TWI382658B - 因基板及換能器不對稱之共振器的補償 - Google Patents

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Description

因基板及換能器不對稱之共振器的補償
本發明涉及一種感測器，更具體地說，涉及一種分散聲感技術(dispersive acoustic sensing technology)。
在現有技術中聲波裝置被廣泛地用作基準頻率諧振器(frequency reference resonator)、延遲線和感測器。最早的聲波裝置結構是平行板諧振器，該平行板諧振器由壓電材料的板構成，該板具有基本平的且平行的拋光表面，其中一個拋光表面或者兩個拋光表面支撐一個或多個電導電極。當電壓信號作用在電極之間時，應力場導致晶體的彈性形變(應變場)。晶體的形變改變晶體內的電荷分佈，並存在淨電荷流(電流)。當鏡面拋光晶體表面相隔多個半波長時便出現諧振，該間隔的距離根據電極和表面輪廓的效果而修改。
更先進的一種聲波裝置利用表面聲波、表面橫波或聲板模式(acoustic plate mode)，統稱為表面發聲聲波(surface generated acoustic wave，SGAW)裝置。該術語由John Vetelino定義的(例如，參見Theory,design and operation of surface generated acoustic wave sensors,Vetelino et al,Microwave Symposium Digest,1994.,IEEE MTT－S International,23－27 May 1994 Page(s)：505－508 vol.1)，是指在壓電表面上產生、檢測並與該壓電表面相互作用的任何聲波。其包括SAW(SH 和瑞利(Rayleigh))、漏聲SAW、洛夫波、蘭姆波、聲板波、淺體聲波、掠面體波及其類似物。簡言之，非限制性地舉例而言，這些裝置包括壓電材料(例如石英)基體或者設置在非壓電材料基體上的壓電材料(例如氧化鋅)薄膜。該基體具有至少一個高度拋光的有效壓電表面區域。該表面上形成有輸入換能器和可選的輸出換能器，用於在該基體內將輸入電能轉化為聲能，並將聲能再轉化為電輸出信號。輸入換能器和輸出換能器通常包括叉指式換能器，每個叉指式換能器包括多個叉指式電極指，該電極指分別與輸入信號和輸出測量裝置電連接。這種換能器公知為IDT(interdigital transducer，叉指式換能器)，通常通過在有效區域上沉積所需形狀的導電材料(例如鋁或金)薄膜而形成或者通過對絕緣介質或半導體介質進行化學修飾而形成。將電勢連接到輸入換能器，在壓電基體上產生機械應力和應變。產生的聲波沿著基體表面傳播到可選的輸出換能器或者反射回所述輸入換能器，從而該聲波轉化為輸出電信號。該波可以沿著晶體表面傳播(表面模式)或者在晶體結構體內傳播(波導模式)。
設計聲波裝置時，必須考慮電極的大小、數量、質量、形狀和連接方式，因為這些參數顯著地影響裝置的性能。電極設計的效果為本領域所公知，連續特性，特別是有關金屬類型和厚度的特性，在文獻中進行了很好的論述。簡言之，聲波在包括非機械顯著性電極的短路換能器下傳播的情況下，電極結構是非機械顯著性的，並且由於在換能器區域的外部與標稱表面條件的週期性擾動，因此與反向 傳播的波沒有顯著的反射耦合。
與上述非機械顯著性電極結構相反的是本質上機械顯著性電極結構，意味著這種將產生並增強這種反射耦合(reflective coupling)。通常而言，機械顯著性電極用於反射或包含聲能。諧振器中需要設置機械顯著性電極，設置一個或多個機械顯著性電極可以用於執行聲波裝置的反射件。
本發明具體地涉及基於SGAW的聲波諧振器。諧振器結構最常用的SGAW是表面聲波(SAW)和表面橫波(STW)；然而，可以採用任何SGAW，並且應該理解為此處考慮了任何SGAW。
諧振器基本上需要反射係數為Γi的兩個外部反射元件，該兩個外部反射件被透射係數為Tij的透射件(transmission element)分隔。透射條件T12定義了反射件2入射的信號在反射件1處的大小和相位移動。該普遍結構的諧振頻率是下式的零位：1－Γ1 T 12 T 21 Γ2
並且要求在實頻率軸上零位元的Γi和Tij的大小一致(無損)。實際的諧振器具有有限的損失，零位位於具有阻尼項的複平面內。使得該損失最小化，從而使得聲音共鳴的質量因素(Q)最小化，是設計者首先考慮的。
聲波諧振器通常為由透射件分隔的兩個反射元件，該透射件設置為，在所需的頻率(即所謂的諧振頻率)處，兩個反射係數的相位與干涉的透射件的雙透射相位的和為多 個2π。該相位情況在數學上表明，該結構內的連續回聲為同相，產生儲存能量的駐波。應用到拋光晶體的鏡面上時，該情況產生了公知的半波長厚度的體波諧振器。這種對諧振器的過分簡單化的觀點忽略了通過SGAW情況中的電路對儲存聲能進行注入和採樣的步驟。
體波諧振器的拋光鏡面在SGAW裝置中是不實用的，採用反射元件的贗週期陣列(pseudo－periodic array)來代替。此處的主體與過去實施反射元件的各種方法無關；然而，兩種最普遍的方法是蝕刻槽和金屬條帶。也已經顯示了點陣列(蝕刻的或金屬的)。
在需要具體定義的情況下，“反射元件”是指單個特徵(蝕刻槽或金屬條帶等)，“反射件陣列”或者“反射件”或者“光柵”是指所述反射元件的整體。目前為止最普遍的實現方法是週期性的反射件陣列，該陣列具有幾百個單獨的反射元件，其週期通常是所需的聲波波長的一半。最常用的反射元件是金屬條帶，該金屬條帶的寬度為聲波波長的四分之一，厚度為聲波波長的1.5%左右。這些細節內容通過示例的方式提供，本領域提供了更薄或更厚的金屬、更淺或更深的槽和更寬或更窄的特徵的很多實施例。雖然最常用的設置採用均勻的週期反射，但是本領域的技術人員會認識到，通過稍微調節該週期可以達到有關旁瓣抑制和體波散射減少的優勢。因此，反射件陣列應該包括反射元件的贗週期陣列。應該注意到，對於調節的週期的結構，具有理想週期結構的標稱恒定的週期，該種週期將提供所需頻率附近的相同性能。該標稱週期是加權平均週 期，並且應該認為是描述該結構的“週期”。
反射元件和反射件陣列的重要特性在於，它們從傳播的聲波移除能量，並將該能量散射回以相反方向傳播的相同頻率的聲波中。非對稱性的一個公知的效果在於，相位速度向量的方向和能量速度向量的方向不一致。這些向量之間的角度稱為能流角(power flow angle)，長時間以來都認為，由於能量將沿著能量速度向量流動，因此陣列的中線應該通常遵循該能量速度向量。相反，各個元件本質上保持與相位速度向量垂直，從而在電極或反射件上聲波相位是恒定的。能流角的存在要求進一步闡明，反射的信號具有沿著入射能量速度向量(陣列的中線)反射回的能量，而且在所述中線與相關聯的相位速度之間具有相等且相反的角度。該能流角的方案在Cho和William的“Numerical Analysis of Doubly Rotated Cut SAW Devices”的圖13和圖14中(Cho and Williams’ figures 13 and 14 in "Numerical Analysis of Doubly Rotated Cut SAW Devices",Williams and Cho,1979 IEEE Ultrasonics Symposium)進行了說明。長期以來都認為，這種能流角補償能夠應用於諧振器和阻抗元件以及延遲線。本領域的技術人員將認識到，還可以使電極傾斜，保持能量速度向量“水平”，或者使電極垂直地搖晃，使得能量速度向量傾斜。
基體非對稱性的更重要的特性在於，聲能的峰值從電能的峰值偏移，導致在具有機械限制性電極的IDT中的換能中心和反射中心之間的所謂的相位移動。在最少的情況 下，該非對稱性導致寄生模式增加，在最差的情況下，導致對諧振器的駐波的壓電耦合嚴重減少。本發明的目的是解決此問題。其餘的背景材料解釋諧振器結構以及非對稱性如何影響諧振器的特性。
大量週期性間隔的反射元件的集總效應(aggregate effect)是防止聲波以一定頻率不受阻礙地傳播通過陣列，為此該聲波的波長幾乎等於該陣列的週期的兩倍。在此所謂的布拉格頻率(Bragg frequency)處，從陣列中的每個元件的反射是彼此相干的，聲波被完全反射(存在不需要的耗散損失)。由於彼此的入射波和反射波的相互作用，在同步頻率或布拉格頻率附近的頻率帶中保持同步性。帶寬由各個元件的反射耦合的強度決定，並稱為衰減帶(stopband)。
理想地，電極陣列的從X＝0開始且無限連續的反射係數在該衰減帶中一致，並且在該衰減帶外部快速地下降到零。對於有限數量的元件，在衰減帶內的反射不是一致的，過渡區域是有限的且具有許多旁瓣(sidelobes)。
反射的相位取決於參考平面。此處假設參考平面位於離第一元件的中心λ/4，且該陣列包括λ/4金屬條帶。該參考平面的選擇使得反射陣列呈現為面對對稱基體方向從其右側和左側具有相同的反射相位，從而換能中心位於高度對稱的點上(間隙的中心或者電極的中心)。在此情況下，如圖1的現有技術所示，在布拉格頻率處具有(主要聲波部分的)反射相位的奇數個90°(π/2弧度)。該模型中的 固有的較小的數值誤差和非理想特性使得布拉格頻率稍微下降到簡單估計FB＝V/2P之下，其中V為速度，P為週期。衰減帶內的兩個其他頻率看起來也呈現了奇數個90°，一個位於衰減帶下邊緣附近，一個位於衰減帶上邊緣附近。
要獲得聲部諧振和布拉格頻率處的駐波，干涉透射介質的需要間距為(N＋0.25)P，其中P是同步頻率處聲部的波長。沒有換能器的簡單情況如現有技術的圖2所示。同步頻率(~500 MHz)處的相關諧振伴隨有寄生諧振(spurious resonance)(~499 MHz和~501 MHz)，可能位於與反射件旁瓣一致的其他正交點附近。這種寄生諧振的準確位置取決於其他因素中的N。
增加間距會將往返透射相位從－180°變成更負的數，從而需要更少負的的反射相位。這會導致更低的諧振頻率，還減少更長透射介質的相位增長。透射介質變短會具有相反的效果。本領域的技術人員可以類比這種結構，並分析該諧振條件的控制方程的非線性系統的相互作用。
透射件的傳播損失和從有限反射件陣列的反射損失決定了諧振器在其未載入狀態下的質量。該未載入的質量因數QU的數學定義為所述駐波的諧振器存儲的能量除以每週期損失的能量。高質量的諧振需要非常低的反射損失和非常低的透射損失。
聲波諧振器只有能夠通過電路交換能量時，該聲波諧振器才實用，需要透射件或者一個或兩個反射件也設置換能器裝置。所述電路呈現的電負載代表使有效質量因數降低 的聲波存儲能量的損失機制。所謂的載入質量因數QL取決於載入阻抗，並且對於除了開路和短路情況之外的所有情況下，都低於QU。
換能器裝置包括至少一個具有叉指式電極的所謂的單元的集合。在最簡單的情況下，每個單元是相同的，而且在換能器週期處是週期性的，具有單個正電極和單個負電極。然而，本領域中公知有多種換能器單元，該換能器單元的長度等於週期以及該週期的諧波和次諧波。還有由具有不同長度且與平均週期整體設置的單元構成的換能器。每個單元具有物理中心、反射中心和換能中心。單元內的換能中心和反射中心的相對位置通過單元設計和基體特性的組合而相互關聯。
在對稱定向中，具有對稱或非對稱的單元在換能和反射之間的相對相位等於多個四分之一週期(90°)。由於換能中心移動四分之一週期可以通過假設的反射係數的極性來實現，因此任何多個四分之一波長可以認為是換能中心和反射中心的對稱設置。有意的非對稱單元或者壓電介質的非對稱定向上的對稱單元出現的非對稱改變了得到的聲波裝置的設計要求和電性能。本發明討論對因具有這種非對稱單元而導致的裝置性能進行補償的方法，其中將換能中心和反射中心從高度對稱情況偏移，此處表明為換能中心與反射中心之間的不對稱性。
最早的SAW裝置尋求將有限衝擊回應(FIR)濾波器理論應用到包括輸入換能器和輸出換能器的間斷延遲線結 構。該結構努力避免反射並朝使用非機械顯著性電極結構的方向教導。發現延遲線和有限衝擊回應濾波器需要電失配，從而抑制不需要的時間域回聲。尋求裝置來克服該電無效，並且為了窄帶應用，開發了諧振式濾波器。
因此，例如在美國專利No.3,716,809中，最早的SAW諧振器是通過將機械限制性電極陣列作為反射件陣列設置在這種無反射IDT中來實現，這並不奇怪。美國專利No.3,961,293發現，由於反射件之間的透射件的聲波長度較長，因此得到的裝置具有多個諧振頻率。
Shreve的美國專利No.4,144,507通過將換能裝置直接結合到反射件中克服了該寄生模式問題。Wright的美國專利No.4,616,197通過選擇性的設置換能器空值來解決最限制的其餘寄生模式。這種間斷認為是導致能量散射到基體的體內，並且通常認為是不需要的。
現有技術圖3說明瞭普通的單埠諧振器，其中叉指式換能器301位於反射器陣列302和303之間。通常，還可以有有限相位移動區域304和305。還通常而言，IDT(P1)的週期不必要等於兩個反射器的相等週期(P2＝P3)；然而，在諧振頻率處或附近，所有週期幾乎相等，並且等於聲波波長的一半。
現有技術圖4A顯示了以下情況，其中透射件僅僅是沒有相位跳躍的叉指式換能器。在該結構的同步(布拉格)頻率FB處，換能器的聲波相位移動等於多個2π，然而，如果像現有技術中通常的P1＝P2＝P3，則在該頻率處， 每個端部反射器的反射率為π/2。如果週期都相等，則現有技術中圖4A中的結構不能滿足在該中心頻率處的諧振調節。如果檢查光柵的頻率依賴性，便會發現在稱為衰減帶的頻率帶內反射率大小基本不變。這些是向前和向後傳播的波相互反射耦合的頻率，該帶的寬度由光柵結構的每個波長的反射率來決定。在衰減帶頻率邊緣之間FB(1±/2π)，通常具有至少從－π到π的反射相位範圍。當現有技術圖4A中所示的整個結構的週期不變時，該結構通常呈現更接近衰減帶邊緣的回應。
Avramov(I.D.Avramov,“High Q metal strip SSBW resonators using a SAW design”,IEEE Trans.UFFC.,vol.37,pp.530－534,1990)已經使用該結構來使得在STW諧振器中捕獲的分散能量最大化。這種頻率控制應用的方法的一個缺點在於製造產量。該裝置的諧振頻率取決於FB和。這兩個參數都隨著金屬厚度和線與空間的比率而變化。諧振頻率與FB偏離得越遠，可變性越差。
在諧振器製造的早期，光刻工藝已接近其極限，必須使諧振器在FB處工作，以在成本敏感且大量的應用中使得產量最大化，如“Coupling－Of－Modes Analysis Of Saw Devices”,V.Plessky,International Journal of High Speed Electronics and Systems中所討論的。為了實現此目的並保持同步結構(在該結構中，每個元件內的局部週期是恒定的，而不是在一個或多個離散的階段中，並且IDT的反射率與至少一個鄰近反射件的反射率同相)，必須插入額外的π/2透射相位，需要超過P/4透射線路。所需 的相位可以通過在相位移動區域304和305中實現或者通過兩種的結合。如果現有技術圖3的IDT301選擇為無反射，則僅與移相器304和305的相對長度相關的是反射件之間的駐波與IDT的換能中心同步。在IDT是反射的情況下，存在IDT的反射率與實際反射件的二級相互作用；然而，主要限制仍然是使電效率最大化。
現有技術圖4B中的IDT 401設置為與左側反射件402同步。左側相位移動404為零，右側相位移動405為π/2。該額外的相位移動定義了空腔特徵，與該空腔具有距離的波被捕獲到該空腔，而且儲存的能量減少。應該注意的是，正弦信號意味著傳送聲波的相關聯的電勢。從而應該注意到，在諧振頻率FB處，換能器不再與儲存的能具有理想相位關係，使得電性能降低。此外，在低於所需諧振的頻率處存在增加的電效率，導致低於所需頻率的寄生諧振。最後，在駐波位於離換能器的最佳取樣位置正好π/2的位置時，在稍高於諧振的頻率處存在空值。除了以上建立的諧振條件之外，有利的是，換能器位元於透射元件中的方式使得換能器的換能中心對準或多或少地與諧振器中儲存的駐波的峰值同步。
現有技術圖4C顯示了兩埠諧振器，其中每個IDT與鄰近的反射件同步。將換能器相互連接得到美國專利No.4616197的複合換能器。使用有效長度為(M＋0.25)的短的頻率偏移的光柵來減輕有限間隙的體波散射是本領域公知的。這種所謂的打嗝式(hiccup)換能器將空腔置於換能器的中部。這由於各個電極的耦合峰值的陣列因數而增加 了第二空值，並允許諧振處於布拉格頻率處。由R F Monolithics在20世紀80年代出售的例如部件號為ROxxxx系列的單埠諧振器採用現有技術圖4C中的結構，其中實現π/2相位移動作為“反射件陣列”的六個週期，其中它們的週期降低了5.75/6。其效果是在局部結構不存在間斷的情況下實現所需的相位移動，而且在反射件的週期中僅有中等不連續。現有技術中還公知有其他設置，Bauer在美國專利No.6,420,946中公開了某些實施方式。
作為對Wright的替代方案，可以通過插入少於完整的π/2相位移動來改進諧振器的電性能，使得諧振器處於布拉格頻率以下，並與電耦合的峰值相符。電性能的改進以製造頻率公差的代價獲得，然而現代光刻技術能夠得到較好的產量。
無論準確長度如何，週期的跳躍產生了不連續，這使得SAW能量轉化為體波能量。另一種方法是稍微改變換能器的週期，如Uno在美國專利No.4,387,355中所公開。這種諧振器利用換能器中的機械顯著性電極扭曲其電響應並產生與反射衰減帶的下邊緣或上邊緣相關的機電耦合峰值的事實。通過將IDT的耦合回應設置在結構的所需諧振頻率處，便出現優化。降低換能器週期提高了電極最優地轉化能量時的頻率，並通過換能器改變的了相位移動。該結構在某頻率處諧振，該頻率不一定是IDT或反射件的同步(布拉格)頻率。現有技術的方法如圖5所示。IDT 501的頻率P1小於反射件502和503的相等週期P2＝P3。
除了Wright的美國專利No.4,731,595之外，上述諧振器結構都在高度對稱的壓電基體上實現。這種基體在反射相位和換能相位之間具有很好的定義的關係，為整數多個π/2。在限制非對稱的基體上，此相位關係可以具有任何值，對於上述公開的現有技術中的許多結構，這使得需要移動至少一個換能器的位置來解決該相位移動，如Wright的美國專利No.4,731,595中所述。Wright的現有技術圖3中說明瞭在同步諧振器中的聲駐波(實線)與相關聯的聲勢能(點線)之間的π/4相位移動的效果，例如從美國專利No.4,144,507或美國專利No.4,616,197所得到的效果，得到在所需的諧振頻率處電耦合的空值(美國專利No.4,731,595的圖4)。
美國專利No.4,731,595的結構提供了已經商用的可能的解決方案，然而該結構具有多種限制。一個問題是，週期中離散的物理間斷公知地導致能量散射到晶體的體內。雖然該效應在表面橫波(STW)諧振器中嚴重得多，其對於SAW諧振器的QU也是顯著的限制。更顯著的問題是，IDT的機電耦合效率峰值位於衰減帶的上邊緣和下邊緣，使得實質地耦合到寄生模式，如上文所預測，而且該結構的電效率在其諧振頻率處相對降低。在美國專利No.4,387,355的結構中也出現了類似的效應，然而電效率的降低更不完全。
以下內容概述了實現單埠、兩埠和直列式耦合諧振器的 裝置結構及該裝置結構的設計方法。根據本發明的一種實施方式涉及基於回應的感應技術來感應材料和結構。
所提出的解決方案是基於對圖5中的共振器的修改。現代光刻技術實質上更精確，具有優異的再現性的區別週期的印刷線提供了與傳統背離的途徑。所提出的解決方案的設計方法需要FIRST的設計者考慮換能器，然後設計反射器來適應該換能器。選擇IDT的長度和寬度來產生所需的電導率。所述選擇可以通過經驗和反復設計的組合來決定。金屬厚度、線與空間的比率和週期選擇為適應製造限制，可選地，在所需的諧振頻率處提供最佳的電效率。
考慮IDT的電導率的非對稱效應是指導性的。圖6是換能器長度為79.5P1 601、99.5P1 602和119.5P1 603的IDT輸入電導率，其中＝－0.015，非對稱角為45°(完全NSPUDT)。電導率峰值的頻率看起來與換能器長度無關。電導度的增加看起來顯著地取決於長度。
圖7是IDT輸入電導率，其中＝－0.015，換能器長度為99.5P1，非對稱角為0°701、15°702、30°703和45°704。電導率的峰值頻率看起來與非對稱角相對獨立。再次，電導率峰值看起來很大程度上取決於非對稱性，最對稱的定向具有最強的電導率峰值。
圖8是IDT輸入電導率，其中＝－0.01 801、－0.015 802和－0.02 803的換能器長度為99.5P1，非對稱角為45°。電導率峰值的頻率看起來取決於反射耦合度。因此，調節IDT週期以使得所需的電導率峰值在反射件衰減帶內 所調節的量取決於反射率的大小，而不是實質上取決於IDT長度或基體非對稱性。
本發明的一種實施方式包括一種聲波裝置，該裝置包括：基體，該基體至少包括壓電層；第一反射件，該第一反射件設置於所述基體上，並具有第一反射件布拉格頻率；第二反射件，該第二反射件設置於所述基體上，並具有第二反射件布拉格頻率；至少一個換能器，該換能器設置於所述第一反射件和第二反射件之間，其中所述至少一個換能器具有多個重複的單元，每個單元具有換能中心和反射中心，至少一個所述單元在其換能中心和反射中心之間具有不對稱性，所述第一反射件布拉格頻率和所述第二反射件布拉格頻率不相等，並設置駐波調節，使得駐波與所述重複的單元的換能中心對準。
在上述聲波裝置的另一種實施方式中，所述基體引起(induce)所述換能中心與所述反射中心之間的非對稱性。
其他實施方式可以包括上述聲波裝置，其中所述調節能夠降低換能中心與所述駐波的電勢峰值之間相位失配的均方根(RMS)誤差，並減少對寄生模式的電耦合，或者減少插入損失。
還另一種實施方式可以包括上述聲波裝置，其中至少一個所述反射件包括點、條帶、邊緣、槽或植入的雜物。
在其他實施方式中，上述聲波裝置的所述至少一個換能器可以包括第一換能器和第二換能器。
在還另一種實施方式中，上述聲波裝置的所述至少一個 換能器可以包括第一換能器、第二換能器和設置在所述第一換能器和第二換能器之間的電非活躍段(electrically inactive segment)。
在還另一種其他實施方式的上述聲波裝置中，所述基體包括壓電層，該壓電層選自由氧化鋅、氮化鋁、氮化鎵、石英；磷酸鎵；磷酸鋁；矽酸鎵鑭(LGS)、鉭酸鎵鑭(LGT)；鈮酸鎵鑭(LGN)；矽酸鎵鈮鈣(CNGS)；矽酸鎵鉭鈣(CTGS)；矽酸鎵鈮鍶(SNGS)；矽酸鎵鉭鍶(STGS)、鈮酸鋰、鉭酸鋰、以及它們的組合所組成的組中。
一種實施方式包括一種聲波裝置，該裝置包括：非對稱的基體，該非對稱的基體至少包括壓電層；第一反射件，該第一反射件設置於所述非對稱的基體上，並具有第一反射件布拉格頻率；第二反射件，該第二反射件設置於所述非對稱的基體上，並具有第二反射件布拉格頻率；至少一個換能器，該換能器設置於所述第一反射件和第二反射件之間，其中所述至少一個換能器具有多個重複的單元，每個單元具有換能中心和反射中心，至少一個所述單元在其換能中心和反射中心之間具有不對稱性，所述第一反射件布拉格頻率和所述第二反射件布拉格頻率不相等，並設置駐波調節，使得駐波與所述重複的單元的換能中心對準。
在其他實施方式中，上述非對稱基體的聲波裝置的所述至少一個換能器可以包括第一換能器和第二換能器。
在還另一種實施方式中，上述非對稱基體的聲波裝置的所述至少一個換能器可以包括第一換能器、第二換能器和 設置在所述第一換能器和第二換能器之間的非活躍段。
在上述非對稱基體的聲波裝置中，所述調節能夠減少對寄生模式的電耦合，或者減少插入損失。
在上述非對稱聲波裝置的另一種實施方式中，至少一個所述反射件包括條帶。
一種另外的實施方式是一種聲波裝置，該裝置包括：非對稱基體，該非對稱基體至少包括壓電層；換能器，該換能器設置於所述非對稱基體上；第一反射件，該第一反射件由條帶構成，設置於所述非對稱基體上並位於所述換能器的側面附近，該第一反射件具有第一反射件布拉格頻率。該實施方式還包括第二反射件，該第二反射件由條帶構成，設置於所述非對稱基體上並位於所述換能器的與所述第一反射件相對的側面附近，該第二反射件具有第二反射件布拉格頻率；其中所述換能器具有多個重複的單元，每個單元具有換能中心和反射中心。此外，至少一個所述單元在其換能中心和反射中心之間具有不對稱性，所述第一反射件布拉格頻率和所述第二反射件布拉格頻率不相等，並設置駐波調節，使得駐波與所述重複的單元的換能中心對準，其中所述調節能夠減少對寄生模式的電耦合。
此處說明的特徵和優勢並不詳盡，具體地，通過閱讀附圖、說明書和權利要求書，本領域的普通技術人員能夠理解很多其他特徵和優勢。此外，應該理解的是，在說明書中使用的語言原則上是為了可讀性和指導性，而不是為了限制本發明主旨的範圍。
圖1顯示了對於200個波長長度、每個波長具有兩個反射件、每個波長的反射強度＝－0.015的陣列的理想的現有技術的反射係數100(刻度為dB值)、左軸和以度顯示的相位101、右軸。所示的500MHz Fo的衰減帶寬為±o/2π＝±1.19 MHz。
圖2表示兩個相同的反射件202和203，其中參考平面之間具有超過P/4的透射介質201。
圖3是現有技術的使用恒定週期並具有分相304和305的單埠諧振器。週期為P1的叉指式換能器IDT 301位於週期為P2和P3的兩個反射元件陣列302和303之間。在該現有技術的諧振器中，P1＝P2＝P3。而週期是連續的，具有結構的離散的間斷，該間斷導致體波散射。
圖4A是現有技術的週期性的且對稱的同步結構，該結構始終具有恒定的週期，而沒有相位跳躍。這種諧振器不在同步頻率下工作，而是需要偏離布拉格頻率，從而獲得必要的相位平衡。
圖4B是現有技術的同步單埠諧振器。IDT 401設置為與左側諧振器402同步。左側相位移動404為零，與右側諧振器403的右側相位移動405為π/2。
圖4C是現有技術的同步兩埠諧振器。將底部左側與頂部右側相連接，並將頂部左側與底部右側相連接，便產生了打嗝式(hiccup)單埠諧振器。
圖5是現有技術的單埠諧振器，該諧振器具有變化的 IDT週期，而且沒有相位跳躍。週期為P1的IDT 501位於週期分別為P2和P3的兩個反射元件陣列502和503之間。在該現有技術中，P2＝P3。雖然週期不同，但是該週期設置是連續的。
圖6是自然單相單向換能器(NSPUDT)的換能器長度為79.5P1 601、99.5P1 602和119.5P1 603的計算的IDT輸入電導率，其中＝－0.015，非對稱角為45°。
圖7是計算的IDT輸入電導率，其中＝－0.015，換能器長度為99.5P1，非對稱角為0°701、15°702、30°703和45°704。電導率的峰值頻率看起來與非對稱角相對獨立。
圖8是計算的IDT輸入電導率，其中＝－0.01 801、－0.015 802和－0.02 803的換能器長度為99.5P1，非對稱角為45°。從圖8得出，石英SAW諧振器上的鋁反射件的反射率通常為每波長－0.015。歷史上，這在各種損失機制和裝置尺寸限制之間作出了較好的妥協。以下示例性實施例將利用該設計值；然而，這不應該認為是限制性的。
反射件設置為鄰近IDT的每側，並且初始認為該反射件的週期使得諧振狀態符合現有技術圖5的結構。定義Po為符合布拉格條件的光柵週期，vgrating＝FoPo，所有其他週期可以相對於Po來定義。P1/Po比率為0.9957，換能器長度為99.5*P1，足以將諧振置於該反射率值的反射件陣列的布拉格頻率處。
然後需要修正駐波，以對基體非對稱性進行調節。歷史上，通過在IDT的任意側添加隔離物(spacer)來使駐波 移相。本發明的一方面，使用反射件週期的非對稱調節，通過非限制性的實施例P2*P3~Po2的方式。圖9說明瞭這種結構非對稱性的效果。一個反射件的布拉格頻率901下移，另一個反射件的布拉格頻率903上移，其反射衰減帶的乘積902顯示為提供了減少的帶寬。看起來，即使布拉格頻率比率為1.001/0.999也是實質性的，並開始降低能量的總體反射陷波(reflective trapping)。標準化的IDT電導率的對數904約為0.996*Po的IDT週期比率的中心。換言之，圖9是根據本發明的一個方面的一個週期上移的反射件903的計算反射係數、週期下移的另一個反射件901的計算反射係數和該兩個反射件的反射係數的乘積902。看起來，即使反射件的相對週期分散1.001/0.999也是實質性的。標準化的IDT電導率的對數904約為0.996的IDT週期比率的中心。
圖10顯示了最終結構的誇張描述(exaggerated depiction)，其中P2>P3。該具體的模制結構具有P1/Po~0.996、P2/Po~1.001和P3/Po~0.999(圖中表示了誇張的比率，分別為0.6 1002、1.2 1001和0.8 1003)，以使得不同的週期顯而易見。隨後的圖著重於具體條件，並表示了該三個變數的作用。與所示的較方便的短結構相反，實際的反射件長度為180個週期，IDT長度為99.5個週期。這些僅僅是代表性的設計值。
圖11顯示了模制在完全的NSPUDT基體上的單埠諧振器的實施例的模擬輸入電導率1105、1110、1115、1120、1125、1130和1135，其中所指示的P2/Po值的P1＝0.9957*Po。 P3/Po＝1－P2/Po用作P2*P3~Po2的近似值。本發明對於值P2和P3的其他關係有效，該關係僅是方便而有效的設計簡化。最低頻率諧振對應於P2＝P3＝Po(現有技術)。看起來，對於該套設計限制並假設材料特性在電導率上增加10%，最佳諧振發生在P2＝1.001*Po 1115和P3＝0.999*Po 1120。其他結構和材料無疑會導致其他改進的比率。該比率值的上限和下限主要由圖9的衰減帶901和903交疊所導致902的非零合成值的限制來限定。基於圖9，反射件分散超過1.001：0.999使得反射件效率降低，並需要更長的反射件。本領域的技術人員認識到(1＋)：(1－)表示反射率的該比率限制的較好的近似值。
由於反射件週期的非對稱性，通過降低左側反射件的週期並增加右側反射件的週期，圖4A至圖4C中所示的駐波將在圖10的結構內向左側移動，反之亦然。這會使得左側換能器的反射相位更加負，與增加的相位長度相對應，並且右側換能器的反射係數更少地負，與減少的相位長度相對應，反之亦然。結構非對稱性用於平衡材料非對稱性。對於IDT週期P1/Po的具體選擇的結構公差也是反射率的敏感度的措施。
圖12中，“典型的”單埠諧振器模制在完全的NSPUDT基體上，隨著P1/Po的變化而回應。在實曲線1205(對準)中P2/Po和P3/Po設置為1.001和0.999，在虛曲線1210(非對準)中反之亦然。對準情況下的電導率比率到非對準情況下的電導率比率表示提高了40%至60%。比電導率更顯著的是更低頻率處寄生震盪(spurious resonance)的 顯著差異。
產生的結構會具有局部連續的金屬化率和週期，使得體波輻射損失最小化，優化與諧振的電耦合，並使得寄生震盪最小化。由於左側反射件和右側反射件的衰減帶會稍微偏移，因此在衰減帶邊緣有時發生的寄生震盪不再由兩個反射件反射。
圖13A和圖13B進一步評估了所提出的補償在寄生模式性能上的效果。
圖13A顯示出，與未補償的諧振器(淺實線，P2＝P3)和誤補償的諧振器(虛線，P2<P3)的情況相比，補償的諧振器的在最大基體非對稱性(完全的NSPUDT)處的模擬回應具有顯著減少的附近寄生震盪行為(深實線，P2>P3)。電導率的高頻率峰值為所有這三種情況提供了相同的有問題的能量吸收。
圖13A中，與未補償的諧振器(淺實線，P2＝P3)1310和誤補償的諧振器(虛線，P2<P3)1315的情況相比，補償的諧振器具有顯著減少的附近寄生震盪行為(深實線，P2>P3)1305。電導率的高頻率峰值為所有這三種情況提供了相同的有問題的能量吸收。在圖13B中，對30°的NSPUDT角考慮了相同的情況。再次，與未補償的諧振器(淺實線，P2＝P3)1325和誤補償的諧振器(虛線，P2<P3)1330的情況相比，補償的諧振器具有顯著減少的附近寄生震盪行為(深實線，P2>P3)1320。當考慮所需電導率與寄生模式電導率的比率時，本發明的特性看起來是顯而易見的。
因此，這些實施例顯然已經論述了“透射介質”包括單個IDT的情況。其他情況也是興趣所在，並且能夠從本發明中獲益。在大部分通常的情況中，可能有多個叉指式換能器和半反射元件整體地一起裝配和考慮，作為所述外部反射件之間的透射介質。如應用於單斷開諧振器一樣，所述原理也同樣地應用於更普遍的直列式聲耦合諧振器結構(in－line acoustically coupled resonator structure)和兩埠單極諧振器結構。
圖14顯示了普通現有技術的諧振器，其中週期為P1的輸入IDT 1401和週期為P2的輸出IDT 1402位於週期為P3的左側諧振器陣列1403和週期為P4的右側諧振器陣列1404之間。顯示了可選的中心諧振器1405，該中心諧振器1405的週期為P5，用於減少電容性耦合並可選地獲得所需的相位移動。在該現有技術中，P1＝P2，並且P3＝P4。更通常地，P1＝P2＝P3＝P4。在很多情況下，還存在分相(未顯示)。使P3不等於P4便獲得本發明。應該注意的是，使P1不等於P2提供了減少寄生模式的可能，特別是在完全的NSPUDT基體中，在該基體中，使得一個換能器的電導率上峰值和另一個換能器的電導率下峰值交疊，在該窄帶之外，幾乎沒有或者沒有換能交疊。在兩埠單極諧振器的情況下，通常P1至P4都為Po，並且中心光柵包括六個反射件週期，其中週期P5＝5.75/6 * Po，從而諧振頻率位於反射件陣列的布拉格頻率處。
圖15表示本發明的一種實施方式，其中普通的“透射介質”包括兩個換能器1501和1502和中心光柵1505。其 中一個外反射件1504將其布拉格頻率向上調節了10%的頻率，另一個反射件1503向下調節了10%的頻率，在諧振頻率處或者在兩個換能器和中心光柵同步下的結構頻率處完成了駐波的物理移動。IDT1501和1502都上移20%，中心光柵1505的布拉格頻率位於標稱頻率或標稱週期處。即使布拉格頻率或週期具有10%和20%的變化，雖然比明顯顯著的週期變化0.1%大一百倍，但是也難以用肉眼分辨。
圖16是不對稱角為30°、通常為ST石英且X＝18°傳播的兩埠諧振器的模擬電回應的四回應圖。反射件陣列長度為200個週期，IDT長度為49.5個0.996 * Po的週期。沒有中心隔離物。如現有技術中，P3＝P4＝Po 1605(實線)時，在498.8 MHz處存在顯著的寄生回應，並且輸入IDT與輸出IDT之間存在電導率不平衡。如本發明的一種可能的實施方式中，使用P3＝1.001*Po並且P4＝0.999 * Po 1610(點線)，則減少了寄生回應並提高了輸入與輸出之間的電平衡。對於本發明的另一種可能的實施方式，使得P3＝1.0015 * Po並且P4＝0.9985 * Po，插入損失開始增加但是寄生回應仍然得到控制1615(虛線)。本發明的不良實施方式，P3＝1.002 * Po並且P4＝0.998 * Po(點虛線)，輸入電導率較低，插入損失顯著增加。直列式聲耦合諧振式濾波器也可以採用類似的方法。
圖17顯示了當耦合諧振式濾波器模制有30°NSPUDT角時的回應。設計參數包括P1＝P2＝0.996 * Po，且每個IDT為99.5個週期。左側反射件具有200個週期且P3＝1.001 * Po，右側光柵具有0.999 * Po且具有200個週期。 中心光柵具有P5＝Po且具有70個週期1705(實線)、80個週期1710(虛線)和90個週期1715(點線)。
根據一種實施方式，本發明的尋求補償反射和換能之間的相位移動，也稱為機械駐波和電駐波之間的相位移動，這發生在低對稱性的壓電基體的定向上。需要這種定向，以使得溫度敏感性最小化，或者使得單一陣列的一個或多個感測器裝置的本質發生改變。
本發明的實施方式完成此定向且在週期結構中沒有離散的間斷。本發明還尋求將結構的諧振頻率與換能器的最大機電效率對準。本發明還尋求使得允許的寄生模式的數量最小化，不過使得相關聯的反射帶的相互交疊變窄。
本發明的實施方式允許通過重複應用此處概述的原理來執行多個聲耦合諧振器。已經討論了著重於大部分SGAW諧振器要求的三種具體情況。通過橫向聲耦合的這些實施例的範圍認為是本發明的更高階耦合諧振式濾波器所包括的範圍。
第一種情況包括具有單極(諧振頻率)的單埠諧振器。第二種情況包括具有不同的輸入換能器和輸出換能器的雙埠諧振器，該輸入換能器和輸出換能器具有單個諧振頻率。這兩種情況的設計原理幾乎相同。第三種情況包括兩埠兩極耦合諧振式濾波器。該情況類似於一對共用共同的中心光柵的單極單埠諧振器。雖然該討論展示了實現該裝置的方法並描述了該裝置，但是該方法並不對該裝置進行限定，通過不同方法實現的類似裝置也應該認為是所公開 的裝置。
由於本發明的一個特徵是具有改進的電效率的裝置，因此第一步是選擇換能器的設計參數。已知的耦合模式(COM)分析提供了預測各種簡單結構的機電性能的方法，電路理論用於結合這些裝置部分。本領域的技術人員知道如何執行這些模型，以及如何選擇諸如金屬厚度、金屬比率和聲孔徑等參數，以優化換能器的效率和寄生橫向模式抑制。優選地，在整個結構中，金屬厚度、金屬與空間的比率和聲孔徑保持不變，將結構的局部週期作為定義設計的變數。諸如使換能器切趾以消除不需要的橫向模式和/或sin(x)/x旁瓣和調節光柵以消除反射旁瓣等次生效果是本領域公知的，可以應用於此處的方法和裝置。
有關顯著性的參數、電極週期選擇為，使得換能器的電埠的最大聲導與所需的諧振頻率相符。在具有所謂的反射率負號的高度對稱材料(例如ST石英)中，峰值位於換能器的回應的下邊緣處。在具有所謂的反射率正號的高度對稱材料(例如128°鈮酸鋰)中，峰值位於換能器的回應的上邊緣處。在大致對稱的材料中，兩個邊緣處都有峰值，對於在機械駐波和電駐波之間具有π/4相位差的所謂的自然單相單向換能器(NSPUDT)定向，這兩個峰值在強度上幾乎相等。
由於在換能器回應的上邊緣處向體聲波散射能量更加顯著，因此只要有可能便要選擇下邊緣處的峰值；然而，如果上峰值顯著地佔優勢，則可能必須通過更厚的金屬或 本領域公知的其他能量捕獲裝置來避免體波干涉。
基於換能器峰值的所有諧振器的顯著缺點在於諧振頻率稱為反射強度和波本身的速度的函數。這使得設計過程複雜化，並且製造要求更嚴格；然而，結果是裝置的性能得到提高。
在某些形式中，可以使換能器的週期與器平均值不同，在第一步驟中確定的週期僅僅是等效統一換能器的週期。一種這種理由是，調節換能器的週期是減少統一換能器的sin(x)/x旁瓣。另一種理由是，引入IDT和反射件之間的局部週期值的連續性，以進一步減少體波散射。
設計方法中的下一步是選擇左側光柵和右側光柵的初始週期。該週期的初始值選擇為，使得光柵的所謂的布拉格頻率與所需的諧振頻率相對應。這提供了最大對稱範圍，在該範圍內改變光柵週期同時仍然將諧振頻率保持在所有諧振器部分的衰減帶的範圍內。顯然，可以選擇其他初始值，然而，由於該方法會重複，因此無論具體的初始條件如何，將該原理應用到假設的條件組的完全優化上都會導致相同的結果。
平均光柵週期和/或IDT週期的值需要進一步微調，以滿足諧振的相位條件(頻率微調)。通常，反射件在布拉格頻率處將具有π/2反射相位。所需的值取決於通過換能器的透射相位，只有透射相位為FR處的π/2時，結果才不變。
再次，反射件可以是錐形的、已調節的、允許與其局部週期不同，等等，從而獲得所需的二級利益，例如減少旁 瓣和進一步減少寄生模式。
該點的步驟產生了類似於聯合國組織美國專利No.4,387,355的諧振器，但是並不解決基體非對稱性，並且不進一步限定寄生回應，而調節換能器和反射件可能完成該內容。
下一步是分離左側反射件和右側反射件的週期。這樣做會減少一個反射件的相位移動，並增加另一個反射件的相位移動。該反射相位移動改變的量應該大致相等並且相反，通過結構保持適當的相位情況，但是使駐波的峰朝一個方向或另一個方向移動。實際上，相位相對於頻率的非線性會導致相位移動稍微不同，從而實現優化和頻率微調。駐波應該移動的量和應該移動的方向由基體非對稱性的角度和方向來決定。
移動駐波的位置來完成換能器相對於駐波的正確定位，並優化諧振器的電效率。通過引入兩個反射件之間的週期比率來完成該移動，使得該兩個反射件的反射帶和旁瓣不再完全交疊。由於一個反射件或另一個反射件可能會洩露不需要的能量，因此這減少了寄生信號的數量。改進的寄生性能是修正基體非對稱性的附帶優勢。
以上段落說明瞭左側反射件、中間透射件和右側反射件的平均聲波週期相互獨立的裝置，該裝置的電效率峰值位於諧振頻率處，而且換能器的位置與捕獲的能量的電駐波對準。所述裝置和獲得該裝置的方法通過在兩個反射件的反射相位中引入補償非對稱性和駐波的相應側向移動，補 償了反射和換能之間的相位移動，也稱為機械駐波和電駐波之間的相位移動。
這種非對稱性發生在許多需要的基體上，對X＋18°傳播的ST石英尤其成問題。這種定向常常與ST－X石英串列使用，作為感測器陣列中的溫度探針。具體地說，在Freakes的美國專利No.6,865,950的輪胎壓力檢測系統中，ST X＋18°與ST－X一起用於3感測器陣列中。該情況將堅持對為此應用所選擇的基體稍微進行修改，以使切割範圍為從ST(42.75°RYC)至Y切，其中離軸溫度探針被包括在陣列中。如Kalinin至Transense的英國專利No.2,381,069所提出，基體非對稱性還發生在具有43°傳播的約34°RYC石英或對其進行修改的Cho和Williams的離軸溫度穩定切割中。
類似情況將發生在出現壓電材料的雙旋轉切割中，該壓電材料例如矽酸鎵鑭(LGS)、鉭酸鎵鑭(LGT)和鈮酸鎵鑭(LGN)及其鈣/鍶鉭/鈮類似物、CNGS、CTGS、SNGS和STGS，這些壓電材料可能選擇用於優化對頻率控制應用的穩定性或者對特定物理效應的敏感性。
雖然鈮酸鋰和鉭酸鋰主要用於高度對稱定向上，越來越多地使用高速洩露SAW模式可能會導致將此處的技術也應用到這些材料上。
所公開的裝置和方法通過使得相關聯的反射件的反射帶的相互交疊變窄，在不存在週期結構間斷的情況下完成了該移動，並進一步使得允許的寄生模式數量最少化。這 產生了多感測器無線陣列更需要的諧振器。具體地說，並行連接的諧振器中的一個諧振器的寄生模式可能與另一個諧振器需要的回應交疊。
只要將中間的換能器打斷成兩個獨立的換能器，所示的單埠諧振器的情況便可以方便地擴展到兩埠單極諧振器。雖然並不限制具有稍微不同週期的換能器，但是這些換能器無需這麼做。這麼做的一個優勢通過當NSPUDT角接近45°時IDT回應的上邊緣和下邊緣處顯著相等的電導率峰值來說明。在該情況下，可能需要將上峰值處的一個換能器與下峰值處的另一個換能器對準。改進的過濾性能應該超過增加的製造可變性。
上述相同的平均週期是需要的，並且可以獲得相同的二級利益。此外，可以在兩個換能器之間設置較短且接地的電非活躍段，該電非活躍段的週期基本等於平均週期，且長度僅足以減少該換能器之間的電容性耦合。應該注意到，換能器的總長度現在由不同的設計規則(透射插入損失規格)來確定，而不是像單埠中一樣(晶體阻抗規格)，該區別與本發明關係不大。這些長度的確定方式與現有技術中的任何其他諧振器中的一般確定方式相同，以使得電負荷、聲能損失、帶寬和裝置尺寸平衡。
通過進一步擴展，可以產生兩個單埠諧振器概念性地端端接合的結構。原則上，在引入左側諧振器與右側諧振器之間的週期差異之前，概念性地進行此操作。中間的反射件不是原始反射件長度的兩倍，而通常是稍短于任一原始 反射件，從而允許信號從一個諧振器耦合到另一個諧振器。
為了在兩個換能器中引入耦合駐波的正確移動，需要將中間的反射件留在初始週期上，並為整個相位移動調節外部反射件。並不是要求這麼做，但是使中間反射件的週期不變具有優勢。
雖然在最簡單的情況下，將兩個換能器保持相同的週期和長度，並使得中間的反射件處於平均反射件週期，但是這僅僅是為了表述方便，本發明包括符合上述裝置說明和方法的主旨的其他擾動，從而完成所需的駐波峰值移動，以與換能器位置對準，並將換能器最大效率與所需的諧振頻率對準。
應該特別注意到，已經明確地提出了由於基體的非對稱性而使得換能中心從反射中心偏移。可能還有使非對稱換能器結構可以用於對稱基體的理由。這種情況下將出現此處指出的相同問題，並提供相同的解決方案。該規格應該解釋為包括這種情況。
雖然以上討論和方法專注於本發明的一種實施方式，即改變外部反射件的週期來改變它們的布拉格頻率，從而改變反射相位，但是存在同樣適於作為實施方式的其他方法。具體地說，可以採用對週期和速度進行改變的任何組合，其中迄今為止以及討論了週期的改變。因此，除了壓電層之外，可以採用金屬厚度、槽的深度、線幅(linewidth)或者反射元件的相互電連接。此外，可以調節層狀的、分散結構的一個或多個基體層厚度的變化。可以在一個或多 個基體層中或者金屬中添加雜物，局部氧化、氮化、碳化等可以用於改變速度從而改變布拉格頻率。也可以採用諸如使用電聲效應的電偏壓等物理效應。這些方法都應該認為屬於以下權利要求中所使用的改變布拉格頻率的範圍內。
雖然給出的實施例著重於均勻的光柵和換能器，但是多個單位單元不必要是相同單元的週期陣列，換能器不必要是均勻的，或者具有均勻的相位移動或換能中心與反射中心之間的均勻的偏移。在最簡單的情況下，單位單元可以由呈現壓電耦合的一對電極來形成。在非均勻的換能器和反射件的情況下，考慮平均值和平均偏離。反射件的布拉格頻率的擾動表示電特性的改變，該改變可以是空間變化結構的功能平均，用於修正的該擾動不必要是通過光柵尺寸的恒定的擾動。對於實施方法而言，空間變化(例如化學變化的高斯分佈)可能是固有的或者是有意引入的。
以上對於本發明的實施方式的說明的目的是為瞭解釋和描述。而不是詳盡的，或者為了將發明限制為所公開的精確形式。根據所公開的內容，可以實施很多修改和變化。本發明的範圍不是由該詳細說明來限制，而是由所附的權利要求來限制。
100‧‧‧反射係數
101‧‧‧相位
201‧‧‧透射介質
202‧‧‧反射件
203‧‧‧反射件
301‧‧‧換能器
302‧‧‧反射元件陣列
303‧‧‧反射元件陣列
304‧‧‧分相
305‧‧‧分相
401‧‧‧換能器
402‧‧‧諧振器
403‧‧‧諧振器
404‧‧‧相位移動
405‧‧‧相位移動
501‧‧‧換能器
502‧‧‧反射元件陣列
503‧‧‧反射元件陣列
601‧‧‧長度
602‧‧‧長度
701‧‧‧角度
603‧‧‧長度
702‧‧‧角度
703‧‧‧角度
704‧‧‧角度
801‧‧‧值
802‧‧‧值
803‧‧‧值
901‧‧‧布拉格頻率
902‧‧‧反射衰減帶乘績
903‧‧‧布拉格頻率
904‧‧‧電導率對數
1001‧‧‧比率
1002‧‧‧比率
1003‧‧‧比率
1105‧‧‧電導率
1110‧‧‧電導率
1115‧‧‧電導率
1120‧‧‧電導率
1125‧‧‧電導率
1130‧‧‧電導率
1135‧‧‧電導率
1205‧‧‧實曲線
1210‧‧‧虛曲線
1305‧‧‧深實線
1310‧‧‧淺實線
1315‧‧‧虛線
1320‧‧‧深實線
1325‧‧‧淺實線
1330‧‧‧虛線
1401‧‧‧換能器
1402‧‧‧換能器
1403‧‧‧反射器陣列
1404‧‧‧反射器陣列
1405‧‧‧諧振器
1501‧‧‧換能器
1502‧‧‧換能器
1503‧‧‧反射件
1504‧‧‧反射件
1505‧‧‧光柵
1605‧‧‧實線
1610‧‧‧點線
1615‧‧‧虛線
1705‧‧‧週期
1710‧‧‧週期
1715‧‧‧週期
圖1是現有技術中對於200個波長長度每個波長兩個反射件的陣列的理想反射係數、左軸和相位、右軸的圖；圖2是現有技術中兩個相同的反射件的圖，在參考平面之間具有超過P/4的透射介質；圖3是現有技術中使用恒定週期並具有相位間斷的單埠諧振器；圖4A是現有技術中的週期性的且對稱的同步結構的圖，該結構始終具有恒定的週期，而沒有相位跳躍；圖4B是現有技術中同步單埠諧振器的圖；圖4C是現有技術中同步兩埠諧振器的圖；圖5是現有技術中IDT週期改變且沒有相位跳躍的單埠諧振器的圖，其中兩個反射元件陣列的週期相等；圖6是現有技術中換能器長度變化的自然單相單向換能器(NSPUDT)的計算的IDT輸入電導率的圖；圖7是現有技術中非對稱角變化的計算的IDT輸入電導率的圖；圖8是現有技術中光柵結構的每波長的反射率變化的計算的IDT輸入電導率的圖；圖9是計算的反射係數的圖，顯示了根據本發明的一個方面，一個反射件週期上移，一個反射件週期下移，以及該兩個反射件的反射係數的乘積； 圖10是本發明的實施方式的結構的誇張視圖，其中反射件的週期不相等；圖11是顯示基於本發明的實施方式的單埠諧振器的實施例的輸入電導率的回應圖，其中所指示的值為P2/Po；圖12是顯示基於本發明的實施方式的單埠諧振器的實施例的輸入電導率的回應圖，其中所指示的值為P1/Po；圖13A是顯示補償的諧振器、未補償的諧振器和誤補償的諧振器的情況的最大基體非對稱處(完全NSPUDT)的模擬回應的圖；圖13B是顯示與圖13A的情況箱體的NSPUDT角為30°的模擬回應的圖；圖14是現有技術中IDT週期相等的兩埠諧振器和週期相等的兩個反射元件的圖；圖15是本發明的一種實施方式的圖，其中兩個反射元件陣列的週期互不相同，並具有中間間隔物；圖16是模制有30°非對稱角且沒有中間間隔物的兩埠諧振器的實施方式的類比電回應的圖；圖17是模制有30°非對稱角且具有中間間隔物的兩埠諧振器的實施方式的類比電回應的圖。
1001‧‧‧比率
1002‧‧‧比率
1003‧‧‧比率

Claims (19)

  1. 一種聲波裝置，該聲波裝置包括：基體，該基體至少包括壓電層；第一反射件，該第一反射件設置於該基體上，並具有第一反射件布拉格頻率；第二反射件，該第二反射件設置於該基體上，並具有第二反射件布拉格頻率；以及至少一個換能器，該換能器設置於該第一反射件和第二反射件之間，其中該至少一個換能器具有多個重複的單元，每個單元具有換能中心和反射中心，至少一個該單元在其換能中心和反射中心之間具有不對稱性，該第一反射件布拉格頻率和該第二反射件布拉格頻率不相等，並設置駐波調節，使得駐波與該重複的單元的換能中心對準。
  2. 如申請專利範圍第1項之聲波裝置，其中該基體引起該換能中心與該反射中心之間的非對稱性。
  3. 如申請專利範圍第1項之聲波裝置，其中該調節能夠降低換能中心與該駐波的電勢峰值之間相位失配的均方根誤差。
  4. 如申請專利範圍第1項之聲波裝置，其中該調節能夠減少對寄生模式的電耦合。
  5. 如申請專利範圍第1項之聲波裝置，其中該調節能夠減少插入損失。
  6. 如申請專利範圍第1項之聲波裝置，其中至少一個該反射件包括條帶。
  7. 如申請專利範圍第1項之聲波裝置，其中至少一個該反射件包括邊緣。
  8. 如申請專利範圍第1項之聲波裝置，其中至少一個該反射件包括槽。
  9. 如申請專利範圍第1項之聲波裝置，其中至少一個該反射件包括植入的雜物。
  10. 如申請專利範圍第1項之聲波裝置，其中該至少一個換能器包括第一換能器和第二換能器。
  11. 如申請專利範圍第1項之聲波裝置，其中該至少一個換能器包括：第一換能器；第二換能器；以及設置在該第一換能器和該第二換能器之間的電非活躍段。
  12. 如申請專利範圍第1項之聲波裝置，其中該基體包括壓電層，該壓電層選自由氧化鋅、氮化鋁、氮化鎵、石英、磷酸鎵、磷酸鋁、矽酸鎵鑭、鉭酸鎵鑭、鈮酸鎵鑭、矽酸鎵鈮鈣、矽酸鎵鉭鈣、矽酸鎵鈮鍶、矽酸鎵鉭鍶、鈮酸鋰、鉭酸鋰、以及它們的組合所組成的組中。
  13. 一種聲波裝置，該聲波裝置包括：非對稱基體，該非對稱基體至少包括壓電層； 第一反射件，該第一反射件設置於該非對稱基體上，並具有第一反射件布拉格頻率；第二反射件，該第二反射件設置於該非對稱基體上，並具有第二反射件布拉格頻率；以及至少一個換能器，該換能器設置於該第一反射件和第二反射件之間，其中該至少一個換能器具有多個重複的單元，每個單元具有換能中心和反射中心，至少一個該單元在其換能中心和反射中心之間具有不對稱性，該第一反射件布拉格頻率和該第二反射件布拉格頻率不相等，並設置駐波調節，使得駐波與該重複的單元的換能中心對準。
  14. 如申請專利範圍第13項之聲波裝置，其中該至少一個換能器包括第一換能器和第二換能器。
  15. 如申請專利範圍第13項之聲波裝置，其中該至少一個換能器包括：第一換能器；第二換能器；以及設置在該第一換能器和該第二換能器之間的電非活躍段。
  16. 如申請專利範圍第13項之聲波裝置，其中該調節能夠減少對寄生模式的電耦合。
  17. 如申請專利範圍第13項之聲波裝置，其中該調節能夠減少插入損失。
  18. 如申請專利範圍第13項之聲波裝置，其中至少一個該反射件包括條帶。
  19. 一種聲波裝置，該聲波裝置包括：非對稱基體，該非對稱基體至少包括壓電層；換能器，該換能器設置於該非對稱基體上；第一反射件，該第一反射件由條帶構成，設置於該非對稱基體上並位於該第一換能器附近，該第一反射件具有第一反射件布拉格頻率；第二反射件，該第二反射件由條帶構成，設置於該非對稱基體上並位於該第二換能器的與該第一反射件相對的側面附近，該第二反射件具有第二反射件布拉格頻率；以及其中該換能器具有多個重複的單元，每個單元具有換能中心和反射中心，至少一個該單元在其換能中心和反射中心之間具有不對稱性，該第一反射件布拉格頻率和該第二反射件布拉格頻率不相等，並設置駐波調節，使得駐波與該重複的單元的換能中心對準，其中該調節能夠減少對寄生模式的電耦合。
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Families Citing this family (31)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP4706756B2 (ja) * 2006-11-08 2011-06-22 パナソニック株式会社 弾性表面波共振器
FR2917918B1 (fr) * 2007-06-19 2010-03-12 Senseor Resonateur a ondes de surface a resonance parasite reduite
WO2010097710A1 (en) * 2009-02-27 2010-09-02 Dalhousie University High-frequency ultrasound imaging system
JP2010220164A (ja) * 2009-03-19 2010-09-30 Seiko Epson Corp ラム波型共振子及び発振器
WO2011156037A2 (en) * 2010-03-16 2011-12-15 The Penn State Research Foundation Methods and apparatus for ultra-sensitive temperature detection using resonant devices
CN101847975B (zh) * 2010-03-31 2012-08-08 山东大学 NdCa4O(BO3)3晶体零频率温度系数切型及应用
DE102010018856B4 (de) * 2010-04-30 2018-09-27 Siemens Healthcare Gmbh Mantelwellensperre
US10337324B2 (en) 2015-01-07 2019-07-02 The Sollami Company Various bit holders and unitary bit/holders for use with shortened depth bit holder blocks
US10370966B1 (en) 2014-04-23 2019-08-06 The Sollami Company Rear of base block
US10072501B2 (en) 2010-08-27 2018-09-11 The Sollami Company Bit holder
US9879531B2 (en) 2014-02-26 2018-01-30 The Sollami Company Bit holder shank and differential interference between the shank distal portion and the bit holder block bore
FR2974691B1 (fr) * 2011-04-28 2019-08-30 Commissariat A L'energie Atomique Et Aux Energies Alternatives Dispositif electromecanique a ondes acoustiques comprenant une zone de transduction et une cavite etendue
US9988903B2 (en) 2012-10-19 2018-06-05 The Sollami Company Combination polycrystalline diamond bit and bit holder
US9909416B1 (en) 2013-09-18 2018-03-06 The Sollami Company Diamond tipped unitary holder/bit
DE102012110504B4 (de) 2012-11-02 2019-09-12 Snaptrack, Inc. Elektroakustisches Filter mit Tiefpasscharakteristik
US9976418B2 (en) 2014-04-02 2018-05-22 The Sollami Company Bit/holder with enlarged ballistic tip insert
US10633971B2 (en) 2016-03-07 2020-04-28 The Sollami Company Bit holder with enlarged tire portion and narrowed bit holder block
CN105334348A (zh) * 2014-08-15 2016-02-17 中国科学院上海硅酸盐研究所 一种高温加速度传感器
JP6465047B2 (ja) * 2016-02-19 2019-02-06 株式会社村田製作所 弾性波共振子、帯域通過型フィルタ及びデュプレクサ
US10107098B2 (en) 2016-03-15 2018-10-23 The Sollami Company Bore wear compensating bit holder and bit holder block
US10612375B2 (en) 2016-04-01 2020-04-07 The Sollami Company Bit retainer
WO2019094388A1 (en) * 2017-11-07 2019-05-16 Resonant Inc. Ultra-wide-band saw sensor with hyperbolically frequency-modulated etched reflector
US11621691B2 (en) * 2018-07-16 2023-04-04 Qorvo Us, Inc. Reflective structures for surface acoustic wave devices
EP3599720B1 (en) * 2018-07-27 2022-06-29 Frec'n'sys Resonant cavity surface acoustic wave (saw) filters
EP3830956A2 (en) * 2018-07-27 2021-06-09 Frec|N|Sys Resonant cavity surface acoustic wave (saw) filters
WO2020258334A1 (zh) * 2019-06-28 2020-12-30 瑞声声学科技(深圳)有限公司 谐振器及其制备方法
CN111010142B (zh) * 2019-12-17 2023-03-10 成都频岢微电子有限公司 一种环形无反射栅低插损声表滤波器
CN111158173B (zh) * 2020-01-07 2023-04-28 浙江西湖高等研究院 一种基于阵列波导光栅和声光调制光栅的集成激光扫描器
CN112532205B (zh) * 2021-02-10 2021-05-25 成都频岢微电子有限公司 一种弹性表面波谐振器和滤波器以及天线共用器
CN113346859A (zh) * 2021-07-07 2021-09-03 无锡中微晶园电子有限公司 具有高q值的声表面波谐振器及其制备方法
TWI829483B (zh) * 2022-01-07 2024-01-11 三友電子股份有限公司 具有不同週期或柵欄間距之表面聲波共振裝置及其濾波器

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4731595A (en) * 1986-01-24 1988-03-15 Rf Monolithics, Inc. Resonator structure
US5294859A (en) * 1992-03-26 1994-03-15 Kazuhiko Yamanouchi Surface acoustic wave filter device
TW343406B (en) * 1994-04-26 1998-10-21 Fujitsu Ltd Surface acoustic wave resonance device adapted to simple and precise adjustment of resonant frequency
US6762534B2 (en) * 2000-12-11 2004-07-13 Tele Filter, Zweigniederlassung Der Dover Germany Gmbh Transversally coupled resonator filter

Family Cites Families (17)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
GB1342876A (en) * 1969-12-19 1974-01-03 British Petroleum Co Catalyst supports and transition metal catalysts supported thereon
US3716809A (en) 1971-08-11 1973-02-13 Us Air Force Acoustic surface wave resonator
US3961293A (en) 1975-02-03 1976-06-01 Texas Instruments Incorporated Multi-resonant surface wave resonator
US4144507A (en) 1976-09-29 1979-03-13 Texas Instruments Incorporated Surface acoustic wave resonator incorporating coupling transducer into reflecting arrays
GB2078042B (en) 1980-06-13 1984-08-08 Nippon Telegraph & Telephone Surface acoustic wave resonator
JPS61251223A (ja) * 1985-04-27 1986-11-08 Pioneer Electronic Corp 弾性表面波共振子
DE3536001A1 (de) 1985-10-09 1987-04-09 Ant Nachrichtentech Daempfungs- und laufzeitentzerrer fuer ein hohlleiterfilter
US4616197A (en) 1985-12-05 1986-10-07 R. F. Monolithics, Inc. Resonator
US4646197A (en) 1985-12-23 1987-02-24 Supercon, Inc. Tantalum capacitor lead wire
WO1996010293A1 (fr) 1994-09-29 1996-04-04 Seiko Epson Corporation Dispositif a ondes acoustiques de surface
DE19849782B4 (de) 1998-10-28 2004-09-30 Epcos Ag Oberflächenwellenanordnung mit zumindest zwei Oberflächenwellen-Strukturen
GB0024813D0 (en) 2000-10-10 2000-11-22 Transense Technologies Plc Pressure monitoring device incorporating saw device
GB2376362A (en) 2001-06-06 2002-12-11 Transense Technologies Plc Sensor apparatus including unidirectional SAW device and reflector
GB0124831D0 (en) 2001-10-16 2001-12-05 Transense Technologies Plc Saw sensor with improved temperature stability
GB0305461D0 (en) 2003-03-10 2003-04-16 Transense Technologies Plc Improvements in the construction of saw devices
GB0206705D0 (en) 2002-03-21 2002-05-01 Transense Technologies Plc Pressure monitor incorporating saw device
GB0208881D0 (en) 2002-04-18 2002-05-29 Transense Technologies Plc Improved method for tracking a resonant frequency

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4731595A (en) * 1986-01-24 1988-03-15 Rf Monolithics, Inc. Resonator structure
US5294859A (en) * 1992-03-26 1994-03-15 Kazuhiko Yamanouchi Surface acoustic wave filter device
TW343406B (en) * 1994-04-26 1998-10-21 Fujitsu Ltd Surface acoustic wave resonance device adapted to simple and precise adjustment of resonant frequency
US6762534B2 (en) * 2000-12-11 2004-07-13 Tele Filter, Zweigniederlassung Der Dover Germany Gmbh Transversally coupled resonator filter

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