TWI265671B - Control method and circuit for synchronous rectifiers used in ZVS DC/DC converter - Google Patents

Description

1265671 _ 案號93119764__年月曰 修正_____ 五、發明說明（1) 【發明所屬之技術領域】 本案係關於切換式電源供應系統，尤指一種用於零電 壓切換直流/直流轉換器之同步控制的方法及電路。 【先前技術】 直流/直流（DC/DC)轉換器的發展趨勢如同大部分的電 源產品一樣，朝著高效率（h i gh e f f iciency)、高功率 密度（high power density)、高可靠性（high reliability)以及低成本（low cost)的方向發展。在傳統 的二極體整流的零電壓切換（ZVS)直流/直流轉換器中，整 流二極體的導通損耗在總損耗中通常會占30〜40%的比例， 若想要進一步提高傳統ZVS DC/DC轉換器的效率，則須應 用同步整流技術以減少整流器的導通損耗。同步整流技術 的應用，可以大大減小輸出整流的導通損耗，但隨之也帶 來了同步整流器在驅動控制方面的問題。 從同步整流器之驅動控制的概念來講，最理想的驅動 方案是：當同步整流器的寄生二極體（body diode) —導 通，即開啟同步整流器，而當同步整流器中的電流從正降 為零時’恰好在電流過零的時刻關閉同步整流器。這種控 制方式的優點在於寄生二極體的導通時間幾乎為零，這樣 就可以最大程度地避免由於寄生二極體所引起的額外導通 損耗（通常’寄生二極體之導通電壓係高於同步整流器的

第11頁 1265671 ~^ 案號93119764__年月 η 修正___ 五、發明說明（2) 導通電壓）和反向恢復損耗。 很顯然，同步整流器的控制包含兩個要素··開啟和關 閉；開啟的時刻如果在同步整流器的VDS還沒有降到零以 及寄生二極體導通之前，會造成同步整流器的寄生電容產 生損耗（P = 0.5CossVDS2fs);若開啟的時刻在寄生二極體 的導通時間之後，則會造成額外的導通損耗 (P=Id(VD-VMOS) τ fs);另外，關閉時刻如果過早，也就是 同步整流器的電流I d還沒有降到零時、寄生二極體即導通 電流，則不僅會增加額外的導通損耗，而且更加嚴重的 是，由於寄生二極體的反向恢復特性通常比較差（同步整 流為的電壓比率越向’寄生二極體的反向恢復特性越 差）’則在關閉時會產生較大的反向恢復電流，從而產生 反向恢復損耗；最後，關閉時刻如果過遲，同步整流器的 電流就會反向，這樣在關斷MOSFET之後，在同步整流器的 源極端和沒極端之間就會產生比較大的電壓過沖 (voltage overshoot )，從而影響了同步整流器的工作 安全。 實際應用中的同步整流器的驅動控制方法通常有電流 型和電壓型控制兩種。電流型控制方法的原理是通過檢^ 流過同步整流器的電流，當電流大於零時開啟同步整流 器，而當電流小於零時即關閉同步整流器。這種控制方法 在理論上疋敢佳的控制方案’因為其可以避免同步整流器 的寄生二極體導通，從而避免了由於寄生二極體之導通所 帶來的額外的導通損耗和反向恢復損耗。檢測功率變壓器 二^欠侧之同步整流 1的電流，可以採用直接檢測和間接;

93119764_^ 修正 1265671 _案號 五、發明說明（3) 測的方法；間接檢測的方法是通過檢測變壓器一次側的電 流信號，再減去變壓器一次侧的磁化電流，通過變換得到 二次侧同步整流器的電流，間接方法的缺點在於檢測的精 確度不是很高。另外，直接檢測就是利用霍氏感應器 (Hall sensor)、電流變壓器（current transformer)、或 是感測式電阻（sensing resistor)等方法，直接獲得同步 整流器的電流資訊，但是這些檢測手段都會遇到諸如成本 高、體積大、及損耗大等困難，在實際的產品應用中相對 較少。 然而 用，電 來自於 的控制 組，而 使用來 步整流 的信號 第一 電路。 結構。 ’就是 接兩個 時，就 第四 撲，第 常 用 點 繞 是 同 到 分 撲 時 連 壓 拓 ,1厂、·，·、/似…丨 呓/王王炫列乃沄更為 壓型控制方法大致可以分為兩種，一種是直接使 功率變壓器之繞組（winding)或是電路之某些節 ^號，這裏的繞組可以是主功率的繞組或是輔助 電路的節點一般可以是橋臂的中點等；另一種則 。自於一次側同步整流器之控制信號，並對一次侧 器的控制信號進行邏輯組合或是延時變換， 可對二次側同步整流器進行控制。 于 Γ+ i f傳統的零電避切換直流/直流轉換器的部 當從：：不同連接方法會產生不同的電路拓 j 一圖所示的不對稱控制半橋括 、广 :㈡效電晶體⑽則分別至母電 圖‘；：所：的移相零電壓切換全橋拓撲。、 _ 種採用先前技術的同步整流不1 i

n麵 第13頁 1265671 __案號 93119764 五、發明說明（4) 年———月 日 修正 以看出，同步整流器S1的開啟時刻是在S2和31換流結束 之後，而關閉時刻是tb.。同步整流器S1之寄生二極碰°的導 通時間可以分為三部份；同步整流器S1導通前的換流階 段、同步整流器S1關閉後的一次侧諧振階段（tb〜tc )、 以及同步整流器si關閉’後的線性換流階段（tc〜td )。 第六圖是Vi jay Gangadhar Phadke 在us patent

No. 6, 504, 739中提出的一種控制移相全橋的同步整流器的 控制方法。gQl〜gQ4是四路一次侧同步整流器的控制信π 號，經過邏輯組合後得到的gSbgS2是二次側同步整&器 的控制信號，第七圖係為第六圖的主要波形時序圖工。從α該 :序圖t可以看出’同步整流器S1之寄生二極體的導通時 ，可以/刀為兩部份；同步整流器S1關閉後的一次側諧振階 段（ta〜tc )、以及同步整流器S1關閉後的線性換流階段 【發明内容】 法，是一種改良的電壓型同步整流器之控制方 時門，ί點是這種控制方法延長了同步整流器的導通 =減；ΐ;有同步整流器之電流資訊的情況下，最大程 寄生〜極體的導通時間。 解.本案得藉由下列圖式及詳細說明，俾得一更深入之了 案號 93119764 !265671 五 '發明說明（5) 【實施方式】 為了清楚的說明先前 詳細技術特徵，這裏首先要分析一次： = 技術的 的電流電壓變化情況。第十圖是詳細的主二:：閉後 J二圖是該波形時序圖所對應的主功率不對稱‘“：拓

請參閱第二圖，其為不對稱控制半橋電路拓撲社 圖。其中，切換式電源轉換器具有一輪入電壓源ViW 一 第一開關裝置Q1和一第二開關裝置q2、一變壓器丁、以及 具有一第一同步整流器S2和一第二同步整流器s丨的一整漭 電路。第一開關裝置Q1係連接於輸入電壓源Vin的高壓 端，第二開關裝置Q2係連接於輸入電壓源Vin的低壓端， 兩個開關裝置Q1和Q2係彼此串聯、並共同並聯於輸入電壓 源V i η，為了貝貝上產生零電壓切換不對稱控制之半橋轉 換電路，尚須於輸入電壓源Vin的高壓端及低壓端之間串 聯連接二個電容，此外，該電容更連接於一次側繞組的高 壓端。

變壓器T具有一 一次側繞組和一二次側繞組，一次側 繞組的高壓端係連接於輸入電壓源v i η、而低壓端係經由 一谐振電感Lr (其係由變壓器τ的漏感以及外部串聯電感所 構成）而連接於兩個開關裝置和“，另外，第一同步整 流器S1係連接於二次侧繞組的低壓端，而第二同步整流器 S2係連接於一次側繞組的高壓端。 第15頁 1265671 修正 號 931197B4 五、發明說明（6) m路的運作以分析成如下三個階段模式： 點A在r ^ 對於不對稱控制的半橋拓撲，節 在:上 時的電位為：，其中_是㈣占空比。 在ta钋刻’一次侧同步整流器“關閉，由於此 =的方向為從B到A，Q 2的結電容放電，的結電：:電 在變壓器T上的電塵基本上電^下降到UA之前，加 电i丞枣上疋⑽―1^，廷個階段二次 啟、S2關閉、。一次側電流1?基本上保持不變。 幵 一 （2)杈式2(tb〜tc) ··當B點的電壓下降到^時， τ紐路’變換器τ二次側的從步整流器S1*S2的寄生二極； 同時導通，此時，電壓差UB —UA全部加在諧振電感“上。 此時，諧振電感Lr和S1和S2的結電容、以及電容C1 ( 於電壓源UA )發生串聯諳振，使得Lr的電流下降，而b點 的電壓也開始下降。當B點的電壓下降到零時，即開啟同 步整流器Q2，以實現Q2的零電壓切換開啟。 (3)模式3(1：(：4(1):在1：(：時刻開啟(32，一次側電流11) 開始線性下降，其下降斜率為。此時，二次側兩個=步 整流器之間開始線性換流，電流從8丨換到S2，換流速度為 ’其中N是變壓器一次侧與二次侧的繞組匝數比。 … 從第二圖可以看出，在tc時刻，當S2的電流達到輸 出濾波電感的電流iLf時，S1關閉，變壓器τ結束短路，此 時變壓器T上的電壓變為UA，一次側開始向二次側傳遞能

這個模 式也就 是通 常所說的 空比丟失的階段。 1265671

----案號 93llQ7fi/| 五、發明說明（7) 一圖的差別在於：第二圖的切姑斗、兩、 關裝置Q3和Q4，其係彼此串聯連: 具有二個開 和半橋拓撲I ΐ 侧繞組的高壓端。 ,千衢拓撲相比，·在一次側同整 由於一次側同步整流器S1是開啟的，而^壓哭丨才之後， 點A的電位保持在Vin，所以接 ^ -T紐路，節 析的模式1，也就是說ta=tb 過；f有上文分 拓撲是一樣的。 而核式2和拉式3是和半橋 很明顯，上述分析的模式3所持續的 =載電流相關的，負載電流越大，模式3持續的時：是 下，j ;m\oss time)也越長，在完全無負載的情、、兄 下杈式3所持續的時間幾乎為零。 /况 (t c ί發Π 3術？尤是在一次側同步整流器Q 2開啟時 欠)才關閉一二人側同步整流器S1。在沒有負載電、★沾 、：其可以保證在-次側諧振階段，二次側的 同步整流器是開啟的。 w的 =圖7^本案不對稱零電壓七刀換半橋轉換器之控制方 2邏輯電路圖，其係利用一對二極體組合、一電阻、一 谷以及一緩衝電路驅動兩個同步整流器81和32，圖中 關閉延時電4的延時時間係設計為tc_tb。帛九圖是這個 I施例T的主要波形時序圖，從w+可以看出，㈤步整流 器S1的寄生二極體導通時間只有一塊、即同步整流器S1關 閉後的線性換流階段（tc〜td)。和第四圖相比，寄生二 極體導通時間縮短了’所以由寄生二極體導通帶來的額外 IHI麵 » 帆πη观他丨州_：： ----------

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的導通損耗也就減小了 率 0 如此就可以大幅提高轉換器的效

n半ί十一圖是本發明的另-個實施例，其為移相全挎W =流器的控制方法。gQ1〜gQ4是四路 二王橋的 =制信號’經過邏輯組合後得到的gs卜gs2是 主流控制信號。而第十二圖是這個實施例之下的 κ要波形^序圖’從圖中可以看出，同步整流器S1的 body diode導通時間只有—塊，即同步整流器_閉後的 線性換流階段（tc〜td)。和第四圖相比，寄生二極體的 導通時間縮短了 tc-ta，所以由寄生二極體的導通所帶來 的額外的導通損耗也就減小了。 第八圖和第十一圖所示的邏輯控制圖是本案的實施 例，然而，只要付合這種控制時序的控制方法、亦即不同 的邏輯控制圖’皆係包含在本案的發明概念之内。 苐十二圖疋本案具有倍流（current doubler)同步整 流器之另一移相全橋轉換器的電路圖；第十四圖是本案具 有全橋同步整k器之另一移相全橋轉換器的電路圖，其 中，同步整流器S1和S4的驅動信號相同，而同步整流器S2 和S 3的驅動信號相同。第八圖和第十一圖之控制方式亦能 夠被應用於第十三圖及第十四圖的電路結構中，以減少寄 生二極體的導通時間、額外的導通損耗、以及改善轉換器 的效率。 本案可由熟悉月景技藝之人士任施匠思而為諸般修 飾，然皆不脫如附申請專利範圍所欲保護者。

第18頁 1265671 -----^^93119764 圖式簡單說明 【圖式簡單說明】 、以：傳統的零電壓切換直流/直流轉 修正

換器的部分電路 第二圖：不對 稱控制半橋電路，拓撲結 裳二闰· 你， ’ f ％ 扣状托構圖； 相零電壓切換全橋電路拓撲 圖;四/: Α前技術之同步整流不對稱半橋電路拓撲結構d 圖=主要波形時序圖； 路結構圖；剛技術之控制移相全橋的同步整流器的控制電 ί:!:::圖的主要波形時序圖； 邏輯電路圖;、不對稱零電壓切換半橋轉換器之控制方法的 =圖之主要波形時序圖； 第十圖n方法之完整波形時序圖； γ邏以電=移相零電壓切換全橋轉換器之控制方法的 第十二圖：本案移相 零電壓切換全橋轉換器之控 制方法的 主要波形時序圖; 第十三圖：本案具有倍流同步整流哭 杰 器的電路圖；以及 正版之另一移相全橋轉換 第十四圖：本案具有全橋同步整流器之另 器的電路圖。 移相全橋轉換

1265671 案號 93119764 年月曰 修正 圖式簡單說明 圖式符號說明

Id 、 iP 、 iLf 電流 A節點 SI、S2同步整流器 ta、tb、tc、td 時刻 gQl〜gQ4控制信號 gSl〜gS2控制信號 V i n輸入電壓源 Ql、Q2開關裝置 Τ變壓器 SI、S2、S3、S4同步整流器 Lr諧振電感 C1電容

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Claims (1)

1265671 案號 93119764 六？申請專利範圍

1. 種用於一切換式電源轉換器中一第一同步整流器及一 第一同步整流裔的控制方法，該切換式電源轉換器包括一 變壓器、以及一第一開關裝置和一第二開關裝置，該一 開關裝置和該第二開關裝置係彼此串聯、並共同並聯於一 輸入電壓源，其中，該第一同步整流器係連接於該變壓器 之一二次側繞組之一低壓端，該第二同步整流器係連二 該變壓器之一二次側繞組之一高壓端，該第一開關裴置係 連接於該輸入電壓源之一高壓端，該第二開關裝置係套 於該輸入電壓源之一低壓端，該控制方法包括步驟如下·· 驅動該第一開關裝置於開啟狀態、及驅動該關 裝置於關閉狀態；以及 句關 二於該第二開關裝置被驅動於開啟狀態之後，驅動唁第 步整流器於關閉狀態，使得一電源自該一次側= 1寻迗至該二次側繞組。 饭 轉：：ί ί利範圍第1項之控制方法，其中該切換式電源 3 、為係為一零電壓切.換（ZVS)不對稱控制半橋轉換器。 使田申請專利範圍第2項之控制方法，更包括步驟如下： 該第一對二極體、—電阻、一電容、以及一緩衝電路驅動 4第一同步整流器及該第二同步整流器。 轉ϊ:ϊ ί利範圍第1項之控制方法，其中該切換式電源 5 、為係為一零電壓切換（ZVS)移相全橋轉換器。 使t申請專利範圍第4項之控制方法，更包括步驟如下： 整流^個NAND邏輯閘驅動該第一同步整流器及該第二同步

第21頁 1265671 t號 六、申請專利範圍 曰 修正 b ·如申請專利範圍第1項之控制方法，更包括步驟如下： 使用一諧振電感的一串聯諧振驅動該第二開關裝置於開啟 狀態。 7· 一種用於零電壓切換直流/直流轉換器之同步整流器的 控制電路，包括： 一輸入電壓源，具有一高壓端及一低壓端；

一第一開關裝置及一第二開關裝置，其係彼此串聯、 並共同並聯於該輸入電壓源，該第一開關裝置係連接於該 輸入電壓源之該高壓端，該第二開關裝置係連接於該輸入 電壓源之該低壓端； 一變壓器，具有--次侧繞組及一二次側繞組，該一 次側繞組之一高壓端係連接於該輸入電壓源，該一次側繞 組之一低壓端係連接於該第一開關裝置及該第二開關裝 置； 一整流電路，包括一第一同步整流器及一第二同步整 流器，該第一同步整流器係連接於該二次側繞組之一低壓 端’遠第二同步整流器係連接於該二次侧繞組之一高壓 端；以及

一控制電路，連接於該第一開關裝置、該第二開關裝 置、=及該整流電路，用以於該第二開關裝置被驅動於開 啟狀悲之後，驅動該第二同步整流器於關閉狀態，使得一 電源自該一次側繞組被傳送至該二次側繞組。 8.如申請專利範圍第7項之控制電路，其中該切換式電源 轉換器係為一零電壓切換（ZVS)不對稱控制半橋轉換器。 1265671 1 號 931l·^ 六、申請專利範圍 曰 此g _，專利範圍第8項之控制電路，更包括二電容，彼 祐二連接於該輪入電壓源之該高壓端及該低壓端之間、 ίο如於2亥一次側繞組之該高壓端。 勹括·申印專利範圍第9項之控制電路，其中該控制電路更 ‘由上對一極體、一電阻、一電容、以及一緩衝電路。 Μ施w 〃凊專利範圍第7項之控制電路，其中該切換式電源 係為一零電壓切換（zvs)移相全橋轉換器。 •，/申印專利範圍第11項之控制電路，更包括二開關裝 ’彼此串聯連接於該輸入電壓源之該高壓端及該低壓端 之間、並連接於該一次側繞組之該高壓端。 1 3 ·如申印專利範圍第1 2項之控制電路，其中該控制電路 更包括：四個NAND邏輯閘。 14·如^申>請專利範圍第7項之控制電路，其中該第一開關裝 置及4第二開關裝置係為金氧半場效電晶體以〇31^了）。 #如申明專利範圍第7項之控制電路，其中該第一同步整 μ為及该第二同步整流器係為金效電晶體 (MOSFET)。 16·如巾請專利範圍第7項之控制電路，更包括一諧振電 感，連接於該一次側繞組之該低壓端、以 及該第-和該第二開關裝置之連接節點之間。 V·二申請專利範圍第16項之控制電路，纟中該諧振電减 係由該變壓器的-漏感以及-外部串聯電感所構成 第23頁 1265671

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