TW201804356A - 磁條資料傳輸系統和可靠資料傳輸及低功耗方法 - Google Patents

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Abstract

在一種磁條資料傳輸（MST）驅動器及其驅動方法中，配置MST驅動器，傳輸含有脈衝流的磁條資料。MST驅動器包含一對高端開關和一對低端開關。這對高端開關含第一開關和第二開關。這對低端開關含第三開關和第四開關。第一、第二、第三和第四開關配置在全橋式結構中，連接到電壓源和接地。電感線圈連接到開關的全橋式結構的輸出端。MST驅動器包括配置一個開關驅動器，利用脈寬調製，在電流斜率控制下，驅動這對低端開關和這對高端開關。驅動負載電流具有上升部分和下降部分，正向或反向通過電感線圈，利用可程式設計的負載電流上升和下降斜率，在接收器處引入可識別的背部電磁力，在負載電流上升和下降部分類比磁條資料，在沒有訊號傳輸時，減少功率損耗。

Description

磁條資料傳輸系統和可靠資料傳輸及低功耗方法
本發明主要關於直接傳輸磁條資料的系統及方法，以確保低功耗地可靠傳輸磁條資料。更確切地說，本發明在磁條資料驅動器中使用脈寬調製。本方法驅使磁條資料驅動器的開關，控制磁條傳輸驅動器中所產生訊號的電流斜坡，用於低功率、可靠的資料傳輸。
磁條資料傳輸或磁安全傳輸（MST）技術在於它類似於傳統支付卡的磁條資料的磁訊號，藉由一個MST驅動器從發射器傳輸到接收器。發射器可以是智慧手機等主機設備。接收器可以是支付終端的讀卡器。磁訊號類比讀卡器正常讀取的支付卡的磁條資料，同時在讀卡頭上物理刷卡支付。
圖1表示支付卡磁條上的支付卡資料的示意圖。支付終端的讀卡器頭採集對應磁條資料的波形，同時沿波形的數位等效物一起刷卡支付。MST驅動器發射磁訊號，類比支付終端讀卡器相同的波形，而不刷卡支付。
在傳統的磁條資料傳輸或磁性安全傳輸中（參閱美國專利8,814,046），配置MST驅動器，傳輸含有脈衝流的磁條資料。MST驅動器最好包括全橋式開關結構，連接到電壓源和接地，根據磁條資料，驅動通過電感線圈的雙向負載電流。MST驅動器將磁訊號傳輸到讀卡器。在磁訊號的傳輸過程中，根據負載電流密度、電感值和電感線圈的負載電流坡度，改變電感線圈的磁通密度，在讀卡器的接收器中遠端導入一個背部電磁力（Bemf ）。如果背部電磁力（Bemf ）高於閾值，則讀卡器將其識別為高脈衝。如果Bemf 低於另一個閾值，則讀卡器將其識別為低脈衝。高、低脈衝組合可以重建讀卡器的讀取頭波形。
圖2A表示MST驅動器的電路圖。MST驅動器包括四個MST驅動開關101、102、103和104，配置在全橋式結構中，連接到電壓源VM · 108和接地端。藉由電感為 L1 的電感器106以及串聯電阻R1 · 107，使MST線圈105成型。每個MST驅動開關都包括各自的二極體（D1-D4），連接到所述的每個開關，在關閉過程中起自由變換電感器106中存儲能量的電流通路的作用。
MST驅動開關101、102、103和104由外部或內建驅動積體電路（IC）驅動。它們具有脈衝型驅動波形，恒定頻率或雙倍頻的大約50%占空比。在MST驅動器中，第一開關101和第四開關104同時接通，以正向驅動MST線圈105中的負載電流。第二開關102和第三開關103都同時接通，以便反向驅動MST線圈105中的負載電流。
圖2B表示MST驅動器的開關驅動操作和相應的負載電流波形。波形可以分成6段持續時間T1、T2、T3、T4、T5和T6。持續時間T1、T2和T3可以是正向驅動時間。在持續時間T1、T2和T3時，負載電流為正。持續時間T4、T5和T6可以為反向驅動時間。在持續時間T4、T5和T6時，負載電流為負。正值或負值完全取決於設計者的喜好。
在圖2B中，接通第一開關101和第四開關104。在T1時間段中，負載電流增加，接近正峰值電流。在T3時間段中，斷開第一開關101和第四開關104，接通第二開關102和第三開關103。負載電流開始迅速下降，但仍然為正值。這種現象稱為反向擊穿。在第二開關102和第三開關103的接通狀態下，在T4時間段中，負載電流成為負值。在T4時間段中，除了它們在反向負值的情況下，負載電流斜率和絕對峰值同T1一樣。在T5時間段中，負值峰值電流繼續流動。在T6時間段中，斷開第二開關102和第三開關103，接通第一開關101和第四開關104。負載電流開始迅速下降，除了反向情況之外，具有與T3相同的斜率。
圖2C表示MST驅動開關的開關週期、MST線圈中相應的負載電流波形以及讀卡器接收器產生的背部電磁力（Bemf ）。當相同的訊號驅動第一開關101和第四開關104接通時，MST線圈105上的負載電流IL 從之前的電流開始增大，增大到峰值電流IP 。峰值電流IP 取決於電壓源VM · 108的電源電壓，以及MST線圈的串聯電阻R1 · 107。如果忽略開關的串聯電阻，則可以表示為
Figure TW201804356AD00001
。負載電流
Figure TW201804356AD00002
隨
Figure TW201804356AD00003
的功率指數增大，其中L1 為MST線圈的電感值。與之類似，如果相同的訊號驅動第二開關102和第三開關103接通，則MST線圈105上的負載電流
Figure TW201804356AD00004
隨
Figure TW201804356AD00005
的功率從之前的電流開始增大，增大到峰值電流IP 。
在圖2C中，由於產生的Bemf 接近其峰值，在負載電流瞬態變化時，根據圖2C所示Bemf 波形的負載電流斜率，因此負載電流的第一（I）和第二個（II）短暫瞬間有利於磁訊號傳輸。固定於+Ip 或 -Ip 負載電流的穩態週期，對產生的Bemf 沒有貢獻。如果產生的Bemf 在讀卡器中的接收器上，產生高於正閾值電壓Vr 的電壓訊號，則讀卡器將其識別為“高”。如果產生的Bemf 在讀卡器中的接收器上，產生低於正閾值電壓-Vr 的電壓訊號，則讀卡器將其識別為“低”。
背部電磁力（Bemf ）取決於磁流密度變化率，遵循電感線圈中的電流密度變化率。電流密度隨時間的變化率基本是負載電流斜率，與電感線圈的電感值成反比。在快速電流斜率中，產生的Bemf 很大。在緩慢電流斜率中，產生的Bemf 很小。在快速電流斜率中，如果相應的持續時間過短，那麼讀卡器中的接收器可能無法識別訊號。在長時間段的快速電流斜率中，峰值感應電流增大。它可能會超過MST驅動器的額定電流。高電流會引起額外的功率損失。高電流斜率還有雜訊以及電磁干擾（EMI）等副作用。
負載電流斜率和持續時間的優化及控制在MST驅動技術中非常重要，從而在消耗較少的功率下確保可靠的訊號傳輸。然而，在傳統的MST驅動器中，除了改變含有線圈電感、線圈的串聯電阻或全橋式驅動器開關的導通電阻的參數之外，無法控制負載電流斜率。由於性能、成本和形成因素等限制因素，可能無法容易地控制那些參數。一種方式是增大MST線圈的電感，但是電感越大就要求尺寸越大，並且成本越高。因此，原有技術的MST驅動器無法完成。由於電感受限，原有技術的MST驅動器具有低能效。這需要很長的持續時間，接收良好的傳輸品質。高效率可能會損失訊號。
原有技術的MST驅動器由於很難控制或調解，因此其性能受到電源電壓和MST線圈的影響。關於效率，原有技術方法即使在沒有訊號傳輸時，也會消耗大量的功率。訊號傳輸只在負載電流的瞬間進行。峰值電流的穩態在沒有工作時消耗功率。這比瞬態時間要長得多。能效更差。對電源系統影響巨大。
有必要提出一種新型MST驅動器，可以程式設計或控制負載電流斜率值和持續時間，確保消耗較低的功率，獲得可靠的訊號傳輸。
在本發明的示例中，提出了一種磁條資料傳輸（MST）驅動器。MST驅動器的優勢包括低功率消耗和可靠的傳輸磁性訊號。
配置MST驅動器，傳輸含有脈衝流的磁條資料。MST驅動器包括一對高端開關和一對低端開關。這對高端開關包括第一開關和第二開關。這對低端開關包括第三開關和第四開關。第一、第二、第三和第四開關配置在全橋式結構中，連接到電壓源和接地端。電感線圈連接到開關的全橋式結構的輸出端。
配置開關驅動器用於驅動這對低端開關和這對高端開關，在電流斜率控制下，利用脈寬調製，以便在接收器處引入可識別的背部電磁力。它在通過電感線圈的負載電流上升和下降部分時，類比磁條資料。
在本發明的示例中，配置MST驅動器的開關驅動器，驅動這對低端開關和這對高端開關，在接通和斷開狀態下，選擇性地、重複性地開關。在正向或反向，驅動含有電感線圈的上升和下降部分的負載電流，利用可程式設計的負載電流上升和下降斜率，產生磁訊號，以便在接收器處引入可識別的背部電磁力。在負載電流上升和下降部分，類比磁條資料，在沒有訊號傳輸時減少功率消耗。
在本發明的示例中，MST驅動器的開關驅動包括配置脈寬調製，產生第一脈寬調製（PWM）控制訊號，用於可靠的資料產生，產生第二PWM控制訊號，用於降低功率損耗。
在本發明的示例中，配置MST驅動器的開關驅動，驅動這對低端開關，控制負載電流，以便在連續接通狀態下，利用第一開關，在正向通過電感線圈的上升部分和下降部分，並根據第一PWM控制訊號和第二PWM控制訊號，在接通和斷開狀態之間，重複性地切換第四開關。
在本發明的示例中，配置MST驅動器的開關驅動，驅動這對低端開關，控制負載電流，以便在連續接通狀態下，利用第二開關，在反向通過電感線圈的上升部分和下降部分，並根據第一PWM控制訊號和第二PWM控制訊號，在接通和斷開狀態之間，重複性地切換第三開關。
在本發明的示例中，配置MST驅動器的開關驅動，根據第一PWM控制訊號和第二PWM控制訊號的工作週期，在接通和斷開狀態之間，藉由重複性地開關，驅動第四開關。調節第一PWM控制訊號的工作週期，將正向負載電流的上升部分設置到正向第一斜率的電流極限值，以便在接收器中產生低於負參考電壓的負背部電磁力，以識別對應低脈衝訊號的感應背部電磁力。調節第二PWM控制訊號的工作週期，達到第二斜率的電流極限之後，設置正向負載電流的下降部分，第二斜率與正第一斜率相反，並且比正第一斜率更緩，以便在接收器中產生低於正參考電壓的正背部電磁力，正參考電壓可以忽略，以便在沒有訊號傳輸的時間段內降低功率損耗。
在本發明的示例中，配置MST驅動器的開關驅動，根據第一PWM控制訊號和第二PWM控制訊號的工作週期，在接通和斷開狀態之間，藉由重複性地開關，控制第三開關。調節第一PWM控制訊號的工作週期，將反向負載電流的下降部分設置到負向第一斜率的電流極限值，以便在接收器中產生高於正參考電壓的正背部電磁力，以識別對應高脈衝訊號的感應背部電磁力。調節第二PWM控制訊號的工作週期，達到低於第一斜率的正第二斜率的電流極限之後，控制反向負載電流的下降部分，正參考電壓可以忽略，以便在沒有訊號傳輸的時間段內降低功率損耗。
在本發明的示例中，提出了一種用於驅動MST驅動器的方法。本方法的優勢包括MST驅動發射訊號的低功率消耗和可靠傳輸。配置MST驅動器傳輸含有脈衝流的磁條資料。MST驅動器包括由第一開關和第二開關構成的一對高端開關；由第三開關和第四開關構成的一對低端開關。將第一、第二、第三和第四開關配置成全橋式結構，連接到電壓源和接地。電感線圈連接到開關的全橋式結構的輸出端。本方法利用可程式設計的負載電流升高和下降斜率，藉由驅動具有上升部分和下降部分的負載電流，穿過正向和反向的電感線圈，產生磁訊號，在接收器處產生可識別的背部電磁力。在負載電流上升和下降部分，類比磁條資料，藉由控制含有脈寬調製（PWM）的電流斜率，降低沒有訊號傳輸時間段內的功率損耗。
在本發明的示例中，本方法包括提供多個二極體，都連接到第一、第二、第三和第四開關上，以便於在開關的斷開狀態下，自由切換對應電感線圈中存儲能量的電流。
在本發明的示例中，利用可程式設計的負載電流上升和下降斜率，驅動負載電流穿過電感線圈包括選擇性地、重複開關這對低端開關或這對高端開關。
在本發明的示例中，利用可程式設計的負載電流上升和下降斜率，驅動負載電流穿過電感線圈包括選擇性地、重複開關這對低端開關包括在持續接通狀態下，打開第一開關，在接通和斷開狀態下，重複地開關第四開關，利用可程式設計的負載電流上升和下降斜率，正向驅動負載電流。還包括在持續接通狀態下，打開第二開關，在接通和斷開狀態下，重複地開關第三開關，利用可程式設計的負載電流上升和下降斜率，反向驅動負載電流。
在本發明的示例中，利用可程式設計的負載電流上升和下降斜率，驅動負載電流穿過電感線圈包括選擇性地、重複開關這對高端開關包括在持續接通狀態下，打開第四開關，在接通和斷開狀態下，重複地開關第一開關，利用可程式設計的負載電流上升和下降斜率，正向驅動負載電流。還包括在持續接通狀態下，打開第三開關，在接通和斷開狀態下，重複地開關第二開關，利用可程式設計的負載電流上升和下降斜率，反向驅動負載電流。
在本發明的示例中，本方法還包括利用可程式設計的負載電流上升和下降斜率，正向驅動負載電流，包括根據第一PWM控制訊號和第二PWM控制訊號的工作週期，在接通和斷開狀態之間重複切換開關。調節第一PWM控制訊號的工作週期，將正向負載電流的上升部分設置到正向第一斜率的電流極限值，以便在接收器中產生低於負參考電壓的負背部電磁力，以識別對應低脈衝訊號的感應背部電磁力。調節第二PWM控制訊號的工作週期，達到與正第一斜率相反並低於第一斜率的第二斜率的電流極限之後，設置正向負載電流的下降部分，以便在接收器中產生低於正參考電壓的正背部電磁力，正參考電壓可以忽略，以便在沒有訊號傳輸的時間段內降低功率損耗。
在本發明的示例中，本方法還包括利用可程式設計的負載電流上升和下降斜率，反向驅動負載電流，包括根據第一PWM控制訊號和第二PWM控制訊號的工作週期，在接通和斷開狀態之間重複切換開關。調節第一PWM控制訊號的工作週期，將反向負載電流的下降部分設置到負向第一斜率的電流極限值，以便在接收器中產生高於正參考電壓的正背部電磁力，以識別對應高脈衝訊號的感應背部電磁力。調節第二PWM控制訊號的工作週期，達到低於第一斜率的正第二斜率的電流極限之後，控制反向負載電流的下降部分，正參考電壓可以忽略，以便在沒有訊號傳輸的時間段內降低功率損耗。
在本發明的示例中，選擇性地獲得正向第一斜率，以提供足以在接收器中引入背部電磁力作為低脈衝訊號的負載電流上升時間。
在本發明的示例中，選擇性地獲得負向第一斜率，以提供足以在接收器中引入背部電磁力作為高脈衝訊號的負載電流上升時間。
在本發明的示例中，利用可程式設計的負載電流上升和下降斜率，驅動通過電感線圈的負載電流，包括在正向和反向電流驅動之間的中間階段。為了獲得更好的功率效率，中間階段的負載電流降至零。
在本發明的示例中，藉由改變PWM控制訊號的工作週期，可以控制負載電流上升和下降斜率的線性。對於線性斜率，可改變PWM工作週期。對於非線性對數斜率，PWM工作週期為常數。
在本發明的示例中，上升和下降電流斜率間隔內，PWM開關頻率遠大於輸入訊號頻率，以減少負載電流中的電流波動。
在本發明的示例中，本方法還包括脈衝頻率調製（PFM）方法，脈衝頻率調製（PFM）方法包括持續的接通時間控制和持續的斷開時間控制，以控制負載電流斜率。
提出了一種MST驅動器和用於驅動MST驅動器的方法。利用脈寬調製（PWM）技術，控制發射訊號的電流斜率，用於MST驅動器的發射訊號的低功率、可靠傳輸。配置MST驅動器，傳輸含有高或低脈衝的磁條資料。MST驅動器包括由第一開關和第二開關構成的一對高端開關，以及由第三開關和第四開關構成的一對低端開關。將開關配置在全橋式結構中，連接到電壓源和接地。電感線圈連接到開關的全橋式結構的輸出端。
MST驅動器還包括配置一個開關驅動器，在電流斜率控制下利用PWM驅動這對低端開關和高端開關。在負載電流上升和下降部分，通過電感線圈，在接收器處引入可識別的背部電磁力（(Bemf ），用於類比磁條資料。
引入的背部電磁力Bemf 為穿過電感線圈的負載電流的時間常數。引入的Bemf 為負載電流的負值。引入的Bemf 藉由下式計算：
Figure TW201804356AD00006
其中，L1 為電感線圈的電感值，
Figure TW201804356AD00007
為通過電感線圈的負載電流的時間常數，
Figure TW201804356AD00008
對應負載電流斜率。
MST驅動器的開關驅動器包括配置一個脈寬調製器，以產生第一脈寬調製控制訊號（PWM 1）和第二脈寬調製控制訊號（PWM 2）。藉由接通和斷開狀態之間的選擇性地、重複切換，開關驅動器驅動這對低端開關或這對高端開關。在正向或反向，驅動含有電感線圈的上升和下降部分的負載電流，利用可程式設計的負載電流上升和下降斜率，產生磁訊號。在接收器處引入可識別的背部電磁力，在負載電流上升和下降部分，類比磁條資料。
一種利用PWM控制驅動開關的接通時間或斷開時間的方法，改變MST驅動器電感負載中的平均電流。控制MST驅動開關的接通時間或斷開時間，可以根據應用的要求，對電流斜率程式設計。本方法可以更加可靠、高效地傳輸訊號。本方法說明了藉由PWM控制，即使在不同的電源電壓和MST線圈情況下，如何穩定地控制或程式設計電流斜率。
圖3表示在本發明的示例中，MST驅動器的全橋式開關結構的MST開關驅動機制。MST驅動器包括一對高端開關201、202和一對低端開關203、204，配置成全橋式結構，連接到電壓源VM · 208和接地，電感MST線圈206具有電感L1 和串聯電阻R1 · 207。每個MST驅動開關都包括 一個單獨的二極體（D1-D4），藉由開關201、202、203、204連接。在開關斷開時，起到自由切換電感MST線圈206中存儲能量的電流通路的作用。在本發明的示例中，MST驅動器的全橋式開關結構包括第一和第二高端低端金屬-氧化物半導體場效應電晶體（MOSFET）對，並聯在電壓源和接地端之間。每個高端低端MOSFET對都包括一個高端MOSFET和一個低端MOSFET，與高端MOSFET的漏極串聯，高端MOSFET連接到電壓源，低端MOSFET的源極連接到地，電感MST線圈206和串聯電阻R1 · 207連接到兩個高端低端MOSFET對的公共（輸出）節點之間。
圖3(i)-(iv)表示的MST開關驅動方法提出了利用可程式設計的負載電流上升和下降斜率，藉由MST驅動器的一對低端開關203、204的選擇性地重複切換，驅動通過正向和負向的電感線圈含有上升部分和下降部分的負載電流。每個開關都由互不相同的獨立驅動訊號驅動。
在MST驅動器中，用於正向驅動MST線圈中負載電流的第一開關201持續接通，第四開關204在接通和斷開狀態下重複切換。用於反向驅動MST線圈中負載電流的第二開關202持續接通，根據PWM控制訊號的工作週期，第三開關203在接通和斷開狀態下重複切換。
圖4表示在本發明的示例中，在接收器末端利用負載電流波形和引入的背部電磁力，MST驅動器的開關操作。波形具有相同的週期P0 ，分成6個時間段T1 、T2 、T3 、T4 、T5 和T6 。時間段T1 和 T2 對應“正向開關”。時間段T4 和T5 對應“反向開關”。時間段T1 和 T4 之間的第一電流斜率（Slop1）遠大於時間段T2 和 T5 之間的第二斜率（Slop2）。
參照圖3（i）和圖4，在時間段T1 內，接通第一開關201，根據第一PWM控制訊號PWM 1的工作週期，在接通和斷開狀態之間，重複切換第四開關204。另兩個開關202、203保持斷開狀態。在時間段T1 內，利用PWM 1方法，將負載電流（IL ）增大到限制過量負載電流的電流極限值IL_lim 。
PWM 1根據工作週期（接通時間），在接通和斷開狀態之間重複切換第四開關204。當接近於 IL_lim 時，工作週期增大到最大電流。PWM 1控制正向負載電流上升到電流極限值，在第一正斜率Slop 1中。確定Slop 1的值，在接收器末端，確保引入的負背部電磁力（-Vfast )）低於負參考電壓（-Vr ）。因此，接收器可以根據低脈衝訊號識別引入的背部電磁力。
成功傳輸的另一個因素在於Slop 1持續時間 Tlo 應足夠長，以便在讀卡器中識別引入的背部電磁力。在MST驅動器中，藉由設置PWM 1的工作週期控制Slop 1。PWM控制訊號過程中的瞬態負載電流，具有很小的鋸齒波形波動。但是，圖4所示的負載電流IL 波形顯示了PWM中的負載電流的平均值。
在時間段T1 過程中，負載電流達到IL_lim 時，開始降低，在時間段T2 過程中，第二PWM控制訊號PWM 2控制第二電流斜率（Slop2）。在時間段T2 內，如圖3（ii）和圖4所示，第四開關204仍然在接通和斷開狀態之間切換，但其工作週期不同於T1 。PWM 2使第二斜率（Slop2）與Slop 1相反，並遠低於Slop1的值。因此，引入的正背部電磁力（Vslow ）遠低於接收器中的正參考電壓（Vr ），並且被接收器忽略。該操作與原有技術相比，大幅減少了功率消耗。在傳統的操作中，對於時間段T2 來說，負載電流固定到一個穩定值，不工作時也會消耗大量功率（Iout*VM ）。
Slop2和末端電流水準取決於線圈電感值（L1 ）、峰值電流水準（IL_lim ）和週期（P0 ）以及讀卡器的接收器參考電壓水準（Vr ）。末端電流水準可以達到或不達到零級。設置PWM2的工作週期可以控制Slop2。
如果在圖3（ii）所示的時間段T3 之前，負載電流完全衰減，在時間段T3 內，負載電流為零，第四開關204以及第二開關202和第三開關203都斷開。第一開關201可以接通或斷開。如果時間段T3 內的負載電流不存在並跳過，那麼時間段 T2 之後時間段 T4 開始。T3 時間越長，功率效率越好。
如圖3（iii）和圖4所示除了負載電流的方向相反之外， 時間段T4 與時間段T1 相同。在時間段T4 內，第一開關201和第四開關204斷開。第二開關202連續接通。根據PWM1，在接通和斷開狀態之間切換第三開關203。在時間段T4 內，第一斜率Slop1為負，引入的背部電磁力為正。引入的正背部電磁力（+Vfast ）應高於Vr ，時間（Thi ）應足夠長，從而使接收器可以識別高脈衝訊號。
如圖3（iii）和圖4所示除了負載電流的方向相反之外，時間段T5 與時間段T2 相同。在時間段T5 內，第一開關201和第四開關204連續斷開。第二開關202接通。根據PWM2，在接通和斷開狀態之間切換第三開關203。與時間段T4 相比，第二斜率Slop2為正，引入的背部電磁力（-Vslow ）為負，並高於 -Vr ，在接收器末端可以忽略 -Vr 。在本發明的示例中，T5 的所有操作都與T2 相同，除了方向相反之外。
圖3（iv）和圖4所示的時間段T6 與時間段T3 相同。
如上所述，在MST驅動器開關驅動操作中，當第一開關201和第四開關204或第二開關202和第三開關203接通時，負載電流IL 水準增加，對於接通時間段ton 的開關來說，方程式1和2計算：
Figure TW201804356AD00009
……………………………..方程式1
Figure TW201804356AD00010
…………………………….方程式2
其中VM 為電源電壓，L1 為MST線圈的電感值。R1 為線圈的串聯電阻。Ron1,2 為高端第一開關201或第二開關202的導通電阻。Ron4,3 為低端第四開關204或第三開關203的導通電阻。
當第一開關201或第二開關202接通，第四開關204和第三開關203斷開時，對於斷開時間段來說，電流降低，由方程式3和4計算。該週期稱為自由切換。
Figure TW201804356AD00011
………… 方程式3
Figure TW201804356AD00012
……….方程式 4
其中VF2,1 為D2 或D1 的正向電壓，Ron2,1 為高端第二202或第一201的導通電阻。
圖5a表示降低MST驅動器的功率消耗。在原有技術方法中，由於在負載電流的瞬態週期內發生訊號傳輸，負載電流的穩定狀態在不工作時消耗大量功率。因此，時間P0 越長，消耗的功率損耗越大，達到的溫度越高。在電池系統中，將使電池再充電更加頻繁。
在圖5b中，圖4所示的時間段 T2 和 T5 內，負載電流衰減，達到零級。因此，如果時間段T3 和 T6 很長，平均功率損耗Ploss_avg 比傳統的MST驅動器至少低一半。
在原有技術方法中，在傳輸的開始階段，斜率快速變化，由於自由切換操作和電感器上所加的高電壓（VM +2VBE），使效率失去控制。產生大量含有EMI的高頻雜訊，導致多種副作用。然而，由於所述的MST驅動器可以控制電流斜率，可以獲得性能和雜訊之間的最佳狀態。
MST驅動包括利用PWM負載電流中的線性和非線性（對數）上升和下降。根據電流斜率的PWM工作週期可以控制到線性或非線性。圖4所示的上升和下降電流斜率是線性的。對於線性斜率，PWM工作週期變化。然而，如果PWM工作週期為常數，則上升和下降電流斜率成為非線性（對數）。
在快速/慢速上升/下降電流斜率時間段T1 、T2 、T4 和 T5 內，設置PWM開關頻率遠快於輸入訊號頻率1/P0 ，以使負載電流中的電流波動最小。
對於成功的訊號傳輸來說，|Slop1| 和 |Slop2| 的絕對值由 Vr 、-Vr 、Thi 和 Tlo 決定。為Bemf 設計|Slop1| ，以引入接收器，產生低於Vr 的電壓訊號，可以忽略。參照Vr 和 –Vr ，|Slop1| 遠高於|Slop2| 。|Slop1| 的控制目的在於更加成功的資料傳輸，|Slop2| 用於降低功率損耗。
圖6表示高端開關201、202的PWM開關（與圖4所示的低端PWM開關相比較）。顯示出了與低端PWM開關幾乎相同的結果。
本發明所述的PWM方法可以由含有穩定的導通時間控制和穩定的斷開時間控制的脈衝頻率調製（PFM）方法代替。在本發明的示例中，藉由PFM方法代替PWM方法，控制負載電流斜率，以獲得與圖4類似的波形。
圖7表示在本發明的示例中，利用PWM在上升電流斜率中，在接收器末端，利用負載電流波形和引入的背部電磁力，MST驅動器的開關操作。開關驅動器包括一個脈寬調製器，配置該調製器只為產生第一PWM控制訊號、Slop1的PWM1。僅用於更加成功的資料傳輸。
圖8表示在本發明的示例中，利用PWM在下降電流斜率中，在接收器末端，利用負載電流波形和引入的背部電磁力，MST驅動器的開關操作。開關驅動器包括一個脈寬調製器，配置該調製器只為產生第二PWM控制訊號、Slop2的PWM2。僅用於降低功率損耗。
本領域的技術人員應明確本發明所述的實施例可能存在修正。例如，時間間隔可能變化。本領域的技術人員可能發現其他修正，所有的這些修正都應屬於本發明的申請專利範圍所限範圍。
101、102、103、104、201、202、203、204‧‧‧開關
105‧‧‧MST線圈
106‧‧‧電感器
107、207‧‧‧串聯電阻
108、208‧‧‧電壓源
206‧‧‧電感MST線圈
Bemf‧‧‧背部電磁力
D1-D4‧‧‧二極體
IL‧‧‧負載電流
IP‧‧‧峰值電流
IL_lim‧‧‧電流極限值
P0‧‧‧週期
PWM 1、PWM 2‧‧‧控制訊號
Ploss_avg‧‧‧平均功率損耗
Slop1、Slop2‧‧‧斜率
T1、T2、T3、T4、T5、T6‧‧‧時間段
Tlo、Thi‧‧‧時間
Vr‧‧‧正閾值電壓
Vfast、Vslow‧‧‧背部電磁力
圖1表示根據支付終端的讀卡器採集的磁條資料，同時沿波形的數位等效刷支付卡，支付卡的磁條上的支付卡資料說明和波形。
圖2A表示MST驅動器的電路圖。
圖2B表示MST驅動器的電感線圈，傳統的MST驅動開關和相應的負載電流波形的開關週期。
圖2C表示MST驅動開關的開關週期，MST線圈中相應的負載電流波形和讀卡器接收器的電感背部電磁力（Bemf）。
圖3[從（i）至（iv）]表示在本發明的示例中，MST驅動器的全橋式開關結構中MST驅動器的開關驅動機制。
圖4表示在本發明的示例中，帶有負載電流波形和接收器處引入的背部電磁力的MST驅動器的開關操作。
圖5a和5b表示原有技術的MST驅動器和所述的MST驅動器的功率消耗對比。
圖6表示高端開關201、202的PWM開關與圖4所示的低端PWM開關的對比。
圖7表示僅在本發明的示例中，帶有負載電流波形和在含有上升電流斜率中含有PWM的接收器處引入的背部電磁力的MST驅動器的開關操作。
圖8表示僅在本發明的示例中，帶有負載電流波形和在含有下降電流斜率中含有PWM的接收器處引入的背部電磁力的MST驅動器的開關操作。
201、202、203、204‧‧‧開關
206‧‧‧電感MST線圈
207‧‧‧串聯電阻
208‧‧‧電壓源
D1-D4‧‧‧二極體
IL‧‧‧負載電流

Claims (20)

  1. 一種磁條資料傳輸驅動器，用於傳輸含有脈衝流的磁條資料，該磁條資料傳輸驅動器包括： 一對包括第一開關和第二開關的高端開關； 一對包括第三開關和第四開關的低端開關；第一、第二、第三和第四開關按全橋式結構配置，連接到電壓源和接地； 一個電感線圈跨接到開關的全橋式結構的輸出端；以及 一個開關驅動器，用於驅動這對低端開關和這對高端開關，以控制負載電流的上升和下降部分的負載電流斜率，產生背部電磁力，在負載電流上升和下降部分通過電感線圈，類比磁條資料。
  2. 如申請專利範圍第1項所述之磁條資料傳輸驅動器，其中藉由配置開關驅動器驅動這對低端開關或這對高端開關在接通和斷開狀態之間選擇性地重複切換，控制負載電流，在正向或反向通過電感線圈產生上升部分和下降部分，使其具有可程式設計的負載電流上升和下降斜率，以在負載電流上升和下降部分產生磁訊號。
  3. 如申請專利範圍第1項所述之磁條資料傳輸驅動器，其中開關驅動器產生第一控制訊號用於可靠的資料產生，產生第二控制訊號用於降低功率損耗。
  4. 如申請專利範圍第3項所述之磁條資料傳輸驅動器，其中藉由在持續接通狀態下設置第一開關，藉由在接通和斷開狀態下重複切換第四開關，根據第一控制訊號和第二控制訊號，配置開關驅動器正向驅動這對低端開關。
  5. 如申請專利範圍第4項所述之磁條資料傳輸驅動器，其中配置開關驅動器，根據第一控制訊號的工作週期和第二控制訊號的工作週期，在接通和斷開狀態之間重複切換第四開關； 其中調節第一控制訊號的工作週期，設置正向負載電流不超過一預定的電流極限的上升部分具有正向第一斜率，以產生負背部電磁力，於接收器中生成低於一負參考電壓的訊號，以識別所產生的背部電磁力對應低脈衝訊號；並且 其中調節第二控制訊號的工作週期，設置正向負載電流在達到該預定的電流極限後的下降部分，具有第二斜率，第二斜率值低於正向第一斜率值，以產生正背部電磁力，於接收器中生成低於正參考電壓的另一個訊號，以便在沒有訊號傳輸時降低功率損耗。
  6. 如申請專利範圍第3項所述之磁條資料傳輸驅動器，其中配置開關驅動器，設置第二開關在持續接通狀態下，根據第一控制訊號和第二控制訊號，在接通和斷開狀態之間重複切換第三開關，反向驅動這對低端開關。
  7. 如申請專利範圍第6項所述之磁條資料傳輸驅動器，其中配置開關驅動器，根據第一控制訊號的工作週期和第二控制訊號的工作週期，在接通和斷開狀態之間重複切換第三開關； 其中調節第一控制訊號的工作週期，設置反向負載電流不超過一預定的電流極限的下降部分具有負向第一斜率，以產生正背部電磁力，於接收器中生成高於一正參考電壓的訊號，以識別所產生的背部電磁力對應高脈衝訊號；並且 其中調節第二控制訊號的工作週期，設置反向負載電流達到該電流極限之後的上升部分，具有正向第二斜率，正向第二斜率的絕對值低於負向第一斜率的絕對值，以產生負背部電磁力，於接收器中生成高於一負參考電壓的另一個訊號，以便在沒有訊號傳輸時降低功率損耗。
  8. 一種用於驅動磁條資料傳輸驅動器的方法，帶有低功率、磁條資料傳輸驅動器產生的可靠訊號傳輸，該方法包括以下步驟： 提供一對包含第一開關和第二開關的高端開關； 提供一對包含第三開關和第四開關的低端開關；第一、第二、第三和第四開關以全橋式結構配置，連接到電壓源和接地； 提供一個電感線圈連接到開關的全橋式結構的輸出端； 驅動具有上升部分和下降部分的負載電流，正向或反向通過電感線圈，利用可編程式控制的負載電流上升和下降斜率，在接收器處產生可識別的背部電磁力，在負載電流上升和下降部分類比磁條資料，並在沒有訊號傳輸時，利用脈寬調製控制可程式設計的負載電流上升和下降斜率，降低功率損耗。
  9. 如申請專利範圍第8項所述之方法，其進一步包括提供二極體，連接到每個第一、第二、第三和第四開關上，以便於在開關斷開時，根據電感線圈中存儲的能量，自由切換負載電流。
  10. 如申請專利範圍第8項所述之方法，其中利用可程式設計的負載電流上升和下降斜率驅動通過電感線圈的負載電流，產生磁訊號，包括選擇性地重複切換這對低端開關或這對高端開關。
  11. 如申請專利範圍第10項所述之方法，其中選擇性地重複切換這對低端開關或這對高端開關包括： 設置第一開關在持續接通狀態下，在接通和斷開狀態下重複切換第四開關，利用可程式設計負載電流上升和下降斜率，正向驅動負載電流；以及 設置第二開關在持續接通狀態下，在接通和斷開狀態下重複切換第三開關，利用可程式設計負載電流上升和下降斜率，反向驅動負載電流。
  12. 如申請專利範圍第10項所述之方法，其中選擇性地重複切換這對低端開關或這對高端開關包括： 設置第四開關在持續接通狀態下，在接通和斷開狀態下重複切換第一開關，利用可程式設計負載電流上升和下降斜率，正向驅動負載電流；以及 設置第三開關在持續接通狀態下，在接通和斷開狀態下重複切換第二開關，利用可程式設計負載電流上升和下降斜率，反向驅動負載電流。
  13. 如申請專利範圍第8項所述之方法，其中利用可程式設計的負載電流上升和下降斜率驅動通過電感線圈的負載電流，產生磁訊號，包括根據第一PWM控制訊號的工作週期和第二PWM控制訊號的工作週期，在接通和斷開狀態之間，重複切換開關，包括： 調節第一PWM控制訊號的工作週期，設置正向負載電流不超過一預定的電流極限的上升部分具有正向第一斜率，以產生負背部電磁力，於接收器中生成低於負參考電壓的訊號，以識別所產生的背部電磁力對應低脈衝訊號；並且 調節第二PWM控制訊號的工作週期，設置正向負載電流在達到該預定的電流極限後的下降部分，具有第二斜率，第二斜率值低於正向第一斜率值，以產生正背部電磁力，於接收器中生成低於正參考電壓的另一個訊號，以便在沒有訊號傳輸時降低功率損耗。
  14. 如申請專利範圍第13項所述之方法，其中選擇正第一斜率，以提供負載電流上升部分足夠的時間，在接收器中使該負背部電磁力產生的訊號識別為低脈衝訊號。
  15. 如申請專利範圍第8項所述之方法，其中利用可程式設計的負載電流上升和下降斜率驅動通過電感線圈的負載電流，產生磁訊號，包括根據第一PWM控制訊號的工作週期和第二PWM控制訊號的工作週期，在接通和斷開狀態之間，重複切換開關，包括： 調節第一PWM控制訊號的工作週期，設置反向負載電流不超過一預定義的電流極限的下降部分，具有負向第一斜率，以產生正背部電磁力，於接收器中生成高於正參考電壓的訊號，以識別所產生的背部電磁力對應高脈衝訊號；並且 調節第二PWM控制訊號的工作週期，設置反向負載電流達到該電流極限之後的上升部分，具有正向第二斜率，正向第二斜率的絕對值低於第一斜率絕對值，以產生負背部電磁力，於接收器中生成高負參考電壓的另一個訊號，以便在沒有訊號傳輸時降低功率損耗。
  16. 如申請專利範圍第15項所述之方法，其中選擇負第一斜率，以提供負載電流下降部分充足的時間，在接收器中使該正背部電磁力產生的訊號識別為高脈衝訊號。
  17. 如申請專利範圍第8項所述之方法，其中中間階段是在正向和反向之間，其中負載電流在中間階段降至零，以提高功率效率。
  18. 如申請專利範圍第8項所述之方法，其中藉由改變PWM控制訊號的工作週期，控制負載電流上升和下降斜率的線性；其中對於線性斜率來說，PWM工作週期是變化的，其中對於非線性對數斜率來說，PWM工作週期是常數。
  19. 如申請專利範圍第8項所述之方法，其中PWM開關頻率在負載電流的上升部分和下降部分高於輸入訊號頻率以減低負載電流的漣波。
  20. 如申請專利範圍第8項所述之方法，其進一步包括一個脈衝頻率調製方法包括固定導通時間控制和固定斷開時間控制，以控制負載電流上升和下降斜率。
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