TW201902105A - 電源轉換裝置及其同步整流控制器 - Google Patents

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Abstract

一種電源轉換裝置及其同步整流控制器。同步整流控制器包括第一控制電路、第二控制電路、上拉電路及下拉電路。第一控制電路根據同步整流電晶體的汲極電壓與第一電壓產生上拉控制信號及第一下拉信號。第二控制電路將汲極電壓與第二電壓進行比較以產生第二下拉信號，且於第一下拉信號與第二下拉信號擇一以作為下拉控制信號。上拉電路及下拉電路分別反應於上拉控制信號及下拉控制信號而調整同步整流電晶體的閘極端的驅動電壓。

Description

電源轉換裝置及其同步整流控制器
本發明是有關於一種電源裝置，且特別是有關於一種電源轉換裝置及其同步整流控制器。
電源轉換裝置為現代電子裝置中不可或缺的元件。在以脈寬調變(pulse width modulation，PWM)控制為基礎的電源轉換裝置中，電源轉換裝置的二次側通常具有整流二極體。由於整流二極體於導通狀態下的功率消耗較大，因此可採用導通電阻較低的同步整流電晶體來取代整流二極體。在這樣的架構下，尚需要一同步整流控制器來控制二次側的同步整流電晶體的啟閉。
另外，同步整流電晶體的汲極端與其本體(body)端之間具有寄生二極體，當電源轉換裝置的的一次側所儲存的能量轉移至二次側時，同步整流電晶體中的寄生二極體會先被導通，接著同步整流控制器才會將同步整流電晶體導通，致使寄生二極體被截止。類似地，寄生二極體於導通狀態下的功率消耗相較於同步整流電晶體於導通狀態下的功率消耗大的多。因此，如何對同步整流電晶體進行適當地控制，以降低電源轉換的功率損失，實為此技術領域者所關注的重點之一。
有鑒於此，本發明提供一種電源轉換裝置及其同步整流控制器，此同步整流控制器可根據同步整流電晶體的汲極電壓而對應地控制同步整流電晶體，以提升電源轉換裝置的轉換效率。
本發明的同步整流控制器用以驅動同步整流電晶體。同步整流控制器包括第一控制電路、第二控制電路、上拉電路以及下拉電路。第一控制電路耦接同步整流電晶體的汲極端以接收汲極電壓，且根據汲極電壓與第一電壓產生上拉控制信號及第一下拉信號。第二控制電路耦接同步整流電晶體的汲極端以接收汲極電壓，且耦接第一控制電路以接收第一下拉信號。第二控制電路將汲極電壓與第二電壓進行比較以產生第二下拉信號，且於第一下拉信號與第二下拉信號擇一以作為下拉控制信號。上拉電路耦接在電源端與同步整流電晶體的閘極端之間，且耦接第一控制電路以接收上拉控制信號。下拉電路耦接在接地端與同步整流電晶體的閘極端之間，且耦接第二控制電路以接收下拉控制信號。上拉電路及下拉電路分別反應於上拉控制信號及下拉控制信號而調整同步整流電晶體的閘極端的驅動電壓。
在本發明的一實施例中，當汲極電壓大於第二電壓時，第二控制電路輸出第二下拉信號以作為下拉控制信號，且下拉電路反應於下拉控制信號而關斷同步整流電晶體。
在本發明的一實施例中，當汲極電壓小於第二電壓時，第二控制電路輸出第一下拉信號以作為下拉控制信號，且上拉電路及下拉電路分別反應於上拉控制信號及下拉控制信號而導通同步整流電晶體。
本發明的電源轉換裝置包括變壓器、同步整流電晶體以及上述的同步整流控制器。變壓器具有一次側與二次側，其中一次側的第一端用以接收輸入電壓，而二次側的第一端則用以提供輸出電壓給負載。同步整流電晶體的汲極端耦接二次側的第二端。同步整流電晶體的源極端耦接接地端。同步整流電晶體的閘極端接收驅動電壓。
基於上述，本發明實施例所提出的電源轉換裝置及其同步整流控制器可根據同步整流電晶體的汲極電壓而對應地控制同步整流電晶體的啟閉，以提升電源轉換裝置的轉換效率。
為讓本發明的上述特徵和優點能更明顯易懂，下文特舉實施例，並配合所附圖式作詳細說明如下。
為了使本發明之內容可以被更容易明瞭，以下特舉實施例做為本發明確實能夠據以實施的範例。另外，凡可能之處，在圖式及實施方式中使用相同標號的元件/構件/步驟，係代表相同或類似部件。
以下請參照圖1，圖1是依照本發明一實施例所繪示的同步整流控制器100的電路方塊示意圖。同步整流控制器100可應用在電源轉換裝置(未繪示)的二次側，以驅動二次側的同步整流電晶體MSR，其中上述的電源轉換裝置的架構可以是返馳式(flyback)、推挽式(push-pull)、順向式(forward)、半橋式(half-bridge)、全橋式(full-bridge)或是其他類型的架構，本發明並不限制電源轉換裝置的架構。
詳細來說，同步整流控制器100耦接同步整流電晶體MSR的汲極端以接收汲極電壓VD，且耦接同步整流電晶體MSR的閘極端以控制同步整流電晶體MSR的啟閉。另外，同步整流電晶體MSR的源極端與本體端耦接至接地端GND，其中同步整流電晶體MSR的汲極端與本體端之間具有寄生二極體Dr。在本發明的一實施例中，同步整流電晶體MSR可為N型金氧半場效電晶體，但本發明並不以此為限，端視實際應用或設計需求而定。
同步整流控制器100可包括第一控制電路110、第二控制電路120、上拉電路180以及下拉電路190，但本發明並不以此為限。第一控制電路110耦接同步整流電晶體MSR的汲極端以接收汲極電壓VD，且根據汲極電壓VD與第一電壓V1產生上拉控制信號UGC及第一下拉信號LG1，其中上拉控制信號UGC與第一下拉信號LG1可為差動對信號(differential pair of signals)。第二控制電路120耦接同步整流電晶體MSR的汲極端以接收汲極電壓VD，且耦接第一控制電路110以接收第一下拉信號LG1。第二控制電路120將汲極電壓VD與第二電壓V2進行比較以產生第二下拉信號LG2，且於第一下拉信號LG1與第二下拉信號LG2擇一以作為下拉控制信號LGC。在本發明的一實施例中，第一電壓V1及第二電壓V2可為負直流電壓，且第一電壓V1小於第二電壓V2，但本發明並不以此為限。
上拉電路180耦接在電源端VDD與同步整流電晶體MSR的閘極端之間，且耦接第一控制電路110以接收上拉控制信號UGC。下拉電路190耦接在接地端GND與同步整流電晶體MSR的閘極端之間，且耦接第二控制電路120以接收下拉控制信號LGC。上拉電路180及下拉電路190可分別反應於上拉控制信號UGC及下拉控制信號LGC而調整同步整流電晶體MSR的閘極端的驅動電壓VG，並據以控制同步整流電晶體MSR的啟閉。
在本發明的一實施例中，當汲極電壓VD小於第二電壓V2時，第二控制電路120輸出第一下拉信號LG1以作為下拉控制信號LGC，且上拉電路180及下拉電路190分別反應於上拉控制信號UGC及下拉控制信號LGC(此時為第一下拉信號LG1)而導通同步整流電晶體MSR。更進一步來說，第一控制電路110可將汲極電壓VD與第一電壓V1之間的差異電壓進行放大以產生上拉控制信號UGC及第一下拉信號LG1。此外，當汲極電壓VD上昇至第一電壓V1時(此時仍小於第二電壓V2)，上拉電路180及下拉電路190可分別反應於上拉控制信號UGC及下拉控制信號LGC(此時為第一下拉信號LG1)而調整驅動電壓VG，以維持汲極電壓VD於第一電壓V1。
在本發明的一實施例中，當汲極電壓VD上昇至大於第二電壓V2時，第二控制電路120輸出第二下拉信號LG2以作為下拉控制信號LGC，且下拉電路190反應於下拉控制信號LGC(此時為第二下拉信號LG2)而關斷同步整流電晶體MSR。
以下將針對同步整流控制器的應用進行更詳細的說明。為了方便說明，以下將以電源轉換裝置為返馳式架構為範例進行說明，而電源轉換裝置為其他架構則可依此類推。請參照圖2，圖2是依照本發明一實施例所繪示的電源轉換裝置20的電路示意圖。電源轉換裝置20包括變壓器T、同步整流電晶體MSR、同步整流控制器100、功率開關Mp以及脈寬調變信號產生器210，但本發明不限於此。變壓器T包括一次側Np與二次側Ns。一次側Np的第一端(例如同名端(common-polarity terminal)，即打點處)用以接收輸入電壓VIN，而二次側Ns的第一端(例如異名端(opposite-polarity terminal)，即未打點處)則用以提供輸出電壓VOUT給負載RL(例如電子裝置)，但不限於此。
功率開關Mp的第一端耦接一次側Np的第二端(例如異名端)，功率開關Mp的第二端耦接第二接地端GND2，而功率開關Mp的控制端耦接脈寬調變信號產生器210以接收脈寬調變信號Spwm。脈寬調變信號產生器210可根據負載RL的狀態(或是電源供應需求)而產生並調整脈寬調變信號Spwm。
同步整流電晶體MSR的汲極端耦接二次側Ns的第二端(例如同名端)，同步整流電晶體MSR的源極端與本體端耦接第一接地端GND1，其中，同步整流電晶體MSR的汲極端與本體端之間具有寄生二極體Dr。同步整流控制器100耦接同步整流電晶體MSR的汲極端以接收汲極電壓VD。同步整流控制器100可根據汲極電壓VD的電壓位準對應地產生驅動電壓VG，以控制同步整流電晶體MSR的啟閉。
同步整流控制器100包括第一控制電路110、第二控制電路120、上拉電路180以及下拉電路190，其可參酌上述圖1的同步整流控制器100的相關說明，故在此不再贅述。在本發明的一實施例中，第一控制電路110可包括運算放大器OP，但本發明並不以此為限。運算放大器OP的反相輸入端接收汲極電壓VD，運算放大器OP的非反相輸入端接收第一電壓V1，且運算放大器OP將汲極電壓VD與第一電壓V1之間的差異電壓進行放大以產生上拉控制信號UGC及第一下拉信號LG1。
在本發明的一實施例中，第二控制電路120可包括比較器121以及多工電路122。比較器121接收汲極電壓VD以及第二電壓V2，且對汲極電壓VD與第二電壓V2進行比較以產生第二下拉信號LG2。多工電路122接收第一下拉信號LG1，且耦接比較器121以接收第二下拉信號LG2。當第二下拉信號LG2表示汲極電壓VD大於第二電壓V2時，多工電路122輸出第二下拉信號LG2以作為下拉控制信號LGC，否則多工電路122輸出第一下拉信號LG1以作為下拉控制信號LGC。
在本發明的一實施例中，如圖3所示，多工電路122可包括傳輸閘310以及P型電晶體320，但本發明並不以此為限。傳輸閘310的輸入端接收第一下拉信號LG1。傳輸閘310的非反相控制端接收第二下拉信號LG2的反相信號LG2B。傳輸閘310的反相控制端接收第二下拉信號LG2。P型電晶體320的第一端耦接電源端VDD。P型電晶體320的控制端與傳輸閘310的非反相控制端相耦接以接收第二下拉信號LG2的反相信號LG2B。P型電晶體320的第二端耦接傳輸閘310的輸出端以提供下拉控制信號LGC。在本發明的其他實施例中，多工電路122也可採用已知的多工器或其他類型的多工器來實現，端視實際應用或設計需求而定。
以下請合併參照圖2~圖4，圖4是圖2中的同步整流控制器100與同步整流電晶體MSR的信號時序示意圖。在圖4所示的時間點T0時，功率開關Mp被導通，輸入電壓VIN提供電力至變壓器T的一次側Np的線圈以進行儲能。而同步整流電晶體MSR的汲極電壓VD的電壓位準則為K×VIN，其中K為電壓器T的二次側Ns與一次側Np的線圈比，此時同步整流電晶體MSR的寄生二極體Dr為逆向偏壓而爲關斷狀態。由於汲極電壓VD的電壓位準大於第二電壓V2，故比較器121可產生例如邏輯高位準的第二下拉信號LG2，而第二下拉信號LG2的反相信號LG2B則為邏輯低位準，致使多工電路122中的傳輸閘310為關斷狀態，且多工電路122中的P型電晶體320為導通狀態，使得多工電路122所輸出的下拉控制信號LGC為電源端VDD的電壓位準(即邏輯高位準)。如此一來，下拉電路190基於邏輯高位準的下拉控制信號LGC而為導通狀態，致使驅動電壓VG為第一接地端GND1的電壓位準(即邏輯低位準)而使同步整流電晶體MSR保持在關斷狀態。
在時間點T1時，功率開關Mp反應於脈寬調變信號產生器210所產生的脈寬調變信號Spwm而截止。基於冷次定律(Lenz's law)，變壓器T的一次側Np所儲存的能量將轉移至變壓器T的二次側Ns。於此同時，同步整流電晶體MSR的寄生二極體Dr處於順向偏壓而導通。由於同步整流電晶體MSR的本體端耦接第一接地端GND1，因此同步整流電晶體MSR的汲極端的電壓位準(即汲極電壓VD)將由K×VIN下降至負電壓值VF。
由於汲極電壓VD(為負電壓值VF)小於第二電壓V2，故比較器121可產生例如邏輯低位準的第二下拉信號LG2，而第二下拉信號LG2的反相信號LG2B則為邏輯高位準，致使多工電路122中的傳輸閘310被導通，且多工電路122中的P型電晶體320被關斷。另一方面，運算放大器OP可將汲極電壓VD與第一電壓V1之間的差異電壓進行放大以產生上拉控制信號UGC及第一下拉信號LG1。由於傳輸閘310被導通，故傳輸閘310可將第一下拉信號LG1輸出以作為下拉控制信號LGC。此時上拉電路180及下拉電路190可分別反應於上拉控制信號UGC及下拉控制信號LGC(此時為第一下拉信號LG1)而將驅動電壓VG由邏輯低位準逐漸向上拉昇，並在時間點T1’時達到邏輯高位準。在驅動電壓VG由邏輯低位準逐漸向上拉昇的過程當中，一旦驅動電壓VG上昇至同步整流電晶體MSR的臨界電壓值時，同步整流電晶體MSR可被導通。隨著同步整流電晶體MSR被導通，其寄生二極體Dr則被關斷，基於同步整流電晶體MSR於導通狀態下的功率消耗相較於其寄生二極體Dr於導通狀態下的功率消耗小的多，故可降低電源轉換的功率損失。
隨著轉移至變壓器T二次側Ns的能量經由導通的同步整流電晶體MSR而持續地對電容Co進行充電，二次側Ns的電流Isec將會逐漸降低，使得汲極電壓VD的電壓位準由負電壓值VF逐漸地向上拉升。當汲極電壓VD的電壓位準到達第一電壓V1時，如時間T2所示，第一控制電路110中的運算放大器OP將開始調節上拉控制信號UGC及第一下拉信號LG1的電壓位準，致使上拉電路180及下拉電路190分別反應於上拉控制信號UGC及下拉控制信號LGC (此時為第一下拉信號LG1) 而調整(降低)驅動電壓VG的電壓位準，以維持汲極電壓VD的電壓位準於第一電壓V1。
由於二次側Ns的電流Isec仍將持續下降，最終將導致汲極電壓VD的電壓位準無法被維持於第一電壓V1並上升至大於第二電壓V2，如時間點T3所示。此時，變壓器T所儲存的能量已經完全傳送至電容Co，故二次側Ns的電流Isec降至零，比較器121可反應於汲極電壓VD的電壓位準大於第二電壓V2而產生例如邏輯高位準的第二下拉信號LG2，以關斷傳輸閘310並導通P型電晶體320，致使下拉控制信號LGC為電源端VDD的電壓位準(即邏輯高位準)。如此一來，下拉電路190基於邏輯高位準的下拉控制信號LGC而為被導通，致使驅動電壓VG為第一接地端GND1的電壓位準(即邏輯低位準)而快速地將同步整流電晶體MSR關斷。同步整流電晶體MSR將維持在關斷狀況，直到下一次進行能量轉換而致使汲極電壓VD再次下降至負電壓值VF為止，例如時間點T11所示。
總的來說，在汲極電壓VD小於第二電壓V2的情況下，同步整流電晶體MSR是受控於第一控制電路110而為導通狀態。相對地，在汲極電壓VD的電壓位準大於第二電壓V2的情況下，同步整流電晶體MSR則是受控於第二控制電路120而為關斷狀態。
以下請參照圖5，圖5是依照本發明另一實施例所繪示的電源轉換裝置50的電路示意圖。電源轉換裝置50同樣包括變壓器T、同步整流電晶體MSR、同步整流控制器100’、功率開關Mp以及脈寬調變信號產生器210，但本發明不限於此。圖5的變壓器T、同步整流電晶體MSR、功率開關Mp以及脈寬調變信號產生器210分別類似於圖2的變壓器T、同步整流電晶體MSR、功率開關Mp以及脈寬調變信號產生器210，故其實施方式可參酌上述的相關說明，在此不再贅述。同步整流控制器100’可包括第一控制電路110’、第二控制電路120、上拉電路180以及下拉電路190，其中圖5的第二控制電路120、上拉電路180以及下拉電路190分別類似於圖2的第二控制電路120、上拉電路180以及下拉電路190，故其實施方式可參酌上述的相關說明，在此不再贅述。以下將針對第一控制電路110’進行說明。
在本實施例中，第一控制電路110’可將汲極電壓VD與第一電壓V1之間的差異電壓進行放大以產生第一上拉信號UG1及第一下拉信號LG1，其中第一上拉信號UG1與第一下拉信號LG1可為差動對信號。除此之外，第一控制電路110’更可將汲極電壓VD與第三電壓V3進行比較以產生第二上拉信號UG2。在本發明的一實施例中，第一電壓V1、第二電壓V2及第三電壓V3可為負直流電壓，第三電壓V3低於第一電壓V1，且第一電壓V1低於第二電壓V2。
當汲極電壓VD小於第三電壓V3時，第一控制電路110’輸出第二上拉信號UG2以作為上拉控制信號UGC，且上拉電路180可反應於上拉控制信號UGC(此時為第二上拉信號UG2)而快速地導通同步整流電晶體MSR。相對地，當汲極電壓VD大於第三電壓V3時，第一控制電路110’則輸出第一上拉信號UG1以作為上拉控制信號UGC。此外，當汲極電壓VD上昇至第一電壓V1時(此時仍低於第二電壓V2)，上拉電路180及下拉電路190可分別反應於上拉控制信號UGC(此時為第一上拉信號UG1)及下拉控制信號LGC(此時為第一下拉信號LG1)而調整驅動電壓VG，以維持汲極電壓VD於第一電壓V1。關於第一控制電路110’的運作，稍後會進行詳細說明。
第一控制電路110’可包括運算放大器OP、比較器111以及多工電路112，但不限於此。運算放大器OP的反相輸入端接收汲極電壓VD。運算放大器OP的非反相輸入端接收第一電壓V1。運算放大器OP可將汲極電壓VD與第一電壓V1之間的差異電壓進行放大以產生第一上拉信號UG1及第一下拉信號LG1。比較器111接收汲極電壓VD以及第三電壓V3，且對汲極電壓VD與第三電壓V3進行比較以產生第二上拉信號UG2。多工電路112耦接運算放大器OP以接收第一上拉信號UG1，且耦接比較器111以接收第二上拉信號UG2。當第二上拉信號UG2表示汲極電壓VD小於第三電壓V3時，多工電路112輸出第二上拉信號UG2以作為上拉控制信號UGC，否則多工電路112輸出第一上拉信號UG1以作為上拉控制信號UGC。
在本發明的一實施例中，如圖6所示，多工電路112可包括傳輸閘610以及P型電晶體620，但本發明並不以此為限。傳輸閘610的輸入端接收第一上拉信號UG1。傳輸閘610的非反相控制端接收第二上拉信號UG2的反相信號UG2B。傳輸閘610的反相控制端接收第二上拉信號UG2。P型電晶體620的第一端耦接電源端VDD。P型電晶體620的控制端與傳輸閘610的非反相控制端相耦接以接收第二上拉信號UG2的反相信號UG2B。P型電晶體620的第二端耦接傳輸閘610的輸出端以提供上拉控制信號UGC。在本發明的其他實施例中，多工電路112也可採用已知的多工器或其他類型的多工器來實現，端視實際應用或設計需求而定。
以下請同時參照圖3、圖5~圖7，圖7是圖5中的同步整流控制器100’與同步整流電晶體MSR的信號時序示意圖，其中圖5的電源轉換裝置50於圖7所示時間點T20的運作類似於圖2的電源轉換裝置20於圖4所示時間點T0的運作，故可參酌上述圖4的相關說明，在此不再贅述。
在時間點T21時，功率開關Mp反應於脈寬調變信號產生器210所產生的脈寬調變信號Spwm而截止。基於冷次定律，變壓器T的一次側Np所儲存的能量將轉移至變壓器T的二次側Ns。於此同時，同步整流電晶體MSR的寄生二極體Dr處於順向偏壓而導通。由於同步整流電晶體MSR的本體端耦接第一接地端GND1，因此同步整流電晶體MSR的汲極端的電壓位準(即汲極電壓VD)將由K×VIN下降至負電壓值VF。
由於汲極電壓VD(為負電壓值VF)小於第二電壓V2，故比較器121可產生例如邏輯低位準的第二下拉信號LG2，而第二下拉信號LG2的反相信號LG2B則為邏輯高位準，致使多工電路122中的傳輸閘310被導通，且多工電路122中的P型電晶體320被關斷。另一方面，運算放大器OP可將汲極電壓VD與第一電壓V1之間的差異電壓進行放大以產生第一上拉信號UG1及第一下拉信號LG1。由於傳輸閘310被導通，故傳輸閘310可將第一下拉信號LG1輸出以作為下拉控制信號LGC，致使下拉電路190受控於第一下拉信號LG1而調整驅動電壓VG。此外，由於汲極電壓VD(為負電壓值VF)小於第三電壓V3，故比較器111可產生例如邏輯高位準的第二上拉信號UG2，而第二上拉信號UG2的反相信號UG2B則為邏輯低位準，致使多工電路112中的傳輸閘610被關斷，且多工電路112中的P型電晶體620被導通，從而導致多工電路112所輸出的上拉控制信號UGC為電源端VDD的電壓位準(即邏輯高位準)。如此一來，上拉電路180基於邏輯高位準的上拉控制信號UGC而被導通，致使驅動電壓VG為電源端VDD的電壓位準(即邏輯高位準)而使同步整流電晶體MSR快速地被導通，且寄生二極體Dr快速地被關斷。因此，相較於圖2的第一控制電路110將驅動電壓VG逐漸地拉昇至邏輯高位準的驅動方式(如圖4的驅動電壓VG自時間點T1至時間點T1’的波形所示)，本實施例的第一控制電路110’可加快驅動電壓VG拉昇至邏輯高位準的速度，以縮短寄生二極體Dr的導通時間，故電源轉換裝置50具有更佳的轉換效率。
隨著轉移至變壓器T之二次側Ns的能量經由導通的同步整流電晶體MSR而持續地對電容Co進行充電，二次側Ns的電流Isec將會逐漸降低，使得汲極電壓VD的電壓位準由負電壓值VF向上拉升。當汲極電壓VD的電壓位準上昇至大於第三電壓V3時，如時間點T21’所示，比較器111可產生例如邏輯低位準的第二上拉信號UG2，而第二上拉信號UG2的反相信號UG2B則為邏輯高位準，致使多工電路112中的傳輸閘610被導通，且多工電路112中的P型電晶體620被關斷。由於傳輸閘610被導通，故傳輸閘610可將第一上拉信號UG1輸出以作為上拉控制信號UGC。此外，由於傳輸閘310也是導通狀態，故傳輸閘310可將第一下拉信號LG1輸出以作為下拉控制信號LGC。如此一來，上拉電路180及下拉電路190分別反應於上拉控制信號UGC (此時為第一上拉信號UG1)及下拉控制信號LGC (此時為第一下拉信號LG1) 而控制驅動電壓VG的電壓位準。
另外，圖5的電源轉換裝置50於圖7所示時間點T22、T23及T31的運作，分別類似於圖2的電源轉換裝置20於圖4所示時間點T2、T3及T11的運作，故可參酌上述圖2~圖4的相關說明，在此不再贅述。
總的來說，在汲極電壓VD小於第三電壓V3的情況下，同步整流電晶體MSR受控於第一控制電路110’中的比較器111而被快速導通。在汲極電壓VD大於第三電壓V3且小於第二電壓V2的情況下，同步整流電晶體MSR是受控於第一控制電路110’中的運算放大器OP。在汲極電壓VD的電壓位準大於第二電壓V2的情況下，同步整流電晶體MSR則是受控於第二控制電路120中的比較器121而被關斷。
以下請參照圖8，圖8是依照本發明又一實施例所繪示的電源轉換裝置80的電路示意圖。電源轉換裝置80同樣包括變壓器T、同步整流電晶體MSR、同步整流控制器800、功率開關Mp以及脈寬調變信號產生器210，但本發明不限於此。圖8的變壓器T、同步整流電晶體MSR、功率開關Mp以及脈寬調變信號產生器210分別類似於圖2的變壓器T、同步整流電晶體MSR、功率開關Mp以及脈寬調變信號產生器210，故其實施方式可參酌上述的相關說明，在此不再贅述。同步整流控制器800可包括第一控制電路110、第二控制電路120、第三控制電路830、上拉電路180以及下拉電路190，其中圖8的第一控制電路110、第二控制電路120、上拉電路180以及下拉電路190分別類似於圖2的第一控制電路110、第二控制電路120、上拉電路180以及下拉電路190，故其實施方式可參酌上述的相關說明，在此不再贅述。以下將針對第三控制電路830的實施方式進行說明。
第三控制電路830耦接同步整流電晶體MSR的汲極端以接收汲極電壓VD，且將汲極電壓VD與第三電壓V3進行比較。在本發明的一實施例中，第一電壓V1、第二電壓V2及第三電壓V3可為負直流電壓，第三電壓V3低於第一電壓V1，且第一電壓V1低於第二電壓V2。當汲極電壓VD小於第三電壓V3時，第三控制電路830可直接產生驅動電壓VG以快速地導通同步整流電晶體MSR。關於第三控制電路830的運作，稍後會進行詳細說明。
在本發明的一實施例中，第三控制電路830可包括比較器831，但不限於此。比較器831具有第一輸入端、第二輸入端及輸出端。比較器831的第一輸入端耦接同步整流電晶體MSR的汲極端以接收汲極電壓VD。比較器831的第二輸入端耦接第三電壓V3。比較器831的輸出端輸出驅動電壓VG。
本實施例的同步整流控制器800及同步整流電晶體MSR的信號時序類似於圖7所繪示的信號時序，故以下請合併參照圖7及圖8，其中電源轉換裝置80於圖7所示時間點T20的運作類似於圖2的電源轉換裝置20於圖4所示時間點T0的運作，故可參酌上述圖4的相關說明，在此不再贅述。
在時間點T21時，功率開關Mp反應於脈寬調變信號產生器210所產生的脈寬調變信號Spwm而截止。基於冷次定律，變壓器T一次側Np所儲存的能量將轉移至變壓器T的二次側Ns。於此同時，同步整流電晶體MSR的寄生二極體Dr處於順向偏壓而導通。由於同步整流電晶體MSR的本體端耦接第一接地端GND1，因此同步整流電晶體MSR的汲極端的電壓位準(即汲極電壓VD)將由K×VIN下降至負電壓值VF。此時圖8的第一控制電路110及第二控制電路120的運作分別類似於圖2的第一控制電路110及第二控制電路120的運作，故可酌照上述的相關說明，在此不再贅述。值得一提的是，由於汲極電壓VD(為負電壓值VF)小於第三電壓V3，故第三控制電路830中的比較器831可產生例如邏輯高位準的驅動電壓VG，以快速地導通同步整流電晶體MSR並關斷寄生二極體Dr。因此，相較於圖2的第一控制電路110將驅動電壓VG逐漸地拉昇至邏輯高位準的驅動方式(如圖4的驅動電壓VG自時間點T1至時間點T1’的波形所示)，本實施例的第三控制電路830可加快驅動電壓VG拉昇至邏輯高位準的速度，以縮短寄生二極體Dr的導通時間，故電源轉換裝置80具有更佳的轉換效率。
隨著轉移至變壓器T二次側Ns的能量經由導通的同步整流電晶體MSR而持續地對電容Co進行充電，二次側Ns的電流Isec將會逐漸降低，使得汲極電壓VD的電壓位準由負電壓值VF向上拉升。當汲極電壓VD的電壓位準上昇至大於第三電壓V3時，如時間點T21’所示，此時第三控制電路830將停止提供驅動電壓VG，亦即第三控制電路830的輸出端為高阻抗狀態，而同步整流電晶體MSR將由第一控制電路110來進行控制，亦即上拉電路180及下拉電路190將分別反應於上拉控制信號UGC及下拉控制信號LGC (此時為第一下拉信號LG1)而控制驅動電壓VG的電壓位準。另外，圖8的電源轉換裝置80於圖7所示時間點T22、T23及T31的運作，分別類似於圖2的電源轉換裝置20於圖4所示時間點T2、T3及T11的運作，故可參酌上述圖4的相關說明，在此不再贅述。
總的來說，在汲極電壓VD小於第三電壓V3的情況下，同步整流電晶體MSR受控於第三控制電路830中的比較器831而被快速導通。在汲極電壓VD大於第三電壓V3且小於第二電壓V2的情況下，同步整流電晶體MSR是受控於第一控制電路110的運算放大器OP。而在汲極電壓VD的電壓位準大於第二電壓V2的情況下，同步整流電晶體MSR則是受控於第二控制電路120的比較器121而被關斷。
綜上所述，本發明實施例所提出的電源轉換裝置及其同步整流控制器可根據同步整流電晶體的汲極電壓而對應地控制同步整流電晶體的啟閉，以提升電源轉換裝置的轉換效率。
雖然本發明已以實施例揭露如上，然其並非用以限定本發明，任何所屬技術領域中具有通常知識者，在不脫離本發明的精神和範圍內，當可作些許的更動與潤飾，故本發明的保護範圍當視後附的申請專利範圍所界定者為準。
100、100’、800‧‧‧同步整流控制器
110、110’‧‧‧第一控制電路
120‧‧‧第二控制電路
111、121、831‧‧‧比較器
112、122‧‧‧多工電路
180‧‧‧上拉電路
190‧‧‧下拉電路
20、50、80‧‧‧電源轉換裝置
210‧‧‧脈寬調變信號產生器
310、610‧‧‧傳輸閘
320、620‧‧‧P型電晶體
830‧‧‧第三控制電路
Co‧‧‧電容
Dr‧‧‧寄生二極體
GND‧‧‧接地端
GND1‧‧‧第一接地端
GND2‧‧‧第二接地端
Isec‧‧‧電流
LG1‧‧‧第一下拉信號
LG2‧‧‧第二下拉信號
LG2B‧‧‧第二下拉信號的反相信號
LGC‧‧‧下拉控制信號
Mp‧‧‧功率開關
MSR‧‧‧同步整流電晶體
Np‧‧‧一次側
Ns‧‧‧二次側
OP‧‧‧運算放大器
RL‧‧‧負載
Spwm‧‧‧脈寬調變信號
T‧‧‧變壓器
T0、T1、T1’、T2、T3、T11、T20、T21、T21’、T22、T23、T31‧‧‧時間點
UG1‧‧‧第一上拉信號
UG2‧‧‧第二上拉信號
UG2B‧‧‧第二上拉信號的反相信號
UGC‧‧‧上拉控制信號
V1‧‧‧第一電壓
V2‧‧‧第二電壓
V3‧‧‧第三電壓
VD‧‧‧汲極電壓
VDD‧‧‧電源端
VF‧‧‧負電壓值
VG‧‧‧驅動電壓
VIN‧‧‧輸入電壓
VOUT‧‧‧輸出電壓
下面的所附圖式是本發明的說明書的一部分，繪示了本發明的示例實施例，所附圖式與說明書的描述一起說明本發明的原理。 圖1是依照本發明一實施例所繪示的同步整流控制器的電路方塊示意圖。 圖2是依照本發明一實施例所繪示的電源轉換裝置的電路示意圖。 圖3是依照本發明一實施例所繪示的多工電路的電路示意圖。 圖4是圖2中的同步整流控制器與同步整流電晶體的信號時序示意圖。 圖5是依照本發明另一實施例所繪示的電源轉換裝置的電路示意圖。 圖6是依照本發明一實施例所繪示的多工電路的電路示意圖。 圖7是圖5中的同步整流控制器與同步整流電晶體的信號時序示意圖。 圖8是依照本發明又一實施例所繪示的電源轉換裝置的電路示意圖。

Claims (13)

  1. 一種同步整流控制器，用以驅動一同步整流電晶體，該同步整流控制器包括： 一第一控制電路，耦接該同步整流電晶體的汲極端以接收一汲極電壓，且根據該汲極電壓與一第一電壓產生一上拉控制信號及一第一下拉信號； 一第二控制電路，耦接該同步整流電晶體的該汲極端以接收該汲極電壓，且耦接該第一控制電路以接收該第一下拉信號，該第二控制電路將該汲極電壓與一第二電壓進行比較以產生一第二下拉信號，且於該第一下拉信號與該第二下拉信號擇一以作為一下拉控制信號； 一上拉電路，耦接在一電源端與該同步整流電晶體的閘極端之間，且耦接該第一控制電路以接收該上拉控制信號；以及 一下拉電路，耦接在一接地端與該同步整流電晶體的該閘極端之間，且耦接該第二控制電路以接收該下拉控制信號， 其中該上拉電路及該下拉電路分別反應於該上拉控制信號及該下拉控制信號而調整該同步整流電晶體的該閘極端的一驅動電壓。
  2. 如申請專利範圍第1項所述的同步整流控制器，其中： 當該汲極電壓大於該第二電壓時，該第二控制電路輸出該第二下拉信號以作為該下拉控制信號，且該下拉電路反應於該下拉控制信號而關斷該同步整流電晶體。
  3. 如申請專利範圍第2項所述的同步整流控制器，其中： 當該汲極電壓小於該第二電壓時，該第二控制電路輸出該第一下拉信號以作為該下拉控制信號，且該上拉電路及該下拉電路分別反應於該上拉控制信號及該下拉控制信號而導通該同步整流電晶體。
  4. 如申請專利範圍第3項所述的同步整流控制器，其中： 該第一控制電路將該汲極電壓與該第一電壓之間的一差異電壓進行放大以產生該上拉控制信號及該第一下拉信號；以及 當該汲極電壓上昇至該第一電壓時，該上拉電路及該下拉電路分別反應於該上拉控制信號及該下拉控制信號而調整該驅動電壓，以維持該汲極電壓於該第一電壓，其中該第一電壓小於該第二電壓。
  5. 如申請專利範圍第4項所述的同步整流控制器，其中該第一控制電路包括： 一運算放大器，該運算放大器的一反相輸入端接收該汲極電壓，該運算放大器的一非反相輸入端接收該第一電壓，且該運算放大器據以產生該上拉控制信號及該第一下拉信號。
  6. 如申請專利範圍第3項所述的同步整流控制器，其中該第二控制電路包括： 一比較器，接收該汲極電壓以及該第二電壓，且對該汲極電壓與該第二電壓進行比較以產生該第二下拉信號；以及 一多工電路，接收該第一下拉信號，且耦接該比較器以接收該第二下拉信號，當該第二下拉信號表示該汲極電壓大於該第二電壓時，該多工電路輸出該第二下拉信號以作為該下拉控制信號，否則該多工電路輸出該第一下拉信號以作為該下拉控制信號。
  7. 如申請專利範圍第6項所述的同步整流控制器，其中該多工電路包括： 一傳輸閘，該傳輸閘的輸入端接收該第一下拉信號，該傳輸閘的非反相控制端接收該第二下拉信號的反相信號，且該傳輸閘的反相控制端接收該第二下拉信號；以及 一P型電晶體，該P型電晶體的第一端耦接該電源端，該P型電晶體的控制端與該傳輸閘的該非反相控制端相耦接以接收該第二下拉信號的該反相信號，且該P型電晶體的第二端耦接該傳輸閘的輸出端以提供該下拉控制信號。
  8. 如申請專利範圍第1項所述的同步整流控制器，更包括： 一第三控制電路，耦接該同步整流電晶體的該汲極端以接收該汲極電壓，且將該汲極電壓與一第三電壓進行比較，當該汲極電壓小於該第三電壓時，該第三控制電路產生該驅動電壓以導通該同步整流電晶體， 其中該第一電壓、該第二電壓及該第三電壓為負直流電壓，該第三電壓低於該第一電壓，且該第一電壓低於該第二電壓。
  9. 如申請專利範圍第8項所述的同步整流控制器，其中該第三控制電路包括： 一比較器，具有一第一輸入端、一第二輸入端及一輸出端，其中該第一輸入端耦接該同步整流電晶體的該汲極端以接收該汲極電壓，該第二輸入端耦接該第三電壓，且該輸出端輸出該驅動電壓。
  10. 如申請專利範圍第1項所述的同步整流控制器，其中： 該第一控制電路將該汲極電壓與該第一電壓之間的一差異電壓進行放大以產生一第一上拉信號及該第一下拉信號； 該第一控制電路對該汲極電壓與一第三電壓進行比較以產生一第二上拉信號；以及 當該汲極電壓小於該第三電壓時，該第一控制電路輸出該第二上拉信號以作為該上拉控制信號，且該上拉電路反應於該上拉控制信號而導通該同步整流電晶體， 其中該第一電壓、該第二電壓及該第三電壓為負直流電壓，該第三電壓低於該第一電壓，且該第一電壓低於該第二電壓。
  11. 如申請專利範圍第10項所述的同步整流控制器，其中： 當該汲極電壓大於該第三電壓時，該第一控制電路輸出該第一上拉信號以作為該上拉控制信號， 當該汲極電壓上昇至該第一電壓時，該上拉電路及該下拉電路分別反應於該上拉控制信號及該下拉控制信號而調整該驅動電壓，以維持該汲極電壓於該第一電壓。
  12. 如申請專利範圍第11項所述的同步整流控制器，其中該第一控制電路包括： 一運算放大器，該運算放大器的一反相輸入端接收該汲極電壓，該運算放大器的一非反相輸入端接收該第一電壓，且該運算放大器據以產生該第一上拉信號及該第一下拉信號； 一比較器，接收該汲極電壓以及該第三電壓，且對該汲極電壓與該第三電壓進行比較以產生該第二上拉信號；以及 一多工電路，耦接該運算放大器以接收該第一上拉信號，且耦接該比較器以接收該第二上拉信號，當該第二上拉信號表示該汲極電壓小於該第三電壓時，該多工電路輸出該第二上拉信號以作為該上拉控制信號，否則該多工電路輸出該第一上拉信號以作為該上拉控制信號。
  13. 一種電源轉換裝置，包括： 一變壓器，具有一一次側與一二次側，其中該一次側的第一端用以接收一輸入電壓，而該二次側的第一端則用以提供一輸出電壓給一負載； 一同步整流電晶體，該同步整流電晶體的汲極端耦接該二次側的第二端，該同步整流電晶體的源極端耦接一接地端，且該同步整流電晶體的閘極端接收一驅動電壓；以及 一同步整流控制器，包括： 一第一控制電路，耦接該同步整流電晶體的該汲極端以接收一汲極電壓，且根據該汲極電壓與一第一電壓產生一上拉控制信號及一第一下拉信號； 一第二控制電路，耦接該同步整流電晶體的該汲極端以接收該汲極電壓，且耦接該第一控制電路以接收該第一下拉信號，該第二控制電路將該汲極電壓與一第二電壓進行比較以產生一第二下拉信號，且於該第一下拉信號與該第二下拉信號擇一以作為一下拉控制信號； 一上拉電路，耦接在一電源端與該同步整流電晶體的該閘極端之間，且耦接該第一控制電路以接收該上拉控制信號；以及 一下拉電路，耦接在該接地端與該同步整流電晶體的該閘極端之間，且耦接該第二控制電路以接收該下拉控制信號， 其中該上拉電路及該下拉電路分別反應於該上拉控制信號及該下拉控制信號而調整該驅動電壓。
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