KR20180013645A - 신뢰성 있는 데이터 전송 및 저전력 소비를 위한 자기띠 데이터 전송 시스템 및 방법 - Google Patents

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길버트 에스. 리 젯
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알파 앤드 오메가 세미컨덕터, 인코포레이티드
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Abstract

자기띠 데이터 전송 (MST) 드라이버와 MST 드라이버를 구동하는 방법이 개시된다. MST 드라이버는 펄스들의 스트림을 포함하는 자기띠 데이터를 전송하도록 구성된다. MST 드라이버는 한 쌍의 하이 측 스위치들과 한 쌍의 로우 측 스위치들을 포함한다. 한 쌍의 하이 측 스위치들은 제1 스위치와 제2 스위치를 포함한다. 한 쌍의 로우 측 스위치들은 제3 스위치와 제4 스위치를 포함한다. 제1, 제2, 제3 및 제4 스위치들은 전압원과 그라운드 사이에 접속된 완전 브릿지 형태의 구성으로 배열된다. 유도 코일이 스위치들의 완전 브릿지 형태의 구성의 출력들 사이에 연결된다. MST 드라이버는 펄스폭 변조를 이용한 전류 기울기 제어 하에서 한 쌍의 로우 측 스위치들과 한 쌍의 하이 측 스위치들을 구동하도록 구성된 스위치 드라이버를 포함한다. 부하 전류 상승 및 하강 구간에서 자기띠 데이터를 에뮬레이팅하는, 인식할 수 있는 역전자기력을 수신기에 유도하고 신호 전송이 없는 기간 동안 전력 손실을 줄이기 위해, 구동된 부하 전류는 유도 코일을 통해, 순방향 또는 역방향으로 프로그램 가능한 상승 및 하강 기울기들의 상승 구간과 하강 구간을 갖는다.

Description

신뢰성 있는 데이터 전송 및 저전력 소비를 위한 자기띠 데이터 전송 시스템 및 방법 {MAGNETIC STRIPE DATA TRANSMISSION SYSTEM AND METHOD FOR RELIABLE DATA TRANSMISSION AND LOW POWER CONSUMPTION}
본 발명은 일반적으로 저전력으로 자기띠 데이터를 신뢰성 있게 전송하는 것을 보장하기 위해 자기띠 데이터를 직접 전송하는 시스템 및 방법에 관한 것이다. 특히, 본 발명에서 자기띠 데이터 전송 드라이버는 펄스폭 변조를 사용한다. 이 방법은 저전력으로 신뢰성 있는 데이터를 전송하기 위한 자기띠 데이터 전송 드라이버에서, 발생된 신호들의 전류 기울기들을 제어하기 위해 자기띠 데이터 전송 드라이버의 스위치들을 구동한다.
자기띠 데이터 전송 또는 자기 보안 전송(magnetic security transmission; MST)은 종래의 결제 카드 자기띠 데이터와 유사한 자기 신호들이 MST 드라이버에 의해 송신기에서 수신기로 전송되는 기술이다. 송신기는 스마트폰과 같은 호스트 디바이스일 수 있다. 수신기는 결제 단말기의 카드 리더일 수 있다. 결제 카드를 물리적으로 리더기 헤드에 통과시킬 때, 자기 신호들은 정상적으로 카드 리더에 의해 독취되는 결제 카드의 자기띠 데이터를 에뮬레이트(emulate)한다.
도 1은 결제 카드 데이터를 결제 카드의 자기띠에 기록하는 개략적인 모습을 도시한다. 결제 카드를 통과시킬 때, 자기띠 데이터에 해당하는 파형들은 파형들의 해당 디지털 값(digital equivalent)과 함께 결제 단말기의 카드 리더 헤드에 의해 추출된다. MST 드라이버에서 방출된 자기 신호들은 결제 단말기의 카드 리더에서 결제 카드를 통과 시키지 않으면서도 동일한 파형들을 에뮬레이트한다.
종래의 자기띠 데이터 전송 또는 자기 보안 전송(미국특허 제8,814,046호 참조)에서, MST 드라이버는 펄스들의 스트림을 포함한 자기띠 데이터를 전송하도록 구성된다. MST 드라이버는 바람직하게 자기띠 데이터에 따라 유도 코일을 통해 양방향 부하 전류를 구동하기 위해 전압원과 그라운드 사이에 접속된 완전 브릿지 형 스위치의 구성을 포함한다. MST 드라이버는 카드 리더에게 자기 신호를 전송한다. 자기 신호의 전송에서, 유도 코일의 자속 밀도는 카드 리더의 수신기에 역전자기력(back electromagnetic force)(Bemf)을 원격에서 유도하는 유도 코일의 부하 전류 밀도, 인턱턴스 값 및 부하 전류 기울기에 따라 변화된다. 역전자기력(Bemf)이 임계치보다 큰 경우, 카드 리더는 이를 하이 펄스(High pulse)로 인식한다. 역전자기력(Bemf)이 다른 임계치보다 작은 경우, 카드 리더는 이를 로우 펄스(Low pulse)로 인식한다. 하이 및 로우 펄스들은 조합하여 카드 리더의 독취 헤드 파형들로 다시 구성될 수 있다.
도 2a는 MST 드라이버의 회로도를 도시한다. MST 드라이버는 전압원과 그라운드 VM (108) 사이에 접속된 완전 브릿지 형태의 구성으로 배열된 네 개의 MST 드라이버 스위치들(101, 102, 103 및104)을 포함한다. 인턱턴스 L1을 갖는 인턱터(106)와 직렬 저항 R1(107)에 의해 MST 코일(105)이 모델된다. MST 드라이버 스위치들은 각각 스위치가 꺼져 있는 동안 인턱터(106)에 저장된 에너지의 프리-휠링 전류 경로 (free-wheeling current path) 역할을 하는, 각 스위치 양단에 접속된 보디(body) 다이오드(D1 내지 D4)를 포함한다.
MST 드라이버 스위치들(101, 102, 103 및104)은 외부 또는 내장형 구동 집적회로(IC)에 의해 구동된다. 이 스위치들은 일반적으로 고정 주파수 또는 배가된 주파수(doubled frequency)의 50%의 듀티 비(duty ratio)를 갖는 펄스 형태의 구동 파형을 갖는다. MST 드라이버에서, 제1 및 제4 스위치들(101 및 104)은 모두 MST 코일(105)의 부하 전류를 순방향으로 구동하기 위해 동시에 턴온된다. 제2 및 제3 스위치들(102 및 103)은 모두 MST 코일(105)의 부하 전류를 역방향으로 구동하기 위해 동시에 턴온된다.
도 2b는 MST 드라이버의 스위치 구동 동작 및 해당 부하 전류 파형을 도시한다. 이 파형은 T1, T2, T3, T4, T5 및 T6 여섯 개의 시간 구간으로 분할될 수 있다. T1, T2 및 T3 구간은 순방향 구동 기간들일 수 있다. T1, T2 및 T3 구간 동안 부하 전류는 양(positive)이다. T4, T5 및 T6 구간은 역방향 구동 기간들 일 수 있다. T4, T5 및 T6 구간 동안 부하 전류는 음(negative)이다. 양 또는 음의 값은 전적으로 설계자의 관점에 의존한다.
도 2b에서, 제1 및 제4 스위치들(101 및 104)은 턴온된다. T1 구간 동안 부하 전류가 증가한다. 이는 양의 피크 전류에 도달한다. T3 구간에서 제1 및 제4 스위치들(101 및 104)은 턴오프되고, 제2 및 제3 스위치들(102 및 103)은 턴온 된다. 부하 전류는 갑자기 감소하기 시작하지만 여전히 양의 상태에 있다. 이를 역방향 브레이킹(reverse braking)이라 한다. 제2 및 제3 스위치들(102 및 103)이 턴온된 상태에서, 부하 전류는 T4 구간에서 음이 된다. T4 구간 동안, 부하 전류 기울기와 절대 피크치는 이들이 역방향이고 음의 값을 갖는 경우를 제외하고는 T1과 동일하다. T5 구간 동안, 음의 피크 전류가 계속 흐른다. T6 구간 동안, 제2 및 제3 스위치들(102 및 103)은 턴오프되고, 제1 및 제4 스위치들(101 및 104)은 턴온된다. 부하 전류는 갑자기 떨어지기 시작하며, 이들이 역방향인 경우를 제외하고는 T3와 동일한 기울기를 갖는다.
도 2c는 MST 드라이버 스위치들의 스위칭 주기들, MST 코일의 해당 부하 전류 파형들 및 카드 리더의 수신기에 유도된 역전자기력(Bemf)을 도시한다. 제1 및 제4 스위치들(101 및 104)가 동일한 신호에 의해 턴온되도록 구동될 경우, MST 코일(105)을 통과하는 부하 전류(IL)는 이전의 전류에서 증가하기 시작하여 피크 전류(Ip)에 도달한다. 피크 전류(Ip)는 전압원 VM(108)의 공급 전압과 MST 코일의 전체 직렬 저항(107)에 종속적이다. 스위치들의 온-저항(on-resistance)이 무시될 경우 피크 전류(Ip)는
Figure pat00001
로 표현될 수 있다. 전력이
Figure pat00002
인 경우 부하 전류
Figure pat00003
는 지수적으로 증가하며, 이 경우 L1은 MST 코일의 인턱턴스 값이다. 이와 유사하게, 제2 및 제3 스위치들(102 및 103)이 턴온되도록 동일한 신호에 의해 구동될 경우, MST 코일(105)을 통과하는 부하 전류
Figure pat00004
는 전력이
Figure pat00005
인 경우 이전의 전류로부터 지수적으로 감소하기 시작하여 -Ip에 도달한다.
도 2c에서, 도 2c의 Bemf 파형에서의 부하 전류 기울기에 따라 부하 전류가 과도적으로 변화하는 동안, 유도된 Bemf가 그 피크치에 도달하기 때문에, 부하 전류의 제1 (I) 및 제2 (II) 과도 순간(transient instant)은 자기 신호 전송에 기여한다. +Ip 또는 -Ip에 고정된 부하 전류의 안정 상태 기간들은 Bemf를 유도하는데 기여하지 않는다. 유도된 Bemf가 카드 리더의 수신기에서 양의 임계 전압(Vr)보다 높은 전압 신호를 발생시키면, 카드 리더는 이를 "하이"로 인식한다. 유도된 Bemf가 음의 임계 전압(-Vr)보다 낮은 전압 신호를 발생시키면, 카드 리더는 이를 "로우"로 인식한다.
역전자기력(Bemf)은 유도 코일에서 전류 밀도 변화율을 따르는 자속 밀도 변화율에 의존적이다. 시간에 대한 전류 밀도 변화율은 기본적으로 유도 코일의 인덕턴스 값에 반비례하는 부하 전류 기울기이다. 가파른 전류 기울기에서, 유도된 Bemf는 크다. 완만한 전류 기울기에서, 유도된 Bemf는 작다. 가파른 전류 기울기에서, 해당 시간 구간이 너무 짧으면, 카드 리더의 수신기는 신호를 인식하지 못할 수 있다. 시간 구간이 긴 가파른 전류 기울기에서, 피크 유도 전류는 증가한다. 이는 MST 드라이버의 전류정격(current rating)을 초과할 수 있다. 이는 높은 전류에 의해 추가적인 전력 손실을 초래한다. 높은 전류의 기울기는, 예를 들어, 잡음 및 전자파 장애(EMI) 문제들과 같은 부작용을 갖는다.
MST 구동 기술에서 부하 전류 기울기 및 시간 구간의 최적화와 제어는 전력을 적게 소비하면서도 신뢰성 있는 신호 전송을 보장하기 위해 중요하다. 그러나, 종래의 MST 드라이버에서, 부하 전류 기울기는 코일의 인덕턴스, 코일의 직렬 저항 또는 완전 브릿지 드라이버의 스위치들의 온-저항을 포함하는 파라미터들을 변경하는 것 외에는 제어될 수 없다. 제한 인자(limiting factors)들은 성능, 비용 및 형태 인자(form factor)에 있어서 상충 관계(trade-offs)를 갖기 때문에, 이들 파라미터들을 제어하는 것이 쉽지 않을 수 있다. 한가지 방법은 MST 코일의 인덕턴스를 증가시키는 것이지만, 더 큰 인덕턴스는 더 큰 크기와 증가된 비용을 요구한다. 따라서, 종래의 MST 드라이버는 이를 충족할 수 없다. 종래의 MST 드라이버는 제한된 인덕턴스로 인하여 낮은 에너지 효율을 갖는다. 이는 좋은 전송 품질을 얻기 위해 긴 지속 시간을 요구한다. 종래의 MST 드라이버는 증가된 효율로 인하여 신호를 잃을 수 있다.
전원 전압과 MST 코일은 제어하거나 조절하기 어렵기 때문에, 종래 MST 드라이버의 성능은 전원 전압과 MST 코일의 영향을 받는다. 효율의 측면에서, 종래의 방법은 신호 전송이 없는 기간에도 많은 전력을 소비한다. 신호 전송은 부하 전류의 과도 기간에만 이루어진다. 피크 전류의 안정 상태는 작업을 수행하지 않으면서도 전력을 소비한다. 안정된 상태는 과도 시간보다 훨씬 더 길다. 에너지 효율은 훨씬 낮다.. 이는 전원 시스템에 큰 영향을 미친다.
이는 낮은 전력 소비와 함께 신뢰성 있는 신호 전송을 보장하기 위해 부하 전류 기울기 값과 시간 구간들을 프로그램하거나 제어할 수 있는 새로운 MST 드라이버를 개발할 필요를 갖는다.
본 발명의 예에서, 자기띠 데이터 전송 (MST) 드라이버가 개시된다. MST 드라이버의 장점들은 낮은 전력 소비와 신뢰성 있는 자기 신호들의 전송을 포함한다.
MST 드라이버는 펄스들의 스트림을 포함한 자기띠 데이터를 전송하도록 구성된다. MST 드라이버는 한 쌍의 하이 측 스위치들과 한 쌍의 로우 측 스위치들을 포함한다. 한 쌍의 하이 측 스위치들은 제1 스위치와 제2 스위치를 포함한다. 한 쌍의 로우 측 스위치들은 제3 스위치와 제4 스위치를 포함한다. 제1, 제2, 제3 및 제4 스위치들은 전압원과 그라운드 사이에 접속된 완전 브릿지 형태의 구성으로 배열된다. 스위치들의 완전 브릿지 형태의 구성의 출력들 사이에 유도 코일이 연결된다.
스위치 드라이버는 인식할 수 있는 역전자기력을 수신기에 유도하기 위한 펄스폭 변조를 이용하는 전류 기울기 제어 하에서 한 쌍의 로우 측 스위치들과 한 쌍의 하이 측 스위치들을 구동하도록 구성된다. 역전자기력은 유도 코일을 통해 부하 전류 상승 및 하강 구간에서 자기띠 데이터를 에뮬레이트한다.
본 발명의 예에서, MST 드라이버의 스위치 드라이버는 온 상태와 오프 상태 사이에서 선택적 및 반복적으로 스위칭하여 한 쌍의 로우 측 스위치들 또는 한 쌍의 하이 측 스위치들을 구동하도록 구성된다. 스위치 드라이버는 인식할 수 있는 역전자기력을 수신기에 유도하는 자기 신호를 발생시키기 위해, 유도 코일을 통해 상승 구간과 하강 구간을 포함하는 부하 전류를 프로그램이 가능한 부하 전류 상승 및 하강 기울기로 순방향 또는 역방향으로 구동한다. 역전자기력은 부하 전류 상승 및 하강 구간에서 자기띠 데이터를 에뮬레이트 하고, 신호 전송이 없는 기간 동안 전력 손실을 줄인다.
본 발명의 예에서, MST 드라이버의 스위치 드라이버는 신뢰성 있는 데이터 전송을 위한 제1 펄스폭 변조 (PWM) 제어 신호와 전력 손실 감소를 위한 제2 PWM 제어 신호를 발생하도록 구성된 펄스폭 변조기를 포함한다.
본 발명의 예에서, MST 드라이버의 스위치 드라이버는 제1 스위치를 계속 온 상태에 두고 제1 PWM 제어 신호 그리고 제2 PWM 제어 신호에 따라 제4 스위치를 온 상태와 오프 상태 사이에서 반복적으로 스위칭함으로써, 유도 코일을 통해 순방향으로 상승 구간과 하강 구간을 갖도록 부하 전류를 제어하기 위해 한 쌍의 로우 측 스위치들을 구동하도록 구성된다.
본 발명의 예에서, MST 드라이버의 스위치 드라이버는 제2 스위치를 계속 온 상태에 두고 제1 PWM 제어 신호 그리고 제2 PWM 제어 신호에 따라 제3 스위치를 온 상태와 오프 상태 사이에서 반복적으로 스위칭함으로써, 유도 코일을 통해 역방향으로 상승 구간과 하강 구간을 갖도록 부하 전류를 제어하기 위해 한 쌍의 로우 측 스위치들을 구동하도록 구성된다.
본 발명의 예에서, MST 드라이버의 스위치 드라이버는 제1 PWM 제어 신호와 제2 PWM 제어 신호의 듀티 사이클들에 따라 온 상태와 오프 상태 사이에서 반복적으로 스위칭하여 제4 스위치를 구동하도록 구성된다. 음의 기준 전압보다 낮은 음의 역전자기력을 수신기에 유도하고 로우 펄스 신호에 해당하는 유도된 역전자기력을 인식하도록, 순방향 부하 전류의 상승 구간을 양의 제1 기울기의 전류 한계로 설정하도록 제1 PWM 제어 신호의 듀티 사이클이 조절된다. 신호 전송이 없는 기간 동안 전력 손실을 줄이도록, 무시될 수 있는 양의 기준 전압보다 낮은 양의 역전자기력을 수신기에 유도하기 위해, 제2 기울기의 전류 한계에 도달한 이후, 순방향 부하 전류의 하강 구간을 양의 제1 기울기에 반대되고 양의 제1 기울기 값보다 완만한 제2 기울기로 설정하도록 제2 PWM 제어 신호의 듀티 사이클이 조절된다.
본 발명의 예에서, MST 드라이버의 스위치 드라이버는 제1 PWM 제어 신호와 제2 PWM 제어 신호의 듀티 사이클들에 따라 온 상태와 오프 상태 사이에서 반복적으로 스위칭하여 제3 스위치를 구동하도록 구성된다. 하이 펄스 신호에 해당하는 유도된 역전자기력을 인식하도록 양의 기준 전압보다 높은 양의 역전자기력을 수신기에 유도하기 위해, 역방향 부하 전류의 하강 구간을 음의 제1 기울기의 전류 한계로 설정하도록 제1 PWM 제어 신호의 듀티 사이클이 조절된다. 신호 전송이 없는 기간 동안 전력 손실을 줄이도록, 무시될 수 있는 음의 기준 전압보다 높은 음의 역전자기력을 수신기에 유도하기 위해, 양의 제2 기울기의 전류 한계에 도달한 이후, 역방향 부하 전류의 상승 구간을 제1 기울기보다 완만한 양의 제2 기울기로 설정하도록 제2 PWM 제어 신호의 듀티 사이클이 조절된다.
본 발명의 예에서, MST 드라이버를 구동하는 방법이 개시된다. 이 방법의 장점들은 낮은 전력 소비와 MST 드라이버가 방출한 신호들의 신뢰성 있는 전송을 포함한다. MST 드라이버는 펄스들의 스트림을 포함하는 자기띠 데이터를 전송하도록 구성된다. MST 드라이버는 제1 스위치와 제2 스위치를 포함하는 한 쌍의 하이 측 스위치들; 및 제3 스위치와 제4 스위치를 포함하는 한 쌍의 로우 측 스위치들을 포함한다. 제1, 제2, 제3 및 제4 스위치들은 전압원과 그라운드 사이에 접속된 완전 브릿지 형태의 구성으로 배열된다. 스위치들의 완전 브릿지 형태의 구성의 출력들 사이에 유도 코일이 연결된다. 이 방법은 인식할 수 있는 역전자기력을 수신기에 유도하기 위해, 유도 코일을 통해 상승 구간과 하강 구간을 갖는 부하 전류를 프로그램이 가능한 부하 전류 상승 및 하강 기울기로 순방향 또는 역방향으로 구동하여 자기 신호를 발생시킨다. 자기 신호는 펄스폭 변조(PWM)를 포함하는 전류 기울기들을 제어함으로써 부하 전류 상승 및 하강 구간에서 자기띠 데이터를 에뮬레이트하고, 신호 전송이 없는 기간 동안 전력 손실을 줄인다.
본 발명의 예에서, MST 드라이버 구동 방법은 스위치들의 오프 기간들 동안 유도 코일에 저장된 에너지에 해당하는 부하 전류의 프리-휠링을 원활히 하기 위해 제1, 제2, 제3 및 제4 스위치들 각각 양단에 연결된 다이오드들을 제공하는 단계를 포함한다.
본 발명의 예에서, 유도 코일을 통해 프로그램 가능한 부하 전류 상승 및 하강 기울기들로 부하 전류를 구동하는 단계는 한 쌍의 로우 측 스위치들 또는 한 쌍의 하이 측 스위치들의 선택적 및 반복적 스위칭하는 단계를 포함한다.
본 발명의 예에서, 한 쌍의 로우 측 스위치들을 선택적 및 반복적 스위칭하여, 유도 코일을 통해 프로그램 가능한 부하 전류 상승 및 하강 기울기들로 부하 전류를 구동하는 단계는 부하 전류를 프로그램 가능한 부하 전류 상승 및 하강 기울기들로 순방향으로 구동하기 위해 제1 스위치를 계속 온 상태로 두고, 제4 스위치를 온 상태와 오프 상태 사이에서 반복적으로 스위칭하는 단계를 포함한다. 부하 전류를 구동하는 단계는 부하 전류를 프로그램 가능한 부하 전류 상승 및 하강 기울기들로 역방향으로 구동하기 위해 제2 스위치를 계속 온 상태로 두고, 제3 스위치를 온 상태와 오프 상태 사이에서 반복적으로 스위칭하는 단계를 더 포함한다.
본 발명의 예에서, 한 쌍의 하이 측 스위치들을 선택적 및 반복적 스위칭하여, 유도 코일을 통해 프로그램 가능한 부하 전류 상승 및 하강 기울기들로 부하 전류를 구동하는 단계는 부하 전류를 프로그램 가능한 부하 전류 상승 및 하강 기울기들로 순방향으로 구동하기 위해 제4 스위치를 계속 온 상태로 두고, 제1 스위치를 온 상태와 오프 상태 사이에서 반복적으로 스위칭하는 단계를 포함한다. 부하 전류를 구동하는 단계는 부하 전류를 프로그램 가능한 부하 전류 상승 및 하강 기울기들로 역방향으로 구동하기 위해 제3 스위치를 계속 온 상태로 두고, 제2 스위치를 온 상태와 오프 상태 사이에서 반복적으로 스위칭하는 단계를 더 포함한다.
본 발명의 예에서, MST 드라이버 구동 방법은 제1 PWM 제어 신호와 제2 PWM 제어 신호의 듀티 사이클들에 따라 스위치들을 온 상태와 오프 상태 사이에서 반복적으로 스위칭하는 단계를 포함하는, 부하 전류를 프로그램 가능한 부하 전류 상승 및 하강 기울기들로 순방향으로 구동하는 단계를 더 포함한다. 이는 로우 펄스 신호에 해당하는 유도된 역전자기력을 인식하도록 음의 기준 전압보다 낮은 음의 역전자기력을 수신기에 유도하기 위해, 순방향 부하 전류의 상승 구간을 양의 제1 기울기의 전류 한계로 설정하도록 제1 PWM 제어 신호의 듀티 사이클을 조절한다. 이는 신호 전송이 없는 기간 동안 전력 손실을 줄이도록, 무시될 수 있는 양의 기준 전압보다 낮은 양의 역전자기력을 수신기에 유도하기 위해, 제2 기울기의 전류 한계에 도달한 이후, 순방향 부하 전류의 하강 구간을 양의 제1 기울기에 반대되고 양의 제1 기울기 값보다 완만한 제2 기울기로 설정하도록 제2 PWM 제어 신호의 듀티 사이클을 조절한다.
본 발명의 예에서, MST 드라이버 구동 방법은 제1 PWM 제어 신호와 제2 PWM 제어 신호의 듀티 사이클들에 따라 스위치들을 온 상태와 오프 상태 사이에서 반복적으로 스위칭하는 단계를 포함하는, 부하 전류를 프로그램 가능한 부하 전류 상승 및 하강 기울기들로 역방향으로 구동하는 단계를 더 포함한다. 이는 하이 펄스 신호에 해당하는 유도된 역전자기력을 인식하도록 양의 기준 전압보다 높은 양의 역전자기력을 수신기에 유도하기 위해, 역방향 부하 전류의 하강 구간을 음의 제1 기울기의 전류 한계로 설정하도록 제1 PWM 제어 신호의 듀티 사이클을 조절한다. 이는 신호 전송이 없는 기간 동안 전력 손실을 줄이도록, 무시될 수 있는 음의 기준 전압보다 높은 음의 역전자기력을 수신기에 유도하기 위해, 양의 제2 기울기의 전류 한계에 도달한 이후, 역방향 부하 전류의 상승 구간을 제1 기울기보다 완만한 양의 제2 기울기로 설정하도록 제2 PWM 제어 신호의 듀티 사이클을 조절한다.
본 발명의 예에서, 수신기의 유도된 역전자기력을 로우 펄스 신호로 인식하기에 충분한 부하 전류 상승 시간 구간을 제공하기 위해 양의 제1 기울기는 선택적으로 이루어진다.
본 발명의 예에서, 수신기의 유도된 역전자기력을 하이 펄스 신호로 인식하기에 충분한 부하 전류 하강 시간 구간을 제공하기 위해 음의 제1 기울기는 선택적으로 이루어진다.
본 발명의 예에서, 유도 코일을 통해 프로그램 가능한 부하 전류 상승 및 하강 기울기들로 부하 전류를 구동하는 단계는 순방향 및 역방향 전류 구동 사이에 중간 단계를 포함한다. 중간 단계에서 부하 전류는 향상된 전력 효율을 위해 제로로 낮아진다.
본 발명의 예에서, 부하 전류 상승 및 하강 기울기들의 선형성은 PWM 제어 신호의 듀티 사이클을 변화시켜 제어된다. 선형 기울기에 대하여, PWM 듀티 사이클은 가변적이다. 비선형 대수 기울기에 대하여, PWM 듀티 사이클은 상수이다.
본 발명의 예에서, 부하 전류에서 전류 리플을 줄이기 위해, 상승 및 하강 전류 기울기 간격 동안 PWM 스위칭 주파수는 입력 신호 주파수보다 훨씬 높다.
본 발명의 예에서, MST 드라이버 구동 방법은 부하 전류 기울기들을 제어하기 위해 고정 온-타임 제어와 고정 오프-타임 제어를 포함하는 펄스 주파수 변조 (PFM) 방법을 포함할 수 있다.
도 1은 결제 카드 데이터를 결제 카드 자기띠 상에 기록하는 모습 및 결제 카드를 통과 시킬 때 결제 단말기의 카드 리더에 의해 추출된 자기띠 데이터에 해당하는 파형을 해당 디지털 값(digital equivalent)과 함께 도시한다.
도 2a는 MST 드라이버의 회로도를 도시한다.
도 2b는 종래 MST 드라이버의 스위치들의 동작 및 MST 드라이버의 유도 코일의 해당 부하 전류 파형들을 도시한다.
도 2c는 MST 드라이버 스위치들의 스위칭 주기들, MST 코일의 해당 부하 전류 파형 및 카드 리더의 수신기에 유도된 역전자기력(Bemf)을 도시한다.
도 3 [(i) 내지 (iv)]는 본 발명의 예에서 MST 드라이버의 완전 브릿지 형태의 스위치 구성에서 MST 드라이버의 스위치 구동 매커니즘을 도시한다.
도 4는 본 발명의 예에서 MST 드라이버의 스위칭 동작 및 부하 전류 파형과 수신기에 유도된 역전자기력을 도시한다.
도 5a 및 5b는 종래의 MST 드라이버와 개시된 MST 드라이버의 전력 소비를 비교한다.
도 6은 도 4의 로우 측 PWM 스위치들과 비교한 하이 측 스위치들(201 및 202)의 PWM 스위칭을 도시한다.
도 7은 오직 본 발명의 예에서 MST 드라이버의 스위칭 동작 및 부하 전류 파형과 상승 전류 기울기(rising current slope)에서의 PWM을 포함하는 수신기에 유도된 역전자기력을 도시한다.
도 8은 오직 본 발명의 예에서 MST 드라이버의 스위칭 동작 및 부하 전류 파형과 하강 전류 기울기(falling current slope)에서의 PWM을 포함하는 수신기에 유도된 역전자기력을 도시한다.
자기띠 데이터 전송 (MST) 드라이버 및 MST 드라이버 구동 방법이 개시된다. 이는 방출된 신호들의 전류 기울기를 펄스폭 변조(pulse width modulation: PWM) 기술을 이용하여 제어함으로써, 전력을 적게 소비하고 MST 드라이버의 방출된 신호들을 신뢰성 있게 전송하기 위한 것이다. MST 드라이버는 하이 또는 로우 펄스들의 스트림을 포함한 자기띠 데이터를 전송하도록 구성된다. MST 드라이버는 제1 스위치와 제2 스위치를 포함하는 한 쌍의 하이 측 스위치들과 제3 스위치와 제4 스위치를 포함하는 한 쌍의 로우 측 스위치들을 포함한다. 이 스위치들은 전압원과 그라운드 사이에 접속된 완전 브릿지 형태의 구성으로 배열된다. 스위치들의 완전 브릿지 형태의 구성의 출력들 사이에 유도 코일이 연결된다.
MST 드라이버는 PWM을 이용한 전류 기울기 제어하에서 한 쌍의 하이 측 스위치들과 한 쌍의 로우 측 스위치들을 구동하도록 구성된 스위치 드라이버를 더 포함한다. 이는 인식할 수 있는 역전자기력(Bemf)을 수신기 종단에 유도하고, 유도 코일을 통해 부하 전류 상승 및 하강 구간에서 자기띠 데이터를 에뮬레이트 하기 위한 것이다.
유도된 역전자기력(Bemf)은 유도 코일을 통한 부하 전류의 시간 미분이다. 유도된 역전자기력(Bemf)은 부하 전류에 대해 음수 값이다. 유도된 역전자기력(Bemf)은
Figure pat00006
에 의해 산출된다. 여기서, L1은 유도 코일의 인덕턴스 값이고,
Figure pat00007
는 유도 코일을 통한 부하 전류의 시간 미분이다.
Figure pat00008
는 부하 전류 기울기에 해당한다.
MST 드라이버의 스위치 드라이버는 제1 펄스폭 변조 신호(PWM 1) 및 제2 펄스폭 변조 신호(PWM 2)를 발생하도록 구성된 펄스폭 변조기를 포함한다. 스위치 드라이버는 온 상태와 오프 상태 사이에서 선택적 및 반복적으로 스위칭하여 한 쌍의 하이 측 스위치들 또는 한 쌍의 로우 측 스위치들을 구동한다. 이는 자기 신호를 발생시키기 위해 유도 코일을 통해 상승 구간과 하강 구간을 포함하는 부하 전류를 프로그램이 가능한 부하 전류 상승 및 하강 기울기로 순방향 또는 역방향으로 구동하기 위한 것이다. 이는 인식할 수 있는 역전자기력(Bemf)을 수신기 종단에 유도하고, 부하 전류 상승 및 하강 구간에서 자기띠 데이터를 에뮬레이트 하기 위한 것이다.
PWM을 이용하는 방법은 MST 드라이버의 유도 부하의 평균 전류를 변경시키기 위해 드라이버 스위치들의 온-시간 또는 오프-시간을 제어한다. MST 드라이버 스위치들의 온-시간 및 오프-시간을 제어하는 것은 이 방법이 어플리케이션 요구사항에 따라 전류 기울기를 프로그램하는 것을 가능하게 한다. 이 방법은 더욱 신뢰성 있게 그리고 효율적으로 신호를 전송할 수 있다. 이 방법은 전원 전압 및 MST 코일이 다른 상태에서도 PWM제어를 통하여 전류 기울기를 안정적으로 제어 또는 프로그램하는 방법을 도시한다.
도 3은 본 발명의 예에서 MST 드라이버의 완전 브릿지 형태의 스위치 구성에서 MST 스위치 구동 매커니즘을 도시한다. MST 드라이버는 전압원 VM(208)과 그라운드 사이에 접속된 완전 브릿지 형태의 구성으로 배열된 한 쌍의 하이 측 스위치들(201 및 202), 한 쌍의 로우 측 스위치들(203 및 204), 인턱턴스 L1을 갖는 유도 MST 코일(206) 및 직렬 저항 R1(207)을 포함한다. MST 드라이버 스위치(201. 202, 203, 204)들은 각각 스위치 양단에 연결된 별도의 다이오드(D1 내지 D4)를 포함한다. 이는 스위치가 꺼져 있는 동안 유도 MST 코일(206)에 저장된 에너지의 프리-휠링 전류 경로 (free-wheeling current path) 역할을 한다. 본 발명의 예에서, MST 드라이버의 완전 브릿지 형태의 스위치 구성은 전압원과 그라운드 사이에 병렬로 연결된 제1 및 제2 하이 측 및 로우 측 금속 산화막 반도체 전계 효과 트랜지스터 (metal-oxide semiconductor field-effect transistor, MOSFET) 쌍들을 포함한다. 하이 측 및 로우 측 MOSFET 쌍들은 각각 전압원에 연결된 하이 측 MOSFET의 드레인 및 그라운드에 연결된 로우 측 MOSFET의 소스에 직렬로 연결된 하이 측 MOSFET와 로우 측 MOSFET, 그리고 두 개의 하이 측 로우 측 MOSFET 쌍들의 공통 (출력들) 노드들 사이에 연결된 유도 MST 코일(206) 및 직렬 저항 R1(207)을 포함한다.
도 3(i) 내지 (iv)에 도시된 바와 같은 MST 스위치 구동 방법은 MST 드라이버의 한 쌍의 로우 측 스위치들(203 및 204)을 선택적 및 반복적으로 스위칭하여, 유도 코일을 통해 상승 구간과 하강 구간을 포함하는 부하 전류를 프로그램이 가능한 부하 전류 상승 및 하강 기울기로 순방향 및 역방향으로 구동하는 것을 개시한다. 각각의 스위치는 서로 다른 별도의 구동 신호에 의해 구동된다.
MST 드라이버에서, MST 코일의 부하 전류를 순방향으로 구동하기 위해, 제1 스위치(201)는 계속 턴온되고 제4 스위치(204)는 온 및 오프 상태 사이에서 반복적으로 스위치한다. MST 코일의 부하 전류를 역방향으로 구동하기 위해, 제2 스위치(202)는 계속 턴온되고 제3 스위치(203)는 PWM 제어 신호들의 듀티 사이클들에 따라 온 및 오프 상태 사이에서 반복적으로 스위치한다.
도 4는 본 발명의 예에서 MST 드라이버의 스위칭 동작 및 부하 전류 파형과 수신기 종단에 유도된 역전자기력을 도시한다. 파형들은 6개의 시간 구간들(T1, T2, T3, T4, T5 및T6)로 나누어진 동일한 주기(P0)를 갖는다. T1 및T2 구간은 "순방향 스위칭"에 해당한다. T4 및T5 구간은 "역방향 스위칭"에 해당한다. T1 및T4 구간 동안의 제1 전류 기울기(Slop1)는 T2 및T5 구간 동안의 제2 전류 기울기(Slop2) 보다 훨씬 가파르다.
이제 도 3(i) 및 도 4를 참조하면, T1 구간 동안 제1 스위치(201)는 턴온되고, 제4 스위치(204)는 제1 PWM제어 신호(PWM1)의 듀티 사이클에 기반하여 온 및 오프 상태 사이에서 반복적으로 스위치된다. 다른 두 개의 스위치들(202 및 203)은 오프 상태에 머무른다. T1 구간 동안 부하 전류(IL)는 PWM1 방법을 사용하여 과도 부하 전류를 제한하는 전류 한계(current limit)(IL _ lim)까지 증가한다.
PWM1은 제4 스위치(204)가 듀티 사이클(온-시간/주기)에 기반하여 온 및 오프 상태 사이에서 반복적으로 스위치되도록 한다. 전류 한계(IL _ lim)에 근접할 경우 듀티 사이클은 전류를 최대화하기 위해 증가한다. PWM1은 제1 양의 기울기(Slop1)로 전류 한계까지 순방향 부하 전류의 상승을 제어한다. Slop1 값은 유도된 역전자기력(-Vfast)이 수신기 종단에서 음의 기준 전압(-Vr)보다 낮음을 보장하도록 결정된다. 따라서, 수신기는 로우 펄스 신호에 해당하는 유도된 역전자기력을 인식할 수 있다.
성공적인 전송을 위한 다른 요소는 카드 리더에서 유도된 역전자기력을 인식하도록 Slop1의 시간 구간 Tlo이 충분히 길어야 한다는 것이다. MST 드라이버에서, Slop1은 PWM1의 듀티 사이클을 설정하여 제어된다. PWM 제어 신호 동안 순간 부하 전류는 작은 톱니 파형 리플을 갖는다. 그러나, 도 4의 부하 전류(IL) 파형은 PWM동안 부하 전류의 평균 값을 나타낸다.
T1 구간 동안 부하 전류가 IL _ lim에 도달할 경우, 부하 전류는 감소하기 시작하여 T2 구간 동안 PWM 제어 신호(PWM2)에 의해 제어되는 제2 전류 기울기(Slop2)를 갖게 된다. 도 3(ii) 및 도 4에 도시된 T2 구간에서, 제4 스위치(204)는 여전히 온 및 오프 상태 사이에서 스위치하지만, 그의 듀티 사이클은 T1과 다르다. PWM2는 제2 전류 기울기(Slop2)가 Slop1에 반대되고 Slop1보다 훨씬 완만하게 한다. 따라서, 유도된 양의 역전자기력(Vslow)은 수신기 종단에서 양의 기준 전압(Vr)보다 훨씬 낮아지고 수신기에 의해 무시된다. 이 동작은 종래의 기술에 비해 전력 손실을 획기적으로 감소시킨다. 종래의 동작에서, 부하 전류는 T2 구간 동안 상수 값에 고정되고, 작업을 하지 않으면서도 많은 전력 손실(Iout*VM)을 가져온다.
Slop2와 최종 전류 레벨은 코일 인덕턴스 값(L1), 피크 전류 레벨(IL _ lim), 주기(P0) 및 카드 리더의 수신기 기준 전압 레벨(Vr)에 의존적이다. 최종 전류 레벨은 제로 레벨에 도달할 수도 있고 도달하지 않을 수도 있다. Slop2는 PWM2의 듀티 사이클을 설정함으로써 제어될 수 있다.
부하 전류가 도 3(ii)의 T3 구간 이전에 완전히 소멸되면, T3 구간 동안 부하 전류는 제로가 되고, 제2 스위치(202) 및 제3 스위치(203)뿐만 아니라, 제4 스위치(204)도 턴오프된다. 제1 스위치(201)는 온 또는 오프될 수 있다. T3 구간에 부하 전류가 존재하지 않아서 건너 뛰게 되면, T2 구간 이후에 T4 구간이 시작된다. T3 구간이 길수록, 전력 효율이 더 좋아진다.
도 3(iii) 및 도 4에 도시된 T4구간은 부하 전류 방향들이 반대 방향인 점을 제외하고는 T1 구간과 동일하다. T4 구간에서, 제1 스위치(201)와 제4 스위치(204)는 턴오프된다. 제2 스위치(202)는 계속 턴온된다. 제3 스위치(203)는 PWM1에 따라 온 및 오프 상태 사이에서 스위치된다. T4 구간에서, 제1 기울기(Slop1)는 음이고, 유도된 역전자기력은 양이다. 수신기가 하이 펄스 신호를 식별할 수 있도록, 유도된 양의 역전자기력(+Vfast)은 Vr 보다 커야 하며 시간(Thi)은 충분히 길어야 한다.
도 3(iii) 및 도 4의 T5 구간은 부하 전류 방향들이 반대 방향인 점을 제외하고는 T2 구간과 동일하다. T5 구간 동안, 제1 스위치(201)와 제4 스위치(204)는 계속 턴오프된다. 제2 스위치(202)는 턴온된다. 제3 스위치(203)는 PWM2에 따라 온 및 오프 상태 사이에서 스위치된다. 제2 기울기(Slop2)는 양이고, 유도된 역전자기력(-Vslow)은 T4 구간의 역전자기력에 비해 음이고 수신기 종단에서 무시될 수 있는 -Vr 보다 높다. 본 발명의 예에서, T5의 모든 동작들은 그들의 방향들이 반대인 점을 제외하고는 T2의 동작과 동일하다.
도 3(iv) 및 도 4의 T6 구간은 T3 구간과 동일하다.
상기 MST 드라이버의 스위치 구동 동작에서, 제1 및 제4 스위치들(201 및 204) 또는 제2 및 제3 스위치들(202 및 203)이 턴온될 경우, 스위치 온-시간 (ton) 구간 동안 부하 전류(IL) 레벨은 수식 1 및 수식 2에 의해 증가한다.
Figure pat00009
------------ 수식 1
Vdrop1=IL*(R1 + Ron1 ,2 + Ron4 ,3)---------- 수식 2
여기서, VM은 전원 전압이다. L1은 MST 코일의 인덕턴스 값이다. R1은 코일의 직렬 저항이다. Ron1 ,2는 하이 측 제1 스위치(201) 또는 제2 스위치(202)의 온-저항이다. Ron4,3는 로우 측 제4 스위치(204) 또는 제3 스위치(203)의 온-저항이다.
제1 및 제2 스위치들(201 및 202)이 턴온되고 제4 및 제3 스위치들(204 및 203)이 턴오프될 경우, 스위치 오프 시간 (toff) 구간 동안 전류 IL은 수식 3 및 수식 4에 의해 감소한다. 이 기간을 프리 휠링이라 한다.
Figure pat00010
------------ 수식 3
Vdrop2=IL*(R1 + Ron1 ,2 + Ron2 ,1) ---------- 수식 4
여기서, VF2,1은 D2 또는 D1의 순방향 전압이고, Ron2 ,1은 하이 측 제2 스위치(202) 또는 제1 스위치(201)의 온-저항이다.
도 5a는 MST 드라이버의 전력 손실 감소를 도시한다. 종래의 방법에서, 신호 전송이 부하 전류의 과도 기간 동안 발생하기 때문에 부하 전류의 안정 상태는 작업을 하지 않으면서 많은 전력을 소비한다. 따라서, 주기(P0)가 길수록 더 많은 전력 손실이 발생하여 더 높은 온도가 도달된다. 이는 배터리 시스템에서 배터리를 더 자주 충전하게 한다.
도 5b에서, 부하 전류는 도 4의 T2 및T5 구간 동안 감소하여 제로 레벨에 도달할 수 있다. 따라서, T3 및T6 구간들이 길면 평균 전력 손실 Ploss _ avg은 적어도 종래의 MST 드라이버에서의 평균 전력 손실의 절반보다 낮아진다.
종래의 방법에서, 천이의 초기 단계에서 빠르게 변하는 기울기는 프리 휠링 동작과 인덕터에 인가되는 높은 전압 (VM+2VBE) 때문에 제어가 불가능하다. 이는 많은 부작용의 원인이 되는 EMI를 포함하는 많은 고주파 잡음을 발생시킨다. 그러나, 개시되는 MST 드라이버는 전류 기울기를 제어할 수 있으므로, 성능과 잡음 사이에서 최적의 조건을 이룰 수 있다.
MST 구동은 PWM을 이용하여 부하 전류의 선형 및 비선형 (대수적) 상승 및 하강을 포함한다. PWM 듀티 사이클에 따라, 전류 기울기는 선형 또는 비선형이 되도록 제어될 수 있다. 도 4의 상승 및 하강 전류 기울기들은 선형이다. 선형 기울기에 대하여, PWM 듀티 사이클은 가변적이다. 그러나, PWM 듀티 사이클이 일정할 경우, 상승 및 하강 전류 기울기들은 비선형(대수적)이 된다.
가파른/완만한 상승/하강 전류 기울기 구간들 (T1, T2, T4 및T5) 동안 PWM 스위칭 주파수는 부하 전류에서 전류 리플을 최소화하기 위해 입력 신호 주파수(1/P0)보다 훨씬 높게 설정된다.
|Slop1| 및 |Slop2|의 절대값들은 성공적인 신호 전송을 위하여 Vr, -Vr, Thi, 및 Tlo에 의해 결정된다. |Slop1|은 수신기가 Vr 보다 높은 전압 신호를 발생하도록 유도하기 위해 Bemf에 대해 설계된다. |Slop2|는 수신기가 Vr 보다 낮은, 무시할 수 있는 전압 신호를 발생하도록 유도하기 위해 Bemf에 대해 조절된다. Vr 및 ?Vr. 를 참조하면 |Slop1|은 |Slop2|보다 훨씬 높다. |Slop1|의 제어 목적은 더욱 성공적인 데이터 전송이고, |Slop2|의 제어 목적은 전력 손실 감소이다.
도 6은 (도 4의 로우 측 PWM 스위칭과 비교될) 하이 측 스위치들(201 및 202)의 PWM 스위칭을 도시한다. 이는 로우 측 PWM 스위칭과 거의 동일한 결과를 보여준다.
본 발명의 PWM방법은 고정 온-타임 제어(constant on-time control)와 고정 오프-타임 제어를 포함하는 펄스 주파수 변조 (pulse frequency modulation, PFM)에 의해 대체될 수 있다. 본 발명의 예에서, 부하 전류 기울기는 도 4의 파형들과 유사한 파형을 얻기 위해 PWM 방법 대신 PFM 방법에 의해 제어될 수 있다.
도 7은 본 발명의 예에서 MST 드라이버의 스위칭 동작 및 부하 전류 파형과 상승 전류 기울기에서의 PWM을 포함하는 수신기 종단에 유도된 역전자기력을 도시한다. 스위치 드라이버는 오직 제1 PWM 제어 신호(Slop 1의 PWM1)만 발생하도록 구성된 펄스폭 변조기를 포함한다. 이는 더욱 성공적인 데이터 전송만을 위한 것이다.
도 8은 본 발명의 예에서 MST 드라이버의 스위칭 동작 및 부하 전류 파형과 하강 전류 기울기에서의 PWM을 포함하는 수신기 종단에 유도된 역전자기력을 도시한다. 스위치 드라이버는 오직 제2 PWM 제어 신호(Slop 2의 PWM2)만 발생하도록 구성된 펄스폭 변조기를 포함한다. 이는 전력 손실 감소만을 위한 것이다.
본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자들은 본 발명의 변형들이 가능하다는 것을 인식할 수 있다. 예를 들어, 시간 구간들은 가변이다. 다른 변형들이 본 발명이 속하는 기술분야에서 통상의 지식을 가진 자들에게 발생할 수 있고, 이러한 모든 변형들은 청구 범위에 정의된 바와 같이 본 발명의 이해 범위 내에 포함된다.

Claims (20)

  1. 제1 스위치와 제2 스위치를 포함하는 한 쌍의 하이 측 스위치들;
    제3 스위치와 제4 스위치를 포함하는 한 쌍의 로우 측 스위치들;
    전압원과 그라운드 사이에 접속된 완전 브릿지 형태의 구성으로 배열된 상기 제1, 제2, 제3 및 제4 스위치들;
    상기 스위치들의 완전 브릿지 형태의 구성의 출력들 사이에 연결된 유도 코일; 및
    상기 유도 코일을 통해 부하 전류 상승 및 하강 구간에서 자기띠 데이터를 에뮬레이팅하는 역전자기력을 발생시키기 위해 부하 전류의 부하 전류 상승 및 하강 구간들의 부하 전류 기울기들을 제어하도록 상기 한 쌍의 로우 측 스위치들과 상기 한 쌍의 하이 측 스위치들을 구동하도록 구성된 스위치 드라이버;
    를 포함하는 것을 특징으로 하는 펄스들의 스트림을 포함하는 자기띠 데이터를 전송하도록 구성된 자기띠 데이터 전송 (MST) 드라이버.
  2. 제1항에 있어서, 상기 스위치 드라이버는 상기 부하 전류 상승 및 하강 구간에서 자기 신호들을 발생시키기 위해, 상기 유도 코일을 통해 순방향으로 또는 역방향으로, 프로그램 가능한 부하 전류 상승 및 하강 기울기들로, 선택된 상승 구간과 선택된 하강 구간을 발생시키도록 상기 부하 전류를 제어할 수 있게, 온 상태들과 오프 상태들 사이에서 선택적 및 반복적으로 스위칭하여 상기 한 쌍의 로우 측 스위치들과 상기 한 쌍의 하이 측 스위치들을 구동하도록 구성되는 것을 특징으로 하는 MST 드라이버.
  3. 제1항에 있어서, 상기 스위치 드라이버는 신뢰성 있는 데이터 전송을 위한 제1 제어 신호와 전력 손실 감소를 위한 제2 제어 신호를 발생시키는 것을 특징으로 하는 MST 드라이버.
  4. 제3항에 있어서, 상기 스위치 드라이버는 상기 제1 스위치를 계속 온 상태로 설정하고 상기 제1 제어 신호 그리고 상기 제2 제어 신호에 따라 상기 제4 스위치를 온 상태와 오프 상태 사이에서 반복적으로 스위칭함으로써, 상기 한 쌍의 로우 측 스위치들을 순방향으로 구동하도록 구성되는 것을 특징으로 하는 MST 드라이버.
  5. 제4항에 있어서, 상기 스위치 드라이버는 상기 제1 제어 신호의 듀티 사이클과 상기 제2 제어 신호의 듀티 사이클에 따라 상기 온 상태 및 상기 오프 상태 사이에서 상기 제4 스위치를 반복적으로 스위치하도록 구성되고,
    상기 제1 제어 신호의 상기 듀티 사이클이 로우 펄스 신호에 해당하는 유도된 역전자기력을 인식하도록 음의 기준 전압보다 낮은 신호를 수신기에 발생시키는 음의 역전자기력을 유도하기 위해, 소정의 전류 한계를 초과하지 않는 상기 순방향의 상기 부하 전류의 상기 상승 구간들을 양의 제1 기울기로 설정하도록 조절되고, 그리고
    상기 제2 제어 신호의 상기 듀티 사이클이 신호 전송이 없는 기간 동안 상기 전력 손실을 줄이도록 양의 기준 전압보다 낮은 다른 신호를 수신기에 발생시키는 양의 역전자기력을 유도하기 위해, 상기 소정의 전류 한계에 도달한 이후, 상기 순방향의 상기 부하 전류의 상기 하강 구간들을 상기 양의 제1 기울기의 값 보다 작은 값을 갖는 제2 기울기로 설정하도록 조절되는 것을 특징으로 하는 MST 드라이버.
  6. 제3항에 있어서, 상기 스위치 드라이버는 상기 제2 스위치를 계속 온 상태로 설정하고 상기 제1 제어 신호 그리고 상기 제2 제어 신호에 따라 상기 제3 스위치를 온 상태와 오프 상태 사이에서 반복적으로 스위칭함으로써, 상기 한 쌍의 로우 측 스위치들을 역방향으로 구동하도록 구성되는 것을 특징으로 하는 MST 드라이버.
  7. 제6항에 있어서, 상기 스위치 드라이버는 상기 제1 제어 신호의 듀티 사이클과 상기 제2 제어 신호의 듀티 사이클에 따라 상기 온 상태 및 상기 오프 상태 사이에서 상기 제3 스위치를 반복적으로 스위치하도록 구성되고,
    상기 제1 제어 신호의 상기 듀티 사이클이 하이 펄스 신호에 해당하는 유도된 역전자기력을 인식하도록 양의 기준 전압보다 높은 신호를 수신기에 발생시키는 양의 역전자기력을 유도하기 위해, 소정의 전류 한계를 초과하지 않는 상기 역방향의 상기 부하 전류의 상기 하강 구간들을 음의 제1 기울기로 설정하도록 조절되고, 그리고
    상기 제2 제어 신호의 상기 듀티 사이클이 신호 전송이 없는 기간 동안 상기 전력 손실을 줄이도록 음의 기준 전압보다 높은 다른 신호를 수신기에 발생시키는 음의 역전자기력을 유도하기 위해, 상기 소정의 전류 한계에 도달한 이후, 상기 역방향의 상기 부하 전류의 상기 상승 구간들을 상기 제1 기울기의 절대값 보다 작은 절대값을 갖는 양의 제2 기울기로 설정하도록 조절되는 것을 특징으로 하는 MST 드라이버.
  8. 제1 스위치와 제2 스위치를 포함하는 한 쌍의 하이 측 스위치들을 제공하는 단계;
    상기 제1, 제2, 제3 및 제4 스위치들이 전압원과 그라운드 사이에 접속된 완전 브릿지 형태의 구성으로 배열되고, 제3 스위치와 제4 스위치를 포함하는 한 쌍의 로우 측 스위치들을 제공하는 단계;
    상기 스위치들의 완전 브릿지 형태의 구성의 출력들 사이에 연결된 유도 코일을 제공하는 단계; 및
    부하 전류 상승 및 하강 구간에서 자기띠 데이터를 에뮬레이팅하는, 인식할 수 있는 역전자기력을 수신기에 유도하고, 펄스폭 변조(PWM)를 이용하여 프로그램 가능한 부하 전류 상승 및 하강 기울기들을 제어하여 신호 전송이 없는 기간 동안 전력 손실을 줄이기 위해, 상기 상승 구간들과 하강 구간들을 갖는 부하 전류를 유도 코일을 통해, 상기 프로그램 가능한 부하 전류 상승 및 하강 기울기들로, 순방향으로 또는 역방향으로 구동하여 자기 신호들을 발생시키는 단계;
    를 포함하는 것을 특징으로 하는 자기띠 데이터 전송 (MST) 드라이버에 의해 발생된 신호들을 저전력으로 신뢰성 있게 전송하는 MST 드라이버의 구동 방법.
  9. 제8항에 있어서, 상기 스위치들의 오프 기간들 동안 상기 유도 코일에 저장된 에너지에 해당하는 상기 부하 전류의 프리-휠링을 원활히 하기 위해 상기 제1, 제2, 제3 및 제4 스위치들 각각의 양단에 연결된 다이오드들을 제공하는 단계를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 MST 드라이버의 구동 방법.
  10. 제8항에 있어서, 상기 유도 코일을 통해 상기 프로그램 가능한 부하 전류 상승 및 하강 기울기들로 상기 부하 전류를 구동하여 자기 신호들을 발생시키는 단계는 상기 한 쌍의 로우 측 스위치들 또는 상기 한 쌍의 하이 측 스위치들의 선택적 및 반복적 스위칭하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 MST 드라이버의 구동 방법.
  11. 제10항에 있어서, 상기 한 쌍의 로우 측 스위치들의 상기 선택적 및 반복적 스위칭하는 단계는,
    상기 프로그램 가능한 부하 전류 상승 및 하강 기울기들로 상기 부하 전류를 상기 순방향으로 구동하기 위해, 상기 제1 스위치를 계속 온 상태로 설정하고 상기 제4 스위치를 온 상태와 오프 상태 사이에서 반복적으로 스위칭하는 단계; 및
    상기 프로그램 가능한 부하 전류 상승 및 하강 기울기들로 상기 부하 전류를 상기 역방향으로 구동하기 위해, 상기 제2 스위치를 계속 온 상태로 설정하고 상기 제3 스위치를 온 상태와 오프 상태 사이에서 반복적으로 스위칭하는 단계;
    를 포함하는 것을 특징으로 하는 MST 드라이버의 구동 방법.
  12. 제10항에 있어서, 상기 한 쌍의 하이 측 스위치들의 상기 선택적 및 반복적 스위칭하는 단계는,
    상기 프로그램 가능한 부하 전류 상승 및 하강 기울기들로 상기 부하 전류를 상기 순방향으로 구동하기 위해, 상기 제4 스위치를 계속 온 상태로 설정하고 상기 제1 스위치를 온 상태와 오프 상태 사이에서 반복적으로 스위칭하는 단계; 및
    상기 프로그램 가능한 부하 전류 상승 및 하강 기울기들로 상기 부하 전류를 상기 역방향으로 구동하기 위해, 상기 제3 스위치를 계속 온 상태로 설정하고 상기 제2 스위치를 온 상태와 오프 상태 사이에서 반복적으로 스위칭하는 단계;
    를 포함하는 것을 특징으로 하는 MST 드라이버의 구동 방법.
  13. 제8항에 있어서, 상기 유도 코일을 통해 상기 부하 전류를 상기 프로그램 가능한 부하 전류 상승 및 하강 기울기들로 순방향으로 구동하여 자기 신호들을 발생시키는 단계는 제1 PWM 제어 신호의 듀티 사이클과 제2 PWM 제어 신호의 듀티 사이클에 따라 상기 스위치들을 온 상태와 오프 상태 사이에서 반복적으로 스위칭하는 단계를 포함하되, 상기 반복적으로 스위칭하는 단계는,
    로우 펄스 신호에 해당하는 유도된 역전자기력을 인식하도록 음의 기준 전압보다 낮은 신호를 수신기에 발생시키는 음의 역전자기력을 유도하기 위해, 소정의 전류 한계를 초과하지 않는 상기 순방향의 상기 부하 전류의 상기 상승 구간들을 양의 제1 기울기로 설정하도록 상기 제1 PWM 제어 신호의 상기 듀티 사이클을 조절하는 단계; 및
    신호 전송이 없는 기간 동안 상기 전력 손실을 줄이도록 양의 기준 전압보다 낮은 다른 신호를 수신기에 발생시키는 양의 역전자기력을 유도하기 위해, 상기 소정의 전류 한계에 도달한 이후, 상기 순방향의 상기 부하 전류의 상기 하강 구간들을 상기 양의 제1 기울기의 값 보다 작은 값을 갖는 제2 기울기로 설정하도록 상기 제2 PWM 제어 신호의 상기 듀티 사이클을 조절하는 단계;
    를 포함하는 것을 특징으로 하는 MST 드라이버의 구동 방법.
  14. 제13항에 있어서, 상기 유도된 음의 역전자기력에 의해 상기 수신기에 발생된 신호를 상기 로우 펄스 신호로 인식하도록 상기 부하 전류 상승 구간들의 충분한 시간 구간들을 제공하기 위해 상기 양의 제1 기울기는 선택적으로 이루어지는 것을 특징으로 하는 MST 드라이버의 구동 방법.
  15. 제8항에 있어서, 상기 유도 코일을 통해 상기 부하 전류를 상기 프로그램 가능한 부하 전류 상승 및 하강 기울기들로 역방향으로 구동하여 자기 신호들을 발생시키는 단계는 제1 PWM 제어 신호의 듀티 사이클과 제2 PWM 제어 신호의 듀티 사이클에 따라 상기 스위치들을 온 상태와 오프 상태 사이에서 반복적으로 스위칭하는 단계를 포함하고, 상기 반복적으로 스위칭하는 단계는,
    하이 펄스 신호에 해당하는 유도된 역전자기력을 인식하도록 양의 기준 전압보다 높은 신호를 수신기에 발생시키는 양의 역전자기력을 유도하기 위해, 소정의 전류 한계를 초과하지 않는 상기 역방향의 상기 부하 전류의 상기 하강 구간들을 음의 제1 기울기로 설정하도록 상기 제1 PWM 제어 신호의 상기 듀티 사이클을 조절하는 단계; 및
    신호 전송이 없는 기간 동안 상기 전력 손실을 줄이도록 음의 기준 전압보다 높은 다른 신호를 수신기에 발생시키는 음의 역전자기력을 유도하기 위해, 상기 소정의 전류 한계에 도달한 이후, 상기 역방향의 상기 부하 전류의 상기 상승 구간들을 상기 제1 기울기의 절대값 보다 작은 절대값을 갖는 양의 제2 기울기로 설정하도록 상기 제2 PWM 제어 신호의 상기 듀티 사이클을 조절하는 단계;
    를 포함하는 것을 특징으로 하는 MST 드라이버의 구동 방법.
  16. 제15항에 있어서, 상기 유도된 양의 역전자기력에 의해 상기 수신기에 발생된 신호를 상기 하이 펄스 신호로 인식하도록 상기 부하 전류 하강 구간들의 충분한 시간 구간들을 제공하기 위해 상기 음의 제1 기울기는 선택적으로 이루어지는 것을 특징으로 하는 MST 드라이버의 구동 방법.
  17. 제8항에 있어서, 상기 순방향과 상기 역방향 사이에 중간 단계가 있고, 상기 부하 전류는 향상된 전력 효율을 위해 상기 중간 단계에서 제로로 낮아지는 것을 특징으로 하는 MST 드라이버의 구동 방법.
  18. 제8항에 있어서, 상기 부하 전류 상승 및 하강 기울기들의 선형성은 PWM 제어 신호의 듀티 사이클을 변화시켜 제어되고, 선형 기울기에 대해 PWM 듀티 사이클은 가변이고, 비선형 대수 기울기에 대해 상기 PWM 듀티 사이클은 상수인 것을 특징으로 하는 MST 드라이버의 구동 방법.
  19. 제8항에 있어서, 상기 부하 전류에서 전류 리플을 줄이기 위해, 상기 상승 및 하강 구간에서 PWM 스위칭 주파수는 입력 신호 주파수보다 큰 것을 특징으로 하는 MST 드라이버의 구동 방법.
  20. 제8항에 있어서, 상기 부하 전류 상승 및 하강 기울기들을 제어하기 위해 고정 온-타임 제어와 고정 오프-타임 제어를 포함하는 펄스 주파수 변조 방법을 더 포함하는 것을 특징으로 하는 MST 드라이버의 구동 방법.

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