CN101404486A - 对基体和换能器的不对称性的谐振器补偿 - Google Patents

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Abstract

一种直列式SAW谐振器，该谐振器采用左侧外反射件和右侧外反射件的布拉格频率的非对称调节，其中计算周期偏移角度和频率偏移的相对方向，以将在光栅之间捕获的声驻波峰值移动到与一个或多个叉指式换能器(IDT)的优化换能中心相符合，而无需周期的不必要间断或者使用无反射IDT。

Description

对基体和换能器的不对称性的谐振器补偿
技术领域
本发明涉及传感器，更具体地说，涉及分散声感技术(dispersive acousticsensing technology)。
背景技术
在现有技术中声波装置被广泛地用作基准频率谐振器(frequencyreference resonator)、延迟线和传感器。最早的声波装置结构是平行板谐振器，该平行板谐振器由压电材料的板构成，该板具有基本平的且平行的抛光表面，其中一个抛光表面或者两个抛光表面支撑一个或多个电导电极。当电压信号作用在电极之间时，应力场导致晶体的弹性形变(应变场)。晶体的形变改变晶体内的电荷分布，并存在净电荷流(电流)。当镜面抛光晶体表面相隔多个半波长时便出现谐振，该间隔的距离根据电极和表面轮廓的效果而修改。
更先进的一种声波装置利用表面声波、表面横波或声板模式(acousticplate mode)，统称为表面发声声波(surface generated acoustic wave，SGAW)装置。该术语由John Vetelino定义的(例如，参见Theory，design and operationof surface generated acoustic wave sensors，Vetelino et al，MicrowaveSymposium Digest，1994.，IEEE MTT-S International，23-27 May 1994Page(s)：505-508vol.1)，是指在压电表面上产生、检测并与该压电表面相互作用的任何声波。其包括SAW(SH和瑞利(Rayleigh))、漏声SAW、洛夫波、兰姆波、声板波、浅体声波、掠面体波及其类似物。简言之，非限制性地举例而言，这些装置包括压电材料(例如石英)基体或者设置在非压电材料基体上的压电材料(例如氧化锌)薄膜。该基体具有至少一个高度抛光的有效压电表面区域。该表面上形成有输入换能器和可选的输出换能器，用于在该基体内将输入电能转化为声能，并将声能再转化为电输出信号。输入换能器和输出换能器通常包括叉指式换能器，每个叉指式换能器包括多个叉指式电极指，该电极指分别与输入信号和输出测量装置电连接。这种换能器公知为IDT(interdigital transducer，叉指式换能器)，通常通过在有效区域上沉积所需形状的导电材料(例如铝或金)薄膜而形成或者通过对绝缘介质或半导体介质进行化学修饰而形成。将电势连接到输入换能器，在压电基体上产生机械应力和应变。产生的声波沿着基体表面传播到可选的输出换能器或者反射回所述输入换能器，从而该声波转化为输出电信号。该波可以沿着晶体表面传播(表面模式)或者在晶体结构体内传播(波导模式)。
设计声波装置时，必须考虑电极的大小、数量、质量、形状和连接方式，因为这些参数显著地影响装置的性能。电极设计的效果为本领域所公知，连续特性，特别是有关金属类型和厚度的特性，在文献中进行了很好的论述。简言之，声波在包括非机械显著性电极的短路换能器下传播的情况下，电极结构是非机械显著性的，并且由于在换能器区域的外部与标称表面条件的周期性扰动，因此与反向传播的波没有显著的反射耦合。
与上述非机械显著性电极结构相反的是本质上机械显著性电极结构，意味着这种将产生并增强这种反射耦合(reflective coupling)。通常而言，机械显著性电极用于反射或包含声能。谐振器中需要设置机械显著性电极，设置一个或多个机械显著性电极可以用于执行声波装置的反射件。
本发明具体地涉及基于SGAW的声波谐振器。谐振器结构最常用的SGAW是表面声波(SAW)和表面横波(STW)；然而，可以采用任何SGAW，并且应该理解为此处考虑了任何SGAW。
谐振器基本上需要反射系数为Γi的两个外部反射元件，该两个外部反射件被透射系数为Tij的透射件(transmission element)分隔。透射条件T12定义了反射件2入射的信号在反射件1处的大小和周相移动。该普遍结构的谐振频率是下式的零位：
1-Γ1T12T21Γ2
并且要求在实频率轴上零位的Γi和Tij的大小一致(无损)。实际的谐振器具有有限的损失，零位位于具有阻尼项的复平面内。使得该损失最小化，从而使得声音共鸣的质量因素(Q)最小化，是设计者首先考虑的。
声波谐振器通常为由透射件分隔的两个反射元件，该透射件设置为，在所需的频率(即所谓的谐振频率)处，两个反射系数的周相与干涉的透射件的双透射周相的和为多个2π。该周相情况在数学上表明，该结构内的连续回声为同相，产生储存能量的驻波。应用到抛光晶体的镜面上时，该情况产生了公知的半波长厚度的体波谐振器。这种对谐振器的过分简单化的观点忽略了通过SGAW情况中的电路对储存声能进行注入和采样的步骤。
体波谐振器的抛光镜面在SGAW装置中是不实用的，采用反射元件的赝周期阵列(pseudo-periodic array)来代替。此处的主体与过去实施反射元件的各种方法无关；然而，两种最普遍的方法是蚀刻槽和金属条带。也已经显示了点阵列(蚀刻的或金属的)。
在需要具体定义的情况下，“反射元件”是指单个特征(蚀刻槽或金属条带等)，“反射件阵列”或者“反射件”或者“光栅”是指所述反射元件的整体。目前为止最普遍的实现方法是周期性的反射件阵列，该阵列具有几百个单独的反射元件，其周期通常是所需的声波波长的一半。最常用的反射元件是金属条带，该金属条带的宽度为声波波长的四分之一，厚度为声波波长的1.5％左右。这些细节内容通过示例的方式提供，本领域提供了更薄或更厚的金属、更浅或更深的槽和更宽或更窄的特征的很多实施例。虽然最常用的设置采用均匀的周期反射，但是本领域的技术人员会认识到，通过稍微调节该周期可以达到有关旁瓣抑制和体波散射减少的优势。因此，反射件阵列应该包括反射元件的赝周期阵列。应该注意到，对于调节的周期的结构，具有理想周期结构的标称恒定的周期，该种周期将提供所需频率附近的相同性能。该标称周期是加权平均周期，并且应该认为是描述该结构的“周期”。
反射元件和反射件阵列的重要特性在于，它们从传播的声波移除能量，并将该能量散射回以相反方向传播的相同频率的声波中。非对称性的一个公知的效果在于，相位速度矢量的方向和能量速度矢量的方向不一致。这些矢量之间的角度称为能流角(power flow angle)，长时间以来都认为，由于能量将沿着能量速度矢量流动，因此阵列的中线应该通常遵循该能量速度矢量。相反，各个元件本质上保持与相位速度矢量垂直，从而在电极或反射件上声波相位是恒定的。能流角的存在要求进一步阐明，反射的信号具有沿着入射能量速度矢量(阵列的中线)反射回的能量，而且在所述中线与相关联的相位速度之间具有相等且相反的角度。该能流角的方案在Cho和William的“Numerical Analysis of Doubly Rotated Cut SAW Devices”的图13和图14中(Cho and Williams’figures 13 and 14 in″Numerical Analysis of DoublyRotated Cut SAW Devices″，Williams and Cho，1979IEEE UltrasonicsSymposium)进行了说明。长期以来都认为，这种能流角补偿能够应用于谐振器和阻抗元件以及延迟线。本领域的技术人员将认识到，还可以使电极倾斜，保持能量速度矢量“水平”，或者使电极垂直地摇晃，使得能量速度矢量倾斜。
基体非对称性的更重要的特性在于，声能的峰值从电能的峰值偏移，导致在具有机械限制性电极的IDT中的换能中心和反射中心之间的所谓的周相移动。在最少的情况下，该非对称性导致寄生模式增加，在最差的情况下，导致对谐振器的驻波的压电耦合严重减少。本发明的目的是解决此问题。其余的背景材料解释谐振器结构以及非对称性如何影响谐振器的特性。
大量周期性间隔的反射元件的集总效应(aggregate effect)是防止声波以一定频率不受阻碍地传播通过阵列，为此该声波的波长几乎等于该阵列的周期的两倍。在此所谓的布拉格频率(Bragg frequency)处，从阵列中的每个元件的反射是彼此相干的，声波被完全反射(存在不需要的耗散损失)。由于彼此的入射波和反射波的相互作用，在同步频率或布拉格频率附近的频率带中保持同步性。带宽由各个元件的反射耦合的强度决定，并称为衰减带(stopband)。
理想地，电极阵列的从X＝0开始且无限连续的反射系数在该衰减带中一致，并且在该衰减带外部快速地下降到零。对于有限数量的元件，在衰减带内的反射不是一致的，过渡区域是有限的且具有许多旁瓣(sidelobes)。
反射的相位取决于参考平面。此处假设参考平面位于离第一元件的中心λ/4，且该阵列包括λ/4金属条带。该参考平面的选择使得反射阵列呈现为面对对称基体方向从其右侧和左侧具有相同的反射相位，从而换能中心位于高度对称的点上(间隙的中心或者电极的中心)。在此情况下，如图1的现有技术所示，在布拉格频率处具有(主要声波部分的)反射相位的奇数个90°(π/2弧度)。该模型中的固有的较小的数值误差和非理想特性使得布拉格频率稍微下降到简单估计FB＝V/2P之下，其中V为速度，P为周期。衰减带内的两个其它频率看起来也呈现了奇数个90°，一个位于衰减带下边缘附近，一个位于衰减带上边缘附近。
要获得声部谐振和布拉格频率处的驻波，干涉透射介质的需要间距为(N+0.25)P，其中P是同步频率处声部的波长。没有换能器的简单情况如现有技术的图2所示。同步频率(～500MHz)处的相关谐振伴随有寄生谐振(spurious resonance)(～499MHz和～501MHz)，可能位于与反射件旁瓣一致的其它正交点附近。这种寄生谐振的准确位置取决于其它因素中的N。
增加间距会将往返透射相位从-180°变成更负的数，从而需要更少负的的反射相位。这会导致更低的谐振频率，还减少更长透射介质的相位增长。透射介质变短会具有相反的效果。本领域的技术人员可以模拟这种结构，并分析该谐振条件的控制方程的非线性系统的相互作用。
透射件的传播损失和从有限反射件阵列的反射损失决定了谐振器在其未加载状态下的质量。该未加载的质量因子QU的数学定义为所述驻波的谐振器存储的能量除以每周期损失的能量。高质量的谐振需要非常低的反射损失和非常低的透射损失。
声波谐振器只有能够通过电路交换能量时，该声波谐振器才实用，需要透射件或者一个或两个反射件也设置换能器装置。所述电路呈现的电负载代表使有效质量因子降低的声波存储能量的损失机制。所谓的加载质量因子QL取决于加载阻抗，并且对于除了开路和短路情况之外的所有情况下，都低于QU。
换能器装置包括至少一个具有叉指式电极的所谓的单元的集合。在最简单的情况下，每个单元是相同的，而且在换能器周期处是周期性的，具有单个正电极和单个负电极。然而，本领域中公知有多种换能器单元，该换能器单元的长度等于周期以及该周期的谐波和次谐波。还有由具有不同长度且与平均周期整体设置的单元构成的换能器。每个单元具有物理中心、反射中心和换能中心。单元内的换能中心和反射中心的相对位置通过单元设计和基体特性的组合而相互关联。
在对称定向中，具有对称或非对称的单元在换能和反射之间的相对相位等于多个四分之一周期(90°)。由于换能中心移动四分之一周期可以通过假设的反射系数的极性来实现，因此任何多个四分之一波长可以认为是换能中心和反射中心的对称设置。有意的非对称单元或者压电介质的非对称定向上的对称单元出现的非对称改变了得到的声波装置的设计要求和电性能。本发明讨论对因具有这种非对称单元而导致的装置性能进行补偿的方法，其中将换能中心和反射中心从高度对称情况偏移，此处表明为换能中心与反射中心之间的不对称性。
最早的SAW装置寻求将有限冲击响应(FIR)滤波器理论应用到包括输入换能器和输出换能器的间断延迟线结构。该结构努力避免反射并朝使用非机械显著性电极结构的方向教导。发现延迟线和有限冲击响应滤波器需要电失配，从而抑制不需要的时间域回声。寻求装置来克服该电无效，并且为了窄带应用，开发了谐振式滤波器。
因此，例如在美国专利No.3,716,809中，最早的SAW谐振器是通过将机械限制性电极阵列作为反射件阵列设置在这种无反射IDT中来实现，这并不奇怪。美国专利No.3,961,293发现，由于反射件之间的透射件的声波长度较长，因此得到的装置具有多个谐振频率。
Shreve的美国专利No.4,144,507通过将换能装置直接结合到反射件中克服了该寄生模式问题。Wright的美国专利No.4,616,197通过选择性的设置换能器空值来解决最限制的其余寄生模式。这种间断认为是导致能量散射到基体的体内，并且通常认为是不需要的。
现有技术图3说明了普通的单端口谐振器，其中叉指式换能器301位于反射器阵列302和303之间。通常，还可以有有限周相移动区域304和305。还通常而言，IDT(P1)的周期不必要等于两个反射器的相等周期(P2＝P3)；然而，在谐振频率处或附近，所有周期几乎相等，并且等于声波波长的一半。
现有技术图4A显示了以下情况，其中透射件仅仅是没有相位跳跃的叉指式换能器。在该结构的同步(布拉格)频率FB处，换能器的声波周相移动等于多个2π，然而，如果像现有技术中通常的P1＝P2＝P3，则在该频率处，每个端部反射器的反射率为π/2。如果周期都相等，则现有技术中图4A中的结构不能满足在该中心频率处的谐振调节。如果检查光栅的频率依赖性，便会发现在称为衰减带的频率带内反射率大小基本不变。这些是向前和向后传播的波相互反射耦合的频率，该带的宽度由光栅结构的每个波长的反射率κ来决定。在衰减带频率边缘之间FB(1±κ/2π)，通常具有至少从-π到π的反射相位范围。当现有技术图4A中所示的整个结构的周期不变时，该结构通常呈现更接近衰减带边缘的响应。
Avramov(I.D.Avramov，“High Q metal strip SSBW resonators using aSAW design”，IEEE Trans.UFFC.，vol.37，pp.530-534，1990)已经使用该结构来使得在STW谐振器中捕获的分散能量最大化。这种频率控制应用的方法的一个缺点在于制造产量。该装置的谐振频率取决于FB和κ。这两个参数都随着金属厚度和线与空间的比率而变化。谐振频率与FB偏离得越远，可变性越差。
在谐振器制造的早期，光刻工艺已接近其极限，必须使谐振器在FB处工作，以在成本敏感且大量的应用中使得产量最大化，如“Coupling-Of-ModesAnalysis Of Saw Devices”，V.Plessky，International Journal of High SpeedElectronics and Systems中所讨论的。为了实现此目的并保持同步结构(在该结构中，每个元件内的局部周期是恒定的，而不是在一个或多个离散的阶段中，并且IDT的反射率与至少一个邻近反射件的反射率同相)，必须插入额外的π/2透射相位，需要超过P/4透射线路。所需的相位可以通过在周相移动区域304和305中实现或者通过两种的结合。如果现有技术图3的IDT301选择为无反射，则仅与移相器304和305的相对长度相关的是反射件之间的驻波与IDT的换能中心同步。在IDT是反射的情况下，存在IDT的反射率与实际反射件的二级相互作用；然而，主要限制仍然是使电效率最大化。
现有技术图4B中的IDT 401设置为与左侧反射件402同步。左侧周相移动404为零，右侧周相移动405为π/2。该额外的周相移动定义了空腔特征，与该空腔具有距离的波被捕获到该空腔，而且储存的能量减少。应该注意的是，正弦信号意味着传送声波的相关联的电势。从而应该注意到，在谐振频率FB处，换能器不再与储存的能具有理想相位关系，使得电性能降低。此外，在低于所需谐振的频率处存在增加的电效率，导致低于所需频率的寄生谐振。最后，在驻波位于离换能器的最佳取样位置正好π/2的位置时，在稍高于谐振的频率处存在空值。除了以上建立的谐振条件之外，有利的是，换能器位于透射元件中的方式使得换能器的换能中心对准或多或少地与谐振器中储存的驻波的峰值同步。
现有技术图4C显示了两端口谐振器，其中每个IDT与邻近的反射件同步。将换能器相互连接得到美国专利No.4616197的复合换能器。使用有效长度为(M+0.25)的短的频率偏移的光栅来减轻有限间隙的体波散射是本领域公知的。这种所谓的打嗝式(hiccup)换能器将空腔置于换能器的中部。这由于各个电极的耦合峰值的阵列因子而增加了第二空值，并允许谐振处于布拉格频率处。由R F Monolithics在20世纪80年代出售的例如部件号为ROxxxx系列的单端口谐振器采用现有技术图4C中的结构，其中实现π/2周相移动作为“反射件阵列”的六个周期，其中它们的周期降低了5.75/6。其效果是在局部结构不存在间断的情况下实现所需的周相移动，而且在反射件的周期中仅有中等不连续。现有技术中还公知有其它设置，Bauer在美国专利No.6,420,946中公开了某些实施方式。
作为对Wright的替代方案，可以通过插入少于完整的π/2周相移动来改进谐振器的电性能，使得谐振器处于布拉格频率以下，并与电耦合的峰值相符。电性能的改进以制造频率公差的代价获得，然而现代光刻技术能够得到较好的产量。
无论准确长度如何，周期的跳跃产生了不连续，这使得SAW能量转化为体波能量。另一种方法是稍微改变换能器的周期，如Uno在美国专利No.4,387,355中所公开。这种谐振器利用换能器中的机械显著性电极扭曲其电响应并产生与反射衰减带的下边缘或上边缘相关的机电耦合峰值的事实。通过将IDT的耦合响应设置在结构的所需谐振频率处，便出现优化。降低换能器周期提高了电极最优地转化能量时的频率，并通过换能器改变的了周相移动。该结构在某频率处谐振，该频率不一定是IDT或反射件的同步(布拉格)频率。现有技术的方法如图5所示。IDT 501的频率P1小于反射件502和503的相等周期P2＝P3。
除了Wright的美国专利No.4,731,595之外，上述谐振器结构都在高度对称的压电基体上实现。这种基体在反射相位和换能相位之间具有很好的定义的关系，为整数多个π/2。在限制非对称的基体上，此相位关系可以具有任何值，对于上述公开的现有技术中的许多结构，这使得需要移动至少一个换能器的位置来解决该周相移动，如Wright的美国专利No.4,731,595中所述。Wright的现有技术图3中说明了在同步谐振器中的声驻波(实线)与相关联的声势能(点线)之间的π/4周相移动的效果，例如从美国专利No.4,144,507或美国专利No.4,616,197所得到的效果，得到在所需的谐振频率处电耦合的空值(美国专利No.4,731,595的图4)。
美国专利No.4,731,595的结构提供了已经商用的可能的解决方案，然而该结构具有多种限制。一个问题是，周期中离散的物理间断公知地导致能量散射到晶体的体内。虽然该效应在表面横波(STW)谐振器中严重得多，其对于SAW谐振器的QU也是显著的限制。更显著的问题是，IDT的机电耦合效率峰值位于衰减带的上边缘和下边缘，使得实质地耦合到寄生模式，如上文所预测，而且该结构的电效率在其谐振频率处相对降低。在美国专利No.4,387,355的结构中也出现了类似的效应，然而电效率的降低更不完全。
发明内容
以下内容概述了实现单端口、两端口和直列式耦合谐振器的装置结构及该装置结构的设计方法。根据本发明的一种实施方式涉及基于响应的感应技术来感应材料和结构。
所提出的解决方案是基于对图5中的共振器的修改。现代光刻技术实质上更精确，具有优异的再现性的区别周期的印刷线提供了与传统背离的途径。所提出的解决方案的设计方法需要FIRST的设计者考虑换能器，然后设计反射器来适应该换能器。选择IDT的长度和宽度来产生所需的电导率。所述选择可以通过经验和反复设计的组合来决定。金属厚度、线与空间的比率和周期选择为适应制造限制，可选地，在所需的谐振频率处提供最佳的电效率。
考虑IDT的电导率的非对称效应是指导性的。图6是换能器长度为79.5P1 601、99.5P1 602和119.5P1 603的IDT输入电导率，其中κ＝-0.015，非对称角为45°(完全NSPUDT)。电导率峰值的频率看起来与换能器长度无关。电导度的增加看起来显著地取决于长度。
图7是IDT输入电导率，其中κ＝-0.015，换能器长度为99.5P1，非对称角为0°701、15°702、30°703和45°704。电导率的峰值频率看起来与非对称角相对独立。再次，电导率峰值看起来很大程度上取决于非对称性，最对称的定向具有最强的电导率峰值。
图8是IDT输入电导率，其中κ＝-0.01 801、-0.015 802和-0.02 803的换能器长度为99.5P1，非对称角为45°。电导率峰值的频率看起来取决于反射耦合度。因此，调节IDT周期以使得所需的电导率峰值在反射件衰减带内所调节的量取决于反射率的大小，而不是实质上取决于IDT长度或基体非对称性。
本发明的一种实施方式包括一种声波装置，该装置包括：基体，该基体至少包括压电层；第一反射件，该第一反射件设置于所述基体上，并具有第一反射件布拉格频率；第二反射件，该第二反射件设置于所述基体上，并具有第二反射件布拉格频率；至少一个换能器，该换能器设置于所述第一反射件和第二反射件之间，其中所述至少一个换能器具有多个重复的单元，每个单元具有换能中心和反射中心，至少一个所述单元在其换能中心和反射中心之间具有不对称性，所述第一反射件布拉格频率和所述第二反射件布拉格频率不相等，并设置驻波调节，使得驻波与所述重复的单元的换能中心对准。
在上述声波装置的另一种实施方式中，所述基体引起(induce)所述换能中心与所述反射中心之间的非对称性。
其它实施方式可以包括上述声波装置，其中所述调节能够降低换能中心与所述驻波的电势峰值之间相位失配的均方根(RMS)误差，并减少对寄生模式的电耦合，或者减少插入损失。
还另一种实施方式可以包括上述声波装置，其中至少一个所述反射件包括点、条带、边缘、槽或植入的杂物。
在其它实施方式中，上述声波装置的所述至少一个换能器可以包括第一换能器和第二换能器。
在还另一种实施方式中，上述声波装置的所述至少一个换能器可以包括第一换能器、第二换能器和设置在所述第一换能器和第二换能器之间的电非活跃段(electrically inactive segment)。
在还另一种其它实施方式的上述声波装置中，所述基体包括压电层，该压电层选自由氧化锌、氮化铝、氮化镓、石英；磷酸镓；磷酸铝；硅酸镓镧(LGS)、钽酸镓镧(LGT)；铌酸镓镧(LGN)；硅酸镓铌钙(CNGS)；硅酸镓钽钙(CTGS)；硅酸镓铌锶(SNGS)；硅酸镓钽锶(STGS)、铌酸锂、钽酸锂、以及它们的组合所组成的组中。
一种实施方式包括一种声波装置，该装置包括：非对称的基体，该非对称的基体至少包括压电层；第一反射件，该第一反射件设置于所述非对称的基体上，并具有第一反射件布拉格频率；第二反射件，该第二反射件设置于所述非对称的基体上，并具有第二反射件布拉格频率；至少一个换能器，该换能器设置于所述第一反射件和第二反射件之间，其中所述至少一个换能器具有多个重复的单元，每个单元具有换能中心和反射中心，至少一个所述单元在其换能中心和反射中心之间具有不对称性，所述第一反射件布拉格频率和所述第二反射件布拉格频率不相等，并设置驻波调节，使得驻波与所述重复的单元的换能中心对准。
在其它实施方式中，上述非对称基体的声波装置的所述至少一个换能器可以包括第一换能器和第二换能器。
在还另一种实施方式中，上述非对称基体的声波装置的所述至少一个换能器可以包括第一换能器、第二换能器和设置在所述第一换能器和第二换能器之间的非活跃段。
在上述非对称基体的声波装置中，所述调节能够减少对寄生模式的电耦合，或者减少插入损失。
在上述非对称声波装置的另一种实施方式中，至少一个所述反射件包括条带。
一种另外的实施方式是一种声波装置，该装置包括：非对称基体，该非对称基体至少包括压电层；换能器，该换能器设置于所述非对称基体上；第一反射件，该第一反射件由条带构成，设置于所述非对称基体上并位于所述换能器的侧面附近，该第一反射件具有第一反射件布拉格频率。该实施方式还包括第二反射件，该第二反射件由条带构成，设置于所述非对称基体上并位于所述换能器的与所述第一反射件相对的侧面附近，该第二反射件具有第二反射件布拉格频率；其中所述换能器具有多个重复的单元，每个单元具有换能中心和反射中心。此外，至少一个所述单元在其换能中心和反射中心之间具有不对称性，所述第一反射件布拉格频率和所述第二反射件布拉格频率不相等，并设置驻波调节，使得驻波与所述重复的单元的换能中心对准，其中所述调节能够减少对寄生模式的电耦合。
此处说明的特征和优势并不详尽，具体地，通过阅读附图、说明书和权利要求书，本领域的普通技术人员能够理解很多其它特征和优势。此外，应该理解的是，在说明书中使用的语言原则上是为了可读性和指导性，而不是为了限制本发明主旨的范围。
附图说明
通过参考附图阅读以下说明可以完整地理解本发明，在附图中：
图1是现有技术中对于200个波长长度每个波长两个反射件的阵列的理想反射系数、左轴和周相、右轴的图；
图2是现有技术中两个相同的反射件的图，在参考平面之间具有超过P/4的透射介质；
图3是现有技术中使用恒定周期并具有相位间断的单端口谐振器；
图4A是现有技术中的周期性的且对称的同步结构的图，该结构始终具有恒定的周期，而没有相位跳跃；
图4B是现有技术中同步单端口谐振器的图；
图4C是现有技术中同步两端口谐振器的图；
图5是现有技术中IDT周期改变且没有相位跳跃的单端口谐振器的图，其中两个反射元件阵列的周期相等；
图6是现有技术中换能器长度变化的自然单相单向换能器(NSPUDT)的计算的IDT输入电导率的图；
图7是现有技术中非对称角变化的计算的IDT输入电导率的图；
图8是现有技术中光栅结构的每波长的反射率κ变化的计算的IDT输入电导率的图；
图9是计算的反射系数的图，显示了根据本发明的一个方面，一个反射件周期上移，一个反射件周期下移，以及该两个反射件的反射系数的乘积；
图10是本发明的实施方式的结构的夸张视图，其中反射件的周期不相等；
图11是显示基于本发明的实施方式的单端口谐振器的实施例的输入电导率的响应图，其中所指示的值为P2/Po；
图12是显示基于本发明的实施方式的单端口谐振器的实施例的输入电导率的响应图，其中所指示的值为P1/Po；
图13A是显示补偿的谐振器、未补偿的谐振器和误补偿的谐振器的情况的最大基体非对称处(完全NSPUDT)的模拟响应的图；
图13B是显示与图13A的情况箱体的NSPUDT角为30°的模拟响应的图；
图14是现有技术中IDT周期相等的两端口谐振器和周期相等的两个反射元件的图；
图15是本发明的一种实施方式的图，其中两个反射元件阵列的周期互不相同，并具有中间间隔物；
图16是模制有30°非对称角且没有中间间隔物的两端口谐振器的实施方式的模拟电响应的图；
图17是模制有30°非对称角且具有中间间隔物的两端口谐振器的实施方式的模拟电响应的图。
具体实施方式
图1显示了对于200个波长长度、每个波长具有两个反射件、每个波长的反射强度κ＝-0.015的阵列的理想的现有技术的反射系数100(刻度为dB值)、左轴和以度显示的周相101、右轴。所示的500MHz Fo的衰减带宽为±κo/2π＝±1.19MHz。
图2表示两个相同的反射件202和203，其中参考平面之间具有超过P/4的透射介质201。
图3是现有技术的使用恒定周期并具有分相304和305的单端口谐振器。周期为P1的叉指式换能器IDT 301位于周期为P2和P3的两个反射元件阵列302和303之间。在该现有技术的谐振器中，P1＝P2＝P3。而周期是连续的，具有结构的离散的间断，该间断导致体波散射。
图4A是现有技术的周期性的且对称的同步结构，该结构始终具有恒定的周期，而没有相位跳跃。这种谐振器不在同步频率下工作，而是需要偏离布拉格频率，从而获得必要的相位平衡。
图4B是现有技术的同步单端口谐振器。IDT 401设置为与左侧谐振器402同步。左侧周相移动404为零，与右侧谐振器403的右侧周相移动405为π/2。
图4C是现有技术的同步两端口谐振器。将底部左侧与顶部右侧相连接，并将顶部左侧与底部右侧相连接，便产生了打嗝式(hiccup)单端口谐振器。
图5是现有技术的单端口谐振器，该谐振器具有变化的IDT周期，而且没有相位跳跃。周期为P1的IDT 501位于周期分别为P2和P3的两个反射元件阵列502和503之间。在该现有技术中，P2＝P3。虽然周期不同，但是该周期设置是连续的。
图6是自然单相单向换能器(NSPUDT)的换能器长度为79.5P1601、99.5P1 602和119.5P1 603的计算的IDT输入电导率，其中κ＝-0.015，非对称角为45°。
图7是计算的IDT输入电导率，其中κ＝-0.015，换能器长度为99.5P1，非对称角为0°701、15°702、30°703和45°704。电导率的峰值频率看起来与非对称角相对独立。
图8是计算的IDT输入电导率，其中κ＝-0.01 801、-0.015 802和-0.02803的换能器长度为99.5P1，非对称角为45°。从图8得出，石英SAW谐振器上的铝反射件的反射率通常为每波长-0.015。历史上，这在各种损失机制和装置尺寸限制之间作出了较好的妥协。以下示例性实施例将利用该设计值；然而，这不应该认为是限制性的。
反射件设置为邻近IDT的每侧，并且初始认为该反射件的周期使得谐振状态符合现有技术图5的结构。定义Po为符合布拉格条件的光栅周期，vgrating＝FoPo，所有其它周期可以相对于Po来定义。P1/Po比率为0.9957，换能器长度为99.5*P1，足以将谐振置于该反射率值的反射件阵列的布拉格频率处。
然后需要修正驻波，以对基体非对称性进行调节。历史上，通过在IDT的任意侧添加隔离物(spacer)来使驻波移相。本发明的一方面，使用反射件周期的非对称调节，通过非限制性的实施例P2*P3～Po2的方式。图9说明了这种结构非对称性的效果。一个反射件901的布拉格频率下移，另一个反射件903的布拉格频率上移，其反射衰减带的乘积902显示为提供了减少的带宽。看起来，即使布拉格频率比率为1.001/0.999也是实质性的，并开始降低能量的总体反射陷波(reflective trapping)。标准化的IDT电导率的对数904约为0.996*Po的IDT周期比率的中心。换言之，图9是根据本发明的一个方面的一个周期上移的反射件903的计算反射系数、周期下移的另一个反射件901的计算反射系数和该两个反射件的反射系数的乘积902。看起来，即使反射件的相对周期分散1.001/0.999也是实质性的。标准化的IDT电导率的对数904约为0.996的IDT周期比率的中心。
图10显示了最终结构的夸张描述(exaggerated depiction)，其中P2＞P3。该具体的模制结构具有P1/Po～0.996、P2/Po～1.001和P3/Po～0.999(图中表示了夸张的比率，分别为0.6 1002、1.2 1001和0.8 1003)，以使得不同的周期显而易见。随后的图着重于具体条件，并表示了该三个变量的作用。与所示的较方便的短结构相反，实际的反射件长度为180个周期，IDT长度为99.5个周期。这些仅仅是代表性的设计值。
图11显示了模制在完全的NSPUDT基体上的单端口谐振器的实施例的模拟输入电导率1105、1110、1115、1120、1125、1130和1135，其中所指示的P2/Po值的P1＝0.9957*Po。P3/Po＝1-P2/Po用作P2*P3～Po2的近似值。本发明对于值P2和P3的其它关系有效，该关系仅是方便而有效的设计简化。最低频率谐振对应于P2＝P3＝Po(现有技术)。看起来，对于该套设计限制并假设材料特性在电导率上增加10％，最佳谐振发生在P2＝1.001*Po1115和P3＝0.999*Po 1120。其它结构和材料无疑会导致其它改进的比率。该比率值的上限和下限主要由图9的衰减带901和903交叠所导致902的非零合成值的限制来限定。基于图9，反射件分散超过1.001∶0.999使得反射件效率降低，并需要更长的反射件。本领域的技术人员认识到(1+κ)∶(1-κ)表示反射率κ的该比率限制的较好的近似值。
由于反射件周期的非对称性，通过降低左侧反射件的周期并增加右侧反射件的周期，图4A至图4C中所示的驻波将在图10的结构内向左侧移动，反之亦然。这会使得左侧换能器的反射相位更加负，与增加的周相长度相对应，并且右侧换能器的反射系数更少地负，与减少的周相长度相对应，反之亦然。结构非对称性用于平衡材料非对称性。对于IDT周期P1/Po的具体选择的结构公差也是反射率的敏感度的措施。
图12中，“典型的”单端口谐振器模制在完全的NSPUDT基体上，随着P1/Po的变化而响应。在实曲线1205(对准)中P2/Po和P3/Po设置为1.001和0.999，在虚曲线1210(非对准)中反之亦然。对准情况下的电导率比率到非对准情况下的电导率比率表示提高了40％至60％。比电导率更显著的是更低频率处寄生震荡(spurious resonance)的显著差异。
产生的结构会具有局部连续的金属化率和周期，使得体波辐射损失最小化，优化与谐振的电耦合，并使得寄生震荡最小化。由于左侧反射件和右侧反射件的衰减带会稍微偏移，因此在衰减带边缘有时发生的寄生震荡不再由两个反射件反射。
图13A和图13B进一步评估了所提出的补偿在寄生模式性能上的效果。
图13A显示出，与未补偿的谐振器(浅实线，P2＝P3)和误补偿的谐振器(虚线，P2＜P3)的情况相比，补偿的谐振器的在最大基体非对称性(完全的NSPUDT)处的模拟响应具有显著减少的附近寄生震荡行为(深实线，P2＞P3)。电导率的高频率峰值为所有这三种情况提供了相同的有问题的能量吸收。
图13A中，与未补偿的谐振器(浅实线，P2＝P3)1310和误补偿的谐振器(虚线，P2＜P3)1315的情况相比，补偿的谐振器具有显著减少的附近寄生震荡行为(深实线，P2＞P3)1305。电导率的高频率峰值为所有这三种情况提供了相同的有问题的能量吸收。在图13B中，对30°的NSPUDT角考虑了相同的情况。再次，与未补偿的谐振器(浅实线，P2＝P3)1325和误补偿的谐振器(虚线，P2＜P3)1330的情况相比，补偿的谐振器具有显著减少的附近寄生震荡行为(深实线，P2＞P3)1320。当考虑所需电导率与寄生模式电导率的比率时，本发明的特性看起来是显而易见的。
因此，这些实施例显然已经论述了“透射介质”包括单个IDT的情况。其它情况也是兴趣所在，并且能够从本发明中获益。在大部分通常的情况中，可能有多个叉指式换能器和半反射元件整体地一起装配和考虑，作为所述外部反射件之间的透射介质。如应用于单断开谐振器一样，所述原理也同样地应用于更普遍的直列式声耦合谐振器结构(in-line acoustically coupledresonator structure)和两端口单极谐振器结构。
图14显示了普通现有技术的谐振器，其中周期为P1的输入IDT 1401和周期为P2的输出IDT 1402位于周期为P3的左侧谐振器阵列1403和周期为P4的右侧谐振器阵列1404之间。显示了可选的中心谐振器1405，该中心谐振器1405的周期为P5，用于减少电容性耦合并可选地获得所需的周相移动。在该现有技术中，P1＝P2，并且P3＝P4。更通常地，P1＝P2＝P3＝P4。在很多情况下，还存在分相(未显示)。使P3不等于P4便获得本发明。应该注意的是，使P1不等于P2提供了减少寄生模式的可能，特别是在完全的NSPUDT基体中，在该基体中，使得一个换能器的电导率上峰值和另一个换能器的电导率下峰值交叠，在该窄带之外，几乎没有或者没有换能交叠。在两端口单极谐振器的情况下，通常P1至P4都为Po，并且中心光栅包括六个反射件周期，其中周期P5＝5.75/6*Po，从而谐振频率位于反射件阵列的布拉格频率处。
图15表示本发明的一种实施方式，其中普通的“透射介质”包括两个换能器1501和1502和中心光栅1505。其中一个外反射件1504将其布拉格频率向上调节了10％的频率，另一个反射件1503向下调节了10％的频率，在谐振频率处或者在两个换能器和中心光栅同步下的结构频率处完成了驻波的物理移动。IDT1501和1502都上移20％，中心光栅1505的布拉格频率位于标称频率或标称周期处。即使布拉格频率或周期具有10％和20％的变化，虽然比明显显著的周期变化0.1％大一百倍，但是也难以用肉眼分辨。
图16是不对称角为30°、通常为ST石英且X＝18°传播的两端口谐振器的模拟电响应的四响应图。反射件阵列长度为200个周期，IDT长度为49.5个0.996*Po的周期。没有中心隔离物。如现有技术中，P3＝P4＝Po 1605(实线)时，在498.8MHz处存在显著的寄生响应，并且输入IDT与输出IDT之间存在电导率不平衡。如本发明的一种可能的实施方式中，使用P3＝1.001*Po并且P4＝0.999*Po 1610(点线)，则减少了寄生响应并提高了输入与输出之间的电平衡。对于本发明的另一种可能的实施方式，使得P3＝1.0015*Po并且P4＝0.9985*Po，插入损失开始增加但是寄生响应仍然得到控制1605(虚线)。本发明的不良实施方式，P3＝1.002*Po并且P4＝0.998*Po(点虚线)，输入电导率较低，插入损失显著增加。直列式声耦合谐振式滤波器也可以采用类似的方法。
图17显示了当耦合谐振式滤波器模制有30°NSPUDT角时的响应。设计参数包括P1＝P2＝0.996*Po，且每个IDT为99.5个周期。左侧反射件具有200个周期且P3＝1.001*Po，右侧光栅具有0.999*Po且具有200个周期。中心光栅具有P5＝Po且具有70个周期1705(实线)、80个周期1710(虚线)和90个周期1715(点线)。
根据一种实施方式，本发明的寻求补偿反射和换能之间的周相移动，也称为机械驻波和电驻波之间的周相移动，这发生在低对称性的压电基体的定向上。需要这种定向，以使得温度敏感性最小化，或者使得单一阵列的一个或多个传感器装置的本质发生改变。
本发明的实施方式完成此定向且在周期结构中没有离散的间断。本发明还寻求将结构的谐振频率与换能器的最大机电效率对准。本发明还寻求使得允许的寄生模式的数量最小化，不过使得相关联的反射带的相互交叠变窄。
本发明的实施方式允许通过重复应用此处概述的原理来执行多个声耦合谐振器。已经讨论了着重于大部分SGAW谐振器要求的三种具体情况。通过横向声耦合的这些实施例的范围认为是本发明的更高阶耦合谐振式滤波器所包括的范围。
第一种情况包括具有单极(谐振频率)的单端口谐振器。第二种情况包括具有不同的输入换能器和输出换能器的双端口谐振器，该输入换能器和输出换能器具有单个谐振频率。这两种情况的设计原理几乎相同。第三种情况包括两端口两极耦合谐振式滤波器。该情况类似于一对共享共同的中心光栅的单极单端口谐振器。虽然该讨论展示了实现该装置的方法并描述了该装置，但是该方法并不对该装置进行限定，通过不同方法实现的类似装置也应该认为是所公开的装置。
由于本发明的一个特征是具有改进的电效率的装置，因此第一步是选择换能器的设计参数。已知的耦合模式(COM)分析提供了预测各种简单结构的机电性能的方法，电路理论用于结合这些装置部分。本领域的技术人员知道如何执行这些模型，以及如何选择诸如金属厚度、金属比率和声孔径等参数，以优化换能器的效率和寄生横向模式抑制。优选地，在整个结构中，金属厚度、金属与空间的比率和声孔径保持不变，将结构的局部周期作为定义设计的变量。诸如使换能器切趾以消除不需要的横向模式和/或sin(x)/x旁瓣和调节光栅以消除反射旁瓣等次生效果是本领域公知的，可以应用于此处的方法和装置。
有关显著性的参数、电极周期选择为，使得换能器的电端口的最大声导与所需的谐振频率相符。在具有所谓的反射率负号的高度对称材料(例如ST石英)中，峰值位于换能器的响应的下边缘处。在具有所谓的反射率正号的高度对称材料(例如128°铌酸锂)中，峰值位于换能器的响应的上边缘处。在大致对称的材料中，两个边缘处都有峰值，对于在机械驻波和电驻波之间具有π/4相位差的所谓的自然单相单向换能器(NSPUDT)定向，这两个峰值在强度上几乎相等。
由于在换能器响应的上边缘处向体声波散射能量更加显著，因此只要有可能便要选择下边缘处的峰值；然而，如果上峰值显著地占优势，则可能必须通过更厚的金属或本领域公知的其它能量捕获装置来避免体波干涉。
基于换能器峰值的所有谐振器的显著缺点在于谐振频率称为反射强度和波本身的速度的函数。这使得设计过程复杂化，并且制造要求更严格；然而，结果是装置的性能得到提高。
在某些形式中，可以使换能器的周期与器平均值不同，在第一步骤中确定的周期仅仅是等效统一换能器的周期。一种这种理由是，调节换能器的周期是减少统一换能器的sin(x)/x旁瓣。另一种理由是，引入IDT和反射件之间的局部周期值的连续性，以进一步减少体波散射。
设计方法中的下一步是选择左侧光栅和右侧光栅的初始周期。该周期的初始值选择为，使得光栅的所谓的布拉格频率与所需的谐振频率相对应。这提供了最大对称范围，在该范围内改变光栅周期同时仍然将谐振频率保持在所有谐振器部分的衰减带的范围内。显然，可以选择其它初始值，然而，由于该方法会重复，因此无论具体的初始条件如何，将该原理应用到假设的条件组的完全优化上都会导致相同的结果。
平均光栅周期和/或IDT周期的值需要进一步微调，以满足谐振的相位条件(频率微调)。通常，反射件在布拉格频率处将具有π/2反射相位。所需的值取决于通过换能器的透射相位，只有透射相位为FR处的π/2时，结果才不变。
再次，反射件可以是锥形的、已调节的、允许与其局部周期不同，等等，从而获得所需的二级利益，例如减少旁瓣和进一步减少寄生模式。
该点的步骤产生了类似于联合国组织美国专利No.4,387,355的谐振器，但是并不解决基体非对称性，并且不进一步限定寄生响应，而调节换能器和反射件可能完成该内容。
下一步是分离左侧反射件和右侧反射件的周期。这样做会减少一个反射件的周相移动，并增加另一个反射件的周相移动。该反射周相移动改变的量应该大致相等并且相反，通过结构保持适当的相位情况，但是使驻波的峰朝一个方向或另一个方向移动。实际上，相位相对于频率的非线性会导致周相移动稍微不同，从而实现优化和频率微调。驻波应该移动的量和应该移动的方向由基体非对称性的角度和方向来决定。
移动驻波的位置来完成换能器相对于驻波的正确定位，并优化谐振器的电效率。通过引入两个反射件之间的周期比率来完成该移动，使得该两个反射件的反射带和旁瓣不再完全交叠。由于一个反射件或另一个反射件可能会泄露不需要的能量，因此这减少了寄生信号的数量。改进的寄生性能是修正基体非对称性的附带优势。
以上段落说明了左侧反射件、中间透射件和右侧反射件的平均声波周期相互独立的装置，该装置的电效率峰值位于谐振频率处，而且换能器的位置与捕获的能量的电驻波对准。所述装置和获得该装置的方法通过在两个反射件的反射相位中引入补偿非对称性和驻波的相应侧向移动，补偿了反射和换能之间的周相移动，也称为机械驻波和电驻波之间的周相移动。
这种非对称性发生在许多需要的基体上，对X+18°传播的ST石英尤其成问题。这种定向常常与ST-X石英串列使用，作为传感器阵列中的温度探针。具体地说，在Freakes的美国专利No.6,865,950的轮胎压力检测系统中，ST X+18°与ST-X一起用于3传感器阵列中。该情况将坚持对为此应用所选择的基体稍微进行修改，以使切割范围为从ST(42.75°RYC)至Y切，其中离轴温度探针被包括在阵列中。如Kalinin至Transense的英国专利No.2,381,069所提出，基体非对称性还发生在具有43°传播的约34°RYC石英或对其进行修改的Cho和Williams的离轴温度稳定切割中。
类似情况将发生在出现压电材料的双旋转切割中，该压电材料例如硅酸镓镧(LGS)、钽酸镓镧(LGT)和铌酸镓镧(LGN)及其钙/锶钽/铌类似物、CNGS、CTGS、SNGS和STGS，这些压电材料可能选择用于优化对频率控制应用的稳定性或者对特定物理效应的敏感性。
虽然铌酸锂和钽酸锂主要用于高度对称定向上，越来越多地使用高速泄露SAW模式可能会导致将此处的技术也应用到这些材料上。
所公开的装置和方法通过使得相关联的反射件的反射带的相互交叠变窄，在不存在周期结构间断的情况下完成了该移动，并进一步使得允许的寄生模式数量最少化。这产生了多传感器无线阵列更需要的谐振器。具体地说，并行连接的谐振器中的一个谐振器的寄生模式可能与另一个谐振器需要的响应交叠。
只要将中间的换能器打断成两个独立的换能器，所示的单端口谐振器的情况便可以方便地扩展到两端口单极谐振器。虽然并不限制具有稍微不同周期的换能器，但是这些换能器无需这么做。这么做的一个优势通过当NSPUDT角接近45°时IDT响应的上边缘和下边缘处显著相等的电导率峰值来说明。在该情况下，可能需要将上峰值处的一个换能器与下峰值处的另一个换能器对准。改进的过滤性能应该超过增加的制造可变性。
上述相同的平均周期是需要的，并且可以获得相同的二级利益。此外，可以在两个换能器之间设置较短且接地的电非活跃段，该电非活跃段的周期基本等于平均周期，且长度仅足以减少该换能器之间的电容性耦合。应该注意到，换能器的总长度现在由不同的设计规则(透射插入损失规格)来确定，而不是像单端口中一样(晶体阻抗规格)，该区别与本发明关系不大。这些长度的确定方式与现有技术中的任何其它谐振器中的一般确定方式相同，以使得电负荷、声能损失、带宽和装置尺寸平衡。
通过进一步扩展，可以产生两个单端口谐振器概念性地端端接合的结构。原则上，在引入左侧谐振器与右侧谐振器之间的周期差异之前，概念性地进行此操作。中间的反射件不是原始反射件长度的两倍，而通常是稍短于任一原始反射件，从而允许信号从一个谐振器耦合到另一个谐振器。
为了在两个换能器中引入耦合驻波的正确移动，需要将中间的反射件留在初始周期上，并为整个周相移动调节外部反射件。并不是要求这么做，但是使中间反射件的周期不变具有优势。
虽然在最简单的情况下，将两个换能器保持相同的周期和长度，并使得中间的反射件处于平均反射件周期，但是这仅仅是为了表述方便，本发明包括符合上述装置说明和方法的主旨的其它扰动，从而完成所需的驻波峰值移动，以与换能器位置对准，并将换能器最大效率与所需的谐振频率对准。
应该特别注意到，已经明确地提出了由于基体的非对称性而使得换能中心从反射中心偏移。可能还有使非对称换能器结构可以用于对称基体的理由。这种情况下将出现此处指出的相同问题，并提供相同的解决方案。该规格应该解释为包括这种情况。
虽然以上讨论和方法专注于本发明的一种实施方式，即改变外部反射件的周期来改变它们的布拉格频率，从而改变反射相位，但是存在同样适于作为实施方式的其它方法。具体地说，可以采用对周期和速度进行改变的任何组合，其中迄今为止以及讨论了周期的改变。因此，除了压电层之外，可以采用金属厚度、槽的深度、线幅(linewidth)或者反射元件的相互电连接。此外，可以调节层状的、分散结构的一个或多个基体层厚度的变化。可以在一个或多个基体层中或者金属中添加杂物，局部氧化、氮化、碳化等可以用于改变速度从而改变布拉格频率。也可以采用诸如使用电声效应的电偏压等物理效应。这些方法都应该认为属于以下权利要求中所使用的改变布拉格频率的范围内。
虽然给出的实施例着重于均匀的光栅和换能器，但是多个单位单元不必要是相同单元的周期阵列，换能器不必要是均匀的，或者具有均匀的周相移动或换能中心与反射中心之间的均匀的偏移。在最简单的情况下，单位单元可以由呈现压电耦合的一对电极来形成。在非均匀的换能器和反射件的情况下，考虑平均值和平均偏离。反射件的布拉格频率的扰动表示电特性的改变，该改变可以是空间变化结构的功能平均，用于修正的该扰动不必要是通过光栅尺寸的恒定的扰动。对于实施方法而言，空间变化(例如化学变化的高斯分布)可能是固有的或者是有意引入的。
以上对于本发明的实施方式的说明的目的是为了解释和描述。而不是详尽的，或者为了将发明限制为所公开的精确形式。根据所公开的内容，可以实施很多修改和变化。本发明的范围不是由该详细说明来限制，而是由所附的权利要求来限制。

Claims (20)

1.一种声波装置，该声波装置包括：
基体，该基体至少包括压电层；
第一反射件，该第一反射件设置于所述基体上，并具有第一反射件布拉格频率；
第二反射件，该第二反射件设置于所述基体上，并具有第二反射件布拉格频率；
至少一个换能器，该换能器设置于所述第一反射件和第二反射件之间，其中所述至少一个换能器具有多个重复的单元，每个单元具有换能中心和反射中心，至少一个所述单元在其换能中心和反射中心之间具有不对称性，所述第一反射件布拉格频率和所述第二反射件布拉格频率不相等，并设置驻波调节，使得驻波与所述重复的单元的换能中心对准。
2.根据权利要求1所述的声波装置，其中所述基体引起所述换能中心与所述反射中心之间的非对称性。
3.根据权利要求1所述的声波装置，其中所述调节能够降低换能中心与所述驻波的电势峰值之间相位失配的均方根误差。
4.根据权利要求1所述的声波装置，其中所述调节能够减少对寄生模式的电耦合。
5.根据权利要求1所述的声波装置，其中所述调节能够减少插入损失。
6.根据权利要求1所述的声波装置，其中至少一个所述反射件包括点。
7.根据权利要求1所述的声波装置，其中至少一个所述反射件包括条带。
8.根据权利要求1所述的声波装置，其中至少一个所述反射件包括边缘。
9.根据权利要求1所述的声波装置，其中至少一个所述反射件包括槽。
10.根据权利要求1所述的声波装置，其中至少一个所述反射件包括植入的杂物。
11.根据权利要求1所述的声波装置，其中所述至少一个换能器包括第一换能器和第二换能器。
12.根据权利要求1所述的声波装置，其中所述至少一个换能器包括：
第一换能器；
第二换能器；以及
设置在所述第一换能器和所述第二换能器之间的电非活跃段。
13.根据权利要求1所述的声波装置，其中所述基体包括压电层，该压电层选自由氧化锌、氮化铝、氮化镓、石英；磷酸镓；磷酸铝；硅酸镓镧；钽酸镓镧；铌酸镓镧；硅酸镓铌钙；硅酸镓钽钙；硅酸镓铌锶；硅酸镓钽锶、铌酸锂、钽酸锂、以及它们的组合所组成的组中。
14.一种声波装置，该声波装置包括：
非对称基体，该非对称基体至少包括压电层；
第一反射件，该第一反射件设置于所述非对称基体上，并具有第一反射件布拉格频率；
第二反射件，该第二反射件设置于所述非对称基体上，并具有第二反射件布拉格频率；以及
至少一个换能器，该换能器设置于所述第一反射件和第二反射件之间，其中所述至少一个换能器具有多个重复的单元，每个单元具有换能中心和反射中心，至少一个所述单元在其换能中心和反射中心之间具有不对称性，所述第一反射件布拉格频率和所述第二反射件布拉格频率不相等，并设置驻波调节，使得驻波与所述重复的单元的换能中心对准。
15.根据权利要求14所述的声波装置，其中所述至少一个换能器包括第一换能器和第二换能器。
16.根据权利要求14所述的声波装置，其中所述至少一个换能器包括：
第一换能器；
第二换能器；以及
设置在所述第一换能器和所述第二换能器之间的电非活跃段。
17.根据权利要求14所述的声波装置，其中所述调节能够减少对寄生模式的电耦合。
18.根据权利要求14所述的声波装置，其中所述调节能够减少插入损失。
19.根据权利要求14所述的声波装置，其中至少一个所述反射件包括条带。
20.一种声波装置，该声波装置包括：
非对称基体，该非对称基体至少包括压电层；
换能器，该换能器设置于所述非对称基体上；
第一反射件，该第一反射件由条带构成，设置于所述非对称基体上并位于所述第一换能器附近，该第一反射件具有第一反射件布拉格频率；
第二反射件，该第二反射件由条带构成，设置于所述非对称基体上并位于所述第二换能器的与所述第一反射件相对的侧面附近，该第二反射件具有第二反射件布拉格频率；以及
其中所述换能器具有多个重复的单元，每个单元具有换能中心和反射中心，至少一个所述单元在其换能中心和反射中心之间具有不对称性，所述第一反射件布拉格频率和所述第二反射件布拉格频率不相等，并设置驻波调节，使得驻波与所述重复的单元的换能中心对准，其中所述调节能够减少对寄生模式的电耦合。
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