CN105471802A - 梳状导频ofdm系统接收机 - Google Patents

Abstract

本发明公开一种梳状导频OFDM系统接收机，包括：设置模块，预设迭代循环次数阈值及循环次数计数初值；同步模块，采用短前导码实现粗同步，长前导码实现细同步和频偏估计；估计模块，采用提取的每个数据符号中的导频进行基扩展模型的系数估计之后计算时域相应数据符号的信道估计值；均衡模块，利用接收的频域数据符号和信道估计的结果，进行频域均衡；解调制、解交织与信道解码模块，对均衡后数据进行解调制、解交织以及解码；判断模块，用于判断迭代循环次数是否达到预设的迭代循环次数阈值，如果没有达到就利用解码的数据进行新一轮信道估计；如果达到，则进一步判断迭代循环前后算法是否收敛，若收敛，则完成数据接收过程，否则调整同步位置后，再次进行信道估计。本发明适用于高速移动无线通信系统。

Description

梳状导频OFDM系统接收机

技术领域

本发明涉及通信技术领域，尤其涉及一种高速移动无线信道下的梳状导频OFDM系统接收机。

背景技术

智能交通系统的核心技术之一就是适用于交通领域的短程通信系统，在各种交通专用短程通信系统中，IEEE802.11p标准以其优越的性能得到重视。

IEEE802.11p协议的帧结构，长短前导码都与IEEE802.11a相同。图1为IEEE802.11p采用的帧结构示意图(IEEE802.11p帧结构与IEEE802.11a相同，就是数据符号时间是IEEE802.11a协议规定的2倍)，其中前10个符号(symbol)是短前导码，用于粗同步，而后面两个符号是长前导码，用于信道估计和细频偏估计，GI2是保护时隙。基于IEEE802.11a的无线局域网正交频分复用(OrthogonalFrequencyDivisionMultiplexing，简称OFDM)系统的现有接收机结构如图2所示，这种接收机结构是梳状导频OFDM系统应用最广泛的接收机结构，其导频结构如图3所示。这种接收机包括：同步估计模块10、相位跟踪模块11、均衡模块12和解调制、解交织与信道解码模块13。其中，同步估计模块10，利用短前导码进行粗同步，一般采用Schmidl&Cox方法，利用重复的短前导码进行自相关，实现粗同步，之后将长前导码和后续数据符号变换到频域，采用长前导码进行第一次信道估计和频偏估计，一般采用LS(最小二乘法)准则的信道估计；相位跟踪模块11，利用数据符号中的导频进行相位跟踪，修正信道估计值；均衡模块12采用频域均衡方法，计算发送的数据符号；解调制、解交织与信道解码模块13对均衡模块得到的发送数据，进行解调制，解交织和信道解码，完成整个数据的接收过程。

上述接收机结构，主要适用于室内或者移动速度较慢的情景。但在高速移动的环境下，由于多普勒频移和信道快速时间选择性衰落导致OFDM系统的通信质量大幅度下降，上述接收机结构对于高速移动的双选信道是不适用的。

发明内容

本发明提供一种梳状导频OFDM系统接收机，以使在高速移动环境下也能够适用。

本发明提供的一种梳状导频OFDM系统接收机，包括：

设置模块，用于预设迭代循环次数阈值及循环次数计数初值；

同步模块，用于采用短前导码实现粗同步，长前导码实现细同步和频偏估计；

估计模块，用于同步位置确定之后，采用提取的每个数据符号中的导频进行基扩展模型的系数估计之后计算时域相应数据符号的信道估计值；

均衡模块，用于利用接收的频域数据符号和信道估计的结果，进行频域均衡；

解调制、解交织与信道解码模块，用于对频域均衡后数据进行对应调制模式的解调制，对解调制后的数据符号进行解交织，以及对解交织后的数据进行解码；

判断模块，用于更新循环次数计数，并判断迭代循环次数是否达到预设的迭代循环次数阈值，如果没有达到预设的迭代循环次数阈值就利用解码的数据进行新一轮信道估计；如果达到预设的迭代循环次数阈值，则进一步判断迭代循环前后算法是否收敛，若收敛，则完成数据接收过程，否则调整同步位置后，再次进行信道估计。

在一实施例中，上述接收机中，导频配置是等间隔的，且导频数目为数据符号载波数目的1/8～1/4。

在一实施例中，所述判断模块还用于判断循环次数是否等于预设的循环次数计数初值；上述接收机还包括：

干扰消除模块，用于在判断模块确定循环次数不等于预设的循环次数计数初值时，对每个数据符号中的导频数据进行载波间干扰消除，之后再使估计模块采用基扩展模型的信道估计算法，并计算每个数据符号的信道估计值。

在一实施例中，所述设置模块还用于预设均方差阈值，则所述判断模块确定迭代循环前后算法是否收敛具体是通过判断迭代循环前后两次的数据之间的均方差是否小于预设的均方差阈值。

在一实施例中，估计模块执行的系数估计采用基扩展模型结合LMMSE准则的估计方法。

其中，所述基扩展模型为复指数基函数、多项式基函数或椭球基函数。

本发明通过估计模块根据提取的每个数据符号中的导频进行相应基扩展模型的系数估计之后再计算时域相应数据符号的信道估计值，采用基扩展模型的信道估计算法，充分利用数据符号中的导频，对每个数据符号进行信道估计，这样来对抗快速时间和频率的双选择性衰落，因此信道估计比较准确。

附图说明

为了更清楚地说明本发明实施例或现有技术中的技术方案，下面将对实施例或现有技术描述中所需要使用的附图作一简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图是本发明的一些实施例，对于本领域普通技术人员来讲，在不付出创造性劳动性的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。

图1为IEEE802.11p采用的帧结构示意图；

图2为现有OFDM系统接收机结构示意图；

图3为现有OFDM系统的导频结构示意图；

图4为本发明实施例一提供的一种梳状导频OFDM系统接收机结构示意图；

图5为图4实施例中接收机采用的导频结构示意图；

图6为图4实施例中接收机采用的信道估计方法的流程图；

图7为本发明实施例二提供的一种梳状导频OFDM系统接收机结构示意图；

图8为信道衰落符合分布的不同接收机信道估计的仿真结果示意图；

图9为信道衰落符合分布的不同接收机信道估计的仿真结果示意图。

具体实施方式

为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

为使本发明的技术方案更加清楚，以下结合附图对本发明的实施例进行详细说明。

图4为本发明实施例一提供的一种梳状导频OFDM系统接收机结构示意图，图5为图4实施例中接收机采用的导频结构示意图，图6为图4实施例中接收机采用的信道估计方法的流程图。本实施例中的接收机，包括：设置模块100、同步模块110、估计模块120、均衡模块130、解调制、解交织与信道解码模块140和判断模块150。其中，设置模块100，用于预设迭代循环次数阈值及循环次数计数初值；同步模块110，用于采用短前导码实现粗同步，长前导码实现细同步和频偏估计；估计模块120，用于同步位置确定之后，采用提取的每个数据符号中的导频进行基扩展模型的系数估计之后计算时域相应数据符号的信道估计值；均衡模块130，用于利用接收的频域数据符号和信道估计的结果，进行频域均衡；解调制、解交织与信道解码模块140，用于对频域均衡后数据进行对应调制模式的解调制，对解调制的数据符号进行解交织，以及对解交织后的数据进行解码；判断模块150，用于更新循环次数计数，并判断迭代循环次数是否达到预设的迭代循环次数阈值，如果没有达到预设的迭代循环次数阈值就利用解码的数据进行新一轮信道估计；如果达到预设的迭代循环次数阈值，则进一步判断迭代循环前后算法是否收敛，若收敛，则完成数据接收过程，否则调整同步位置后，再次进行信道估计。

现有技术中，无线OFDM系统接收机结构采用短前导码进行粗同步，长前导码做信道估计和细同步，每个数据包只做一次信道估计，后面的数据符号中的导频只做相位跟踪，对信道估计的结果进行微调。相比之下，本发明实施例中，估计模块120在同步模块110确定同步位置之后，提取的每个数据符号中的导频进行相应基扩展模型的系数估计之后再计算时域相应数据符号的信道估计值，采用基扩展模型的信道估计算法，充分利用数据符号中的导频，对每个数据符号进行信道估计，这样来对抗快速时间和频率的双选择性衰落，因此信道估计比较准确。其中系数估计采用基扩展模型结合线性最小均方差(linearminimummean-squareerror，简称LMMSE)准则下的估计方法，基扩展模型可以为复指数基函数、多项式基函数或椭球基函数。在本实施例中采用的是复指数基函数。

其中，基扩展模型用Q+1个正交基来拟合信道，时域信道冲激响应可以写成公式(1)的形式。

$h(n,l)={\Σ}_{q=0}^Q{h}^B(q,l)B_{n,q}---\left(1\right)$

上式中，B_n，q表示基函数，h^B(q，l)表示基函数的系数。为了获得整个OFDM符号范围内的信道，需要获得所有点的信道冲激响应h(n,l),如果多径的数目为L，OFDM的子载波数为N，则未知量个数是NxL。而采用基扩展模型，如果正交基个数为Q+1，则未知量的个数下降到(Q+1)xL个。因此只要通过合理设计，满足(Q+1)xL≤N，信道矩阵就是可解的。通常Q的取值比较小，比如2，4，而N一般取值较大，比如取值512，1024，因此(Q+1)xL可以远小于N，用基扩展模型可以极大地减小了信道待估计参数的个数。

当同时考虑已知导频和数据载波的情况时，利用LMMSE准则估计，得到的基函数系数矩阵为：

${\hat{h}}_{LMMSE}=W_{LMMSE}{y}_{pilot}---\left(2\right)$

其中，y_pilot为已知导频数据，W_LMMSE＝R_hP^H(PR_hP^H+R_d+R_npilot)^-1,P＝D_pilotS_pilot，D_pilot表示D_q矩阵中由导频(pilot)所在位置提取的矩阵，为已知矩阵，其计算方法如公式(3)所示，

D_q＝FA_qF^H＝Fdiag{B_0，q，B_1，q，…，B_N-1，q}F^H(3)

上式中F为离散傅立叶变换矩阵，其第p行q列的元素为F^H为F的共轭转置，F_L为F的前L列。A_q为对角矩阵：

A_q＝diag{B_0，q，B_1，q，…，B_N-1，q}(4)

其中，B_0，q，B_1，q，…，B_N-1，q由所采用的基函数(复指数基函数、多项式基函数或椭球基函数)决定。

S_pilot的计算如公式(5)所示。

$S_{pilot}=I_{Q+1}\⊗\left(diag\right\{s_{pilot}\left\}{F}_{Lpilot}\right)---\left(5\right)$

其中，表示克罗内克积，I_Q+1表示(Q+1)x(Q+1)的单位阵，diag{s_pilot}中的s_pilot表示发送的导频数据，F_Lpilot为在F_L中根据导频位置提取的矩阵。R_h＝E(hh^H)表示信道基函数系数的协方差矩阵，R_n＝E(nn^H),R_npilot是在R_n中根据导频位置提取的矩阵。D_data是在D_q矩阵中由数据所在位置提取的矩阵。其中S_data的计算公式类似于公式(5)，只是矩阵的提取换成根据数据的载波位置进行。

如图5所示，本实施例中的导频结构不同于现有的图3中的导频结构，其数据符号的每个符号的数据(data)和导频(pilot)载波进行了重新分配，导频为等间隔分布，且数据的载波分布也不同于图3，由于没有插入“0”数据用于载波间干扰的消除，其中导频的数目为16个，有效数据的位置仍为48个，传输效率并没有降低。这种导频结构的提出是针对本发明所提出的接收机结构来设计的。因为本接收机的信道估计不是整个数据包只做一次信道估计，本发明中数据符号中的导频不仅做相位跟踪的，导频的作用是用来完成每个数据符号信道估计的，因此导频的数目增加，与此同时图3中的“0”数据也被用来放置数据和导频，因此数据传输效率并没有降低。虽然数据符号载波分布发生了变化，但是数据载波的数目并没有发生改变，因此发射和接收机中的交织器模块不需要进行改变，降低了改进方案的难度。

在本实施例中，设置模块100还可用于预设均方差阈值，则判断模块150确定迭代循环前后算法是否收敛具体是通过判断迭代循环前后两次的数据之间的均方差是否小于预设的均方差阈值，一般情况下，均方差阈值可以根据实际情况设置，一般设为0.001以下，当前后两次数据之间的均方差小于预设的均方差阈值，就表示算法收敛，可以跳出循环，输出解码后的数据。

本实施例通过估计模块根据提取的每个数据符号中的导频进行相应基扩展模型的系数估计之后再计算时域相应数据符号的信道估计值，采用基扩展模型的信道估计算法，充分利用数据符号中的导频，对每个数据符号进行信道估计，这样来对抗快速时间和频率的双选择性衰落，因此信道估计比较准确。

当信道比较恶劣的时候，需要在信道估计算法中加入载波间干扰消除算法，再完成每个数据符号的信道估计。

图7为本发明实施例二提供的一种梳状导频OFDM系统接收机结构示意图，如图7所示，本实施例的接收机在图5基础上，判断模块150还用于判断循环次数是否等于预设的循环次数计数初值，接收机进一步还包括：干扰消除模块160，用于在判断模块150确定循环次数不等于预设的循环次数计数初值时，对每个数据符号中的导频数据进行载波间干扰(ICI)消除，之后再使估计模块120根据提取的每个数据符号中的导频进行相应基扩展模型的系数估计之后再计算时域相应数据符号的信道估计值。

本实施例在达到上述实施例一的技术效果的基础上，进一步通过干扰消除模块进行ICI消除，进一步提高的信道估计的准确性。

以下以N＝64个子载波的OFDM系统为例进行仿真结果比较说明，工作频段在5.9GHz,信号带宽为10MHz,长短前导码采用IEEE802.11a/p规定的前导码，导频为等间隔的梳状导频，数目为16个。信道采用L＝4径的，每一径的平均功率为其中l＝0,1,2,3,4,或者最大多普勒频移为10KHz。

采用本发明所提出的接收机的信道估计算法，其中信道的基扩展模型是基于复指数基函数扩展建立的，因此由基函数组成的矩阵为B，维数为Nx(Q+1),B的第p行q列的元素B_p，q可以表示为：

图8为信道衰落符合分布的不同接收机信道估计的仿真结果示意图；图9为信道衰落符合分布的不同接收机信道估计的仿真结果示意图；如图8所示，当信道每一径的衰落符合分布的时候，迭代2次后，误比特率就有明显下降，最低可达1.57x10^-3,对比传统的LS方法，误比特率有2～3个数量级的改进；如图9所示，当信道每一径的衰落符合分布的时候，加入载波干扰消除算法的误比特率要低于不加入载波干扰消除算法的情况，迭代2次后，误比特率可达到4.7x10^-3,仿真结果说明当每一径平均功率差别不大的情况下，需要加入载波干扰消除算法，来进一步降低系统的误比特率。

由图8和图9可以看出，本发明的接收机输出的解码数据的误比特率相比现有技术中的采用LS方法的误比特率降低了很多，同时与BEM(基扩展模型BasisExpansionModel)单次执行算法的接收机输出的解码数据误比特率降低了很多，尤其是在信道信噪比(SNR)较高的情况下，误比特率降低更加明显。因此，本接收机的通信质量得到了很大改善。

最后应说明的是：以上实施例仅用以说明本发明的技术方案，而非对其限制；尽管参照前述实施例对本发明进行了详细的说明，本领域的普通技术人员应当理解：其依然可以对前述各实施例所记载的技术方案进行修改，或者对其中部分技术特征进行等同替换；而这些修改或者替换，并不使相应技术方案的本质脱离本发明各实施例技术方案的范围。

Claims (6)

1.一种梳状导频OFDM系统接收机，其特征在于，包括：

设置模块，用于预设迭代循环次数阈值及循环次数计数初值；

同步模块，用于采用短前导码实现粗同步，长前导码实现细同步和频偏估计；

估计模块，用于同步位置确定之后，采用提取的每个数据符号中的导频进行基扩展模型的系数估计之后计算时域相应数据符号的信道估计值；

均衡模块，用于利用接收的频域数据符号和信道估计的结果，进行频域均衡；

解调制、解交织与信道解码模块，用于对频域均衡后数据进行对应调制模式的解调制，对解调制的数据符号进行解交织，以及对解交织后的数据进行解码；

判断模块，用于更新循环次数计数，并判断迭代循环次数是否达到预设的迭代循环次数阈值，如果没有达到预设的迭代循环次数阈值就利用解码的数据进行新一轮信道估计；如果达到预设的迭代循环次数阈值，则进一步判断迭代循环前后算法是否收敛，若收敛，则完成数据接收过程，否则调整同步位置后，再次进行信道估计。

2.根据权利要求1所述的接收机，其特征在于，导频配置是等间隔的，且导频数目为数据符号载波数目的1/8～1/4。

3.根据权利要求1所述的接收机，其特征在于，所述判断模块还用于判断循环次数是否等于预设的循环次数计数初值；

所述接收机还包括：

干扰消除模块，用于在判断模块确定循环次数不等于预设的循环次数计数初值时，对每个数据符号中的导频数据进行载波间干扰消除，之后再使估计模块采用基扩展模型的信道估计算法，并计算每个数据符号的信道估计值。

4.根据权利要求1所述的接收机，其特征在于，所述设置模块还用于预设均方差阈值，则所述判断模块确定迭代循环前后算法是否收敛具体是通过判断迭代循环前后两次的数据之间的均方差是否小于预设的均方差阈值。

5.根据权利要求1～4中任一项所述的接收机，其特征在于，所述估计模块执行的系数估计采用基扩展模型结合LMMSE准则的估计方法。

6.根据权利要求5所述的接收机，其特征在于，所述基扩展模型为复指数基函数、多项式基函数或椭球基函数。