行功率归一化：

${\stackrel{\‾}{L}}_{i,R}\left(k\right)=L_{i,R}\left(k\right)/\sqrt{P_2}$

其中，

表示功率归一化的限幅信号，i表示用户的标号，R表明该用户为测距用户，k表示测距子载波，L_i，R(k)表示限幅信号，P₂表示限幅信号子载波平均功率；

(5)将归一化限幅信号通过IFFT单元，按照下式形成时域测距信号：

${\stackrel{\‾}{S}}_{i,R}\left(n\right)=\sqrt{N}\·\mathrm{IFFT}\left({\stackrel{\‾}{L}}_{i,R}\left(k\right)\right)$

其中，

表示时域信号，i是用户的标号，R表明该用户为测距用户，n表示时域信号点数，N表示IFFT的点长，表示2次方根运算，

表示功率归一化限幅信号，k表示测距子载波，IFFT(·)表示IFFT运算；

(6)初始功率控制

6a)确定初始发射功率；

6b)根据下式得到功率调整后的时域发射信号：

其中，S_i，R(n)表示功率调整后的时域发射信号，i是用户的标号，R表明该用户为测距用户，n表示时域信号点数，P₀表示2b)中信道估计的子载波平均功率，P_max表示最大允许发射功率，

表示时域信号。

本发明的装置包括6个模块：下行帧信道估计模块，预均衡模块，码字映射模块，限幅模块，IFFT模块，初始功率控制模块，各模块之间通过信号传输线相连，其中：

下行帧信道估计模块，用于下行信道估计及内插处理，实现测距子载波上的下行信道估计；

预均衡模块，用于对测距子载波上的信道估计进行处理，实现预均衡信号的生成；

码字映射模块，用于随机选择码字并映射在测距子载波，实现测距码的预均衡；

限幅模块，用于削减预均衡信号的过大幅度，实现预均衡信号的限幅处理；

IFFT变换模块，用于对限幅信号做IFFT变换，实现信号从频域到时域的功率无损变换；

初始功率控制模块，用于调整信号时域的发射功率，实现初始功率控制。

本发明与现有技术相比具有以下优点：

第一，由于本发明使用预均衡方法进行TDD-OFDMA系统的测距，克服了现有技术中非快变信道的频率选择性影响，使得用户在使用本发明进行测距时，其测距码能够保证足够的正交性和自相关性，适用于TDD-OFDMA系统，如WiMax系统和LTE系统的测距过程。

第二，由于本发明对预均衡方法进行了限幅处理，克服了传统预均衡方法中信道频率响应的模值过小而使得预均衡信号的幅度过大的问题，使本发明的各个测距子载波上的预均衡信号合理地分配发射功率，提高了测距性能。

第三，由于本发明采用了初始功率控制，用户能够根据信道估计结果预先调整发射功率，补偿了信道带来的功率波动，使得各个用户的信号能够以大致相等的功率到达接收端，消除了远近效应。

附图说明

图1为本发明发端的流程图；

图2为本发明收端的流程图；

图3为本发明发端的装置方框图；

图4为本发明如何确定限幅门限的仿真图；

图5为本发明的码字检测性能仿真图；

图6为本发明的时偏估计性能仿真图。

具体实施方式

下面结合附图1，附图2，附图3，对本发明作进一步的描述：

步骤1，本发明装置中的下行帧信道估计模块实现下行帧的信道估计

从用户接收到的系统下行帧中取出导频，导频中的训练数据覆盖整个传输带宽。

以WiMax系统为例，下行帧的第一个符号是前导(Preamble)，采用前导中的训练符号做信道估计。

首先，前导上的训练数据子载波共分为三组，每组子载波集合中所包含的子载波由下式确定：

G_u＝u+3·j

其中，G_u表示第u个子载波组，u表示子载波组的序号，取值为0，1，2，在不同的FFT点数下，j对应不同取值。当FFT分别为2048，1024，512，128点时，j的取值范围分别为[0，567]，[0，283]，[0，142]和[0，35]。

之后，用户对应该小区的分组，按照下式确定导频中训练数据子载波的位置：

k′＝N_left+G_u

其中k，表示前导中的训练数据子载波，N_left表示左边保护频带的子载波数，G_u表示前导子载波组。

第i个用户接收到的前导训练数据表示为p_i，R(k′)，其中，i是用户标号，R表明该用户为测距用户，k′表示前导训练数据子载波。在前导训练数据子载波的位置生成本地前导信号p′_i，R(k′)，其中i表示用户标号，R表示该用户为测距用户，k′表示前导训练数据子载波。在前导中训练数据上估计信道的方法是最小二乘法：

${\hat{H}}_{i,R}\left(k^{\′}\right)=p_{i,R}\left(k^{\′}\right)\·\mathrm{conj}\left(p_{i,R}^{\′}\left(k^{\′}\right)\right)$

根据802.16e协议，选取测距信道，如下所述。首先按照下式将物理片映射到逻辑片：

Tiles(s′，n′)＝N_subchannels·n′

+(Pt[(s′+n′)mod N_subchannels]+PermBase)mod N_subchannels

其中，Tiles(s′，n′)表示物理片的标号，s′表示子信道标号，n′表示片的索引，Pt表示片的排列，PermBase是实际系统设置的整数序列，N_subchannels表示子信道数目，mod表示取模。

然后按照下式得到每个物理子载波映射后的位置：

Subcarrier(n′，s′)＝(n′+13s′)mod N_subcarriers

其中，Subcarrier(n′，s′)表示物理子载波位置，s′表示子信道标号，n′表示片的索引，N_subcarriers表示每个片中子载波的数量，mod表示取模。

最后，取其中六个子信道作为测距信道，测距信道共占用144个子载波。

上述物理子载波到测距子载波的映射过程可用下式代替：

k＝q(m)

其中，k表示测距子载波，q(·)表示可用子载波到测距子载波的映射方式，m表示除保护频带之外的所有可用子载波。

通过线性内插得到所有子载波上的信道估计。由于前导中训练数据是间隔2个子载波放置的，测距子载波上的信道估计通过线性内插得到：

${\hat{H}}_{i,R}(k^{\′}+1)=\frac{{\hat{H}}_{i,R}(k^{\′}+3)+2{\hat{H}}_{i,R}\left(k^{\′}\right)}{3}$

${\hat{H}}_{i,R}(k^{\′}+2)=\frac{2{\hat{H}}_{i,R}(k^{\′}+3)+{\hat{H}}_{i,R}\left(k^{\′}\right)}{3}$

其中

表示前导中训练数据子载波的下一个子载波上通过内插得到的信道估计，k′表示前导中训练数据子载波，

表示前导中训练数据子载波的信道估计，

表示前导中训练数据子载波后第二个子载波上通过内插得到的信道估计，

表示下一个前导中训练数据子载波的信道估计。通过内插，可以得到除保护频带之外，所有可用子载波上的信道估计

其中m表示除保护频带之外的所有可用子载波。

因此，根据得到的测距子载波标号可以从已经内插得到的所有可用子载波的信道估计获取测距子载波的信道估计

其中，i表示用户标号，R表示该用户为测距用户，k表示测距子载波。

步骤2，本发明装置中的预均衡模块实现预均衡信号的生成

确定测距子载波上信道估计的模值不为零的方法是，将模值为零的信道估计用相邻的测距子载波上模值不为零的信道估计替代。

通过步骤1中得到的测距子载波上的信道估计，按照下式获得预均衡信号：

$P_{i,R}\left(k\right)=\frac{\mathrm{conj}\left({\hat{H}}_{i,R}\left(k\right)\right)}{{\left|{\hat{H}}_{i,R}\left(k\right)\right|}^2}$

其中，P_i，R(k)表示预均衡信号，i表示用户的标号，R表示该用户为测距用户，k表示测距子载波，

表示测距子载波上的信道估计，conj(·)表示取共轭，|·|²表示取模的平方。

生成的预均衡信号放置在OFDMA符号的对应测距子载波的位置，用于后来对测距码字做预均衡处理。

按照下式计算信道的子载波平均功率：

$P_0=\frac{1}{N_C}\·\underset{k=1}{\overset{N_C}{\mathrm{\Σ}}}{\left|{\hat{H}}_{i,R}\left(k\right)\right|}^2$

其中，P₀表示信道估计的子载波平均功率，N_C表示测距码长度以及测距子载波数目，∑表示求和，

表示下行信道估计，i表示用户的标号，R表示该用户为测距用户，k表示测距子载波，|·|²表示取模的平方。

该处计算得到的信道子载波平均功率后来用作初始功率控制，利用其倒数表示应该的发射功率，以补偿信道的功率波动，使所有用户到达接收端的功率大致相等。

步骤3，本发明装置中的码字映射模块实现码字映射及预均衡测距码的生成

测距码采用802.16e协议给定的伪随机序列，可用的测距码字集合是由256个长度为N_C的码字组成，其中C表示测距码。所有码字的编号为0～255，生成的码字集合表示为：

C＝[C⁽⁰⁾，C⁽²⁾，...，C⁽²⁵⁵⁾]^T

其中C表示测距码字集，C^(·)表示码字集中的某个码字，[·]^T表示矩阵转置。

假定用户选择某个标号为p的码字，其中各个元素按照下式表示：

C^(p)＝[C^(p)(1)，...，C^(p)(N_C)]^T

其中C^(p)表示标号为p的码字，C表示码字，C^(p)(·)表示标号为p的码字中的元素，N_C表示码字的长度以及测距子载波的数目。

根据步骤1，测距子载波的映射方式按照下式得到：

k＝q(m)

其中，k表示测距子载波，q(·)表示可用子载波到测距子载波的映射方式，m表示除保护频带之外的所有可用子载波。

根据上边得到的测距子载波标号，按照下式获得每个子载波上的预均衡测距码：

$X_{i,R}\left(k\right)=C_{i,R}\left(k\right)P_{i,R}\left(k\right)=\frac{C_{i,R}\left(k\right)\·\mathrm{conj}\left({\hat{H}}_{i,R}\left(k\right)\right)}{{\left|{\hat{H}}_{i,R}\left(k\right)\right|}^2}$

其中，X_i，R(k)表示预均衡后的测距码，i表示用户的标号，R表示该用户为测距用户，k表示测距子载波，C_i，R(k)表示每个子载波上的测距码，P_i，R(k)表示预均衡信号，表示下行信道估计，conj(·)表示取共轭，|·|²表示取模的平方。

按照下式计算预均衡测距码的子载波平均功率：

$P_1=\frac{1}{N_C}\·\underset{k=1}{\overset{N_C}{\mathrm{\Σ}}}{\left|X_{i,R}\left(k\right)\right|}^2$

$=\frac{1}{N_C}\·\underset{k=1}{\overset{N_C}{\mathrm{\Σ}}}{\left|\frac{C_{i,R}\left(k\right)\·\mathrm{conj}\left({\hat{H}}_{i,R}\left(k\right)\right)}{{\left|{\hat{H}}_{i,R}\left(k\right)\right|}^2}\right|}^2$

$\frac{1}{N_C}\·\underset{k=1}{\overset{N_C}{\mathrm{\Σ}}}\frac{1}{{\left|{\hat{H}}_{i,R}\left(k\right)\right|}^2}$

其中，P₁表示预均衡测距码的子载波平均功率，N_C表示测距码长度以及测距子载波数目，C表示测距码，k表示测距子载波，X_i，R(k)表示预均衡测距码，i表示用户的标号，R表示该用户为测距用户，C_i，R(k)表示测距码，表示下行信道估计，conj(·)表示取共轭，|·|²表示取模的平方。

利用上边得到的子载波平均功率，功率归一化方法按照下式执行：

${\stackrel{\‾}{X}}_{i,R}\left(k\right)=X_{i,R}\left(k\right)/\sqrt{P_1}$

其中，

表示功率归一化的预均衡信号，i表示用户的标号，R表明该用户为测距用户，k表示测距子载波，X_i，R(k)表示预均衡测距信号，P₁表示预均衡后信号的子载波平均功率。归一化后的预均衡测距码将进行限幅处理。

步骤4，本发明装置中的限幅模块实现对预均衡测距码的限幅处理

限幅处理方法是，对预均衡测距码使用限幅门限或者在预均衡测距码的分母加限幅因子。通过虚警概率与漏检概率的折中得到限幅门限。本实施例中，在低速环境下，限幅门限的变动范围在0.5到4之间，漏检概率随着限幅门限的增大而增大，虚警概率随着限幅门限的增大而减小。如果系统需要减小虚警概率，则相应减小限幅门限；反之，如果系统需要减小虚警概率，则相应增大限幅门限。

按照下式，用限幅门限给预均衡测距码限幅：

其中，L_i，R(k)表示限幅信号，i是用户的标号，R表明该用户为测距用户，k表示测距子载波，

表示功率归一化的预均衡测距信号，η是限幅门限，|·|是取模。

限幅也可以通过在预均衡测距码的分母加限幅因子的方法得到。通过虚警概率与漏检概率的折中得到限幅因子。本实施例中的低速环境下，漏检概率随着限幅因子的增大而减小，虚警概率随着限幅因子的增大而增大。如果系统需要减小虚警概率，则相应增大限幅因子；反之，如果系统需要减小虚警概率，则相应减小限幅因子。

按照下式，在预均衡测距码的分母加上限幅因子进行限幅：

其中，L_i，R(k)表示限幅信号，i是用户的标号，R表明该用户为测距用户，k表示测距子载波，C_i，R(k)表示测距码，

表示下行信道估计，conj(·)表示取共轭，|·|²表示取模的平方，P₁表示预均衡后信号的子载波平均功率，

表示取2次方根，α表示限幅因子，

表示功率归一化的预均衡测距信号。

根据下式计算限幅信号的子载波平均功率：

$P_2=\frac{1}{N_C}\·\underset{k=1}{\overset{N_C}{\mathrm{\Σ}}}{\left|L_{i,R}\left(k\right)\right|}^2$

其中，P₂表示子载波平均功率，N_C表示测距码长度，C表示测距码，L_i，R(k)表示限幅信号，k表示测距子载波，|·|²表示取模的平方。

利用上边得到的限幅信号的子载波平均功率，功率归一化方法按照下式执行：

${\stackrel{\‾}{L}}_{i,R}\left(k\right)=L_{i,R}\left(k\right)/\sqrt{P_2}$

其中，

表示功率归一化的限幅信号，i表示用户的标号，R表明该用户为测距用户，k表示测距子载波，L_i，R(k)表示限幅信号，P₂表示限幅信号子载波平均功率。

步骤5，本发明装置中的IFFT变换模块实现功率无损的IFFT变换

由于限幅后的信号功率归一，为保证频域到时域变换的功率守恒，IFFT后需要加上一个系数。将归一化限幅信号通过IFFT单元，按照下式形成时域测距信号：

${\stackrel{\‾}{S}}_{i,R}\left(n\right)=\sqrt{N}\·\mathrm{IFFT}\left({\stackrel{\‾}{L}}_{i,R}\left(k\right)\right)$

其中，

表示时域信号，i是用户的标号，R表明该用户为测距用户，n表示时域信号点数，N表示IFFT的点长，表示2次方根运算，

表示功率归一化限幅信号，k表示测距子载波，IFFT(·)表示IFFT运算。

步骤6，本发明装置中初始功率控制模块实现发射信号的初始功率调整

初始发射功率通过信道估计的子载波平均功率确定，使其倒数与最大允许发射功率作比较，如果小于最大允许发射功率，则以信道估计的子载波平均功率的倒数作为发射功率，否则，则以最大允许发射功率作为发射功率。

根据下式得到功率调整后的时域发射信号：

其中，S_i，R(n)表示功率调整后的时域发射信号，i是用户的标号，R表明该用户为测距用户，n表示时域信号点数，P₀表示2中信道估计的子载波平均功率，P_max表示最大允许发射功率，

表示IFFT之后的时域测距信号。

步骤7，信号接收

测距用户经过多径信道，发射端的功率调整与信道的功率波动抵消，相当于对信道功率进行了归一化。信号到达接收端时，其相对于基站的上行帧接收边界具有一定的时延，可以表示如下：

$y_{i,R}\left(n\right)=\underset{l=0}{\overset{L-1}{\mathrm{\Σ}}}{\stackrel{\‾}{h}}_{i,R}\left(l\right)S_{i,R}(n-l-d_{i,R})$

其中，y_i，R(n)表示测距用户在接收端的采样，i表示测距用户的标号，R表示测距用户，n表示时域采样点，

表示功率归一化的上行信道冲击响应，l表示信道的每一径，L表示信道的最大径数，S_i，R(n-l-d_i，R)表示含有时延和多径传输的测距信号，d_i，R表示该用户的时延。

时域的接收信号是各个测距用户和数据用户的信号叠加，表示如下：

$y\left(n\right)=\underset{i=0}{\overset{N_R-1}{\mathrm{\Σ}}}{y}_{i,R}\left(n\right)+\underset{j=0}{\overset{N_D-1}{\mathrm{\Σ}}}{y}_{j,D}\left(n\right)+w\left(n\right)$

其中，y(n)表示时域接信号的采样，n表示时域采样点，y_i，R(n)表示测距信号时域的采样，N_R表示测距用户的数量，i表示测距用户的标号，R表示测距用户，y_j，D(n)表示数据用户时域的采样，N_D表示数据用户的数量，j表示数据用户的标号，w(n)表示高斯白噪声的采样。

步骤8，FFT变换

将接收到的时域信号通过FFT单元，按照下式形成时域测距信号：

$Y\left(m\right)=\frac{1}{\sqrt{N}}\·\mathrm{FFT}\left(y\left(n\right)\right)$

其中，Y(m)表示所有可用子载波上的频域信号，m表示所有的可用子载波，N表示IFFT的点长，表示2次方根运算，y(n)表示功时域接收信号，FFT(·)表示FFT运算。

步骤9，取出测距信号

由于数据用户已经完成了测距过程，其时偏很小，因此基本不会对测距子载波产生ICI，可以忽略。在非快变信道中，利用步骤8中得到的频域信号，按照下式从测距子载波上获得测距信号的叠加：

$Y\left(k\right)=\underset{i=0}{\overset{N_R-1}{\mathrm{\Σ}}}{\stackrel{\‾}{L}}_{i,R}\left(k\right){\stackrel{\‾}{H}}_{i,R}\left(k\right)e^{-j2\mathrm{\πk}\frac{d_{i,R}}{N}}+W\left(k\right)$

$\≈\underset{i=0}{\overset{N_R-1}{\mathrm{\Σ}}}{\stackrel{\‾}{X}}_{i,R}\left(k\right){\stackrel{\‾}{H}}_{i,R}\left(k\right)e^{-j2\mathrm{\πk}\frac{d_{i,R}}{N}}+W\left(k\right)$

$=\underset{i=0}{\overset{N_R-1}{\mathrm{\Σ}}}\frac{C_{i,R}\left(k\right)\·\mathrm{conj}\left({\hat{H}}_{i,R}\left(k\right)\right)}{{\left|{\hat{H}}_{i,R}\left(k\right)\right|}^2\·P_1}{\stackrel{\‾}{H}}_{i,R}\left(k\right)e^{-j2\mathrm{\πk}\frac{d_{i,R}}{N}}+W\left(k\right)$

$=\underset{i=0}{\overset{N_R-1}{\mathrm{\Σ}}}{C}_{i,R}\left(k\right)\·e^{-j2\mathrm{\πk}\frac{d_{i,R}}{N}}+W\left(k\right)$

其中，Y(k)表示频域测距信号的叠加，k表示测距子载波，

表示限幅并归一化的预均衡信号，∑表示求和，i表示测距用户的标号，R表示测距用户，N_R表示测距用户的数目，

表示功率归一化后的上行信道频域响应，d_i，R表示用户的时延，N表示FFT的点数，W(k)表示时域噪声的FFT变换，

表示功率归一化后的预均衡信号，C_i，R(k)表示测距码字，表示下行信道估计，conj(·)表示取共轭，|·|²表示取模的平方，P₁表示预均衡信号的功率。

由上式可以看出，在非快变信道中，信道的频域响应和功率波动基本可以被消除，因此测距码可以很好地保持其正交性。

步骤10，码字相关

接下来，逐个用本地生成的所有测距码与接收信号做相关运算，映射在测距子载波上之后再进行IFFT变化。假定当前使用码字集中标号为u的码字与接收信号进行相关并IFFT，其过程按照下式执行：

M_u(n)＝|IFFT{Y(k)·conj[C_u(k)]}|

其中M(n)表示相关之后的时域信号，u表示当前测距码标号，n表示时域点数，Y(k)表示频域测距码字的叠加，k表示测距子载波，C_u(k)表示标号为u的测距码，IFFT{·}表示IFFT变换，conj[·]表示取共轭，|·|表示取模值。

记录各个码字对应的时域峰值及其位置，形成一个对应于各个码字相关结果峰值的数组，表示为：

$\hat{Y}\left(v\right)=\max \left(M_v\left(n\right)\right)$

其中，

表示本地码字v与接收信号相关并IFFT之后的峰值，v表示本地测距码字标号，M_v(n)表示本地码字v与接收信号相关并IFFT之后的时域结果，n表示时域点数，max(·)表示取最大值。

步骤11，确定自适应门限

设定小区可能的最大同时接入用户数量，根据下式确定自适应门限的下限：

${\mathrm{\η}}_0=\frac{\underset{v=0,v\∉C_{\max }}{\overset{255}{\mathrm{\Σ}}}\left|\hat{Y}\left(v\right)\right|}{256-\left|\right|C_{\max }\left|\right|}$

其中，η₀表示门限的下限，∑表示求和，C_max表示小区可能的最大同时接入用户数量，

表示本地码字v与接收信号相关并IFFT之后的峰值，v表示本地测距码字标号。

根据小区最大同时接入用户数量，按照下式确定这些测距用户的自适应门限的上限：

${\mathrm{\η}}_1\left(v\right)=\sqrt{N_C\·\left|\hat{Y}\left(v\right)\right|}$

其中，η₁(v)表示对应于码字v的门限上限，v表示测距码字且对应于具有最大时域峰值的C_max个码字，C_max是小区最大同时接入用户数量，N_C表示测距码长度，C表示测距码，表示本地码字v与接收信号相关并IFFT之后的峰值，|·|表示取模值，表示取2次方根。

根据下式得到测距用户的门限：

$\mathrm{\η}\left(v\right)=\frac{{\mathrm{\η}}_1\left(v\right)+{\mathrm{\η}}_0}{2}$

其中，η(v)表示对应于码字v的自适应门限，v表示测距码字且对应于具有最大时域峰值的C_max个码字，C_max是小区最大同时接入用户数量，η₁(v)表示对应于码字v的门限上限，η₀表示门限的下限。

步骤12，码字检测及时偏估计

根据步骤11中得到的自适应门限，对应各个测距码字用其时域峰值与门限作比较，如果大于门限，则该码字有效，其峰值对应的位置即为其时偏估计。

下面结合附图4，附图5，附图6对本发明的效果做进一步的阐述。

附图4，附图5和附图6的仿真参数为：采用IEEE 802.16e的TDD OFDMA传输标准，子载波个数1024，即采用1024点逆傅里叶变化(IFFT)，采样频率11.4MHz，载波频率2.5GHz，子载波间隔11.16KHz，OFDMA符号长度89.6us。循环前缀128点，保护频带为左侧80个子载波(载频子载波算在内)，右侧80个子载波，可用子载波864个，带宽9.64MHz。上行资源划分中，每个子信道包含6个片，每个片包含4个物理上连续的子载波，测距信道占用6个子信道，共144个子载波。TDD OFDMA系统的帧长选择为5ms，下行前导距离测距信道有18个OFDMA符号长度。本发明与现有技术一的仿真曲线均采用了现有技术二的自适应门限设置。无线信道采用14径指数功率衰减信道。仿真中得到仿真曲线的平均次数为10000次。

在附图4中，当移动速度很低时(3km/h)，用户数为6，信噪比为6dB，采用不同的归一化限幅门限对预均衡信号做限幅处理，归一化门限的取值范围在0.5到4之间，间隔0.5。图中曲线为此时的虚警概率与漏检概率，其中方块实线为漏检概率，从0.02递增到0.07，圆形虚线为虚警概率，从0.08递减到0.02。

从附图4可以看出，随着限幅门限的增大，漏检概率逐渐增大，而虚警概率逐渐减小，二者在归一化门限为1.5处相交，因此本发明选取此处为二者的折中，即门限值为1.5，作为本发明的限幅门限。

在附图5中，当测距用户为6时，上边4条曲线为正确检测概率随着信噪比的变化曲线，下边4条曲线是虚警概率随着信噪比的变化曲线，信噪比变化范围在-6dB到9dB。其中圆形实线是现有技术一在AWGN信道的正确检测概率，随着信噪比从0.92递增1；叉号实线是本发明在频率选择性信道中移动速度为3km/h的正确检测概率，随着信噪比从0.92递增到0.96；三角实线是本发明在频率选择性信道中移动速度为30km/h的正确检测概率，随着信噪比从0.83递增到0.88，；方块实线是现有技术一在频率选择性信道的性能，随着信噪比从0.6递增到0.8。圆形虚线是现有技术一在AWGN信道下的虚警概率，随着SNR从0.01下降到0；叉号虚线是本发明在频率选择性信道移动速度3km/h的虚警概率，随着SNR从0.03下降到0.01；三角虚线是本发明在频率选择性信道移动速度30km/h的虚警概率，随着SNR从0.07下降到0.03；方块虚线是现有技术一在频率选择性信道的性能，随着SNR从0.1下降到0.07。

在附图6中，当测距用户为6时，本发明和现有技术一的时偏估计标准差性能，信噪比范围在-6dB到9dB。圆形实线是现有技术一在AWGN信道的时偏估计标准差，随着信噪比从2递减到0.5以下；叉号实线是本发明在频率选择性信道移动速度3km/h的时偏估计标准差，随着信噪比从3递减到0.5；三角实线是本发明在频率选择性信道移动速度30km/h的时偏估计标准差，随着信噪比从8.5递减到5，方块实线是现有技术一再频率选择性信道的时偏估计标准差，随着信噪比从17递减到12.5。

从附图5和附图6可以看出，现有技术一在AWGN信道和频率选择性信道的性能迥异，可以看出频率选择性信道对现有技术一性能的影响非常强烈；本发明在信道变化较慢的情况下(移动速度3km/h)，正确检测概率和虚警概率都趋近于现有技术一在AWGN信道的性能，远优于现有技术一在频率选择性信道的性能；随着移动速度的增大，多普勒频移也随之增大，信道变化加剧，此时本发明的性能会有所下降，但是仍优于现有技术一在频率选择性信道的性能。因此，本发明主要适用于非快变信道的测距过程中，并具有良好的对抗信道频率选择性以及消除远近效应的效果。

Claims (8)

1.一种TDD-OFDMA系统中测距过程的发端方法，其步骤包括如下：

(1)下行帧的信道估计

1a)从接收到的系统下行帧中取出导频；

1b)估计导频中的训练数据位置上的信道；

1c)利用训练数据位置上的信道估计，得到所有测距子载波上的信道估计；

(2)预均衡

2a)将模值为零的信道估计用相邻的测距子载波上模值不为零的信道估计替代；

2b)按照下式获得预均衡信号：

$P_{i,R}\left(k\right)=\frac{\mathrm{conj}\left({\hat{H}}_{i,R}\left(k\right)\right)}{{\left|{\hat{H}}_{i,R}\left(k\right)\right|}^2}$

其中，P_i，R(k)表示预均衡信号，i表示用户的标号，R表示该用户为测距用户，k表示测距子载波，

表示下行信道估计，conj(·)表示取共轭，|·|²表示取模的平方；

2c)按照下式计算信道的子载波平均功率：

$P_0=\frac{1}{N_C}\·\underset{k=1}{\overset{N_C}{\mathrm{\Σ}}}{\left|{\hat{H}}_{i,R}\left(k\right)\right|}^2$

其中，P₀表示信道估计的子载波平均功率，N_C表示测距码长度以及测距子载波数目，∑表示求和，

表示下行信道估计，i表示用户的标号，R表示该用户为测距用户，k表示测距子载波，|·|²表示取模的平方；

(3)码字映射

3a)码字选择：各个用户从码字集中随机选择一个测距码；

3b)码字映射：将测距码映射到测距子载波上，得到各个子载波上的测距信号；

3c)按照下式获得预均衡测距码：

$X_{i,R}\left(k\right)=C_{i,R}\left(k\right)P_{i,R}\left(k\right)=\frac{C_{i,R}\left(k\right)\mathrm{conj}\left({\hat{H}}_{i,R}\left(k\right)\right)}{{\left|{\hat{H}}_{i,R}\left(k\right)\right|}^2}$

其中，X_i，R(k)表示预均衡后的测距码，i表示用户的标号，R表示该用户为测距用户，k表示测距子载波，C_i，R(k)表示每个子载波上的测距码，P_i，R(k)表示预均衡信号，

表示下行信道估计，conj(·)表示取共轭，|·|²表示取模的平方；

3d)按照下式计算预均衡测距码的子载波平均功率：

$P_0=\frac{1}{N_C}\·\underset{k=1}{\overset{N_C}{\mathrm{\Σ}}}{\left|{\hat{H}}_{i,R}\left(k\right)\right|}^2$

其中，P₁表示子载波平均功率，N_C表示测距码长度，C表示测距码，k表示测距子载波，

表示下行信道估计，i表示用户的标号，R表示该用户为测距用户，|·|²表示取模的平方；

3e)按照下式对预均衡测距码进行功率归一化：

${\stackrel{\‾}{X}}_{i,R}\left(k\right)=X_{i,R}\left(k\right)/\sqrt{P_1}$

其中，表示功率归一化的预均衡信号，i表示用户的标号，R表明该用户为测距用户，k表示测距子载波，X_i，R(k)表示预均衡测距信号，P₁表示预均衡后信号的子载波平均功率；

(4)限幅处理

4a)对预均衡测距码进行限幅处理；

4b)根据下式计算限幅信号的子载波平均功率：

$P_2=\frac{1}{N_C}\·\underset{k=1}{\overset{N_C}{\mathrm{\Σ}}}{\left|L_{i,R}\left(k\right)\right|}^2$

其中，P₂表示子载波平均功率，N_C表示测距码长度，C表示测距码，L_i，R(k)表示限幅信号，i表示用户的标号，R表明该用户为测距用户，k表示测距子载波，|·|²表示取模的平方；

4c)按照下式对限幅信号进行功率归一化：

${\stackrel{\‾}{L}}_{i,R}\left(k\right)=L_{i,R}\left(k\right)/\sqrt{P_2}$

其中，

表示功率归一化的限幅信号，i表示用户的标号，R表明该用户为测距用户，k表示测距子载波，L_i，R(k)表示限幅信号，P₂表示限幅信号子载波平均功率；

(5)将归一化限幅信号通过IFFT单元，按照下式形成时域测距信号：

${\stackrel{\‾}{S}}_{i,R}\left(n\right)=\sqrt{N}\·\mathrm{IFFT}\left({\stackrel{\‾}{L}}_{i,R}\left(k\right)\right)$

其中，

表示时域信号，i是用户的标号，R表明该用户为测距用户，n表示时域信号点数，N表示IFFT的点长，

表示2次方根运算，

表示功率归一化限幅信号，k表示测距子载波，IFFT(·)表示IFFT运算；

(6)初始功率控制

6a)确定初始发射功率；

6b)根据下式得到功率调整后的时域发射信号：

其中，S_i，R(n)表示功率调整后的时域发射信号，i是用户的标号，R表明该用户为测距用户，n表示时域信号点数，P₀表示2b)中信道估计的子载波平均功率，P_max表示最大允许发射功率，

表示时域信号。

2.根据权利要求1所述的一种TDD-OFDMA系统中测距过程的发端方法，其特征在于，步骤1b)中所述的导频中的训练数据覆盖整个传输带宽。

3.根据权利要求1所述的一种TDD-OFDMA系统中测距过程的发端方法，其特征在于，步骤1b)中所述的估计信道的方法是最小二乘法。

4.根据权利要求1所述的一种TDD-OFDMA系统中测距过程的发端方法，其特征在于，步骤1c)中所述的测距子载波上的信道估计通过线性内插得到。

5.根据权利要求1所述的一种TDD-OFDMA系统中测距过程的发端方法，其特征在于，步骤4a)中所述的限幅处理方法是：

第一步，通过虚警概率与漏检概率的折中得到限幅门限，

第二步，用限幅门限给预均衡测距码限幅。

6.根据权利要求1所述的一种TDD-OFDMA系统中测距过程的发端方法，其特征在于，步骤4a)中所述的限幅处理方法是：

第一步，通过虚警概率与漏检概率的折中得到限幅因子，

第二步，在预均衡测距码的分母加上限幅因子进行限幅。

7.根据权利要求1所述的一种TDD-OFDMA系统中测距过程的发端方法，其特征在于，步骤6a)中的初始发射功率通过步骤2b)中信道估计的子载波平均功率确定，使其倒数与最大允许发射功率作比较，如果小于最大允许发射功率，则以信道估计的子载波平均功率的倒数作为发射功率，否则，则以最大允许发射功率作为发射功率。

8.一种TDD-OFDMA系统中测距过程的发端装置，包括6个模块：下行帧信道估计模块，预均衡模块，码字映射模块，限幅模块，IFFT模块，初始功率控制模块，各模块之间通过信号传输线相连，其中：

所述的下行帧信道估计模块，用于下行信道估计及内插，实现测距子载波上的下行信道估计；

所述的预均衡模块，用于对测距子载波上的信道估计进行处理，实现预均衡信号的生成；

所述的码字映射模块，用于随机选择测距码并映射在测距子载波上，实现测距码的预均衡；

所述的限幅模块，用于削减预均衡信号的过大幅度，实现预均衡信号的限幅处理；

所述的工FFT变换模块，用于对限幅信号做IFFT变换，实现信号从频域到时域的功率无损变换；

所述的初始功率控制模块，用于调整信号时域的发射功率，实现初始功率控制。

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