TW202224301A - 馬達驅動電路及馬達模組 - Google Patents

Abstract

本發明提供一種馬達驅動電路，可減少電容器的漣波電流。馬達驅動電路100包括三個輸出端子102、第一輸入端子P、第二輸入端子N、電容器C及三個串聯體112。於三相的輸出電流中兩相的輸出電流為正電流且一相的輸出電流為負電流的情形下的至少一部分期間中，於每個規定的PWM週期包含：正其中一者接通且兩斷開期間，與輸出電流為正電流的相中其中一者的相對應的第一半導體切換元件接通，與其餘兩個相對應的第一半導體切換元件斷開；以及正另一者接通且兩斷開期間，與輸出電流為正電流的相中的另一者的相對應的第一半導體切換元件接通，與其餘兩個相對應的第一半導體切換元件斷開，並且三相的輸出電壓的波形成為相對於三相正弦波電壓波形而一律降低電壓的波形。

Description

馬達驅動電路及馬達模組

本發明是有關於一種馬達驅動電路及馬達模組。

先前，已知有對三相馬達進行驅動的馬達驅動電路（例如專利文獻1）。專利文獻1所記載的馬達驅動電路抑制下述情況，即：受蓄積於電容器（condenser）的電荷影響，而誤檢測電源繼電器電路的通路狀態（On-state）異常。 [先前技術文獻]  [專利文獻]

[專利文獻1]日本專利特開2018-160972號公報

[發明所欲解決之課題]

然而，專利文獻1所記載的馬達驅動電路中，伴隨逆變器部的切換，而產生出入馬達驅動電路所包括的電容器的高頻電流、所謂漣波電流（ripple current），導致電容器放熱，故而需要相應地使用大電容的電容器，致使馬達驅動電路大型化或高成本化。

本發明是鑑於所述課題而成，其目的在於提供一種馬達驅動電路及馬達模組，可減少馬達驅動電路所包括的電容器的漣波電流，實現電容器的小型化及低成本化。 [解決課題之手段]

本發明的例示性的馬達驅動電路控制三相馬達的驅動。所述馬達驅動電路包括三個輸出端子、第一輸入端子、第二輸入端子、電容器及三個串聯體。所述三個輸出端子向所述三相馬達輸出三相的輸出電壓及三相的輸出電流。對所述第一輸入端子施加第一電壓。對所述第二輸入端子施加較所述第一電壓更低的第二電壓。所述電容器連接於所述第一輸入端子與所述第二輸入端子之間。所述三個串聯體是將兩個半導體切換元件串聯連接而成。所述三個串聯體相互並聯連接。所述三個串聯體各自的一端連接所述第一輸入端子，另一端連接於所述第二輸入端子。所述三個串聯體各自具有第一半導體切換元件及第二半導體切換元件。所述第一半導體切換元件連接於所述第一輸入端子。所述第二半導體切換元件連接於所述第二輸入端子。所述第一半導體切換元件與所述第二半導體切換元件於連接點連接。所述三個串聯體各自的所述連接點連接於所述三個輸出端子。所述第一半導體切換元件以規定的脈寬調變（Pulse Width Modulation，PWM）週期切換接通與斷開。所述第二半導體切換元件以規定的PWM週期切換接通與斷開。於三相的輸出電流中兩相的輸出電流為正電流且一相的輸出電流為負電流的情形下的至少一部分期間中，於每個規定的PWM週期包含：正其中一者接通且兩斷開期間，與輸出電流為正電流相中其中一者的相對應的所述第一半導體切換元件接通，與其餘兩個相對應的所述第一半導體切換元件斷開；以及正另一者接通且兩斷開期間，與輸出電流為正電流的相中的另一者的相對應的所述第一半導體切換元件接通，與其餘兩個相對應的所述第一半導體切換元件斷開，並且所述三相的輸出電壓的波形成為相對於三相正弦波電壓波形而一律降低電壓的波形。

本發明的例示性的馬達驅動電路控制三相馬達的驅動。所述馬達驅動電路包括三個輸出端子、第一輸入端子、第二輸入端子、電容器及三個串聯體。所述三個輸出端子向所述三相馬達輸出三相的輸出電壓及三相的輸出電流。對所述第一輸入端子施加第一電壓。對所述第二輸入端子施加較所述第一電壓更低的第二電壓。所述電容器連接於所述第一輸入端子與所述第二輸入端子之間。所述三個串聯體是將兩個半導體切換元件串聯連接而成。所述三個串聯體相互並聯連接。所述三個串聯體各自的一端連接於所述第一輸入端子，另一端連接於所述第二輸入端子。所述三個串聯體各自具有第一半導體切換元件及第二半導體切換元件。所述第一半導體切換元件連接於所述第一輸入端子。所述第二半導體切換元件連接於所述第二輸入端子。所述第一半導體切換元件與所述第二半導體切換元件於連接點連接。所述三個串聯體各自的所述連接點連接於所述三個輸出端子。所述第一半導體切換元件以規定的PWM週期切換接通與斷開。所述第二半導體切換元件以規定的PWM週期切換接通與斷開。於三相的輸出電流中兩相的輸出電流為負電流且一相的輸出電流為正電流的情形下的至少一部分期間中，於每個規定的PWM週期包含：負其中一者接通且兩斷開期間，與輸出電流為負電流的相中其中一者的相對應的所述第二半導體切換元件接通，與其餘兩個相對應的所述第二半導體切換元件斷開；以及負另一者接通且兩斷開期間，與輸出電流為負電流的相中的另一者的相對應的所述第二半導體切換元件接通，與其餘兩個相對應的所述第二半導體切換元件斷開，並且所述三相的輸出電壓的波形成為相對於三相正弦波電壓波形而一律提高電壓的波形。

本發明的例示性的馬達驅動電路控制三相馬達的驅動。所述馬達驅動電路包括三個輸出端子、第一輸入端子、第二輸入端子、電容器及三個串聯體。所述三個輸出端子向所述三相馬達輸出三相的輸出電壓及三相的輸出電流。對所述第一輸入端子施加第一電壓。對所述第二輸入端子施加較所述第一電壓更低的第二電壓。所述電容器連接於所述第一輸入端子與所述第二輸入端子之間。所述三個串聯體是將兩個半導體切換元件串聯連接而成。所述三個串聯體相互並聯連接。所述三個串聯體各自的一端連接於所述第一輸入端子，另一端連接於所述第二輸入端子。所述三個串聯體各自具有第一半導體切換元件及第二半導體切換元件。所述第一半導體切換元件連接於所述第一輸入端子。所述第二半導體切換元件連接於所述第二輸入端子。所述第一半導體切換元件與所述第二半導體切換元件於連接點連接。所述三個串聯體各自的所述連接點連接於所述三個輸出端子。所述第一半導體切換元件以規定的PWM週期切換接通與斷開。所述第二半導體切換元件以規定的PWM週期切換接通與斷開。於三相的輸出電流中兩相的輸出電流為正電流且一相的輸出電流為負電流的情形下的至少一部分期間中，於每個規定的PWM週期包含：正其中一者接通且兩斷開期間，與輸出電流為正電流的相中其中一者的相對應的所述第一半導體切換元件接通，與其餘兩個相對應的所述第一半導體切換元件斷開；以及正另一者接通且兩斷開期間，與輸出電流為正電流的相中的另一者的相對應的所述第一半導體切換元件接通，與其餘兩個相對應的所述第一半導體切換元件斷開，並且所述三相的輸出電壓的波形成為相對於三相正弦波電壓波形而一律降低電壓的波形。於三相的輸出電流中兩相的輸出電流為負電流且一相的輸出電流為正電流的情形下的至少一部分期間中，於每個規定的PWM週期包含：負其中一者接通且兩斷開期間，與輸出電流為負電流的相中其中一者的相對應的所述第二半導體切換元件接通，與其餘兩個相對應的所述第二半導體切換元件斷開；以及負另一者接通且兩斷開期間，與輸出電流為負電流的相中的另一者的相對應的所述第二半導體切換元件接通，與其餘兩個相對應的所述第二半導體切換元件斷開，並且所述三相的輸出電壓的波形成為相對於三相正弦波電壓波形而一律提高電壓的波形。

本發明的例示性的馬達驅動電路控制三相馬達的驅動。所述馬達驅動電路包括三個輸出端子、第一輸入端子、第二輸入端子、電容器及三個串聯體。所述三個輸出端子向所述三相馬達輸出三相的輸出電壓及三相的輸出電流。對所述第一輸入端子施加第一電壓。對所述第二輸入端子施加較所述第一電壓更低的第二電壓。所述電容器連接於所述第一輸入端子與所述第二輸入端子之間。所述三個串聯體是將兩個半導體切換元件串聯連接而成。所述三個串聯體相互並聯連接。所述三個串聯體各自的一端連接於所述第一輸入端子，另一端連接於所述第二輸入端子。所述三個串聯體各自具有第一半導體切換元件及第二半導體切換元件。所述第一半導體切換元件連接於所述第一輸入端子。所述第二半導體切換元件連接於所述第二輸入端子。所述第一半導體切換元件與所述第二半導體切換元件於連接點連接。所述三個串聯體各自的所述連接點連接於所述三個輸出端子。所述第一半導體切換元件以規定的PWM週期切換接通與斷開。所述第二半導體切換元件以規定的PWM週期切換接通與斷開。於三相的輸出電流中兩相的輸出電流為正電流且一相的輸出電流為負電流的情形下的至少一部分期間中，於每個規定的PWM週期包含：負斷開正接通期間，與輸出電流為負電流的相對應的所述第二半導體切換元件斷開，於所述負斷開正接通期間中，與輸出電流為正電流的相對應的所述第一半導體切換元件接通，並且所述三相的輸出電壓的波形成為相對於三相正弦波電壓波形而一律降低電壓的波形。於三相的輸出電流中兩相的輸出電流為負電流且一相的輸出電流為正電流的情形下的至少一部分期間中，於每個規定的PWM週期包含：正斷開負接通期間，與輸出電流為正電流的相對應的所述第一半導體切換元件斷開，於所述正斷開負接通期間中，與輸出電流為負電流的相對應的所述第二半導體切換元件斷開，並且所述三相的輸出電壓的波形成為相對於三相正弦波電壓波形而一律提高電壓的波形。

本發明的例示性的馬達模組包括所述記載的馬達驅動電路及三相馬達。所述三相馬達由所述馬達驅動電路驅動。 [發明的效果]

根據例示性的本發明，可減少馬達驅動電路所包括的電容器的漣波電流。

以下，一方面參照圖式一方面對本發明的實施形態加以說明。再者，圖中對相同或相當部分標註相同的參照符號，不重複進行說明。

參照圖1及圖2對本發明的實施形態的馬達加以說明。圖1為本發明的實施形態的馬達模組200的區塊圖。圖2為表示逆變器部110的電路圖。

如圖1所示，馬達模組200包括馬達驅動電路100及三相馬達M。三相馬達M由馬達驅動電路100驅動。三相馬達M例如為無刷直流（Direct Current，DC）馬達。三相馬達M具有U相、V相及W相。

馬達驅動電路100控制三相馬達M的驅動。馬達驅動電路100包括逆變器部110及逆變器控制部120。

馬達驅動電路100包括三個輸出端子102。三個輸出端子102包含輸出端子102u、輸出端子102v及輸出端子102w。三個輸出端子102向三相馬達M輸出三相的輸出電壓及三相的輸出電流。詳細而言，輸出端子102u向三相馬達M輸出U相的輸出電壓Vu及U相的輸出電流Iu。輸出端子102v向三相馬達M輸出V相的輸出電壓Vv及V相的輸出電流Iv。輸出端子102w向三相馬達M輸出W相的輸出電壓Vw及W相的輸出電流Iw。再者，有時將輸出電流Iu、輸出電流Iv及輸出電流Iw自馬達驅動電路100流向三相馬達M的情形記載為正電流，將輸出電流Iu、輸出電流Iv及輸出電流Iw自三相馬達M流向馬達驅動電路100的情形記載為負電流。

如圖2所示，馬達驅動電路100包括第一輸入端子P、第二輸入端子N、電容器C及三個串聯體112。更具體而言，本實施形態中，馬達驅動電路100包括逆變器部110，逆變器部110包括第一輸入端子P、第二輸入端子N、電容器C及三個串聯體112。逆變器部110更包括直流電壓源B。再者，直流電壓源B亦可位於逆變器部110的外部。

對第一輸入端子P施加第一電壓V1。第一輸入端子P連接於直流電壓源B。

對第二輸入端子N施加第二電壓V2。第二輸入端子N連接於直流電壓源B。第二電壓V2低於第一電壓V1。

電容器C連接於第一輸入端子P與第二輸入端子N之間。

關於三個串聯體112，串聯連接有兩個半導體切換元件。半導體切換元件例如為絕緣閘雙極電晶體（Insulated Gate Bipolar Transistor，IGBT）。再者，半導體切換元件亦可為場效電晶體般的其他電晶體。三個串聯體112包含串聯體112u、串聯體112v及串聯體112w。三個串聯體112相互並聯連接。三個串聯體112各自的一端連接於第一輸入端子P。三個串聯體112各自的另一端連接於第二輸入端子N。對於該些半導體切換元件，分別以第一輸入端子P側（紙面上側）為陰極且以第二輸入端子N側（紙面下側）為陽極而並聯連接有整流元件D。於使用場效電晶體作為半導體切換元件的情形時，亦可使用寄生二極體作為該整流元件。

三個串聯體112各自具有第一半導體切換元件及第二半導體切換元件。詳細而言，串聯體112u具有第一半導體切換元件Up及第二半導體切換元件Un。串聯體112v具有第一半導體切換元件Vp及第二半導體切換元件Vn。串聯體112w具有第一半導體切換元件Wp及第二半導體切換元件Wn。

第一半導體切換元件Up、第一半導體切換元件Vp及第一半導體切換元件Wp連接於第一輸入端子P。換言之，第一半導體切換元件Up、第一半導體切換元件Vp及第一半導體切換元件Wp為高電壓側的半導體切換元件。

第二半導體切換元件Un、第二半導體切換元件Vn及第二半導體切換元件Wn連接於第二輸入端子N。換言之，第二半導體切換元件Un、第二半導體切換元件Vn及第二半導體切換元件Wn為低電壓側的半導體切換元件。

第一半導體切換元件與第二半導體切換元件於連接點114連接。詳細而言，第一半導體切換元件Up與第二半導體切換元件Un於連接點114u連接。第一半導體切換元件Vp與第二半導體切換元件Vn於連接點114v連接。第一半導體切換元件Wp與第二半導體切換元件Wn於連接點114w連接。

三個串聯體112各自的連接點114連接於三個輸出端子102。詳細而言，串聯體112u的連接點114u連接於輸出端子102u。串聯體112v的連接點114v連接於輸出端子102v。串聯體112w的連接點114w連接於輸出端子102w。

對第一半導體切換元件Up、第一半導體切換元件Vp及第一半導體切換元件Wp輸入閘極信號。閘極信號自逆變器控制部120輸出。以下，本說明書中，有時將對第一半導體切換元件Up輸入的閘極信號記載為「Up閘極信號」。另外，有時將對第一半導體切換元件Vp輸入的閘極信號記載為「Vp閘極信號」。有時將對第一半導體切換元件Wp輸入的閘極信號記載為「Wp閘極信號」。第一半導體切換元件Up、第一半導體切換元件Vp及第一半導體切換元件Wp以規定的PWM週期切換接通與斷開。例如，第一半導體切換元件Up、第一半導體切換元件Vp及第一半導體切換元件Wp分別於Up閘極信號、Vp閘極信號及Wp閘極信號為高（HIGH）位準的情形時接通。另一方面，第一半導體切換元件Up、第一半導體切換元件Vp及第一半導體切換元件Wp分別於Up閘極信號、Vp閘極信號及Wp閘極信號為低（LOW）位準的情形時斷開。

對第二半導體切換元件Un、第二半導體切換元件Vn及第二半導體切換元件Wn輸入閘極信號。閘極信號自逆變器控制部120輸出。以下，於本說明書中，有時將對第二半導體切換元件Un輸入的閘極信號記載為「Un閘極信號」。另外，有時將對第二半導體切換元件Vn輸入的閘極信號記載為「Vn閘極信號」。有時將對第二半導體切換元件Wn輸入的閘極信號記載為「Wn閘極信號」。第二半導體切換元件Un、第二半導體切換元件Vn及第二半導體切換元件Wn以規定的PWM週期切換接通與斷開。例如，第二半導體切換元件Un、第二半導體切換元件Vn及第二半導體切換元件Wn分別於Un閘極信號、Vn閘極信號及Wn閘極信號為高（HIGH）位準的情形時接通。另一方面，第二半導體切換元件Un、第二半導體切換元件Vn及第二半導體切換元件Wn分別於Un閘極信號、Vn閘極信號及Wn閘極信號為低（LOW）位準的情形時斷開。

如圖1所示，逆變器控制部120具有載波生成部122、電壓指令值生成部124、比較部126及脈波變更部128。逆變器控制部120為硬體電路，包含中央處理單元（Central Processing Unit，CPU）般的處理器及應用特定積體電路（Application Specific Integrated Circuit，ASIC）等。而且，逆變器控制部120的處理器藉由執行記憶於記憶裝置的電腦程式，從而作為載波生成部122、電壓指令值生成部124、比較部126及脈波變更部128發揮功能。

逆變器控制部120控制逆變器部110。具體而言，逆變器控制部120藉由生成閘極信號並輸出閘極信號，從而控制逆變器部110。

載波生成部122生成載波信號。載波信號例如為三角波。再者，載波信號亦可為鋸齒波。

電壓指令值生成部124生成電壓指令值。電壓指令值相當於自馬達驅動電路100輸出的電壓值。即，電壓指令值生成部124生成與輸出電壓Vu、輸出電壓Vv及輸出電壓Vw相應的電壓值作為電壓指令值。

比較部126藉由將載波信號與電壓指令值進行比較從而生成閘極信號。關於比較部126的閘極信號的生成，將參照圖3後述。

脈波變更部128變更自比較部126輸出的閘極信號的時機。對於逆變器部110，輸入經脈波變更部128變更了時機的閘極信號。關於脈波變更部128的閘極信號的時機變更，將參照圖8A～圖13B後述。再者，圖1的例子中，設為下述結構，即：比較部126生成閘極信號後，脈波變更部128對自比較部126輸出的閘極信號進行時機變更，但不限於此，例如亦可藉由電壓指令值生成部124與載波生成部122的載波同步地對電壓指令值加以變更，從而自比較部126直接輸出時機經變更的閘極信號，對逆變器部110進行控制。另外，由載波生成部122所生成的載波波形可為三相共通，亦可針對各相使用相位不同的各載波。

參照圖1～圖3對比較部126的閘極信號的生成進行說明。圖3為用以說明比較部126的閘極信號的生成的圖。圖3中，表示U相電壓指令值最大，V相電壓指令值第二大，W相電壓指令值第三大的情形的比較部126的閘極信號的生成。圖3中，僅表示第一半導體切換元件Up、第一半導體切換元件Vp及第一半導體切換元件Wp的閘極信號，省略第二半導體切換元件Un、第二半導體切換元件Vn及第二半導體切換元件Wn的閘極信號。

如圖3所示，載波信號為三角波。例如，載波信號的週期與PWM週期相等。PWM週期例如為50 μs。

比較部126藉由將電壓指令值與載波信號進行比較，從而生成閘極信號。詳細而言，比較部126將U相電壓指令值與載波信號進行比較，於載波信號為U相電壓指令值以上的情形時，將Up閘極信號斷開。另一方面，比較部126將U相電壓指令值與載波信號進行比較，於載波信號小於U相電壓指令值的情形時，將Up閘極信號接通。

同樣地，比較部126將V相電壓指令值與載波信號進行比較，於載波信號為V相電壓指令值以上的情形時，將Vp閘極信號斷開。另一方面，比較部126將V相電壓指令值與載波信號進行比較，於載波信號小於V相電壓指令值的情形時，將Vp閘極信號接通。

另外同樣地，比較部126將W相電壓指令值與載波信號進行比較，於載波信號為W相電壓指令值以上的情形時，將Wp閘極信號斷開。另一方面，比較部126將W相電壓指令值與載波信號進行比較，於載波信號小於W相電壓指令值的情形時，將Wp閘極信號接通。

再者，圖3中雖省略，但作為第二半導體切換元件Un的閘極信號的Un閘極信號成為將Up閘極信號反轉的信號。同樣地，作為第二半導體切換元件Vn的閘極信號的Vn閘極信號成為將Vp閘極信號反轉的信號。另外，同樣地，作為第二半導體切換元件Wn的閘極信號的Wn閘極信號成為將Wp閘極信號反轉的信號。於Up閘極信號的接通期間與Un閘極信號的接通期間之間，有時以幾百奈秒～幾毫秒的程度設有兩閘極信號成為斷開狀態的空滯時間（dead time）期間，藉由設置該空滯時間期間，從而可防止第一半導體切換元件Up與第二半導體切換元件Un同時接通而產生貫通電流。由於同樣的原因，於Vp閘極信號的接通期間與Vn閘極信號的接通期間之間，有時以幾百奈秒～幾毫秒的程度設有兩閘極信號成為斷開狀態的空滯時間期間，於Wp閘極信號的接通期間與Wn閘極信號的接通期間之間，有時以幾百奈秒～幾毫秒的程度設有兩閘極信號成為斷開狀態的空滯時間期間。

參照圖4A及圖4B，對輸出電壓及輸出電流進行說明。圖4A為表示通常的輸出電壓Vu、輸出電壓Vv及輸出電壓Vw的圖。圖4B為表示輸出電流Iu、輸出電流Iv及輸出電流Iw的圖。圖4A中，以實線表示輸出電壓Vu，以虛線表示輸出電壓Vv，以一點鏈線表示輸出電壓Vw。圖4B中，以實線表示輸出電流Iu，以虛線表示輸出電流Iv，以一點鏈線表示輸出電流Iw。圖4A的縱軸表示以輸入電壓V1-V2標準化的電壓值，各相的輸出電壓取0～1的範圍的值。另外，該值亦表示作為各相的第一半導體切換元件的接通時間相對於PWM週期之比率的占空值。圖4A及圖4B的橫軸表示馬達的電性旋轉角，單位為度。

如圖4A所示，通常的輸出電壓Vu、輸出電壓Vv及輸出電壓Vw為正弦波狀。輸出電壓Vv相對於輸出電壓Vu而相位偏移120度。輸出電壓Vw相對於輸出電壓Vv而相位偏移120度。輸出電壓Vu相對於輸出電壓Vw而相位偏移120度。

如圖4B所示，輸出電流Iu、輸出電流Iv及輸出電流Iw為正弦波狀。輸出電流Iv相對於輸出電流Iu而相位偏移120度。輸出電流Iw相對於輸出電流Iv而相位偏移120度。輸出電流Iu相對於輸出電流Iw而相位偏移120度。另外，圖4B所示的例子中，輸出電流Iu、輸出電流Iv及輸出電流Iw相對於輸出電壓Vu、輸出電壓Vv及輸出電壓Vw而相位偏移30度。

參照圖5～圖7B，對通常的中央對準方式的閘極信號的情形下的電容器C的漣波電流加以說明。圖5為表示通常的中央對準方式的閘極信號的時序圖（空滯時間省略圖示）。圖6A～圖7B為用以說明通常的中央對準方式的電容器C的漣波電流的圖。與各半導體切換元件並聯連接的整流元件D省略圖示。圖6A至圖7B中，輸入電流Iin為自直流電壓源B輸入的輸入電流。電容器電流Ic為於電容器C中流動的電流。圖5～圖7B對應於圖4A及圖4B所示的期間P1。期間P1表示三相的輸出電流（輸出電流Iu、輸出電流Iv及輸出電流Iw）中兩相的輸出電流（輸出電流Iv及輸出電流Iw）為負電流且一相的輸出電流（輸出電流Iu）為正電流的期間。

如圖5所示，通常的中央對準方式中，閘極信號以PWM週期的中央為中心而成為對稱的波形。

如圖5所示，於期間t1及期間t7中，Up閘極信號、Vp閘極信號及Wp閘極信號成為低（LOW）位準。另外，Un閘極信號、Vn閘極信號及Wn閘極信號成為高（HIGH）位準。因此，於期間t1及期間t7中，如圖6A所示，第一半導體切換元件Up、第一半導體切換元件Vp及第一半導體切換元件Wp斷開。另一方面，第二半導體切換元件Un、第二半導體切換元件Vn及第二半導體切換元件Wn接通。因此，高電位側的第一半導體切換元件均不受理電流。其結果為，輸入電流Iin全部流入至電容器C。即，成為Ic＝Iin。

如圖5所示，於期間t2及期間t6中，Up閘極信號成為高（HIGH）位準，Vp閘極信號及Wp閘極信號成為低（LOW）位準。另外，Un閘極信號成為低（LOW）位準，Vn閘極信號及Wn閘極信號成為高（HIGH）位準。因此，於期間t2及期間t6中，如圖6B所示，第一半導體切換元件Up接通，第一半導體切換元件Vp及第一半導體切換元件Wp斷開。另一方面，第二半導體切換元件Un斷開，第二半導體切換元件Vn及第二半導體切換元件Wn接通。因此，高電位側的第一半導體切換元件中，僅第一半導體切換元件Up中流動電流。另外，低電位側的第二半導體切換元件中，第二半導體切換元件Vn及第二半導體切換元件Wn中流動電流。因此，向電容器C的下游側逐漸流動的電流僅成為U相。其結果為，成為Ic＝Iin－｜Iu｜。

如圖5所示，於期間t3及期間t5中，Up閘極信號及Vp閘極信號成為高（HIGH）位準，Wp閘極信號成為低（LOW）位準。另外，Un閘極信號及Vn閘極信號成為低（LOW）位準，Wn閘極信號成為高（HIGH）位準。因此，於期間t3及期間t5中，如圖7A所示，第一半導體切換元件Up及第一半導體切換元件Vp接通，第一半導體切換元件Wp斷開。另一方面，第二半導體切換元件Un及第二半導體切換元件Vn斷開，第二半導體切換元件Wn接通。因此，高電位側的第一半導體切換元件中，第一半導體切換元件Up及第一半導體切換元件Vp中流動電流。另外，低電位側的第二半導體切換元件中，僅第二半導體切換元件Wn流動電流。因此，成為Ic＝Iin－｜Iw｜。

如圖5所示，於期間t4中，Up閘極信號、Vp閘極信號及Wp閘極信號成為高（HIGH）位準。另外，Un閘極信號、Vn閘極信號及Wn閘極信號成為低（LOW）位準。因此，於期間t4中，如圖7B所示，第一半導體切換元件Up、第一半導體切換元件Vp及第一半導體切換元件Wp接通。另一方面，第二半導體切換元件Un、第二半導體切換元件Vn及第二半導體切換元件Wn斷開。因此，U相、V相及W相的電流回流。因此，高電位側的第一半導體切換元件均不受理電流。其結果為，輸入電流Iin全部流入至電容器C。即，成為Ic＝Iin。

以上，如參照圖5～圖7B所說明，通常的中央對準方式中，於期間t1及期間t7、以及期間t4中，輸入電流Iin全部流入至電容器C，故而電容器的漣波電流變大。因此，較佳為縮短期間t1及期間t7、以及期間t4的時間。換言之，較佳為縮短第一半導體切換元件Up、第一半導體切換元件Vp及第一半導體切換元件Wp全部接通的期間。另外，較佳為縮短第一半導體切換元件Up、第一半導體切換元件Vp及第一半導體切換元件Wp全部斷開的期間。因此，本實施形態的馬達驅動電路100於脈波變更部128中，變更自比較部126輸出的閘極信號的時機。

參照圖4A及圖4B以及圖8A～圖10B，對脈波變更部128的閘極信號的時機變更進行說明。圖8A及圖8B為表示閘極信號的時序圖。圖8A表示比較部126所輸出的閘極信號。即，表示由脈波變更部128變更時機之前的閘極信號。圖8B表示由脈波變更部128變更時機後的閘極信號。圖9A～圖10B為用以說明電容器C的漣波電流的圖。

圖8A及圖8B表示圖4A及圖4B所示的期間P1中的閘極信號。期間P1表示三相的輸出電流（輸出電流Iu、輸出電流Iv及輸出電流Iw）中兩相的輸出電流（輸出電流Iv及輸出電流Iw）為負電流且一相的輸出電流（輸出電流Iu）為正電流的期間。

如圖8A所示，比較部126所輸出的閘極信號以中央對準方式輸出。

如圖8B所示，脈波變更部128變更閘極信號的時機。

如圖8B所示，於期間t11及期間t15中，Un閘極信號及Vn閘極信號為低（LOW）位準，Wn閘極信號為高（HIGH）位準。因此，於期間t11及期間t15中，如圖9A所示，與輸出電流為負電流的相（V相、W相）中其中一者的相（W相）對應的第二半導體切換元件Wn接通，與其餘兩個相（U相、V相）對應的第二半導體切換元件（第二半導體切換元件Un及第二半導體切換元件Vn）斷開。期間t11及期間t15相當於「負其中一者接通且兩斷開期間」的一例。期間t11中，成為Ic＝Iin－｜Iw｜。

如圖8B所示，於期間t12中，Un閘極信號、Vn閘極信號及Wn閘極信號為高（HIGH）位準。因此，於期間t12中，如圖9B所示，與輸出電流為正電流的相（U相）對應的第一半導體切換元件Up斷開，與輸出電流為負電流的相（V相、W相）對應的第二半導體切換元件Vn、第二半導體切換元件Wn接通。期間t12相當於「正斷開負接通期間」的一例。圖8B中，僅於該期間t12中成為Ic＝Iin，輸入電流Iin全部流入至電容器C。再者，於期間t12中，如上文所述，與輸出電流為正電流的相（U相）對應的第一半導體切換元件Up斷開，故而於第一半導體切換元件Up中未流動電流。此時，若將與輸出電流為負電流的相（V相、W相）對應的第一半導體切換元件Vp、第一半導體切換元件Wp中的至少任一者接通，則自紙面下方朝向上方的電流於所接通的元件中流動，因第一半導體切換元件Up斷開，故而該電流向電容器C流入，使電容器C的充電電流增加。然而如上文所述，於期間t12中第二半導體切換元件Vn、第二半導體切換元件Wn接通，於第一半導體切換元件Vp、第一半導體切換元件Wp中未流動電流，故而可抑制電容器C的充電電流。

如圖8B所示，於期間t13中，Un閘極信號及Wn閘極信號為低（LOW）位準，Vn閘極信號為高（HIGH）位準。因此，於期間t13中，如圖10A所示，與輸出電流為負電流的相（V相、W相）中的另一者的相（V相）對應的第二半導體切換元件Vn接通，與其餘兩個相（U相、W相）對應的第二半導體切換元件（第二半導體切換元件Un及第二半導體切換元件Wn）斷開。期間t13相當於「負另一者接通且兩斷開期間」的一例。於期間t13中，成為Ic＝Iin－｜Iv｜。

如圖8B所示，於期間t14中，Un閘極信號為低（LOW）位準，Vn閘極信號及Wn閘極信號為高（HIGH）位準。因此，期間t14中，如圖10B所示，第一半導體切換元件Up接通，第二半導體切換元件Vn及第二半導體切換元件Wn接通。於期間t14中，成為Ic＝Iin－｜Iu｜。

以上，如參照圖4A及圖4B以及圖8A～圖10B般，於三相的輸出電流中兩相（V相、W相）的輸出電流（輸出電流Iv及輸出電流Iw）為負電流且一相（U相）的輸出電流（輸出電流Iu）為正電流的情形下的至少一部分期間中，於每個規定的PWM週期，包含負其中一者接通且兩斷開期間（期間t11及期間t15）、及負另一者接通且兩斷開期間（期間t13）。負其中一者接通且兩斷開期間（期間t11及期間t15）中，與輸出電流為負電流的相（V相、W相）中其中一者的相（W相）對應的第二半導體切換元件Wn接通，與其餘兩個相（U相、V相）對應的第二半導體切換元件（第二半導體切換元件Un及第二半導體切換元件Vn）斷開。負另一者接通且兩斷開期間（期間t13）中，與輸出電流為負電流的相（V相、W相）中的另一者的相（V相）對應的第二半導體切換元件Vn接通，與其餘兩個相（U相、W相）對應的第二半導體切換元件（第二半導體切換元件Un及第二半導體切換元件Wn）斷開。

參照圖4A及圖4B以及圖11A～圖13B，對脈波變更部128的閘極信號的時機變更加以說明。圖11A及圖11B為表示閘極信號的時序圖。圖11A表示比較部126所輸出的閘極信號。即，表示由脈波變更部128變更時機之前的閘極信號。圖11B表示由脈波變更部128變更時機後的閘極信號。圖12A～圖13B為用以說明電容器C的漣波電流的圖。

圖11A及圖11B表示圖4A及圖4B所示的期間P2中的閘極信號。期間P2表示三相的輸出電流（輸出電流Iu、輸出電流Iv及輸出電流Iw）中兩相的輸出電流（輸出電流Iu及輸出電流Iv）為正電流且一相的輸出電流（輸出電流Iw）為負電流的期間。

如圖11A所示，比較部126所輸出的閘極信號以中央對準方式輸出。

如圖11B所示，脈波變更部128變更閘極信號的時機。

如圖11B所示，於期間t21及期間t25中，Up閘極信號及Wp閘極信號為低（LOW）位準，Vp閘極信號為高（HIGH）位準。因此，於期間t21及期間t25中，如圖12A所示，與輸出電流為正電流的相（U相、V相）中其中一者的相（V相）對應的第一半導體切換元件Vp接通，與其餘兩個相（U相、W相）對應的第一半導體切換元件（第一半導體切換元件Up及第一半導體切換元件Wp）斷開。期間t21及期間t25相當於「正其中一者接通且兩斷開期間」的一例。期間t21中，成為Ic＝Iin－｜Iv｜。

如圖11B所示，於期間t22中，Up閘極信號、Vp閘極信號及Wp閘極信號為高（HIGH）位準。因此，於期間t22中，如圖12B所示，與輸出電流為負電流的相（W相）對應的第二半導體切換元件Wn斷開，與輸出電流為正電流的相（U相、V相）對應的第一半導體切換元件Up、第一半導體切換元件Vp接通。期間t22相當於「負斷開正接通期間」的一例。圖11B中，僅於該期間t22中成為Ic＝Iin，輸入電流Iin全部流入至電容器C。再者，於期間t22中，如上文所述，與輸出電流為負電流的相（W相）對應的第二半導體切換元件Wn斷開，故而於第二半導體切換元件Wn中未流動電流。此時，若將與輸出電流為正電流的相（U相、V相）對應的第二半導體切換元件Vn、第二半導體切換元件Wn的至少任一者接通，則自紙面上方朝向下方的電流於所接通的元件中流動，因第二半導體切換元件Wn斷開，故而該電流向電容器C流入，使電容器C的充電電流增加。然而如上文所述，於期間t22中，第一半導體切換元件Up、第一半導體切換元件Vp接通，於第二半導體切換元件Vn、第二半導體切換元件Wn中未流動電流，故而可抑制電容器C的充電電流。

如圖11B所示，於期間t23中，Vp閘極信號及Wp閘極信號為低（LOW）位準，Up閘極信號為高（HIGH）位準。因此，於期間t23中，如圖13A所示，與輸出電流為正電流的相（U相、V相）中的另一者的相（U相）對應的第一半導體切換元件Up接通，與其餘兩個相（V相、W相）對應的第一半導體切換元件（第一半導體切換元件Vp及第一半導體切換元件Wp）斷開。期間t23相當於「正另一者接通且兩斷開期間」的一例。於期間t23中，成為Ic＝Iin－｜Iu｜。

如圖11B所示，於期間t24中，Wp閘極信號為低（LOW）位準，Up閘極信號及Vp閘極信號為高（HIGH）位準。因此，於期間t24中，如圖13B所示，第二半導體切換元件Wn接通，第一半導體切換元件Up及第一半導體切換元件Vp接通。於期間t24中，成為Ic＝Iin－｜Iw｜。

以上，如參照圖4A及圖4B以及圖11A～圖13B般，於三相的輸出電流中兩相（U相、V相）的輸出電流（輸出電流Iu及輸出電流Iv）為正電流且一相（W相）的輸出電流（輸出電流Iw）為負電流的情形下的至少一部分期間中，於每個規定的PWM週期，包含正其中一者接通且兩斷開期間（期間t21及期間t25）、及正另一者接通且兩斷開期間（期間t23）。正其中一者接通且兩斷開期間（期間t21及期間t25）中，與輸出電流為正電流的相（U相、V相）中其中一者的相（V相）對應的第一半導體切換元件Vp接通，與其餘兩個相（U相、W相）對應的第一半導體切換元件（第一半導體切換元件Up及第一半導體切換元件Wp）斷開。正另一者接通且兩斷開期間（期間t23）中，與輸出電流為正電流的相（U相、V相）中的另一者的相（U相）對應的第一半導體切換元件Vp接通，與其餘兩個相（V相、W相）對應的第一半導體切換元件（第一半導體切換元件Vp及第一半導體切換元件Wp）斷開。

參照圖14，對輸出電壓進一步加以說明。圖14為表示輸出電壓的圖。

如圖14所示，本實施形態中，於三相的輸出電流中兩相的輸出電流為正電流且一相的輸出電流為負電流的情形下的至少一部分期間中，三相的輸出電壓的波形成為相對於三相正弦波電壓波形而一律降低電壓的波形。即便相對於三相正弦波電壓波形而一律提高電壓，相間的電壓亦不變化。因此，不影響馬達控制。再者，亦可不相對於三相正弦波電壓波形而降低完全相同的值的電壓。

另一方面，於三相的輸出電流中兩相的輸出電流為負電流且一相的輸出電流為正電流的情形下的至少一部分期間中，三相的輸出電壓的波形成為相對於三相正弦波電壓波形而一律提高電壓的波形。即便相對於三相正弦波電壓波形而一律提高電壓，相間的電壓亦不變化。因此，不影響馬達控制。再者，亦可不相對於三相正弦波電壓波形而提高完全相同的值的電壓。

例如，三相的輸出電壓的波形（輸出電壓Vu、輸出電壓Vv及輸出電壓Vw）例如成為對三相正弦波電壓波形疊加一個或多個諧波而成的波形。三相的輸出電壓的波形成為對三相正弦波電壓波形疊加振幅值的符號不同的三次諧波而成的波形。因此，可將三相的輸出電壓的波形設為僅使相位各偏移120°的同形的波形，平滑地變化。因此，可抑制轉矩脈動（torque ripple）。

另外，多個諧波較佳為相對於各相的輸出電壓的波形而更包含3N次（N為2以上的整數）的波形。因此，可將三相的輸出電壓的波形設為僅使相位各偏移120°的同形的波形，平滑地變化。因此，可抑制轉矩脈動。

再者，N較佳為奇數。於N為奇數的情形時，可提高三相的輸出電壓的波形的對稱性。因此，可抑制轉矩脈動。

參照圖15A及圖15B，對下述情形的效果進行說明，即：於三相的輸出電流中兩相的輸出電流為負電流且一相的輸出電流為正電流的情形下的至少一部分期間中，針對三相的輸出電壓的波形，相對於三相正弦波電壓波形而一律提高電壓。圖15A及圖15B為表示閘極信號的時間圖。

如圖15A及圖15B所示，藉由相對於三相正弦波電壓波形一律提高電壓，從而Un閘極信號、Vn閘極信號及Wn閘極信號的高（HIGH）區間變短。因此，期間t12變短。因此，可縮短低電位側的第二半導體開關全部（第二半導體切換元件Un、第二半導體切換元件Vn及第二半導體切換元件Wn）接通的期間。其結果為，可縮短輸入電流Iin全部流入至電容器C期間。因此，可減少馬達驅動電路100所包括的電容器C的漣波電流。

進而，期間t14變短。因此，可縮短低電位側的第二半導體開關（第二半導體切換元件Un、第二半導體切換元件Vn及第二半導體切換元件Wn）中兩個第二半導體開關接通的期間。其結果為，可減少馬達驅動電路100所包括的電容器C的漣波電流。

參照圖16A及圖16B，對下述情形的效果加以說明，即：於三相的輸出電流中兩相的輸出電流為正電流且一相的輸出電流為負電流的情形下的至少一部分期間中，針對三相的輸出電壓的波形，相對於三相正弦波電壓波形而一律降低電壓。圖16A及圖16B為表示閘極信號的時間圖。

如圖16A及圖16B所示，藉由相對於三相正弦波電壓波形一律降低電壓，從而Up閘極信號、Vp閘極信號及Wp閘極信號的高（HIGH）區間變短。因此，期間t22變短。因此，可縮短高電位側的第一半導體開關全部（第一半導體切換元件Up、第一半導體切換元件Vp及第一半導體切換元件Wp）接通的期間。其結果為，可縮短輸入電流Iin全部流入至電容器C期間。因此，可減少馬達驅動電路100所包括的電容器C的漣波電流。

進而，期間t24變短。因此，可縮短高電位側的第一半導體開關（第一半導體切換元件Up、第一半導體切換元件Vp及第一半導體切換元件Wp）中兩個第一半導體開關接通的期間。其結果為，可減少馬達驅動電路100所包括的電容器C的漣波電流。

參照圖17A～圖18B對逆三次諧波的疊加加以說明。圖17A為表示正弦波電壓波形的圖。圖17B為表示正弦波電壓波形及逆三次諧波波形的圖。圖17C及圖18A為表示將正弦波電壓波形與逆三次諧波疊加的輸出電壓的波形的圖。圖18B為表示輸出電流的圖。圖17A、圖17B、圖17C及圖18A的縱軸表示以輸入電壓V1-V2標準化的電壓值，各相的輸出電壓取0～1的範圍的值。另外，該值亦表示作為各相的第一半導體切換元件的接通時間相對於PWM週期之比率的占空值。圖17A～圖18B的橫軸表示馬達的電性旋轉角，單位為度。

如圖17B所示，此處，將正弦波與同相位的逆三次諧波疊加。各相的正弦波為各偏移120度的正弦波，故而逆三次諧波共通。

如圖17C所示，可擴大輸出電壓的振幅。其結果為，可縮短圖15B所示的期間t12及圖16B所示的期間t22。因此，可減少電容器C的漣波電流。

圖18A及圖18B所示的例子中，三相的輸出電流（輸出電流Iu、輸出電流Iv及輸出電流Iw）的相位相較於三相的輸出電壓（輸出電壓Vu、輸出電壓Vv及輸出電壓Vw）的相位而延遲30度。

再者，參照圖17A～圖18B所說明的例子中，逆三次諧波與正弦波成為同相位，但逆三次諧波的相位較佳為與三相的輸出電流的相位相同。圖19A為表示正弦波電壓波形及逆三次諧波波形的圖。圖19B為表示輸出電流的圖。圖19C為表示將正弦波電壓波形與逆三次諧波疊加的輸出電壓的波形的圖。圖19D為表示輸出電流的圖。圖19A及圖19C的縱軸表示以輸入電壓V1-V2標準化的電壓值，各相的輸出電壓取0～1的範圍的值。而且，該值亦表示作為各相的第一半導體切換元件的接通時間相對於PWM週期之比率的占空值。圖19A～圖19D的橫軸表示馬達的電性旋轉角，單位為度。

如圖19A及圖19B所示，逆三次諧波的相位與三相的輸出電流的相位相同。再者，相位亦可稍許偏移而非完全相同的相位。藉由使逆三次諧波的相位與三相的輸出電流的相位相同，從而將正弦波電壓波形與逆三次諧波疊加的輸出電壓的波形成為圖19C所示般。

藉由將逆三次諧波的相位設為與三相的輸出電流的相位相同，從而可於一個相為負電流且其餘兩相為正電流時，於正電流的兩相的電流曲線交叉的點（負電流的相的電流達到波峰的點）的附近，縮短負電流的相的高電位側的第一半導體切換元件的接通期間。其結果為，可減少馬達驅動電路100所包括的電容器C的漣波電流。

另外，藉由將逆三次諧波的相位設為與三相的輸出電流的相位相同，從而可於一個相為正電流且其餘兩相為負電流時，於正電流的兩相的電流曲線交叉的點（正電流的相的電流達到波峰的點）的附近，縮短正電流的相的高電位側的第一半導體切換元件的接通期間。其結果為，可減少馬達驅動電路100所包括的電容器C的漣波電流。

再者，於參照圖19A～圖19D所說明的例子中，逆三次諧波的相位與三相的輸出電流的相位相同，但逆三次諧波的相位亦可不與三相的輸出電流的相位相同。圖20A為表示正弦波電壓波形及逆三次諧波波形的圖。圖20B為表示輸出電流的圖。圖20C為表示將正弦波電壓波形與逆三次諧波疊加的輸出電壓的波形的圖。圖20D為表示輸出電流的圖。圖20A及圖20C的縱軸表示以輸入電壓V1-V2標準化的電壓值，各相的輸出電壓取0～1的範圍的值。另外，該值亦表示作為各相的第一半導體切換元件的接通時間相對於PWM週期之比率的占空值。圖20A～圖20D的橫軸表示馬達的電性旋轉角，單位為度。

如圖20A及圖20B所示，逆三次諧波的相位相對於三相的輸出電流的相位，以電氣角30度以內的範圍具有相位差。此處，逆三次諧波的相位相對於三相的輸出電流的相位，以電氣角20度的範圍具有相位差。其結果為，將正弦波電壓波形與逆三次諧波疊加的輸出電壓的波形成為圖20C所示般。

藉由逆三次諧波的相位相對於三相的輸出電流的相位以電氣角20度的範圍具有相位差，從而可將輸出電壓的波形的波峰限制於規定的範圍、例如5%至95%的範圍，並且使電流波峰附近的輸出電壓的波形的波峰接近規定的範圍、例如5%至95%。其結果為，可減少馬達驅動電路100所包括的電容器C的漣波電流。

以上，如參照圖19A～圖20D所說明，諧波（逆三次諧波）的相位較佳為根據三相的輸出電流的相位來調整。其結果為，可減少馬達驅動電路100所包括的電容器C的漣波電流。

再者，諧波（逆三次諧波）的相位較佳為進而根據三相正弦波電壓波形的振幅值來調整。其結果為，可減少馬達驅動電路100所包括的電容器C的漣波電流。

以上，如參照圖1～圖20B所說明，於三相的輸出電流中兩相的輸出電流為正電流且一相的輸出電流為負電流的情形下的至少一部分期間中，於每個規定的PWM週期包含：正其中一者接通且兩斷開期間，與輸出電流為正電流的相中其中一者的相對應的第一半導體切換元件接通，與其餘兩個相對應的第一半導體切換元件斷開；以及正另一者接通且兩斷開期間，與輸出電流為正電流的相中的另一者的相對應的第一半導體切換元件接通，與其餘兩個相對應的第一半導體切換元件斷開，並且三相的輸出電壓的波形成為相對於三相正弦波電壓波形而一律降低電壓的波形。因此，可減少馬達驅動電路100所包括的電容器C的漣波電流。

另外，於至少一部分期間中，更包含：負斷開正接通期間，與輸出電流為負電流的相對應的第二半導體切換元件斷開，於負斷開正接通期間中，與輸出電流為正電流的相對應的第一半導體切換元件接通。因此，可減少馬達驅動電路100所包括的電容器C的漣波電流。

另外，三相的輸出電壓的波形於三相的輸出電流中兩相的輸出電流為正電流且一相的輸出電流為負電流的期間內的過半的期間中，成為相對於三相正弦波電壓波形而一律降低電壓的波形。因此，可減少馬達驅動電路100所包括的電容器C的漣波電流。

另外，於三相的輸出電流中兩相的輸出電流為負電流且一相的輸出電流為正電流的情形下的至少一部分期間中，於每個規定的PWM週期包含：負其中一者接通且兩斷開期間，與輸出電流為負電流的相中其中一者的相對應的第二半導體切換元件接通，與其餘兩個相對應的第二半導體切換元件斷開；以及負另一者接通且兩斷開期間，與輸出電流為負電流的相中的另一者的相對應的第二半導體切換元件接通，與其餘兩個相對應的第二半導體切換元件斷開，並且三相的輸出電壓的波形成為相對於三相正弦波電壓波形而一律提高電壓的波形。因此，可減少馬達驅動電路100所包括的電容器C的漣波電流。

另外，於至少一部分期間中，更包含：正斷開負接通期間，與輸出電流為正電流的相對應的第一半導體切換元件斷開，於正斷開負接通期間中，與輸出電流為負電流的相對應的第二半導體切換元件接通。因此，可減少馬達驅動電路100所包括的電容器C的漣波電流。

另外，三相的輸出電壓的波形於三相的輸出電流中兩相的輸出電流為負電流且一相的輸出電流為正電流的期間內的過半的期間中，成為相對於三相正弦波電壓波形而一律提高電壓的波形。因此，可減少馬達驅動電路100所包括的電容器C的漣波電流。

另外，於三相的輸出電流中兩相的輸出電流為正電流且一相的輸出電流為負電流的情形下的至少一部分期間中，於每個規定的PWM週期包含：正其中一者接通且兩斷開期間，與輸出電流為正電流的相中其中一者的相對應的第一半導體切換元件接通，與其餘兩個相對應的第一半導體切換元件斷開；以及正另一者接通且兩斷開期間，與輸出電流為正電流的相中的另一者的相對應的第一半導體切換元件接通，與其餘兩個相對應的第一半導體切換元件斷開，並且三相的輸出電壓的波形成為相對於三相正弦波電壓波形而一律降低電壓的波形。於三相的輸出電流中兩相的輸出電流為負電流且一相的輸出電流為正電流的情形下的至少一部分期間中，於每個規定的PWM週期包含：負其中一者接通且兩斷開期間，與輸出電流為負電流的相中其中一者的相對應的第二半導體切換元件接通，與其餘兩個相對應的第二半導體切換元件斷開；以及負另一者接通且兩斷開期間，與輸出電流為負電流的相中的另一者的相對應的第二半導體切換元件接通，與其餘兩個相對應的第二半導體切換元件斷開，並且三相的輸出電壓的波形成為相對於三相正弦波電壓波形而一律提高電壓的波形。因此，可減少馬達驅動電路100所包括的電容器C的漣波電流。

另外，於三相的輸出電流中兩相的輸出電流為正電流且一相的輸出電流為負電流的情形下的至少一部分期間中，更包含：負斷開正接通期間，與輸出電流為負電流的相對應的第二半導體切換元件斷開。於負斷開正接通期間中，與輸出電流為正電流的相對應的第一半導體切換元件接通。於三相的輸出電流中兩相的輸出電流為負電流且一相的輸出電流為正電流的情形下的至少一部分期間中，更包含：正斷開負接通期間，與輸出電流為正電流的相對應的第一半導體切換元件斷開。於正斷開負接通期間中，與輸出電流為負電流的相對應的第二半導體切換元件接通。因此，可減少馬達驅動電路100所包括的電容器C的漣波電流。

另外，於三相的輸出電流中兩相的輸出電流為正電流且一相的輸出電流為負電流的情形下的至少一部分期間中，於每個規定的PWM週期包含：負斷開正接通期間，與輸出電流為負電流的相對應的第二半導體切換元件斷開。於負斷開正接通期間中，與輸出電流為正電流的相對應的第一半導體切換元件接通，並且三相的輸出電壓的波形成為相對於三相正弦波電壓波形而一律降低電壓的波形。於三相的輸出電流中兩相的輸出電流為負電流且一相的輸出電流為正電流的情形下的至少一部分期間中，於每個規定的PWM週期包含：正斷開負接通期間，與輸出電流為正電流的相對應的第一半導體切換元件斷開。於正斷開負接通期間中，與輸出電流為負電流的相對應的第二半導體切換元件接通，並且三相的輸出電壓的波形成為相對於三相正弦波電壓波形而一律提高電壓的波形。因此，可減少馬達驅動電路100所包括的電容器C的漣波電流。

另外，三相的輸出電壓的波形於三相的輸出電流中兩相的輸出電流為正電流且一相的輸出電流為負電流的期間內的過半的期間中，成為相對於三相正弦波電壓波形而一律降低電壓的波形。三相的輸出電壓的波形於三相的輸出電流中兩相的輸出電流為正電流且一相的輸出電流為負電流的期間內的過半的期間中，成為相對於三相正弦波電壓波形而一律降低電壓的波形。因此，可減少馬達驅動電路100所包括的電容器C的漣波電流。

馬達模組200包括馬達驅動電路100、及由馬達驅動電路100驅動的三相馬達M。因此，可減少馬達驅動電路100所包括的電容器C的漣波電流。

以上，一方面參照圖式（圖1～圖20D）一方面對本發明的實施形態進行了說明。然而，本發明不限於所述實施形態，可於不偏離其主旨的範圍內以各種態樣實施。圖式為了容易理解，而主體上示意性地表示各構成要素，圖示的各構成要素的厚度、長度、個數等為了方便製作圖式而與實際不同。另外，所述實施形態所示的各構成要素的材質或形狀、尺寸等為一例，且並無特別限定，可於實質上不偏離本發明效果的範圍進行各種變更。 [產業上的可利用性]

本發明可合適地用於馬達驅動電路及馬達模組。

100:馬達驅動電路 102、102u、102v、102w:輸出端子 110:逆變器部 112、112u、112v、112w:串聯體 114、114u、114v、114w:連接點 120:逆變器控制部 122:載波生成部 124:電壓指令值生成部 126:比較部 128:脈波變更部 200:馬達模組 B:直流電壓源 C:電容器 D:整流元件 Ic:電容器電流 Iin:輸入電流 Iu、Iv、Iw:輸出電流 M:三相馬達 N:第二輸入端子 P:第一輸入端子 P1、P2:期間 Up、Vp、Wp:第一半導體切換元件 Un、Vn、Wn:第二半導體切換元件 Vu、Vv、Vw:輸出電壓 t1～t7、t14、t24:期間 t11、t15:期間（負其中一者接通且兩斷開期間） t12:期間（正斷開負接通期間） t13:期間（負另一者接通且兩斷開期間） t21、t25:期間（正其中一者接通且兩斷開期間） t22:期間（負斷開正接通期間） t23:期間（正另一者接通且兩斷開期間）

圖1為本發明的實施形態的馬達模組的區塊圖。  圖2為表示逆變器部的電路圖。  圖3為用以說明比較部的閘極信號的生成的圖。  圖4A為表示通常的輸出電壓的圖。  圖4B為表示輸出電流的圖。  圖5為表示通常的中央對準方式的閘極信號的時序圖。  圖6A為用以說明通常的中央對準方式的電容器的漣波電流的圖。  圖6B為用以說明通常的中央對準方式的電容器的漣波電流的圖。  圖7A為用以說明通常的中央對準方式的電容器的漣波電流的圖。  圖7B為用以說明通常的中央對準方式的電容器的漣波電流的圖。  圖8A為表示閘極信號的時序圖。  圖8B為表示閘極信號的時序圖。  圖9A為用以說明電容器的漣波電流的圖。  圖9B為用以說明電容器的漣波電流的圖。  圖10A為用以說明電容器的漣波電流的圖。  圖10B為用以說明電容器的漣波電流的圖。  圖11A為表示閘極信號的時序圖。  圖11B為表示閘極信號的時序圖。  圖12A為用以說明電容器的漣波電流的圖。  圖12B為用以說明電容器的漣波電流的圖。  圖13A為用以說明電容器的漣波電流的圖。  圖13B為用以說明電容器的漣波電流的圖。  圖14為表示輸出電壓的圖。  圖15A為表示閘極信號的時間圖。  圖15B為表示閘極信號的時間圖。  圖16A為表示閘極信號的時間圖。  圖16B為表示閘極信號的時間圖。  圖17A為表示正弦波電壓波形的圖。  圖17B為表示正弦波電壓波形及逆三次諧波波形的圖。  圖17C為表示將正弦波電壓波形與逆三次諧波疊加的輸出電壓的波形的圖。  圖18A為表示將正弦波電壓波形與逆三次諧波疊加的輸出電壓的波形的圖。  圖18B為表示輸出電流的圖。  圖19A為表示正弦波電壓波形及逆三次諧波波形的圖。  圖19B為表示輸出電流的圖。  圖19C為表示將正弦波電壓波形與逆三次諧波疊加的輸出電壓的波形的圖。  圖19D為表示輸出電流的圖。  圖20A為表示正弦波電壓波形及逆三次諧波波形的圖。  圖20B為表示輸出電流的圖。  圖20C為表示將正弦波電壓波形與逆三次諧波疊加的輸出電壓的波形的圖。  圖20D為表示輸出電流的圖。

100:馬達驅動電路

102、102u、102v、102w:輸出端子

110:逆變器部

120:逆變器控制部

122:載波生成部

124:電壓指令值生成部

126:比較部

128:脈波變更部

200:馬達模組

Iu、Iv、Iw:輸出電流

M:三相馬達

Vu、Vv、Vw:輸出電壓

Claims (18)

1. 一種馬達驅動電路，控制三相馬達的驅動，且包括： 三個輸出端子，向所述三相馬達輸出三相的輸出電壓及三相的輸出電流；  第一輸入端子，被施加有第一電壓；  第二輸入端子，被施加有較所述第一電壓更低的第二電壓；  電容器，連接於所述第一輸入端子與所述第二輸入端子之間；以及  三個串聯體，將兩個半導體切換元件串聯連接而成，  所述三個串聯體相互並聯連接，  所述三個串聯體各自的一端連接於所述第一輸入端子，另一端連接於所述第二輸入端子，  所述三個串聯體各自具有：  第一半導體切換元件，連接於所述第一輸入端子；以及  第二半導體切換元件，連接於所述第二輸入端子，  所述第一半導體切換元件與所述第二半導體切換元件於連接點連接，  所述三個串聯體各自的所述連接點連接於所述三個輸出端子，  所述第一半導體切換元件以規定的脈寬調變週期切換接通與斷開，  所述第二半導體切換元件以規定的脈寬調變週期切換接通與斷開，  於三相的輸出電流中兩相的輸出電流為正電流且一相的輸出電流為負電流的情形下的至少一部分期間中，  於每個規定的脈寬調變週期包含：  正其中一者接通且兩斷開期間，與輸出電流為正電流的相中的其中一者的相對應的所述第一半導體切換元件接通，與其餘兩個相對應的所述第一半導體切換元件斷開；以及  正另一者接通且兩斷開期間，與輸出電流為正電流的相中的另一者的相對應的所述第一半導體切換元件接通，與其餘兩個相對應的所述第一半導體切換元件斷開，並且  所述三相的輸出電壓的波形成為相對於三相正弦波電壓波形而一律降低電壓的波形。
2. 如請求項1所述的馬達驅動電路，其中 於所述至少一部分期間中，更包含：  負斷開正接通期間，與輸出電流為負電流的相對應的所述第二半導體切換元件斷開，  於所述負斷開正接通期間中，與輸出電流為正電流的相對應的所述第一半導體切換元件接通。
3. 如請求項1或請求項2所述的馬達驅動電路，其中 所述三相的輸出電壓的波形於三相的輸出電流中兩相的輸出電流為正電流且一相的輸出電流為負電流的期間內的過半的期間中，成為相對於三相正弦波電壓波形而一律降低電壓的波形。
4. 一種馬達驅動電路，控制三相馬達的驅動，且包括： 三個輸出端子，向所述三相馬達輸出三相的輸出電壓及三相的輸出電流；  第一輸入端子，被施加有第一電壓；  第二輸入端子，被施加有較所述第一電壓更低的第二電壓；  電容器，連接於所述第一輸入端子與所述第二輸入端子之間；以及  三個串聯體，將兩個半導體切換元件串聯連接而成，且  所述三個串聯體相互並聯連接，  所述三個串聯體的各自的一端連接於所述第一輸入端子，另一端連接於所述第二輸入端子，  所述三個串聯體各自具有：  第一半導體切換元件，連接於所述第一輸入端子；以及  第二半導體切換元件，連接於所述第二輸入端子，  所述第一半導體切換元件與所述第二半導體切換元件於連接點連接，  所述三個串聯體各自的所述連接點連接於所述三個輸出端子，  所述第一半導體切換元件以規定的脈寬調變週期切換接通與斷開，  所述第二半導體切換元件以規定的脈寬調變週期切換接通與斷開，  於三相的輸出電流中兩相的輸出電流為負電流且一相的輸出電流為正電流的情形下的至少一部分期間中，  於每個規定的脈寬調變週期包含：  負其中一者接通且兩斷開期間，與輸出電流為負電流的相中其中一者的相對應的所述第二半導體切換元件接通，與其餘兩個相對應的所述第二半導體切換元件斷開；以及  負另一者接通且兩斷開期間，與輸出電流為負電流的相中的另一者的相對應的所述第二半導體切換元件接通，與其餘兩個相對應的所述第二半導體切換元件斷開，並且  所述三相的輸出電壓的波形成為相對於三相正弦波電壓波形而一律提高電壓的波形。
5. 如請求項4所述的馬達驅動電路，其中 於所述至少一部分期間中，更包含：  正斷開負接通期間，與輸出電流為正電流的相對應的所述第一半導體切換元件斷開，  於所述正斷開負接通期間中，與輸出電流為負電流的相對應的所述第二半導體切換元件接通。
6. 如請求項4或請求項5所述的馬達驅動電路，其中 所述三相的輸出電壓的波形於三相的輸出電流中兩相的輸出電流為負電流且一相的輸出電流為正電流的期間內的過半的期間中，成為相對於三相正弦波電壓波形而一律提高電壓的波形。
7. 一種馬達驅動電路，控制三相馬達的驅動，且包括： 三個輸出端子，向所述三相馬達輸出三相的輸出電壓及三相的輸出電流；  第一輸入端子，被施加有第一電壓；  第二輸入端子，被施加有較所述第一電壓更低的第二電壓；  電容器，連接於所述第一輸入端子與所述第二輸入端子之間；以及  三個串聯體，將兩個半導體切換元件串聯連接而成，且  所述三個串聯體相互並聯連接，  所述三個串聯體的各自的一端連接於所述第一輸入端子，另一端連接於所述第二輸入端子，  所述三個串聯體各自具有：  第一半導體切換元件，連接於所述第一輸入端子；以及  第二半導體切換元件，連接於所述第二輸入端子，  所述第一半導體切換元件與所述第二半導體切換元件於連接點連接，  所述三個串聯體各自的所述連接點連接於所述三個輸出端子，  所述第一半導體切換元件以規定的脈寬調變週期切換接通與斷開，  所述第二半導體切換元件以規定的脈寬調變週期切換接通與斷開，  於三相的輸出電流中兩相的輸出電流為正電流且一相的輸出電流為負電流的情形下的至少一部分期間中，  於每個規定的脈寬調變週期包含：  正其中一者接通且兩斷開期間，與輸出電流為正電流的相中其中一者的相對應的所述第一半導體切換元件接通，與其餘兩個相對應的所述第一半導體切換元件斷開；以及  正另一者接通且兩斷開期間，與輸出電流為正電流的相中的另一者的相對應的所述第一半導體切換元件接通，與其餘兩個相對應的所述第一半導體切換元件斷開，並且  所述三相的輸出電壓的波形成為相對於三相正弦波電壓波形而一律降低電壓的波形，  於三相的輸出電流中兩相的輸出電流為負電流且一相的輸出電流為正電流的情形下的至少一部分期間中，  於每個規定的脈寬調變週期包含：  負其中一者接通且兩斷開期間，與輸出電流為負電流的相中其中一者的相對應的所述第二半導體切換元件接通，與其餘兩個相對應的所述第二半導體切換元件斷開；以及  負另一者接通且兩斷開期間，與輸出電流為負電流的相中的另一者的相對應的所述第二半導體切換元件接通，與其餘兩個相對應的所述第二半導體切換元件斷開，並且  所述三相的輸出電壓的波形成為相對於三相正弦波電壓波形而一律提高電壓的波形。
8. 如請求項7所述的馬達驅動電路，其中 於三相的輸出電流中兩相的輸出電流為正電流且一相的輸出電流為負電流的情形下的至少一部分期間中，更包含：  負斷開正接通期間，與輸出電流為負電流的相對應的所述第二半導體切換元件斷開，  於所述負斷開正接通期間中，與輸出電流為正電流的相對應的所述第一半導體切換元件接通，  於三相的輸出電流中兩相的輸出電流為負電流且一相的輸出電流為正電流的情形下的所述至少一部分期間中，更包含：  正斷開負接通期間，與輸出電流為正電流的相對應的所述第一半導體切換元件斷開，  於所述正斷開負接通期間中，與輸出電流為負電流的相對應的所述第二半導體切換元件接通。
9. 一種馬達驅動電路，控制三相馬達的驅動，且包括： 三個輸出端子，向所述三相馬達輸出三相的輸出電壓及三相的輸出電流；  第一輸入端子，被施加有第一電壓；  第二輸入端子，被施加有較所述第一電壓更低的第二電壓；  電容器，連接於所述第一輸入端子與所述第二輸入端子之間；以及  三個串聯體，將兩個半導體切換元件串聯連接而成，且  所述三個串聯體相互並聯連接，  所述三個串聯體的各自的一端連接於所述第一輸入端子，另一端連接於所述第二輸入端子，  所述三個串聯體各自具有：  第一半導體切換元件，連接於所述第一輸入端子；以及  第二半導體切換元件，連接於所述第二輸入端子，  所述第一半導體切換元件與所述第二半導體切換元件於連接點連接，  所述三個串聯體各自的所述連接點連接於所述三個輸出端子，  所述第一半導體切換元件以規定的脈寬調變週期切換接通與斷開，  所述第二半導體切換元件以規定的脈寬調變週期切換接通與斷開，  於三相的輸出電流中兩相的輸出電流為正電流且一相的輸出電流為負電流的情形下的至少一部分期間中，  於每個規定的脈寬調變週期包含：  負斷開正接通期間，與輸出電流為負電流的相對應的所述第二半導體切換元件斷開，  於所述負斷開正接通期間中，與輸出電流為正電流的相對應的所述第一半導體切換元件接通，並且  所述三相的輸出電壓的波形成為相對於三相正弦波電壓波形而一律降低電壓的波形，  於三相的輸出電流中兩相的輸出電流為負電流且一相的輸出電流為正電流的情形下的至少一部分期間中，  於每個規定的脈寬調變週期包含：  正斷開負接通期間，與輸出電流為正電流的相對應的所述第一半導體切換元件斷開，  於所述正斷開負接通期間中，與輸出電流為負電流的相對應的所述第二半導體切換元件接通，並且  所述三相的輸出電壓的波形成為相對於三相正弦波電壓波形而一律提高電壓的波形。
10. 如請求項7至請求項9中任一項所述的馬達驅動電路，其中 所述三相的輸出電壓的波形於三相的輸出電流中兩相的輸出電流為正電流且一相的輸出電流為負電流的期間內的過半的期間中，成為相對於三相正弦波電壓波形而一律降低電壓的波形，  所述三相的輸出電壓的波形於三相的輸出電流中兩相的輸出電流為正電流且一相的輸出電流為負電流的期間內的過半的期間中，成為相對於三相正弦波電壓波形而一律降低電壓的波形。
11. 如請求項7至請求項10中任一項所述的馬達驅動電路，其中 所述三相的輸出電壓的波形成為對所述三相正弦波電壓波形疊加一個或多個諧波而成的波形，  所述三相的輸出電壓的波形成為對所述三相正弦波電壓波形疊加振幅值的符號不同的三次諧波而成的波形。
12. 如請求項11所述的馬達驅動電路，其中 所述諧波的相位是根據所述三相的輸出電流的相位而調整。
13. 如請求項12所述的馬達驅動電路，其中 所述諧波的相位與所述三相的輸出電流的相位相同。
14. 如請求項12所述的馬達驅動電路，其中 所述諧波的相位相對於所述三相的輸出電流的相位，以電氣角30度以內的範圍具有相位差。
15. 如請求項14所述的馬達驅動電路，其中 所述諧波的相位是進而根據所述三相正弦波電壓波形的振幅值而調整。
16. 如請求項11至請求項15中任一項所述的馬達驅動電路，其中 所述多個諧波相對於各相的輸出電壓的波形而更包含3N次的波形，N為2以上的整數。
17. 如請求項16所述的馬達驅動電路，其中 所述N為奇數。
18. 一種馬達模組，包括： 如請求項1至請求項17中任一項所述的馬達驅動電路；以及  三相馬達，由所述馬達驅動電路所驅動。

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