TWI392299B - 無線接收器及用於調幅抑制及直流偏移移除之方法 - Google Patents

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Description

無線接收器及用於調幅抑制及直流偏移移除之方法
本發明大致有關於信號處理，且尤其有關於一種系統及方法用以恢復通信系統的接收器中的基帶信號。
設計出具小型因子且可以低成本製造的無線收發器，極期望能在現代無線通信系統中使用，這在行動系統中尤其為真，惟，因為行動標準在靈敏度及選擇度上具有嚴格的性能要求，所以很難設計出一種全整合式無線收發器。
直接轉換無線收發器架構視為取代廣泛使用的超外差架構的理想解決方案，因為在接收器中需要同時符合靈敏度及選擇度的要求，所以與發射器端相比，接收器端的設計難度更高。
圖1顯示一習知超外差無線接收器架構，而圖2一習知直接轉換無線接收器架構。
這些架構之間的差異是超外差架構在某一特定IF(中頻)執行頻道選擇及放大，雖然一般藉由陶瓷濾波器或SAW濾波器可形成至少一外部頻道選擇濾波器，但是在至少以下各方面，在IF執行頻道選擇是較佳的。
首先因為簡單的交流(AC)耦合能拒絕DC(直流)偏移的產生且能快速的處理，所以DC偏移不是問題，而且因為在與DC相差很遠的IF頻率中執行放大，所以能夠使習知直接轉換無線接收器中發生的1/f雜訊問題減到極小，接著，藉由近乎理想的被動濾波器可大致過濾強的阻止器及相鄰的頻 道信號，因此可減少關於線性的問題。
直接轉換無線接收器架構應該解決及指出上述的習知問題，與超外差接收器不同的是，在直接轉換接收器中的DC偏移是一個問題，因此應該使用足夠的DC偏移移除電路，雖然此一DC偏移移除電路有效，但是在實際應用上有許多缺點。
第一，與期望的信號帶寬相比，DC偏移取消迴路的截止頻率應該夠小以減少符號間的干擾效應，通常將DC偏移取消迴路的截止頻率設定為頻道帶寬的1/1000，雖然已提議一些方法可產生具小晶粒大小的DC伺服迴路，但是在極小頻道帶寬的此例中(如同GSM及PDC通信網路中使用的)，電路參數的設計並不實際。
在GSM標準中，頻道間距是200KHz而在PDC中只有25KHz，更惡劣的是GSM標準中使用的GMSK信號於降頻到DC時具有多數的DC信號能量，因此在GSM應用中更難取消DC偏移，DC偏移取消迴路能拒絕靜態DC偏移，但是當動態DC偏移產生時會發現長的暫態，處理時間與截止頻率成反比，因而對一些應用這是無法接受的。
尤其是為了滿足GSM的所有需求，無線接收器應該設計成通過單調阻止測試及AM抑制測試，雖然在單調阻止器中的信號功率較大，內建DC偏移移除電路可容易的濾除DC偏移，其由強烈阻止器信號的第二階扭曲產生，因為假設阻止信號是連續的正弦波信號，惟在AM抑制測試中，強烈的阻止信號到達封包中間因而由此阻止器產生的DC偏移 不能如此快速的濾除，反而需要長時間處理。
而且在GSM應用中，由於封包式信號傳送所以常使用一次一DC偏移取消，在此例，若在數位基帶數據機中未正確的將DC偏移濾波，則它會劣化在基帶輸出的信雜比，數據機GMSK解調器於數位信號處理前設置有高性能的類比數位轉換器，雖然使用具有高動態範圍的類比數位轉換器及在DSP中使用額外的DC偏移校正方法可解決此問題，但是這使得類比數位轉換器的設計變的更困難而且DC偏移不該超過類比數位轉換器的動態範圍。
已提議一種方法以解決DC偏移問題及AM抑制，該方法使用具有高動態範圍的類比數位轉換器及採用可在數位信號處理器中執行的DC偏移取消演譯法，在此例，DC偏移量應該夠小而不超過類比數位轉換器的全動態範圍。通常在基帶數據機(不是在接收器的類比部分)中執行多數的頻道選擇及增益控制，而設計挑戰在於高性能類比數位轉換器的設計。
已提議另一種方法以解決DC偏移問題或第二階扭曲，該方法使用極低的IF架構而不是直接轉換架構，在極低IF架構中，因第二階扭曲產生的DC偏移在信號帶外，因而藉由數位濾波可容易的移除，指示第二階扭曲量的IIP2需求可藉由在低IF接收器中的濾波量而放鬆，惟，數位濾波在類比數位轉換器中也需要許多位元，因而不為高電流消耗所接受，因此數位低IF無線接收器架構的使用僅限於一些應用如GSM。
上述說明僅供額外或替代細節的適當教導，特徵及/或技術背景的參考。
本發明的目的是至少解決上述問題及缺點，及至少提供以下所述的優點。
本發明是一種接收器，包括一基帶信號恢復電路，其使用一低IF架構用於資料接收，基帶信號恢復電路使用一全類比實作用於頻道選擇及濾波，因此，加在類比數位轉換器設計上之雜務操作大幅鬆綁，且僅稍作修改多數硬體即可再使用於多模應用。本發明適用於需要高度整合無線接收器架構的應用。
由以下詳細說明可知本發明的額外優點，目的及特徵，而一般熟習該技術者於閱種種該詳細說明或是由本發明的實施中也可知本發明的額外優點，目的及特徵，由後附申請專利範圍可達成及得到本發明的目的及優點。
圖3顯示根據本發明典型實例的基帶信號恢復電路，本發明不使用習知的直接轉換無線架構，而是使用低IF架構用於資料接收，惟與其它習知系統不同的是，本發明的至少一實例使用一全類比實作用於頻道選擇及濾波，因此，加在類比數位轉換器設計上的雜務操作大幅鬆綁，且僅稍作修改多數硬體即可再使用於多模應用。
在圖3，RF前端混波器使用正交混波器(包括混波器2及3)將來自LNA1的RF信號轉成個別中頻I及Q，正交混波器在 I/Q信號中該具有良好匹配的相位及增益以便足以拒斥影像，藉由GSM標準中的弱相鄰頻道信號功率，而所現的影像拒斥量約為40dB。
在第一降頻級之後，可使用一額外增益級及濾波級以部分拒斥強的帶外信號及阻止雜訊擴散到以下級。
第二降頻混波器4將低IF信號轉成基帶信號，執行此第二降頻後，也可使用一額外增益級以阻止雜訊輸入以下級，來自第二階扭曲的剩餘DC偏移信號或感應動態DC偏移經由第二混波器而作頻率轉移，而該頻率與第二LO信號的頻率相同。
第二降頻後，在與第二LO信號頻率相同的頻率出現具深凹的凹濾波器5，以抑制此不良信號，雖然使用低通濾波器以拒斥該不良信號，但凹濾波器更適於移除因靜態或動態DC偏移而產生的單調信號，可由橢圓濾波器及/或chebyschef-II(材比雪二型濾波器，其在某一期望頻率是0)來實作凹濾波器，與DC伺服迴路不同的是，該偏移取消電路的響應時間極快，因為不在DC時，DC偏移會轉成高頻，因此因DC偏移而引起的不良效應在其絕對值及校正時間上都大幅鬆綁，以影像拒斥及AM抑制能力而言，第二LO頻率的設計在本發明中是重要的，當使用低IF架構時，可避免部分信號從帶內阻止信號漏入期望的帶中，這是由於第一LO信號及第一LO混波器(圖3的2，3)中的增益及相位不平衡。
如當第二LO信號在GSM應用中是100KHz時，期望信號將 在100KHz附近，與期望信號相差400KHz的帶內阻止信號(較小)在300KHz具有某一影像成分，由於在該頻率的帶內阻止信號的大小大於期望信號40dB以上，所以來自第一混波器的影像拒斥該比36dB多以得到期望的SNR，當第二LO信號移到高頻時，因為高的阻止信號位準使得影像拒斥的要求變的更嚴格，因此期望將第二LO頻率變的儘可能的低以放鬆對於第一混波器的影像要求，惟，凹濾波器的暫態響應是依凹的位置而定，而處理時間與頻率成反比。在GSM應用中因強阻止信號而產生的DC偏移以第二混波器(圖3的4)作頻率轉移，因而成為載波洩漏，載波洩漏與DC偏移量成正比，而頻率與第二LO信號相同，該快速的移除該載波洩漏以避免在基帶數據機的解調過程中產生位元錯誤，由於位元錯誤發生在藉由凹濾波器而移除DC偏移的長暫態時間，所以凹的位置該儘可能的高，當考慮影像拒斥及暫態響應時，決定的第二LO頻率一般接近100KHz。
圖4的圖形顯示一橢圓濾波器的轉移功能的例子，該濾波器在期望位置是0，在圖4，凹導因於濾波器轉移功能中的0，濾波器轉移功能中的0表示特別信號頻率的增益，因而可充分的抑制，當考慮GSM接收器的特例時，第二階扭曲的需求是以下方式計算出。
考慮以下例子：輸入阻止信號在與期望信號頻率偏移6MHz處具有-31dBm的功率，而期望信號具有-99dBm，其高於靈敏位準3dB，為了維持SNR的9dB，在LNA輸入的IIP2該大於 2x(-31)-(-99)+9=46dBm　　　(1)
假設LNA的增益是15dB，第一降頻混波器該具有比61dBm高的IIP2性能，此值不是習知使用的其它電路設計技術可達成的，惟在本發明較佳實例的二步驟降頻架構中，假設凹濾波器可以在0位置抑制信號達30dB，所以能將IIP2性能作等量的放鬆，而混波器的IIP2的最後要求約為16dBm，這是可達成的。
圖5顯示各個不同典型操作波形，其在接收器的各不同級中產生，而接收器是根據本發明典型實例而製造。在圖中，當強的阻止信號到達LNA1的輸入時，尤其是在第一降頻混波器中產生部分DC偏移，雖然第一降頻混波器後的低通濾波器抑制此阻止信號，但是由於第二階扭曲而產生DC偏移，IF信號大於信號帶寬，所以DC偏移本身在期望信號外。
第二降頻後，期望信號在DC附近而DC偏移在第二LO頻率成為單調信號，凹濾波器抑制此單調信號至可忽略或可接受的程度，而且在第二降頻後，額外的增益級及濾波級拒斥剩餘的干擾以提供期望信號及符合類比數位轉換器的信號強度。
在執行本發明的典型實例中，第二LO信號最好設計成具頻譜純度以達成可接受的信雜比(SNR)，該充分的抑制第二LO信號的諧波，以便不因諧波混合或假混合而產生嚴重的干擾問題。而且LO信號的頻率最好與第一LO信號的頻率相同。
根據本發明的典型實例，可使用相鎖迴路(PLL)電路而產 生LO信號，惟第二LO信號的頻率在一些情況會太低，而且當存在此情況時，使用PLL以產生第二LO是極無效的。
因此根據本發明的另一典型實例，本發明以下列二種方式之一來產生第二區域振盪(LO)頻率，第一種方式是使用直接數位頻率合成器(DDFS)以產生第二LO信號，適用於本發明的DDFS技術例子揭示在網站www.analog.com。
圖6顯示可實作DDFS技術的電路的一般方塊圖，在圖中，由參考時脈輸入而定ROM表及DAC的時脈，而電路產生純的單調用於第二LO信號，依ROM大小及DAC位元而定，此例的頻譜純度小於-90dBc，在圖6，正弦查詢表含有用於整數個周期的正弦資料，熟習該技術者可了解在不違反本發明的精神及範圍下可以在查詢表中使用其它超越函數資料。
第二種方式是使用具後濾波的分割參考時脈輸入以拒斥諧波信號，圖7顯示一典型電路其根據本方式而產生一LO頻率信號，如在GSM應用中執行時，整個系統使用來自外部晶體振盪器的13MHz或26MHz作為參考時脈信號源，當除以100或200時，第二LO信號成為130KHz，除4電路提供剛好的正交信號用於第二混波器中的單側降頻，時脈信號的多個諧波可藉由最後分割級後的額外濾波信號而移除。
本發明至少在以下方面比習知系統佳，本發明的無線接收器架構使用類比電路技術以移除因強阻止信號而產生的靜態DC偏移及動態DC偏移。藉由使用影像拒斥結構及在極低頻率操作的第二混波器，可大幅鬆綁IIP2的系統需求， 而且，因阻止信號位準中的任何不匹配或突然變化而產生的任何DC偏移，可極快的移除，因為由於頻率轉移而將DC偏移轉成高頻信號。
移除DC偏移所需的暫態響應也是快速的，因為其它習知DC偏移取消迴路中需要的小時間常數不再需要。藉由使用無線接收器的類比實作以抑制DC偏移，則本無線接收器架構也適用於多數無線應用(含GSM應用)的全整合式無線收發器。
在本發明的另一典型實例中，無線接收方法包括使用第一前端降頻混波器，以便將來自第一低雜訊放大器(LNA)的RF信號降頻成個別的中頻I及Q信號。
在本發明的另一典型實例中，無線接收方法包括使用一降頻操作以得到期望信號，其在DC附近而且DC偏移在複數個區域振盪(LO)頻率之一成為單調信號。
熟習該技術者可由上述說明中了解本發明的其它改良及變化，因此雖然已特別說明本發明的某些實例，可了解的是可以在不違反本發明的精神及範圍下作各種改良。
上述實例及優點只是範例，不該解釋為限制本發明，本發明的說明只是敘述性質，不是限制申請專利的範圍，熟習該技術者可以作許多替換，改良及變化，在申請專利範圍中，裝置加上功能字句意欲包括執行上述功能的本發明結構，而且不僅是結構同等而且是同等結構。
1‧‧‧低雜訊放大器LNA
2，3‧‧‧混波器
4‧‧‧第二降頻器
5‧‧‧凹濾波器
以上已參考附圖而詳細說明本發明，其中相同數字表示 相同元件，其中：圖1的方塊圖顯示一習知超外差無線接收器；圖2的方塊圖顯示一習知直接轉換無線接收器；圖3的方塊圖顯示根據本發明典型實例的無線接收器；圖4的圖形顯示根據本發明典型實例的橢圓濾波器的轉移功能；圖5的圖形顯示根據本發明典型實例的無線接收器在各不同級產生的波形；圖6的方塊圖顯示一DDFS電路以產生振盪信號，其對應本發明的第二區域振盪(LO)信號；及圖7的方塊圖顯示另一電路以產生振盪信號，其對應本發明的第二區域振盪(LO)信號。
1‧‧‧低雜訊放大器(LNA)
2，3‧‧‧混波器
4‧‧‧第二降頻器
5‧‧‧凹濾波器

Claims (21)

  1. 一種無線接收器，包括：一第一前端降頻混波器，俾將來自一第一低雜訊放大器(LNA)之RF信號降頻成個別中頻(intermediate frequency)I及Q信號，其中該第一前端降頻混波器具有複數個正交混波器(quadrature mixer)與複數個低通濾波器(low pass filter)；一第二降頻混波器與該第一前端降頻混波器連接，該第二降頻混波器將該中頻I及Q信號轉換成一基帶信號(base-band signal)；以及複數凹濾波器，係與該第二降頻混波器連接，該等凹濾波器係供移除一單調信號(single-tone signal)，其中該單調信號係由該第二降頻混波器與一載波洩漏因靜態或動態DC偏移所產生。
  2. 如申請專利範圍第1項之無線接收器，其中藉由該等正交混波器與該等低通濾波器匹配相位及增益，以形成一影像拒斥量。
  3. 如申請專利範圍第2項之無線接收器，其中該影像拒斥量約為40dB。
  4. 如申請專利範圍第1項之無線接收器，更包含一增益級及一濾波級，該增益級與該濾波級係連接該等凹濾波器，且該增益級與該濾波級用以部分拒斥離帶信號，及阻止雜訊擴散至一次一級。
  5. 如申請專利範圍第1項之無線接收器，其中該第二降頻混波器轉移頻域中之靜態或動態DC偏移，因而產生該載波洩漏，而該載波洩漏位於一第二LO頻率之相同頻率。
  6. 如申請專利範圍第1項之無線接收器，其中該第二降頻混波器 更包含使用一增益級以阻止雜訊輸入一次一級。
  7. 如申請專利範圍第1項之無線接收器，其中每一該等凹濾波器包括一橢圓濾波器及一材比雪二型濾波器中至少一者。
  8. 如申請專利範圍第1項之無線接收器，其中使用一相鎖迴路(PLL)電路而產生複數個區域振盪(LO)信號，其包括至少一第一LO信號及一第二LO信號，其中該第一LO信號係提供至該第一前端降頻混波器，以及該第二LO信號係提供至該第二降頻混波器。
  9. 如申請專利範圍第8項之無線接收器，其中該第一LO信號的頻率與該第二LO信號的頻率相同。
  10. 如申請專利範圍第8項之無線接收器，其中使用一直接數位頻率合成器(DDFS)而產生該第二LO信號。
  11. 如申請專利範圍第8項之無線接收器，其中使用具濾波之分割參考時脈輸入而產生該第二LO信號以拒斥諧波信號。
  12. 一種無線接收方法，包括：使用一第一前端降頻混波器，俾將來自一第一低雜訊放大器(LNA)之RF信號降頻成個別中頻(intermediate frequency)I及Q信號，其中該第一前端降頻混波器具有複數個混波器正交混波器(quadrature mixer)與複數個低通濾波器(low pass filter)；藉由第二降頻混波器將該中頻I及Q信號轉換成基帶信號(base-band signal)；以及透過複數凹濾波器移除該二降頻混波器與一載波洩漏因靜態或動態DC偏移而產生的單調信號(single-tone signal)。
  13. 如申請專利範圍第12項之無線接收方法，其中使用一增益級 及一濾波級以部分拒斥離帶信號，及阻止雜訊擴散至一次一級。
  14. 如申請專利範圍第12項之無線接收方法，其中使用一增益級以阻止雜訊輸入一次一級。
  15. 如申請專利範圍第12項之無線接收方法，其中使用一低IF架構以接收資料。
  16. 如申請專利範圍第12項之無線接收方法，更包括使用一降頻操作以得到一期望信號，其居中在DC而其中DC偏移在一第二LO頻率成為一載波洩漏信號。
  17. 如申請專利範圍第12項之無線接收方法，其中使用該等凹濾波器之其一者以抑制載波洩漏至一可接受位準。
  18. 如申請專利範圍第12項之無線接收方法，其中一第二LO信號之諧波設計成具一頻譜純度以達成一可接受信雜比(SNR)，其中該第二LO信號係提供至該第二降頻混波器。
  19. 如申請專利範圍第18項之無線接收方法，其中一第一LO信號及該第二LO信號之頻率和與來自天線之期望RF信號頻率相同，其中該第一LO信號係提供至該第一前端降頻混波器。
  20. 如申請專利範圍第19項之無線接收方法，其中該第一LO信號頻率與該第二LO信號頻率相同。
  21. 如申請專利範圍第19項之無線接收方法，其中該第一LO信號係極高頻，接近來自天線之進入載波信號，而該第二LO信號接近DC，且整體接收器架構成為一低IF架構。
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