TW201547189A - 含有脈衝產生器與匹配網路電路的射頻功率放大器 - Google Patents

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Abstract

本發明揭示一種用於控制一射頻(RF，radio frequency)功率放大器之系統及方法。由該RF功率放大器接收一量級輸入以及一相位輸入，以進行RF信號傳輸。產生一數位脈衝，其具有根據該相位輸入相對於一參考時脈邊緣的一中央位置，以及具有根據該量級輸入的一寬度。將該數位脈衝經過一共振匹配網路濾波，以產生對應至該量級輸入以及該相位輸入的該RF信號。

Description

含有脈衝產生器與匹配網路電路的射頻功率放大器
本發明係關於功率放大器電路，尤其係關於射頻功率放大器電路。
現代行動電話射頻(RF，radio frequency)功率放大器必須以高度直線性操作，來支援現代的星座圖(constellations)。當以高度直線性操作時，RF功率放大器的效率通常不到50%，即使用包絡調變(envelop modulation)也一樣。當峰值對平均輸出功率的比例變大時，效率特別不好。結合多個震盪器輸出的設計需要多個能級(power stage)，並且由於多個能級之間的電流循環而造成額外損失。
因此，需要解決先前技術所伴隨的這些問題及/或其他問題。
本發明實施例揭示一種用於控制一射頻(RF，radio frequency)功率放大器之系統及方法。由該RF功率放大器接收一量級(magnitude)輸入以及一相位輸入，以進行RF信號傳輸。產生一數位脈衝，其具有根據該相位輸入相對於該參考時脈邊緣的一中央位置，以及具有根據該量級輸入的 一寬度。該數位脈衝經過一共振匹配網路濾波，產生對應至該量級輸入以及該相位輸入的該RF信號。
100‧‧‧RF功率放大器
105‧‧‧數位脈衝產生單元
110‧‧‧匹配網路電路
115‧‧‧表面聲波濾波器
150‧‧‧方法
205‧‧‧相位內插單元
210‧‧‧計算單元
215‧‧‧脈衝產生器電路
216‧‧‧NAND
217‧‧‧邏輯閘
218‧‧‧閘
219‧‧‧邏輯閘
220‧‧‧濾波器
225‧‧‧細相位內插器
226‧‧‧OR
227‧‧‧邏輯閘
228‧‧‧OR
229‧‧‧邏輯閘
230‧‧‧環計數器單元
232‧‧‧環計數器
235‧‧‧正反器
236‧‧‧多工器
300‧‧‧RF功率放大器系統
305‧‧‧相位內插單元
310‧‧‧匹配網路電路
320‧‧‧RF功率放大器系統
330‧‧‧RF功率放大器系統
335‧‧‧變壓器
345‧‧‧數位脈衝產生單元
400‧‧‧RF功率放大器
405‧‧‧數位脈衝產生單元
415‧‧‧偵測器
500‧‧‧系統
505‧‧‧數位脈衝產生單元
510‧‧‧計算單元
550‧‧‧RF功率放大器
560‧‧‧直角至極座標轉換單元
600‧‧‧示範系統
601‧‧‧中央處理器
602‧‧‧通訊匯流排
604‧‧‧網路介面
606‧‧‧圖形處理器
608‧‧‧顯示器
610‧‧‧儲存裝置
612‧‧‧輸入裝置
圖1A根據一個具體實施例，例示一RF功率放大器；圖1B根據一個具體實施例，例示產生一信號並使用圖1A內所示該RF功率放大器傳輸的方法流程圖；圖2A根據一個具體實施例，例示圖1A內所示該RF功率放大器的方塊圖；圖2B根據一個具體實施例，例示圖2A內所示的該相位內插單元；圖2C根據一個具體實施例，例示圖2B內所示的該環狀計數器單元；圖2D根據一個具體實施例，例示圖2A內所示的該脈衝產生電路；圖2E根據一個具體實施例，例示圖2D內所示的該脈衝產生電路215之信號時機圖；圖2F根據一個具體實施例，例示圖2A內所示的該脈衝產生電路；圖3A根據一個具體實施例，例示使用一三段式開關的一概念RF功率放大器；圖3B根據一個具體實施例，例示一RF功率放大器系統；圖3C根據另一個具體實施例，例示包含一變壓器的一RF功率放大器系統；圖4A根據一個具體實施例，例示使用回饋控制的一RF功率放大器； 圖4B根據一個具體實施例，例示用於控制圖4A內所示該RF功率放大器的方法流程圖；圖5A根據另一個具體實施例，例示一數位脈衝產生單元；圖5B根據一個具體實施例，例示包含一RF功率放大器的系統；以及圖6說明其中可實施許多前述具體實施例的許多架構和/或功能性之示範系統。
利用以該RF頻率產生週期數位脈衝的一數位信號，可有效率操作一RF功率放大器。每一數位脈衝都具有相對於一參考時脈之一受控制的脈衝相位以及一受控制的脈衝寬度。數位脈衝的脈衝寬度對應至該信號的量級(0.5UI為單位量級)，並且該數位脈衝的中央對應至相對於該RF頻率的該相位。相較於只具有20-25%效率的傳統RF功率放大器，運用該等受控制數位脈衝的RF功率放大器具有80-90%的效率。
圖1A根據一個具體實施例，例示包含一數位脈衝產生單元105以及一匹配網路電路110的一RF功率放大器100。RF功率放大器100做為一數位控制器RF信號產生器而運作。一參考時脈以及將一量級和相位編碼的數位輸入都輸入至數位脈衝產生單元105。在一個具體實施例內，該參考時脈為具有該輸出傳輸頻率(即是RF)的一數位時脈信號。該相位從該參考時脈的邊緣至由數位脈衝產生單元105所產生的該數位脈衝之中央測量得出，該量級從由數位脈衝產生單元105所產生的該數位脈衝之寬度測量得出。
數位脈衝產生單元105所產生的該數位脈衝輸入至匹配網路電路110。在一個具體實施例內，匹配網路電路110為一槽狀電路(tank circuit)，該槽狀電路有兩種用途，第一種用途為當成一共振匹配網路，在該 輸出傳輸頻率上共振，藉此將該等數位脈衝轉換成該類比RF信號，第二種用途為將匹配網路電路110輸入上的低阻抗變換，以匹配該天線上較高的阻抗。該槽狀電路的Q可小於該系統的該分數頻寬之倒數，例如：對於在2.4GHz上具有10MHz頻寬的系統，該分數頻寬為0.42%並且Q通常為40-80。該槽狀電路傳遞該等數位脈衝的基本音調，並且奇數諧波會衰減20dB或以上。若需要，於匹配網路電路110與該天線之間使用一表面聲波(SAW，surface acoustic wave)濾波器115可達成額外諧波衰減。當不包含SAW濾波器115時，匹配網路電力110直接輸出該RF信號(即是匹配網路電路110直接連結至該天線)。
從數位脈衝產生單元105傳出的能量主要在基礎頻率上，該第一泛音(overtone)為含1/3振幅(-9.5dB)的第3諧波(harmonic)。匹配網路電路110將該振幅額外衰減9.5dB，產生比SAW濾波器115還要低19dB的RF信號。SAW濾波器115進一步將諧波的振幅在該頻率範圍內另外減少20dB或以上，讓該第一泛音比該基礎音調(fundamental tone)下降至少40dB。在一個具體實施例內，驅動該震盪器的該等波形可產生來包含額外脈衝，其降低或甚至消除該第三諧波。
匹配網路電路110驅動一天線，在一個具體實施例內為50歐姆負載。RF功率放大器100可包含一變壓器，將匹配網路電路110(或SAW濾波器115)的負載轉換成不同阻抗。
在一個具體實施例內，數位脈衝產生單元105包含一或多個場效電晶體(例如金屬氧化物半導體(MOS，metal-oxide semiconductor)FET)。與傳統RF放大器在線性區域內操作該等FET不同，數位脈衝產生單元105內的該等FET不是開啟就是關閉。因此，由於線性操作造成的功率耗損大幅降低，即使未完全避免，也只留下因為切換造成的微量功率耗損。匹配網路電路110控制該RF信號的振幅與相位，如此只有在匹配網路電路110之內該等元件的導通耗損內有損失。此外，並不需要用到在使用傳統RF放 大器的無線電系統中內含之該中間頻率(IF，intermediate frequency)區段與混合器。
圖1B根據一個具體實施例，例示產生一信號並使用圖1A內所示該RF功率放大器100傳輸的方法150之流程圖。在步驟155，接收一量級輸入以及一相位輸入，用以由該RF功率放大器100進行RF頻率信號傳輸。在步驟160，由數位脈衝產生單元105產生在該相位上置中並且具有寬度等於該量級的一數位脈衝。該數位脈衝的中央位置與該相位輸入一致。在步驟165，該數位脈衝經過一共振匹配網路濾波，例如匹配網路電路110，產生對應至該量級輸入以及該相位的該RF信號。
以下說明許多選擇架構和功能，如此可依照使用者意願實施或不實施前述結構之更多說明資訊。應該特別注意，下列資訊僅供說明，不應解釋為以任何方式進行限制。下列任何功能都可在排除或不排除所說明其他功能之下選擇性併入。
圖2A根據一個具體實施例，例示圖1A內所示該RF功率放大器100的方塊圖。RF功率放大器100包含數位脈衝產生單元105以及匹配網路電路110，數位脈衝產生單元105包含一計算單元210、兩相位內插單元205以及一脈衝產生器電路215。計算單元210接收該等量級與相位輸入，並且計算要相對該參考時脈產生的每一數位脈衝之開始時間與結束時間。該參考時脈的每一循環都有一數位脈衝產生。該等量級與相位輸入都是數位值，該等相位與量級輸入直接代表UI(單位間隔)內該數位脈衝的中央位置以及該數位脈衝的寬度。開始時間由從該數位脈衝中央減去該脈衝寬度的一半計算得出(即是開始時間=相位-量級/2)，而停止時間則以將該開始時間加至該脈衝寬度計算得出。該開始與結束時間控制兩個相位內插單元205，產生用於脈衝產生器電路215的該等數位開始與結束脈衝。
在一個具體實施例內，計算單元210接收對應至一符號(symbol)的同相位(In-phase)I和正交Q分量，並且該等I和Q分量直接轉譯 成該等相位與量級輸入。一符號係呈現為複數(complex numbers)，而定義出在該複數平面(由同相位I和正交Q軸形成)上的點。一組調變符號的該等點對應至一星座圖(constellation diagram)，該星座圖代表使用正交振幅調變所調變的一信號。在一個具體實施例內，已接收該等I和Q分量並同步至一符號時脈。針對一64-QAM符號，每一I和Q都為3位元。為了避免因為格式轉換造成精準度喪失，在一個具體實施例內，計算單元210將該等I和Q分量轉譯成一較高精準度相位量級代表，來產生6位元相位以及5位元量級。此從I和Q轉譯成量級與相位就是從直角座標轉譯成極座標，並且可例如使用該CORDIC演算法來達成。
概念上，相位內插單元205將該等開始與結束時間轉換成開始脈衝與結束脈衝信號，其設定與重設一RS正反器來產生該數位脈衝。使用一查找表可修正相位內插單元205內任何的非線性。在一個具體實施例內，該查找表提供一修正當成輸入至相位內插單元205，其最接近該修正脈衝開始及/或結束時間。在一個具體實施例內，進入該脈衝產生器中該S輸入的一上升邊緣導致將該數位脈衝驅動拉高，進入該脈衝產生器中該R輸入的一上升邊緣導致將該數位脈衝驅動拉低。該數位脈衝經過匹配網路電路115濾波，以產生該RF信號。匹配網路電路110在圖2A內顯示為一LC槽狀電路以及一濾波器220，該槽狀電路經過調整，在該傳輸頻率上共振。在一個具體實施例內，濾波器220為一SAW濾波器。在一個具體實施例內，已經省略濾波器220，並且電感器L與電容器C之間的該節點直接連結至該天線。
圖2B根據一個具體實施例，例示圖2A內所示的該相位內插單元205。相位內插單元205包含一細相位內插器225以及一環計數器單元230。細相位內插器225接收一時間(例如開始時間或結束時間)以及一倍數的參考時脈，並且產生該倍數參考時脈的位移版本，時間位移的倍數參考時脈。在較佳具體實施例內，該倍數參考時脈以該參考時脈頻率的8倍 來操作，即是16GHz對應2GHz載波。該時間位移的倍數參考時脈的相位至少位移該時間輸入值的一部分。環計數器單元230也接收該時間輸入，而兩者皆依照需求將該時間位移的倍數參考時脈除以倍數參考時脈循環的整數並以該倍數參考時脈循環的整數來相位位移該已除的時間位移倍數參考時脈，以產生該數位脈衝邊緣信號，如此該數位脈衝邊緣信號的該上升邊緣發生於該時間輸入所指定的一相位位移上(相對於該參考時脈)。
由環計數器單元230執行該相位內插的最高有效位元，位移該倍數參考時脈的整個時脈循環。由細(fine)相位內插器225執行該相位內插的最低有效位元，選擇該倍數參考時脈的一個循環之內該相位。在較佳具體實施例內，環計數器230除以8，並且該時間信號的最高有效3位元從該環計數器選擇該等8輸出相位之一者。另外在較佳具體實施例內，細相位內插器225接受一5位元輸入信號，並且選擇一倍數參考時脈循環之內32細相位位移之一者。
圖2C根據一個具體實施例，例示圖2B內所示的該環計數器單元220。環計數器單元230包含一環計數器232以及一多工器236。環計數器232接收該時間位移的倍數參考時脈，並產生該時間位移的倍數參考時脈之倍數相位位移版本。多工器236選擇該時間位移倍數參考時脈的該等倍數相位位移版本之一者，輸出當成一數位脈衝邊緣信號。多工器236根據該時間輸入，選擇該時間位移倍數參考時脈的該等倍數相位位移版本之一者。在一個具體實施例內，四個正反器235串聯，產生八個該參考時脈的相位位移版本(每一正反器235的Q和Q-bar)。該時間位移倍數參考時脈連結至每一正反器235，並且最後一個正反器輸出一已除的時脈，就是在該載波頻率上的參考時脈。當四個正反器235串聯時，該輸出時脈為該時脈位移倍數參考時脈頻率的1/8，例如在一個具體實施例內，該時間位移倍數參考時脈頻率為16GHz，該已除時脈頻率為2Ghz。該時間輸出用於選擇該時間位移倍數參考時脈的該相位位移版本之一者，然後由正反器235 輸出當成該數位脈衝邊緣信號。當重設環計數器230時，每一正反器235都輸出一邏輯低。在已經移除該重設信號之後，第一正反器235輸出由每一上升時脈邊緣上每一連續正反器235所傳播的一高值，直到該邏輯高傳播至第一正反器235的該輸入，然後輸出該反向值，例如一邏輯低。
圖2D根據一個具體實施例，例示圖2A內所示的該脈衝產生器電路215。透過確保在任何時間都只有啟動該等電晶體M1和M2其中之一者，脈衝產生器電路215避免變化期間的擊穿(shoot-through)電流。如圖2D內所示，該電晶體M1為一PMOS(p型金屬氧化物半導體)FET以及M2為一NMOS(n型金屬氧化物半導體)FET。當該電晶體M1或M2已啟動時，分別驅動該輸出PG為一邏輯高或低，直到PG變換。在PG變換之後，該驅動下降，如此維持該邏輯高或低。因此，在變換期間，強烈驅動PG並在該變換之後，軟弱驅動PG。
OR 226、NAND 216以及反向器1形成一RS正反器，其具有輸出SX，在該輸出PG進入高位準時設定，並且當信號S進入低位準時清除。類似地，OR 228、閘218以及反向器2形成一第二RS正反器，其具有輸出RX，在該輸出PG進入低位準時設定，並且當輸入R-bar進入高位準時清除。一旦該變換已經完成，則這些正反器用來停用(disable)該等大型電晶體M1和M2。該S輸入上的該上升邊緣驅動SP-bar至一邏輯低，其啟用一拉高裝置(例如電晶體M1)並且停用一拉低維持器電晶體K1。該等信號都已計時(timed)，使得在該驅動電晶體M1啟用之前停用該拉低維持器K1。當PG上升，則設定信號SX停用該閘來驅動電晶體M1，並停用該拉低維持器電晶體K2。由一反向器3產生的PG-bar下降，並且停用該拉低維持器電晶體K2以及啟用一拉高維持器電晶體K3。在停用電晶體M1之後，該拉高維持器電晶體K3和K4保持PG上邏輯高。當SP-bar上升並且已停用電晶體M1時，啟用該拉低維持器電晶體K1。不過，已停用該拉低維持器電晶體K2，讓耗損降至最低。
該R-bar輸入的下降邊緣驅動信號RP高，啟用該拉低裝置(例如電晶體M2)並且停用該拉高維持器電晶體K4。同樣，調整該時機，確定先突破再操作(break-before-make operation、即是在啟用M2之前已經停用該拉高維持器電晶體K4)。當信號PG下降，則設定該RS正反器，導致信號RX上升並且RP下降，就是停用拉低電晶體M2並且停用拉高維持器電晶體K3。PG-bar上升，並且啟用該拉低維持器電晶體K2以及停用該拉高維持器電晶體K3。在停用電晶體M2之後，該拉低維持器電晶體K1和K2保持PG的邏輯低。重要的是將傳導重疊(conduction overlap)以及脈衝產生器電路215內其他因素造成的耗損降至最低，因為一般RF功率放大器系統將輸出0.5W或更大的功率。當RP下降並且停用電晶體M2時，啟用該拉高維持器電晶體K4。不過，該拉高維持器電晶體K3停用，讓耗損降至最低。
圖2E根據另一具體實施例，例示圖2D內所示的該脈衝產生電路215之信號時機圖。當S有效(例如從false轉換成true)，該電晶體M1由啟用，將PG拉高為true。PG回饋來控制SX，如此PG上升導致SX也上升，並且在回應方面，有效(asserted)。當有效，則停用M1並PG不再受到驅動。S無效(例如從true轉換成false)，並且在回應上，SX也無效。然後R有效，並且由RP啟用該電晶體M2，將PG拉低為false。PG回饋來控制RX，如此PG下降導致RX上升，並且RP無效。當RP無效時，則停用M2並PG不再受到驅動。當R無效時，在回應上RX也無效。
圖2F根據另一個具體實施例，例示圖2A內所示的脈衝產生器電路215。脈衝產生器電路215為圖2D內所示脈衝產生器電路215的最佳化版本。用動態RS正反器取代圖2D內的靜態RS正反器。尤其是，邏輯閘227和229都分別對應至圖2D的邏輯閘217和219。圖2D內的剩餘邏輯閘則由該等電晶體M3、M4、M5、M6、M7和M8所取代。在一般RF頻率上，允許在S或R的評估之間翻轉該中間節點和RX。
熟此技藝者將了解，在一個具體實施例內，圖2D內的電晶體M1和M2以及圖2F內的電晶體M11和M12都是非常大型電晶體，並且在驅動這些功率裝置的非常大閘靜電容量之前，可能需要指數等級連鎖般的預先驅動器(未顯示)來放大信號SP-bar和RP。
圖3A根據一個具體實施例，例示使用一三段式開關的一概念RF功率放大器系統300。RF功率放大器系統300包含匹配網路電路110、天線以及一三段式開關，取代圖1A和圖2A內所示的數位脈衝產生單元105。使用該三段式開關開始產生正數位脈衝和負數位脈衝，來產生該RF信號。利用該三段式開關將能量送入(或送出)匹配網路電路110，來控制該數位脈衝的振幅與相位。當該開關在中間位置時，由匹配網路電路110內的該電感器L和該電容器C所形成的槽狀電路續流(freewheel)，而耗損可忽略不計。當該開關在上方(V+)位置，該槽狀電路經過抽唧(pump)，如此增加通過該電感器L的電流(或當中儲存的能量)。類似地，當該開關在下方(V-)位置，該槽狀電路也經過抽唧來增加該電感器L內電流的量級，不過當該開關在該下方位置時，電流流動方向相反。在一個具體實施例內，V+為該VDD供應電壓，並且V-為該接地供應電壓。在此具體實施例內，該開關的中間位置連接至一中間電壓。為了強化一特定相位，一脈衝置中在該相位的該上升零通過時開啟該上方開關，並且一脈衝置中在該相位的該下降零通過時開啟該下方開關。將該等兩數位脈衝顛倒就可衰減一相位。
圖3B根據一個具體實施例，例示一RF功率放大器系統320。用一PMOS電晶體P5以及NMOS電晶體N5和N6取代RF功率放大器系統300內所示的該三段式開關。在一個具體實施例內，V+為該VDD供應電壓，並且V-為該接地供應電壓。當信號bp為true(邏輯高)，則該電感器L內的電流增加，並且通過該電容器C的電壓提高，如此強化在該數位脈衝中心上具有最小電壓的該相位。當信號bn為true，則該電感器L內的電流逆轉，並且通過該電容器C的電壓下降，如此強化在該數位脈衝中心上具 有最小電壓的該相位。當信號bp和bn都為false，bpn為true時，啟用電晶體N6並且該槽狀電路續流。
圖3C根據另一個具體實施例，例示包含一變壓器335的一RF功率放大器系統330。在一個具體實施例內，變壓器335為一傳輸線變壓器，其可由印刷電路板上兩線路所形成，其中每一線路都對應至一繞組(winding)。RF功率放大器系統300包含一數位脈衝產生單元345、一匹配網路電路310以及一天線，數位脈衝產生單元345包含計算單元210、兩相位內插單元305以及兩脈衝產生器電路215。匹配網路電路310包含變壓器335、濾波器220以及兩槽狀電路，該等電路連結至一初級繞組的相反終端或變壓器335的線路。相位內插單元305-N和脈衝產生器電路215-N都對應至該數位脈衝信號bn，並且相位內插單元305-P和脈衝產生器電路215-P都對應至該數位脈衝信號bp。
計算單元210接收該等量級與相位輸入，並且計算該數位脈衝之開始時間與結束時間。不過，相對於該參考時脈產生兩個等寬數位脈衝信號bn和bp，相位相差180度，而不產生正數位脈衝。在一個具體實施例內，在該參考時脈循環(cycle)的一第二半期間，產生一第二數位脈衝，其具有一相位與該第一脈衝的相位相差0.5UI，並且具有等於該第一脈衝的寬度。每一相位內插單元305都輸出一相位位移參考時脈，如此相位內插單元305-N的一輸出相位相較於相位內插單元305-P的輸出相位相差180度。相位內插單元305-N驅動脈衝產生器電路215-N，相位內插單元305-P驅動脈衝產生器電路215-P。在該參考時脈循環的第一半期間(即是在該時脈低時)產生一數位脈衝bn，並且在該參考時脈循環的第二半期間(即是在該時脈高時)產生一數位脈衝bp，該數位信號bn和bp都由LC匹配網路轉換成類比信號，其差異驅動變壓器335產生該RF信號。使用圖3A、3B、3C的電路在該AC循環的高與低部分期間驅動該RF信號，比使用圖2A時只有該AC循環的高部分期間的驅動，可得到較少失真的RF信號。
圖4A根據一個具體實施例，例示使用回饋控制的一RF功率放大器400。RF功率放大器400包含一數位脈衝產生單元405、匹配網路電路110以及一偵測器415。偵測器415接收該RF信號，並測量由RF功率放大器400所產生的該RF信號中該同相位與正交分量之量級(I和Q)，並且提供回饋給數位脈衝產生單元405。在一個具體實施例內，由偵測器415產生修正的相位與量級輸入，並且提供至數位脈衝產生單元405。在一個具體實施例內，偵測器415實施成一對閘整合器。當該測量的I和Q不等於對應至該等量級與相位輸入的當前(即輸入)I和Q時，偵測器415可控制數位脈衝產生單元405來修正差異(即錯誤)。在一個具體實施例內，偵測器415計算複雜錯誤信號EI和EQ，並且計算相位與量級值來驅動數位脈衝產生單元405減少該錯誤信號。偵測器415的修正功能可用來校正該RF功率放大器400。
在一個具體實施例內，偵測器415用來迅速轉換從一個符號傳輸成另一個符號，其中每一符號都對應至獨一的量級與相位輸入組合。數位脈衝產生單元405接收該等已測量的I和Q值，並且計算一差異向量D=C-P，代表關聯於該量級與相位輸入的先前符號P與對應至新量級及/或相位輸入的新符號C間之該差異。該單元也可計算一錯誤向量E=C-O，代表該槽狀電路O當前狀態(如由偵測器415所測量)與該當前符號C間之差異。在一個具體實施例內，偵測器415計算對應至該差異向量的差異相位與量級輸入，並將該等差異相位與量級輸入提供給數位脈衝產生單元405。然後短時間使用該差異向量，以產生數位脈衝信號來控制匹配網路電路110迅速傳輸該新符號，例如：已經傳輸量級1並且相位π/4的符號，然後轉換成量級1並且相位3π/4的符號。利用將含最大量級(例如1)以及相位π的該差異符號傳送一段時間週期，足以將匹配網路電路110的狀態推送至新相位，就可加速該轉換至新符號。該差異向量為從當前符號減去先前符號(或當前偵測狀態)所賦予的複數(complex number)。
可使用圖4A內所示的閉路回饋或使用開路方法，來決定該數位脈衝的產生。也可利用針對已計算來將該匹配網路推送至新狀態的時期傳輸該差異符號，如此該開路方法也可加速負號之間的變換。數位脈衝產生單元105和345可設置成包含偵測器415以閉路迴路來操作。
藉由使用該槽狀電路模型來預測轉換之後匹配網路電路110何時產生新符號，就可實施開路控制。也可使用複合(hybrid)控制策略，其中慢回饋用來校正該槽狀電路的模型，並且模型式控制用於由數位脈衝產生單元405執行的逐循環控制。若該Q夠低而因此會在不滿符號時間一半時就停止震盪，則可使用圖1A、2A和3C內所示的簡單開路控制。
圖4B根據一個具體實施例，例示用於控制圖4A內所示該RF功率放大器的方法430之流程圖。在步驟455，接收一量級輸入以及一相位輸入，由RF功率放大器400進行該RF頻率信號傳輸。在步驟460，由數位脈衝產生單元405產生在該相位上置中並且具有等於該量級的一數位脈衝的寬度。在步驟465，該數位脈衝經過一匹配網路電路110濾波，以產生對應至該量級以及該相位的該RF信號。
在步驟470，偵測器415測量匹配網路電路110所產生的該RF信號中該同相位與正交分量之量級。在步驟475，數位脈衝產生單元405決定該已測量相位和量級與該相位和量級輸入之間是否有差異，若無，則處理完成。否則在步驟480，數位脈衝產生單元405在返回步驟460之前計算一差異符號以及對應的量級和相位值，以根據該差異符號產生一數位脈衝。
圖5A根據另一個具體實施例，例示一數位脈衝產生單元505。利用當該槽狀電路的Q足夠高時，改變輸入至相位內插單元205的時間(例如開始時間或結束時間)，可提高該數位脈衝開始與結束的精準度。計算單元510使用抖動控制信號來改變該開始及/或結束時間，以內插於多個參考時脈循環之上兩不同值之間，例如：利用設置計算單元510在相鄰循環之上兩值之間交替，可達成該開始與結束時間的解決方案之額外最低有 效位元，或利用經四個循環平均，可達成解決方案的兩額外最低有效位元(例如25%和75%)。該抖動控制的佔空比(duty cycle)用來控制兩值之間的內插。
圖5B根據一個具體實施例，例示包含一RF功率放大器550的系統500。系統500包含一直角至極座標轉換單元560、RF功率放大器550以及一天線。RF功率放大器550可包含數位脈衝產生單元105或505與匹配網路電路110。
直角至極座標轉換單元560接受每一符號的複數輸入(含每一都為b位元寬的同相位I和正交Q分量)，該等I和Q輸入會與一符號時脈同時脈。直角至極座標轉換單元560也接收在該輸出頻率上的一參考時脈，直角至極座標轉換單元560將該等輸入I和Q分量數位轉換成該相位與量級輸入。在一個具體實施例內，b為3，並且該等3位元I和Q分量分別轉譯成6和5位元的較高精準度相位與量級值。當直角至極座標轉換單元560搭配該RF功率放大器使用時，則使用該等I和Q分量來產生在該RF頻率上定期數位脈衝的數位信號，以產生該RF信號。
圖6說明其中可實施許多先前具體實施例的許多架構和/或功能性之示範系統600。如所示，提供的系統600包含至少一個中央處理器601，其連接至通訊匯流排602。通訊匯流排602可使用任何合適的通訊協定來實施，例如PCI(週邊組件互連)、PCI-Express、AGP(加速圖形連接埠)、HyperTransport或任何其他匯流排或點對點通訊協定。
系統600也包含輸入裝置612、一圖形處理器606以及一顯示器608，即是一傳統CRT(陰極射線管)、LCD(液晶顯示器)、LED(發光二極體)、電漿顯示器等等。使用者輸入可從輸入裝置612接收，例如鍵盤、滑鼠、觸控板、麥克風等等。在一個具體實施例中，圖形處理器606可包含複數個著色器模組以及一個光柵化模組等等。每一前述模組都適合在單一半導體平台上形成圖形處理單元(GPU，graphics processing unit)。
在本說明當中，單一半導體平台可稱為單體半導體式積體電路或晶片。應該注意，單一半導體平台一詞也表示多晶片模組，其具備提高的連線性來模擬晶片上運算，並且運用傳統中央處理單元(CPU，central processing unit)和匯流排做大幅改善。當然，依照使用者的意願，許多模組也可分開或與半導體平台進行許多結合。
系統600也可包含一網路介面604，其可連結至網路(例如通訊網路、區域網路(LAN，local area network)、無線網路、廣域網路(WAN，wide area network)，像是網際網路、點對點網路、有線電視網路等等)用來通訊。圖1A、2A、3B、3C、4A、5A和5B內顯示的一或多個系統可併入系統600，以提供至少網路介面604的一部分。
系統600也包含儲存裝置610。儲存裝置610可包含一主要記憶體及/或次要儲存裝置。控制邏輯(軟體)以及資料都儲存在主記憶體內，此記憶體可採用隨機存取記憶體(RAM)。次要儲存裝置包含例如：硬碟機以及/或可移除式儲存裝置，像是軟碟機、磁帶機、光碟機、數位多功能光碟機(DVD，digital versatile disk)、記錄裝置、通用序列匯流排(USB，universal serial bus)快閃記憶體。可移除式儲存裝置用已知的方式讀寫可移除式儲存單元。電腦程式(或電腦控制邏輯)可儲存在主記憶體以及/或次要儲存裝置內，這種電腦程式在執行時可讓系統600執行許多功能。儲存裝置610及/或任何其他儲存裝置都可為電腦可讀取媒體的範例。
在一個具體實施例內，許多附圖的架構以及/或功能性都可在由中央處理器601、圖形處理器606、積體電路(未顯示，可具有至少部分中央處理器601和圖形處理器606的能力)、晶片組(即是設計來執行相關功能的積體電路群組)以及/或其他任何積體電路所構成結構內實施。
仍舊是，許多附圖的架構以及/或功能性都可在一般電腦系統、電路板系統、娛樂專用遊戲控制台系統、應用專屬系統以及/或其他任何所要系統的範圍內實施。例如：系統600可為桌上型電腦、膝上型電腦、 伺服器、工作站、遊戲主機、嵌入式系統及/或其他任何邏輯形式。仍舊是，系統600可為許多其他裝置的形式，包含但不受限於個人數位助理(PDA)裝置、行動電話裝置、電視等等。
當上面已經說明許多具體實施例時，必須了解到它們係僅藉由範例來呈現，並非構成限制。因此，較佳取體實施例之廣度及範疇並不侷限於上述任何示範性具體實施例，而應僅根據以下的申請專利範圍及其等效內容來定義。
100‧‧‧RF功率放大器
105‧‧‧數位脈衝產生單元
110‧‧‧匹配網路電路
115‧‧‧表面聲波濾波器

Claims (20)

  1. 一種方法，包含：由一射頻(RF，radio frequency)功率放大器接收一量級輸入以及一相位輸入，以進行一RF信號傳輸；產生一數位脈衝，其具有根據該相位輸入相對於一參考時脈邊緣的一中央位置，以及具有根據該量級輸入的一寬度；以及將該數位脈衝經過一共振匹配網路濾波，以產生對應至該量級輸入以及該相位輸入的該RF信號。
  2. 如申請專利範圍第1項之方法，其中該共振匹配網路包含一槽狀電路，該槽狀電路包含一電感器和一電容器。
  3. 如申請專利範圍第2項之方法，其中一表面聲波濾波器連結在該槽狀電路與一天線之間。
  4. 如申請專利範圍第1項之方法，其中該濾波步驟另包含將一輸入上的一阻抗轉換至該共振匹配網路，以匹配與連結至該共振匹配網路的一天線之一阻抗。
  5. 如申請專利範圍第1項之方法，其中該濾波步驟另包含在該RF信號的一頻率上共振，以將該數位脈衝轉換成一類比信號。
  6. 如申請專利範圍第1項之方法，其中在該參考時脈循環的一第一半期間產生該數位脈衝，而該方法另包含：在該參考時脈循環的一第二半期間，產生一第二數位脈衝，其具有 一相位與該第一脈衝的相位相差0.5UI，並且具有等於該第一脈衝的寬度；以及使用一第二共振匹配網路對該第二數位脈衝濾波。
  7. 如申請專利範圍第6項之方法，其中該共振匹配網路與該第二共振匹配網路連結至一變壓器的一初級繞組之相對端。
  8. 如申請專利範圍第7項之方法，其中該變壓器為一傳輸線變壓器。
  9. 如申請專利範圍第1項之方法，另包含：測量該RF信號的同相位與正交分量；以及計算一修正過的相位輸入以及一修正過的量級輸入。
  10. 如申請專利範圍第1項之方法，另包含：接收一新符號的新同相位與正交分量；測量該RF信號的同相位與正交分量；以及根據該已接收的同相位與正交分量以及該測量的同相位與正交分量，計算一錯誤相位輸入以及一錯誤量級輸入。
  11. 如申請專利範圍第1項之方法，其中該量級輸入與該相位輸入都對應至先前的同相位與正交分量，而該方法另包含：接收一新符號的新同相位與正交分量；以及根據該先前同相位與正交分量以及該新同相位與正交分量，計算一差異相位輸入以及一差異量級輸入。
  12. 如申請專利範圍第1項之方法，其中產生該數位脈衝包含： 計算該數位脈衝的一開始時間；以及改變多個該參考時脈循環之上兩不同值間之該開始時間，以提高該開始時間的解析度。
  13. 一種射頻功率放大器電路，包含：一數位脈衝產生單元，設置成：接收一量級輸入以及一相位輸入，以進行一RF信號傳輸；以及產生一數位脈衝，其具有根據該相位輸入相對於一參考時脈邊緣的一中央位置，以及具有根據該量級輸入的一寬度；以及一共振匹配網路電路，其連結至該數位脈衝產生單元並設置成過濾該數位脈衝，以產生對應至該量級輸入與該相位輸入的該RF信號。
  14. 如申請專利範圍第13項之RF功率放大器電路，其中該共振匹配網路包含一槽狀電路，該槽狀電路包含一電感器和一電容器。
  15. 如申請專利範圍第14項之RF功率放大器電路，另包含一表面聲波濾波器，其連結在該槽狀電路與一天線之間。
  16. 如申請專利範圍第13項之RF功率放大器電路，其中該共振匹配網路另設置成將一輸入上的一阻抗轉換至該共振匹配網路，以匹配與連結至該共振匹配網路的一天線之一阻抗。
  17. 如申請專利範圍第13項之RF功率放大器電路，其中該共振匹配網路另設置成在該RF信號的一頻率上共振，以將該數位脈衝轉換成一類比信號。
  18. 如申請專利範圍第13項之RF功率放大器電路，另包含一第二共振匹配網路，其中該數位脈衝產生單元另設置成：在該參考時脈循環的一第一半期間產生該數位脈衝；以及在該參考時脈循環的一第二半期間，產生一第二數位脈衝，其具有一相位與該第一脈衝的相位相差0.5UI，並且具有等於該第一脈衝的寬度，其中該第二數位脈衝經過該第二共振匹配網路濾波。
  19. 如申請專利範圍第18項之RF功率放大器電路，其中該共振匹配網路與該第二共振匹配網路連結至一變壓器的一初級繞組之相對端。
  20. 如申請專利範圍第13項之RF功率放大器電路，另包含一偵測器，其連結於該數位脈衝產生單元與該共振匹配網路之間，並設置成：測量該RF信號的同相位與正交分量；以及計算一修正過的相位輸入以及一修正過的量級輸入。
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