TWI248726B - Simple and robust digital code tracking loop for wireless communication systems - Google Patents

Description

J248J2.&.. j...陰 Jh 本 T^· . — ...............— 九、發明說明： 【發明所屬之技術領域】 本發明係關於無線通信領域。尤其是關於一種改良的展 頻(spread spectrum)通信系統領域用之碼追縱系統及方法。 【先前技術】 分碼多重存取(CDMA)技術已廣泛地使用於移動細胞電 話系統。CDMA技術的優點在於其於可能經驗多路徑衰退 (multi_pathfading)的情況中是很強韌的。一耙接收器，其常被 使用於CDMA接收，包括一排相關器(correiat〇r)及一組合器。 每一相關器，或耙手指，被用以分別偵測及解調變寬頻衰退頻 道之最強的多路徑成份(手指)之一，而該組合器組合所有相關 器的輸出以獲得來自這些最強的多路徑成份的組合能量。因為 多路徑訊號的數目及它們的位置因時間而變化，因此需要每一 多路徑成份的時間追蹤。為了時間追蹤的目的，通常使用一碼 追縱迴路(code-tracking loop, CTL)，也稱為延遲鎖定迴路(delay lock loop，DLL)。在之前的CTL設計中，使用壓控振盪器(vc〇) 或數字控偷In (Nco)。CTL可歧_(eGh_t)或非同調 (noncoherent)。同調及非同調與如何加總去擴資料(despread data)以產生一誤差信號(error signal)有關。 【發明内容】 依據本發明，為在無線多路徑衰退頻道上傳輸之展頻信 號之多路徑成份之時間追蹤而使用一種簡單及強_碼追縱 迴路(code-tracking l〇op，CTL)。該CTL包括使用一擬似雜訊 (pseudonoise)序列對早及晚資料樣本去擴，藉由去擴輸出一誤 差訊號，調整複數準時，早及晚樣本，以及決定做為誤差信號 之資料速率之一分數部份之一控制訊號的資料速率。該CTL 具有實施的簡化結構。—聯合CTL也被揭示用崎二多路捏 彼此非常接近時消除二多路徑之間的干擾。 【實施方式】 本發明將參照圖式而被詳細描述，其中相同的標號始終 代表相同元件。 第1圖係無線通信鏈之圖式，其包括一或更多基地台 11(為簡化’僅表示-個）’以及-或更多無線傳輸及接收單元 (WTRUs)12(為簡化，僅表示一個）。該基地台包括一傳輸器(未 示出)以及接收器13，*該WTRU 12包括—傳輸器(未示出) 以及接收器14。至少-基地台n AWTRU12具有傳輸功能， 因此在基地台11與WTRU 12之間建立—個通信鏈，如同由 天線17，18所表示。熟悉本技藝之人士應該了解，本發明的 CTL21被實施於一接收器之内，例如接收器13或14。 CTL使用早及晚健(亦㈣本)以產生_追蹤用的誤 差信號。該早及晚樣本分職定義為比料的樣本早半個竭片 (半碼片_)以及晚半碼片（半碼片_)賴本。—個「碼片 (chip)」是傳輸擴散碼之一位元的時間區間，而半碼片是一碼 片區間的一半。碼片時間區間的頻率稱為「碼片速率」。在 =S 〇)MA及CDMA_謝，崎率被定義為3 84 參照第2圖，其表示依據本發明之c 入者為具有16拉庞ρ η &万塊圖。輸 此處提及特速率的樣本。應該注意的是雖然 用他心胃料料，^#料速率之提健為例示之 是並型的取m ^ ’、_率。在使用16倍取樣速率的另-實例中，對 16樣本的每—個將是用以去擴，解調變以及耙組合。的一個 「準時」的同步樣本。CTL 21將追蹤此時間並選擇準時的樣 本。為達成此目標，CTL 21將使用早及晚樣本。 CTL21包括—輸人樣本區段23，—早樣本擬似雜訊(pN) 去擴器25，-晚樣㈣去擴器％，一早_晚偵測器27，一集 積及轉儲電路28，-符號計算器29以及—加總器3()。輸入樣 本選擇器23提供早及晚樣本給州去擴器Μ，％，其接著提供 信號給早_晚侧器27。該早·晚侧器27包括—晚乘方(p〇w⑻ 计算器27a，早乘方计算器27b以及-力口總器27c。早_B免偵 測器27的輸出係提供給集積及轉儲電路28之一誤差信號。集 積及轉儲電路28的輸出被傳送給符號計算器29。符號計算器 29輸出被輸入加總器30之+/_信號。該加總器3〇考慮先前的 結果轉換該相對的時間控制信號(亦即，_1/+1)至一絕對時間控 制信號。加總器30的輸出被傳送至輸入樣本選擇器23以形成 n a積及轉儲電路28巾之紐騎執行之集積功能累積 二:，改善信號對雜訊比。在信號被集積一預*定義或預 」、定之時間區間時’集積值被輸出。為集積下一時間間隔的 ,υ在集積H巾的信號首先被清除。因此，集積器不連續地 在不同時間H間之間集積信號的程序稱為 「集積及轉儲」。該 集積區間被選擇為—料符號關。於—較佳實施例中，該引 導付號區間係預疋數目的碼片，其於例示之實施例中為256碼 片。 CTL 21藉由首先由去擴早樣本及晚樣本而運作。該等早 及晚樣本由接收器已知之州序列去擴。被去擴的資料被標示 為早樣本之及晚樣本之，其中'(幻及以幻為複數 (complex number)，而k代表時域(time d〇main)中的第k個資 料。早-晚偵測器27使用去擴的資料或資料符號以產生一誤差 信號，其可使用程式(1)非同調地獲得·· 尽㈨♦wMawI2 程式⑴ 對母N個誤差信號Er(k) ’其中(N>1)，一控制信號。將 依據這些誤差信號Er(k)的總合而被產生，其可被表示為： c〇=^{i^w} 程式(2) 此控制信號CG係用以調整所有準時，早及晚樣本向前及 向後Μ個樣本。通常M= 1或2或M/16碼片，其通常是I/% 碼片或1/8碼片。控制信號c〇的資料速率因使比誤差信號Er⑻ 之資料速率低N倍。 依然參照第2圖，在某些情況中，傳輸資料可以被去除。 如果疋這樣(亦即’傳輪的資料可以被消除），這是藉由先移除 來自去擴的早健及去擴的晚錢之織健而完成。這分別 產生： 财 程式⑶ 程式(4)

Si(k)*a(ky 其中a(k)為傳輸的符號或傳輸信號之評估，而（)*代表共 輛。因此，具有被移除資料之Νι去擴的早及晚信號被同調加 總以計算誤差訊號Er(k),其可被表示為： 程式(5)

Er (k) = 2 5e (k)a(ky (k)a(ky 去擴資料&㈧或乂(幻包括一解調變符號a(k)，亦即BPSK 調變的的{1，-1}或QPSK調變的{-1，+1，-』，+』}。當去擴資料以幻 或被乘上如程式(3)及(4)中的a(k)的共軛，去擴資料&㈧或 中的a(k)成份將被去除。 誤差信號Er(k)的資料速率因此低於去擴的早或晚信號N! 倍’因為每一 去擴早及晚信號產生一誤差信號。對每一誤 差信號Er(k)，其中N>1，一控制信號Q)依據這些N誤差信號 的總合的符號而產生，且此控制信號C〇之資料速率比誤差信 號之負料速率低is^xN倍。 在另一情況中，誤差信號Er(k)被產生。程式(1)使用一去 擴資料符號以產生一誤差信號Er(k)。程式(5)使用风去擴資料 符號以產生一誤差信號Er(k)。因此，誤差信號艮(幻之資料速 率以\倍不同。 依據本發明之一實施例，同調及非同調方法皆被使用。 同调偵測同調地增加信號(亦即，直接加總複數數字），例如程 式5中的總合(或如之後將解釋的，程式7的内總合(inner sum))。非同調偵測非同調地增加信號(亦即，複數的乘方數 目），例如將參照程式(6)所做的解釋的總合。二方法之間的不 同在於同調偵測的性能比非同調偵測好。然而，為使用同調偵 測以獲得較佳的性能，傳輸的信號必須為已知或如程式5所執 行的評估。 依據本發明使用低取樣速率輸入資料之第二實施例之 CTL 31表示於第3圖此CTL 31包括一内插器33，一早樣本 PN去擴器35，一晚樣本PN去擴器36，一早-晚偵測器37， 一集積及轉儲電路38，-符號計算H 39以及-加總器4〇。内 插器33提供早及晚樣本給PN去擴器35,36，其接著提供信號 至早晚偵測器37。該早-晚偵測器37包括一晚功率計算器 37a ’ 一早功率計算器37b以及一加總器37c。早·晚偵測器37 的輪出係提供給集積及轉儲電路％之-誤差信號啡)。集積 及轉儲々電路38的輪出被傳送給符號計算H 39。 -4二就°十异益％輸出被輸入加總器40之+/·信號。該加總 為慮先前的結果轉換該相對的時間控制信號(亦即，·_ 至絕對時間控制信號。加總器4〇的輸出被傳送至内插器33 以同第2圖所述之方式形成迴路。 為低取樣速率輪人:#料，取樣速率—般是每則2樣本。 為準時及早/晚樣本向前或向後—碼片速率之部分(例如 16馬片或1/8碼片内插器33姻以產生所有準時的樣本， 以及由被偏移來自先前樣本之時間量之早/晚養本。 如所見’輸人資料速律與第2圖所示之輸人樣本選擇器 23以及第3圖所示之％不同。樣本選料μ依據控 iH«虎CG選擇使㈣些輸人樣本。因勒插器％僅具有每 碼片一輸人樣本’其必須依據—控制錢輸人產生或插入想要 的樣本。 第2圖的CTLB需要高速的類比數位轉換器(ADC)。第 3圖的CTL 31使用低速ADC，其成本較低，但爪3ι也需 要額外的_11以重新產生想要的樣本。以CTL 2卜高資料 速率被使用(例如，16樣本/碼片）且因此需要高速的ADC。以 CTL 31，低資料速率(例如2樣本/碼被使用且因使需要低速 度的ADC。不同的資料速率對不_應用而言是f要的。例 如，在第4圖，低速的ADC是較好的，因為使用2樣本/竭片

以及内插器53。

於對應UMTS FDD標準的實施例中，為向上鏈結(uplink) 傳輸’每-專用控制實體控侧道之賴包含1G個符號(包括 引導’傳遞乘方(power)控制以及TFCI位元）。在這些符號中， 引導符號為接收n所已知，但財_&TFCI位元對接收器 而泛疋未知。假没SEkJ及SLk，j指示第k時槽内第j符號之去 擴的早及晚錢。如果CTL 31每二雜(&_)(每訊框有15 時槽而每2訊框有30個時槽)被更新，則在使用非同調結合之 集積及轉儲電路38之輸出之控制信號Q可以被表示為： c0=^{|jk,r-Kf}} 程式⑹ 另一種情況是CTL 31同調加總來自一時槽之早及晚信號 的數目’且隨後計算誤差信號艮⑻之乘方。再次地，如果。孔 31每二訊框被更新一次，則在集積器之輸出的控制信號。可 以被表示為：

3Q Ν' 2 2V C。=篇客 A - 2Χ乂 程式(7) k=l 7==1 \ / 其中，〜為已知第k時槽之j樣本中的引導位元或評估 的乘方控制/TFCI位元。 藉由實施以下項目的不同組合的其它實施例是可能的： 1)使用一輸入樣本選擇器23(為第2圖所示之高速ADC)或内插 器33(為第3圖所示之低速ADC);2)使用如程式1及6所示之 12

非同見吳差L號或使用程式5及7所示之誤差信號之計算；以 及3)使用如程式吩及？所示之誤差信號乘方或使用如程式 9所示之誤差域絕對值。如以上所解釋，第2圖使用輸入樣 本選擇益’非同調誤差信號計算，以及誤差信號乘方(程式^。 第4圖’如以下所解釋，使用内插器，非同賴差信號計算以 及誤差信號絕對值。 如以上所解釋，程式(6)及⑺代表產生如以上所述之誤差 #號Er(k)的二種不同方法。程式(6)使用非同調偵測並使用程 式(1)之誤差信號產生，而程式^7)使用同調偵測並使用程式(5) 中之秩差信號產生。此’’SIGN，，係用以向前或向後調整時脈。 當程式(6)或(7)的符號是正的，其將調整時脈向後；而當程式 (6)或(7)是負的時候，其將調整時脈向前。 依據本發明之UMTS FDD之CTL之實施例表示於第4 圖。CTL電路51包括一内插器53，一延遲電路54 ,早及晚 PN去擴器55,56,計算個別信號之絕對值的二大小計算電路 57,58,以及一加總器59。同樣包含的是一集積及轉儲電路63， 一符號計算器64以及一第二加總器65。内插器53提供一作 號早/晚輸出至延遲電路54，其提供一早信號至早pn去擴器 55。内插器53之輸出直接被提供給晚PN去擴器56，而去擴 器55,56之輸出被提供給個別的大小計算電路57,58。 第4圖電路使用由程式(1)及(6)所描述的第一誤差信號產 13

生方法，因為早樣本及晚樣本被正好一個碼片區間所分離，而 早樣本可以藉由從晚樣本延遲一樣本而獲得。此外，在第4 圖，由早及晚彳§號乘方計算器37a及37b執行的平方計算被取 代為絕對值計算以便簡化硬體複雜度。 如果比較程式(9)與程式(1)，可以看見的是集積器及轉儲 電路63執行如程式(6)所述之加總；而符號計算器科解答如 程式⑹所描述的符號(+或_)。因為此符號產生一相對的時脈調 整，新的絕對時脈信號由加總先前的絕對時脈與進入的相對調鲁 整而被產生。這在加總器65之中產生。 絕對值(大小計算電路57,58中所計算的早及晚去擴器 55,56)被提供給加總器59,其提供一誤差信號_做為其輸出 至集積器及無電路63，其接著輸人至符號計算^ 64。來自 符號計算器64之輸出係嚴格限制於+/]信號，其被提供為至 那插器53之相位控制，以形成迴路。 誤差信號~是_值^與Lk〆絲，其可絲示為：φ 〜m.i 程式(9) η ,集口積器及轉儲電路63提供誤差信號之大小且其輸出被符 说片算益64嚴格限制為+1或心，依據被加總的誤差信號的符 號而定。此+1或_丨被用以調整所有準時，早及晚的樣本向前 或向後1/8馬片的時脈，並且藉由控制内插相位而被實施。此 内插相位藉由以新輸人資料(+1或_丨)減除先前相位而被更新。 14 内插器53使用四樣本(樣本間隔為半個碼片）以產生準時 的及晚的樣本。樣本控制錢(亦即，輪出），時脈偏移 及内插係數表示於表…早樣本係由將先前產生的晚樣本延遲 -個樣本而被產生。如果树的樣本在她” G”，則晚樣本將 在相位”2”。如果準日夺的樣本在相位”χ”，則晚樣本將在相 位，，x+2' 表一：内插相位，時脈偏移及係數 内插相位 時脈i 移(碼片） —係數5^ - -6 -0.7500 0.000 0.0000 0.0000 1.0000 -5 -0.62500 0.0547 -0.2578 0.6016 0.6016 -4 -0.5000 0.0625 -0.3125 0.9375 -3 -0.37500 0.0391 -0.2109 1.0547 — V/· J 1 〇 1179 -2 -0.2500 0.0000 0.0000 1.0000 0 0000 -1 -0.1250 -0.0391 0.2734 0.8203 ~ -0.5547 -〇 0625 0 0.000 -0.0625 0.5625 0.5625 1 0.1250 -0.0547 0.8203 0.2734 -0.0391 0 0000 2 0.2500 0.0000 1.0000 0.0000 3 0.3750 0.1172 1.5074 -0.2109 V/ · \J\J\J\J 0.0391 4 0.500 0.3125 0.9375 -0.3125 0.0625 0.0547 5 0.6250 0.6016 0.6016 -0.2578 6 0.7500 1.0000 --- 0.0000 0.0000 0.0000

集積器及轉儲電路63在穩定追蹤模式期間每3〇時槽被 重設一次，而於初使拉入(pull-in)期間每10個時槽重設一次。 在初始，CTL51係處於一「粗縫」時脈位置。希望CTL51能 夠快速反應以發現正確的時脈位置(初始拉入模式)隨後Ctl 51將鎖定此位置並追蹤任何時脈改變(追蹤模式）。在手指被指 派給CTL 51之後於第五訊框期間，CTL 51被假設在拉入模式 15 中，且從第6訊框開始，CTL 51被假設在追蹤模式中。 對拉入模式，CTL 51每1〇個時槽被更新且所有1〇引導 及資料符號每個專用實體控制頻道(dedicated physical⑺此吨 channel，DPCCH)時槽被使用。於此情況中累積器的輸出Q可 以表示為： e=5/GivIS^} 程式⑽ 對穩定模式，CTL 51每30時槽(或二訊框)被更新，而所 有丨〇引導及資料符號每DPCCH時槽被使用。集積器及轉儲 電路63之輸出可以表示為： 2’叫8〜} 程式⑴） CTL 51追蹤在一靜態模式期間的模擬結果被執行。此模 擬參數如下： U時間及頻率漂移為0.613 ppm ; 2) 頻道為AWGN頻道； 3) 目標 SNR = _24dB ; 4) CTL 51每二訊框(3〇秒)被更新一次； 5) 為每次CTL51的更新，施加向前或向後的1/8竭片 調整； 6) 計算最大時脈誤差； 7) 計算均方時脈誤差之平方根(RMSE); 8) 考慮非同調及同調組合； 1 9) 對非同調組合，每時槽10符號被使用，且誤差信號 計算同程式(6); 10) 對同調組合，每時槽只有10符號被使用，而誤差 信號計算同程式(7)，N1 =3 ; U)模擬簡化的方法，其使用絕對值而不使用早及晚信號 的乘方。 第5圖係表示在SNR = -24dB使用同調偵測之模擬的時 鲁 脈追縱的圖式。藉由使用程式(7)，可以達成每時槽10引導符 號之非同調組合。第6圖係表示在SNR = -24dB使用非同調偵 測之模擬的時脈追蹤的圖式。 第7圖表示依據本發明使用程式(11)之簡化的誤差信號計 算之結果。因為非同調組合之程式⑹及同調組合之程式⑺二 者中的誤差信號計算需要計算複數的乘方，此乘方計算在硬體 實施上非常複雜。為了降低硬體的複雜度，使用大小計算取代鲁 乘方計算。 如果所有10隱導及資料符號被用於每時槽之非同調組 合’且CTL每二訊框(30時槽)被更新，則累積器輸出可被表 示為： _{1》丨水,4 程式(12) 如果在每一時槽内的同調組合使用第一三引導符號，且 17 CTL每二訊框(30時槽)被更新，則累積器輸出可被表示為： "/G,{I实斗丨实、1} 程式(13) 表一係不同CTL方法之RMSE之性能比較集合。於此表 中，三個CTL方法被比較。一個是每時槽使用1〇符號之非同 調組合，第二種是每時槽使用3引導符號之同調組合；第三種 是每時槽使用10符號之簡化的非同調組合。對目標SNR = -24dB，三方法被緊密地執行。當snr為-34dB，同調組合執 行最差，因為使用較少的符號。簡化的方法比非簡化的版本差。 表一不同CTL方法的rj\4se 每時槽使用10符 號之非同調組合 每時槽使用3符號 之同調組合 每時槽使用10符 號之簡化的非同 調組合 SNR = -24dB 1.63 1.51 1.52 SNR = -30dB 2.18 2.27 2.17 SNR = -34dB 卜 3.07 5.15 4.03 每一 CTL獨立追蹤一手指。當二多路徑(或手指)位於一 個半碼片㈣，二手指之二沈教互相干擾且因此衰退CTL 追蹤性能。依據本發嗎定的形式，—聯合方法被用以降低來 自互相的干擾。不需要—般性的損失，可以使时二多路徑的 方法。被接收信號r(t)可以被表示為： r{t)^hx{t)s{t)^h2{t)s{t^T) 程式(14) 其中s(t)為有用的信號，訊符號， 而g(t)為信號波形。h1(t)為第一路徑之頻道增益，* _為第 二路徑的頻道增益。r是二手指之_相對延遲。說明的是在 程式(14)中並未考慮附加的白高斯雜訊。 當二相鄰手指之機的相對延遲小於i ·5碼片時，二獨立的 CTL將互相干擾，如帛8圖所示。應說明的是三角形波形僅為 說明之用，在貫際上並不需要使用。由於干擾，二CTL的性 能將衰退。第一手指的晚信號的樣本將包含來自第二手指的干鲁 擾h2g(r-T/2)’而第二手指的早信號的樣本將包含來自第一手 指的干擾hg(r-T/2)。第一手指的晚信號的樣本Siist(k)為： S]si (k) = hx (k)g(T /2) + h2 (k)g(r - Γ / 2) 程式(15 ) 而第二手指之早信號的樣本se2nd(k)為·· (k) = hx (k)g(T - Γ / 2) + Λ2 {k)g{T / 2) 程式(16) 第9圖是聯合CTL方法100之方塊圖。此等元件類似第 4圖，但具有一聯合誤差信號計算器1〇2如同二ctl電路 · 103,104般操作。 CTL電路1〇3包括一内插器113，一延遲電路114，早及 晚PN去擴器115，116，計算個別信號之絕對值的大小計算電 路117 ’ 118 ’以及加總器119。同樣包括的是集積器及轉儲電 路123, 一符號計算器124以及一第二加總器125。内插器113 提供一信號早/晚輸出至延遲電路114，其提供一早信號至早 19 PN去擴器115。内插器113的輸出直接被提供給&pN去擴 器116,而去擴器115，116之輸出被提供給個別的大小計算電 路117，118°CTL電路104包括一内插器133，一延遲電路134， 一早及晚PN去擴器135，13ό，計算個別信號之絕對值的大小 計算電路137，138，以及加總器139。同樣包括的是集積器及 轉儲電路143，一符號計算器144以及一第二加總器145。内 插為133提供一信號早/晚輸出至延遲電路134,其提供一早信 號至早ΡΝ去擴器135。内插器133的輸出直接被提供給晚ρν 去擴器136 ’而去擴器135，136之輸出被提供給個別的大小計 算電路137,138。 如所見，二手指間的相對延遲r可以從CTLs獲得。如第 4圖電路的情況，第9圖的電路使用由程式(1)及(6)所描述的第 一誤差信號產生方法，因為早及晚樣本正好由一碼片間隔分 離’且該早樣本可藉由延遲一樣本從晚樣本獲得。使用絕對值 計算以簡化硬體複雜度。 依據本發明特定的形式，以下二種方法對去消干擾而言 是有效的： 方法1:如果頻道增益hl(t)及h2(t)為已知，干擾藉由從有 用信號中減去干擾而被消除。該誤差信號被產生為： 五” w (叫2 卞％—a2 - r / 2)|2 程式(17) f (叫心研冰—"2)丨2卞，)|2 程式(18) 1動赴64日 歓 太 / ________ _________< 控制信號C〇使用程式(2)被計算。 、 方法2 :如果不知道頻道增益1^及，但二手指的乘方 為已知，其為頻道增益W2及N2，艰|2及％|2之平均。因為： -m2S2(T/2) + E\h2\2g\r^T/2) 程式(19) J N 2 yZCW卜艰 |2g2(r_r/2) + ,2|Y(r/2) 程式(20) 控制信號C〇被計算如下，其干擾被移除。 c士·，)ι2-·2ιν(卜"2)}程式(21) · 本發明在細胞移動糸統中是有用的。於一較佳實施例 中，本發明被實施於由一射頻網路控制器或點Β傳輸控制器 之一基地台傳輸中。然而，應了解的是，本發明可使用於展頻 通信傳輸之廣泛的變化。 · 【圖式簡單說明】 第1圖係無線通信鏈之圖式。 第2圖係使用高取樣輸入資料之CTL之方塊圖。 第3圖係使用低取樣速率輸入之CTL之方塊圖。 第4圖係UMTS FDD系統之一種CTL設計之方塊圖。 第5圖係表示在信號對雜訊比SNR = -24dB時的模擬時 21 間追蹤圖。 第6圖係在SNR = -24dB時的模擬時間追蹤圖。 第7圖表示SNR = -24dB時的模擬時間追蹤圖。 第8圖係當二相鄰CTLs由少於一個半碼片（chip)所分離 時位於其間的干擾圖。 第9圖係聯合CTL之方塊圖。 【主要元件符號說明】 11基地台 12無線傳輸/接收單元 13，14接收器 17，18天線 23選擇器 25 ’ 35 ’ 55 ’ 115 ’ 135早樣本pn去擴器 26 ’ 36 ’ 56 ’ 116 ’ 136晚樣本pn去擴器 27早-晚偵測器 27a晚乘方計算器 27b早乘方計算器

28’38’63, 123, 143集積及轉儲電路 29，39，64，124，144 符號計算器 30，40，37c，59，119 加總器 31，51CTL 33 ’ 53 ’ 113内插器 22

37早-晚偵測器 37a晚功率計算器 37b早功率計算器 54，114，134延遲電路 57,58，117，118，137，138 大小計算電路 65，125，139，145 第二加總器 102聯合誤差信號計算器 103，104CTL 電路

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Claims (1)

1. 十、申請專利範圍： 1·一種數碼追蹤迴路，包括： 一去擴器，用以藉由使用_擬_訊序列而去擴早及晚資料 樣本； 、 决差k號輸出，其係由該去擴器所產生，以及 一調整裝置’其係用於複數科，早及晚樣本，被提供為該 誤差信號之-資料速率之一部份之一控制信號之一資料速率。 2.如申請專利範圍第1項之數碼追綱路，其中： "亥去擴貝料樣本包括分別為早與晚樣本之與離），心⑻ 與_為複數數字，k代表時域内第k個資料；以及 該早及晚資料表現： Er(k)=丨 Se(k)| λ | Sl(k)| 2。 3·如申請專利範圍第1項之數碼追蹤迴路，包括·· 該誤差信號輸出，以提㈣脈追蹤，該早及晚樣本係分別被 定義為比準時數值早半碼片區間與晚半碼片區間。 4·如申明專利範圍第3項之數碼追蹤迴路，其中對每n個樣本而 δ ’ -樣本提供-準時同步樣本，用於去擴，解調變及耙組合㈣e combining) ’該碼追蹤迴路係追蹤此時脈並選擇該準時的樣本。 5·如申請專利範圍第3項之數碼追蹤迴路，包括·· 一專用貫體控制頻道之複數時槽之每一者包括符號，該 個符號提供引導，傳輸功率控制及TFCI位元；以及 該碼追蹤迴路於每二訊框被更新。 24 6. 如申凊專利範圍第i項之數碼追縱迴路，其中該調整裝置提供 在-無線多路徑衰退頻道上直接相展頻健之多路徑成份的時 間追蹤。 7. -種於-數碼追蹤迴財實施之義傳輸控顧，頻傳輪控 制器包括： 去擴電路’能夠藉由使用—擬娜訊序列而去擴早及晚資 料樣本， -提供由該去擴器產生之—誤差信號的電路； 一提供一控制信號的電路；以及 提ί、複數準時，早及晚樣本，被提供為該誤差信號之一資 料速率之抑之—控制信號之—資料速率用之調整的電路。 8·如申請專利範圍第7項之射頻傳輸控·，其中： 射頻傳輸控制器去擴資料樣本係包括早與晚樣本之Se⑻與 _)，sem Sl(k)為複數數字，k代表時域内第k個資料·，以及 該去擴似4下式啸供料及晚樣本： Er(k) = | Se(k)| 2_ | 峨丨 2。 申請專利範圍第7項之射頻傳輸控制器，包括-用以證實提 ^之-縣信號_路，耻吨供料魏樣本在分 別比準時數值早半碼片區間與晚半碼片區間。 U利辄n第9項之射頻傳輸控制器，其中對每N讎 本而言’-樣本提供—準時同步樣本，用於去擴，解調變及耙組 25 1248726 丨 ed 〜.一...'· '-'·.… 、. '- - — 合，該碼追蹤迴路追蹤該時脈並選擇該準時的樣本。 11·如申請專利範圍第9項之射頻傳輪控制器，包括： -專时難纖紅魏時叙每—者係包括1G符號，該 10個符號提供引導，傳輸功率控制&TFCI位元；以及 人 該碼追蹤迴路於每二訊框被更新。 I2·如申請專__ 7狀射贿輸控制器，其中賴整提供在 無線多路徑哀退頻道上直接序列展頻信號之多路徑成份的時間追 蹤0 I3.如申請專利範圍第7項之射頻傳輸控制器，包括—聯合誤 號計算器電路，用以當成提供去擴電路以及第二數碼追縱° 之誤差信號之電路。 π μ.如申糊觸13項之射頻傳輪咖，其+該聯 信號計算ϋ提供-合成錄之二手指之間之_相對延❹之^ *rrr 〇 1 曰 ^如申請糊_14項之射頻傳輸控制 旨6間之軸舰遲讀撕1叙—麵於錢谓計算Γ .一=供—數竭追蹤迴路傳輸展頻信號之方法，包括: :二用-擬似雜訊序列以去擴早及晚資料樣本； 產生由該去擴產生之—誤差信號輸出’以及 提供複數準時，早及晚樣本，被提供為 速率之一部份之-控制信號之-資料速率用之調整心

   Π·如申請專利範圍第16項之方法，其中： 該資料樣本去擴包括分別為早與晚樣本之&(1〇與$(k)，&(k) 與81(幻為複數數字，k代表時域内第&個資料；以及 依據下式提供該早及晚資料： Er(k) = I se(k)| 2-1 Sj(k)| 2 〇 18·如申請專利範圍第16項之方法，包括：該誤差信號輸出係提 供時脈追縱，該早及晚樣本分職定義為比準時數值早半碼片區 間與晚半碼片區間之樣本。 I9.如申請專利範圍第ls項之方法，其中對為每N個樣本而言， 一樣本提供-準辆步樣本，麟去擴，解簡及齡合，該碼 追蹤迴路追蹤此時脈並選擇該準時的樣本。 20·如申請專利範圍第18項之方法，包括： -專用實體控制頻道之複數時槽之每一者係包括1〇符號，該 10個符號提供引導，傳輸功率控制&TFCI位元；以及 該碼追蹤迴路於每二訊框被更新。 21·如申請專利範圍第18項之方法，包括： 在-低取樣速率輸入資料情況中，藉由—碼片之部分而為準 時及早/晚樣本向前或向後調整一時間；以及 使用-内插器以產生-準時樣本，以及早/晚樣本係藉由從之 前樣本所導出之一時間量而被偏移。 22·如申請專利範圍第16項之方法，包括·· 27

   該誤差信號輸錢供時脈触，該早及錄本分顺定義為 比準時數值早半碼片關與晚半碼片關之樣本；—碼片區間被 建立為一時間區間以傳輸擴展碼之一位元；以及 一碼片區間之一頻率被選擇為大約3 84mhz/s。 ^如中請專利範圍第16項之方法，其中該調整提供在無線多路 徑衰退頻道上直接序列展頻錢之多路徑成份的時間追縱。 24. 如申請專利範圍帛16項之方法，包括由聯合計算複數碼追縱 迴路之該誤差慨之執行所產生—誤差信號之功能。 25. 如申請專利範圍第24項之方法，其中該誤差信號計算提供一合 成信號之二手指之間之一相對延遲r之一指示。 26. 如申請專利範圍第25項之方法，其中該二手指之間的相對延 遲r提供信號干擾計算之一延遲之一指示。 27. -種於-數碼追蹤迴路中實施之射頻傳輸控繼，該射頻傳輪 控制器包括： 複數去擴電路，每—去㈣路能觸減用_擬似雜訊序列 而去擴早及晚資料樣本； -提供由该複數去擴||產生之—誤差健的電路； 對應該複數去擴電路，且提供一控制信號的複數電路；以及 -提供複數準時，早及晚樣本，被提供為該誤差信號之一資 料速率之。IMtj之—控制信號之—資料速率用之調整的電路。 28·如申請專赚_ 27項之射頻傳輸控·，其中： 28 佟 I24S7261 该複數去擴電路係提供— 對延遲 寬頻 r之一指示 之複數多路徑成份之間之一相 29Hr圍第27項之射頻傳輪控制器，其中： 射頻傳輸控制器去擴資料描 S丨(k)，Se(k)^ Si(k)為數螌/本’係包括早與晚樣本之祕)與 兮土 1(數數予’k代表時域内第k個資料；以及 该去擴電路依據下&提供解及晚樣本： Er(k) = | Se(k)| 2-1 S!(k)| 2 〇

   3〇.如申請專利範圍第27項之射頻傳輸控制器，包括用以產生提 仏夺脈追化之-*差化號之該電路，用以提供該早及晚樣本在分 別比準時數值早半制關與晚半碼片區間。 31.如申請專利範圍第2γ項之射頻傳輸控制器，包括 』一專用實體控制頻道之複數時槽之每—者，係包括1〇符號， 該10個符號提供引導’傳輸功率控制及TFCI位元；以及 该碼追縱迴路於每二訊框被更新。

   32.如申請專利範圍第27項之射頻傳輸控制器，包括一聯合誤差 信號計算H電路’⑽當成提供去擴電路以及第二數碼追縱迴路 用之誤差信號之電路。 33·如申请專利範圍第33項之射頻傳輸控制器，中該聯合誤差信號 δ十鼻器電路提供一合成信號之二手指之間之一相對延遲r之一指 示。 34·如申請專利範圍第33項之射頻傳輸控制器，其中該二手指之 29

   間的相對延遲r提供信號干擾計算之一延遲之一指示。 七、指定代表囷： (一） 本案指定代表圖為：第（4)圖 (二) 本代表圖之元件符號簡單說明: 内插器 晚樣本PN去擴器 加總器 符號計算器 51 CTL 53 55 早樣本PN去擴器 56 57,58大小計算電路 59 63 集積及轉儲電路 64 65 第二加總器 八、本案若有化學式時，請揭示最能顯示發明特徵的化學式：