TW201628337A - 多波段產生系統及方法 - Google Patents

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Abstract

一種用於產生多波段信號之方法，係將多個基頻包絡信號轉換成符號序列，該符號序列表示包括複數個不相交頻帶之信號。各頻帶對應於單個基頻包絡信號。各符號對應於該信號之振幅並且係選自於有限數字集合之數字。本方法將該符號序列編碼為複數個脈寬調變(PWM)信號。各PWM信號包括用於將各符號編碼之複數個符碼，使得將符號編碼之該組PWM信號之該等符碼之數值的總和與該符號之數值成比例關係。本方法放大該等PWM信號以產生複數個經放大信號，並且組合該等經放大信號以產生該多波段信號。

Description

多波段產生系統及方法
本發明大致係關於信號傳輸，且具體而言，係關於適用於並行非相連(non-contiguous)多波段操作之多波段信號的產生系統及方法。
相較於數位類比射頻傳送器，直接數位射頻(RF)傳送器(TX)具有數項優點。直接數位射頻傳送器使數位類比介面靠向天線移位，因此涉及的類比成分較少。可大幅減輕且甚至避免直接數位射頻傳送器中像是同相位(I)與正交相位(Q)信號不匹配、本地振盪器漏損、以及影像失真等典型的類比問題。直接數位射頻傳送器亦透過藉由數位信號處理所實現的多模式且多波段操作來增強系統彈性。另外，直接數位射頻傳送器可利用日益提升的數位處理速度與能力、以及高階整合。此外，數位傳送器中的功率放大係以高效率切換模式操作為基礎，改善傳送器能量效率及環境。因此，直接數位射頻傳送器對於無線基地台及行動應用兩者都具有效益。
為了增加無線資料率並改善網路涵蓋範圍 使頻譜使用有效率，已開發出並行多波段傳輸方法。舉例而言，長期演進技術(LTE)通訊標準定義了用於並行傳輸多個不相交頻帶的非相連載波聚合技術。因此，有必要為無線電傳輸產生具有多個不相交頻帶且功率足夠的信號。
某些方法是單純地藉由使用多個傳送器產生多波段信號，亦即，各傳送器在一個頻帶上傳送射頻信號。使用多傳送器的理由在於各傳送器可支援的頻寬有限。尤其，當這多個波段不相鄰時，亦即非相連，傳送器頻寬變成是瓶頸。在習用的射頻傳送器中，頻寬主要是藉由射頻功率放大器阻抗匹配網路的Q來判定。設計寬頻且有效率的類比射頻功率放大器會是困難的任務。多傳送器架構係藉由維持高Q並且使用不同的傳送器傳送各窄頻來提供高效能。這種多傳送器架構雖然實施起來很直接，但尺寸及成本呈倍數增加仍不可避免。
因此，有必要提供具備並行非相連多波段操作能力的數位傳送器。
本發明之一些具體實施例係基於以下認知：可將多個基頻包絡信號表示為符號序列。各符號可瞬間表示包絡信號振幅之組合。此一組合不受RF頻率拘束，並且可提供不相交頻帶之單一表示。
然而，要適當地表示多個基頻包絡信號之組合，符號序列中符號之數值應該選自於較大的範圍。此數值範圍之編碼及放大需要複雜的多位準脈寬調變(PWM) 編碼器及複雜的功率放大器(PA)。因此，本發明之一些具體實施例係基於另一認知：PWM編碼器及功率放大器的複雜度可藉助將序列中各符號以合作的方式編碼並放大來降低。因此，將多個基頻包絡信號轉換成符號序列，隨後以多個編碼器與放大器將各符號編碼且放大，這樣的組合容許在數位域中產生多波段信號。
本發明之一些具體實施例係基於另一認知：先將基頻包絡信號編碼隨後再進行射頻(RF)升取樣並不適用於支援並行多波段傳輸，原因在於與意欲傳輸之信號合併之寄生信號(spurious tone)。然而，射頻轉換後接著解碼，避免了寄生信號的合併問題。因此，在一項具體實施例中，多波段信號係射頻通訊信號，而且該轉換產生表示射頻信號的符號序列，隨後再以多個PWM信號來編碼。
將此符號序列編碼可避免可能會在經生成之傳輸信號中產生寄生信號對於編碼的升取樣。然而，要將多波段射頻信號編碼並放大，會需要增加解析度並用到複雜的多位準PWM編碼器與功率放大器。組合多個PWM編碼器與功率放大器，解決了這項複雜度的問題。
因此，本發明之一項具體實施例揭示一種用於產生多波段信號的方法。本方法包括將多個基頻包絡信號轉換成符號序列，該符號序列表示包括複數個不相交頻帶之信號，其中各頻帶對應於單個基頻包絡信號，而且其中各符號對應於該信號之振幅並且係選自於有限數字集合之數字；將該符號序列編碼為複數個脈寬調變(PWM)信 號，其中各PWM信號包括用於將各符號編碼之複數個符碼，其中將符號編碼之該組PWM信號之該等符碼之數值的總和與該符號之數值成比例關係；放大該等PWM信號以產生複數個經放大信號；以及組合該複數個經放大信號以產生該多波段信號。
另一具體實施例揭示一種用於產生多波段信號的系統。本系統包括三角積分調變器(DSM)，係用於將多個基頻包絡信號轉換成符號序列，該符號序列表示包括複數個不相交頻帶之信號，其中各頻帶對應於單個基頻包絡信號，而且其中各符號對應於該信號之振幅並且具有選自於有限數字集合之數值；至少一個脈寬調變(PWM)編碼器，係用於將該符號序列編碼為複數個PWM信號，其中各PWM信號包括一組用於將各符號編碼之符碼，其中該複數個PWM信號將符號編碼之部分之該等符碼之數值的總和與該符號之該數值成比例關係；複數個切換模式功率放大器，係用於根據該等PWM信號之振幅藉由切換裝置之切換狀態而放大該等PWM信號，以產生複數個經放大信號；以及組合器，係用於組合該複數個經放大信號以產生該多波段信號。
110‧‧‧多個基頻包絡信號
120‧‧‧轉換
125‧‧‧符號序列
130‧‧‧編碼器
135‧‧‧脈寬調變(PWM)信號
140‧‧‧放大
145‧‧‧經放大信號
150‧‧‧組合
155‧‧‧多波段信號
210‧‧‧多位元匯流排
220‧‧‧DSM
225‧‧‧單位元
230‧‧‧PWM
240‧‧‧切換模式功率放大器
250‧‧‧組合器
301‧‧‧信號
302‧‧‧信號
303‧‧‧信號
304‧‧‧信號
305‧‧‧信號
306‧‧‧信號
307‧‧‧信號
308‧‧‧信號
309‧‧‧數位混波器
310‧‧‧數位混波器
311‧‧‧數位混波器
312‧‧‧數位混波器
313‧‧‧組合器
314‧‧‧組合器
315‧‧‧單位元多波段帶通三角積分調變器(BPDSM)
321‧‧‧波段信號
322‧‧‧波段信號
405‧‧‧係數比例
410‧‧‧數值
415‧‧‧時脈率
425‧‧‧部分
430‧‧‧總和
500‧‧‧數值
501‧‧‧PWM信號
502‧‧‧PWM信號
504‧‧‧時脈率
505‧‧‧有限集合
510‧‧‧符號
511‧‧‧符碼
512‧‧‧符碼
520‧‧‧符號
521‧‧‧符碼
522‧‧‧符碼
535‧‧‧表格
547‧‧‧符碼數值
549‧‧‧符碼數值
550‧‧‧符號
551‧‧‧符碼
552‧‧‧符碼
570‧‧‧符號
571‧‧‧符碼
572‧‧‧符碼
590‧‧‧符號
591‧‧‧符碼
592‧‧‧符碼
601‧‧‧多波段多位元BPDSM
602‧‧‧MLRF-PWM功率編碼器
603‧‧‧BPDSM輸出樣本
604‧‧‧MLRF-PWM信號
605‧‧‧MLRF-PWM信號
700‧‧‧並行非相連多波段傳送器
701‧‧‧功能塊
702‧‧‧功能塊
703‧‧‧功能塊
710‧‧‧多波段多位元BPDSM
711‧‧‧取樣時脈CLK1
720‧‧‧RFPWM編碼器
721‧‧‧取樣時脈CLK2
731‧‧‧功率放大器
732‧‧‧功率放大器
740‧‧‧Chireix組合器
750‧‧‧雙波段射頻濾波器
760‧‧‧負載
800‧‧‧處理器
805‧‧‧轉換函數
810‧‧‧輸入
815‧‧‧資料點
820‧‧‧套用
825‧‧‧輸出資料
830‧‧‧判定
835‧‧‧LUT
840‧‧‧失真
845‧‧‧已失真資料
901‧‧‧查詢表(LUT)
902‧‧‧移位暫存器
903‧‧‧移位暫存器
904‧‧‧BPDSM輸出符號
906‧‧‧多位準PWM(MLPWM)符碼
907‧‧‧多位準PWM(MLPWM)符碼
909‧‧‧CLK2
910‧‧‧輸出
911‧‧‧輸出
915‧‧‧經放大射頻輸出信號
920‧‧‧切換裝置
930‧‧‧功率放大器
1001‧‧‧雙波段射頻濾波器
1002‧‧‧頻譜
1100‧‧‧雙波段BPDSM雜訊抵消器
1101‧‧‧數位正交降頻轉換器
1102‧‧‧比較功能塊
1103‧‧‧數位正交升頻轉換器
1104‧‧‧複多波段BPDSM
1105‧‧‧低功率數位功率放大器
1110‧‧‧非相連雙波段傳送器
1111‧‧‧射頻波段
1112‧‧‧BPDSM 1112
1113‧‧‧功率編碼器功能塊
1201‧‧‧雜訊抵消
1202‧‧‧雜訊抵消
第1圖係根據本發明之一項具體實施例用於產生多波段信號之方法的方塊圖；第2圖係系統之方塊圖，該系統根據本發明之一項具 體實施例，實施第1圖之方法之步驟；第3圖係根據本發明之一項具體實施例之三角積分調變器(DSM)例示性實作的方塊圖；第4圖係根據本發明之一項具體實施例將符號之數值編碼為多個PWM信號之部分之符碼的示意圖；第5A圖係根據本發明之一項具體實施例以兩個PWM編碼器將符號編碼的實施例；第5B圖係展示符碼數值且根據本發明之一項具體實施例將符號中不同數值編碼之實施例的表格；第6圖係根據本發明之一項具體實施例以多位準射頻(MLRF)PWM編碼器將符號編碼的實施例；第7圖係根據本發明之一項具體實施例之並行非相連多波段傳送器的方塊圖；第8圖係根據本發明之一些具體實施例之預加強線性化方法的方塊圖；第9A圖係根據本發明之一項具體實施例之PWM功率編碼器之查詢表實作的圖示；第9B圖係根據本發明之一項具體實施例之功率放大器的方塊圖；第10圖係並行非相連多波段傳送器之輸出頻譜的實施例；第11圖係根據本發明之一項具體實施例用於非相連多波段傳送器之帶外雜訊抵消系統的方塊圖；以及第12圖係藉由第11圖中之帶外雜訊抵消系統降低帶 外雜訊的實施例。
第1圖展示根據本發明之一項具體實施例用於產生多波段信號之方法的方塊圖。這項具體實施例將多個基頻包絡信號110轉換120成符號序列125。基頻包絡信號110可使用例如振幅相位分割器產生自資料信號、或直接產生自待傳送之資料。
在一些變化中，基頻包絡信號對應於不相交的頻帶，其中各頻帶對應於單個基頻包絡信號。因此，符號序列表示包括複數個不相交頻帶之信號，其中各符號對應於選自於有限數字集合之信號的振幅。
這項具體實施例將符號序列125編碼130為複數個脈寬調變(PWM)信號135。各PWM信號包括一組用於將各符號編碼之符碼。為達到那樣的目的，PWM信號的取樣率大於符號序列的取樣率。舉例而言，在一項實作中，各符號係以各PWM信號之符碼的四個數值來表示，亦即，該編碼之取樣率是產生符號序列之取樣率的四倍。
各符號係經編碼而使得將符號編碼之該組PWM信號之該等符碼之數值的總和與該符號之數值成比例關係。在一些變化中，定義各符號數值對符碼數值總和比的係數比例並不等於一，因而得以降低PWM編碼的複雜度。
這項具體實施例將PWM信號放大140以產生一組經放大信號145，並且組合150該組經放大信號以 產生多波段信號155。在一些變化中，PWM信號係使用多個放大器來並行放大。
第2圖展示系統之方塊圖，該系統根據本發明之一項具體實施例，實施第1圖之方法之步驟。這項具體實施例將單位元三角積分調變器(DSM)220用於產生表示包括複數個不相交頻帶之信號的符號序列125。DSM 220可透過多個多位元匯流排210接收多個基頻包絡信號110，並且輸出單位元225，亦即，符號序列125中符號之數值。
其次，一個或複數個PWM 230以PWM信號之符碼將位元225編碼。複數個切換模式功率放大器240根據PWM信號之振幅，藉由切換裝置之切換狀態將PWM信號放大以產生一組經放大信號145。組合器250，例如：Chireix功率組合器，組合該組經放大信號以產生多波段信號155。
第3圖展示根據本發明之一項具體實施例之DSM 220例示性實作的方塊圖。在這項具體實施例中，DSM 220包括單位元多波段帶通三角積分調變器(BPDSM)315。BPDSM 315具有單位元輸出匯流排及多個多位元輸入匯流排。舉例而言，雙波段實作之BPDSM 315接收波段信號321及波段信號322作為兩個數位輸入。在一些具體實施例中，信號321及322係射頻信號。
BPDSM 315組合(例如，加總)數位表示之射頻信號321與322，接著將這些多位元數位信號轉換 成單位元數位輸出。波段信號321可使用將信號301與305混波及將信號302與306混波之兩個數位混波器309及310、以及組合器313藉由正交調變來判定。波段信號322可以類似方式藉由使用將信號303、307、304與308混波之數位混波器311及312、以及組合器314來判定。有利的是，這項具體實施例支援DSM 220之全數位實作。
第4圖展示將符號225之數值410編碼為多個PWM信號之部分之符碼的示意圖。將該符號編碼之各PWM信號之各部分425包括具有由PWM編碼器之時脈率415所定義之數字的多個符碼。該符號之數值410係經編碼，使得將一符號編碼之該組PWM信號之符碼之數值之總和430係以定義各符號數值對符碼數值總和比之係數比例405而與該符號之數值成比例關係。
在一些具體實施例中，係數比例405係經選擇以平衡該編碼之準確度與其複雜度。舉例而言，在一項具體實施例中，係數比例等於該組PWM信號的尺寸。舉例而言，若該等符號係以二位準(two-level)PWM信號來編碼，則係數比例等於二。在一些具體實施例中，比例係數係基於PWM編碼器所欲位準數來選擇。舉例而言，一項具體實施例判定有限集合中數字之最大值或最小值，並且基於該最大值或該最小值、比例係數、以及該組PWM信號之尺寸來判定該PWM信號之位準。
PWM位準數係與切換級數位功率放大器架構有關，該切換級數位功率放大器架構之可能的離散位準 狀態表示PWM位準。引進的PWM位準愈多，數位功率放大器結構大致上就愈複雜，而編碼效率的效能也跟著提升。然而，實際上，三個或五個PWM位準可以是效能與複雜度之間的合理取捨。
第5A圖展示以兩個PWM編碼器將符號編碼的實施例。在這項實施例中，該等符號之數值500係選自於有限集合[-4,4]505中數字之九個可能數值。各PWM編碼器之位準是三個，亦即，PWM信號之各符碼具有-1、0或1之數值。比例係數是二，亦即將該符號編碼之兩個PWM信號501與502之部分之總和是該符號之數值的兩倍大。該編碼之時脈率504是用於產生符號序列之時脈率的四倍大，亦即，各PWM信號以該符碼之四個數值將各符號編碼。
舉例而言，符號510之數值等於“-4”，並且係以具有數值“-1”之符碼511及512表示的最小可能數值。類似地，符號590之數值等於“4”，並且係以具有數值“1”之符碼591及592表示的最大可能數值。符號550之數值等於“0”，並且係以具有數值“0”之符碼551及552表示。該等符號之所有其它數值係以不同數值之符碼的組合來形成。
舉例而言，符號520之數值等於“-3”，係以各具有一個數值“0”及三個數值“-1”的符碼521及522來編碼。符號570之數值等於“2”，係以各具有兩個數值“0”及兩個數值“1”的符碼571及572來編碼。
第5B圖展示表格535，該表格展示將該等符號編碼之符碼數值547及549的實施例。在本發明之各項具體實施例中，PWM信號之符碼的數值係經判定，使得將該符號編碼之該符碼之各數值不具有與將該符號編碼之該等符碼之該等數值之該總和之正負號相反的正負號。舉例而言，當該符號具有負值時，該符號係以將該符號編碼之所有符碼的負值或零值來編碼。具有正值之該符號係以將該符號編碼之所有符碼的正值或零值來編碼，而且具有零值之該符號係以將該符號編碼之所有符碼的零值來編碼。此編碼在基於向量加法之異相技術(out-phasing technique)上具有優勢，該異相技術對於兩個信號間之不匹配具有敏感性，尤其是對低振幅符號而言，在功率組合電路中出現巨量功耗。與該異相技術相比，根據本發明各項具體實施例之編碼數值彼此不會抵消，這樣可改善後續放大及組合步驟的效率。
在本發明之一些具體實施例中，PWM信號之符碼之數值係經選擇而互相對稱，使得PWM信號之該等部分之符碼之對應數值的總和繞著該等部分之中心具有對稱性。舉例而言，一項具體實施例判定將該符號編碼之第一PWM信號的第一部分，並且判定將該符號編碼之第二PWM信號之第二部分，使得該第二部分係旋轉對稱於該第一部分。舉例而言，將數值“-3”編碼之PWM信號的第一521及第二522部分繞著其中心具有不對稱形狀，但那些部分之數值的總和具有對稱性，亦即，-3→{-1,-1,-1,0} +{0,-1,-1,-1}={-1,-2,-2,-1}。PWM信號之該等部分之總和的此一對稱形狀使靠近奈奎斯(Nyquist)頻率之PWM信號的能量降到最低，並且減少傳輸頻譜中的非線性亂波(spur)。
本發明之一些具體實施例使用查詢表，例如：預運算表535，以判定將符號編碼之符碼的數值。舉例而言，一項具體實施例使用該符號之該數值自儲存於記憶體中之查詢表選擇第一部分，並且繞著該部分之中心旋轉該第一部分以產生第二部分。替代具體實施例使用該符號之該數值，自儲存於記憶體中之查詢表選擇該第一部分及該第二部分。
在本發明之一些具體實施例中，多波段信號係射頻(RF)之通訊信號。在那些具體實施例中，符號序列表示射頻信號。將此符號序列編碼可避免可能會在經生成之傳輸信號中產生寄生信號(spurious tones)的對編碼之升取樣(upsampling)。
然而，在射頻轉換後接著解碼，避免了寄生信號併入經生成之多波段信號。因此，在一項具體實施例中，多波段信號係射頻(RF)之通訊信號，而且該轉換產生表示射頻信號的符號序列，隨後再以多個PWM信號來編碼。要將多波段射頻信號編碼並放大，會需要增加解析度並用到複雜的多位準PWM編碼器與功率放大器。組合多個PWM編碼器與功率放大器，解決了這項複雜度的問題。
第6圖展示用於n位準RFPWM之多位準射頻(MLRF)PWM編碼器。當MLRF-PWM功率編碼器602之取樣時脈率比多波段多位元BPDSM 601之取樣時脈率快k倍時，m位準PWM容許以n=2m*k+1個步級將BPDSM輸出樣本603編碼成兩個MLRF-PWM信號604與605。
第7圖展示根據本發明之一項具體實施例之並行非相連多波段傳送器的方塊圖。各波段的正交基頻信號係升頻至射頻，並且視需要地藉由功能塊(block)701、702及703進行預失真。在一些具體實施例中，考慮到包括來自於PWM編碼器、驅動放大器及功率放大器的整個對齊非線性度，預失真使整體傳送器線性化。
多波段多位元BPDSM 710係藉由比操作RFPWM編碼器720之取樣時脈CLK2 721慢k倍的取樣時脈CLK1 711來操作。這兩個功率放大器731與732，例如：電壓模式D類放大器，使用Chireix組合器740將兩者的輸出功率組合，該Chireix組合器的輸出係以類比格式藉由雙波段射頻濾波器750來濾波，並且係藉由天線放射傳送至負載760。使用RFPWM優於包絡PWM編碼器之處在於可將相同的全數位傳送器用於任何數目之並行傳輸波段。
本發明之一些具體實施例，例如第7圖之具體實施例，降低在非常高資料率無線應用中實施並行多波段射頻傳送器的成本及複雜度。此全數位傳送器架構非常適用於尖端數位積體電路(IC)。由於驅動射頻功率放大器不需要類比後端，所以準確的校準電路可以避免。特殊 射頻/類比選項上的精良半導體晶圓代工廠選項也非屬必要。隨著數位IC技術按比例縮小，根據這項具體實施例之傳送器持續改善成本優勢。另外，這項具體實施例之新傳送器架構小於以前的設計，因為不具有類比後端之單個傳送器可同時傳送多波段。
本發明之一些具體實施例係基於認知PWM的轉換函數屬於非線性，但輸入信號，例如：包絡信號，必須藉由功率編碼器來線性映射。再者，該映射的非線性度取決於轉換函數，並且無法一律以分析方式來判定。舉例而言，該映射的非線性度可藉由將轉換函數套用到輸出資料，並且在輸入到功率編碼器之資料與功率編碼所輸出之資料間建置映射，例如：LUT，以實驗方式來判定。一些具體實施例係基於預定非線性映射使輸入資料預失真701、702及703，使得DSM及PWM之轉換函數將經預失真之資料轉換成與輸入資料具有線性關係的數值。為達到那樣的目的，LUT儲存該轉換及該編碼所使用之轉換函數的非線性映射。
第8圖展示根據一些具體實施例之預加強線性化方法的方塊圖。本方法可藉由處理器800來進行。該映射，例如：LUT 835，係藉由將轉換函數套用到一組輸入資料點，使用向前映射(forward mapping)來判定830。舉例而言，處理器將轉換函數805套用820到該輸入之該組資料點815以產生輸出資料825。轉移函數可以是振幅對帪幅(AM-AM)轉移函數。LUT 835係經判定830為該轉 換之輸入810與輸出825間的映射。
相比之下，已失真之資料係藉由將透過使用LUT 835選擇840轉換函數輸入進行包絡信號資料點之向後映射(backward mapping)來判定，該轉換函數輸入對應於與包絡信號資料點相等之轉換函數輸出。
舉例而言，經接收供功率編碼器處理之輸入資料係使用LUT 835失真840以產生已失真資料。隨後藉由功率編碼器將已失真資料845編碼以產生與輸入資料呈線性關係之已編碼資料。對該輸入信號之一組資料點進行向後映射，使得已失真輸入信號845之各資料點等於與轉換函數輸出對應之轉換函數輸入，該轉換函數輸出等於該輸入信號之資料點。
第9A圖展示根據本發明之一項具體實施例之PWM功率編碼器(PWM PE)之查詢表實作。PWM PE包括查詢表(LUT)901及兩個移位暫存器902與903。LUT 901將BPDSM輸出符號904轉換成一對多位準PWM(MLPWM)符碼906與907。
在這項具體實施例之實施例中，一個BPDSM符號係轉譯成一對各具有長度k(例如：k=4)之5位準MLPWM符碼。在這項實施例中，可將具有數值+1的BPDSM輸出符號轉換成一對MLPWM符碼{0,1,0,0}及{0,0,1,0}。在這項實施例中，PWM PE驅動兩個5位準數位功率放大器，因此各MLPWM符碼係再次轉換成與5位準數位功率放大器介接之8位元控制信號。LUT 901將給定 之BPDSM輸出符號直接轉換成一對8位元控制信號，無需透過一對具有長度k的5位準MLPWM符碼來進行。因此，就給定之BPDSM輸出符號904而言，LUT輸出906與907具有8 x k個位元。
單個BPDSM輸出符號對應於一對具有長度k的MLPWM符碼，移位暫存器輸出率應該比BPDSM輸出率快k倍。因此，藉由CLK2 909判定之8位元移位暫存器輸出率比LUT輸出率快k倍。於CLK1之各時脈週期，8 x k個位元進入移位暫存器，而移位暫存器於CLK2之各時脈週期產生8個位元。
第9B圖展示根據輸出910或911，藉由切換裝置(例如：切換裝置920)之切換狀態而產生經放大射頻輸出信號915之功率放大器930的方塊圖。在一些具體實施例中，切換裝置920的數目取決於PWM編碼器的位準。舉例而言，在PWM信號具有(2n+1)個位準之一項具體實施例中，n係正自然數，其中這組門檻包括n個非零值之電壓門檻，而且功率放大器包括2n個有非均勻總電流功能之切換裝置，可用於n非零位準之PWM信號。舉例而言，功率放大器930包括八個ON/OFF切換器。為了擬合多位元輸入，功率放大器930可組構成用於3位準信號之H橋、或用於5位準或更多位準信號之並聯H橋。
在一些具體實施例中，不同切換裝置所產生電流之數值分布屬於非均勻。舉例而言，在一些具體實施例中，切換裝置820係具有不同尺寸用以產生不同電流 之電晶體。舉例而言，該等電晶體可以是具有不同閘極寬度之氮化鎵(GaN)電晶體。
在一項具體實施例中，功率放大器包括2n個供n非零位準PWM信號對各位準產生I n 電流之切換裝置，其中比率a v =V n-1/V n 及比率a i =I n-1/(I n-1+I n )係介於0.2與0.4(包括0.2及0.4)之間。舉例而言，功率放大器包括用於產生具有第一數值之電流I1的第一切換裝置，使得功率放大器對PWM信號之第一位準產生I1電流，並且包括用於產生具有第二數值之電流I2的第二切換裝置，使得功率放大器對PWM信號之第二位準產生I1+I2電流，其中比率a i =I1/(I1+I2)係介於0.2與0.4(包括0.2及0.4)之間。
本發明之一些具體實施例係基於下列認知：以三角積分調變進行PWM編碼前，可先引起高帶外(out-of-band)發射。因此，多波段三角積分調變有必要用到雜訊抵消技術。一些具體實施例將雜訊抵消技術用於雙波段三角積分調變，其放寬多波段射頻輸出濾波器設計，並降低非期望的帶外發射。
第10圖展示根據本發明之一些具體實施例，並行非相連多波段傳送器700在位置760處的頻譜1002。頻譜1002包括兩條帶內通道及由多位元三角積分調變710共享之帶外雜訊。一項具體實施例使用雙波段射頻濾波器1001以衰減帶外雜訊及高階複頻譜(spectrum replica)，即頻譜760。
第11圖展示根據本發明之一項具體實施例 用於非相連多波段傳送器之帶外雜訊抵消系統的方塊圖。雙波段BPDSM雜訊抵消器1100抵消來自非相連雙波段傳送器1110之帶外發射。傳送器1110之一實施例係第7圖之非相連多波段傳送器700。BPDSM 1112將射頻波段1111轉換成符號序列，該符號序列係藉由兩個數位正交降頻轉換器1101分成兩個基頻信號。這些基頻信號包括因多波段BPDSM 1112之量化雜訊及雜訊整形程序所致的帶內信號及帶外發射。
比較功能塊1102自這兩個基頻信號提取原來的基頻信號，僅導致帶外發射成分。這兩個數位正交升頻轉換器1103將帶外發射成分分別調變成低波段及高波段，接著以複多波段(replica multi-band)BPDSM 1104來調變。數位正交升頻轉換器1103之增益控制雜訊抵消上之重要取捨。較高的增益容許更多的抵消，但低功率數位功率放大器1105需要更大的功率。低功率數位功率放大器可藉由線性功率放大器(低效率)來實施，或連同功率編碼器功能塊1113使用切換模式功率放大器以求得高效率。
第12圖展示藉由第11圖中之帶外雜訊抵消系統降低帶外雜訊的實施例。相較於無雜訊抵消1201之輸出頻譜，具有雜訊抵消1202之輸出頻譜通常可改善超過10dB。帶外雜訊及帶內雜訊兩者都有改善，放寬了多波段射頻輸出濾波器的設計，也改善帶內SNR。
110‧‧‧多個基頻包絡信號
120‧‧‧轉換
125‧‧‧符號序列
130‧‧‧編碼器
135‧‧‧脈寬調變(PWM)信號
140‧‧‧放大
145‧‧‧經放大信號
150‧‧‧組合
155‧‧‧多波段信號

Claims (17)

  1. 一種用於產生多波段信號的方法，其包含：將多個基頻包絡信號轉換成符號序列，該符號序列表示包括複數個不相交頻帶之信號，其中各頻帶對應於單個基頻包絡信號，而且其中各符號對應於該信號之振幅並且係選自於有限數字集合之數字；將該符號序列編碼為複數個脈寬調變(PWM)信號，其中各PWM信號包括用於將各符號編碼之複數個符碼，其中將符號編碼之該組PWM信號之該等符碼之數值的總和與該符號之數值成比例關係；放大該等PWM信號以產生複數個經放大信號；以及組合該複數個經放大信號以產生該多波段信號。
  2. 如申請專利範圍第1項所述之方法，其中，該編碼包含：判定該等PWM信號之該等符碼之該等數值，使得將該符號編碼之該符碼之各數值不具有與將該符號編碼之該等符碼之該等數值之該總和之正負號相反的正負號。
  3. 如申請專利範圍第2項所述之方法，其中，具有負值之該符號對於將該符號編碼之所有符碼而言係以負值或零值來編碼，其中具有正值之該符號對於將該符號編碼之所有符碼而言係以正值或零值來編碼，而且其中具有零值之該符號對於將該符號編碼之所有符碼而言係以零值來編碼。
  4. 如申請專利範圍第1項所述之方法，其中，該複數個PWM信號包括第一PWM信號及第二PWM信號，該方法更包含：判定將該符號編碼之該第一PWM信號之第一部分；以及判定將該符號編碼之該第二PWM信號之第二部分，使得該第二部分係旋轉對稱於該第一部分。
  5. 如申請專利範圍第4項所述之方法，更包含：使用該符號之該數值而自儲存於記憶體中之查詢表選擇該第一部分；以及使該第一部分繞著該部分之中心旋轉以產生該第二部分。
  6. 如申請專利範圍第4項所述之方法，更包含：使用該符號之該數值，自儲存於記憶體中之查詢表選擇該第一部分及該第二部分。
  7. 如申請專利範圍第1項所述之方法，其中，該多波段信號係射頻(RF)之通訊信號，其中該信號係射頻信號，而且其中該轉換係產生表示該射頻信號之該符號序列。
  8. 如申請專利範圍第1項所述之方法，其中，該編碼包含：將該符號編碼，使得將該符號編碼之該複數個PWM信號之該等符碼之該等數值之該總和，以等於該複數個PWM信號所形成之集合之尺寸的比例係數與該符號之該數值成比例關係。
  9. 如申請專利範圍第1項所述之方法，其中，將該符號編 碼之該組PWM信號之該等符碼之該等數值之該總和，係以比例係數與該符號之該數值成比例關係，更包含：判定該有限數字集合中該數字之最大值或最小值；以及基於該最大值或該最小值、該比例係數、以及該複數個PWM信號之數目判定該PWM信號之位準。
  10. 如申請專利範圍第9項所述之方法，其中，該比例係數等於二或大於二。
  11. 如申請專利範圍第10項所述之方法，其中，該比例係數與該PWM信號之該位準之數值的乘積小於該有限數字集合之尺寸。
  12. 一種用於產生多波段信號之系統，包含：三角積分調變器(DSM)，係用於將多個基頻包絡信號轉換成符號序列，該符號序列表示包括複數個不相交頻帶之信號，其中各頻帶對應於單個基頻包絡信號，而且其中各符號對應於該信號之振幅並且具有選自於有限數字集合之數值；至少一個脈寬調變(PWM)編碼器，係用於將該符號序列編碼為複數個PWM信號，其中各PWM信號包括一組用於將各符號編碼之符碼，其中該複數個PWM信號將符號編碼之部分之該等符碼之數值的總和與該符號之該數值成比例關係；複數個切換模式功率放大器，係用於根據該等PWM信號之振幅藉由切換裝置之切換狀態而放大該等 PWM信號，以產生複數個經放大信號；以及組合器，係用於組合該複數個經放大信號以產生該多波段信號。
  13. 如申請專利範圍第12項所述之系統，其中，該多波段信號係射頻(RF)之通訊信號，其中該信號係射頻信號，而且其中該DSM產生表示該射頻信號之該符號序列。
  14. 如申請專利範圍第12項所述之系統，其中，該DSM包含：連接至單位元輸出匯流排及多個多位元輸入匯流排之單位元多波段帶通三角積分調變器(BPDSM)，其中該BPDSM將數位表示之射頻(RF)信號組合成多位元數位信號，並且將該多位元數位信號轉換成單位元數位輸出。
  15. 如申請專利範圍第12項所述之系統，其中，該PWM編碼器包含：查詢表(LUT)及兩個移位暫存器，係用於將各符號轉換成一對多位準PWM(MLPWM)符碼。
  16. 如申請專利範圍第12項所述之系統，其中，該切換模式功率放大器包含：2n個切換裝置，係用於該PWM信號之n個非零位準，以產生該PWM信號之各位準的I n 電流，其中比率a i =I n-1/(I n-1+I n )係介於0.2與0.4之間，且包含0.2與0.4。
  17. 如申請專利範圍第12項所述之系統，更包含： 多波段濾波器，係用於抵消該多波段信號之帶外發射。
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