TWI336992B

TWI336992B - Apparatus and method for sampling frequency offset estimation and correction in a wireless communication system

Info

Publication number: TWI336992B
Application number: TW095121682A
Authority: TW
Inventors: T Moorti Rajendra; V Gaikwad Rohit
Original assignee: Broadcom Corp
Priority date: 2005-06-17
Filing date: 2006-06-16
Publication date: 2011-02-01
Also published as: CN1881823B; US20070002981A1; CN1881823A; US7177374B2; TW200715703A; EP1734712A3; US20070140212A1; US8085876B2; EP1734712A2

Description

1336992 九、發明說明：【發明所屬之技術領域】本發明涉及無線通信系統中某種信號損傷（s.gnai hnpainnem)峨正。更具體聽，本發明涉及無線通信系統中的載波頻率偏移、採樣頻率偏移和相位脅音的估計和校正。【先前技術】麟祕彡騎f會使肢少—個魏接㈣對，在 • 紐射器/接收器對之間交換資料傳輸信號。在這樣的無線系統中’發射Hit常貞責對触資訊編碼並將它娜龍比載波信號中（例如無線電信號隨後，接收器解調並解碼數位資 / 訊。雜多已㈣峨和解舰補輯波域發送的數位資、訊的技術。儘管在特定的無線系統中使用了特殊的調製技術，但是在調製-傳輸-解調的周期過程中’類比载波信號還是常常受到 • 某些損傷和衰減。這樣的信號損傷表明它們本身以多種方b 括載波頻率偏移（CFO)和採樣頻率偏移（SF〇)。相位^音是另外的損傷。這些損傷，如果不去校正，會導致數位資^ 隨著調製技術發展得更爲精密複雜，無線通信系統的奶性、速度和靈敏度被不斷推向極限。因而，這有利於不斷& 改善無線雜健巾cfo、sro、她噪音和其蝴似損傷合估計和校正。 ' 【發明内容】本發明要解決的·技術問題在於，針對現有技術的上述缺 ^ ’提供—種校正通信线中的-個或辣龍流程的資料包的採樣頻率偏移的方法，其巾載波辭α)和採樣頻率⑹ 由通用時鐘源驅動，所述方法包括：對於資料包中第/個符號中的每一個： (a) 估算接收資料包中的載波頻率偏移； (b) 由所述載波頻率偏移估算得到採樣頻率偏移估算，其中採樣辭偏移大轉於{乘⑽述餘頻率偏移估計值，再除以/c ; (c) 根據資料包中第a個頻音中的每—個的採樣頻率偏移估算，得到採樣頻率偏移相位校正；以及 ⑷將所述的採樣頻率偏移相位校正應用到所述的接收資料流程中。優選地，所述的接收資料包有前導信號部分，所述載波頻率偏移估算值從所述的前導信號部分得到。優選地，所述的資料包有有效負荷部分，所述的载波頻率偏移估算值從所述有效負荷部分得到。優選地，所述方法還包括：〇)追蹤由於採樣頻率偏移引起的相位變化； ⑴當所述的相位負向變化大於預定閾值的時候，將採樣處理的開始位置提前一個採樣，從而防止採樣滑動’同時將採樣頻率偏移相位校正旋轉負360度；以及 ' (g)返回到步驟（e)。優選地’所述方法還包括： (e) 追蹤由於採樣頻率偏移引起的相位變化；以及 (f) s所述的相位正向變化大於預定閾值的時候，將採樣處理的開始位置延遲一個採樣，從而避免採樣滑動’同時將採樣頻率偏移相位校負旋轉負36〇度；以及 (g) 返回到步驟（e)。優k地，使用快速傅立葉變換解調所述的接收資料包。優選地，所述的採樣頻率偏移校正在所述的之後應用的相位校正。優選地’所述的採樣頻率偏移校在所賴聊之後應用的時間校正。優選地’所述的載波頻率偏移估算值，對於資料包中的第 ^貝料姐’可^過制每頻音驗辭偏移估算值並將所頻B載波頻率偏移估具值在頻率、時間和空間上連續平岣，來得到所述載波頻率偏移估算值。本發明的些目的以及其他目的，將在下述優選實施例的描迷中得到進一步說明。 1336992 【實施方式】 I典型運行環境概述雖然在此參照特殊應用的示例性實施例對本發明進行福述’但是應當理解本發明不限於此。有權使用此技術的本領域技術人員將會意識到落入權利要求範圍内的修改、應用和實施例、以及在其中本發明起重要作用的其他領域。 r 例如’上下文將在使用正交頻分調製（〇FDM)的無線局 • 域網（WLAN)中來描述本發明。選取這個典型的環境是因爲 OFDM是一項常用的調製技術，並在爲無線局域網(WLAN)頒佈的正EE802.11a/b/g標準中使用。無線乙太網jjjperlan-2 ^ 也是基於0的。此外，即將出版的WLAN系統的 k ΪΕΕΕ802.11»標準也被期望使用某些形式的ofdm。然而，那些本領域的技術人員將會意識到，在此描述的方法和系統同樣可應用到其他調製、傳輸和解調方案中。 • 〇F〇M基帶符號是許多正交副載波的集合，在此有時被稱爲通道或頻音（tone)。每-個頻音被它自己的資料獨立調製，因此播帶它自己的資料星座。調製方案也許不盡相同，但是通常都是某種類型的正交調幅(QAM)、互補數鍵控（CCK)或者相移鍵控（PSK)。其他的調製方案也在本發明所涵蓋的範圍内。複合基帶信號通常被用來調製载波頻率爲⑹的主射頻（RF)信號。OFDM調製和解調通常由快速傅立葉變換(附）技術來實現。當OFDM技減通道編顺術結合使用的時候，

8 (:S 1336992

«> I

» I 就被稱爲編碼OFDM或.COFDM。使用OFDM的WLAN信號巾的每—織料包都有有效載荷部分’所述有效載荷部分包含許多資料符號。典型的〇pDM 貝料符號制2GMHz的帶寬’且通料大約52個職波或頻音組成。有兩種類型的活動頻音—資料頻音和導頻音。通常 • 在48個倾賊頻音巾散細個導頻音。導頻音通常被用作相位基準。0資料包之前通常都有前導信號。這個前導信鲁射以被用做資料檢測和同步，它通常都包括如數據速率和資料包長度這樣的資訊。通常，前導信航括兩個或更多重復的㈣健部分。例如，包之前可能有重復十次的短暫〇.如 / 前導信號，緊跟著是重復兩次的長3.2叫的前導信號。上面所描述的資料包和前導信雜僅是示例性…它們最終的形式和内容通常是由通信系統中應用何種標準所決定的。在廣域無線傳播中’一個或多個接收器可同時從幾個空間 ♦ 分佈的接收器處接收信號。這樣的系統可被稱作多輸入多輸出 (ΜΙΜΟ)系統’或者多輸入單輸出（MIS〇)統。μιμ〇和 MISO系統是有益的’因爲乡個魏^只會在魏賴個副載波或頻音上彼此破壞干擾，然而大多數副載波或頻音實際上會在廣闊的空間範圍内相互增強。可是，雖然如此，〇f〇m信號在通道中可能發生時變，表現爲載波頻率偏移（CF〇)。經過一段時間，CFO會導致資料符號的相位旋轉。如果不校正’ 頻譜（和資料星座）會移位元，將導致接收器輸出的資料損傷。 9 1336992 另外一種常見的資料損傷是採樣頻率偏移（SFO)。SF〇發生在採樣時鐘與理論或預期速度有微小差異時（例如，稍快一點或稍k一點）。例如，理論上爲8〇Mhz的採樣時鐘，實際上可能以80.08MHz或者是79.06MHz採樣。這樣的偏移在資料處理中産生了問題。例如，在8〇〇8MHz的一千次取樣中，第u)〇o次採樣可能實際對應的是第999段資料。這被稱爲“採樣滑動（sample slip) ”。然而，即使是报少的採樣，SF〇也會有效地導致所接收符號的資料星座的微小相减化。這個相移會在每個接收符號中線性傳遞。如果不去校正，這樣的相移會使接收到的數位資訊惡化。如在下面更詳細解釋#，發明者已經確定了 CFO和SFO的之間賴係，因此可財效地進行 SFO估算和校正。無線通信系統另外-種常見損傷就是相位漂音。相位噪音疋由實際（非理想）無線電波對信號上變頻或下變頻引起的。相位噪音隨意影響接收信號。如上所述’發明者發現了 _種改善無線聽祕中、 SK)和相位噪音的估算和校正的钱和方法。上下文在上述使用OFDM調製/解調方案的典型乳必環境中描述在此公開的本發明的實施例。在下面的部分中將更完整地描述⑽、 SFO和相位噪音的估算和校正。 Π載波頻率偏移的估算和校正 A概述 1336992 如上所述’ΜΙΜΟ或.MISO無線通信系統使用至少—個發射器/接收器對，在該發射器/接收器對之間交換資料傳輸信號。發射态通常編碼數位資訊，並將它調製到一個類比載波作號中（如無線電信號> 在接收器中，接收載波頻率爲（/c)的類比載波信號’並把它下變頻到基帶上，並解調和解碼其上攜載的數位資訊。下變頻、解調和解碼發生在接收器的物理 (PHY)層上面。在解調處理過程中，任何信號損傷必須被估算和校正，以防止攜載的數位資訊可能的惡化。可在接收器的PHY層中的基帶上執行CF〇估算和校正。使用接收到的資料包的前導信號和有效載荷部分進行CF〇的估鼻，校正。對於前導信號部分，校正被反復應用到連續的前導信號部分，最後應關有效储部分。對於有效載荷部分，進打CFO估算並在使衫種頻音賴率上、以及使用多種符號的時間⑽行平均。在ΜΙΜ〇和㈣^纟統巾，也在使用來自多個空間分佈的接收信號的空間上對CFO估算進行平均CFO权正也通過信號處理管線作爲資料包中的符號重復的應用到有效載荷中。〇估算和杈正方法也在題爲“無線通信系統中載波頻率估算和^^正的⑤備和方法”、代理所銳1875.7420001的申喷中描述’通過仙該申請的全文結合在此。 B載波頻率偏移估算和校正的詳細描述圖1疋月b夠在ΜΙΜΟ或MISO WLAN環境中運作的接收 1336992 «· 裔中的典型PHY層loo的框圖。這種環境非常典型，因易於解釋而被選擇’但並木限於此。PHY層1〇〇連接到天線1〇5 ’ 並接收一個或多個輸入類比射頻載波信號1〇2a_1〇2n，在輸入類比射頻載波信號l〇2a-l〇2n上已經調製有數位資訊。phy層 1〇〇包括RF調諧器110、RF濾波器115、模數轉換器12〇、 RF解調器125、解碼器130和串列器135。PHY層1〇〇的輸出連接到媒體訪問控制（MAC)層。PHY層1〇〇還包括物理狀態機112 ’物理狀態機100爲pHY層1〇〇中某些可編程元件提供控制功能（CONTROL)。本發明主要在即解調器U5 部分上執行。如上所述，可使用資料包的前導信號和有效載荷部分進行CFO的估算和校正。首先介紹有效載荷CF〇估算和校正。 1· 資料CFO估算圖2是RF解調器125部分的框圖。接收信號的主信號通道從頻率校正模組2〇4開始，繼續至接收濾波器和下採樣模組 2〇6迴圈子首清除模組208、時域鎖相環（pll)校正模組 212、快速傅立葉變換（FFX)模組214、頻域ριχ校正模組 216、等化器220和符號解映射模組222。爲了便於描述，將主信號通道分組爲在FFT模組214之前的第一信號處理階段 205和在fft模組214之後的第二信號處理階段217。如圖示，第一信號處理階段205在FFT模組214之前。 12 1336992

I

I 這個階段的整體沒有被詳細示出，它負責將接收到的資料流程下變頻轉換到基帶上’並爲FFT模組214中的解調準備作號。如圖所示’第一信號處理階段205包括接收濾波器和降採樣模組206以及可選的迴圈字首清除模組208。如在下面將更詳細解釋的，在第一信號處理階段205，資料包的前導信號部分被 - 用來産生前導信號CFO估算294。這在前導信號估算模組25〇中完成。要注意到’第一信號處理階段205中的特定部分只是示例性的，並不用來限制附屬權利要求的範圍。 FFT模組214主要負責解調接收到的被下變頻頻轉換過的 ‘ 資料流程。也就是，FFT模組214把接收到的資料流程擴展爲 . 正弦分量，以利於做更進一步的信號分析，如符號解映射和解

碼。時域PLL校正模組212在FFT模組214之前，而頻域PLL 校正模組216在FFT模組214之後。如下面更詳細解釋的，這些PLL校正模組是典型的乘法器，它允許在進行物理層的 ® 信號處理部分時，能夠對接收的資料流程進行頻率或相位校正。第二信號處理階段217在FFT模組214之後，其後解瑪外加的數位資料’以在接收器的媒體訪問控制（MAC;)層進行更進一步的分析和分配。如圖示，第二信號處理階段217可包括等化器220和符號解映射模組222。如第一信號處理階段 205，上述第二信號處理階段217的具體部分是示例性的，並不用來限制附屬權利要求的範圍。 13 !336992 圖2中還示出了 CFO估算器260。CF〇估算器26〇從本質上來6尤疋鎖相環（i>LL)’它接收第二信號處理階段的輸入，並與FFT模組214並聯。一般來說，PLL是閉環頻率控制系統，它使用反饋來使輸出信號和參考信號保持特定的相位關係。CFO估算器包括相位檢測器262、導頻/資料加權模組268、頻音平均模組263、符碼率環濾、波模組264以及資料流程平均模組266。這些模組中的每一個都從ΡΗγ狀態機112接收 CONTORL錢’借此可哺簡的運作断絲。如下面將更詳細描述的，相位檢測器262產生輸出信號，所述輸出信號與兩個輸入信號的相位差成比例。符碼率環濾波器264模組包括壓控振蕩器（VCO)/積分器，它是産生頻率與輸入電壓成比例的交流輸出信號的電路。符碼率環濾波264是可編程電路’被用來控制CFO估算器（PLL)的動態性和系統性能。本領域的技術人員應該熟悉各種PLL電路元件的功能。 CFO估算器260還包括很多平均模組❶更詳細的說

，CFO 估算器260包括導頻/資料加權模組268、頻音平均模組2纪和資料流程平均模組266。這些可編程的平均模組可以被用來進一步改進由相位檢測器262産生的初始CF〇估算值。 -般來說，CFO估算器260接受三種輸人信號。這些輸入信號’如下面更詳細描述的，表示來自第二信號處理階段 217的接收信號292、來自通道估算模組223的通道CF〇估算 293、以及來自乘法器226的加權傳輸信號估算296。如下面 14 將更詳細轉的’乘絲226根據物理量狀態機112中的可編矛控制彳s號，將恰當的權重分派給每一個所傳輸的信號估算 (例如’導頻估算225或資料頻音估算24〇)。作爲選擇的，這二權重可能由導頻/資料加權模組268分配。在實施例中，導頻估算225與資料頻音估算MO相比’被加權的更多。應該左思到CFO估算器26〇的特殊配置和它接收輸入信號的方式是不例性的。本領域内的技術人員可以不脫離本發明的精神貫質和範圍，設計出其他的配置。爲了便於進一步描述CFO估算器260的運作，提供了以下等式和數學公式。另外，應當注意到，這些數學公式是理論的表不，而不是物理模型。同樣的，它們不代表信號實際的傳播和損傷。 ΜΙΜΟ或SIMO系統中的第n個發射器發射被相位噪音損傷的信號，其CFO如下： x„(t)=eJ2n^yeM、Sn(t) ⑴ 其中，Xn⑴是接收信號，〆2714/^片„的·是相位噪音分量，Sn(t)是傳輸的信號。做一個保守的假設，相位噪音和多個（N)傳輸天線無關，而CFO和相同的天線有關，接收信號的向量表示就變成：卜W] >必〇…〇 * 、(，)· 〇 eA(0 ... 0 ： .· ： • • (2) • * 〇〇 ... €βΛύ .%(0. 1336992 不良採樣或者SFO f丨起附加的信號損傷。假設SFO和這 N個傳輸天線相關，那麼被採樣的傳輸信號變爲： x2^Ts) • 0 ... 0 0 … 0 0 • 〇 ... • • ejMaTs) /ατ(^+Δ7；)) 這裏（TS+ATS)是SFO分量。 (3) 對單個符號，相位噪音（/响邱）可以在一個符號時間 (e1011’1)近似爲常數。這與頻域内的平相移相符合。進一步假設第/個符號的殘餘CFO很小，那麼如圖3A所示，SF〇可以近似爲平相移。最後’如果假設SF〇很小，那麽如圖3B所示， SFO可以在頻域上近似爲線性相移。第/個傳輸符號的第灸個頻音的頻域表示就是： X2Ji • • j2nkArtJX{2l-l) 'e^J 0 ... 0 pi/ 对 e 2 e 2Ts 0 e 0 » 0 « • 0 ... « * • ♦ Ak 接收器相位噪音以相似的方式影響傳輸信號 (4) ώ^…>i, 。因此： V*u 0 0 e^J « # ... Q 「环u H\2Jt H72Jc …心.* Xu «e 2 e 2T, ··· Q « · 0 0 争 · • · • • 使用如下的簡化符號： (5) 1336992 >2π(Δ^Λ+Δ7；^>(2/-ΐ) fU(2/-l) = g 2Tt (6) = e 2 ⑺ P”,，=々 ⑻ «m,/ (9) (10) 受損的接收信號向量m和純淨的傳輸信號向量[s]之間的關係（爲了容易讀’省略了 α、Ρ和γ的下標/和Hmn的下標免）是： aj 0 ·*· 0 Hu …H'n βΐ 〇 0 •si/ rL· • = eM2l-i)eJU{2l-l) 0 Cl:…0 • * · • · » W21 /¾ …/½ • · » • · » 0 h… 0 » * ♦ • · · J Su • • yii*. • · * 0 0 «·· ctjj/ • · » βΜί ·*· HhfN. 0 〇 …Pat ♦ (11)

alPl 丑 11 αΐΡ2·^Ι2 …alPjV 丑 1ΛΓ eMV-l)ejU(2l-l) alPl^21 alP2^22 *** a2^N^lN 争 · 4 • » · Slxk aifPlffA/l αΛ 好A/2 …aA/P"^W. ,SNM. 根據相移（γ_)，對於ΜΙΜΟ系統有下面的關係： >u' Yn^ii Ίη^νι …' YU = eM2W) Y21^2I Y22#22 …丫2汉丑2沒 ♦ ♦ · * · ψ (13) Ak. …Ίμνημν. • 這裏[Υ]向量包括第Μ個接收器中第Α個頻音第個/符號的接收信號。[Η]向量表示接收器/發射器對（Μ，Ν)之間的估 1336992 計信號損傷（修絲她跡。[s]向量包括從第N個發射財發㈣㈣符號和細頻音的傳輸信號的估算296。如果向量[取根據等式13的间和问的乘積得到的，那我們可以_斷的公式’相移r可以絲純z]矩陣乘以向量[Y]。 y^m^m (14) 應該注意到’上述的數學财爲CJFO、SFO和相位噪音提供了便利的模型。然而，它們不是物理難，因此不能代表信號的實際傳播和損傷。但是，上面所描述的數學模型對閣明目的是有幫助的’並在下面的描述中被用作參考。用公式14，現在在圖4A和4B中描述對在上述典型 WLAN環境巾運作的接收n中的CF〇進行估算和校正的大體方法。如則所述，接收到的資料包包含了很多資料流程，每一個資料包都有含有很多個前導信號部分的前導信號。前導信號之後是有效載荷，所述有效載荷包括很多資料符號L。每第z 個資料符號，依次，有許多頻音每第t個頻音傳輸它獨有的資料。在ΜΙΜΟ或SIMO系統中，每一個資料包中都有河個接收到的資料流程。一般來說’方法400Α和400Β包括，對於每一個資料符號’進行前導信號CFO估算和每頻音的CF〇估算。基於前導信號CFO估算進行初始CFO校正。然後，對於資料包中的第 18 1336992 z個資料符號，每頻音估算在頻率、時間和空間上被平均，產生資料CFO估异，pdata。然後使用pdata估算和/或前導信號CF〇估异Ppreamble更新接收器中的CFO。這些步驟對資料包中的每第/個資料符號重復。更詳細的說，方法400A從步驟402開始，在402中通過使每個資料包前面重復的前導信號部分相互關聯來進行前導信號CFO估异，ppreamble stream㈣。前導信號估算的得到在下面的第2部分會更詳細的進行說明。在步驟4〇知中，權重被分配到母一個。之後，根據步驟4〇3b ,單個的前導信號CFO估算’ Ppreambie，由平均M個被加權的每資料流程

Ppreamble_stream(m)CFO 估算來得到。根據步驟404，接下來，基於單個前導信號CF〇估算 Ppreamble進行初始CFO校正。然後根據步驟4〇6，每頻音CF〇估算被連續地在頻率、時間和空間上被平均，從而得到資料 CFO估算Pdata。步驟406，如下面會更爲詳細解釋的，對^個資料符號中的每-個重復。最後，根據步驟4〇8，每一個接收資料流程中的任何CFO都會根據資料CF〇估算，，和/戋前導信號CFO估算Ppreamble被校正。圖4B更詳細的描述了 CF0估算是怎樣連續的在頻率、時間和空間上被平均而產生出被應用於接收器的最後cf〇估算。爲了便於描述’參考上賴數學公式對方法4⑻B進行描述，所述數學公式是參照圖2的數學公式。可是，如前面所說， 19 1336992 攻些數學公式和對® 2 ·的參考不絲限綱屬權利要求的範圍。、方法400B從步驟41〇開始，其中對於資料包中的第/個符號’爲資料符號巾κ個資料頻音巾的每—個産生每頻音CF〇估算ptone(A〇。這個每頻音CF〇估算基於（i)接收信號[γ]; ( u) 通道估算[Η]，（m)資料估算或導頻資訊[s]。如圖2所示，典型乘法器226的控制信號（c〇NTR〇L)提供了一種選擇資料 2〇4或導頻225資訊是否將與通道估算岡291和接收信號 [Υ]292相結合的方法。然而，乘法器226的使用僅僅是示例性的’本領域内的普通技術人員在有必要時，可想出其他在資料和導頻資訊中做出選擇的方法。根據步驟415，將權重分配給κ個每頻音CF〇資料估算中的每-個。頻音權重基於通道狀^如上所述，單個頻音有可能是資義音或者是_。龍射攜财_製在其上的數位資料星座’而導頻攜載預定的已知數據星座。因此，可以從資料頻音或導頻中得到傳輸頻音的估算。如果是由資料頻音得到的估算，那麼它由符號解映射模組 222的輸出得到，模組拉使用了熟知的決定定向技術來估計資料齡中的内容。這個已知的技術包括對資料星座中單個資料點的“最近鄰居（nearestneighb〇r)，，估算或對資料星座中的每-點提供“決定邊界，，。如果是由導頻得_頻音估算 [s]，那麽從僅爲導頻提供已知數據的導頻發生器224中得: 20 1336992 估算。 . 在實施例中’導頻估算與資料頻音估算相比，被加以更多的權重。在典型的實施例中’乘法器226根據PHY狀態機112 中的可編程控制信號CONT將合適的權重分配給每一個傳輸 4吕號估异。然而，本技術領域内的普通人員可以想出將恰當的權重分配給K個每頻音CFO估算的其他辦法。例如，在相位檢測器262之後的導頻/資料加權模組268可以將恰當的權重分配給每個頻音CFO估算。在實施例中，加權傳輸頻音估算296[S]和通道CFO估算 293[H]—起被接收到相位檢測器262中。這些信號可能和相位檢測器262相結合-例如，和乘法器——它在等式14中可以被向l[Z]所表示。這樣，這個向量可以表示精確的每頻音傳輸信號估算。相位檢測器262還接收到資料信號292。被接收的資料信號292由等式14中的向量[¥]表示，它可以在符號解映射模組222中作出的估算之前、從頻域pLL校正模組216 的輸出中得到。如圖3A所不，由於CF〇引起的相偏移在單獨的資料符號中基本上是恒量。因此，根據步驟420，接下來通過平均κ 個加權的每頻音CF〇估算，爲第ζ符號生成估算^⑺。、由頻曰平均拉組263來完成。每符號cF〇估算表示資料符號中的K個頻音所佔用的鮮帶寬上的CF〇平均值。、在步驟425和430令，計算出第二個加權平均值。根據步 I336992-

驟425 ’將權重選擇性地分配給步驟420中産生的Z個每符號 CFO估算中的每一個。然後，根據步驟43〇，被加權的/個每符號CFO估算被平均，生成資料流程CF〇估算，p_m 。因此’資料流程CFO估算pstream (m)表示在資料包通過信號處理管線時的平均CFO。這種平均由碼率環濾波模組264中完成。在實施例中，每次資料流程CFO估算pstream (m)被計舁，大多數最近的每符號CFO估算被連續的賦予了最多的權重’而較老的每符號估算上的權重卻不斷減少。如果有多個接收資料流程Μ，如在ΜΙΜΟ或SIMO通信系統中’那麼根據步驟435和440,對每個μ資料流程重復步驟410-430，以生成Μ個資料流程CF〇估算，ps_⑽。在步驟435中，給m個每資料流程CF〇估算中的每一個分配權重。基於通道使用狀況例如通道中的信號質量來分配相關的權重。通道中的信號質量越高，就被分g己越多的權重。根據步驟 440 ’接下來Μ個資料流程CFO估算被平均，以産生單個資料CFO估算，ρ址。資料CF〇估算，ρ细，基本上等於cf〇在工間上面的平均·也就是在兩個或者更彡個空間分佈的發射器上的平均。這個平均過程由資料流程平均模組266完成0 回憶起前面所說’資料包都有資料部分和前導信號部分。 =步驟至44〇中產生的資料⑽估算，^，可以和前導信號CFO -起使用’以生成或更新修正資料&㈣估 22 1336992 异’ Ppadcet。根據通道條件和系統特性，資料包CF〇估算’，可包括前導信號CF04古算、資料CF(M古算、或者兩者的二合。理想地’最可靠的CFO估算·_通常是前導信號CF〇估算— 會被使用'然而’在噪音環境下或者比較差的通道中，就得使用資料CFO估算或者前導信號CF〇估算或者兩者的組合。因而’根據步驟445，使用前導信號CF〇估算和/或資料㈣估算，Pdata生成資料包CFO估算，Ppacket。最後，按照步驟450，每一個資料流程中的CF〇都根據 =貝料包CFO估舁ppacket被校正。校正由CF〇校正發生器mo 完成，它狐CFOPLL26G⑽出，織將域㈣時域ριχ 权正模組m巾。在實施例中，校正模组212可以作爲财模組叫之前的乘法器來實現。可以看到，雖然cf〇估算用解調資料完成（也就是FFT之後的資料），可是頻率校正卻在 FFT運行前進行。按照步驟455，對資料包中的每個資料符號重復步驟410到450。總的來說’對於資料包上的第z個資料符號，對資料符號中κ個頻音巾的每-购進行每頻音CFG估算而且在頻率、時間和空間上被連續平均’以生成資料CF〇估算。資料 CFO估算可以和前導信號CF〇估算（見下文）相結合，用以更新貧料包CFO估算。雜，資料包CR)估算可以應用到正通過信號處理管線的資料流程h按照這種方式，健在幾個資料符號已顯過資喊理管線後，任何載波鮮都會被充分 23 1336992 1 ,

' I 去除’因此可崎確的對外加在其上缝位資料進行解映射和解碼。 2.前導信號CFO估算和校正作爲整個系統CFO估算和校正處理的一部分，可使用資料包前導信號來進行前導信號CF〇估算。每個資料包之前都有刖導信號。前導信號有重復的前導信號部分。例如，資料包之刖可能有重復十次的短暫的〇.8jIS前導信號，緊跟著是重復 φ 兩次的長3.2邺的前導信號。前導信號的最終形式和内容是由通信系統中應用何種標準所決定的。不管前導信號的特殊形式’重復的前導信號内容是完全一樣的。這允許所重復的前導 - 信號彼此比較，如果探測到相位變化，就得到粗略的CFO估 • 算。爲了進行前導信號CFO估算，重復的前導信號部分相互關聯。爲了便於解釋，對該相關性在數學上進行如下的描述。 φ 假設第一個接收資料信號&可以由X丨= +Vi表示。其中Si是發射採樣’乂是類比載波信號發射和接收的複合中心頻率’ Ts是採樣速率，V!是噪音項。連續重復的前導信號部分的完全相同的部分的第二接收採樣可以表示爲XN+丨= 3θ2π(/ί:)(Ν+_ + V2。採樣的相關性表示爲χ，χΝ +丨= IS/e^a’+V丨.S丨。可以看到，每一個相關項的相位幅角是27r(/y(Ts)N。因此，如果在前導信號的重復部分對連續採樣的相關性求和，那麽總和基本等於相位幅角 24

1336992 I 2PKXTJN。因爲N*TS都是已知量，所以可以解決實際的乂，並且和理論上的X相比較以得到前導信號CFO的估笞。在ΜΙΜΟ或SIMO系統中，有許多來自於空間分佈的發射器上的基本相同的接收資料流程。這使得Μ個資料流程上的前導信號相關和求和，其方式與在單個資料流程的上的重復前導信號一樣。而且，Μ個資料流程上的每一個的前導信號估算都會在被合併到單個CFO估算之前，根據接收信號質量估算被加權。接收信號中信號質量較好的前導信號CF〇估算，與接收信號中信號質量較差的前導信號CF〇估算相比，獲得更多的加權。這使得在ΜΙΜΟ或SIMO系統申，可以得到更精確的前導信號CFO估算。前導信號CFO估算可以被應用到資料包的連續部分。資料包上的連續部分可以是有效載荷部分。選擇性地資料包上的連續部分是連續前導信號部分。無論哪種情況，這樣的校正都使得，當資料包正通過的第—資訊處理階段2〇5時，在網路上的CFO逐漸變小。 m採樣頻率偏移的估算和校正如剛所述’另外一種常見的損傷是採樣頻率偏移（SFO)。 SFO發生在採樣時鐘與預想的或理論的採樣率有微小差異時 (比如》兑稍快或稍慢）。例如，理論上爲80Mhz的採樣時鐘， K際上可此以80.08MHz或者79.06MHz採樣。這樣的偏移引 25 1336992 起了資料處理中的問題。例如，在80.08MHz的一千次採樣中，第1_次採樣可能實際對應的是第999段資料這被稱爲“採樣滑動”。採樣滑動發生在正向或負向上，這取決於相位變化 (phase roll)的積累方向。然而’即使是很少的幾個採樣，SF〇也會有效的引起接收符號的資料星座的微小相位變化。如圖 3B所示，這個相移會在每個接收符號中線形傳遞。如果不去校正’這樣的相移會使接收到的數位資訊惡化，尤其在符號帶寬的外端。發明者得出了 CF0和SF0之間的關係，這種關係允許有效的SF0估算和校正。在通信系統中，如前面所述的典型 OFDM WLAN巾’ 使用的單晶體振蕩a時鐘，用它可以得到其他的系統時鐘。因此，在這樣的系統中，同一個晶體振蕩器驅動採樣解⑹和載波辭⑹。在這樣的系統中期望SFO疋與理論力完全相同的比例，而CFO與理論/c有完全相同的比例。換句話說，如果以部分/每百萬來表* CFO和 SF〇 ’那麼它們的值將會完全相同。在CFO已知的情況下，這個關係可以有效地估算和校正SF〇。回到圖2，它示出了估算和校正SF〇的系統。如前面所詳对田述的’圖2示出了使用資料包前導信號部分來進行前導信號CF〇估算的前導信號估算模!且250。圖2還示出了 CFO 估算器26〇，它對每一個符號，首先進行每頻音cf〇估算，乂後在時間、頻率和空間上平均該估算（如果需要），以進— 26 1 vL正和產生資料CFO估异，從而進一步修正cfo估算。因此，CFO估异器260的輸出就表示了資科CF〇估算，。以上所私述的估算CFO的方法，可以在本發明中實現。然而，本發明並不限於此方法，本技術領域已知的估算CF〇的其他方法同樣可以被使用。圖2還示出了與輸出CFO估算器260相連的SFO校正模組270。SFO校正模組270包括SF〇計算器272，SF〇計算器 272利用CFO和SFO之間的假設關係來産生SF〇估算。如前面所述，SFO大概等於理論乂乘以（：17〇估算值261(來自CF〇估算器260)，再除以理論乂。SF〇相校正發生器274與SF〇計算器272相連。SFO校正發生器274接收SFO估算，産生 SF0相位校正，並將它應用到接收資料流程中。在實施例中， SF0相位校正被應用到ppp模組214之後的頻域pLL校正模組216 ’從而實現與估算的SF〇相反的相位變化。在選擇性的實施例中（未圖示）’通過使用線性插值器將SF〇相位校正作爲時間校正（△!；)應用於資料流程中。通常在ppp模組214 之前應用這樣的校正。時序被移位元了 ATs，以確保在資料星座的理想點上進行資料採樣。 SF0相位發生器274還包括SFO旋轉器（rotor ) 276。SFO 旋轉器276被用來跟蹤整體的相位變化。如前所述，如果由於 SFO引起的整體相位變化達到某一個極限值，有時指“防護間隔”，就可發生採樣滑動。換句話說，當SF〇引起符號間的 27 1336992 線性相位變化’那麼符號帶寬邊緣的資料或導頻就會偏移到超出符號解映射模組2公決定邊界的程度。在某個極限值（通常是大概採樣間隔一半（Ts/2))，SFO相位變化跟蹤器（prt) 276就發送信號277給迴圈字首清除模組208，命令它提前或延遲資料採樣。這可通過將資料信號向想要的方向旋轉36〇度來完成。例如’當負向的相位變化大於預定的防護間隔時，可以通過將接收資料流程負向旋轉360度來提前這個採樣。或者’當正向的相位變化大於預定的防護間隔時，可以通過將接收資料流程正向旋轉360度來延遲這個採樣《>如圖2所示，迴圈字首清除模組208在接收濾波和向下採樣模組206之後。圖5示出了在接收資料流程中估算和校正SF〇的方法 500。方法500可以與CFO校正方法相結合，在資料包中第/ 個符號中的每一個上應用。如前面提到的，所描述的方法假定 /和/c由通用時鐘源驅動’例如晶體振蕩器。根據步驟51〇，在接收資料包中對CFO進行估算。以上詳細描述了兩種估算 CFO的方法。然而，本領域已知的估算CF〇的其他方法，一樣可以被使用。在步驟515中，由CFO估算得到SF〇估算。如上所述，當和乂由通用時鐘源驅動時’ sfo可以被認爲血理論y*有完全相同的比例，而CFO則與理論/c有相同比例。更具體的說， SF〇大概專於理論X乘以上述的CFO估算，再除以理論/。 SFO估算可以由前導信號CFO估算294或資料CFO估算261、 28 或者其他估算CFO的已知方法得到。在乂驟520中’可以根據得到的SFO估算，對第η固頻曰中的每-個進行SFO相位校正。有了上述SF〇和CF〇之間的關係就可以決疋出應用到正通過主數位信號處理管線中的資料流程上面的校正相差是多大以及是什麼方向。在實施例中，根據步驟525，通過使用FFT模組214之後的頻域PLL校正模組216，每-健收資料流程中的SF〇都被校正。SFO相位校正的使用，引起了校正微小SF〇的每個接收資料流程上的相位變化。選擇性地，可以使用插值渡波器 (未顯示），根據得到的SF〇估算使得採樣在時間上平移。這對確保採樣點與包含在多個資料頻音令的資料星座中的理想點相符和會有影響。通常在FFT模組214之前使用這樣的插值濾波器。在任何情況下，SFO相位校正發生器274都會根據所使用的校正類型，確保SFO校正以恰當的方式進行。根據步驟530 ’ SFO引起的相位變化被跟縱。如上所述， SF0引起的相位變化隨著時間而增大。如果SF〇引起的相位變化太大，就會發生採樣滑動。因此，如果由於SFO引起的相位變化超過某個預定的極限值，那麼接收資料流程的相位就會在恰當的方向被旋轉360度，以防止採樣滑動發生》如前面所提到的，這個極限值大概等於採樣間隔Ts的一半。因此’根據步驟535 ’綠定由SFO引起的相位變化是否大於預定的極限值。如果相位變化不大於這個極限值，採樣滑動 29 1336992 不會立即發生’根據步驟530 ’ SFO PRT 276會繼續監視相位變化。可是’如果相位變化超過了預定極限值，那麼根據步驟 540 ’資料流程會被恰當的提前或延遲一個採樣點進行採樣。同時’ SF0相位校正會在恰當的方向上被旋轉36〇度。如果採樣被提前，那麼SF0相位校正就會被負向旋轉360度。如果採樣被延遲，那麼SFO相位校正就會被正向旋轉360度。採樣被提前或者延遲之後，那麽根據步驟530，系統會返回來跟蹤由於SFO引起的相位變化。總而言之’當/c和Λ由通用時鐘源驅動時，SFO可以由 CF0估算出來。SFO校正由SFO估算得出，然後被應用到資料流程上。由SFO引起的相位旋轉被跟縱。如果由SF〇引起的相位旋轉超過預定值，那麼採樣就被提前或者延遲以防止 SFO引起採樣滑動SFO相位校正同時被恰當的旋轉36〇度，系統繼續跟縱由SFO引起的相位變化。以上描述了本發明的各種實施例，都可以在互動式作圖儀上晝出來。應該理解，這些實施例的目的僅在於舉例說明，而不是限制性的。本領域的技術人員知悉，在不離開如權利要求所定義的本發明的精神和範圍情況下，上述實施例的形式上和細節還可做各種的改變。因此，本發明的保護範圍不當僅局限於以上描述的任一實施例，而應該依照權利要求及其等同來限定0 30 1336992 【圖式簡單說明】圖1示出了無線通信系統中接收器的物理層；圖2更詳細的示出了本發明的實施例中的可能使用的物理層部分；圖3A和3B不出了在無線通信系統中，各種信號損傷如何影響信號的相位；

圖4A和4B示出了在接收信號中估算和校正CF〇的方法; 圖5示出了在接收信號中估算和校正SF〇的方法。【主要元件符號說明】下變頻、解調和解碼發生在接收器的物理（ΡΗγ)層輸入類比射頻載波信號l〇2a-i〇2n 天線105 物理狀態機112 模數轉換器120

RF調諧器110 RF濾波器115 RF解調器125 串列器135 第—信號處理階段205 迴圈字首清除模組208 解碼器130 頻率校正模組204 接收濾波器和下採樣模組206 時域鎖相環（PLL)校正模組犯快速傅立葉變換（Fpr) 模組214 頻域PLL校正模組216 等化器220 通道估算模組223 第二信號處理階段217 符號解映射模組222 導頻發生器224 c S ) 31 1336992

導頻估算225 · 資料頻音估算240 CFO估算器260 相位檢測器262 符碼率環濾波模組264 導頻/資料加權模組268 通道载波频率偏移（CFO )估算加權傳輸信號估算296 乘法器226 刖導k號估异模組25〇 CFO估算值261 頻音平均模組263 資料流平均模組266 接收信號292

293前導信號CFO估算294 方法 400A、400B 采样频率偏移（SFO)校正模組270 SFO計算器272 SFO相校正發生器274 SFO相位變化跟蹤器（PRT) 276 信號277 方法500

S 32

Claims

種权正通信系統中的—個 * _偏_方法，針 n簡諸包的採樣用時鐘源驅動I#, /, (/c)和採樣頻率u)由通 _動，其特徵在於，所述方法包括. 對於上述資他轉財的每 3估她輪t喊嶋偏移；鲁 =所:載波頻率偏移的估算得到採樣頻率偏移估率齡Γ樣頻率偏移大約等於^乘以所述載波頻率偏移的估算，再除以乂； :據:料包中第“固頻音中的每一個的採樣頻率偏移估鼻，得到採樣頻率偏移相位校正；以及 ⑷將所述的採樣頻率偏移相位校正應用到接收資料流程中。 2、如申請專利範圍第】白女乂、曾明万法針’所述的接收資料；:有則導信號部分，所述載波頻率偏移的估算從所述的前導 k號部分得到。导 3、 =請專利辑1項所述的方法，其t，所述的資料包有有效負何部分，所述的載波頻率偏移的估算從所部分得到。 j 如申請專利範圍第！項所述的方法，其中，還包括： (e)追縱由於採樣頻率偏移引起的相位變化； ⑺當所述的相位變化是負向且大於預定的極限值的時 33 1336992 候，將採樣處理的開始位置提前—個採樣，從而防止採樣滑動，，同時__辭偏移她校正旋轉負360度；以及 (g)返回到步驟（e)。 5、如申請專利範圍第丨項所述的方法，其中，還包括： (e)追蹤由於採樣頻率偏移引起的相位變化；以及

⑺當所述_位變化是正向且大於狀的極限值的時候，將採樣處理的開始位置延遲—個採樣，從而避免採樣滑動’同時將採樣頻率偏移相位校正旋轉負 360度；以及 (g)返回到步驟（e)。 6、如申請專利範圍第！項所述的方法，其中，使用快速傅幻變換（FFT)解調所述的接收資料包。

7、如申請專利範圍第6項所述的方法，其中，所述的採_ 偏移校正在所述的FFT之後應用的相位校正。 8、如申請專利範，項所述的方法，其中，所述的採軸偏移校正在所述的FFT之後應用的時間校正。 9、如申物说㈣〗項所述的綠，其巾，所述的載波網 :移的估算，對於資料包中的第，個符號，可通過得_ 音載波頻钱移估算值並將職每頻音舰解偏移估, =公時間和空間上連續平均’來得到所述載波頻率: 34