TW201943212A - 信號接收裝置及其信號處理方法 - Google Patents

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Abstract

本發明提供一種信號接收裝置，其中包含一相位回復迴路、一相位估計電路、一相位雜訊偵測電路，以及一頻寬設定電路。該相位回復迴路係用以根據一頻寬設定對一輸入信號施以一相位回復程序。該相位估計電路係用以產生相關於該輸入信號之一相位估計值。該相位雜訊偵測電路係用以根據該相位估計值決定一相位雜訊量。該頻寬設定電路係用以計算該相位雜訊量之一平均值與一變異量，並根據該平均值與該變異性調整該相位回復迴路之該頻寬設定。

Description

信號接收裝置及其信號處理方法
本發明與通訊系統相關，並且尤其與通訊系統中的時域決定反饋等化器（time-domain decision-feedback equalizer）相關。
隨著通訊技術的進步，數位電視廣播日漸普及。除了電纜線路與行動通訊基地台，數位電視信號也可透過人造衛星發送。數位電視衛星廣播（digital video broadcasting – satellite, DVB-S）規範是目前該領域中最為廣泛採用的標準之一。圖一呈現一數位電視衛星廣播之接收端的局部功能方塊圖，其中包含一降頻轉換電路110、一振盪器120、一相位回復迴路（phase recovery loop）130、一相位估計電路140、一相位雜訊偵測電路150，以及一頻寬設定電路160。概略地說，振盪器120負責產生一參考時脈信號SR ，供降頻轉換電路110將射頻信號yRF 降頻轉換為基頻信號y；相位回復迴路130負責找出基頻信號y中的相位誤差並加以補償，而相位估計電路140、相位雜訊偵測電路150及頻寬設定電路160的任務是為相位回復迴路130設定適當的頻寬。頻寬較小的相位回復迴路130能較精細地追蹤相位誤差，但較難達到迴路鎖定狀態。相對地，頻寬較大的相位回復迴路130較容易鎖定，但無法追蹤精細的相位誤差。以下進一步說明該等電路如何進行相位回復與迴路頻寬設定。
相位回復迴路130中包含一相位補償電路131、一資料分流電路132、一相位誤差偵測器133、一迴路濾波器134，以及一數值控制振盪器（numerically-controlled oscillator, NCO）135。許多傳送端會令其輸出信號包含一些具有特定內容的資料，供接收端做為其信號處理程序中的參考值。以數位電視衛星廣播規範來說，基頻信號y中會有交錯出現的多段已知資料與多段未知資料。如圖一所示，相位補償電路131係根據數值控制振盪器135提供的相位補償信號SC 對基頻信號y進行相位補償，以產生一補償後信號z。相對應地，補償後信號z會有交錯出現的多段補償後已知資料與多段補償後未知資料。資料分流電路132將補償後信號z中的各段補償後未知資料（在圖一中以符號表示）擷取出來，提供給相位誤差偵測器133。相位誤差偵測器133負責計算補償後未知資料中各筆資料的相位誤差估計值，並交由迴路濾波器134計算其平均值。隨後，數值控制振盪器135會根據迴路濾波器134產生的平均值調整相位補償信號SC 。如圖一所示，頻寬設定電路160通常是透過調整迴路濾波器134中之元件的阻抗大小來改變相位回復迴路130的頻寬。
另一方面，資料分流電路132會擷取出補償後信號z中的補償後已知資料（在圖一中以符號表示），提供給相位估計電路140。相位估計電路140負責根據各段補償後已知資料分別計算一相位估計值，而相位雜訊偵測電路150會根據該等相位估計值計算相對應的多個相位雜訊量PN。在現行技術中，頻寬設定電路160是根據上述多個相位雜訊量PN的絕對值大小來決定相位回復迴路130的頻寬設定BW。舉例來說，當相位雜訊量PN的絕對值高於一預設門檻值，頻寬設定電路160便會將相位回復迴路130設定為具有一較大的頻寬，藉此減少不易鎖定的問題；當相位雜訊量PN的絕對值低於該預設門檻值，頻寬設定電路160便會將相位回復迴路130設定為具有一較小的頻寬。
上述頻寬設定電路機制的問題在於它較適用於射頻信號yRF 之傳播環境為相加性白高斯雜訊（additive white Gaussian noise, AWGN）通道的情況。如果射頻信號yRF 之傳播環境並非單純的相加性白高斯雜訊通道，或者是接收端的天線極化方向設定有偏差（亦即與信號的實際極化方向不同），相位雜訊量PN的分布態樣（pattern）會複雜許多。在這個情況下，相位雜訊量PN的絕對值不足以充分反映出相位雜訊量PN的特性，僅依據相位雜訊量PN的絕對值來決定相位回復迴路130的頻寬是可能發生錯誤的。
為解決上述問題，本發明提出一種新的信號接收裝置及其信號處理方法。
根據本發明之一實施例為一種信號接收裝置，其中包含一相位回復迴路、一相位估計電路、一相位雜訊偵測電路，以及一頻寬設定電路。該相位回復迴路係用以根據一頻寬設定對一輸入信號施以一相位回復程序。該相位估計電路係用以產生相關於該輸入信號之一相位估計值。該相位雜訊偵測電路係用以根據該相位估計值決定一相位雜訊量。該頻寬設定電路係用以計算該相位雜訊量之一平均值與一變異量，並根據該平均值與該變異性調整該相位回復迴路之該頻寬設定。
根據本發明之另一實施例為一種信號處理方法。首先，相關於一輸入信號之一相位估計值被產生。一相位雜訊量根據該相位估計值被決定。隨後，該相位雜訊量之一平均值與一變異量被計算出來。根據該平均值與該變異性，施加於該輸入信號之一相位回復程序的頻寬設定被調整。
關於本發明的優點與精神可以藉由以下發明詳述及所附圖式得到進一步的瞭解。
根據本發明之一實施例為一種信號接收裝置，其功能方塊圖係繪示於圖二。信號接收裝置200包含一相位回復迴路210、一相位估計電路220、一相位雜訊偵測電路230，以及一頻寬設定電路240。特別的是，頻寬設定電路240的電路設計不同於頻寬設定電路160。實務上，信號接收裝置200可以被實現在各種需要根據相位雜訊量來設定相位回復迴路之頻寬的信號處理系統中，例如但不限於圖一呈現的數位電視衛星廣播接收端。
概略地說，相位回復迴路210係用以根據一頻寬設定BW對一輸入信號S1 施以相位回復程序，而相位估計電路220係用以產生相關於輸入信號S1 之一相位估計值。以圖一中的數位電視衛星廣播接收端來說，被相位回復迴路210施以相位回復程序的是基頻信號y，而相位估計電路220據以產生相位估計值的輸入信號S2 是對應於基頻信號y的補償後已知資料。相位雜訊偵測電路230負責根據相位估計值決定一相位雜訊量PN，提供給頻寬設定電路240，做為產生頻寬設定BW的依據。相位雜訊偵測電路230產生的相位雜訊量PN可以是一個絕對值，也可以是一個指出相位雜訊大小的相對數值。
相位回復迴路210、相位估計電路220以及相位雜訊偵測電路230的實作細節為本發明所屬技術領域中具有通常知識者所知，於此不贅述。以下主要介紹頻寬設定電路240的功用與實施方式。
系統的傳輸頻寬、操作頻率以及信號雜訊比與相位雜訊的強度通常是隨著時間變化。基於上述原因，本發明之頻寬設定電路240進行頻寬調整時，將相位雜訊量的改變程度納入考量。如圖二所示，頻寬設定電路240包含一平均值計算電路241、一變異量計算電路242與一設定電路243。平均值計算電路241負責計算相位雜訊量PN的平均值AVG，而變異量計算電路242負責計算相位雜訊量PN的變異量（variance）VAR。圖三呈現平均值計算電路241與變異量計算電路242的一種詳細實施例。第一累加電路241A負責在一段預定時段內持續累加相位雜訊量PN，而乘法器241B負責將該累加結果除以目前已累加的相位雜訊量PN之個數N，藉此產生平均值AVG。第一平方電路242A負責計算每一個相位雜訊量PN的平方值；第二累加電路242B負責累加該等平方值；乘法器242C負責將該累加結果除以目前已累加的相位雜訊量PN之個數N；第二平方電路242D負責計算平均值AVG的平方值；加法器242E負責自乘法器242C的輸出信號減去第二平方電路242D的輸出信號，藉此產生變異量VAR。須說明的是，本發明的範疇不以圖三呈現的計算方式為限。舉例而言，平均值計算電路241可以改為計算一加權移動平均（weighted moving average）來產生平均值AVG。相似地，變異量計算電路242可以計算一加權移動變異（weighted moving variance）來產生平均值VAR。
不同於僅考慮相位雜訊量PN之絕對值的先前技術，設定電路243在決定頻寬設定BW時，將平均值AVG和變異量VAR都納入考慮。圖四(A)呈現設定電路243的一種詳細實施例，其中包含一偵測電路243A、一門檻值設定電路243B、一第一比較電路243C、一第二比較電路243D、一控制電路243E，以及一選擇電路243F。偵測電路243A負責偵測信號接收裝置200所處通訊環境之一頻道品質指標Q，例如但不限於信號雜訊比。門檻值設定電路243B負責根據頻道品質指標Q決定對應於平均值AVG之一第一門檻值a，以及對應於變異量VAR之一第二門檻值b。實務上，門檻值設定電路243B中可以設置一個查找表，儲存有多組預先根據實際量測或模擬運算產生的頻道品質指標Q及門檻值a/b。以信號雜訊比偵測電路243A偵測到的頻道品質指標Q做為索引值，門檻值設定電路243B可查找出相對應的門檻值a/b。第一比較電路243C比較第一門檻值a與平均值AVG，以產生一第一比較結果C1，而第二比較電路243D比較第二門檻值b與變異量VAR，以產生一第二比較結果C2。如圖四(A)所示，控制電路243E是根據比較結果C1、C2產生一控制信號Ctrl，控制選擇電路243F自M個頻寬設定（BW1 ~BWM ，M為大於一的整數）中選擇一個，做為提供給相位回復迴路210的頻寬設定BW。
圖四(B)以數值M為二的情況為例，進一步呈現控制電路243E的一種詳細實施例。在這個實施例中，選擇電路243F有兩種頻寬設定BW1 、BW2 可選擇，且假設相較於第一頻寬設定BW1 ，第二頻寬設定BW2 令相位回復迴路210具有較大的頻寬。控制電路243E包含一或邏輯閘（OR gate）243E1、一累計電路243E2，以及一第三比較電路243E3。假設當平均值AVG高於第一門檻值a時，第一比較結果C1被設定為二進制1，反之被設定為二進制0；當變異量VAR高於第二門檻值b，第二比較結果C2被設定為二進制一，反之被設定為二進制零。基於或邏輯閘243E1的特性，只要第一比較結果C1為1，無論第二比較結果C2是0或1，選擇電路243F都會輸出第二頻寬設定BW2 。若第一比較結果C1為0，第二比較結果C2便會影響選擇電路243F的選擇，詳述如下。
每當第二比較結果C2顯示變異量VAR高於第二門檻值b，累計電路243E2提高其累計結果cnt（例如將累計結果cnt的數值加一）。每當第二比較結果C2顯示變異量VAR未高於第二門檻值b，累計電路243E2則是降低累計結果cnt（例如將累計結果cnt的數值減一或歸零）。第三比較電路243E3會根據累計結果cnt是否高於一預設門檻值TH產生一第三比較結果C3。假設當累計結果cnt高於預設門檻值TH時，第三比較結果C3被設定為二進制1，反之被設定為二進制0。基於或邏輯閘243E1的特性，當第一比較結果C1為0而第三比較結果C3為1，選擇電路243F會選擇第二頻寬設定BW2 。相對地，當第一比較結果C1與第三比較結果C3皆為0，則選擇電路243F會選擇第一頻寬設定BW1 。舉例而言但不以此為限，累計結果cnt的初始值可以是零，而預設門檻值TH可以是五。
承上所述，相較於第一頻寬設定BW1 ，第二頻寬設定BW2 令相位回復迴路210具有較大的頻寬。在上述實施例中，只有當平均值AVG低於或等於第一門檻值a並且變異量VAR持續一段時間低於或等於第二門檻值b時，相位回復迴路210才會被設定為採用較小的頻寬。在許多情況下，當相位雜訊量PN的平均值AVG愈大，變異量VAR會愈高。然而，若信號接收裝置200並非處於單純的相加性白高斯雜訊（AWGN）通道，或者是接收端的天線極化方向設定有偏差，實務上也可能出現平均值AVG低但變異量VAR高的情況。如果相位雜訊量PN的平均值AVG低但變異量VAR高，令相位回復迴路210具有大頻寬是較佳的選擇。其原因在於，相位雜訊量越強，通常使得其變異量越大，而大頻寬可以容忍較大的相位雜訊。藉由將平均值AVG與變異量VAR都納入考量，圖四(B)呈現的設定電路243能夠做出比先前技術更理想的判斷。
圖四(C)呈現設定電路243的另一種詳細實施例。在這個實施例中，設定電路243進一步包含一計算電路243G，負責計算與變異量VAR相關之一數值r，且第二比較電路243D係用以比較第二門檻值b與數值r。舉例而言但不以此為限，數值r可以是將變異性VAR除以平均值AVG所得之比值。如先前所述，平均值AVG與變異量VAR通常有相當程度的正相關性。採用比值r而非變異量VAR本身來與第二門檻值b比較，是一種將變異量VAR標準化（standardize）的概念。須說明的是，以比值r取代變異量VAR本身來與第二門檻值b比較時，門檻值設定電路243B所產生的第二門檻值b會不同於圖四(B)中的第二門檻值b。
圖四(D)呈現設定電路243的又一種詳細實施例。在這個實施例中，設定電路243進一步包含一第四比較電路243H，且控制電路243E進一步包含一及邏輯閘（AND gate）243E4。第四比較電路243H係用以比較平均值AVG與一第四門檻值d（同樣可由門檻值設定電路243B根據頻道品質指標Q來選定），以產生一第四比較結果C4。第四門檻值d低於前述第一門檻值a。假設當平均值AVG高於第四門檻值d時，第四比較結果C4被設定為二進制1，反之被設定為二進制0。基於及邏輯閘243E4的特性，只要第四比較結果C4為0，無論或邏輯閘243E1的輸出信號是0或1，選擇電路243F都會輸出第一頻寬設定BW1 。也就是說，在這個實施例中，只要平均值AVG低到一個程度（亦即低於第四門檻值d），無論變異量VAR是大或小，相位回復迴路210都會被設定為採用較小的頻寬。
實務上，以上幾個實施例中的頻寬設定電路240可利用多種控制和處理平台實現，包含固定式的和可程式化的邏輯電路，例如可程式化邏輯閘陣列、針對特定應用的積體電路、微控制器、微處理器、數位信號處理器。此外，頻寬設定電路240亦可被設計為透過執行一記憶體（未繪示）中所儲存之處理器指令來完成其任務。
根據本發明之另一實施例為一種應用於一信號接收裝置之信號處理方法，其流程圖係繪示於圖五。首先，步驟S501為產生相關於一輸入信號之一相位估計值。步驟S502為根據該相位估計值決定一相位雜訊量。步驟S503為計算該相位雜訊量之一平均值與一變異量。步驟S504則是根據該平均值與該變異性調整施加於該輸入信號之一相位回復程序的頻寬設定。本發明所屬技術領域中具有通常知識者可理解，先前在介紹信號接收裝置200時描述的各種操作變化亦可應用至圖五中的信號處理方法，其細節不再贅述。
藉由以上具體實施例之詳述，係希望能更加清楚描述本發明之特徵與精神，而並非以上述所揭露的具體實施例來對本發明之範疇加以限制。相反地，其目的是希望能涵蓋各種改變及具相等性的安排於本發明所欲申請之專利範圍的範疇內。
110‧‧‧降頻轉換電路
120‧‧‧振盪器
130‧‧‧相位回復迴路
131‧‧‧相位補償電路
132‧‧‧資料分流電路
133‧‧‧相位誤差偵測器
134‧‧‧迴路濾波器
135‧‧‧數值控制振盪器
140‧‧‧相位估計電路
150‧‧‧相位雜訊偵測電路
160‧‧‧頻寬設定電路
200‧‧‧信號接收裝置
210‧‧‧相位回復迴路
220‧‧‧相位估計電路
230‧‧‧相位雜訊偵測電路
240‧‧‧頻寬設定電路
241‧‧‧平均值計算電路
241A‧‧‧第一累加電路
241B‧‧‧乘法器
242‧‧‧變異量計算電路
242A‧‧‧第一平方電路
242B‧‧‧第二累加電路
242C‧‧‧乘法器
242D‧‧‧第二平方電路
242E‧‧‧加法器
243‧‧‧設定電路
243A‧‧‧偵測電路
243B‧‧‧門檻值設定電路
243C‧‧‧第一比較電路
243D‧‧‧第二比較電路
243E‧‧‧控制電路
243E1‧‧‧或邏輯閘
243E2‧‧‧累計電路
243E3‧‧‧第三比較電路
243E4‧‧‧及邏閘
243F‧‧‧選擇電路
243G‧‧‧計算電路
243H‧‧‧第四比較電路
yRF‧‧‧射頻信號
y‧‧‧基頻信號
SR‧‧‧參考時脈信號
SC‧‧‧相位補償信號
z‧‧‧補償後信號
‧‧‧補償後未知資料
‧‧‧補償後已知資料
‧‧‧相位誤差估計值
‧‧‧平均值
‧‧‧相位估計值
PN‧‧‧相位雜訊量
BW、BW1~BWM‧‧‧頻寬設定
S1、S2‧‧‧輸入信號
AVG‧‧‧平均值
VAR‧‧‧變異量
Q‧‧‧頻道品質指標
a‧‧‧第一門檻值
b‧‧‧第二門檻值
d‧‧‧第四門檻值
C1‧‧‧第一比較結果
C2‧‧‧第二比較結果
C3‧‧‧第三比較結果
C4‧‧‧第四比較結果
Ctrl‧‧‧控制信號
cnt‧‧‧累計結果
TH‧‧‧預設門檻值
r‧‧‧比值
S501~S504‧‧‧流程步驟
圖一呈現一數位電視衛星廣播之接收端的局部功能方塊圖。
圖二為根據本發明之一實施例中的信號接收裝置之功能方塊圖。
圖三呈現平均值計算電路與變異量計算電路的一種詳細實施例。
圖四(A)~圖四(D)呈現根據本發明之設定電路的數種詳細實施例。
圖五為根據本發明之一實施例中的信號處理方法之流程圖。
須說明的是，本發明的圖式包含呈現多種彼此關聯之功能性模組的功能方塊圖。該等圖式並非細部電路圖，且其中的連接線僅用以表示信號流。功能性元件及/或程序間的多種互動關係不一定要透過直接的電性連結始能達成。此外，個別元件的功能不一定要如圖式中繪示的方式分配，且分散式的區塊不一定要以分散式的電子元件實現。

Claims (16)

  1. 一種信號接收裝置，包含： 一相位回復迴路，用以根據一頻寬設定對一輸入信號施以一相位回復程序； 一相位估計電路，用以產生相關於該輸入信號之一相位估計值； 一相位雜訊偵測電路，用以根據該相位估計值決定一相位雜訊量；以及 一頻寬設定電路，用以計算該相位雜訊量之一平均值與一變異量，並根據該平均值與該變異性調整該相位回復迴路之該頻寬設定。
  2. 如申請專利範圍第1項所述之信號接收裝置，其中該頻寬設定電路包含： 一偵測電路，用以偵測該信號接收裝置所處通訊環境之一頻道品質以取得一頻道品質指標； 一門檻值設定電路，用以根據該頻道品質指標決定一第一門檻值與一第二門檻值； 一第一比較電路，用以比較該平均值與該第一門檻值，以產生一第一比較結果； 一第二比較電路，用以比較該變異量或是與該變異量相關之一數值與該第二門檻值，以產生一第二比較結果； 一控制電路，用以根據該第一比較結果與該第二比較結果產生一控制信號；以及 一選擇電路，用以根據該控制信號自複數個頻寬設定中選擇一個頻寬設定，提供給該相位回復迴路。
  3. 如申請專利範圍第2項所述之信號接收裝置，其中該頻道品質指標為一信號雜訊比。
  4. 如申請專利範圍第2項所述之信號接收裝置，其中與該變異量相關之該數值為將該變異性除以該平均值所得之一比值。
  5. 如申請專利範圍第2項所述之信號接收裝置，其中該控制電路包含： 一累計電路，每當該第二比較結果顯示該變異量或是與該變異量相關之該數值高於該第二門檻值，該累計電路提高一累計結果，每當該第二比較結果顯示該變異量或是與該變異量相關之該數值未高於該第二門檻值，該累計電路降低該累計結果； 一第三比較電路，用以根據該累計結果是否高於一預設門檻值產生一第三比較結果；以及 一第一判斷邏輯電路，用以根據該第一比較結果與該第三比較結果產生該控制信號。
  6. 如申請專利範圍第5項所述之信號接收裝置，其中該複數個頻寬設定包含一大頻寬設定與一小頻寬設定；只有當該第一比較結果顯示該平均值低於該第一門檻值，且該第三比較結果顯示該累計結果未高於該預設門檻值，該第一判斷邏輯電路令該控制信號為選擇該小頻寬設定。
  7. 如申請專利範圍第2項所述之信號接收裝置，其中該門檻值設定電路進一步根據該頻道品質指標決定低於該第一門檻值之一第四門檻值，且該頻寬設定電路進一步包含： 一第四比較電路，用以根據該平均值是否高於該第四門檻值產生一第四比較結果； 其中該控制電路包含： 一第二判斷邏輯電路，用以根據該第一比較結果、該第二比較結果與該第四比較結果產生該控制信號。
  8. 如申請專利範圍第7項所述之信號接收裝置，其中該複數個頻寬設定包含一大頻寬設定與一小頻寬設定；當該第四比較結果顯示該平均值低於或等於該第四門檻值，該第二判斷邏輯電路令該控制信號為選擇該小頻寬設定。
  9. 一種應用於一信號接收裝置之信號處理方法，包含： (a)產生相關於一輸入信號之一相位估計值； (b)根據該相位估計值決定一相位雜訊量； (c)計算該相位雜訊量之一平均值與一變異量；以及 (d)根據該平均值與該變異性調整施加於該輸入信號之一相位回復程序的頻寬設定。
  10. 如申請專利範圍第9項所述之信號處理方法，其中步驟(d)包含： (d1)偵測該信號接收裝置所處通訊環境之一頻道品質以取得一頻道品質指標； (d2)根據該頻道品質指標決定一第一門檻值與一第二門檻值； (d3)比較該第一門檻值與該平均值，以產生一第一比較結果； (d4)比較該第二門檻值與該變異量或是與該變異量相關之一數值，以產生一第二比較結果； (d5)根據該第一比較結果與該第二比較結果產生一控制信號；以及 (d6)根據該控制信號自複數個頻寬設定中選擇一個頻寬設定，提供給該相位回復程序使用。
  11. 如申請專利範圍第10項所述之信號處理方法，其中該頻道品質指標為一信號雜訊比。
  12. 如申請專利範圍第10項所述之信號處理方法，其中與該變異量相關之該數值為將該變異性除以該平均值所得之一比值。
  13. 如申請專利範圍第10項所述之信號處理方法，其中步驟(d5)包含： 每當該第二比較結果顯示該變異量或是與該變異量相關之該數值高於該第二門檻值，提高一累計結果； 每當該第二比較結果顯示該變異量或是與該變異量相關之該數值未高於該第二門檻值，降低該累計結果； 根據該累計結果是否高於一預設門檻值產生一第三比較結果；以及 根據該第一比較結果與該第三比較結果產生該控制信號。
  14. 如申請專利範圍第13項所述之信號處理方法，其中該複數個頻寬設定包含一大頻寬設定與一小頻寬設定；根據該第一比較結果與該第三比較結果產生該控制信號包含： 只有當該第一比較結果顯示該平均值低於該第一門檻值，且該第三比較結果顯示該累計結果未高於該預設門檻值，令該控制信號為選擇該小頻寬設定。
  15. 如申請專利範圍第10項所述之信號處理方法，其中步驟(d)進一步包含： 根據該頻道品質指標決定低於該第一門檻值之一第四門檻值；以及 根據該平均值是否高於該第四門檻值產生一第四比較結果； 並且步驟(d5)包含： 根據該第一比較結果、該第二比較結果與該第四比較結果產生該控制信號。
  16. 如申請專利範圍第15項所述之信號處理方法，其中該複數個頻寬設定包含一大頻寬設定與一小頻寬設定；根據該第一比較結果、該第二比較結果與該第四比較結果產生該控制信號包含： 當該第四比較結果顯示該平均值低於或等於該第四門檻值，令該控制信號為選擇該小頻寬設定。
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