TW201635686A - 電源轉換器的控制器及其操作方法 - Google Patents

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Abstract

電源轉換器的控制器包含一採樣保持單元以及一調整單元，其中該電源轉換器是應用於一通用序列匯流排電力傳送系統。該採樣保持單元是用以在一閘極控制信號的每一週期對一電壓採樣以產生一採樣電壓，其中該採樣電壓對應於該電源轉換器的輸出電壓。該調整單元是耦接於該採樣保持單元，用以根據該採樣電壓，調整該閘極控制信號的頻率、流經該電源轉換器的一次側的電流以及該控制器內的補償電阻的阻值中的至少一個。

Description

電源轉換器的控制器及其操作方法
本發明是有關於一種電源轉換器的控制器及其操作方法，尤指一種可隨著電源轉換器的輸出電壓而對應地提升電源轉換器的轉換效率，對應地調整電源轉換器的過電流保護所對應的電流值，以及對應地調整電源轉換器的穩定度的至少一個的控制器及其操作方法。
在現有技術中，通用序列匯流排(C樣式(type C))的電力傳送適配系統(power delivery adapter system)10(如第1圖所示)可通過其所包含的電源轉換器(未繪示於第1圖)提供不同的充電條件給各式各樣的消費性電子產品。例如，如第1圖所示，電力傳送適配系統10可利用20V電壓和5A電流對一液晶顯示幕12充電，可利用5V電壓和1A電流對一智慧型手機14充電，以及可利用5V電壓和2A電流對一平板電腦16充電，亦即該電源轉換器的二次側必須輸出不同的充電條件(例如20V/5A、5V/1A和5V/2A)給各式各樣的消費性電子產品。由於該電源轉換器的二次側必須輸出不同的充電條件，所以如果控制該電源轉換器的一次側的功率開關的閘極控制信號的頻率、該電源轉換器的過電流保護所對應的電流值及該電源轉換器的直流增益沒有隨該電源轉換器的二次側的輸出電壓改變，則該電源轉換器可能會具有效能低落、該電源轉換器的過電流保護不佳以及較差的穩定度。因此，對於使用者而言，如何增進該電源轉換器的效能和穩定度以及改善該電源轉換器的過電流保護成為一項重要課題。
本發明的一實施例提供一種電源轉換器的控制器，其中該電源轉換器是應用於一通用序列匯流排電力傳送(power delivery)系統。該控制器包含一採樣保持單元以及一調整單元。該採樣保持單元是用以在一閘極控制信號的每一週期對一電壓採樣以產生一採樣電壓，其中該採樣電壓對應於該電源轉換器的輸出電壓。該調整單元是耦接於該採樣保持單元，用以根據該採樣電壓，調整該閘極控制信號的頻率、流經該電源轉換器的一次側的電流以及該控制器內的補償電阻的阻值中的至少一個。
本發明的另一實施例提供一種電源轉換器的控制器的操作方法，其中該電源轉換器是應用於一通用序列匯流排電力傳送系統，以及該控制器包含一採樣保持單元和一調整單元。該操作方法包含該採樣保持單元在一閘極控制信號的每一週期對一電壓採樣以產生一採樣電壓，其中該採樣電壓對應於該電源轉換器的輸出電壓；該調整單元根據該採樣電壓，調整該閘極控制信號的頻率、流經該電源轉換器的一次側的電流以及該控制器內的補償電阻的阻值中的至少一個。
本發明提供一種電源轉換器的控制器及其操作方法。該控制器及該操作方法是利用一採樣保持單元產生隨該電源轉換器的輸出電壓對應地改變的採樣電壓，以及利用一調整單元根據該採樣電壓，調整一閘極控制信號的頻率、流經該電源轉換器的一次側的電流以及該控制器內的補償電阻的阻值中的至少一個。因此，相較於現有技術，本發明可隨著該電源轉換器的輸出電壓而對應地提升該電源轉換器的轉換效率，對應地調整該電源轉換器的過電流保護所對應的電流值，以及對應地調整該電源轉換器的穩定度的至少一個。
請參照第2圖，第2圖是本發明的第一實施例說明一種電源轉換器100的控制器200的示意圖，其中電源轉換器100是應用於一通用序列匯流排(C樣式(type C))的電力傳送(power delivery)適配系統(其中該通用序列匯流排C樣式的電力傳送系統未繪示於第2圖)。如第2圖所示，控制器200包含一採樣保持單元202和一調整單元204，其中調整單元202耦接於採樣保持單元204。採樣保持單元202是用以在一閘極控制信號GCS的每一週期根據一脈衝信號VOS，對一電壓VD採樣以產生一採樣電壓VG(如第3圖所示)，其中採樣保持單元202是通過控制器200的輔助接腳206從耦接於輔助繞組AUX的分壓電路102接收電壓VD，電壓VD是有關於電源轉換器100的一次側PRI的輔助繞組AUX的輔助電壓VAUX，輔助電壓VAUX是有關於電源轉換器100的二次側SEC的輸出電壓VOUT(亦即電壓VD是有關於電源轉換器100的二次側SEC的輸出電壓VOUT)，以及閘極控制信號GCS、脈衝信號VOS和輔助電壓VAUX的時序可參照第3圖。因為電壓VD是有關於電源轉換器100的輸出電壓VOUT，所以採樣電壓VG亦有關於電源轉換器100的輸出電壓VOUT。另外，閘極控制信號GCS是通過控制器200的閘極接腳208傳送至電源轉換器100的一次側PRI的功率開關104以控制功率開關104的開啟與關閉。另外，如第4圖所示，在本發明的另一實施例中，採樣保持單元202是通過控制器200的電流偵測接腳209於閘極控制信號GCS去能時接收電壓VD(亦即控制器200的電流偵測接腳209另用以於閘極控制信號GCS致能時接收一偵測電壓DV，其中偵測電壓DV是由流經電源轉換器100的一次側PRI的功率開關104的電流IPRI以及一電阻112所決定)，其中如第4圖所示，電壓VD是有關於電源轉換器100的一次側PRI的輔助繞組AUX的輔助電壓VAUX，以及輔助電壓VAUX是有關於電源轉換器100的二次側SEC的輸出電壓VOUT。
如第2圖所示，採樣保持單元202包含一第一開關2022、一第一電容2024、一反相器2026及一第二開關2028。第一開關2022具有一第一端，一第二端，及一第三端，其中第一開關2022的第一端耦接於輔助接腳206，第一開關2022的第二端是用以接收脈衝信號VOS，以及當第一開關2022根據脈衝信號VOS開啟時，第一開關2022可根據脈衝信號VOS，對電壓VD採樣以產生採樣電壓VG(如第3圖所示)；第一電容2024具有一第一端和一第二端，其中第一電容2024的第一端耦接於第一開關2022的第三端，第一電容2024的第二端耦接於一地端GND，以及第一電容2024是用以穩定採樣電壓VG；反相器2026具有一第一端和一第二端，其中反相器2026的第一端用以接收脈衝信號VOS，以及反相器2026的第二端用以輸出一反相的脈衝信號；第二開關2028具有一第一端，一第二端，及一第三端，其中第二開關2028的第一端耦接於第一開關2022的第三端，用以接收採樣電壓VG，第二開關2028的第二端是用以接收反相的脈衝信號，以及當第二開關2028根據反相的脈衝信號開啟時，第二開關2028的第三端用以輸出採樣電壓VG。
如第2圖所示，調整單元204包含一電流產生模組2042和一控制電壓產生模組2044，其中電流產生模組2042包含一第一運算放大器20422、一電阻20424、一第二運算放大器20426和一第一N型金氧半電晶體20428。第一運算放大器20422具有一第一輸入端，一第二輸入端，及一輸出端，其中第一運算放大器20422的第一輸入端耦接於第二開關2028的第三端，用以接收採樣電壓VG，第一運算放大器20422的第二輸入端耦接於第一運算放大器20422的輸出端，以及當第一運算放大器20422正常運作時，第一運算放大器20422可使第一運算放大器20422的輸出端的電位等於採樣電壓VG；電阻20424具有一第一端和一第二端，其中電阻20424的第一端耦接於第一運算放大器20422的輸出端；第二運算放大器20426具有一第一輸入端，一第二輸入端，及一輸出端，其中第二運算放大器20426的第一輸入端用以通過控制器200的補償接腳210接收一補償電壓VCOMP，第二運算放大器20426的第二輸入端耦接於電阻20424的第一端，以及當第二運算放大器20426正常運作時，第二運算放大器20426可使第二運算放大器20426的第二輸入端的電位等於補償電壓VCOMP；第一N型金氧半電晶體20428具有一第一端，一第二端，及一第三端，其中第一N型金氧半電晶體20428的第二端耦接於第二運算放大器20426的輸出端，以及第一N型金氧半電晶體20428的第三端耦接於第二運算放大器20426的第二輸入端。如第2圖所示，當第一運算放大器20422和第二運算放大器20426正常運作時，電阻20424可根據補償電壓VCOMP和採樣電壓VG，產生流經第一N型金氧半電晶體20428的對應電流I1，其中因為採樣電壓VG是有關於電源轉換器100的輸出電壓VOUT，所以對應電流I1亦會隨著電源轉換器100的輸出電壓VOUT對應地改變。
如第2圖所示，控制電壓產生模組2044包含一第一P型金氧半電晶體20442、一第一電流源20444、一第二P型金氧半電晶體20446、一第二電流源20448、一第三電流源20450和一第二電容20452。第一P型金氧半電晶體20442具有一第一端，一第二端，及一第三端，其中第一P型金氧半電晶體20442的第二端耦接於第一P型金氧半電晶體20442的第三端；第二P型金氧半電晶體20446具有一第一端，一第二端，及一第三端，其中第二P型金氧半電晶體20446的第二端耦接於第一P型金氧半電晶體20442的第二端；第一電流源20444具有一第一端及一第二端，其中第一電流源20444的第一端用以接收一第一電壓V1，以及第一電流源20444的第二端耦接於第一P型金氧半電晶體20442的第一端以及第二P型金氧半電晶體20446的第一端。如第2圖所示，因為第一P型金氧半電晶體20442、第一電流源20444和第二P型金氧半電晶體20446組成一電流鏡，所以流經第一P型金氧半電晶體20442的電流和流經第二P型金氧半電晶體20446的電流都等於對應電流I1。
如第2圖所示，第二電流源20448具有一第一端及一第二端，其中第二電流源20448的第一端用以接收一第二電壓V2，第二電流源20448的第二端耦接於第二P型金氧半電晶體20446的第三端，以及第一電壓V1和第二電壓V2可相同或不同；第三電流源20450具有一第一端及一第二端，其中第三電流源20450的第一端耦接於第二P型金氧半電晶體20446的第三端，以及第三電流源20450的第二端耦接於地端GND；第二電容20452具有一第一端和一第二端，其中第二電容20452的第一端耦接於第二P型金氧半電晶體20446的第三端，以及第二電容20452的第二端耦接於地端GND。如第2圖所示，因為第二電流源20448可提供一定電流I2，所以定電流I2與對應電流I1可一起對第二電容20452充電以產生一控制電壓VC，其中控制電壓VC是用以控制控制器200的閘極控制信號產生單元212內的振盪器(未繪示於第2圖)的頻率，以及第三電流源20450所提供的電流是定電流I2與對應電流I1的總和。因為對應電流I1會隨著電源轉換器100的輸出電壓VOUT對應地改變，所以控制電壓VC亦會隨著電源轉換器100的輸出電壓VOUT對應地改變，導致閘極控制信號產生單元212所產生的閘極控制信號GCS的頻率F(受閘極控制信號產生單元212內的振盪器控制)亦會隨著電源轉換器100的輸出電壓VOUT對應地改變(如第5圖所示)，其中第5圖是用以說明閘極控制信號GCS的頻率F與補償電壓VCOMP之間的關係。另外，本發明並不受限於調整單元204的電路架構，亦即只要任何可根據採樣電壓VG產生隨電源轉換器100的輸出電壓VOUT改變的控制電壓VC的功能單元都落入本發明的範圍。
另外，輸出電壓VOUT和電源轉換器100的一次側PRI的輸入電壓VIN之間的關係可由式(1)所決定：(1)
其中N是電源轉換器100的一次側繞組106與電源轉換器100的二次側繞組108的匝數比，以及D是閘極控制信號GCS的工作週期。因此，因為輸入電壓VIN是固定，所以控制器200可根據補償電壓VCOMP，通過式(1)控制閘極控制信號GCS的工作週期以增加或減少電源轉換器100的二次側SEC的輸出電壓VOUT，其中控制器200並非可根據補償電壓VCOMP，精確穩定電源轉換器100的二次側SEC的輸出電壓VOUT於一預定電位，亦即閘極控制信號GCS的工作週期會對應補償電壓VCOMP，以及補償電壓VCOMP會對應電源轉換器100的二次側SEC的輸出電壓VOUT。另外，在本發明的另一實施例中，補償電壓VCOMP並不會隨電源轉換器100的二次側SEC的輸出電壓VOUT對應地變化。如第5圖所示，閘極控制信號GCS的頻率F的降頻曲線L3是對應電源轉換器100的二次側SEC的輸出電壓VOUTH與一採樣電壓VG3，閘極控制信號GCS的頻率F的降頻曲線L2是對應電源轉換器100的二次側SEC的輸出電壓VOUTM與一採樣電壓VG2，以及閘極控制信號GCS的頻率F的降頻曲線L1是對應電源轉換器100的二次側SEC的輸出電壓VOUTL與一採樣電壓VG1，其中在一給定頻率FX的情況下，因為降頻曲線L1所對應的補償電壓VCOMP1小於降頻曲線L2所對應的補償電壓VCOMP2，降頻曲線L2所對應的補償電壓VCOMP2小於降頻曲線L3所對應的補償電壓VCOMP3，以及補償電壓VCOMP1、VCOMP2、VCOMP3會對應電源轉換器100的二次側SEC的輸出電壓VOUT，所以輸出電壓VOUTH將大於輸出電壓VOUTM，以及輸出電壓VOUTM將大於輸出電壓VOUTL。另外，因為輸出電壓VOUTH大於輸出電壓VOUTM，以及輸出電壓VOUTM大於輸出電壓VOUTL，所以採樣電壓VG3大於採樣電壓VG2，以及採樣電壓VG2大於採樣電壓VG1。
因此，如第5圖和式(1)所示，在給定頻率FX的情況下，因為補償電壓VCOMP1小於補償電壓VCOMP2，以及補償電壓VCOMP2小於補償電壓VCOMP3(亦即輸出電壓VOUTH大於輸出電壓VOUTM，以及輸出電壓VOUTM大於輸出電壓VOUTL)，所以降頻曲線L1所對應的閘極控制信號GCS的工作週期會小於降頻曲線L2所對應的閘極控制信號GCS的工作週期，以及降頻曲線L2所對應的閘極控制信號GCS的工作週期會小於降頻曲線L3所對應的閘極控制信號GCS的工作週期。也就是說控制器200可使閘極控制信號GCS的工作週期隨著電源轉換器100的二次側SEC的輸出電壓VOUT改變以提升電源轉換器100的轉換效率。
請參照第6圖，第6圖是本發明的第二實施例說明一種電源轉換器100的控制器500的示意圖。如第6圖所示，控制器500包含採樣保持單元202與一調整單元504，以及調整單元504包含一電流產生模組5042與一限制電壓產生模組5044，其中採樣保持單元202的操作可參照第2圖，在此不再贅述。如第6圖所示，電流產生模組5042包含一第三運算放大器50422、一電阻50424和一第二N型金氧半電晶體50426。第三運算放大器50422具有一第一輸入端，一第二輸入端，及一輸出端，其中第三運算放大器50422的第一輸入端耦接於第二開關2028的第三端，用以接收採樣電壓VG；電阻50424具有一第一端和一第二端，其中電阻50424的第一端耦接於第三運算放大器50422的第二輸入端，以及電阻50424的第二端耦接於地端GND；第二N型金氧半電晶體50426具有一第一端，一第二端，及一第三端，其中第二N型金氧半電晶體50426的第二端耦接於第三運算放大器50422的輸出端，以及第二N型金氧半電晶體50426的第三端耦接於第三運算放大器50422的第二輸入端。如第6圖所示，當第三運算放大器50422正常運作時，第三運算放大器50422可使第三運算放大器50422的第二輸入端的電位等於採樣電壓VG。因此，如第6圖所示，當第三運算放大器50422正常運作時，電阻50424可根據採樣電壓VG和式(2)，產生流經第二N型金氧半電晶體50426的對應電流I3，其中如式(2)所示，R1為電阻50424的阻值。另外，因為採樣電壓VG是有關於電源轉換器100的輸出電壓VOUT，所以對應電流I3亦會隨著電源轉換器100的輸出電壓VOUT改變。(2)
限制電壓產生模組5044包含一電阻50442、一電阻50444、一第四運算放大器50446和一第三P型金氧半電晶體50448。電阻50442具有一第一端和一第二端，其中電阻50442的第一端耦接於第二N型金氧半電晶體50426的第一端；電阻50444具有一第一端和一第二端，其中電阻50444的第一端耦接於電阻50442的第二端；第四運算放大器50446具有一第一輸入端，一第二輸入端，及一輸出端，其中第四運算放大器50446的第一輸入端用以接收一參考電壓VREF，以及第四運算放大器50446的第二輸入端耦接於電阻50442的第二端；第三P型金氧半電晶體50448具有一第一端，一第二端，及一第三端，其中第三P型金氧半電晶體50448的第一端耦接於電阻50444的第二端，用以輸出一限制電壓VLIM，第三P型金氧半電晶體50448的第二端耦接於第四運算放大器50446的輸出端，以及第三P型金氧半電晶體50448的第三端用以接收一第三電壓V3。
如第6圖所示，當第四運算放大器50446正常運作時，第四運算放大器50446可使第四運算放大器50446的第二輸入端的電位等於參考電壓VREF。因此，如第6圖所示，當第四運算放大器50446正常運作時，因為流經電阻50444的電流等於對應電流I3，所以第三P型金氧半電晶體50448的第一端所輸出的限制電壓VLIM可由式(3)所決定：(3)
其中R2為電阻50444的阻值。如式(3)所示，因為電阻50424的阻值R1、電阻50444的阻值R2和參考電壓VREF都為定值，所以限制電壓VLIM將會隨著採樣電壓VG對應地改變，亦即限制電壓VLIM也會隨著電源轉換器100的輸出電壓VOUT對應地改變。如第6圖所示，控制器500的閘極控制信號產生單元212可根據一偵測電壓DV和限制電壓VLIM限制流經電源轉換器100的一次側PRI的功率開關104的電流IPRI，其中控制器500的閘極控制信號產生單元212是通過控制器500的電流偵測接腳209接收偵測電壓DV。因為偵測電壓DV是由電流IPRI以及電阻112所決定(亦即偵測電壓DV是對應電流IPRI)，所以當偵測電壓DV大於限制電壓VLIM時，控制器500的閘極控制信號產生單元212即可去能閘極控制信號GCS以限制流經功率開關104的電流IPRI。如此，因為限制電壓VLIM會隨著電源轉換器100的輸出電壓VOUT對應地改變，所以控制器500可根據限制電壓VLIM，對應地調整電源轉換器100的過電流保護所對應的電流值。另外，本發明並不受限於調整單元504的電路架構，亦即只要任何可根據採樣電壓VG產生隨電源轉換器100的輸出電壓VOUT改變的限制電壓VLIM的功能單元都落入本發明的範圍。
請參照第7圖，第7圖是本發明的第三實施例說明一種電源轉換器100的控制器600的示意圖。如第7圖所示，控制器600包含採樣保持單元202與一調整單元604，以及調整單元604是一類比/數位轉換器，其中採樣保持單元202的操作可參照第2圖，在此不再贅述。如第7圖所示，控制器600內的補償電阻RCOMP耦接於補償接腳210與一第四電壓V4之間，調整單元604可根據採樣電壓VG，產生一N位元的數位信號DS(例如數位信號DS的位元為D0, D1,…, DN，其中D0, D1,…, DN為0或1)，以及數位信號DS可用以決定補償電阻RCOMP的阻值，其中補償電阻RCOMP的阻值將隨著採樣電壓VG而對應地改變。另外，電源轉換器100的直流增益DCGAIN可由式(4)所決定：(4)
其中如式(4)所示，RB為耦接於電源轉換器100的光耦合器110的電阻(請參照第2圖)，以及CTR為對應於光耦合器110的比值。如式(4)所示，因為電阻RB和比值CTR都為定值，所以直流增益DCGAIN將會隨著補償電阻RCOMP改變，亦即直流增益DCGAIN將會隨著採樣電壓VG而對應地改變。如此，直流增益DCGAIN將會隨著電源轉換器100的輸出電壓VOUT而對應地改變。因此，因為直流增益DCGAIN可隨著電源轉換器100的輸出電壓VOUT而對應地改變，所以控制器600可根據直流增益DCGAIN，對應地調整電源轉換器100的穩定度。
另外，雖然控制器200可根據採樣電壓VG，調整閘極控制信號GCS的頻率F，控制器500可根據採樣電壓VG，調整流經電源轉換器100的一次側PRI的電流IPRI，以及控制器600可根據採樣電壓VG，調整電源轉換器100的穩定度，但在本發明的另一實施例中，電源轉換器100的控制器可根據採樣電壓VG，調整閘極控制信號GCS的頻率F、流經電源轉換器100的一次側PRI的電流IPRI以及電源轉換器100的穩定度中的至少一個。
請參照第2、3、5、8圖，第8圖是本發明的第四實施例說明一種電源轉換器的控制器的操作方法的流程圖。第8圖的保護方法是利用第2圖的電源轉換器100和控制器200說明，詳細步驟如下：
步驟800：  開始；
步驟802：  採樣保持單元202在閘極控制信號GCS的每一週期對電壓VD採樣以產生採樣電壓VG；
步驟804：  電流產生模組2042根據採樣電壓VG和補償電壓VCOMP，產生對應電流I1；
步驟806：  控制電壓產生模組2044根據對應電流I1和定電流I2，產生控制電壓VC；
步驟808：  閘極控制信號產生單元212根據控制電壓VC，決定閘極控制信號GCS的頻率F，跳回步驟802。
在步驟802中，如第2圖所示，當第一開關2022根據脈衝信號VOS開啟時，第一開關2022可根據脈衝信號VOS，對電壓VD採樣以產生採樣電壓VG，以及當第二開關2028根據反相的脈衝信號開啟時，第二開關2028可輸出採樣電壓VG，其中電壓VD是有關於電源轉換器100的一次側PRI的輔助繞組AUX的輔助電壓VAUX，輔助電壓VAUX是有關於電源轉換器100的二次側SEC的輸出電壓VOUT(亦即電壓VD是有關於電源轉換器100的二次側SEC的輸出電壓VOUT)，以及閘極控制信號GCS、脈衝信號VOS和輔助電壓VAUX的時序可參照第3圖。因為電壓VD是有關於電源轉換器100的輸出電壓VOUT，所以採樣電壓VG亦有關於電源轉換器100的輸出電壓VOUT。另外，如第4圖所示，在本發明的另一實施例中，採樣保持單元202是通過控制器200的電流偵測接腳209於閘極控制信號GCS去能時接收電壓VD(亦即控制器200的電流偵測接腳209另用以於閘極控制信號GCS致能時接收偵測電壓DV，其中偵測電壓DV是由流經電源轉換器100的一次側PRI的功率開關104的電流IPRI以及電阻112所決定)，其中如第4圖所示，電壓VD是有關於電源轉換器100的一次側PRI的輔助繞組AUX的輔助電壓VAUX，以及輔助電壓VAUX是有關於電源轉換器100的二次側SEC的輸出電壓VOUT。
在步驟804中，如第2圖所示，當第一運算放大器20422和第二運算放大器20426正常運作時，電阻20424可根據補償電壓VCOMP和採樣電壓VG，產生流經第一N型金氧半電晶體20428的對應電流I1，其中因為採樣電壓VG是有關於電源轉換器100的輸出電壓VOUT，所以對應電流I1亦會隨著電源轉換器100的輸出電壓VOUT對應地改變。
在步驟806和步驟808中，如第2圖所示，控制電壓產生模組2044可利用第二電流源20448所提供的定電流I2與對應電流I1一起對第二電容20452充電以產生控制電壓VC，其中控制電壓VC可控制控制器200的閘極控制信號產生單元212內的振盪器(未繪示於第2圖)的頻率。因為對應電流I1會隨著電源轉換器100的輸出電壓VOUT對應地改變，所以控制電壓VC亦會隨著電源轉換器100的輸出電壓VOUT對應地改變，導致閘極控制信號產生單元212所產生的閘極控制信號GCS的頻率F(受閘極控制信號產生單元212內的振盪器控制)亦會隨著電源轉換器100的輸出電壓VOUT對應地改變(如第5圖所示)，其中第5圖是用以說明閘極控制信號GCS的頻率F與補償電壓VCOMP之間的關係。如第5圖所示，閘極控制信號GCS的頻率F的降頻曲線L3是對應電源轉換器100的二次側SEC的輸出電壓VOUTH與採樣電壓VG3，閘極控制信號GCS的頻率F的降頻曲線L2是對應電源轉換器100的二次側SEC的輸出電壓VOUTM與採樣電壓VG2，以及閘極控制信號GCS的頻率F的降頻曲線L1是對應電源轉換器100的二次側SEC的輸出電壓VOUTL與採樣電壓VG1，其中在給定頻率FX的情況下，因為降頻曲線L1所對應的補償電壓VCOMP1小於降頻曲線L2所對應的補償電壓VCOMP2，降頻曲線L2所對應的補償電壓VCOMP2小於降頻曲線L3所對應的補償電壓VCOMP3，以及補償電壓VCOMP1、VCOMP2、VCOMP3會對應電源轉換器100的二次側SEC的輸出電壓VOUT，所以輸出電壓VOUTH將大於輸出電壓VOUTM，以及輸出電壓VOUTM將大於輸出電壓VOUTL。另外，因為輸出電壓VOUTH大於輸出電壓VOUTM，以及輸出電壓VOUTM大於輸出電壓VOUTL，所以採樣電壓VG3大於採樣電壓VG2，以及採樣電壓VG2大於採樣電壓VG1。因此，如第5圖和式(1)所示，在給定頻率FX的情況下，因為補償電壓VCOMP1小於補償電壓VCOMP2，以及補償電壓VCOMP2小於補償電壓VCOMP3(亦即輸出電壓VOUTH大於輸出電壓VOUTM，以及輸出電壓VOUTM大於輸出電壓VOUTL)，所以降頻曲線L1所對應的閘極控制信號GCS的工作週期會小於降頻曲線L2所對應的閘極控制信號GCS的工作週期，以及降頻曲線L2所對應的閘極控制信號GCS的工作週期會小於降頻曲線L3所對應的閘極控制信號GCS的工作週期。也就是說控制器200可使閘極控制信號GCS的工作週期隨著電源轉換器100的二次側SEC的輸出電壓VOUT改變以提升電源轉換器100的轉換效率。
請參照第6、9圖，第9圖是本發明的第五實施例說明一種電源轉換器的控制器的操作方法的流程圖。第9圖的保護方法是利用第6圖的保護電路500說明，詳細步驟如下：
步驟900：  開始；
步驟902：  採樣保持單元202在閘極控制信號GCS的每一週期對電壓VD採樣以產生採樣電壓VG；
步驟904：  電流產生模組5042根據採樣電壓VG，產生對應電流I3；
步驟906：  限制電壓產生模組5044根據對應電流I3和參考電壓VREF，產生限制電壓VLIM；
步驟908：  閘極控制信號產生單元212根據偵測電壓DV和限制電壓VLIM，限制流經電源轉換器100的一次側PRI的功率開關104的電流IPRI，跳回步驟902。
在步驟904中，如第6圖所示，當第三運算放大器50422正常運作時，電阻50424可根據採樣電壓VG和式(2)，產生流經第二N型金氧半電晶體50426的對應電流I3，其中因為採樣電壓VG是有關於電源轉換器100的輸出電壓VOUT，所以對應電流I3亦會隨著電源轉換器100的輸出電壓VOUT改變。
在步驟906中，如第6圖所示，當第四運算放大器50446正常運作時，第四運算放大器50446可使第四運算放大器50446的第二輸入端的電位等於參考電壓VREF。因此，如第6圖所示，當第四運算放大器50446正常運作時，因為流經電阻50444的電流等於對應電流I3，所以第三P型金氧半電晶體50448的第一端所輸出的限制電壓VLIM可由式(3)所決定。因為電阻50424的阻值R1、電阻50444的阻值R2和參考電壓VREF都為定值，所以限制電壓VLIM將會隨著採樣電壓VG對應地改變，亦即限制電壓VLIM也會隨著電源轉換器100的輸出電壓VOUT對應地改變。
在步驟908中，如第6圖所示，控制器500的閘極控制信號產生單元212可根據偵測電壓DV和限制電壓VLIM限制流經電源轉換器100的一次側PRI的功率開關104的電流IPRI。因為偵測電壓DV是由電流IPRI以及電阻108所決定(亦即偵測電壓DV是對應電流IPRI)，所以當偵測電壓DV大於限制電壓VLIM時，控制器500的閘極控制信號產生單元212即可去能閘極控制信號GCS以限制流經功率開關104的電流IPRI。如此，因為限制電壓VLIM會隨著電源轉換器100的輸出電壓VOUT對應地改變，所以控制器500可根據限制電壓VLIM，對應地調整電源轉換器100的過電流保護所對應的電流值。
請參照第7、10圖，第10圖是本發明的第四實施例說明一種電源轉換器的控制器的操作方法的流程圖。第10圖的保護方法是利用第7圖的電源轉換器100和控制器600說明，詳細步驟如下：
步驟1000：      開始；
步驟1002：      採樣保持單元202在閘極控制信號GCS的每一週期對電壓VD採樣以產生採樣電壓VG；
步驟1004：      調整單元604根據採樣電壓VG，產生數位信號DS以決定控制器600內的補償電阻RCOMP的阻值，跳回步驟1002。
第10圖的實施例和第8圖的實施例的差別在於，在步驟1004中，如第7圖所示，調整單元604(類比/數位轉換器)可根據採樣電壓VG，產生N位元的數位信號DS(例如數位信號DS為D0, D1,…, DN，其中D0, D1,…, DN為0或1)，以及數位信號DS可用以決定補償電阻RCOMP的阻值，其中補償電阻RCOMP的阻值將隨著採樣電壓VG而對應地改變。如式(4)所示，直流增益DCGAIN將會隨著補償電阻RCOMP改變，亦即直流增益DCGAIN將會隨著採樣電壓VG而對應地改變。如此，直流增益DCGAIN將會隨著電源轉換器100的輸出電壓VOUT而對應地改變。因此，因為直流增益DCGAIN可隨著電源轉換器100的輸出電壓VOUT而對應地改變，所以控制器600可根據直流增益DCGAIN，對應地調整電源轉換器100的穩定度。
綜上所述，本發明所提供的電源轉換器的控制器及其操作方法是利用採樣保持單元產生隨電源轉換器的輸出電壓對應地改變的採樣電壓，以及利用調整單元根據採樣電壓，調整閘極控制信號的頻率、流經該電源轉換器的一次側的電流以及控制器內的補償電阻的阻值中的至少一個。因此，相較於現有技術，本發明可隨著電源轉換器的輸出電壓而對應地提升電源轉換器的轉換效率，對應地調整電源轉換器的過電流保護所對應的電流值，以及對應地調整電源轉換器的穩定度的至少一個。   以上所述僅為本發明之較佳實施例，凡依本發明申請專利範圍所做之均等變化與修飾，皆應屬本發明之涵蓋範圍。
10‧‧‧電力傳送適配系統
12‧‧‧液晶顯示幕
14‧‧‧智慧型手機
16‧‧‧平板電腦
100‧‧‧電源轉換器
102‧‧‧分壓電路
104‧‧‧功率開關
106‧‧‧一次側繞組
108‧‧‧二次側繞組
110‧‧‧光耦合器
200、500、600‧‧‧控制器
202‧‧‧採樣保持單元
204、504、604‧‧‧調整單元
206‧‧‧輔助接腳
208‧‧‧閘極接腳
209‧‧‧電流偵測接腳
210‧‧‧補償接腳
212‧‧‧閘極控制信號產生單元
2022‧‧‧第一開關
2024‧‧‧第一電容
2026‧‧‧反相器
2028‧‧‧第二開關
2042、5042‧‧‧電流產生模組
2044‧‧‧控制電壓產生模組
20422‧‧‧第一運算放大器
20424、112、50424、50442、50444、112、RB‧‧‧電阻
20426‧‧‧第二運算放大器
20428‧‧‧第一N型金氧半電晶體
20442‧‧‧第一P型金氧半電晶體
20444‧‧‧第一電流源
20446‧‧‧第二P型金氧半電晶體
20448‧‧‧第二電流源
20450‧‧‧第三電流源
20452‧‧‧第二電容
5044‧‧‧限制電壓產生模組
50422‧‧‧第三運算放大器
50426‧‧‧第二N型金氧半電晶體
50446‧‧‧第四運算放大器
50448‧‧‧第三P型金氧半電晶體
AUX‧‧‧輔助繞組
DV‧‧‧偵測電壓
DS‧‧‧數位信號
D0、D1、…、DN‧‧‧位元
F‧‧‧頻率
FX‧‧‧給定頻率
GCS‧‧‧閘極控制信號
GND‧‧‧地端
I1、I3‧‧‧對應電流
I2‧‧‧定電流
IPRI‧‧‧電流
L1、L2、L3‧‧‧降頻曲線
PRI‧‧‧一次側
RCOMP‧‧‧補償電阻
SEC‧‧‧二次側
V1‧‧‧第一電壓
V2‧‧‧第二電壓
V3‧‧‧第三電壓
V4‧‧‧第四電壓
VAUX‧‧‧輔助電壓
VLIM‧‧‧限制電壓
VC‧‧‧控制電壓
VOUT、VOUTL、VOUTM、VOUTH‧‧‧輸出電壓
VD‧‧‧電壓
VG、VG1、VG2、VG3‧‧‧採樣電壓
VIN‧‧‧輸入電壓
VOS‧‧‧脈衝信號
‧‧‧反相的脈衝信號
VREF‧‧‧參考電壓
VCOMP、VCOMP1 VCOMP2、VCOMP3‧‧‧補償電壓
800-808、900-908、1000-1004‧‧‧步驟
第1圖是說明通用序列匯流排的電力傳送適配系統提供不同的充電條件給各式各樣的消費性電子產品的示意圖。 第2圖是本發明的第一實施例說明一種電源轉換器的控制器的示意圖。 第3圖是說明閘極控制信號、脈衝信號和輔助電壓的時序的示意圖。 第4圖是說明採樣保持單元通過控制器的電流偵測接腳接收和電源轉換器的一次側的輔助電壓有關的電壓的示意圖。 第5圖是說明閘極控制信號的頻率與補償電壓之間的關係的示意圖。 第6圖是本發明的第二實施例說明一種電源轉換器的控制器的示意圖。 第7圖是本發明的第三實施例說明一種電源轉換器的控制器的示意圖。 第8圖是本發明的第四實施例說明一種電源轉換器的控制器的操作方法的流程圖。 第9圖是本發明的第五實施例說明一種電源轉換器的控制器的操作方法的流程圖。 第10圖是本發明的第四實施例說明一種電源轉換器的控制器的操作方法的流程圖。
100‧‧‧電源轉換器
102‧‧‧分壓電路
104‧‧‧功率開關
106‧‧‧一次側繞組
108‧‧‧二次側繞組
110‧‧‧光耦合器
200‧‧‧控制器
202‧‧‧採樣保持單元
204‧‧‧調整單元
206‧‧‧輔助接腳
208‧‧‧閘極接腳
209‧‧‧電流偵測接腳
210‧‧‧補償接腳
212‧‧‧閘極控制信號產生單元
2022‧‧‧第一開關
2024‧‧‧第一電容
2026‧‧‧反相器
2028‧‧‧第二開關
2042‧‧‧電流產生模組
2044‧‧‧控制電壓產生模組
20422‧‧‧第一運算放大器
20424、112、RB‧‧‧電阻
20426‧‧‧第二運算放大器
20428‧‧‧第一N型金氧半電晶體
20442‧‧‧第一P型金氧半電晶體
20444‧‧‧第一電流源
20446‧‧‧第二P型金氧半電晶體
20448‧‧‧第二電流源
20450‧‧‧第三電流源
20452‧‧‧第二電容
AUX‧‧‧輔助繞組
DV‧‧‧偵測電壓
GCS‧‧‧閘極控制信號
GND‧‧‧地端
I1‧‧‧對應電流
I2‧‧‧定電流
IPRI‧‧‧電流
PRI‧‧‧一次側
SEC‧‧‧二次側
V1‧‧‧第一電壓
V2‧‧‧第二電壓
VAUX‧‧‧輔助電壓
VC‧‧‧控制電壓
VOUT‧‧‧輸出電壓
VD‧‧‧電壓
VG‧‧‧採樣電壓
VIN‧‧‧輸入電壓
VOS‧‧‧脈衝信號
‧‧‧反相的脈衝信號
VCOMP‧‧‧補償電壓

Claims (16)

  1. 一種電源轉換器的控制器，其中該電源轉換器是應用於一通用序列匯流排電力傳送(power delivery)系統，該控制器包含： 一採樣保持單元，用以在一閘極控制信號的每一週期對一電壓採樣以產生一採樣電壓，其中該採樣電壓對應於該電源轉換器的輸出電壓；及 一調整單元，耦接於該採樣保持單元，用以根據該採樣電壓，調整該閘極控制信號的頻率、流經該電源轉換器的一次側的電流以及該控制器內的補償電阻的阻值中的至少一個。
  2. 如請求項1所述的控制器，其中該閘極控制信號是用以控制該電源轉換器的一次側的功率開關的開啟與關閉。
  3. 如請求項1所述的控制器，另包含： 一輔助接腳，用以接收該電壓，其中該電壓是有關於該電源轉換器的一次側的輔助繞組的輔助電壓，且該輔助電壓是有關於該電源轉換器的輸出電壓。
  4. 如請求項1所述的控制器，另包含： 一補償接腳，其中該補償電阻耦接於該補償接腳。
  5. 如請求項1所述的控制器，另包含： 一電流偵測接腳，用以接收該電壓，其中該電壓是有關於該電源轉換器的一次側的輔助繞組的輔助電壓，且該輔助電壓是對應於該電源轉換器的輸出電壓。
  6. 如請求項1所述的控制器，其中該調整單元包含： 一電流產生模組，用以根據該採樣電壓和一補償電壓，產生一對應電流；及 一控制電壓產生模組，用以根據該對應電流和一定電流，產生一控制電壓，其中該控制電壓是用以決定該閘極控制信號的頻率。
  7. 如請求項6所述的控制器，另包含： 一補償接腳，用以接收該補償電壓。
  8. 如請求項1所述的控制器，其中該調整單元包含： 一電流產生模組，用以根據該採樣電壓，產生一對應電流；及 一限制電壓產生模組，用以根據該對應電流和一參考電壓，產生一限制電壓，其中該限制電壓是用以限制流經該電源轉換器的一次側的電流。
  9. 如請求項1所述的控制器，其中該調整單元包含： 一類比/數位轉換器，用以根據該採樣電壓，產生一數位信號，其中該數位信號是用以決定該控制器內的補償電阻的阻值。
  10. 一種電源轉換器的控制器的操作方法，其中該電源轉換器是應用於一通用序列匯流排電力傳送系統，以及該控制器包含一採樣保持單元和一調整單元，該操作方法包含： 該採樣保持單元在一閘極控制信號的每一週期對一電壓採樣以產生一採樣電壓，其中該採樣電壓對應於該電源轉換器的輸出電壓；及 該調整單元根據該採樣電壓，調整該閘極控制信號的頻率、流經該電源轉換器的一次側的電流以及該控制器內的補償電阻的阻值中的至少一個。
  11. 如請求項10所述的操作方法，其中該閘極控制信號是用以控制該電源轉換器的一次側的功率開關的開啟與關閉。
  12. 如請求項10所述的操作方法，其中該電壓是有關於該電源轉換器的一次側的輔助繞組的輔助電壓，且該輔助電壓是有關於該電源轉換器的輸出電壓。
  13. 如請求項10所述的操作方法，其中該補償電阻耦接於該控制器另包含的補償接腳。
  14. 如請求項10所述的操作方法，其中該調整單元根據該採樣電壓，調整該閘極控制信號的頻率包含： 根據該採樣電壓和一補償電壓，產生一對應電流；及 根據該對應電流和一定電流，產生一控制電壓，其中該控制電壓是用以決定該閘極控制信號的頻率。
  15. 如請求項10所述的操作方法，其中該調整單元根據該採樣電壓，調整流經該電源轉換器的一次側的電流包含： 根據該採樣電壓，產生一對應電流；及 根據該對應電流和一參考電壓，產生一限制電壓，其中該限制電壓是用以限制流經該電源轉換器的一次側的電流。
  16. 如請求項10所述的操作方法，其中該調整單元根據該採樣電壓，調整該控制器內的補償電阻的阻值包含： 根據該採樣電壓，產生一數位信號，其中該數位信號是用以決定該控制器內的補償電阻的阻值。
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