TWI236206B - AC/DC flyback converter - Google Patents

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TWI236206B
TWI236206B TW093108749A TW93108749A TWI236206B TW I236206 B TWI236206 B TW I236206B TW 093108749 A TW093108749 A TW 093108749A TW 93108749 A TW93108749 A TW 93108749A TW I236206 B TWI236206 B TW I236206B
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Laszlo Huber
Milan Jovanovic
Chien-Chung Chang
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Delta Electronics Inc
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/42—Circuits or arrangements for compensating for or adjusting power factor in converters or inverters
    • H02M1/4208—Arrangements for improving power factor of AC input
    • H02M1/4258—Arrangements for improving power factor of AC input using a single converter stage both for correction of AC input power factor and generation of a regulated and galvanically isolated DC output voltage
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

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Description

1236206 玫、發明說明： 【發明所屬《^技術領域3 發明領域 本發明係關於一種改良式具有快速輸出電壓調整之單 5級輸入電流整形返馳變換器，並且，尤其是，關於一種在 變壓器主要側具有減低導通損失之單級單切換開關輸入電 流整形返馳變換器。 發明背景 10 於單級輸入電流整形(S2ics)變換器中，輸入電流整形 (ICS)、隔離、及高頻寬輸出電壓控制是於單一變換步驟中 被達成（亦即，不需要產生調整之直流匯流排，如通常發現 於二級ICS變換器中者）；大多數S2ICS電路結合一組提升 ICS級與一組傳送或者返馳dc/dC-變換器級。一般，s2ICS 15變換器符合歐洲及/或日本關於線電流諧波限制之調整需 求’但是他們不像改進他們的二級相對產物般地改進功率 因數(PF)和減低總諧波失真(THD)。一般，S2ICS變換器之 PF是在0.8和〇·9之間且THD是在40-75%之範圍。 一簡單、有成本效益的且有效的S2ICS返馳變換器之輸 2〇入電々丨L整形電路被說明於由Μ· M. Jovanovic及L.Huber所 共有之美國專利5991172案中（”jovanovic，172專利，，），其標 題為’’具有改進功率因數和減低切換損失2AC/DC返馳變 換器’’ ’以及由G· Hua所擁有之美國專利6005780案（”Hua •780專利’其標題為”具有pFC分接變壓器之單級交流/直 1236206 流變換π。第1圖展示S2ICS變換器100中之此一輸入電流整 形電路。於第1圖中，S2ICS變換器100中之ICS利用增加與 整流器102(DICS)串聯之電感器101(LICS)至不具有PFC之習 見的交流對直流返馳變換器而被達成。電感器101和整流器 5 102被連接在全橋式整流器103(FBR)之正端點和返馳變換 器104(T)的主要線圈分接頭105之間。 利用串聯電感器101和整流器102至返馳變換器104的 主要線圈分接頭105，跨越能量儲存（容積）電容器1〇6(CB) 之電壓可被限定在所需的位準(例如，在9〇_264 Vnns的通用 10線範圍是4〇〇V)。事實上，當開關108(8冒)被關閉時(“導通，，) ，返驰變換器1〇4主要線圈1〇7(Np)之部份的線圈1〇7a(Nj， 呈現與ICS電感器1〇1串聯。當開關1〇8被打開時(“斷電，，）， 主要線圈107(NP)其他部份的線圈丨〇7b(N2)，呈現與ICS電感 器101串聯。因此，無視於開關⑽是否打開或者關閉，跨 15越導通1<：^電感器電流的主要線圈107部分之電壓是相反於 跨越電容器109(Cin)之被整流的線電壓％。所以，—電感 器蕊心之伏特-秒平衡以大致被減低之容積電壓位準而被 達成。此外，當開關1〇8斷開時，線圈1〇几提供一直接能量 傳送通道至輸出負載110,因而改善變換效率。 20 S2lCS變換器100中之性能利用變化返馳變換器1〇4主 要線圈107上之分接頭位置而最佳化。 輸入電流整形電感器1〇1通常被設計以不連續導通模 式(讓)而操作。在DCM操作之下，低輸入電流讀波失真 被達成’因為如果在-半線週期時其責務週期相對地被保 1236206 持固定，DCM提升變換器本質上會吸取接近正弦曲線之電 流。如果ICS電感器1〇1之電感超出其£)(：]^操作之最大值， 在接近整流線電壓峰值的窄區間時，電感器1〇1以連續的導 通模式(CCM)而操作。一般，較大的電感器1〇1之電感增加 5 隻換斋效率且減少輸入電流之連波。但是，較大的電感器 101之電感同時也減少輸入功率因數且增加線電流諸波。 返馳變換器可於DCM、CCM或者在DCM/CCM範圍中 操作。如在Jovanovic，m專利中之說明，導通切換損失可 利用在DCM/CCM範圍内操作返馳變換器丨〇4而大致地被減 10低。為在整個線和負載範圍上之DCM/CCM範圍内操作返馳 變換器，一可變化的切換頻率控制電路被使用。控制電路 120提供週期性地打開和關閉開關丨〇8所需的控制信號sw。 輸入濾波電容器109可被連接在全波橋式整流器1〇3之 DC側上(例如，第1圖之展示），或者全波橋式整流器1〇3之 15 AC側上。相似地，輸入遽波電感器llla(Linl)和lllb(Lin2)可 被連接於全波橋式整流器103之任一側上。 利用於DCM中操作之ICS-電感器1〇1，S2ICS返馳變換 器100充分地適合於通用線應用（例如，於筆記型電腦之轉 換器或者充電器中）。於此組態中，S2ICS變換器100之線電 20 流品質於低線和高線電壓是大約地相同，如Μ· M. Jovanovic和L. Huber之美國專利5757626 (’’Jovanovic 丨626 專利n)案的說明，其標題為”具有輸入電流整形和快速輸出 電壓調整之單級、單一切換開關 '隔離式電源供應技術”。 但是，ICS電感器之DCM操作於開關108上導致一組較大的 1236206 電流壓力以及較大的輸入電流漣波。開關108上之一組較大 的電流壓力減低變換器效率，且一組較大的輸入電流漣波 需要一組較大的輸入濾波器。更進一步地，第丨圖中主要側 整流器（亦即，全橋式整流器103和整流器102)之導通損失是 5 高的，因為ICS電感器102之電流永遠包含三組整流器·整济 器103a、102以及103d在線電壓Vin之正半週期時導通，且整 流器103b、102以及103c在線電壓Vin之負半週期時導通。一 般，於第1圖中，S2ICS返馳變換器1〇〇被限定於i〇〇w下之 功率位準操作。 10 為改進效率和功率位準，二組S2ICS返驰變換器可被交 錯一亦即，二組變壓器可被併接，具有主要閘信號之切換瞬 間有1800的相位移。由於交錯，輸入和輸出濾波器尺寸可 顯著地被減低且總功率損失可均勻地被分佈在兩組併接變 換器之間。但是，二組變換器的交錯顯著地增加構數量。 15 更進一步地，如果返馳變換器在DCM/CCM範圍操作，可變 化頻率變換器的交錯需要一組相對地複雜之控制電路。 因此’需要利用以簡單且有成本效益方式而減低因為 増加之輸入電流漣波和增加之整流器導通損失所導致之主 要側導通損失，而改進S2ICS返馳變換器之效率且增加最大 20 功率位準。 C 明内3 發明概要 本發明提供一組單級輸入電流整形（S21C S)返馳變換器 其具有在變換器主要側大致地被減低之導通損失。依據 1236206 本發明之一實施例，一旁通二極體被連接在全橋式整流器 正端點和能量儲存電容器正端點之間。於那組態中，在 S2ICS返馳變換器ICS部份中能量儲存電感器和旁通二極體 之間交錯的電流大約在被整流線電壓之峰值處被達成，其 5導致一組顯著地被減低之輸入電流漣波以及被減低之開關 上的電流壓力。 依據本發明另一實施例，於S2ICS返馳變換器之ICS部 份中之整流器被配置之方式使能量儲存電容器和ICS電感 器僅經由二組整流器被連接到AC線電壓，因此排除二極體 10前向電壓降且因此實現在主要側整流器中顯著地被減低之 導通損失。 因此，本發明利用減低因增加之輸入電流漣波和增加 之整k器導通損失所導致之主要側的導通損失，而改進 SJCS返馳變換器之效率和最大功率位準。 15 本發明將從下面的詳細說明和附圖而較佳地被了解。 圖式簡單說明 第1圖展示具有先前技術輸入電流整形之s2ics變換器 100 〇 第2圖是依據本發明實施例之s2ICS返馳變換器200的 20 電路圖。 第3(a)圖展示s2ics返馳變換器200中容積電容器106之 線電壓vin、線電流iin、以及電壓VcB的典型波形。 第3(b)圖展示第3(a)圖所指示之在T〇瞬間時於S2ICS返 驰變換器200中線電流iin、K：S電感器101電流iLICS、旁通二 1236206 極體201電流iDBYP、以及輸入濾波電容器l〇9電壓VCin的波形 圖。 第3(c)圖展示第3(a)圖所指示之在T!瞬間時於S2ICS返 馳變換器200中線電流iin、ICS電感器101電 流iucs、旁通二 5 極體201電流iDBYP、以及輸入濾波電容器1〇9電壓VCin的波形 圖。 第4(a)圖展示當開關1⑽被關上時，在線電壓vin之正半 週期時，於S2ICS返馳變換器200中ICS電感器電流iLics之電 流通道圖形。 10 第4(b)圖展示當開關1〇8被打開時，在線電壓vin之正半 週期時，於S2ICS返馳變換器200中ICS電感器電流iucs之電 流通道圖形。 第4圖（c)展示當開關1〇8被關上時，在線電壓vin之負半 週期時，於S2ICS返馳變換器200中ICS電感器電流iucs之電 15 流通道圖形。 第4(d)圖展示當開關108被打開時，在線電壓vin之負半 週期時，於S2ICS返馳變換器200中ICS電感器電流iucs之電 流通道圖形。 第5(a)圖展示在線電壓之正半週期時’於s2ics返驰變 20 換器200中旁通二極體電流iDBYP的通道圖形。 第5(b)圖展示在線電壓之負半週期時’於s2lCS返馳變 換器200中旁通二極體電流iDBYP的通道圖形。 第6圖展示依據本發明第二實施例之S2ICS返驰變換器 600的電路圖。 10 1236206 第7(a)圖展示當開關108被關上時，在線電壓Vin之正半 週期時，於S2ICS返馳變換器600中ICS電感器電流iucs之電 流通道圖形。 第7(b)圖展示當開關108被打開時，在線電壓Vin之正半 5週期時，於S2ICS返馳變換器600中ICS電感器電流iucs之電 流通道圖形。 第7圖（c)展示當開關1〇8被關上時，在線電壓Vin之負半 週期時，於S2ICS返馳變換器600中ICS電感器電流iLICS之電 流通道圖形。 10 第7圖（句展示當開關108被打開時，在線電壓Vin之負半 週期時，於S2ICS返馳變換器600中ICS電感器電流iLICS之電 流通道圖形。 第8(a)圖展示在線電壓Vin之正半週期時，於S2ICS返驰 變換器600中旁通二極體電流iDBYp的通道圖形。 15 第8(b)圖展示在線電壓vin之負半週期時，於s2ICS返馳 變換為600中旁通二極體電流iDBYp的通道圖形。 第9圖展示包含RCD鉗制電路之S2ICS返馳變換器700 的電路圖。 第10圖展示一組S2ICS變換器800之電路圖，其包含一 2〇 組供用於全波橋式整流器602之整流器601 e和601 f以及用 於開關108之被組合的rcd鉗制。 為便利比較各種圖形所展示之特點，相同元件被相同 之參考號碼所指示。 L實施方式3 1236206 較佳實施例之詳細說明 第2圖是依據本發明實施例之S2ICS返馳變換器200的 電路圖。如第2圖之展示，S2ICS返馳變換器200是大致地相 同於第1圖之S2ICS返馳變換器1〇〇，除了旁通二極體 5 201(DBYP)被連接在全橋式整流器（FBR)103正端點和能量儲 存（容積）電容器l〇6(CB)正端點之間外。控制電路2〇5依據一 組切換控制機構而提供週期性地打開和關上開關1 〇 8之一 組控制信號SW。一組此類機構，例如，以可變化的頻率打 開和關上開關108，因此變壓器104在不連續和連續導通模 10 式之間的邊界操作。二次側整流器115可利用史特基整流器 或者同步整流器被製作。 第3(a)、3(b)以及3(c)圖展示二極體201的基本操作和旁 通二極體201之效應於ICS波形上。第3(a)圖展示容積（或者 能量儲存）電容器106之線電壓vin、線電流iin以及電壓VcB的 15 典型波形。第3(b)和3(c)圖分別地展示在第3(a)圖所指示的 二個不同瞬間T〇和乃之線電流iin、ICS電感器101電流iucs 、旁通二極體201電流iDBYP、以及輸入濾波電容器1〇9電壓 vcin之波形。 在T〇瞬間，如第3(a)和3(b)圖之展示，在端點202之被 20 整流的線電壓vin(波形301)是較低於電容器106之電壓vCB( 波形302)，且旁通二極體201不是導通（亦即，在波形305， 電流iDBYp=〇)。DCM ICS電感器電流〖Lies(波形303)之峰值 是稍微地較大於兩倍線電流iin(波形304)，其是在切換週期 上之ICS電感器電流〖Lies之平均。如第3(b)圖之展示，經由 12 1236206 輸入濾波電容器109流動之ICS-電感器電流iLICS的高頻率漣 波成分產生一組跨越電容器109的主要漣波電壓vcin。在乃 瞬間’如第3(a)和3(c)圖之展示，接近其峰值之被整流的線 電壓vin (波形301)，是較高於容積電容器電壓VcB(波形302) 5 且旁通二極體2〇1是導通。如第3(c)圖之展示，DCM ICS 電感器電流iLICS (波形303)之峰值是顯著地較小於兩倍線電 流iin(波形304) ’如第3(b)圖所示，亦即，ICS電感器電流iucs 僅稍微地較大於線電流iin，其是在乃瞬間之其峰值。事實 上，當旁通二極體201導通時，能量儲存電容器106被併接 10 至輸入濾波電容器109，因此保持跨越輸入濾波電容器109 之電壓vCin在幾乎固定之位準。所以，經由輸入濾波電容器 109之電流，其包含ICS電感器1〇1之電流iLICS和旁通二極體 201之電流iDBYP之高頻率漣波成分，不具有高漣波。如第3(c) 圖之展示，為導致此類低漣波，旁通二極體201之DCM電流 15 iDBYp具有大致地相同於ICS電感器101之DCM電流iLICS的波 形，但是相位從電流iLICS大約地被移位180°。於第2圖之變 換器200中，旁通二極體201之電流iDBYP與ICS電感器101之 電流iucs在或者大約在線電壓vin (波形301)之峰值處交錯。 如第3(c)圖之展示’在Τι瞬間，所展示之波形306的交 20 錯電流iucs和〖dbyp之總和’具有一非常小的連波。在一切 換週期上之電流總和iLICS + iDBYP的平均值是等於線電流iin 。電流總和iucs + iDBYP之小的高頻率漣波成分流動經由輸 入濾波電容器109而產生跨越電容器109之一小漣波電壓 Vein。因為電流總和iLICS + iDBYP具有大約在被整流線電壓（ 13 1236206 亦即，波形301)之峰值的低漣波，輸入濾波電容器i〇9之大 小可顯著地被減低。同時，因為比較於不交錯的峰值電流 ，電流iucs之峰值被減低幾乎50%，故開關108上之電流壓 力同時也顯著地被減低。 5 於第2圖中，輸入濾波電容器109被連接於全波橋式整 流器103之DC側上。但是，於S2ICS返驰變換器200操作之 旁通二極體201的效應是同樣地，即使輸入濾波電容器1〇9 被連接於全橋式整流器103之AC側上亦然。相似地，輸入 濾波電感器111a和111b可被連接於全波橋式整流器103之任 10 一側上。 ICS-電感電流iucs和旁通二極體電流iDBYP之通道各 包含三組整流器，而導致主要的導通損失。第4和5圖展示 在不同操作模式下之ICS-電感器電流iLICS和旁通二極體電 流iDBYP的通道。為簡化說明起見，第4和5圖兩者展示輸入 15 濾波電容器109被連接於全波橋式整流器103之AC側上且 被包含於具有EMI濾波器112以及輸入濾波電感器111a和111b 之輸入濾波器區塊401中。
第4(a)和4(b)圖展示在線電壓vin之正半週期時，具有分 別地被關上和打開之開關1 〇8的ICS·電感器電流iLICS之通道 20 。如第4(a)圖之展示，由於被關上之開關108和在正半週期 之輸入電壓vin，ICS-電感器電流iucs之電流通道包含全波橋 式整流器103之整流器l〇3a和103d、整流器102、ICS電感器 101、變壓器104的主要線圈l〇7a以及開關108。當開關108 被打開且輸入電壓Vin是在正半週期時，ICS-電感器電流iLICS 14 1236206 之電流通道包含全波橋式整流器103之整流器103a和103d 、整流器102、ICS電感器1〇1、變壓器104的主要線圈107b 以及容積電容器106。 第4(c)和4(d)圖展示在線電壓vin之負半週期時之ICS-5 電感器電流iucs的通道，其分別地具有被關上和打開之開關 108。如第4(c)圖之展示，由於被關上之開關108以及在負半 週期之輸入電壓vin，ICS-電感器電流iLICS之電流通道包含全 波橋式整流器103之整流器l〇3b和103c、整流器102、ICS電 感器10卜變壓器104的主要線圈107a以及開關108。當開關 10 1〇8被打開且輸入電壓vin是在負半週期時，ICS電感器電流 iucs之電流通道包含全波橋式整流器104之整流器103b和 l〇3c、整流器102、ICS電感器101、變壓器104的主要線圈 107b以及容積電容器1〇6。 第5(a)和5(b)圖分別地展示在線電壓之正的和負的半 週期時之旁通二極體電流iDBYP的通道。如第5(a)圖之展示， 在線電壓vin之正半週期時，旁通二極體電流iDBYP之電流通 道包含全波橋式整流器104之整流器103a和103d、旁通二極 體201、以及容積電容器106。在線電壓Vin之負半週期時， 如第5(b)圖之展不’旁通二極體電流ioBYP之電流通道包含全 20 波橋式整流器104之整流器103b和103c、旁通二極體201、 以及容積電容器106。 利用配置主要側整流器，以至於能量儲存電容器106 和ICS電感器101經由兩組分別的全波橋式整流器而被連接 到交流電線電壓vin，一組二極體前向電壓降可從ICS-電感 15 1236206 器電流iucs和旁通二極體電流iBYPD兩者之電流通道被消除 。第6圖展示此一配置，例如，其展示依據本發明第二實施 例之S2ICS返驰變換器6〇〇的電路圖。第6圖中，能量儲存電 容器106和ICS電感器1〇1經由分別地利用整流器601a、601b 5 、601 c和601 d ’以及601 a、601 b、601 e和601 f所形成之兩組 全波橋式整流器601和602(亦即，整流器601a和601b是共用 於兩組全橋式整流器），而被連接至交流電線電壓vin。即使 第6圖之S2ICS返馳變換器600中的主要側整流器總數是相 同於第2圖之S2ICS返馳變換器200的主要側整流器總數，如 1〇 下面之展示，但在S2ICS電流通道中每一時間僅有兩組整流 器導通。控制電路603依據一組切換控制機構而提供週期性 地打開和關閉開關108之一組控制信號SW。如第2圖之控制 電路205，一組可應用的切換機構，例如，打開和關上開關 108，以至於變壓器1〇4在不連續和連續導通模式間之邊界 15 操作。 對於S2ICS變換器600，在不同操作模式下的ICS-電感 器電流iucs和旁通二極體電流iDBYp之通道被展示於第 7(a)-7(d)、8(a)以及8(b)圖中。第7(a)圖展示當開關108被關 閉時’在線電壓Vin之正半週期時，供用於1(：8_電感器電流 20 lLICS之電流通道。如第7〇)圖之展示，在線電壓Vin之正半週 期時’由於開關丨08被關閉，ICS電感器101之ICS-電感器電 流iucs的電流通道包含整流器6〇讣、6〇le、ICS電感器101 、變壓器104主要線圈的部份107a、以及開關108。第7(b) 圖展示當開關1〇8被打開時，在線電壓W之正半週期時供用 16 1236206 於ICS-電感器電流iLICS之電流通道。在線電壓Vin之正半週期 時，由於開關108打開，ICS電感器101之ICS-電感器電流iucs 的電流通道包含整流器601b、601e、ICS電感器101、變壓 器104主要線圈的部份i〇7b、以及容積電容器1〇6。 5 第7(c)圖展示當開關1〇8被關閉時，在線電壓Vin之負半 週期時供用於ICS-電感器電流iucs之電流通道。在線電壓 之負半週期時，由於開關108被關閉，ICS電感器101之ICS_ 電感器電流lues的電流通道包含整流器601a、601f、ICS電 感器101、變壓器104主要線圈的部份i〇7a、以及開關。 10第7(d)圖展示當開關108被打開時，在線電壓Vin之負半週期 時供用於ICS-電感器電流iLICS之電流通道。在線電壓之負 半週期時，由於開關108打開，ICS電感器101之ICS-電感器 電流iucs的電流通道包含整流器6〇la、601f、ICS電感器101 、變壓器104主要線圈的部份丨〇7b、以及容積電容器ι〇6。 15 第8(a)圖展示在線電壓^之正半週期時旁通二極體電 流iDBYP之通道。在線電壓Vin之正半週期時，旁通二極體電 流iBYPD之電流通道包含整流器601b、6〇lc、以及容積電容 器106。第8(b)圖展示在線電壓Vin之負半週期時旁通二極體 電流iDBYP之通道。在線電壓Vin之負半週期時，旁通二極體 20電流iBYPD之電流通道包含整流器601a、601d、以及容積電 容器106。 由於被減低之二極體前向電壓之下降，第6圖821<：^返 馳變換器中之主要側整流H的導通損失顯著地被減低。 第9圖展示S2ICS變換器700之電路圖，其以一組另外的 17 1236206 RCD鉗制電路而不同於第6圖之S2ICS變換器600的電路圖 ，而此RCD鉗制電路包含整流器701、電阻器702、以及電 容器703。這RCD鉗制被使用以限制主要地因變壓器104之 漏損電感所導致之開關108上的電壓應力。 5 第9圖之全波橋式整流器602的整流器601e和601f同時 也因為在全波橋式整流器602中ICS電感器101和反向地被 極化之整流器的電容之間的迴應，而可能被暴露於相當多 的電壓應力中。這迴應發生在切換週期中ICS電感器101的 重置之後。為限制整流器601e和601f上之電壓應力，整流 10 器601e和601f之共同陰極電壓被钳制。為鉗制整流器6〇le 和601f之電壓，一組相似於開關ι〇8(如上述)之RCD鉗制的 RCD鉗制可被使用。第1〇圖展示，例如，s2ICS變換器800 之電路圖，其組合供用於整流器601e和601f之電壓鉗制以及 供用於開關108之電壓鉗制在包含整流器701和8(Π、電阻器 15 702和802、以及電容器703和803之RCD鉗制電路中。利用 適當地選擇在包含電阻器702和802以及電容器703和803之 電壓分配器電路中之電阻和電容值，對於整流器601e*601f 之電壓鉗制位準以及對於開關108之電壓鉗制位準可被最 佳化。當電阻器702短路且整流器701和801之陰極被連接在 2〇 一起時，第1〇圖中RCD鉗制電路之簡化製作被得到。全波 橋式整流器601之整流器601 a和601 b的電壓已經由全波橋 式整流器601之整流器601 c和601 d而被射制至容積電容5| 電壓。 於第2圖之返馳變換器200中，電壓鉗制電路可被使用 18 !236206 而以相似於上述相關於第9和1 〇圖之電壓射制電路的方式 而限制整流器102上之電壓應力。 上面詳細的說明被提供以展示本發明之特定實施例。 在本發明範轉之内是可有許多的修改和變化。本發明由下 5 面之申請專利範圍所界定。
【阐式簡單說明I 第1圖展示具有先前技術輸入電流整形之S2ICS變換器 100 〇 第2圖是依據本發明實施例之S2ICS返馳變換器200的 10 電路圖。 第3(a)圖展示S2ICS返馳變換器200中容積電容器1〇6之 線電壓vin、線電流iin、以及電壓VCB的典型波形。 第3 (b)圖展示第3 (a)圖所指示之在T〇瞬間時於S2ICS返 馳變換器200中線電流iin、ICS電感器101電流iLICS、旁通二 15極體201電流iDBYP、以及輸入濾波電容器1〇9電壓VCin的波形 圖。 第3(c)圖展示第3(a)圖所指示之在Τι瞬間時於S2ICS返 馳變換器200中線電流iin、ICS電感器1〇1電流iLics、旁通二 極體201電流iDBYP、以及輸入濾波電容器W9電壓Vcin的波形 20 圖。 第4(a)圖展示當開關1〇8被關上時，在線電壓vin之正半 週期時，於S2ICS返馳變換器200中1CS電感器電流iucs之電 流通道圖形。 第4(b)圖展示當開關1〇8被打開時，在線電壓vin之正半 19 1236206 週期時，於S2ICS返馳變換器200中ICS電感器電流iLICS之電 流通道圖形。 第4圖（c)展示當開關108被關上時，在線電壓vin之負半 週期時，於S2ICS返馳變換器200中ICS電感器電流iLICS之電 5 流通道圖形。 第4(d)圖展示當開關108被打開時，在線電壓vin之負半 週期時，於S2ICS返馳變換器200中ICS電感器電流iLICS之電 流通道圖形。 第5(a)圖展示在線電壓之正半週期時，於S2ICS返驰變 10 換器200中旁通二極體電流i〇BYP的通道圖形。 第5(b)圖展示在線電壓之負半週期時，於S2ICS返馳變 換器200中旁通二極體電流〖dbyp的通道圖形。 第6圖展示依據本發明第二實施例之S2ICS返馳變換器 600的電路圖。 15 第7(a)圖展示當開關108被關上時，在線電壓vin之正半 週期時，於S2ICS返馳變換器600中ICS電感器電流iLICS之電 流通道圖形。 第7(b)圖展示當開關108被打開時，在線電壓vin之正半 週期時，於S2ICS返馳變換器600中ICS電感器電流iLICS之電 20 流通道圖形。 第7圖（c)展示當開關108被關上時，在線電壓vin之負半 週期時，於S2ICS返馳變換器600中ICS電感器電流iLICS之電 流通道圖形。 第7圖（d)展示當開關108被打開時，在線電壓vin之負半 20 1236206 週期時，於S2ICS返馳變換器600中ICS電感器電流iLICS之電 流通道圖形。 第8(a)圖展示在線電壓vin之正半週期時，於S2ICS返馳 變換器600中旁通二極體電流iDBYP的通道圖形。 5 第8(b)圖展示在線電壓vin之負半週期時，於S2ICS返馳 變換器600中旁通二極體電流iDBYP的通道圖形。 第9圖展示包含RCD鉗制電路之S2ICS返馳變換器700 的電路圖。 第10圖展示一組S2ICS變換器800之電路圖，其包含一 10 組供用於全波橋式整流器602之整流器601e和601f以及用 於開關108之被組合的RCD钳制。 【圖式之主要元件代表符號表】 100".S2ICS返馳變換器 110···輸出負載 101···電感器 111…輸入濾波電感器 102…整流器 llla-lllb…輸入濾波電感器 103···全橋式整流器 112…EM濾波器 103a-103cl···整流器 115…整流器 104···返馳變換器 120…控制電路 105···主要線圈分接頭 200…S2ICS返驰變換器 106···容積電容器 201…旁通二極體 107···主要線圈 202…端點 107a-107b···部份線圈 205…控制電路 108…開關 301…波形 109···電容器 302…波形 21 1236206 303…波形 304…波形 305···波形 306…波形 401···輸入濾波器 600—S2ICS返馳變換器 601a-601f···整流器 602…整流器 603···控制電路 700".S2ICS返馳變換器 701···整流器 702···電阻器 703···電容器 800"，S2ICS返馳變換器 801…整流器 802···電阻器 803···電容器 22

Claims (1)

1236206 拾、申請專利範圍： 1. 一種具有輸入電流整形和輸出電壓調整之返馳變換器 ，其包含： 一組橋式整流器，其被耦合以接收一組AC電源供 5 應電壓並且具有提供一被整流之電壓的一輸出端點； 一組變壓器，其具有包含分割主要線圈成為一第一 部份和一第二部份之分接頭的一主要線圈； 一組開關，其可切換地耦合該主要線圈的第一部份 至一接地端點； 10 一組能量儲存電感器，其被耦合至該主要線圈的分 接頭且具有一輸入端點； 一組第一整流器，其耦合該橋式整流器之輸出端點 以及該能量儲存電感器之輸入端點； 一組能量儲存電容器，其被耦合在該主要線圈的第 15 二部份和該接地端點之間；以及 一組第二整流器，其耦合該橋式整流器之輸出端點 和該能量儲存電容器。 2. 如申請專利範圍第1項之返馳變換器，其進一步地包含： 一組該變壓器的第二線圈； 20 —組輸出濾波電容器； 一組第三整流器，其耦合該變壓器之第二線圈和該 輸出濾波電容器； 一組輸出端點，其連接一組跨越該輸出濾波電容器 和一第二接地端點之負載。 23 1236206 3. 如申請專利範圍第2項之返馳變換器，其中該第三整流 器包含一組史特基(Schottky)整流器。 4. 如申請專利範圍第2項之返馳變換器，其中該第三整流 器包含一組同步整流器。 5 5.如申請專利範圍第1項之返馳變換器，其進一步地包含 一組控制電路，其用以在不連續的和連續的導通模式之 界線操作變壓器。 6. 如申請專利範圍第1項之返馳變換器，其中該能量儲存 電感器以不連續的導通模式操作，且當該被整流電壓是 10 較大於跨越該能量儲存電容器之電壓時，該第二整流器 在大約該被整流電壓之峰值處成為導通。 7. 如申請專利範圍第6項之返馳變換器，其中該第二整流 器電流是一組與該能量儲存電感器之不連續電流交錯 的不連續電流。 15 8.如申請專利範圍第1項之返驰變換器，其進一步地包含 一組電壓鉗制以限制該第一整流器上之電壓應力。 9. 如申請專利範圍第8項之返馳變換器，其中該電壓鉗制 包含一組第一RCD鉗制。 10. 如申請專利範圍第9項之返馳變換器，其進一步地包含 20 一組耦合該開關和該能量儲存電容器之第二RCD鉗制。 11. 如申請專利範圍第10項之返馳變換器，其中該第一RCD 鉗制和該第二RCD鉗制被組合。 12. —種具有輸入電流整形和輸出電壓調整之返馳變換器 ，其包含： 24 1236206 一組第一橋式整流器，其被耦合以接收一AC電源 供應電壓並且具有提供一第一被整流之電壓的輸出端 點； 一組能量儲存電感器，其被耦合以從該第一橋式整 5 流器而接收該第一被整流之電壓； 一組第二整流器，其被耦合以接收該AC電源供應 電壓且具有提供一第二被整流電壓之輸出端點； 一組能量儲存電容器，其耦合以從該第二橋式整流 器而接收該第二被整流電壓； 10 一組變壓器，其具有包含分割該主要線圈成為一第 一部份和一第二部份的分接頭之一主要線圈；該主要線 圈的分接頭被耦合至該能量儲存電感器，且該主要線圈 的第二部份被耦合至該能量儲存電容器；以及 一組開關，其可切換地耦合該變壓器的主要線圈之 15 第一部份至一接地端點； 13. 如申請專利範圍第12項之返馳變換器，其進一步地包含： 一組該變壓器之第二線圈； 一組輸出濾波電容器； 一組整流器，其耦合該變壓器之第二線圈和該輸出 20 濾波電容器； 一組輸出端點，其連接一組跨越該輸出濾波電容器 和一第二接地端點之負載。 14. 如申請專利範圍第13項之返馳變換器，其中該整流器包 含一組史特基整流器。 25 1236206 15·如申請專利第13奴返轉換器，其帽整流器包 含一組同步整流器。 16. 如申請專利範圍第12項之返馳變換器，其進-步地包含 、’且控制電路’其μ在不連續的和連_導通模式之 5 界線操作變壓器。 17. 如申請專利範圍第12項之返馳變換器，其中該能量儲存 電感器以不連續的導通模式操作，且當第二被整流電壓 是較大於跨越該能量儲存電”之電壓時，該第二橋式 整流器在大約該第二觀流電壓之峰值處成為導通。 10 18.如申請專利範圍第17項之返馳變換器，其中該第二橋式 整流器之電流是-組與該能量儲存電感器之不連續電 流交錯的不連續電流。 19·如申請專利範圍第12項之返驰變換器，其中該第一橋式 整流器和該第二橋式整流器包含共用於兩橋式整流器 15 之整流器。 20.如申請專利範圍第12項之返馳變換器，其進一步地包含 -組電壓甜制以限制該第一橋式整流器之整流器上的 電壓應力。 21·如申請專利範圍第2G項之返馳變換器，其中該電麼鉗制 20 包含一組第一RCD鉗制。 A如申請專利範圍第21項之返轉換器，其進—步地包含 一_合該開關和該能量储存電容器之第二咖鉗制。 23.如申請專利範圍第22項之返跳變換器，其中該第〆rCD 鉗制和該第二RCD鉗制被組合。 26
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Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US10097100B1 (en) 2016-09-09 2018-10-09 Navitas Semiconductor, Inc. Flyback converter

Families Citing this family (94)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US9130810B2 (en) 2000-09-13 2015-09-08 Qualcomm Incorporated OFDM communications methods and apparatus
US7295509B2 (en) 2000-09-13 2007-11-13 Qualcomm, Incorporated Signaling method in an OFDM multiple access system
US9148256B2 (en) 2004-07-21 2015-09-29 Qualcomm Incorporated Performance based rank prediction for MIMO design
US9137822B2 (en) 2004-07-21 2015-09-15 Qualcomm Incorporated Efficient signaling over access channel
US9246560B2 (en) 2005-03-10 2016-01-26 Qualcomm Incorporated Systems and methods for beamforming and rate control in a multi-input multi-output communication systems
US9154211B2 (en) 2005-03-11 2015-10-06 Qualcomm Incorporated Systems and methods for beamforming feedback in multi antenna communication systems
US8446892B2 (en) 2005-03-16 2013-05-21 Qualcomm Incorporated Channel structures for a quasi-orthogonal multiple-access communication system
US9143305B2 (en) 2005-03-17 2015-09-22 Qualcomm Incorporated Pilot signal transmission for an orthogonal frequency division wireless communication system
US9520972B2 (en) 2005-03-17 2016-12-13 Qualcomm Incorporated Pilot signal transmission for an orthogonal frequency division wireless communication system
US9461859B2 (en) 2005-03-17 2016-10-04 Qualcomm Incorporated Pilot signal transmission for an orthogonal frequency division wireless communication system
US9184870B2 (en) 2005-04-01 2015-11-10 Qualcomm Incorporated Systems and methods for control channel signaling
US9036538B2 (en) 2005-04-19 2015-05-19 Qualcomm Incorporated Frequency hopping design for single carrier FDMA systems
US9408220B2 (en) 2005-04-19 2016-08-02 Qualcomm Incorporated Channel quality reporting for adaptive sectorization
US8611284B2 (en) 2005-05-31 2013-12-17 Qualcomm Incorporated Use of supplemental assignments to decrement resources
US8879511B2 (en) 2005-10-27 2014-11-04 Qualcomm Incorporated Assignment acknowledgement for a wireless communication system
US8565194B2 (en) 2005-10-27 2013-10-22 Qualcomm Incorporated Puncturing signaling channel for a wireless communication system
US8462859B2 (en) 2005-06-01 2013-06-11 Qualcomm Incorporated Sphere decoding apparatus
US9179319B2 (en) 2005-06-16 2015-11-03 Qualcomm Incorporated Adaptive sectorization in cellular systems
US8599945B2 (en) 2005-06-16 2013-12-03 Qualcomm Incorporated Robust rank prediction for a MIMO system
US8885628B2 (en) 2005-08-08 2014-11-11 Qualcomm Incorporated Code division multiplexing in a single-carrier frequency division multiple access system
US20070041457A1 (en) 2005-08-22 2007-02-22 Tamer Kadous Method and apparatus for providing antenna diversity in a wireless communication system
US9209956B2 (en) 2005-08-22 2015-12-08 Qualcomm Incorporated Segment sensitive scheduling
US8644292B2 (en) 2005-08-24 2014-02-04 Qualcomm Incorporated Varied transmission time intervals for wireless communication system
US9136974B2 (en) 2005-08-30 2015-09-15 Qualcomm Incorporated Precoding and SDMA support
US8477684B2 (en) 2005-10-27 2013-07-02 Qualcomm Incorporated Acknowledgement of control messages in a wireless communication system
US9088384B2 (en) 2005-10-27 2015-07-21 Qualcomm Incorporated Pilot symbol transmission in wireless communication systems
US9210651B2 (en) 2005-10-27 2015-12-08 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for bootstraping information in a communication system
US9225488B2 (en) 2005-10-27 2015-12-29 Qualcomm Incorporated Shared signaling channel
US9144060B2 (en) 2005-10-27 2015-09-22 Qualcomm Incorporated Resource allocation for shared signaling channels
US9225416B2 (en) 2005-10-27 2015-12-29 Qualcomm Incorporated Varied signaling channels for a reverse link in a wireless communication system
US8582509B2 (en) 2005-10-27 2013-11-12 Qualcomm Incorporated Scalable frequency band operation in wireless communication systems
US8045512B2 (en) 2005-10-27 2011-10-25 Qualcomm Incorporated Scalable frequency band operation in wireless communication systems
US9172453B2 (en) 2005-10-27 2015-10-27 Qualcomm Incorporated Method and apparatus for pre-coding frequency division duplexing system
US8693405B2 (en) 2005-10-27 2014-04-08 Qualcomm Incorporated SDMA resource management
US8582548B2 (en) 2005-11-18 2013-11-12 Qualcomm Incorporated Frequency division multiple access schemes for wireless communication
US8831607B2 (en) 2006-01-05 2014-09-09 Qualcomm Incorporated Reverse link other sector communication
DE102007002342B3 (de) * 2007-01-16 2008-10-16 Friwo Mobile Power Gmbh Vereinfachte primärseitige Ansteuerschaltung für den Schalter in einem Schaltnetzteil
US20090059623A1 (en) * 2007-08-29 2009-03-05 Jun Cai Switched-mode Power Supply With EMI Isolation
TWM329290U (en) * 2007-10-09 2008-03-21 Hipro Electronics Taiwan Co Ltd Single stage power factor calibrating circuitry
EP2051360B1 (de) * 2007-10-17 2016-09-21 Power Systems Technologies GmbH Steuerschaltung für ein primär gesteuertes Schaltnetzteil mit erhöhter Genauigkeit der Spannungsregelung sowie primär gesteuertes Schaltnetzteil
US8693213B2 (en) 2008-05-21 2014-04-08 Flextronics Ap, Llc Resonant power factor correction converter
US8531174B2 (en) * 2008-06-12 2013-09-10 Flextronics Ap, Llc AC-DC input adapter
KR101009333B1 (ko) 2008-11-18 2011-01-19 한국전기연구원 직류 고전압 전원 발생장치 및 임펄스 측정기의 응답특성 평가를 위한 고압 교정 파형 발생장치.
US8787044B2 (en) 2009-05-07 2014-07-22 Flextronics Ap, Llc Energy recovery snubber circuit for power converters
US8891803B2 (en) * 2009-06-23 2014-11-18 Flextronics Ap, Llc Notebook power supply with integrated subwoofer
EP2460262A1 (en) 2009-07-28 2012-06-06 THX Ltd Power supply
WO2011017449A2 (en) * 2009-08-04 2011-02-10 Asic Advantage, Inc. Multiple independently regulated parameters using a single magnetic circuit element
KR100980242B1 (ko) * 2009-10-08 2010-09-06 주식회사 유성반도체 스위칭 모드 파워 서플라이
US8289741B2 (en) * 2010-01-14 2012-10-16 Flextronics Ap, Llc Line switcher for power converters
US8120457B2 (en) 2010-04-09 2012-02-21 Delta Electronics, Inc. Current-controlled variable inductor
US8964413B2 (en) 2010-04-22 2015-02-24 Flextronics Ap, Llc Two stage resonant converter enabling soft-switching in an isolated stage
US8488340B2 (en) 2010-08-27 2013-07-16 Flextronics Ap, Llc Power converter with boost-buck-buck configuration utilizing an intermediate power regulating circuit
CN101924473A (zh) * 2010-09-29 2010-12-22 福建捷联电子有限公司 Flyback变压器的漏感阻尼电路
US8441810B2 (en) 2010-11-09 2013-05-14 Flextronics Ap, Llc Cascade power system architecture
US8638105B2 (en) * 2010-11-09 2014-01-28 The Boeing Company Cell telemetry sample and hold amplifier
US8520410B2 (en) 2010-11-09 2013-08-27 Flextronics Ap, Llc Virtual parametric high side MOSFET driver
WO2012112461A2 (en) * 2011-02-14 2012-08-23 Kogel Frank William Parameter configuration method for elements of a power factor correction converter
US8842450B2 (en) 2011-04-12 2014-09-23 Flextronics, Ap, Llc Power converter using multiple phase-shifting quasi-resonant converters
US9088222B2 (en) * 2011-11-17 2015-07-21 Qualcomm Incorporated Systems, methods, and apparatus for a high power factor single phase rectifier
WO2013127068A1 (zh) * 2012-02-29 2013-09-06 深圳市核达中远通电源技术有限公司 一种多输入直流变换器以及一种pfc电路
TWI502845B (zh) * 2012-03-22 2015-10-01 中原大學 具有執行珍惜能源與回收能源概念之光電打嗝充電器之光電系統及其充電方法
US9276460B2 (en) 2012-05-25 2016-03-01 Flextronics Ap, Llc Power converter with noise immunity
US9203292B2 (en) 2012-06-11 2015-12-01 Power Systems Technologies Ltd. Electromagnetic interference emission suppressor
US9203293B2 (en) 2012-06-11 2015-12-01 Power Systems Technologies Ltd. Method of suppressing electromagnetic interference emission
US9019726B2 (en) 2012-07-13 2015-04-28 Flextronics Ap, Llc Power converters with quasi-zero power consumption
TWI514733B (zh) * 2012-07-25 2015-12-21 Phihong Technology Co Ltd 非接觸式轉換系統
WO2014018882A1 (en) 2012-07-26 2014-01-30 Osram Sylvania Inc. Flyback ac-to-dc converter
US9019724B2 (en) 2012-07-27 2015-04-28 Flextronics Ap, Llc High power converter architecture
US8743565B2 (en) 2012-07-27 2014-06-03 Flextronics Ap, Llc High power converter architecture
US9287792B2 (en) 2012-08-13 2016-03-15 Flextronics Ap, Llc Control method to reduce switching loss on MOSFET
US9312775B2 (en) 2012-08-15 2016-04-12 Flextronics Ap, Llc Reconstruction pulse shape integrity in feedback control environment
CA2883189A1 (en) 2012-08-27 2014-03-06 Aerovironment, Inc. Portable electric vehicle supply equipment
CN103683895B (zh) * 2012-09-11 2016-06-29 群光电能科技股份有限公司 具有单一电感元件的无桥式功率因数校正器及其操作方法
US9136769B2 (en) 2012-10-10 2015-09-15 Flextronics Ap, Llc Load change detection for switched mode power supply with low no load power
US9605860B2 (en) 2012-11-02 2017-03-28 Flextronics Ap, Llc Energy saving-exhaust control and auto shut off system
US9660540B2 (en) 2012-11-05 2017-05-23 Flextronics Ap, Llc Digital error signal comparator
EP2937979A4 (en) * 2012-12-21 2016-10-19 Chen Weilun POWER SOURCE OF UNIPOLAR SWITCH
US9325249B2 (en) 2013-03-13 2016-04-26 Apple Inc. Single stage boost-asymmetric LLC
US9494658B2 (en) 2013-03-14 2016-11-15 Flextronics Ap, Llc Approach for generation of power failure warning signal to maximize useable hold-up time with AC/DC rectifiers
US9323267B2 (en) 2013-03-14 2016-04-26 Flextronics Ap, Llc Method and implementation for eliminating random pulse during power up of digital signal controller
US9369000B2 (en) 2013-03-15 2016-06-14 Flextronics Ap, Llc Sweep frequency for multiple magnetic resonant power transmission using alternating frequencies
US9093911B2 (en) 2013-03-15 2015-07-28 Flextronics Ap, Llc Switching mode power converter using coded signal control
US9184668B2 (en) 2013-03-15 2015-11-10 Flextronics Ap, Llc Power management integrated circuit partitioning with dedicated primary side control winding
KR102091584B1 (ko) 2013-08-07 2020-03-20 엘지이노텍 주식회사 전원 장치
DE102014200865A1 (de) * 2014-01-17 2015-07-23 Osram Gmbh Schaltungsanordnung zum Betreiben von Lichtquellen
US20150288275A1 (en) * 2014-04-08 2015-10-08 Ionel Jitaru Input Current Distortion for Minimization of Bulk Capacitor
US9445468B1 (en) * 2015-09-22 2016-09-13 I Shou University Voltage converting device
KR102708696B1 (ko) 2016-04-21 2024-09-24 삼성전자주식회사 전원공급장치, 이를 구비한 디스플레이 장치 및 전원 공급 방법
EP3484040A1 (en) * 2017-11-09 2019-05-15 CE+T Power Luxembourg SA Inverter with ac forward bridge and improved dc/dc topology
CN108448888B (zh) * 2018-04-10 2019-07-16 上海推拓科技有限公司 开关电源电路
CN108494274B (zh) * 2018-04-10 2019-07-16 上海推拓科技有限公司 用于三相输入的开关电源电路
US10608527B2 (en) * 2018-06-01 2020-03-31 I-Shou University Power supply apparatus
CN109256966B (zh) * 2018-10-18 2021-02-02 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 交流-直流功率变换器
TWI810081B (zh) * 2022-09-30 2023-07-21 賴炎生 交流對直流升壓型轉換器切換控制方法

Family Cites Families (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
FR2740627B1 (fr) * 1995-10-30 1998-01-23 Sgs Thomson Microelectronics Alimentation a decoupage a correction de facteur de puissance
DE19610762A1 (de) * 1996-03-19 1997-09-25 Thomson Brandt Gmbh Schaltnetzteil mit verringerter Oberwellenbelastung des Netzes
US5757626A (en) * 1996-06-21 1998-05-26 Delta Electronics Inc. Single-stage, single-switch, islolated power-supply technique with input-current shaping and fast output-voltage regulation
US6005780A (en) * 1997-08-29 1999-12-21 Hua; Guichao Single-stage AC/DC conversion with PFC-tapped transformers
US6147883A (en) * 1998-11-16 2000-11-14 Power Integrations, Inc. Output feedback and under-voltage detection
JP3402361B2 (ja) * 1999-12-28 2003-05-06 横河電機株式会社 スイッチング電源
US6239993B1 (en) * 2000-06-23 2001-05-29 Lucent Technologies Inc. Circuit associated with a power converter and method of operation thereof

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US10097100B1 (en) 2016-09-09 2018-10-09 Navitas Semiconductor, Inc. Flyback converter
US10291141B1 (en) 2016-09-09 2019-05-14 Navitas Semiconductor, Inc. Flyback converter
TWI676344B (zh) * 2016-09-09 2019-11-01 美商納維達斯半導體公司 返馳變換器

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Publication number Publication date
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