JPH10200505A - 受信装置及び受信方法、並びに無線システムの端末装置 - Google Patents
受信装置及び受信方法、並びに無線システムの端末装置Info
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- JPH10200505A JPH10200505A JP9000394A JP39497A JPH10200505A JP H10200505 A JPH10200505 A JP H10200505A JP 9000394 A JP9000394 A JP 9000394A JP 39497 A JP39497 A JP 39497A JP H10200505 A JPH10200505 A JP H10200505A
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- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/69—Spread spectrum techniques
- H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
- H04B1/7073—Synchronisation aspects
- H04B1/7075—Synchronisation aspects with code phase acquisition
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- H04B1/69—Spread spectrum techniques
- H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
- H04B1/7097—Interference-related aspects
- H04B1/711—Interference-related aspects the interference being multi-path interference
- H04B1/7115—Constructive combining of multi-path signals, i.e. RAKE receivers
- H04B1/712—Weighting of fingers for combining, e.g. amplitude control or phase rotation using an inner loop
Abstract
(57)【要約】
【課題】 ＲＡＫＥ方式の受信機で、サーチ時に加算回
数に応じた閾値が設定でき、サーチ時間が高速化できる
と共に、フィンガへの最適なパスを確実に設定できるよ
うにする。 【解決手段】 ＰＮ符号の位相を所定のチップ毎に動か
しながら、受信符号との相関値を求めていく際に、逆拡
散出力を累積加算して、相関値を求めるようにしてい
る。このとき、閾値発生回路６１からは、逆拡散出力の
累積加算数に応じた閾値を発生させる。すなわち、加算
回数が増加するのに応じて、その閾値を大きくしてい
る。または、加算回数を正規化して、閾値と比較する。
そして、累積加算数が所定の閾値に達してない場合に
は、相関が弱いとして、直ちに次の位相にシフトする。
数に応じた閾値が設定でき、サーチ時間が高速化できる
と共に、フィンガへの最適なパスを確実に設定できるよ
うにする。 【解決手段】 ＰＮ符号の位相を所定のチップ毎に動か
しながら、受信符号との相関値を求めていく際に、逆拡
散出力を累積加算して、相関値を求めるようにしてい
る。このとき、閾値発生回路６１からは、逆拡散出力の
累積加算数に応じた閾値を発生させる。すなわち、加算
回数が増加するのに応じて、その閾値を大きくしてい
る。または、加算回数を正規化して、閾値と比較する。
そして、累積加算数が所定の閾値に達してない場合に
は、相関が弱いとして、直ちに次の位相にシフトする。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は、ＣＤＭＡ（Code
Division Multiple Accesss）方式のセルラ電話システ
ムに用いて好適な受信装置及び受信方法並びに無線シス
テムの端末装置に関する。
Division Multiple Accesss）方式のセルラ電話システ
ムに用いて好適な受信装置及び受信方法並びに無線シス
テムの端末装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】近年、擬似ランダム符号を拡散符号とし
て用いて送信信号の搬送波をスペクトラム拡散して送信
し、拡散符号の符号系列のパターンや位相を異ならせる
ことにより、多次元接続を可能にしたＣＤＭＡ方式のセ
ルラ電話システムが注目されている。
て用いて送信信号の搬送波をスペクトラム拡散して送信
し、拡散符号の符号系列のパターンや位相を異ならせる
ことにより、多次元接続を可能にしたＣＤＭＡ方式のセ
ルラ電話システムが注目されている。
【０００３】ＣＤＭＡ方式では、通信方式として、スペ
クトラム拡散方式が用いられている。スペクトラム拡散
方式では、送信時に、搬送波が送信データにより一次変
調され、更に、この一次変調された搬送波に対してＰＮ
（Pseudorandom Noise）符号が乗じられ、搬送波がＰＮ
符号により変調される。一次変調としては、例えば、平
衡ＱＰＳＫ変調が用いられる。ＰＮ符号はランダム符号
であるから、このように搬送波がＰＮ符号により変調を
受けると、その周波数スペクトラムが広げられる。
クトラム拡散方式が用いられている。スペクトラム拡散
方式では、送信時に、搬送波が送信データにより一次変
調され、更に、この一次変調された搬送波に対してＰＮ
（Pseudorandom Noise）符号が乗じられ、搬送波がＰＮ
符号により変調される。一次変調としては、例えば、平
衡ＱＰＳＫ変調が用いられる。ＰＮ符号はランダム符号
であるから、このように搬送波がＰＮ符号により変調を
受けると、その周波数スペクトラムが広げられる。
【０００４】そして、受信時には、送信側と同一のＰＮ
符号が乗じられる。受信時に、送信時と同一のＰＮ符号
で、その位相が合致していると、逆拡散が行われ、一次
変調出力が得られる。この一次変調出力を復調すること
により、受信データが得られる。
符号が乗じられる。受信時に、送信時と同一のＰＮ符号
で、その位相が合致していると、逆拡散が行われ、一次
変調出力が得られる。この一次変調出力を復調すること
により、受信データが得られる。
【０００５】スペクトラム拡散方式では、受信時に信号
を逆拡散するためには、そのパターンのみならず、その
位相についても、送信側と同一のＰＮ符号が必要があ
る。したがって、ＰＮ符号のパターンや位相を変えるこ
とにより、多次元接続が可能となる。このように、拡散
符号の符号系列のパターンや位相を異ならせることによ
り多次元接続を可能にしたものがＣＤＭＡ方式と呼ばれ
ている。
を逆拡散するためには、そのパターンのみならず、その
位相についても、送信側と同一のＰＮ符号が必要があ
る。したがって、ＰＮ符号のパターンや位相を変えるこ
とにより、多次元接続が可能となる。このように、拡散
符号の符号系列のパターンや位相を異ならせることによ
り多次元接続を可能にしたものがＣＤＭＡ方式と呼ばれ
ている。
【０００６】セルラ電話システムとして、従来より、Ｆ
ＤＭＡ（Frequency Division Multiple Accesss ）方式
やＴＤＭＡ（Time Division Multiple Accesss）方式が
用いられている。ところが、ＦＤＭＡ方式やＴＤＭＡ方
式では、利用者数の急激な増大に対して対処することが
困難になってきている。
ＤＭＡ（Frequency Division Multiple Accesss ）方式
やＴＤＭＡ（Time Division Multiple Accesss）方式が
用いられている。ところが、ＦＤＭＡ方式やＴＤＭＡ方
式では、利用者数の急激な増大に対して対処することが
困難になってきている。
【０００７】つまり、ＦＤＭＡ方式は、異なる周波数の
チャンネルを用いて多次元接続を行うものであり、アナ
ログ方式のセルラ電話システムでは、専ら、ＦＤＭＡ方
式が用いられている。
チャンネルを用いて多次元接続を行うものであり、アナ
ログ方式のセルラ電話システムでは、専ら、ＦＤＭＡ方
式が用いられている。
【０００８】ところが、ＦＤＭＡ方式では、周波数利用
効率が悪く、利用者数の急激な増大に対して、チャンネ
ル数が不足しがちである。チャンネル数を増大するため
に、チャンネル間隔を狭くすると、隣接チャンネルの影
響が受けやすくなったり、音質の劣化が生じる。
効率が悪く、利用者数の急激な増大に対して、チャンネ
ル数が不足しがちである。チャンネル数を増大するため
に、チャンネル間隔を狭くすると、隣接チャンネルの影
響が受けやすくなったり、音質の劣化が生じる。
【０００９】ＴＤＭＡ方式は、送信データを時間圧縮す
ることより、利用時間を分割し、同一の周波数を共有す
るようにしたもので、ＴＤＭＡ方式は、ディジタル方式
のセルラ電話システムとして、現在、広く普及してい
る。ＴＤＭＡ方式は、ＦＤＡＭ方式だけの場合に比べ
て、周波数利用効率が改善されるものの、チャンネル数
には限界があり、利用者の急激な増大とともに、チャン
ネル数の不足が危惧されている。
ることより、利用時間を分割し、同一の周波数を共有す
るようにしたもので、ＴＤＭＡ方式は、ディジタル方式
のセルラ電話システムとして、現在、広く普及してい
る。ＴＤＭＡ方式は、ＦＤＡＭ方式だけの場合に比べ
て、周波数利用効率が改善されるものの、チャンネル数
には限界があり、利用者の急激な増大とともに、チャン
ネル数の不足が危惧されている。
【００１０】これに対して、ＣＤＭＡ方式では、耐干渉
性が優れており、隣接チャンネルの影響を受けにくい。
このため、周波数利用効率が上がり、より多チャンネル
化が図れる。
性が優れており、隣接チャンネルの影響を受けにくい。
このため、周波数利用効率が上がり、より多チャンネル
化が図れる。
【００１１】また、ＦＤＡＭ方式やＴＤＭＡ方式では、
マルチパスによるフェージングの影響を受けやすい。
マルチパスによるフェージングの影響を受けやすい。
【００１２】つまり、図８に示すように、基地局２０１
から携帯端末２０２に届く信号には、基地局２０１から
の電波が携帯端末２０２に直接届くパスＰ１の他に、基
地局２０１からの電波がビル２０３Ａを反射して携帯端
末２０２に届くパスＰ２や、基地局２０１からの電波が
ビル２０３Ｂを反射して携帯端末２０２に届くパスＰ３
等、複数のパスがある。
から携帯端末２０２に届く信号には、基地局２０１から
の電波が携帯端末２０２に直接届くパスＰ１の他に、基
地局２０１からの電波がビル２０３Ａを反射して携帯端
末２０２に届くパスＰ２や、基地局２０１からの電波が
ビル２０３Ｂを反射して携帯端末２０２に届くパスＰ３
等、複数のパスがある。
【００１３】基地局２０１からの電波が携帯端末２０２
に直接届くパスＰ１に比べて、基地局２０１からの電波
がビル２０３Ａや２０３Ｂを反射して携帯端末２０２に
届くパスＰ２及びＰ３は遅れが生じる。したがって、図
９に示すように、携帯端末１０２には、異なるタイミン
グでパスＰ１からの信号Ｓ１、パスＰ２からの信号Ｓ
２、パスＰ３からの信号Ｓ３が到達する。これら、複数
のパスＰ１、Ｐ２、Ｐ３からの信号Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３が
干渉し合うと、フェージングが発生する。ＦＤＡＭ方式
やＴＤＭＡ方式では、このようなマルチパスによるフェ
ージングの影響が問題となっている。
に直接届くパスＰ１に比べて、基地局２０１からの電波
がビル２０３Ａや２０３Ｂを反射して携帯端末２０２に
届くパスＰ２及びＰ３は遅れが生じる。したがって、図
９に示すように、携帯端末１０２には、異なるタイミン
グでパスＰ１からの信号Ｓ１、パスＰ２からの信号Ｓ
２、パスＰ３からの信号Ｓ３が到達する。これら、複数
のパスＰ１、Ｐ２、Ｐ３からの信号Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３が
干渉し合うと、フェージングが発生する。ＦＤＡＭ方式
やＴＤＭＡ方式では、このようなマルチパスによるフェ
ージングの影響が問題となっている。
【００１４】これに対して、ＣＤＭＡ方式では、ダイバ
シティＲＡＫＥ方式を採用することにより、マルチパス
によるフェージングの影響を軽減できると共に、Ｓ／Ｎ
比の向上を図ることができる。
シティＲＡＫＥ方式を採用することにより、マルチパス
によるフェージングの影響を軽減できると共に、Ｓ／Ｎ
比の向上を図ることができる。
【００１５】ダイバシティＲＡＫＥ方式では、上述のよ
うな複数のパスの信号Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３に対して、図１
０に示すように、複数のパスからの信号を夫々受信でき
る受信機２２１Ａ、２２１Ｂ、２２１Ｃが用意される。
そして、タイミング検出器２２２で、各パスにおける符
号が捕捉され、この符号が各パスＰ１、Ｐ２、Ｐ３の受
信機２２１Ａ、２２１Ｂ、２２１Ｃに設定される。複数
の受信機２２１Ａ、２２１Ｂ、２２１Ｃにより、複数の
パスＰ１、Ｐ２、Ｐ３の信号が夫々復調され、これらの
受信出力がを合成回路２２２で合成される。
うな複数のパスの信号Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３に対して、図１
０に示すように、複数のパスからの信号を夫々受信でき
る受信機２２１Ａ、２２１Ｂ、２２１Ｃが用意される。
そして、タイミング検出器２２２で、各パスにおける符
号が捕捉され、この符号が各パスＰ１、Ｐ２、Ｐ３の受
信機２２１Ａ、２２１Ｂ、２２１Ｃに設定される。複数
の受信機２２１Ａ、２２１Ｂ、２２１Ｃにより、複数の
パスＰ１、Ｐ２、Ｐ３の信号が夫々復調され、これらの
受信出力がを合成回路２２２で合成される。
【００１６】スペクトラム拡散方式では、各パスによる
干渉を受けずらい。そして、このように、複数のパスＰ
１、Ｐ２、Ｐ３からの受信出力を夫々復調し、これら複
数のパスからの復調出力を合成すれば、信号強度が大き
くなり、Ｓ／Ｎ比の向上が図れると共に、マルチパスに
よるフェージングの影響が軽減できる。
干渉を受けずらい。そして、このように、複数のパスＰ
１、Ｐ２、Ｐ３からの受信出力を夫々復調し、これら複
数のパスからの復調出力を合成すれば、信号強度が大き
くなり、Ｓ／Ｎ比の向上が図れると共に、マルチパスに
よるフェージングの影響が軽減できる。
【００１７】上述の例では、説明のために、３つの受信
機２２１Ａ、２２１Ｂ、２２１Ｃと、タイミング検出器
２２２とによりダイバシティＲＡＫＥ方式の構成を示し
たが、ダイバシティＲＡＫＥ方式のセルラ電話端末で
は、通常、図１１に示すように、各パスの復調出力を得
るためのフィンガ２５１Ａ、２５１Ｂ、２５１Ｃと、マ
ルチパスの信号を検出するためのサーチャ２５２と、各
パスの復調データを合成するためのデータコンバイナ２
５３とが設けられる。
機２２１Ａ、２２１Ｂ、２２１Ｃと、タイミング検出器
２２２とによりダイバシティＲＡＫＥ方式の構成を示し
たが、ダイバシティＲＡＫＥ方式のセルラ電話端末で
は、通常、図１１に示すように、各パスの復調出力を得
るためのフィンガ２５１Ａ、２５１Ｂ、２５１Ｃと、マ
ルチパスの信号を検出するためのサーチャ２５２と、各
パスの復調データを合成するためのデータコンバイナ２
５３とが設けられる。
【００１８】図１１において、入力端子２５０に、中間
周波数に変換されたスペクトラム拡散信号の受信信号が
供給される。この信号が準同期検波回路２５５に供給さ
れる。準同期検波回路２５５は乗算回路で、準同期検波
回路２５５で、入力端子２５０からの信号とＰＬＬシン
セサイザ２５６の出力とが乗算される。ＰＬＬシンセサ
イザ２５６の出力は、周波数コンバイナ２５７の出力に
より制御され、準同期検波回路２５５で受信信号が直交
検波される。
周波数に変換されたスペクトラム拡散信号の受信信号が
供給される。この信号が準同期検波回路２５５に供給さ
れる。準同期検波回路２５５は乗算回路で、準同期検波
回路２５５で、入力端子２５０からの信号とＰＬＬシン
セサイザ２５６の出力とが乗算される。ＰＬＬシンセサ
イザ２５６の出力は、周波数コンバイナ２５７の出力に
より制御され、準同期検波回路２５５で受信信号が直交
検波される。
【００１９】準同期検波回路２５５の出力は、Ａ／Ｄコ
ンバータ２５８に供給される。Ａ／Ｄコンバータ２５８
で、この信号がディジタル信号に変換される。この際、
Ａ／Ｄコンバータ２５８のサンプリング周波数は、スペ
クトラム拡散に使われるＰＮ符号の周波数よりも十分高
い周波数に設定され、所謂オーバーサンプリングが行わ
れる。
ンバータ２５８に供給される。Ａ／Ｄコンバータ２５８
で、この信号がディジタル信号に変換される。この際、
Ａ／Ｄコンバータ２５８のサンプリング周波数は、スペ
クトラム拡散に使われるＰＮ符号の周波数よりも十分高
い周波数に設定され、所謂オーバーサンプリングが行わ
れる。
【００２０】Ａ／Ｄコンバータ２５８の出力は、フィン
ガ２５１Ａ、２５１Ｂ、２５１Ｃに供給されると共に、
サーチャ２５２に供給される。フィンガ２５１Ａ、２５
１Ｂ、２５１Ｃは、各パスにおける信号を逆拡散し、同
期捕捉し、データを復調すると共に、周波数誤差を検出
するものである。
ガ２５１Ａ、２５１Ｂ、２５１Ｃに供給されると共に、
サーチャ２５２に供給される。フィンガ２５１Ａ、２５
１Ｂ、２５１Ｃは、各パスにおける信号を逆拡散し、同
期捕捉し、データを復調すると共に、周波数誤差を検出
するものである。
【００２１】サーチャ２５２は、受信信号の符号を捕捉
し、フィンガ２５１Ａ、２５１Ｂ、２５１Ｃに設定する
各パスの符号を決定するものである。すなわち、サーチ
ャ２５２は、受信信号にＰＮ符号を乗算して逆拡散を行
う逆拡散回路を備えている。そして、コントローラ２５
８の制御の基に、ＰＮ符号の位相を動かし、受信符号と
の相関を求める。この設定された符号と受信符号との相
関により、各パスの符号が決定される。
し、フィンガ２５１Ａ、２５１Ｂ、２５１Ｃに設定する
各パスの符号を決定するものである。すなわち、サーチ
ャ２５２は、受信信号にＰＮ符号を乗算して逆拡散を行
う逆拡散回路を備えている。そして、コントローラ２５
８の制御の基に、ＰＮ符号の位相を動かし、受信符号と
の相関を求める。この設定された符号と受信符号との相
関により、各パスの符号が決定される。
【００２２】サーチャ２５２の出力がコントローラ２５
８に供給される。コントローラ２５８は、サーチャ２５
２の出力に基づいて、各フィンガ２５１Ａ、２５１Ｂ、
２５１Ｃに対するＰＮ符号の位相を設定する。フィンガ
２５１Ａ、２５１Ｂ、２５１Ｃは、これに基づいて、Ｐ
Ｎ符号の位相を設定し、受信信号の逆拡散を行い、そし
て、各パスにおける受信信号を復調する。
８に供給される。コントローラ２５８は、サーチャ２５
２の出力に基づいて、各フィンガ２５１Ａ、２５１Ｂ、
２５１Ｃに対するＰＮ符号の位相を設定する。フィンガ
２５１Ａ、２５１Ｂ、２５１Ｃは、これに基づいて、Ｐ
Ｎ符号の位相を設定し、受信信号の逆拡散を行い、そし
て、各パスにおける受信信号を復調する。
【００２３】フィンガ２５１Ａ、２５１Ｂ、２５１Ｃで
復調されたデータは、データコンバイナ２５３に供給さ
れる。データコンバイナ２５３で、各パスの受信信号か
合成される。この合成された信号が出力端子２５９から
出力される。
復調されたデータは、データコンバイナ２５３に供給さ
れる。データコンバイナ２５３で、各パスの受信信号か
合成される。この合成された信号が出力端子２５９から
出力される。
【００２４】また、フィンガ２５１Ａ、２５１Ｂ、２５
１Ｃで、周波数誤差が検出される。この周波数誤差が周
波数コンバイナ２５７に供給される。この周波数コンバ
イナ２５７の出力により、ＰＬＬシンセサイザ２５６の
発振周波数が制御される。
１Ｃで、周波数誤差が検出される。この周波数誤差が周
波数コンバイナ２５７に供給される。この周波数コンバ
イナ２５７の出力により、ＰＬＬシンセサイザ２５６の
発振周波数が制御される。
【００２５】このようなＲＡＫＥ方式の携帯電話端末に
おいては、従来、サーチャ２５２として、図１２に示す
ような構成のものが用いられている。
おいては、従来、サーチャ２５２として、図１２に示す
ような構成のものが用いられている。
【００２６】図１２において、入力端子３０１に、Ａ／
Ｄコンバータ２５８（図１１）からのディジタル信号が
供給される。前述したように、Ａ／Ｄコンバータ２５８
のサンプリング周波数は、ＰＮ符号の周波数よりも高い
周波数とされており、オーバサンプリングとなってい
る。この入力端子３０１からのディジタル信号がデシメ
ート回路３０２に供給される。デシメート回路３０２
で、入力端子３０１からの信号がデシメートされる。デ
シメート回路３０２の出力が乗算回路３０３に供給され
る。
Ｄコンバータ２５８（図１１）からのディジタル信号が
供給される。前述したように、Ａ／Ｄコンバータ２５８
のサンプリング周波数は、ＰＮ符号の周波数よりも高い
周波数とされており、オーバサンプリングとなってい
る。この入力端子３０１からのディジタル信号がデシメ
ート回路３０２に供給される。デシメート回路３０２
で、入力端子３０１からの信号がデシメートされる。デ
シメート回路３０２の出力が乗算回路３０３に供給され
る。
【００２７】ＰＮ符号発生回路３０４からは、送信側で
拡散したのと同様のＰＮ符号が発生される。ＰＮ符号発
生回路３０４からのＰＮ符号の位相は、コントローラ２
５８により設定可能とされる。ＰＮ符号発生回路３０４
からのＰＮ符号が乗算回路３０３に供給される。
拡散したのと同様のＰＮ符号が発生される。ＰＮ符号発
生回路３０４からのＰＮ符号の位相は、コントローラ２
５８により設定可能とされる。ＰＮ符号発生回路３０４
からのＰＮ符号が乗算回路３０３に供給される。
【００２８】乗算回路３０３により、デシメート回路３
０２の出力と、ＰＮ符号発生回路３０４からのＰＮ符号
とが乗算される。これにより、入力端子３０１からの受
信信号がＰＮ符号発生回路３０４からの符号により逆拡
散される。受信符号とＰＮ符号発生回路３０４からの符
号とのパターン及び位相が一致すると、受信信号の逆拡
散が成立し、乗算回路３０３からの出力レベルが大きく
なる。乗算回路３０３の出力がバンドパスフィルタ３０
６を介してレベル検出回路３０７に供給される。レベル
検出回路３０７により、乗算回路３０３の出力レベルが
検出される。
０２の出力と、ＰＮ符号発生回路３０４からのＰＮ符号
とが乗算される。これにより、入力端子３０１からの受
信信号がＰＮ符号発生回路３０４からの符号により逆拡
散される。受信符号とＰＮ符号発生回路３０４からの符
号とのパターン及び位相が一致すると、受信信号の逆拡
散が成立し、乗算回路３０３からの出力レベルが大きく
なる。乗算回路３０３の出力がバンドパスフィルタ３０
６を介してレベル検出回路３０７に供給される。レベル
検出回路３０７により、乗算回路３０３の出力レベルが
検出される。
【００２９】レベル検出回路３０７の出力が加算回路３
０８に供給される。加算回路３０８で、レベル検出回路
３０７の出力が所定回数、例えば６４回分累積加算され
る。このように、レベル検出回路３０７の出力レベルを
累積加算した値から、ＰＮ符号発生回路３０４に設定さ
れている符号と、受信符号との相関値が得られる。この
加算回路３０８の出力は、メモリ３０９に供給される。
０８に供給される。加算回路３０８で、レベル検出回路
３０７の出力が所定回数、例えば６４回分累積加算され
る。このように、レベル検出回路３０７の出力レベルを
累積加算した値から、ＰＮ符号発生回路３０４に設定さ
れている符号と、受信符号との相関値が得られる。この
加算回路３０８の出力は、メモリ３０９に供給される。
【００３０】ＰＮ符号発生回路３０４からのＰＮ符号の
位相は、所定チップごとに動かされる。そして、各位相
ごとに、加算回路３０８の出力から相関値が求められ
る。この相関値が各位相ごとにメモリ３０９に蓄えられ
る。そして、ＰＮ符号の１周期分の設定が終了したら、
コントローラ２５８によりメモリ３０９に蓄えられてい
た相関値が大きい順にソートされる。そして、相関値の
大きい例えば３つのパスの位相が選択される。この３つ
のパスの位相がフィンガ２５１Ａ、２５１Ｂ、２５１Ｃ
（図１１）に夫々設定される。
位相は、所定チップごとに動かされる。そして、各位相
ごとに、加算回路３０８の出力から相関値が求められ
る。この相関値が各位相ごとにメモリ３０９に蓄えられ
る。そして、ＰＮ符号の１周期分の設定が終了したら、
コントローラ２５８によりメモリ３０９に蓄えられてい
た相関値が大きい順にソートされる。そして、相関値の
大きい例えば３つのパスの位相が選択される。この３つ
のパスの位相がフィンガ２５１Ａ、２５１Ｂ、２５１Ｃ
（図１１）に夫々設定される。
【００３１】図１３は、上述のサーチャの一例の処理を
示すフローチャートである。図１３において、ＰＮ符号
発生回路３０４の位相が初期値に設定され（ステップＳ
Ｔ１０１）、加算回数がクリアされ（ステップＳＴ１０
２）、加算回路３０８の累積加算結果がクリアされる
（ステップＳＴ１０３）。
示すフローチャートである。図１３において、ＰＮ符号
発生回路３０４の位相が初期値に設定され（ステップＳ
Ｔ１０１）、加算回数がクリアされ（ステップＳＴ１０
２）、加算回路３０８の累積加算結果がクリアされる
（ステップＳＴ１０３）。
【００３２】ＰＮ符号発生回路３０４に初期位相が設定
されると、設定されたＰＮ符号により、乗算回路３０３
で受信信号が逆拡散される。そして、加算回路３０８に
より、このとき逆拡散された信号レベルが累積加算され
（ステップＳＴ１０４）、１回加算するごとに加算回数
がインクリメントされる（ステップＳＴ１０５）。加算
回数が所定の回数（例えば６４回）に達したかどうかが
判断され（ステップＳＴ１０６）、加算回数が例えば６
４回に達するまで、信号レベルの累積加算が行われる。
これにより、相関値が求められる。加算回数が例えば６
４回に達っしたら、このときの相関値がメモリ３０９に
蓄えられる（ステップＳＴ１０７）。
されると、設定されたＰＮ符号により、乗算回路３０３
で受信信号が逆拡散される。そして、加算回路３０８に
より、このとき逆拡散された信号レベルが累積加算され
（ステップＳＴ１０４）、１回加算するごとに加算回数
がインクリメントされる（ステップＳＴ１０５）。加算
回数が所定の回数（例えば６４回）に達したかどうかが
判断され（ステップＳＴ１０６）、加算回数が例えば６
４回に達するまで、信号レベルの累積加算が行われる。
これにより、相関値が求められる。加算回数が例えば６
４回に達っしたら、このときの相関値がメモリ３０９に
蓄えられる（ステップＳＴ１０７）。
【００３３】ＰＮ符号発生回路３０４の位相が最終値ま
で設定されたかどうかが判断され（ステップＳＴ１０
８）、最終値でなければ、ＰＮ符号の位相が所定値だけ
進められ又は遅らされる（ステップＳＴ１０９）。そし
て、ステップＳＴ１０２に戻され、所定値だけ動かされ
たＰＮ符号の位相で、上述と同様の処理が繰り返され
る。
で設定されたかどうかが判断され（ステップＳＴ１０
８）、最終値でなければ、ＰＮ符号の位相が所定値だけ
進められ又は遅らされる（ステップＳＴ１０９）。そし
て、ステップＳＴ１０２に戻され、所定値だけ動かされ
たＰＮ符号の位相で、上述と同様の処理が繰り返され
る。
【００３４】ＰＮ符号の位相が１周期分動かされると、
最終位相となり、ステップＳＴ１０８で最終位相である
と判断される。最終位相であると判断されると、メモリ
３０９に記憶されている相関値がソートされ、相関値の
大きい３つの値が求められる（ステップＳＴ１１０）。
そして、この上位３つの位相がフィンガ２５１Ａ、２５
１Ｂ、２５１Ｃに夫々設定される（ステップＳＴ１１
１）。
最終位相となり、ステップＳＴ１０８で最終位相である
と判断される。最終位相であると判断されると、メモリ
３０９に記憶されている相関値がソートされ、相関値の
大きい３つの値が求められる（ステップＳＴ１１０）。
そして、この上位３つの位相がフィンガ２５１Ａ、２５
１Ｂ、２５１Ｃに夫々設定される（ステップＳＴ１１
１）。
【００３５】ところで、図１２に示したサーチャの例で
は、ＰＮ符号の全ての位相について、逆拡散レベルを例
えば６４回加算して相関値を求めている。このため、サ
ーチ時間が長くなる。加算回数を減らせば、サーチ時間
は短縮されるが、相関値の精度が悪化する。
は、ＰＮ符号の全ての位相について、逆拡散レベルを例
えば６４回加算して相関値を求めている。このため、サ
ーチ時間が長くなる。加算回数を減らせば、サーチ時間
は短縮されるが、相関値の精度が悪化する。
【００３６】そこで、先ず、加算回数を例えば３２回と
して相関値が所定の閾値に達したかどうかを判断し、閾
値を越えた場合だけ、更に例えば３２回の加算を行って
相関値を得るようにすることにより、精度を落とさず
に、サーチを高速化することが考えられる。図１４は、
このようにして、サーチを高速化して例を示すものであ
る。
して相関値が所定の閾値に達したかどうかを判断し、閾
値を越えた場合だけ、更に例えば３２回の加算を行って
相関値を得るようにすることにより、精度を落とさず
に、サーチを高速化することが考えられる。図１４は、
このようにして、サーチを高速化して例を示すものであ
る。
【００３７】図１４において、入力端子３５１に、Ａ／
Ｄコンバータ２５８からのディジタル信号が供給され
る。この入力端子３５１からのディジタル信号がデシメ
ート回路３５２に供給される。デシメート回路３５２
で、入力端子３５１からの信号がデシメートされる。デ
シメート回路３５２の出力が乗算回路３５３に供給され
る。
Ｄコンバータ２５８からのディジタル信号が供給され
る。この入力端子３５１からのディジタル信号がデシメ
ート回路３５２に供給される。デシメート回路３５２
で、入力端子３５１からの信号がデシメートされる。デ
シメート回路３５２の出力が乗算回路３５３に供給され
る。
【００３８】ＰＮ符号発生回路３５４からは、送信側で
拡散したのと同様のＰＮ符号が発生される。ＰＮ符号発
生回路３５４からのＰＮ符号の位相は、コントローラ２
５８により設定可能とされる。ＰＮ符号発生回路３５４
からのＰＮ符号が乗算回路３５３に供給される。
拡散したのと同様のＰＮ符号が発生される。ＰＮ符号発
生回路３５４からのＰＮ符号の位相は、コントローラ２
５８により設定可能とされる。ＰＮ符号発生回路３５４
からのＰＮ符号が乗算回路３５３に供給される。
【００３９】乗算回路３５３により、デシメート回路３
５２の出力と、ＰＮ符号発生回路３５４からのＰＮ符号
とが乗算される。これにより、入力端子３５１からの受
信信号がＰＮ符号発生回路３５４からの符号により逆拡
散される。受信符号とＰＮ符号発生回路３５４からの符
号とのパターン及び位相が一致すると、受信信号の逆拡
散が成立し、乗算回路３５３からの出力レベルが大きく
なる。乗算回路３５３の出力がバンドパスフィルタ３５
６を介してレベル検出回路３５７に供給される。レベル
検出回路３５７により、乗算回路３５３の出力レベルが
検出される。
５２の出力と、ＰＮ符号発生回路３５４からのＰＮ符号
とが乗算される。これにより、入力端子３５１からの受
信信号がＰＮ符号発生回路３５４からの符号により逆拡
散される。受信符号とＰＮ符号発生回路３５４からの符
号とのパターン及び位相が一致すると、受信信号の逆拡
散が成立し、乗算回路３５３からの出力レベルが大きく
なる。乗算回路３５３の出力がバンドパスフィルタ３５
６を介してレベル検出回路３５７に供給される。レベル
検出回路３５７により、乗算回路３５３の出力レベルが
検出される。
【００４０】レベル検出回路３５７の出力が加算回路３
５８に供給される。加算回路３５８で、レベル検出回路
３５７の出力が累積加算される。このように、レベル検
出回路３５７の出力レベルを累積加算した値から、ＰＮ
符号発生回路３５４に設定されている符号と、受信符号
との相関値が得られる。
５８に供給される。加算回路３５８で、レベル検出回路
３５７の出力が累積加算される。このように、レベル検
出回路３５７の出力レベルを累積加算した値から、ＰＮ
符号発生回路３５４に設定されている符号と、受信符号
との相関値が得られる。
【００４１】この加算回路３５８での累積加算の回数
は、最初に、例えば３２回行われる。そして、レベル検
出回路３５７の出力を３２回累積加算して得られた相関
値は、コンパレータ３６２に供給され、相関値が所定の
閾値を越えているかどうかが判断される。相関の小さい
ものは不要なので、相関値が所定の閾値以下の場合に
は、その位相では相関値が弱いと判断され、ＰＮ符号発
生回路３５４の位相が直ちに次の位相に設定される。相
関値が所定の閾値を越えている場合のみ、相関値を精度
良く検出するために、更に、３２回の累積加算が行われ
る。加算回路３５８の出力は、メモリ３５９に供給され
る。
は、最初に、例えば３２回行われる。そして、レベル検
出回路３５７の出力を３２回累積加算して得られた相関
値は、コンパレータ３６２に供給され、相関値が所定の
閾値を越えているかどうかが判断される。相関の小さい
ものは不要なので、相関値が所定の閾値以下の場合に
は、その位相では相関値が弱いと判断され、ＰＮ符号発
生回路３５４の位相が直ちに次の位相に設定される。相
関値が所定の閾値を越えている場合のみ、相関値を精度
良く検出するために、更に、３２回の累積加算が行われ
る。加算回路３５８の出力は、メモリ３５９に供給され
る。
【００４２】ＰＮ符号発生回路３５４からのＰＮ符号の
位相は、所定チップごとに動かされる。そして、各位相
ごとに、加算回路３５８の出力から相関値が求められ
る。加算回路３５８での累積加算の回数は、最初に、例
えば３２回行われ、相関値が所定の閾値以下の場合に
は、相関が弱いと判断され、ＰＮ符号発生回路３５４の
位相が直ちに次の位相に進められ、相関値が所定の閾値
を越えている場合のみ、更に、３２回の累積加算が行わ
れ、この相関値がメモリ３５９に蓄えられる。そして、
１周期分の位相が設定されたら、相関値の大きい順に例
えば３つのパスが選択される。この３つのパスの符号が
フィンガ２５１Ａ、２５１Ｂ、２５１Ｃに設定される。
位相は、所定チップごとに動かされる。そして、各位相
ごとに、加算回路３５８の出力から相関値が求められ
る。加算回路３５８での累積加算の回数は、最初に、例
えば３２回行われ、相関値が所定の閾値以下の場合に
は、相関が弱いと判断され、ＰＮ符号発生回路３５４の
位相が直ちに次の位相に進められ、相関値が所定の閾値
を越えている場合のみ、更に、３２回の累積加算が行わ
れ、この相関値がメモリ３５９に蓄えられる。そして、
１周期分の位相が設定されたら、相関値の大きい順に例
えば３つのパスが選択される。この３つのパスの符号が
フィンガ２５１Ａ、２５１Ｂ、２５１Ｃに設定される。
【００４３】図１５及び図１６は、上述のサーチャの他
の例の処理を示すフローチャートである。図１５及び図
１６において、ＰＮ符号発生回路３５４の位相が初期値
に設定され（ステップＳＴ１５１）、加算回数がクリア
され（ステップＳＴ１５２）、加算回路３５８の累積加
算結果がクリアされる（ステップＳＴ１５３）。
の例の処理を示すフローチャートである。図１５及び図
１６において、ＰＮ符号発生回路３５４の位相が初期値
に設定され（ステップＳＴ１５１）、加算回数がクリア
され（ステップＳＴ１５２）、加算回路３５８の累積加
算結果がクリアされる（ステップＳＴ１５３）。
【００４４】ＰＮ符号発生回路３５４に初期位相が設定
されると、設定されたＰＮ符号により、乗算回路３５３
で受信信号が逆拡散される。そして、加算回路３５８に
より、このとき逆拡散された信号レベルが加算され（ス
テップＳＴ１５４）、１回加算するごとに加算回数がイ
ンクリメントされる（ステップＳＴ１５５）。加算回数
が所定の回数（例えば３２回）に達したかどうかが判断
され（ステップＳＴ１５６）、加算回数が例えば３２回
に達するまで、信号レベルの累積加算が行われる。
されると、設定されたＰＮ符号により、乗算回路３５３
で受信信号が逆拡散される。そして、加算回路３５８に
より、このとき逆拡散された信号レベルが加算され（ス
テップＳＴ１５４）、１回加算するごとに加算回数がイ
ンクリメントされる（ステップＳＴ１５５）。加算回数
が所定の回数（例えば３２回）に達したかどうかが判断
され（ステップＳＴ１５６）、加算回数が例えば３２回
に達するまで、信号レベルの累積加算が行われる。
【００４５】ステップＳＴ１５６で、加算回数が３２回
に達したと判断されたら、加算結果が所定の閾値に達し
たかどうかが判断される（ステップＳＴ１５７）。加算
結果が所定の閾値に達していなければ、相関が弱いと判
断される（ステップＳＴ１５８）。そして、最終位相か
どうかが判断され（ステップＳＴ１５９）、最終位相で
なければ、ＰＮ符号の位相が所定値（例えば、１／２チ
ップ分）だけ進められ又は遅らされる（ステップＳＴ１
６０）。そして、ステップＳＴ１５２に戻され、所定値
だけ動かされたＰＮ符号の位相で、上述と同様の処理が
繰り返される。
に達したと判断されたら、加算結果が所定の閾値に達し
たかどうかが判断される（ステップＳＴ１５７）。加算
結果が所定の閾値に達していなければ、相関が弱いと判
断される（ステップＳＴ１５８）。そして、最終位相か
どうかが判断され（ステップＳＴ１５９）、最終位相で
なければ、ＰＮ符号の位相が所定値（例えば、１／２チ
ップ分）だけ進められ又は遅らされる（ステップＳＴ１
６０）。そして、ステップＳＴ１５２に戻され、所定値
だけ動かされたＰＮ符号の位相で、上述と同様の処理が
繰り返される。
【００４６】ステップＳＴ１５７で、加算結果が所定の
閾値に達したと判断されたら、更に、加算が続けられ
（ステップＳＴ１６１）、１回加算するごとに加算回数
がインクリメントされる（ステップＳＴ１６２）。加算
回数が所定の回数（例えば６４）に達したかどうかが判
断され（ステップＳＴ１６３）、加算回数が例えば６４
回に達するまで、信号レベルの累積加算が行われる。加
算回数例えば６４回に達っしたら、このときの相関値が
メモリ３５９に蓄えられる（ステップＳＴ１６４）。
閾値に達したと判断されたら、更に、加算が続けられ
（ステップＳＴ１６１）、１回加算するごとに加算回数
がインクリメントされる（ステップＳＴ１６２）。加算
回数が所定の回数（例えば６４）に達したかどうかが判
断され（ステップＳＴ１６３）、加算回数が例えば６４
回に達するまで、信号レベルの累積加算が行われる。加
算回数例えば６４回に達っしたら、このときの相関値が
メモリ３５９に蓄えられる（ステップＳＴ１６４）。
【００４７】ＰＮ符号発生回路１７４の位相が最終値ま
で設定されたかどうかが判断され（ステップＳＴ１５
９）、最終値でなければ、ＰＮ符号の位相が所定値（例
えば、１／２チップ分）だけ進められ又は遅らされる
（ステップＳＴ１６０）。そして、ステップＳＴ１５２
に戻され、所定値だけ動かされたＰＮ符号の位相で、上
述と同様の処理が繰り返される。
で設定されたかどうかが判断され（ステップＳＴ１５
９）、最終値でなければ、ＰＮ符号の位相が所定値（例
えば、１／２チップ分）だけ進められ又は遅らされる
（ステップＳＴ１６０）。そして、ステップＳＴ１５２
に戻され、所定値だけ動かされたＰＮ符号の位相で、上
述と同様の処理が繰り返される。
【００４８】ＰＮ符号の位相が１周期分動かされると、
最終位相となり、ステップＳＴ１５９で最終位相である
と判断される。最終位相であると判断されると、メモリ
３５９に記憶されている相関値の中から、相関値の大き
い順にソートされ、相関値の大きい上位３つの位相が求
められる（ステップＳＴ１６５）。そして、この上位３
つの位相がフィンガ２５１Ａ、２５１Ｂ、２５１Ｃに夫
々設定される（ステップＳＴ１６６）。
最終位相となり、ステップＳＴ１５９で最終位相である
と判断される。最終位相であると判断されると、メモリ
３５９に記憶されている相関値の中から、相関値の大き
い順にソートされ、相関値の大きい上位３つの位相が求
められる（ステップＳＴ１６５）。そして、この上位３
つの位相がフィンガ２５１Ａ、２５１Ｂ、２５１Ｃに夫
々設定される（ステップＳＴ１６６）。
【００４９】
【発明が解決しようとする課題】このように、最初に加
算回数を所定回数（例えば３２回）として相関値が所定
の閾値に達したかどうかを判断し、閾値を越えた場合だ
け、更に所定回数（例えば更に３２回）の加算を行って
相関値を得るようにすると、相関が小さい場合にも加算
が繰り返されることがなく、精度を落とさずに、サーチ
を高速化できる。ところが、この場合、閾値と比較する
際の加算回数の設定が問題になる。
算回数を所定回数（例えば３２回）として相関値が所定
の閾値に達したかどうかを判断し、閾値を越えた場合だ
け、更に所定回数（例えば更に３２回）の加算を行って
相関値を得るようにすると、相関が小さい場合にも加算
が繰り返されることがなく、精度を落とさずに、サーチ
を高速化できる。ところが、この場合、閾値と比較する
際の加算回数の設定が問題になる。
【００５０】すなわち、加算回数が少ない段階で、加算
回路３５８からの累積加算値と閾値との比較を行なうよ
うにすると、受信符号との相関が強いが、累積加算の初
期段階でノイズの影響を受けている場合に、相関が弱い
と誤判定され、その位相での相関値が求められなくなる
危険性がある。また、加算回数が大きくなってから、加
算回路３５８からの累積加算値と閾値との比較を行ない
ようにしたのでは、無駄な加算が繰り返されることにな
り、サーチの高速化に不利である。
回路３５８からの累積加算値と閾値との比較を行なうよ
うにすると、受信符号との相関が強いが、累積加算の初
期段階でノイズの影響を受けている場合に、相関が弱い
と誤判定され、その位相での相関値が求められなくなる
危険性がある。また、加算回数が大きくなってから、加
算回路３５８からの累積加算値と閾値との比較を行ない
ようにしたのでは、無駄な加算が繰り返されることにな
り、サーチの高速化に不利である。
【００５１】したがって、この発明の目的は、サーチ時
に加算回数に応じた閾値が設定でき、サーチ時間が高速
化できると共に、フィンガへの最適なパスを確実に設定
できる受信装置及び受信方法、並びに無線システムの端
末装置を提供することにある。
に加算回数に応じた閾値が設定でき、サーチ時間が高速
化できると共に、フィンガへの最適なパスを確実に設定
できる受信装置及び受信方法、並びに無線システムの端
末装置を提供することにある。
【００５２】
【課題を解決するための手段】この発明は、拡散符号に
よりスペクトラム拡散された信号を受信する受信装置に
おいて、マルチパスとなっている受信信号から個々のパ
スを検索するサーチャと、検索されたパスの夫々の受信
信号を逆拡散してデータを復調する複数のフィンガと、
複数のフィンガの出力を合成するコンバイナとを有し、
サーチャは、送信時の拡散符号と同一のパターンで、順
次その位相がシフトされる符号を発生する符号発生手段
と、受信信号と符号発生手段からの符号とを乗算して逆
拡散を行う逆拡散手段と、逆拡散手段の出力レベルを累
積加算する毎に、逆拡散手段の出力レベルの累積加算値
と閾値とを比較し、累積値が所定の閾値より小さければ
相関が殆ど無いと判断するようにし、累積値が所定の閾
値より大きければ、逆拡散手段の出力レベルを累積加算
して相関値を求める相関値検出手段と、相関検出手段で
検出された相関値の中から相関値の大きいものを複数個
選択する手段とを備えるようにしたようにしたことを特
徴とする受信装置である。
よりスペクトラム拡散された信号を受信する受信装置に
おいて、マルチパスとなっている受信信号から個々のパ
スを検索するサーチャと、検索されたパスの夫々の受信
信号を逆拡散してデータを復調する複数のフィンガと、
複数のフィンガの出力を合成するコンバイナとを有し、
サーチャは、送信時の拡散符号と同一のパターンで、順
次その位相がシフトされる符号を発生する符号発生手段
と、受信信号と符号発生手段からの符号とを乗算して逆
拡散を行う逆拡散手段と、逆拡散手段の出力レベルを累
積加算する毎に、逆拡散手段の出力レベルの累積加算値
と閾値とを比較し、累積値が所定の閾値より小さければ
相関が殆ど無いと判断するようにし、累積値が所定の閾
値より大きければ、逆拡散手段の出力レベルを累積加算
して相関値を求める相関値検出手段と、相関検出手段で
検出された相関値の中から相関値の大きいものを複数個
選択する手段とを備えるようにしたようにしたことを特
徴とする受信装置である。
【００５３】この発明は、拡散符号によりスペクトラム
拡散された信号を受信する受信方法において、サーチャ
でマルチパスとなっている受信信号から個々のパスを検
索し、複数のフィンがで検索されたパスの夫々の受信信
号を逆拡散してデータを復調し、コンバイナで複数のフ
ィンガの出力を合成し、サーチャは、送信時の拡散符号
と同一のパターンで、順次その位相がシフトされる符号
を発生し、受信信号と符号発生手段からの符号とを乗算
して逆拡散を行ない、逆拡散出力レベルを累積加算する
毎に、逆拡散レベルの累積加算値と閾値とを比較し、累
積値が所定の閾値より小さければ相関が殆ど無いと判断
するようにし、累積値が所定の閾値より大きければ、逆
拡散手段の出力レベルを累積加算して相関値を求め、相
関値の中から相関値の大きいものを複数個選択するよう
にしたことを特徴とする受信方法である。
拡散された信号を受信する受信方法において、サーチャ
でマルチパスとなっている受信信号から個々のパスを検
索し、複数のフィンがで検索されたパスの夫々の受信信
号を逆拡散してデータを復調し、コンバイナで複数のフ
ィンガの出力を合成し、サーチャは、送信時の拡散符号
と同一のパターンで、順次その位相がシフトされる符号
を発生し、受信信号と符号発生手段からの符号とを乗算
して逆拡散を行ない、逆拡散出力レベルを累積加算する
毎に、逆拡散レベルの累積加算値と閾値とを比較し、累
積値が所定の閾値より小さければ相関が殆ど無いと判断
するようにし、累積値が所定の閾値より大きければ、逆
拡散手段の出力レベルを累積加算して相関値を求め、相
関値の中から相関値の大きいものを複数個選択するよう
にしたことを特徴とする受信方法である。
【００５４】この発明は、拡散符号により送信信号をス
ペクトラム拡散して送信し、拡散符号の符号系列のパタ
ーンや位相を異ならせることにより、多次元接続を可能
とした無線システムの端末装置において、マルチパスと
なっている受信信号から個々のパスを検索するサーチャ
と、検索されたパスの夫々の受信信号を逆拡散してデー
タを復調する複数のフィンガと、複数のフィンガの出力
を合成するコンバイナとを有し、サーチャは、送信時の
拡散符号と同一のパターンで、順次その位相がシフトさ
れる符号を発生する符号発生手段と、受信信号と符号発
生手段からの符号とを乗算して逆拡散を行う逆拡散手段
と、逆拡散手段の出力レベルを累積加算する毎に、逆拡
散手段の出力レベルの累積加算値と閾値とを比較し、累
積値が所定の閾値より小さければ相関が殆ど無いは判断
するようにし、累積値が所定の閾値より大きければ、逆
拡散手段の出力レベルを累積加算して相関値を求める相
関値検出手段と、相関検出手段で検出された相関値の中
から相関値の大きいものを複数個選択する手段とを備え
るようにしたようにしたことを特徴とする無線システム
の端末装置である。
ペクトラム拡散して送信し、拡散符号の符号系列のパタ
ーンや位相を異ならせることにより、多次元接続を可能
とした無線システムの端末装置において、マルチパスと
なっている受信信号から個々のパスを検索するサーチャ
と、検索されたパスの夫々の受信信号を逆拡散してデー
タを復調する複数のフィンガと、複数のフィンガの出力
を合成するコンバイナとを有し、サーチャは、送信時の
拡散符号と同一のパターンで、順次その位相がシフトさ
れる符号を発生する符号発生手段と、受信信号と符号発
生手段からの符号とを乗算して逆拡散を行う逆拡散手段
と、逆拡散手段の出力レベルを累積加算する毎に、逆拡
散手段の出力レベルの累積加算値と閾値とを比較し、累
積値が所定の閾値より小さければ相関が殆ど無いは判断
するようにし、累積値が所定の閾値より大きければ、逆
拡散手段の出力レベルを累積加算して相関値を求める相
関値検出手段と、相関検出手段で検出された相関値の中
から相関値の大きいものを複数個選択する手段とを備え
るようにしたようにしたことを特徴とする無線システム
の端末装置である。
【００５５】ＰＮ符号の位相を所定のチップ毎に動かし
ながら、受信符号との相関値を求めていく際に、逆拡散
出力を累積加算して、相関値を求めるようにしている。
このとき、逆拡散出力の累積加算数に応じて閾値を設定
する。すなわち、加算回数が増加するのに応じて、その
閾値を大きくしている。または、加算回数を正規化し
て、閾値と比較する。そして、累積加算数が所定の閾値
に達してない場合には、相関が弱いとして、直ちに次の
位相にシフトする。
ながら、受信符号との相関値を求めていく際に、逆拡散
出力を累積加算して、相関値を求めるようにしている。
このとき、逆拡散出力の累積加算数に応じて閾値を設定
する。すなわち、加算回数が増加するのに応じて、その
閾値を大きくしている。または、加算回数を正規化し
て、閾値と比較する。そして、累積加算数が所定の閾値
に達してない場合には、相関が弱いとして、直ちに次の
位相にシフトする。
【００５６】
【発明の実施の形態】以下、この発明の実施の形態につ
いて図面を参照して説明する。図１は、この発明が適用
できるＣＤＭＡ方式の携帯電話システムの携帯端末の一
例を示すものである。この携帯端末では、受信方式とし
て、複数のパスからの信号を同時に受信し、これらを合
成するようにしたダイバシティＲＡＫＥ方式が採用され
ている。
いて図面を参照して説明する。図１は、この発明が適用
できるＣＤＭＡ方式の携帯電話システムの携帯端末の一
例を示すものである。この携帯端末では、受信方式とし
て、複数のパスからの信号を同時に受信し、これらを合
成するようにしたダイバシティＲＡＫＥ方式が採用され
ている。
【００５７】図１において、送信時には、マイクロホン
１に音声信号が入力される。この音声信号は、Ａ／Ｄコ
ンバータ２に供給され、Ａ／Ｄコンバータ２によりアナ
ログ音声信号がディジタル音声信号に変換される。Ａ／
Ｄコンバータ２の出力が音声圧縮回路３に供給される。
１に音声信号が入力される。この音声信号は、Ａ／Ｄコ
ンバータ２に供給され、Ａ／Ｄコンバータ２によりアナ
ログ音声信号がディジタル音声信号に変換される。Ａ／
Ｄコンバータ２の出力が音声圧縮回路３に供給される。
【００５８】音声圧縮回路３は、ディジタル音声信号を
圧縮符号化するものである。圧縮符号化方式としては、
種々のものが提案されているが、例えばＱＣＥＬＰ（Qu
alcomm Code Excited Linear Coding ）のような、話者
の声の性質や、通信路の混雑状況により、複数の符号化
速度が選択できるものを用いることができる。ＱＣＥＬ
Ｐでは、話者の声の性質や通信路の混雑状況によって４
通りの符号化速度（９．６ｋｂｐｓ、４．８ｋｂｐｓ、
２．４ｋｂｐｓ、１．２ｋｂｐｓ）が選択でき、通話品
質を保つのに最低限の速度で符号化が行えるようになっ
ている。勿論、音声圧縮方式は、これに限定されるもの
ではない。
圧縮符号化するものである。圧縮符号化方式としては、
種々のものが提案されているが、例えばＱＣＥＬＰ（Qu
alcomm Code Excited Linear Coding ）のような、話者
の声の性質や、通信路の混雑状況により、複数の符号化
速度が選択できるものを用いることができる。ＱＣＥＬ
Ｐでは、話者の声の性質や通信路の混雑状況によって４
通りの符号化速度（９．６ｋｂｐｓ、４．８ｋｂｐｓ、
２．４ｋｂｐｓ、１．２ｋｂｐｓ）が選択でき、通話品
質を保つのに最低限の速度で符号化が行えるようになっ
ている。勿論、音声圧縮方式は、これに限定されるもの
ではない。
【００５９】音声圧縮回路３の出力が畳込み符号化回路
４に供給される。畳込み符号化回路４により、送信デー
タに対して、畳込み符号のエラー訂正コードが付加され
る。畳込み符号化回路４の出力がインターリーブ回路５
に供給される。インターリーブ回路５により、送信デー
タがインターリーブされる。インターリーブ回路５の出
力がスペクトラム拡散回路６に供給される。
４に供給される。畳込み符号化回路４により、送信デー
タに対して、畳込み符号のエラー訂正コードが付加され
る。畳込み符号化回路４の出力がインターリーブ回路５
に供給される。インターリーブ回路５により、送信デー
タがインターリーブされる。インターリーブ回路５の出
力がスペクトラム拡散回路６に供給される。
【００６０】スペクトラム拡散回路６により、搬送波が
一次変調され、更に、ＰＮ符号で拡散される。すなわ
ち、例えば平衡ＱＰＳＫ変調により、送信データの一次
変調が行われ、更に、ＰＮ符号が乗じられる。ＰＮ符号
はランダム符号であるから、このようにＰＮ符号を乗じ
ると、搬送波の周波数帯域が広げられ、スペクトラム拡
散が行われる。なお、送信データの変調方式としては、
例えば平衡ＱＰＳＫ変調を用いられているが、種々のも
のが提案されており、他の変調方式を用いるようにして
も良い。
一次変調され、更に、ＰＮ符号で拡散される。すなわ
ち、例えば平衡ＱＰＳＫ変調により、送信データの一次
変調が行われ、更に、ＰＮ符号が乗じられる。ＰＮ符号
はランダム符号であるから、このようにＰＮ符号を乗じ
ると、搬送波の周波数帯域が広げられ、スペクトラム拡
散が行われる。なお、送信データの変調方式としては、
例えば平衡ＱＰＳＫ変調を用いられているが、種々のも
のが提案されており、他の変調方式を用いるようにして
も良い。
【００６１】スペクトラム拡散回路６の出力は、バンド
パスフィルタ７を介して、Ｄ／Ａコンバータ８に供給さ
れる。Ｄ／Ａコンバータ８の出力がＲＦ回路９に供給さ
れる。
パスフィルタ７を介して、Ｄ／Ａコンバータ８に供給さ
れる。Ｄ／Ａコンバータ８の出力がＲＦ回路９に供給さ
れる。
【００６２】ＲＦ回路９には、ＰＬＬシンセサイザ１１
から局部発振信号が供給される。ＲＦ回路９により、Ｄ
／Ａコンバータ８の出力とＰＬＬシンセサイザ１１から
の局部発振信号とが乗じられ、送信信号の周波数が所定
の周波数に変換される。ＲＦ回路９の出力が送信アンプ
１０に供給され、電力増幅された後、アンテナ１２に供
給される。そして、アンテナ１２からの電波が基地局に
向けて送られる。
から局部発振信号が供給される。ＲＦ回路９により、Ｄ
／Ａコンバータ８の出力とＰＬＬシンセサイザ１１から
の局部発振信号とが乗じられ、送信信号の周波数が所定
の周波数に変換される。ＲＦ回路９の出力が送信アンプ
１０に供給され、電力増幅された後、アンテナ１２に供
給される。そして、アンテナ１２からの電波が基地局に
向けて送られる。
【００６３】受信時には、基地局からの電波がアンテナ
１２により受信される。この基地局からの電波は、建物
等の反射を受けるため、マルチパスを形成して、携帯端
末のアンテナ１２に到達する。また、携帯端末を自動車
等で使用する場合には、ドップラー効果により、受信信
号の周波数が変化することがある。
１２により受信される。この基地局からの電波は、建物
等の反射を受けるため、マルチパスを形成して、携帯端
末のアンテナ１２に到達する。また、携帯端末を自動車
等で使用する場合には、ドップラー効果により、受信信
号の周波数が変化することがある。
【００６４】アンテナ１２からの受信出力は、ＲＦ回路
２０に供給される。ＲＦ回路２０には、ＰＬＬシンセサ
イザ１１から局部発振信号が供給される。ＲＦ回路２０
により、受信信号が所定周波数の中間周波数信号に変換
される。
２０に供給される。ＲＦ回路２０には、ＰＬＬシンセサ
イザ１１から局部発振信号が供給される。ＲＦ回路２０
により、受信信号が所定周波数の中間周波数信号に変換
される。
【００６５】ＲＦ回路２０の出力が中間周波回路２１を
介して、準同期検波回路２２に供給される。準同期検波
回路２２には、ＰＬＬシンセサイザ２３の出力が供給さ
れる。ＰＬＬシンセサイザ２３からの出力信号の周波数
は、周波数コンバイナ３２の出力により制御されてい
る。準同期検波回路２２により、受信信号が直交検波さ
れる。
介して、準同期検波回路２２に供給される。準同期検波
回路２２には、ＰＬＬシンセサイザ２３の出力が供給さ
れる。ＰＬＬシンセサイザ２３からの出力信号の周波数
は、周波数コンバイナ３２の出力により制御されてい
る。準同期検波回路２２により、受信信号が直交検波さ
れる。
【００６６】準同期検波回路２２の出力は、Ａ／Ｄコン
バータ２４に供給される。Ａ／Ｄコンバータ２４によ
り、準同期検波回路２２の出力がディジタル化される。
このとき、Ａ／Ｄコンバータ２４のサンプリング周波数
は、スペクトラム拡散に使われているＰＮ符号の周波数
よりも高い周波数に設定されており、所謂オーバーサン
プリングとされている。Ａ／Ｄコンバータ２４の出力が
フィンガ２５Ａ、２５Ｂ、２５Ｃに供給されると共に、
サーチャ２８に供給される。
バータ２４に供給される。Ａ／Ｄコンバータ２４によ
り、準同期検波回路２２の出力がディジタル化される。
このとき、Ａ／Ｄコンバータ２４のサンプリング周波数
は、スペクトラム拡散に使われているＰＮ符号の周波数
よりも高い周波数に設定されており、所謂オーバーサン
プリングとされている。Ａ／Ｄコンバータ２４の出力が
フィンガ２５Ａ、２５Ｂ、２５Ｃに供給されると共に、
サーチャ２８に供給される。
【００６７】前述したように、受信時には、マルチパス
の信号が受信される。フィンガ２５Ａ、２５Ｂ、２５Ｃ
は、夫々、これらマルチパスの受信信号にＰＮ符号を乗
算して逆拡散を行い、逆拡散出力からデータを復調す
る。更に、フィンガ２５Ａ、２５Ｂ、２５Ｃからは、各
パスでの受信信号レベルと、各パスでの周波数誤差が出
力される。
の信号が受信される。フィンガ２５Ａ、２５Ｂ、２５Ｃ
は、夫々、これらマルチパスの受信信号にＰＮ符号を乗
算して逆拡散を行い、逆拡散出力からデータを復調す
る。更に、フィンガ２５Ａ、２５Ｂ、２５Ｃからは、各
パスでの受信信号レベルと、各パスでの周波数誤差が出
力される。
【００６８】サーチャ２８は、受信信号の符号を捕捉
し、フィンガ２５Ａ、２５Ｂ、２５Ｃに設定する各パス
の符号を決定するものである。すなわち、サーチャ２８
は、受信信号にＰＮ符号を乗算して逆拡散を行う逆拡散
回路を備えている。そして、コントローラ２９の制御の
基に、ＰＮ符号の位相を動かし、受信符号との相関を求
める。この設定された符号と受信符号との相関値によ
り、各パスの符号が決定される。コントローラ２９によ
り決定された符号がフィンガ２５Ａ、２５Ｂ、２５Ｃに
設定される。
し、フィンガ２５Ａ、２５Ｂ、２５Ｃに設定する各パス
の符号を決定するものである。すなわち、サーチャ２８
は、受信信号にＰＮ符号を乗算して逆拡散を行う逆拡散
回路を備えている。そして、コントローラ２９の制御の
基に、ＰＮ符号の位相を動かし、受信符号との相関を求
める。この設定された符号と受信符号との相関値によ
り、各パスの符号が決定される。コントローラ２９によ
り決定された符号がフィンガ２５Ａ、２５Ｂ、２５Ｃに
設定される。
【００６９】フィンガ２５Ａ、２５Ｂ、２５Ｃにより復
調された各パスの受信データは、データコンバイナ３０
に供給される。データコンバイナ３０により、各パスの
受信データが合成される。このデータコンバイナ３０の
出力がＡＧＣ回路３３に供給される。
調された各パスの受信データは、データコンバイナ３０
に供給される。データコンバイナ３０により、各パスの
受信データが合成される。このデータコンバイナ３０の
出力がＡＧＣ回路３３に供給される。
【００７０】また、フィンガ２５Ａ、２５Ｂ、２５Ｃに
より、各パスにおける信号強度が求められる。フィンガ
２５Ａ、２５Ｂ、２５Ｃからの各パスにおける信号強度
は、ＲＳＳＩ（Received Signal Strength Indicator）
コンバイナ３１に供給される。ＲＳＳＩコンバイナ３１
により、各パスにおける信号強度が合成される。このＲ
ＳＳＩコンバイナ３１の出力がＡＧＣ回路３３に供給さ
れ、受信データの信号レベルが一定となるように、ＡＧ
Ｃ回路３３のゲインが制御される。
より、各パスにおける信号強度が求められる。フィンガ
２５Ａ、２５Ｂ、２５Ｃからの各パスにおける信号強度
は、ＲＳＳＩ（Received Signal Strength Indicator）
コンバイナ３１に供給される。ＲＳＳＩコンバイナ３１
により、各パスにおける信号強度が合成される。このＲ
ＳＳＩコンバイナ３１の出力がＡＧＣ回路３３に供給さ
れ、受信データの信号レベルが一定となるように、ＡＧ
Ｃ回路３３のゲインが制御される。
【００７１】また、フィンガ２５Ａ、２５Ｂ、２５Ｃか
らの各パスにおける周波数誤差が周波数コンバイナ３２
に供給される。周波数コンバイナ３２により、各パスに
おける周波数誤差が合成される。この周波数コンバイナ
３２の出力がＰＬＬシンセサイザ１１及び２３に供給さ
れ、周波数誤差に応じて、ＰＬＬシンセサイザ１１及び
２３の周波数が制御される。
らの各パスにおける周波数誤差が周波数コンバイナ３２
に供給される。周波数コンバイナ３２により、各パスに
おける周波数誤差が合成される。この周波数コンバイナ
３２の出力がＰＬＬシンセサイザ１１及び２３に供給さ
れ、周波数誤差に応じて、ＰＬＬシンセサイザ１１及び
２３の周波数が制御される。
【００７２】ＡＧＣ回路３３の出力がデインターリーブ
回路３４に供給される。デインターリーブ回路３４によ
り、送信側のインターリーブに対応して、受信データが
デインターリーブされる。デインターリーブ回路３４の
出力がビタビ復号回路３５に供給される。ビタビ復号回
路３５は、軟判定と最尤復号とにより、畳込み符号を復
号するものである。ビタビ復号回路３５により、エラー
訂正処理が行われる。このビタビ復号回路３５の出力が
音声伸長回路３６に供給される。
回路３４に供給される。デインターリーブ回路３４によ
り、送信側のインターリーブに対応して、受信データが
デインターリーブされる。デインターリーブ回路３４の
出力がビタビ復号回路３５に供給される。ビタビ復号回
路３５は、軟判定と最尤復号とにより、畳込み符号を復
号するものである。ビタビ復号回路３５により、エラー
訂正処理が行われる。このビタビ復号回路３５の出力が
音声伸長回路３６に供給される。
【００７３】音声伸長回路３６により、例えばＱＣＥＬ
Ｐにより圧縮符号化されて送られてきた音声信号が伸長
され、ディジタル音声信号が復号される。このディジタ
ル音声信号がＤ／Ａコンバータ３７に供給される。Ｄ／
Ａコンバータ３７によりディジタル音声信号がアナログ
音声信号に戻される。このアナログ音声信号がスピーカ
３８に供給される。
Ｐにより圧縮符号化されて送られてきた音声信号が伸長
され、ディジタル音声信号が復号される。このディジタ
ル音声信号がＤ／Ａコンバータ３７に供給される。Ｄ／
Ａコンバータ３７によりディジタル音声信号がアナログ
音声信号に戻される。このアナログ音声信号がスピーカ
３８に供給される。
【００７４】この発明が適用できるＣＤＭＡ方式のセル
ラ電話システムの携帯端末では、ＲＡＫＥ方式が用いら
れ、複数のパスの受信出力が合成される。そして、この
発明が適用された携帯電話端末では、サーチャ２８は、
逆拡散された値を累積加算していくと共に、加算数に応
じて閾値を動的に動かしていき、逆拡散された値の累積
加算値が、動的に動かされた閾値を越えたかどうかを判
断し、閾値を越えた場合だけ、所定回数の加算を行なっ
て、相関値を得るようにしている。これにより、精度を
落とさずに、サーチを高速化できる。
ラ電話システムの携帯端末では、ＲＡＫＥ方式が用いら
れ、複数のパスの受信出力が合成される。そして、この
発明が適用された携帯電話端末では、サーチャ２８は、
逆拡散された値を累積加算していくと共に、加算数に応
じて閾値を動的に動かしていき、逆拡散された値の累積
加算値が、動的に動かされた閾値を越えたかどうかを判
断し、閾値を越えた場合だけ、所定回数の加算を行なっ
て、相関値を得るようにしている。これにより、精度を
落とさずに、サーチを高速化できる。
【００７５】図２は、この発明が適用された携帯電話端
末におけるサーチャ２８の構成を示すものである。図２
において、入力端子５１に、Ａ／Ｄコンバータ２４（図
１）からのディジタル信号が供給される。前述したよう
に、Ａ／Ｄコンバータ２４のサンプリング周波数は、Ｐ
Ｎ符号の周波数よりも高い周波数とされており、オーバ
サンプリングとなっている。この入力端子５１からのデ
ィジタル信号がデシメート回路５２に供給され、デシメ
ート回路５２で、入力端子５１からの信号がデシメート
される。デシメート回路５２の出力が乗算回路５３に供
給される。
末におけるサーチャ２８の構成を示すものである。図２
において、入力端子５１に、Ａ／Ｄコンバータ２４（図
１）からのディジタル信号が供給される。前述したよう
に、Ａ／Ｄコンバータ２４のサンプリング周波数は、Ｐ
Ｎ符号の周波数よりも高い周波数とされており、オーバ
サンプリングとなっている。この入力端子５１からのデ
ィジタル信号がデシメート回路５２に供給され、デシメ
ート回路５２で、入力端子５１からの信号がデシメート
される。デシメート回路５２の出力が乗算回路５３に供
給される。
【００７６】ＰＮ符号発生回路５４からは、送信側で拡
散したのと同様のＰＮ符号が発生される。ＰＮ符号発生
回路５４からのＰＮ符号の位相は、コントローラ２９に
より設定可能とされる。ＰＮ符号発生回路５４からのＰ
Ｎ符号が乗算回路５３に供給される。
散したのと同様のＰＮ符号が発生される。ＰＮ符号発生
回路５４からのＰＮ符号の位相は、コントローラ２９に
より設定可能とされる。ＰＮ符号発生回路５４からのＰ
Ｎ符号が乗算回路５３に供給される。
【００７７】乗算回路５３により、デシメート回路５２
の出力と、ＰＮ符号発生回路５４からのＰＮ符号とが乗
算される。これにより、入力端子５１からの受信信号が
ＰＮ符号発生回路５４からの符号により逆拡散される。
受信符号とＰＮ符号発生回路５４からの符号とのパター
ン及び位相が一致すると、受信信号の逆拡散が成立し、
乗算回路５３からの出力レベルが大きくなる。乗算回路
５３の出力がバンドパスフィルタ５６を介してレベル検
出回路５７に供給される。レベル検出回路５７により、
乗算回路５３の出力レベルが検出される。
の出力と、ＰＮ符号発生回路５４からのＰＮ符号とが乗
算される。これにより、入力端子５１からの受信信号が
ＰＮ符号発生回路５４からの符号により逆拡散される。
受信符号とＰＮ符号発生回路５４からの符号とのパター
ン及び位相が一致すると、受信信号の逆拡散が成立し、
乗算回路５３からの出力レベルが大きくなる。乗算回路
５３の出力がバンドパスフィルタ５６を介してレベル検
出回路５７に供給される。レベル検出回路５７により、
乗算回路５３の出力レベルが検出される。
【００７８】レベル検出回路５７の出力が加算回路５８
に供給される。加算回路５８で、レベル検出回路５７の
出力が所定回数、例えば６４回分累積加算される。この
ように、レベル検出回路５７の出力レベルを累積加算し
た値から、ＰＮ符号発生回路５４に設定されている符号
と、受信符号との相関値が得られる。この加算回路５８
の出力は、メモリ５９に供給されると共に、コンパレー
タ６０に供給される。コンパレータ６０には、閾値発生
回路６１から閾値が供給される。この閾値は、コントロ
ーラ２９により、加算回路５８での加算回数に応じて、
動的に変化される。
に供給される。加算回路５８で、レベル検出回路５７の
出力が所定回数、例えば６４回分累積加算される。この
ように、レベル検出回路５７の出力レベルを累積加算し
た値から、ＰＮ符号発生回路５４に設定されている符号
と、受信符号との相関値が得られる。この加算回路５８
の出力は、メモリ５９に供給されると共に、コンパレー
タ６０に供給される。コンパレータ６０には、閾値発生
回路６１から閾値が供給される。この閾値は、コントロ
ーラ２９により、加算回路５８での加算回数に応じて、
動的に変化される。
【００７９】ＰＮ符号発生回路５４からのＰＮ符号の位
相は、コントローラ２９の制御の基に、所定チップ（例
えばチップ或いは１／２チップ）ごとに動かされる。そ
して、各位相ごとに、加算回路５８の出力から相関値が
求められる。この相関値がメモリ５９に蓄えられる。そ
して、ＰＮ符号の１周期分の設定が終了したら、相関値
の大きい順に例えば３つの位相が選択され、これがフィ
ンガ２５Ａ、２５Ｂ、２５Ｃ（図１）に設定される。
相は、コントローラ２９の制御の基に、所定チップ（例
えばチップ或いは１／２チップ）ごとに動かされる。そ
して、各位相ごとに、加算回路５８の出力から相関値が
求められる。この相関値がメモリ５９に蓄えられる。そ
して、ＰＮ符号の１周期分の設定が終了したら、相関値
の大きい順に例えば３つの位相が選択され、これがフィ
ンガ２５Ａ、２５Ｂ、２５Ｃ（図１）に設定される。
【００８０】サーチャ２８では相関の強い例えば３つの
パスを検出している。したがって、このように加算回路
５８の出力から相関値を求める際に、加算回路５８で累
積加算を繰り返して、相関の小さいものの相関値を求め
るのは無駄である。そこで、コンパレータ６０により、
加算回路５８の出力レベルが閾値より小さいかどうかが
判断され、加算回路５８の出力レベルが閾値より小さけ
れば、その位相では符号の相関は小さいとして、直ちに
次の位相にシフトされる。これにより、サーチ時間の短
縮が図れる。
パスを検出している。したがって、このように加算回路
５８の出力から相関値を求める際に、加算回路５８で累
積加算を繰り返して、相関の小さいものの相関値を求め
るのは無駄である。そこで、コンパレータ６０により、
加算回路５８の出力レベルが閾値より小さいかどうかが
判断され、加算回路５８の出力レベルが閾値より小さけ
れば、その位相では符号の相関は小さいとして、直ちに
次の位相にシフトされる。これにより、サーチ時間の短
縮が図れる。
【００８１】そして、この例では、閾値発生回路６１か
ら、加算回数に応じて動的に変化する閾値が発生され
る。これにより、加算回路５８での累積加算の毎に、加
算回路５８の出力レベルが閾値より小さいかどうかを判
断することができるようになり、信頼性を低下させず
に、サーチ時間の短縮化を図ることができる。
ら、加算回数に応じて動的に変化する閾値が発生され
る。これにより、加算回路５８での累積加算の毎に、加
算回路５８の出力レベルが閾値より小さいかどうかを判
断することができるようになり、信頼性を低下させず
に、サーチ時間の短縮化を図ることができる。
【００８２】つまり、図３は、加算回数と閾値との関係
を示すものである。図３に示すように、この例では、閾
値発生回路６１からは、加算回数が少ないときには略ゼ
ロで、所定の加算回数以上では、加算回数に応じて略直
線的に増加するような閾値が発生される。このように変
化する閾値が閾値発生回路６１からコンパレータ６０に
供給される。
を示すものである。図３に示すように、この例では、閾
値発生回路６１からは、加算回数が少ないときには略ゼ
ロで、所定の加算回数以上では、加算回数に応じて略直
線的に増加するような閾値が発生される。このように変
化する閾値が閾値発生回路６１からコンパレータ６０に
供給される。
【００８３】一方、加算回路５８の出力は、図４Ａ〜図
４Ｃに示すように、相関値に応じて、加算数と共に増加
していく。図４Ａは、非常に受信符号との相関が強い場
合を示し、この場合には、加算回路５８の出力ｍ1 は、
加算回数と共に大きな傾きをもって変化する。したがっ
て、加算回路５８の出力ｍ1 は、どの加算回数の場合で
も、常に、閾値より大きくなる。このため、所定数とな
るまで、累積加算が続けられ、相関値が求められる。
４Ｃに示すように、相関値に応じて、加算数と共に増加
していく。図４Ａは、非常に受信符号との相関が強い場
合を示し、この場合には、加算回路５８の出力ｍ1 は、
加算回数と共に大きな傾きをもって変化する。したがっ
て、加算回路５８の出力ｍ1 は、どの加算回数の場合で
も、常に、閾値より大きくなる。このため、所定数とな
るまで、累積加算が続けられ、相関値が求められる。
【００８４】図４Ｂは、非常に受信符号との相関が強い
が、累積加算の初期段階で、ノイズの影響を受けている
例である。この場合には、加算回路５８の出力ｍ2 は、
加算回数と共に大きな傾きをもって変化するが、累積加
算の初期段階では、加算回路５８の出力が小さくなって
いる。しかしながら、閾値は、ノイズ等の影響を受けや
すい加算の初期段階では略ゼロなので、加算回路５８の
出力ｍ2 は、どの加算数の場合でも、常に、閾値より大
きくなる。このため、所定数となるまで、累積加算が続
けられ、相関値が求められる。
が、累積加算の初期段階で、ノイズの影響を受けている
例である。この場合には、加算回路５８の出力ｍ2 は、
加算回数と共に大きな傾きをもって変化するが、累積加
算の初期段階では、加算回路５８の出力が小さくなって
いる。しかしながら、閾値は、ノイズ等の影響を受けや
すい加算の初期段階では略ゼロなので、加算回路５８の
出力ｍ2 は、どの加算数の場合でも、常に、閾値より大
きくなる。このため、所定数となるまで、累積加算が続
けられ、相関値が求められる。
【００８５】図４Ｃは、受信符号との相関は弱いが、累
積加算の初期段階で、ノイズの影響を受けている例であ
る。この場合には、加算回路５８からの出力ｍ3 の傾き
は小さいが、累積加算の初期段階では、ノイズ等の影響
により、加算回路５８の出力ｍ3 が大きくなっている。
これに対して、閾値は、加算数と共に略直線的に増加し
ている。したがって、加算回路５８の出力ｍ3 は、累積
加算の初期段階では閾値以上であるが、加算数がｎ1 に
なったところで、閾値以下となる。このため、加算数ｎ
1 になったところで、相関が弱いと判断され、その位相
での累積加算が終了され、次の位相にシフトされる。
積加算の初期段階で、ノイズの影響を受けている例であ
る。この場合には、加算回路５８からの出力ｍ3 の傾き
は小さいが、累積加算の初期段階では、ノイズ等の影響
により、加算回路５８の出力ｍ3 が大きくなっている。
これに対して、閾値は、加算数と共に略直線的に増加し
ている。したがって、加算回路５８の出力ｍ3 は、累積
加算の初期段階では閾値以上であるが、加算数がｎ1 に
なったところで、閾値以下となる。このため、加算数ｎ
1 になったところで、相関が弱いと判断され、その位相
での累積加算が終了され、次の位相にシフトされる。
【００８６】このように、閾値を加算数と共にも動的に
変化させると、信頼性を低下させずに、サーチ時間の短
縮化を図ることができる。
変化させると、信頼性を低下させずに、サーチ時間の短
縮化を図ることができる。
【００８７】図５は、図２に示したサーチャの一例の処
理を示すフローチャートである。図５において、ＰＮ符
号発生回路５４の位相が初期値に設定され（ステップＳ
Ｔ１）、加算回数がクリアされ（ステップＳＴ２）、加
算回路５８の累積加算結果がクリアされる（ステップＳ
Ｔ３）。
理を示すフローチャートである。図５において、ＰＮ符
号発生回路５４の位相が初期値に設定され（ステップＳ
Ｔ１）、加算回数がクリアされ（ステップＳＴ２）、加
算回路５８の累積加算結果がクリアされる（ステップＳ
Ｔ３）。
【００８８】ＰＮ符号発生回路５４に初期位相が設定さ
れると、設定されたＰＮ符号により、乗算回路５３で受
信信号が逆拡散される。そして、加算回路５８により、
このとき逆拡散された信号レベルが累積加算され（ステ
ップＳＴ４）、１回加算するごとに加算回数がインクリ
メントされる（ステップＳＴ５）。加算回数が所定の回
数（例えば６４回）に達したかどうかが判断される（ス
テップＳＴ６）。
れると、設定されたＰＮ符号により、乗算回路５３で受
信信号が逆拡散される。そして、加算回路５８により、
このとき逆拡散された信号レベルが累積加算され（ステ
ップＳＴ４）、１回加算するごとに加算回数がインクリ
メントされる（ステップＳＴ５）。加算回数が所定の回
数（例えば６４回）に達したかどうかが判断される（ス
テップＳＴ６）。
【００８９】加算回数が例えば６４回に達していなけれ
ば、閾値発生回路６１から、加算回数に応じて閾値が発
生され（ステップＳＴ７）、この加算回路５８の出力と
閾値とが比較される（ステップＳＴ８）。加算回路５８
の出力がそのときの加算数の閾値よりに大きければ、ス
テップＳＴ４に戻され、累積加算が続けられる。
ば、閾値発生回路６１から、加算回数に応じて閾値が発
生され（ステップＳＴ７）、この加算回路５８の出力と
閾値とが比較される（ステップＳＴ８）。加算回路５８
の出力がそのときの加算数の閾値よりに大きければ、ス
テップＳＴ４に戻され、累積加算が続けられる。
【００９０】ステップＳＴ８で、加算回路５８の出力が
そのときの加算数の閾値よりに小さいと判断された場合
には、相関弱いと判断され（ステップＳＴ９）、ＰＮ符
号発生回路５４の位相が最終値まで設定されたかどうか
が判断され（ステップＳＴ１０）、最終値でなければ、
ＰＮ符号の位相が所定値（例えば、１／２チップ分）だ
け進められ又は遅らされる（ステップＳＴ１１）。そし
て、ステップＳＴ２に戻され、所定値だけ動かされたＰ
Ｎ符号の位相で、上述と同様の処理が繰り返される。
そのときの加算数の閾値よりに小さいと判断された場合
には、相関弱いと判断され（ステップＳＴ９）、ＰＮ符
号発生回路５４の位相が最終値まで設定されたかどうか
が判断され（ステップＳＴ１０）、最終値でなければ、
ＰＮ符号の位相が所定値（例えば、１／２チップ分）だ
け進められ又は遅らされる（ステップＳＴ１１）。そし
て、ステップＳＴ２に戻され、所定値だけ動かされたＰ
Ｎ符号の位相で、上述と同様の処理が繰り返される。
【００９１】ステップＳＴ６で、加算回数が例えば６４
回に達したと判断されたら、このときの相関値がメモリ
５９に蓄えられる（ステップＳＴ１２）。そして、ＰＮ
符号発生回路５４の位相が最終値まで設定されたかどう
かが判断され（ステップＳＴ１０）、最終値でなけれ
ば、ＰＮ符号の位相が所定値だけ進められ又は遅らされ
る（ステップＳＴ１１）、ステップＳＴ２に戻され、所
定値だけ動かされたＰＮ符号の位相で、上述と同様の処
理が繰り返される。
回に達したと判断されたら、このときの相関値がメモリ
５９に蓄えられる（ステップＳＴ１２）。そして、ＰＮ
符号発生回路５４の位相が最終値まで設定されたかどう
かが判断され（ステップＳＴ１０）、最終値でなけれ
ば、ＰＮ符号の位相が所定値だけ進められ又は遅らされ
る（ステップＳＴ１１）、ステップＳＴ２に戻され、所
定値だけ動かされたＰＮ符号の位相で、上述と同様の処
理が繰り返される。
【００９２】このようにして、ＰＮ符号を例えば１／２
チップ分づつ動かしながら相関値を求めていき、ＰＮ符
号の位相が１周期分動かされると、最終位相となり、ス
テップＳＴ１０で最終位相であると判断される。ステッ
プＳＴ１０で最終位相であると判断されると、メモリ５
９に記憶されている相関値がソートされ、相関値の大き
い３つの値が求められる（ステップＳＴ１３）。そし
て、この上位３つの位相がフィンガ２５Ａ、２５Ｂ、２
５Ｃに夫々設定される（ステップＳＴ１４）。
チップ分づつ動かしながら相関値を求めていき、ＰＮ符
号の位相が１周期分動かされると、最終位相となり、ス
テップＳＴ１０で最終位相であると判断される。ステッ
プＳＴ１０で最終位相であると判断されると、メモリ５
９に記憶されている相関値がソートされ、相関値の大き
い３つの値が求められる（ステップＳＴ１３）。そし
て、この上位３つの位相がフィンガ２５Ａ、２５Ｂ、２
５Ｃに夫々設定される（ステップＳＴ１４）。
【００９３】図６は、この発明が適用された携帯電話端
末におけるフィンガ２５Ａ、２５Ｂ、２５Ｃの構成を示
すものである。図６において、入力端子７１に、Ａ／Ｄ
コンバータ２４（図１）からのディジタル信号が供給さ
れる。前述したように、Ａ／Ｄコンバータ２４のサンプ
リング周波数は、ＰＮ符号の周波数よりも高い周波数と
されており、オーバーサンプリングとなっている。
末におけるフィンガ２５Ａ、２５Ｂ、２５Ｃの構成を示
すものである。図６において、入力端子７１に、Ａ／Ｄ
コンバータ２４（図１）からのディジタル信号が供給さ
れる。前述したように、Ａ／Ｄコンバータ２４のサンプ
リング周波数は、ＰＮ符号の周波数よりも高い周波数と
されており、オーバーサンプリングとなっている。
【００９４】この入力端子７１からのディジタル信号が
デシメート回路７２、７３、７４に供給される。デシメ
ート回路７２には、クロック制御回路７５からのクロッ
クが遅延回路７６を介して供給され、デシメート回路７
３には、クロック制御回路７５からのクロックがそのま
ま供給され、デシメート回路７４には、クロック制御回
路７５からのクロックが遅延回路７６、７７を介して供
給される。遅延回路７６及び７７は、１／２チップ分の
遅延量を有している。デシメート回路７２、７３、７４
で、入力端子７１からのディジタル信号がデシメートさ
れる。
デシメート回路７２、７３、７４に供給される。デシメ
ート回路７２には、クロック制御回路７５からのクロッ
クが遅延回路７６を介して供給され、デシメート回路７
３には、クロック制御回路７５からのクロックがそのま
ま供給され、デシメート回路７４には、クロック制御回
路７５からのクロックが遅延回路７６、７７を介して供
給される。遅延回路７６及び７７は、１／２チップ分の
遅延量を有している。デシメート回路７２、７３、７４
で、入力端子７１からのディジタル信号がデシメートさ
れる。
【００９５】デシメート回路７２、７３、７４の出力が
乗算回路７８、７９、８０に夫々供給される。乗算回路
７８、７９、８０には、ＰＮ符号発生回路８１からのＰ
Ｎ符号が供給される。ＰＮ符号発生回路８１からは、送
信側で拡散したのと同様のＰＮ符号が発生される。
乗算回路７８、７９、８０に夫々供給される。乗算回路
７８、７９、８０には、ＰＮ符号発生回路８１からのＰ
Ｎ符号が供給される。ＰＮ符号発生回路８１からは、送
信側で拡散したのと同様のＰＮ符号が発生される。
【００９６】乗算回路７８により、デシメート回路７２
の出力とＰＮ符号発生回路８１の出力とが乗算される。
受信符号とＰＮ符号発生回路８１からの符号のパターン
及び位相が合致していれば、乗算回路７８からは逆拡散
出力が得られる。この乗算回路７８の出力がバンドパス
フィルタ８２を介して復調回路８３に供給される。
の出力とＰＮ符号発生回路８１の出力とが乗算される。
受信符号とＰＮ符号発生回路８１からの符号のパターン
及び位相が合致していれば、乗算回路７８からは逆拡散
出力が得られる。この乗算回路７８の出力がバンドパス
フィルタ８２を介して復調回路８３に供給される。
【００９７】復調回路８３で受信信号が復調され、復調
回路８３からは、復調データが出力される。この復調デ
ータが出力端子８４から出力される。また、復調回路８
１で、受信信号の信号レベルが検出される。この信号レ
ベルが信号が出力端子８５から出力される。また、復調
回路８１で、周波数誤差が検出される。この周波数誤差
が出力端子８６から出力される。
回路８３からは、復調データが出力される。この復調デ
ータが出力端子８４から出力される。また、復調回路８
１で、受信信号の信号レベルが検出される。この信号レ
ベルが信号が出力端子８５から出力される。また、復調
回路８１で、周波数誤差が検出される。この周波数誤差
が出力端子８６から出力される。
【００９８】乗算回路７９及び８０により、デシメート
回路７３及び７４の出力とＰＮ符号発生回路８１の出力
とが乗算される。デシメート回路７３には、クロック制
御回路７５からのクロックがそのまま供給され、デシメ
ート回路７４には、クロック制御回路７５からのクロッ
クが１チップ分遅延されて供給されているので、デシメ
ート回路７２の出力をセンタ位相とすると、デシメート
回路７３及び７４からは、夫々、１／２チップ分位相が
進んだ出力及び１／２チップ分位相が遅れた出力が得ら
れる。乗算回路７９及び８０により、１／２チップ進ん
だ及び遅れた位相の受信符号と、ＰＮ符号発生回路８１
の符号とが乗算され、１／２チップ進んだ及び遅れた位
相の逆拡散出力が得られる。この乗算回路７９及び８０
の出力は、ＤＬＬ（Delay Locked Loop ）を構成するの
に用いられる。
回路７３及び７４の出力とＰＮ符号発生回路８１の出力
とが乗算される。デシメート回路７３には、クロック制
御回路７５からのクロックがそのまま供給され、デシメ
ート回路７４には、クロック制御回路７５からのクロッ
クが１チップ分遅延されて供給されているので、デシメ
ート回路７２の出力をセンタ位相とすると、デシメート
回路７３及び７４からは、夫々、１／２チップ分位相が
進んだ出力及び１／２チップ分位相が遅れた出力が得ら
れる。乗算回路７９及び８０により、１／２チップ進ん
だ及び遅れた位相の受信符号と、ＰＮ符号発生回路８１
の符号とが乗算され、１／２チップ進んだ及び遅れた位
相の逆拡散出力が得られる。この乗算回路７９及び８０
の出力は、ＤＬＬ（Delay Locked Loop ）を構成するの
に用いられる。
【００９９】すなわち、乗算回路７９及び８０の出力
は、バンドパスフィルタ８７及び８８を夫々介して、レ
ベル検出回路８９及び９０に夫々供給される。レベル検
出回路８９及び９０からは、１／２チップ進んだ及び遅
れた位相の逆拡散出力レベルが得られる。レベル検出回
路８９及び９０の出力が減算回路９１に供給される。
は、バンドパスフィルタ８７及び８８を夫々介して、レ
ベル検出回路８９及び９０に夫々供給される。レベル検
出回路８９及び９０からは、１／２チップ進んだ及び遅
れた位相の逆拡散出力レベルが得られる。レベル検出回
路８９及び９０の出力が減算回路９１に供給される。
【０１００】減算回路９１で、１／２チップ進んだ位相
の逆拡散出力レベルと、１／２チップ遅れた位相の逆拡
散出力レベルとが比較される。この比較出力は、ループ
フィルタ９２を介して、クロック制御回路７５に供給さ
れる。クロック制御回路７５で、減算回路９１の出力が
ゼロになるように、デシメート回路７２〜７４に与えら
れるクロックが制御される。
の逆拡散出力レベルと、１／２チップ遅れた位相の逆拡
散出力レベルとが比較される。この比較出力は、ループ
フィルタ９２を介して、クロック制御回路７５に供給さ
れる。クロック制御回路７５で、減算回路９１の出力が
ゼロになるように、デシメート回路７２〜７４に与えら
れるクロックが制御される。
【０１０１】例えば、Ａ／Ｄコンバータ２４で８倍のオ
ーバーサンプリングをしたとし、デシメート回路７２〜
７４で１／８にデシメートする場合、デシメート回路７
２〜７４からは、８サンプル毎に信号が出力される。減
算回路９１の出力から、今までのタイミングでは遅過ぎ
ると判断されるような場合には、８サンプルおきに出力
していたタイミングが、７サンプルおきに出力されるよ
うに制御される。これにより、位相が進められたことに
なる。
ーバーサンプリングをしたとし、デシメート回路７２〜
７４で１／８にデシメートする場合、デシメート回路７
２〜７４からは、８サンプル毎に信号が出力される。減
算回路９１の出力から、今までのタイミングでは遅過ぎ
ると判断されるような場合には、８サンプルおきに出力
していたタイミングが、７サンプルおきに出力されるよ
うに制御される。これにより、位相が進められたことに
なる。
【０１０２】ＰＮ符号発生回路８１には、入力端子９３
から初期位相データが供給される。この初期位相データ
は、サーチャ２８で検出されたパスに基づいて設定され
る。その後の符号の変動に対しては、上述のＤＬＬルー
プが働き、受信符号が捕捉される。
から初期位相データが供給される。この初期位相データ
は、サーチャ２８で検出されたパスに基づいて設定され
る。その後の符号の変動に対しては、上述のＤＬＬルー
プが働き、受信符号が捕捉される。
【０１０３】上述のように、この発明が適用された携帯
電話端末では、サーチャ２８は、逆拡散された値を累積
加算していくと共に、加算数に応じて閾値を動的に動か
していき、逆拡散された値の累積加算値が、動的に動か
された閾値を越えたかどうかを判断し、閾値を越えた場
合だけ、所定回数の加算を行ないて、相関値を得るよう
にしているため、精度を落とさずに、サーチを高速化で
きる。
電話端末では、サーチャ２８は、逆拡散された値を累積
加算していくと共に、加算数に応じて閾値を動的に動か
していき、逆拡散された値の累積加算値が、動的に動か
された閾値を越えたかどうかを判断し、閾値を越えた場
合だけ、所定回数の加算を行ないて、相関値を得るよう
にしているため、精度を落とさずに、サーチを高速化で
きる。
【０１０４】なお、位相サーチを行う際に、全位相を複
数の位相のグループに分割し、各グループ毎にサーチを
行うようにしても良い。例えば、全位相を４つのグルー
プに分割する。そして、各グループ毎に上述のようにし
てサーチを行い、各グループ毎に最高値を検出する。こ
の各グループ毎の最高値を比較して、最適な位相を決定
する。
数の位相のグループに分割し、各グループ毎にサーチを
行うようにしても良い。例えば、全位相を４つのグルー
プに分割する。そして、各グループ毎に上述のようにし
てサーチを行い、各グループ毎に最高値を検出する。こ
の各グループ毎の最高値を比較して、最適な位相を決定
する。
【０１０５】ところで、図２に示したサーチャ２８の例
では、加算回数に応じて閾値の値を変化させるようにし
ているが、閾値は一定とし、累積加算の結果を加算回数
で割算して正規化し、正規化された累積加算の結果と一
定の閾値とを比較するようにしても良い。図７は、この
ようにして、サーチを高速化して例を示すものである。
では、加算回数に応じて閾値の値を変化させるようにし
ているが、閾値は一定とし、累積加算の結果を加算回数
で割算して正規化し、正規化された累積加算の結果と一
定の閾値とを比較するようにしても良い。図７は、この
ようにして、サーチを高速化して例を示すものである。
【０１０６】図７において、入力端子１０１に、Ａ／Ｄ
コンバータ２４からのディジタル信号が供給される。こ
の入力端子１０１からのディジタル信号がデシメート回
路１０２に供給される。デシメート回路１０２で、入力
端子１０１からの信号がデシメートされる。デシメート
回路１０２の出力が乗算回路１０３に供給される。
コンバータ２４からのディジタル信号が供給される。こ
の入力端子１０１からのディジタル信号がデシメート回
路１０２に供給される。デシメート回路１０２で、入力
端子１０１からの信号がデシメートされる。デシメート
回路１０２の出力が乗算回路１０３に供給される。
【０１０７】ＰＮ符号発生回路１０４からは、送信側で
拡散したのと同様のＰＮ符号が発生される。ＰＮ符号発
生回路１０４からのＰＮ符号の位相は、コントローラ２
９により設定可能とされる。ＰＮ符号発生回路１０４か
らのＰＮ符号が乗算回路１０３に供給される。
拡散したのと同様のＰＮ符号が発生される。ＰＮ符号発
生回路１０４からのＰＮ符号の位相は、コントローラ２
９により設定可能とされる。ＰＮ符号発生回路１０４か
らのＰＮ符号が乗算回路１０３に供給される。
【０１０８】乗算回路１０３により、デシメート回路１
０２の出力と、ＰＮ符号発生回路１０４からのＰＮ符号
とが乗算される。これにより、入力端子１０１からの受
信信号がＰＮ符号発生回路１０４からの符号により逆拡
散される。受信符号とＰＮ符号発生回路１０４からの符
号とのパターン及び位相が一致すると、受信信号の逆拡
散が成立し、乗算回路１０３からの出力レベルが大きく
なる。乗算回路１０３の出力がバンドパスフィルタ１０
６を介してレベル検出回路１０７に供給される。レベル
検出回路１０７により、乗算回路１０３の出力レベルが
検出される。
０２の出力と、ＰＮ符号発生回路１０４からのＰＮ符号
とが乗算される。これにより、入力端子１０１からの受
信信号がＰＮ符号発生回路１０４からの符号により逆拡
散される。受信符号とＰＮ符号発生回路１０４からの符
号とのパターン及び位相が一致すると、受信信号の逆拡
散が成立し、乗算回路１０３からの出力レベルが大きく
なる。乗算回路１０３の出力がバンドパスフィルタ１０
６を介してレベル検出回路１０７に供給される。レベル
検出回路１０７により、乗算回路１０３の出力レベルが
検出される。
【０１０９】レベル検出回路１０７の出力が加算回路１
０８に供給される。加算回路１０８で、レベル検出回路
１０７の出力が累積加算される。このように、レベル検
出回路１０７の出力レベルを累積加算した値から、ＰＮ
符号発生回路１０４に設定されている符号と、受信符号
との相関値が得られる。
０８に供給される。加算回路１０８で、レベル検出回路
１０７の出力が累積加算される。このように、レベル検
出回路１０７の出力レベルを累積加算した値から、ＰＮ
符号発生回路１０４に設定されている符号と、受信符号
との相関値が得られる。
【０１１０】この加算回路１０８での累積加算値は、正
規化回路１０９に供給され、正規化される。すなわち、
加算回路１０８からの累積加算値が加算数で割算され、
累積加算数が正規化される。この正規化された累積加算
値がコンパレータ１１０に供給される。コンパレータ１
１０で、正規化された累積加算値が所定の閾値を越えて
いるかどうかが判断される。
規化回路１０９に供給され、正規化される。すなわち、
加算回路１０８からの累積加算値が加算数で割算され、
累積加算数が正規化される。この正規化された累積加算
値がコンパレータ１１０に供給される。コンパレータ１
１０で、正規化された累積加算値が所定の閾値を越えて
いるかどうかが判断される。
【０１１１】この正規化された累積加算値が所定の閾値
以下の場合には、その位相では相関が殆ど無いと判断さ
れ、ＰＮ符号発生回路１０４の位相が直ちに次の位相に
設定される。この値が所定の閾値を越えている場合の
み、相関値を精度良く検出するために、更に、加算回路
１０８で累積加算が続けられる。
以下の場合には、その位相では相関が殆ど無いと判断さ
れ、ＰＮ符号発生回路１０４の位相が直ちに次の位相に
設定される。この値が所定の閾値を越えている場合の
み、相関値を精度良く検出するために、更に、加算回路
１０８で累積加算が続けられる。
【０１１２】加算回路１０８で所定回数（例えば６４
回）の累積加算が行われると、加算回路１０８の出力か
ら相関値が求められる。この相関値がメモリ１１１に供
給される。
回）の累積加算が行われると、加算回路１０８の出力か
ら相関値が求められる。この相関値がメモリ１１１に供
給される。
【０１１３】
【発明の効果】この発明によれば、ＰＮ符号の位相を所
定のチップ毎に動かしながら、受信符号との相関値を求
めていく際に、逆拡散出力を累積加算して、相関値を求
めるようにしている。逆拡散出力を閾値と比較し、累積
加算数が所定の閾値に達してない場合には、相関が弱い
として、直ちに次の位相にシフトするようにしている。
このとき、累積加算数に応じて動的に閾値を設定してい
る。すなわち、加算回数が大きくなると、その閾値を大
きくしている。または、累積加算値を正規化して、閾値
と比較するようにしている。このため、検出精度を低下
させることなく、サーチ時間を短縮できる。
定のチップ毎に動かしながら、受信符号との相関値を求
めていく際に、逆拡散出力を累積加算して、相関値を求
めるようにしている。逆拡散出力を閾値と比較し、累積
加算数が所定の閾値に達してない場合には、相関が弱い
として、直ちに次の位相にシフトするようにしている。
このとき、累積加算数に応じて動的に閾値を設定してい
る。すなわち、加算回数が大きくなると、その閾値を大
きくしている。または、累積加算値を正規化して、閾値
と比較するようにしている。このため、検出精度を低下
させることなく、サーチ時間を短縮できる。
【図１】この発明が適用できるＣＤＭＡ方式の携帯電話
端末の全体構成を示すブロック図である。
端末の全体構成を示すブロック図である。
【図２】この発明が適用できるＣＤＭＡ方式の携帯電話
端末におけるサーチャの構成の一例を示すブロック図で
ある。
端末におけるサーチャの構成の一例を示すブロック図で
ある。
【図３】この発明が適用できるＣＤＭＡ方式の携帯電話
端末におけるサーチャの構成の一例の説明に用いるグラ
フである。
端末におけるサーチャの構成の一例の説明に用いるグラ
フである。
【図４】この発明が適用できるＣＤＭＡ方式の携帯電話
端末におけるサーチャの構成の一例の説明に用いるグラ
フである。
端末におけるサーチャの構成の一例の説明に用いるグラ
フである。
【図５】この発明が適用できるＣＤＭＡ方式の携帯電話
端末におけるサーチャの構成の一例の説明に用いるフロ
ーチャートである。
端末におけるサーチャの構成の一例の説明に用いるフロ
ーチャートである。
【図６】この発明が適用できるＣＤＭＡ方式の携帯電話
端末におけるフィンガの構成の一例を示すブロック図で
ある。
端末におけるフィンガの構成の一例を示すブロック図で
ある。
【図７】この発明が適用できるＣＤＭＡ方式の携帯電話
端末におけるサーチャの他の例のブロック図である。
端末におけるサーチャの他の例のブロック図である。
【図９】マルチパスの説明に用いる略線図である。
【図９】マルチパスの説明に用いる波形図である。
【図１０】ダイバシティＲＡＫＥ方式の説明に用いるブ
ロック図である。
ロック図である。
【図１１】ダイバシティＲＡＫＥ方式の受信機の一例の
ブロック図である。
ブロック図である。
【図１２】従来のサーチャの一例のブロック図である。
【図１３】従来のサーチャの一例の説明に用いるフロー
チャートである。
チャートである。
【図１４】従来のサーチャの他の例のブロック図であ
る。
る。
【図１５】従来のサーチャの他の例の説明に用いるフロ
ーチャートである。
ーチャートである。
【図１６】従来のサーチャの他の例の説明に用いるフロ
ーチャートである。
ーチャートである。
２５Ａ、２５Ｂ、２５Ｃ・・・フィンガ、２８・・・サ
ーチャ、６０・・・最高値検出回路、６１・・・最高値
メモリ
ーチャ、６０・・・最高値検出回路、６１・・・最高値
メモリ
─────────────────────────────────────────────────────
【手続補正書】
【提出日】平成９年２月２４日
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】図面の簡単な説明
【補正方法】変更
【補正内容】
【図面の簡単な説明】
【図１】この発明が適用できるＣＤＭＡ方式の携帯電話
端末の全体構成を示すブロック図である。
端末の全体構成を示すブロック図である。
【図２】この発明が適用できるＣＤＭＡ方式の携帯電話
端末におけるサーチャの構成の一例を示すブロック図で
ある。
端末におけるサーチャの構成の一例を示すブロック図で
ある。
【図３】この発明が適用できるＣＤＭＡ方式の携帯電話
端末におけるサーチャの構成の一例の説明に用いるグラ
フである。
端末におけるサーチャの構成の一例の説明に用いるグラ
フである。
【図４】この発明が適用できるＣＤＭＡ方式の携帯電話
端末におけるサーチャの構成の一例の説明に用いるグラ
フである。
端末におけるサーチャの構成の一例の説明に用いるグラ
フである。
【図５】この発明が適用できるＣＤＭＡ方式の携帯電話
端末におけるサーチャの構成の一例の説明に用いるフロ
ーチャートである。
端末におけるサーチャの構成の一例の説明に用いるフロ
ーチャートである。
【図６】この発明が適用できるＣＤＭＡ方式の携帯電話
端末におけるフィンガの構成の一例を示すブロック図で
ある。
端末におけるフィンガの構成の一例を示すブロック図で
ある。
【図７】この発明が適用できるＣＤＭＡ方式の携帯電話
端末におけるサーチャの他の例のブロック図である。
端末におけるサーチャの他の例のブロック図である。
【図８】マルチパスの説明に用いる略線図である。
【図９】マルチパスの説明に用いる波形図である。
【図１０】ダイバシティＲＡＫＥ方式の説明に用いるブ
ロック図である。
ロック図である。
【図１１】ダイバシティＲＡＫＥ方式の受信機の一例の
ブロック図である。
ブロック図である。
【図１２】従来のサーチャの一例のブロック図である。
【図１３】従来のサーチャの一例の説明に用いるフロー
チャートである。
チャートである。
【図１４】従来のサーチャの他の例のブロック図であ
る。
る。
【図１５】従来のサーチャの他の例の説明に用いるフロ
ーチャートである。
ーチャートである。
【図１６】従来のサーチャの他の例の説明に用いるフロ
ーチャートである。
ーチャートである。
【符号の説明】 ２５Ａ、２５Ｂ、２５Ｃ・・・フィンガ、２８・・・サ
ーチャ、６０・・・最高値検出回路、６１・・・最高値
メモリ ─────────────────────────────────────────────────────
ーチャ、６０・・・最高値検出回路、６１・・・最高値
メモリ ─────────────────────────────────────────────────────
【手続補正書】
【提出日】平成９年１２月２５日
【手続補正１】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】図２
【補正方法】変更
【補正内容】
【図２】
【手続補正２】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】図１４
【補正方法】変更
【補正内容】
【図１４】
Claims (12)
- 【請求項１】 拡散符号によりスペクトラム拡散された
信号を受信する受信装置において、 マルチパスとなっている受信信号から個々のパスを検索
するサーチャと、 上記検索されたパスの夫々の受信信号を逆拡散してデー
タを復調する複数のフィンガと、 上記複数のフィンガの出力を合成するコンバイナとを有
し、 上記サーチャは、送信時の拡散符号と同一のパターン
で、順次その位相がシフトされる符号を発生する符号発
生手段と、 受信信号と上記符号発生手段からの符号とを乗算して逆
拡散を行う逆拡散手段と、 上記逆拡散手段の出力レベルを累積加算する毎に、上記
逆拡散手段の出力レベルの累積加算値と閾値とを比較
し、上記累積値が所定の閾値より小さければ相関が殆ど
無いと判断するようにし、上記累積値が所定の上記閾値
より大きければ、上記逆拡散手段の出力レベルを累積加
算して相関値を求める相関値検出手段と、 上記相関検出手段で検出された相関値の中から相関値の
大きいものを複数個選択する手段とを備えるようにした
ようにしたことを特徴とする受信装置。 - 【請求項２】 上記閾値を、上記加算回数に応じて変化
させるようにした請求項１記載の受信装置。 - 【請求項３】 上記閾値を所定の値とし、上記累積加算
値を上記加算回数で正規化するようにした請求項１記載
の受信装置。 - 【請求項４】 上記サーチャは、全位相を複数のグルー
プに分割し、各グループ毎に相関値の最高値を検出し、
上記各グループ毎の最高値から復調できる可能性の高い
位相を用いて復調するようにした請求項１記載の受信装
置。 - 【請求項５】 拡散符号によりスペクトラム拡散された
信号を受信する受信方法において、 サーチャでマルチパスとなっている受信信号から個々の
パスを検索し、 複数のフィンがで上記検索されたパスの夫々の受信信号
を逆拡散してデータを復調し、 コンバイナで上記複数のフィンガの出力を合成し、 上記サーチャは、送信時の拡散符号と同一のパターン
で、順次その位相がシフトされる符号を発生し、 受信信号と上記符号発生手段からの符号とを乗算して逆
拡散を行ない、 上記逆拡散出力レベルを累積加算する毎に、上記逆拡散
レベルの累積加算値と上記閾値とを比較し、上記累積値
が所定の閾値より小さければ相関が殆ど無いと判断する
ようにし、上記累積値が所定の上記閾値より大きけれ
ば、上記逆拡散手段の出力レベルを累積加算して相関値
を求め、 上記相関値の中から相関値の大きいものを複数個選択す
るようにしたことを特徴とする受信方法。 - 【請求項６】 上記閾値を、上記加算回数に応じて変化
させるようにした請求項５記載の受信方法。 - 【請求項７】 上記閾値を所定の値とし、上記累積加算
値を上記加算回数で正規化するようにした請求項５記載
の受信方法。 - 【請求項８】 上記サーチャは、全位相を複数のグルー
プに分割し、各グループ毎に相関値の最高値を検出し、
上記各グループ毎の最高値から復調できる可能性の高い
位相を用いて復調するようにした請求項５記載の受信方
法。 - 【請求項９】 拡散符号により送信信号をスペクトラム
拡散して送信し、拡散符号の符号系列のパターンや位相
を異ならせることにより、多次元接続を可能とした無線
システムの端末装置において、 マルチパスとなっている受信信号から個々のパスを検索
するサーチャと、 上記検索されたパスの夫々の受信信号を逆拡散してデー
タを復調する複数のフィンガと、 上記複数のフィンガの出力を合成するコンバイナとを有
し、 上記サーチャは、送信時の拡散符号と同一のパターン
で、順次その位相がシフトされる符号を発生する符号発
生手段と、 受信信号と上記符号発生手段からの符号とを乗算して逆
拡散を行う逆拡散手段と、 上記逆拡散手段の出力レベルを累積加算する毎に、上記
逆拡散手段の出力レベルの累積加算値と閾値とを比較
し、上記累積値が所定の閾値より小さければ相関が殆ど
無いと判断するようにし、上記累積値が所定の上記閾値
より大きければ、上記逆拡散手段の出力レベルを累積加
算して相関値を求める相関値検出手段と、上記相関検出
手段で検出された相関値の中から相関値の大きいものを
複数個選択する手段とを備えるようにしたようにしたこ
とを特徴とする無線システムの端末装置。 - 【請求項１０】 上記閾値を、上記加算回数に応じて変
化させるようにした請求項９記載の無線システムの端末
装置。 - 【請求項１１】 上記閾値を所定の値とし、上記累積加
算値を上記加算回数で正規化するようにした請求項９記
載の無線システムの端末装置。 - 【請求項１２】 上記サーチャは、全位相を複数のグル
ープに分割し、各グループ毎に相関値の最高値を検出
し、上記各グループ毎の最高値から復調できる可能性の
高い位相を用いて復調するようにした請求項９記載の無
線システムの端末装置。
Priority Applications (5)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9000394A JPH10200505A (ja) | 1997-01-06 | 1997-01-06 | 受信装置及び受信方法、並びに無線システムの端末装置 |
| US08/998,390 US6075809A (en) | 1997-01-06 | 1997-12-24 | Receiving apparatus, receiving method and terminal unit for use with radio system |
| KR1019970077168A KR19980070261A (ko) | 1997-01-06 | 1997-12-29 | 수신장치, 수신방법 및 무선방식의 단말기 |
| EP98300035A EP0852431A3 (en) | 1997-01-06 | 1998-01-06 | Threshold setting for PN code acquisition |
| CN98105793A CN1104115C (zh) | 1997-01-06 | 1998-01-06 | 接收设备、接收方法以及与无线电系统一起使用的终端单元 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9000394A JPH10200505A (ja) | 1997-01-06 | 1997-01-06 | 受信装置及び受信方法、並びに無線システムの端末装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10200505A true JPH10200505A (ja) | 1998-07-31 |
Family
ID=11472602
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9000394A Pending JPH10200505A (ja) | 1997-01-06 | 1997-01-06 | 受信装置及び受信方法、並びに無線システムの端末装置 |
Country Status (5)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6075809A (ja) |
| EP (1) | EP0852431A3 (ja) |
| JP (1) | JPH10200505A (ja) |
| KR (1) | KR19980070261A (ja) |
| CN (1) | CN1104115C (ja) |
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- 1997-01-06 JP JP9000394A patent/JPH10200505A/ja active Pending
- 1997-12-24 US US08/998,390 patent/US6075809A/en not_active Expired - Fee Related
- 1997-12-29 KR KR1019970077168A patent/KR19980070261A/ko not_active Application Discontinuation
-
1998
- 1998-01-06 EP EP98300035A patent/EP0852431A3/en not_active Withdrawn
- 1998-01-06 CN CN98105793A patent/CN1104115C/zh not_active Expired - Fee Related
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Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| KR19980070261A (ko) | 1998-10-26 |
| CN1104115C (zh) | 2003-03-26 |
| CN1198625A (zh) | 1998-11-11 |
| EP0852431A3 (en) | 2002-11-06 |
| US6075809A (en) | 2000-06-13 |
| EP0852431A2 (en) | 1998-07-08 |
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| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |