TWI309926B - Simple and robust digital code tracking loop for wireless communication systems - Google Patents

Description

1309926 六、發明說明： 【發明所屬之技術領域】 本發明係關於無線通信領域。尤其是關於一種改良的展頻 (spread spectrum)通信系統領域用之碼追蹤系統及方法。 【先前技術】 分碼多重存取(CDMA)技術已廣泛地使用於移動細胞電話系 統。CDMA技術的優點在於其於可能經驗多路徑衰退(multi_path fading)的情況中是很強韌的。一耙接收器，其常被使用於〇^八接 收，包括一排相關器（correlator)及一組合器。每一相關器，或 耙手指，被用以分別偵測及解調變寬頻衰退頻道之最強的多路徑 成份（手指）之一 ’而該組合器組合所有相關器的輸出以獲得來自 這些最強的多路徑成份的組合能量。因為多路徑訊號的數目及它 們的位置因時間而變化，因此需要每一多路徑成份的時間追蹤。 為了時間追縱的目的，通常使用一碼追縱迴路(codelmcking loop，CTL)，也稱為延遲鎖定迴路(delay i〇ck i〇op，DLL)。在 之前的CTL設計中’使用壓控振盪器（VC0)或數字控制振i器 (NC0)。CTL可以是同調（coherent)或非同調（nonc〇herent)。同調 及非同調與如何加總去擴資料(despread data)以產生一誤差信號 (error signal)有關。 【發明内容】 依據本發明，為在無線多路徑衰退頻道上傳輸之展頻信號之 1309926 多路位成份之時間追縱而使用一種簡單及強韋刃的碼追縱迴路 (code-tracking i〇op，CTL)。該CTL包括使用一擬似雜訊(卿此 noise)序列對早及晚資料樣本去擴，藉由去擴輪出一誤差訊號， 調整複數準時，早及晚樣本，以及決定做為誤差信號之資料速率 之一分數部份之一控制訊號的資料速率。該CTL具有實施的簡化結 構。聯合CTL也被揭示用以於二多路控彼此非常接近時消除二多 路徑之間的干擾。 【實施方式】 本發明將參照圖式而被詳細描述，其中相同的標號始終代表相同 元件。 圖一係無線通信鏈之圖式，其包括一或更多基地台11(為簡 化，僅表示一個），以及一或更多無線傳輸及接收單元 (WTRUs)12(為簡化，僅表示一個）。該基地台包括一傳輸器（未示 出）以及接收器13’而該WTRU 12包括-傳輸器（未示出）以及接收 器14。至少-基地台11及WTRU 12具有傳輸功能，因此在基地台^ 與WTRU 12之間建立-個通信鏈，如同由天線17,18所表示。熟悉 本技藝之人士應該了解，本發明的CTL 21被實施於一接收^之内， 例如接收器13或14。 CTL使用早及晚信號（亦即樣本）以產生時間追縱用的誤差信 號。該早及晚樣本分別被定義為比準時的樣本早半個碼片（半碼片 期間）以及晚半碼片（半碼片_)陳本。—個「則（物）」是 1309926 傳輸擴 、，散碼之-位元的時間區間，而半碼片是—碼片區間的一 半=片日守間區間的鮮稱為「碼片速率」。在聰s⑽及⑽A 2000心準中，碼片速率被定義為& 祖^。 參照圖二’其表示錄本發明之GTL 21之錢圖。輸入者為 2有^倍制縣之速率賴本。舰注意的是軸此處提及特 疋的貝料速率’這些資料速率之提供係為例示之用。例如，雖缺 資料取樣速衬_化，8及_取樣速較典制取樣速率。’在 使用16倍取樣速率的另—實财，對職本的每—娜是用以去 擴解調變以及把組合。的一個「準時」的同步樣本。ctl⑽ 追縱此時間並選擇準_樣本。為達成此目標，CTL 21將使用早 及晚樣本。 CTL 21匕括輸入樣本區段23，一早樣本擬似雜訊(pN)去擴 器25 ’ -晚樣本⑼去擴襲，—早_晚_器27，—集積及轉儲電 路28符號㈤⑽及-加總H30。輸人樣本選擇器23提供 早及晚樣本、.’αΡΝ去擴H25,26，其接著提供信號給早_晚偵測器 27該早b免摘測器27包括一晚乘方(p〇wer)計算器27a，一早乘方 #异!§27lm及-加總n%。早_晚偵測器27的輸出係提供給集積 及轉儲電路28之-誤差雜。集積轉儲電路_輸出被傳送給 符號計算129。符料#||29_被輸人加總之仏信號。該 加總器3G考慮先麵結果雜軸對的時間㈣信號（亦即， -1/+1)至-絕對時間控制信號。加總器3〇的輸出被傳送至輸入樣 本選擇器23以形成迴路。 1309926 由集積及轉儲電路28中之集積減執行之集積功能累積信號 功率並^善信號對觀比。在魏被懸_預先定義或預先決定 之時間區間時，集積值被輪出。為集積下-時間間隔的信號，在 集積器中的彳&號首先被清除。因此，集積器不連續地在不同時間 區間之間集積信號的程序稱為「集積及轉儲」。該集積區間被選 擇為-料符號區間。於―較佳實施射，該料符號區間係預 定數目的碼片，其於例示之實施例中為256碼片。 CTL 21藉由首先由去擴早樣本及晚樣本而運作。該等早及晚 樣本由魏ϋ已知之PN相去擴。被去漏龍被標示為早樣本 之Se(k)及晚樣本之&⑴，其中&⑴及Si(k)為複數(c〇即— number) ’而k代表時域(time d〇main)中的第k個資料。早_晚偵測 器27使用去擴的資料或資料符號以產生一誤差信號，其可使用程 式（1)非同調地獲得： (⑷♦㈣2 - Mfi 程式（1) 對母N個誤差信號Er(k) ’其中（N>1) ’ 一控制信號〇)將依據這些 誤差信號Er(k)的總合而被產生’其可被表示為： 程式⑴ 此控制信號Co係用以調整所有準時，早及晚樣本向前及向後μ 1309926 個樣本。通常M=1或2或M/16石馬片，其通常是1/16石馬片或i/8石馬片。 控制信號G)的資料速率因使比誤差信號匕⑴之資料速率低n倍。 依然參照圖二’在某些情況中，傳輸資料可以被去除。如果 是這樣(亦即，傳輸的資料可以被消除），這是藉由先移除來自去 擴的早信號及去擴的晚信號之調變信號而完成。這分別產生.

Se(k) * a(k)*以及 程式（3)

Si(k) * a(k)* 程式(4) 其中a(k)為傳輸的符號或傳輸信號之評估，而（y代表共軛。因 此，具有被移除資料之N!去擴的早及晚信號被同調加總以計算誤差 訊號Er(k) ’其可被表示為：

Er(k).. 程式（5 ) 去擴資料Se(k)或Si(k)包括一解調變符號a(k)，亦即BPSK調變 的的{1，-1}或QPSK調變的{-1，+1，-；1，+〗}。當去擴資料&(1〇或31(1〇 被乘上如程式(3)及(4)中的a(k)的共軛，去擴資料&(1〇或&(1〇中 的a(k)成份將被去除。 誤差信號Er(k)的資料速率因此低於去擴的早或晚信號Nl倍， 1309926 因為每一Νι去擴早及晚#號產生一誤差信號。對每一誤差信號

Er(k) ’其中N>1 ’ 一控制信號Co依據這些N誤差信號的總合的符號 而產生，且此控制信號ο»之資料速率比誤差信號之資料速率低他X N倍0 在另一情況中，誤差信號Er(k)被產生。程式（丨）使用一去擴資 料符號以產生一誤差信號Er(k)。程式（5)使用队去擴資料符號以產 生一誤差仏號Er(k)。因此，誤差信號Er(k)之資料速率以％倍不同。 依據本發明之一實施例，同調及非同調方法皆被使用。同調 偵測同調地增加信號（亦即，直接加總複數數字），例如程式5中的 總合（或如之後將解釋的，程式7的内總合（inner sum))。非同調 侧非同調地增加信號（亦即，複數的乘方數目），例如將參照程 式（6)所做的解釋的總合匕方法之間的不同在於同_測的性能 比非同調偵測好。然而，為使用同調偵測以獲得較佳的性能，傳 輸的信號必須為已知或如程式5所執行的評估。 依據本發明制低取樣速率輪人_之第二實糊之ctl Μ 表示於圖三此CTL 31包括-_早樣柄去擴器35，一 晚樣本PN去擴腿’—早_晚_觀，—集積及轉儲電職，一 符號計算以及-加總關。内插簡提供早及晚樣本給附 擴。。35, 36 ’其接著提供錢至早_晚伽彳騎。料—賴測器π ^括一晚功率計算器37a ’一早功率計算器挪以及一加總器^ 早—晚_黯的輪祕提餅_及觸電輸之—誤差作號 。集積及無電路_輸出被傳送給符號計算腳。& 1309926 付號計算觀輪出錄人加細Q之仏錢。該加細時 慮先前的結果轉換該相對的時間控制信號（亦即，—ι/+ι)至一絕對 時間控制錢。加總器4〇的輸出被傳送至内插器犯以同圖二所述 之方式形成迴路。 、、為低取樣速率輪入資料，取樣速率一般是每碼片2樣本。為調 整準時及早/晚樣本向前或向後一碼片速率之部分(例如1/16碼片 或1/8碼片），内插器33被用以產生所有準時的樣本，以及由被偏 移來自先前樣本之時間量之早/晚養本。 如所見，輪入資料速律與圖二所示之輪入樣本選擇_以及鲁 圖三所示之内插器33不同。樣本選擇器23依據控制信號C。選擇使用 那些輸入樣本。因為_僅具有每碼片二輸人樣本，其必須 依據一控制信號輸入產生或插入想要的樣本。 圖-的CTL 21需要高速的類比數位轉換器(ADC)。圖三的[孔 31使用低速ADC ’其成本較低，但CTL 31也需要額外的内插器以重 新產生想要的樣本。以CTL 2卜高資料速率被使用（例如，本 /碼片且因此需要高速的ADC。以CTL 3卜低資料速率(例如2樣本參 /碼片）被使用且因使需要低速度的就。不同的資料速率對不同的 應用而言是需要的。例如’在圖四，低速的就是較好的，因為使 用2樣本/碼片以及内插器53。 於對應UMTS FDD標準的實施例中，為向上鏈結(邮址)傳輸， 每一專用控制實體控制頻道之時槽包含10個符號（包括引導，傳遞 乘方(power)控制以及TFCI位元）。在這些符號中，引導符號為接 9 1309926 收器所已知，但乘方_及麗位元雜收抑言是未知。假設 SI及SLi指示第k時槽内第]·符號之去擴的早及晚信號。如果ctl 31母一訊框（frame)(每訊框有丨5時槽而每2訊框有加個時槽)被更 新，則在使用非同調結合之集積及轉儲電路38之輸丨之控制信號 C〇可以被表示為：

C„ = SIGN Ι|Κ/-κ,ι1 程式（6 ) 另-種情況是CTL 31_加總來自—時槽之早及晚錢的數目， 且隨後計算誤差信號L(k)之乘方。再次地，如果31每二訊框 被更新-次’則在集積器之輸出的控制信號c〇可以被表示為：

Cn=SIGN 30 Σ 灰》1 2^SEkJaktJ Μ SLkjak,j 程式（7) 其中，心為已知第k時槽之]·樣本中的引導位元或評估的乘方控制 /TFCI 位元。 l 藉由實施以下項目的不同組合的其它實施例是可能的⑴使 用-輸入樣本選擇器23(為圖二所示之高速ADC)或内插(為圖 -所示之低速ADC) ’ 2)使壯程及6所示之賴調誤差信號或 使用程式如所示之誤差魏之計算；以及3)個如程式卜^及 1309926 7所示之誤差信號乘方或使用如程式9所示之誤差信號絕對值。如 以上所解釋，圖二使用輸入樣本選擇器，非同調誤差信號計算， 以及誤差信號乘方（程式1)。圖四，如以下所解釋，使用内插器， 非同調誤差信號計算以及誤差信號絕對值。 如以上所解釋，程式（6)及（7)代表產生如以上所述之誤差信 號Er(k)的二種不同方法。程式（6)使用非同調偵測並使用程式 之誤差信號產生，而程式（7)使用同調偵測並使用程式（5)中之誤 差佗號產生。此"SIGN”係用以向前或向後調整時脈。當程式(6)戋 (7)的符號是正的，其將調整時脈向後；而當程式（6)或（了)是負的 時候’其將調整時脈向前。 依據本發明之UMTS FDD之CTL之實施例表示於圖四。CTL電路 51包括一内插器53，一延遲電路54 ’早及晚PN去擴器55, 56，計算 個別信號之絕對值的二大小計算電路57, 58，以及一加總器59。同 樣包含的是一集積及轉儲電路63，一符號計算器64以及一第二加 總器65。内插器53提供一信號早/晚輸出至延遲電路54，其提供一 早信號至早PN去擴器55。内插器53之輸出直接被提供給晚pN去擴 态56，而去擴器55, 56之輸出被提供給個別的大小計算電路57, 58。 圖四電路使用由程式（1)及（6)所描述的第一誤差信號產生方 法，因為早樣本及晚樣本被正好一個碼片區間所分離，而早樣本 可以藉由從晚樣本延遲一樣本而獲得。此外，在圖四，由早及晚 k號乘方計算器37a及37b執行的平方計算被取代為絕對值計算以 便間化硬體複雜度。 11 1309926 如果比較程式（9)與程式⑴，可以看見的是集積器及轉儲電. 路63執行練式⑹·之加總；而符餅算腿解答如程式⑹· 所描述的符號(+或-)。因為此符號產生一相對的時脈調整，新的 絕對時脈信號由加總先前的絕對時脈與進入的相對調整而被產 生。這在加總器65之中產生。 絕對值(大小計算電路57, 58中所計算的早及晚去擴器55,56) 被提供給加總器59 ’其提供-誤差信號_做為其輸出至集積器 及轉儲電路63，其接著輸入至符號計算器64。來自符號計算腿 之輪出係嚴格限制於+/- i信號，其被提供為至那插器Μ之相位控籲 制，以形成迴路。 誤差信號&是絕對值^與!^之差異，其可被表示為： △k’j =丨Ek，j丨—丨Lk’」’丨 程式(9) 〜集顧及_電賴提供誤差錄之別、且錄出被符號計 算』4嚴格聞為+1或_卜依魏加_誤差錄的符號而定。 此+1或―1被用以調整所有準時，早及晚的樣本向前或向後1/8碼片_ 的時脈’並且藉由控制内插相位而被實施。此内插相位藉由以新 輸入資料(=1或Ί)減除先前相位而被更新。 内插裔53使用四樣本(樣本間隔為半個石馬片）以產生準時的及 免的樣本樣本控制信號(亦即，内插器輪出），時脈偏移及内插 、、 純。早樣本係由將先前產生的晚樣本延遲-個樣本 而被產生。如果準時的樣本在相位Τ，則晚樣本將在相位”2”。 12 1309926 如果準時的樣本在相位”x”，則晚樣本將在相位”x+2”。 表一：内插相位，時脈偏移及係數 內插相位 時脈偏移(碼片) 係數1 . 係數2 係數3 係ΪΗ -6 -0.7500 0.000 0.0000 0.0000 1.0000 -5 -0.62500 0.0547 -0.2578 0.6016 0.6016 -4 -0.5000 0.0625 -0.3125 0.9375 0.3】25 -3 -0.37500 0.0391 ' -0.2109 1.0547 0.1172 -0.2500 0.0000 0.0000 1.0000 〇.〇〇〇〇 -1 -0.1250 -0.0391 0.2734 0.8203 -0.5547 0 0.000 -0.0625 0.5625 0.5625 -0.0625 1 0.1250 -0.0547 0.8203 0.2734 -0.0391 2 0.2500 ' 0.0000 1.0000 0.0000 0.0000 3 · 0.3750 0.1172 1.5074 -0.2109 0.0391 4 0.500 0.3125 0.9375 -0.3125 0.0625 5 0.6250 0.6016 0.6016 -0.2578 0.0547 6 0.7500 1.0000 0.0000 0.0000 0.0000 ' 集積器及轉儲電路63在穩定追蹤模式期間每3〇時槽被重設一 次，而於初使拉入(pulΙ-in)期間每1〇個時槽重設一次。在初始’ CTL 51係處於一「粗糙」時脈位置。希望ctl 51能夠快速反應以 發現正確的時脈位置（初始拉入模式）隨後CTL 51將鎖定此位置並 13 1309926 追蹤任何時脈改變（追蹤模式）。在手指被指派給CTL 51之後於第 五訊框期間’CTL51被假設在拉入模式中，且從第6訊框開始’CTL 51被假設在追縱模式中。 對拉入模式，CTL 51每10個時槽被更新且所有1〇引導及資料 符號每個專用實體控制頻道(dedicated physical咖㈣； channel, DPCCH)時槽被使用。於此情況中累積器的輸出q可以表 示為：

10 10 Q = · ΣΣΔ*，

[k=lM 程式（10) 對穩定模式，CTL 51每3G時槽（或二訊框)被更新，而所有1〇 引導及資料符號每DHXH時槽被使用。集積器及轉儲電路63之輸出 可以表不為： 30 10 ^ ΣΣδ,,

M J 程式（11) CTL 51追蹤在-靜態模式期間的模擬結果被執行。此模擬參 數如下： 1) 時間及頻率漂移為〇. 613 Ppm ; 2) 頻道為AWGN頻道； 14 1309926 3) 目標SNR = -24dB ; 4) CTL 51每二訊框（30秒)被更新一次； 5) 為母次CTL 51的更新，施加向前或向後的ι/g碼片調整；. 6) 计鼻最大時脈誤差； 7) 計算均方時脈誤差之平方根(RMSE); 8) 考慮非同調及同調組合； 9) 對非同調組合，每時槽1〇符號被使用，且誤差信號計算同程 式(6); 1〇)對同調組合，每時槽只有10符號被使用，而誤差信號計算同 程式（7)，Nl=3 ; 11)模擬簡化的方法’其使用絕對值而不使用早及晚信號的乘方。 圖五係表示在SNR = -24dB使用同調偵測之模擬的時脈追蹤的 圖式。藉由使用程式（7)，可以達成每時槽1〇引導符號之非同調組 合。圖六係表示在SNR = -24dB使用非同調偵測之模擬的時脈追蹤 的圖式。 圖七表示依據本發明使用程式（11)之簡化的誤差信號計算之 結果。因為非同調組合之程式（6)及同調組合之程式（7)二者中的 誤差彳5號计算需要計算複數的乘方，此乘方計算在硬體實施上非 常複雜。為了降低硬體的複雜度，使用大小計算取代乘方計算。 如果所有10隱導及資料符號被用於每時槽之非同調組人， CTL每二訊框(30時槽)被更新’則累積器輪出可被表示為： 15 1309926

or=SIGN ΣΣΚ·|-Κ,| 7=1 程式（12 ) 如果在每一時槽内的同調組合使用第一三引導符號，且CTL每 二訊框（30時槽）被更新’則累積器輸出可被表示為： 30 Γ 3 3 Q = SIGN- Σ ΣΙ — k^l[ Μ . Μ 程式（1 3 )

表二係不同CTL方法之RMSE之性能比較集合。於此表中，三 個CTL方法被比較。一個是每時槽使用1〇符號之非同調組合；第二 種是每時槽使用3引導符號之同調組合；第三種是每時槽使用1〇符 號之簡化的非同調組合。對目標SNR = -24dB，三方法被緊密地執 行。當SNR為-34dB，同調組合執行最差’因為使用較少的符號。 簡化的方法比非簡化的版本差。

表二不同CTL方法的RMSE 每時槽使用10符號 之非同調組合 每時槽使弔3符號 之同調組合 每時槽使用10符號 之簡化的非同調組 合 SNR = -24dB 1.63 1.51 1.52 SNR = -30dB 2.18 2.27 2.17 SNR = -34dB 3.07 5.15 4.03 16 1309926 L獨立追蹤一手指。當二多路徑（或手指）位於一個半碼 射 手指之二GTL教互相干擾·此衰退CTL追雜能。依 發明特定的形式，-聯合方法被用以降低來自互相的干擾。 不需要-般性的損失，可以使用有二多路徑的方法。被接收信號 r(t)可以被表示為： r(t) = hi(t)s(t) + h2(t)s(t-)程式(14) 其中s(t)為有用的信號，卜紅),〜為資訊符號 ，而 g(t) 為信號波形。h(t)為第-路徑之頻道増益，而h2(t)為第二路徑的 頻道增益。r是二手指之間的相對延遲。說明的是在程式（14)中 並未考慮附加的白高斯雜訊。 當二相鄰手指之機的相對延遲小於丨.5瑪片時，二獨立的CTL 將互相干擾，如圖八所示。應說明的是三角形波形僅為說明之用， 在實際上並不需要使用。由於干擾，二CTL的性能將衰退^第一手 指的晚信號的樣本將包含來自第二手指的干擾h2g(7：-T/2)，而第 二手指的早信號的樣本將包含來自第一手指的干擾hg( τ' -T/2)。第 一手指的晚信號的樣本Si lst(k)為： 17 1309926

Si (k) = hi(k)g(T/2)+h2(K)g( r-T/2)程式（15) 而第二手指之早信號的樣本Se 2nd(k)為： S! 2nd(k) = Mk) g(r-T/2)+h2(k)+g(T/2)程式（16) 圖九是聯合CTL方法100之方塊圖。此等元件類似圖四，但具 有一聯合誤差信號計算器102如同二CTL電路1〇3,1〇4般操作。 CTL電路1〇3包括一内插器113，一延遲電路U4，早及晚pn去 擴器115,116，計算個別信號之絕對值的大小計算電路，以及位於 該聯合誤差信號計算器1〇2内的加總器。同樣包括的是集積器及轉 儲電路123，一符號計算器124以及一加總器丨25。内插器113提供 一信號早/晚輸出至延遲電路114，其提供一早信號至早pN去擴器 115。内插器Π3的輸出直接被提供給晚pN去擴器116，而去擴器 115,116之輸出被提供給位於該聯合誤差信號計算器丨〇2内的個別 的大小計算電路。CTL電路1〇4包括一内插器133，一延遲電路134， 一早及晚PN去擴器135,136，計算個別信號之絕對值的大小計算電 路’以及位於該聯合誤差信號計算器102内的加總器。同樣包括的 是集積器及轉儲電路143 ’ -符號計算||144以及—加總器145。内 插器133提供一信號早/晚輸出至延遲電路134，其提供一早信號至 早PN去擴器135。内插器133的輸出直接被提供給晚跗去擴器 136，而去擴器135，136之輸出被提供給位於該聯合誤差信號計算 18 1309926 器102内的個別的大小計算電路。 如所見’二手指間的相對延遲可以從CTLs獲得。如圖四電 路的情況，圖九的電路使用由程式（1)及(6)所描述的第一誤差信 號產生方法，因為早及晚樣本正好由一碼片間隔分離，且該早樣 本可藉由延遲一樣本從晚樣本獲得。使用絕對值計算以簡化硬體 複雜度。 依據本發明特定的形式，以下二種方法對去消干擾而言是有 效的： 方法1 :如果頻道增益ho；)及h2(t)為已知，干擾藉由從有用 k號中減去干擾而被消除。該誤差信號被產生為： £iaW = |5r(/:)|2-|5^(fc)-^(/：)g(r-r/2)|2 程式（17) ^ (k) = (k) -hl(k)g{T-TI 2)|2 (fc)|2 程式（18) 控制信號C。使用程式（2)被計算。 方法2 :如果如果不知道頻道增益hi(t)&h2(t)，但二手指的 乘方為已知，其為頻道增益I h! |2及| h2 I2，E| h! I2及E| h2、 之平均。因為： 2 万如,、)卜冲心2(772) +半2|Ίγ/2)程式（J 9 ) 19 1309926

N §o)l2 (w，2)+來丨Y(m)程式（2〇) 控制信號c。被計算如下，其干擾被移除 C=WT7 程式（2 1 ) 程式（2 2) 本發月在、、、田胞移動系統中是有用的。於—較佳實施例中’本 發明被實施於由—射_路控制H或點B傳輸控彻之-基地台 傳輸中⑻’應了解.本發明可制於展舰信傳輸之廣 泛的變化。 【圖式簡單說明】 ’俾得更深入之瞭解： 本案得藉由下列圖式之詳細說明 第一圖係無線通信鏈之圖式。 20 1309926 第二圖係使用高取樣輸入資料之CTL之方塊圖。 第三圖係使用低取樣速率輸入之CTL之方塊圖。 第四圖係UMTS FDD系統之一種CTL設計之方塊圖。 第五圖係表示在信號對雜訊比SNR = —24北時的模擬時間追蹤圖。 第六圖係在SNR = -24dB時的模擬時間追縱圖。 第七圖表示SNR = -24dB時的模擬時間追蹤圖。 第八圖係當二相鄰CTLs由少於一個半碼片（Chip)所分離時位於其 間的干擾圖。

第九圖係聯合CTL之方塊圖。 【主要元件符號說明】 11基地台 12無線傳輸/接收單元 13 ’ 14接收器 1U8天線 23選擇器 25 ’ 35，55 ’ 115 ’ 135早樣本PN去擴器 26 ’ 36 ’ 56，116 ’ 136晚樣本PN去擴器 27早-晚偵測器 27a晚乘方計算器 27b早乘方計算器 28 ’ 38 ’ 63，123，143集積及轉儲電路 21 1309926 29，39，64，124，144 符號計算器 30，40，37c，59，119 加總器

3卜 51 CTL 33，53，113内插器 37早-晚偵測器 37a晚功率計算器 37b早功率計算器 54，114，134延遲電路 57, 58，117，118，137，138 大小計算電路 65，125，139，145 第二加總器 102聯合誤差信號計算器 103,104 CTL 電路

22

Claims (1)

1309926 七、申請專利範圍： L種執仃展頻通訊之無線傳輸/接收單元(w_之同步化方 法’該方法包含： 從一接收通訊信號之-序列喝片中產生各碼片之複數個樣 本； 從該複數個樣本中產生一第一組樣本與一第二組樣本； 使用-擬似雜訊序列去擴該第一及第二組樣本中之每—組； 從該第-及第二組去擴樣本中產生一誤差信號； 根據該誤差信號之—觀_—大小從賴差錢中產生_ 控制信號；以及 (f)基於該控制信號調整該WTRU之同步化。 2·如申请專利範圍第丨項所述之方法，其中該第—及第二組樣本係 藉由從該複數個樣本巾每碼片選擇兩娜本而產生。 ' 3. 如申請專利麵項所述之方法，其中該第—及第二組樣本至 少其中之-係藉由内插該複數個樣本而產生。 4. 如申晴專利範圍f3項所述之方法，其中該第二組樣本係藉由延 遲該第一組樣本而產生。 5. 如申請翻制第4項所述之方法，其中該第二組樣本之樣本每 -個都從該帛-喊本之個職本輯一晶片。 6_如申請專利範圍綱所述之方法，其中該誤差信號係藉由比較 該去擴樣本的大小而產生。 7.如申明專利範圍第（項所述之方法，其中該誤差信號係藉由比較 23 1309926 該去擴樣本的平方而產生 更包含在產生誤差信號之 8·如申請專利範圍第丨項所述之方法， 前，從該去擴樣本中減去—已知序列。 /接收單元(WTRU)之同步化方 9. 一種執行展頻通訊之無線傳輪 法，該方法包含： 從-接收通訊錄之—相別中產生各碼^複_樣 本， 從該複數個樣本中產生一第一組樣本與-第二組樣本；

使用一擬似雜訊序列去擴該第—及第二組樣本中之每一組； 從該第一及第二組去擴樣本中產生一誤差信號； 在產生誤差信號之前’從該趣樣本中減去—已知序列，藉 匕U已4序列的—共祕被乘以該去擴樣本，以減去該已知序 以及 ’ 從該誤差信號中產生一控制信號；基於該控制信號調整該 WTRU之同步化。 10· 一種無線傳輸/接收單元(WTRU)，其包含： 一取樣裝置，用以從一接收通訊信號之—序列碼片中產生各 喝片之複數個樣本；； 一第一產生裝置，用以從該複數個樣本中產生一第一組樣本 與一第二組樣本； 一去擴器，使用一擬似雜訊序列以去擴該第一及第二組樣本 中之每一組； 24 l3〇9926 -第二產生裝置’用峨該第―及第二組去擴樣本中產生一. 誤差信號； -第二產生裝置，用以根據該誤差信號之—符號而非一大小 從該誤差信號中產生一控制信號；以及 -調整裝置，基於該控雜號_整珊Ru之同步化。 11·如申請專利範圍第10項所述之無線傳輸/接收單元，其中用以 產生第-及第二組樣本之該第一產生裝置係包含一樣本選擇器， 用以從該複數個樣本中選擇各碼片之兩樣本。 12. 如申請專利範圍第10項所述之無線傳輸/接收單元，其令用以φ 產生第-及第二組樣本之該第一產生裝置係包含一内插器，用以 内插複數個樣本。 °° 13. 如申請專利範圍第10項所述之無線傳輸/接收單元，其中該第 一產生裝置包含-延遲單元，用以延遲第_組樣本而產生第二組 樣本。 14. 如申請專利棚第13項所述之無線傳輸/接收單元，其令該延 遲單元係用以延遲該第-組樣本之樣本—晶片而產生該第二組樣魯 本0 15·如申請專利範圍第10項所述之無線傳輸/接收單元，其中用以 產生誤差信號的該第三產生裝置係包含—用以比較去擴信號大小 之比較器。 16.如申請專利範圍第1〇項所述之無線傳輪/接收單元，其中用以 產生誤差信號的該第三產生裝置係包含一用以比較去擴信號平方 25 1309926 之比較器。 17. 如申睛專利範圍第1〇項所述之無線傳輸/接收單元，其中談第 二產生裝置包含-減法H，用以在產生誤差域之前，從該去擴 樣本中減去一已知序列。 八 18. —種無線傳輸/接收單元⑽卿，其包含： 一取樣裝置’用峨-接收通訊信號之—相瑪 瑪片之複數個樣本；； 一第一組樣本 一第一產生裝置，用以從該複數個樣本中產生 與一第二組樣本； 一去擴器，使用一 中之每一组； 擬似雜訊序列以去擴該第一及第二 組樣本 及苐二組去擴樣本中產生一 一第二產生裝置，用以從該第一 誤差信號； 器； 盗係為一共輛乘法 第二產生裝置’用峨雜差信財產生—㈣信號；以 °周整襞置，基於該控制信號以調整該麵之同步化。 26