TW201503581A - 差動轉單端轉換器 - Google Patents

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Abstract

實施例提供一種差動轉單端轉換器與相關之方法，用以將一差動輸入信號，轉換成一單端輸出信號。該差動轉單端轉換器包含有第一、第二、第三與第四電晶體，以及一電流源對。該第一與該第二電晶體被該差動輸入信號所驅動。該第一與該第二電晶體具有耦接在一起之二第一傳導端，以及沒有耦接在一起之二第二傳導端。該第三與該第四電晶體被該差動輸入信號所驅動，分別與該第一與該第二電晶體串聯在一起。該電流源對分別與該第三與該第四電晶體相串聯，具有一共同控制端，耦接至該第一電晶體之該第二傳導端。該第二電晶體之該第二傳導端用以產生該單端輸出信號。

Description

差動轉單端轉換器
本發明之實施例係大致關於差動轉單端轉換器，尤指將一差動輸入信號，轉換成一單端輸出信號的轉換器。
為了可以抵抗從電源線與半導體基底傳來的雜訊，積體電路中的內部信號可以用一差動模式(differential mode)來進行處理。舉例來說，環式震盪器(ring oscillator)往往就是採用差動模式來產生時脈信號，可以避免共模(common mode)雜訊對頻率所產生的影響。
然而，差動模式採用的差動信號需要至少兩條信號傳輸線，比起單端信號所需的一條信號傳輸線，將會增加繞線的複雜度以及積體電路接腳數量(pin count)。因此，積體電路中大多數的邏輯電路之信號都採用單端模式(single-end mode)，而需要高抗雜訊的部分才採用差動模式。差動轉單端轉換器負責將一差動輸入信號，轉換成一單端輸出信號，作為採用不同信號模式之電路中的橋接。
第1圖顯示一習知的差動轉單端轉換器10，其包含有兩個NMOS電晶體N1與N2，以及兩個PMOS電晶體P1與P2。差動轉單端轉換器10可以視為一習知的差動放大器(differential amplifier)。構成一差動信號的非反向信號S-NON與反向信號S-INV分別輸入NMOS電晶體N1與N2的閘端 (gate)。PMOS電晶體P1與P2則組合成一電流鏡(current mirror)，兩者的共同控制端CON-O一起連接到PMOS電晶體P1的一汲端(drain)。NMOS電晶體N1與PMOS電晶體P1串接於電源線VDD與VSS之間。NMOS電晶體N2與PMOS電晶體P2，透過輸出端OUT，串接於於電源線VDD與VSS之間。輸出端OUT產生單端信號S-ONE。
一個良好的差動轉單端轉換器要能隨著差動信號的邏輯值切換而快速地變化其單端信號之邏輯值。此外，差動轉單端轉換器的電壓轉換速率(slew rate)，也必須要快。如此，接收由環式震盪器所提供的差動時脈信號來產生單端時脈信號時，單端時脈信號的工作週期(duty cycle)就可以非常接近理想值50%。
本發明之實施例揭露一種差動轉單端轉換器，用以將一差動輸入信號，轉換成一單端輸出信號。該差動轉單端轉換器包含有第一、第二、第三與第四電晶體，以及一電流源對。該第一與該第二電晶體被該差動輸入信號所驅動。該第一與該第二電晶體具有耦接在一起之二第一傳導端，以及沒有耦接在一起之二第二傳導端。該第三與該第四電晶體被該差動輸入信號所驅動，分別與該第一與該第二電晶體串聯在一起。該電流源對分別與該第三與該第四電晶體相串聯，具有一共同控制端，耦接至該第一電晶體之該第二傳導端。該第二電晶體之該第二傳導端用以產生該單端輸出信號。
本發明之實施例另揭露一種信號轉換方法，用以將一差動信號，轉換成一單端信號。該差動信號包含有一非反向信號以及一反向信號。 該方法包含有：提供一輸出端，用以產生該單端信號；提供一電流源；依據該非反向信號來控制該電流源；以及，依據該反向信號，導通一放電路徑與一充電路徑其中之一，並切斷該放電路徑與該充電路徑其中之另一，其中，當該差動信號為一第一邏輯值時，該電流源透過該導通的充電路徑對該信號輸出端充電，當該差動信號為一第二邏輯值時，該輸出端透過該導通的放電路徑放電。
10、20、30‧‧‧差動轉單端轉換器
52‧‧‧電壓控制震盪器
54‧‧‧邏輯電路
CON、CON-O‧‧‧共同控制端
N1、N2、N11、N12‧‧‧NMOS電晶體
OUT‧‧‧輸出端
P1、P2、P11、P12、P21、P22‧‧‧PMOS電晶體
S-INV‧‧‧反向信號
S-ONE‧‧‧單端信號
S-NON‧‧‧非反向信號
VCC、VDD、VSS‧‧‧電源線
第1圖顯示一習知的差動轉單端轉換器。
第2圖與第3圖顯示依據本發明所實施的二差動轉單端轉換器。
第4圖顯示了一使用第2圖之差動轉單端轉換器20的一積體電路。
第2圖顯示依據本發明之一實施例的差動轉單端轉換器20。如同第2圖所示，差動轉單端轉換器20具有兩個NMOS電晶體N11與N12、以及四個PMOS電晶體P11、P12、P21、與P22。在一實施例中，NMOS電晶體N11與N12的元件尺寸大約一樣；PMOS電晶體P11與P12的元件尺寸大約一樣；PMOS電晶體P21與P22的元件尺寸大約一樣。
NMOS電晶體N11與N12作為一差動對，其閘端分別被差動信號的非反向信號S-NON與反向信號S-INV所驅動。NMOS電晶體N11與N12的源端一起耦接到電源線VSS，而NMOS電晶體N11與N12的汲端沒有耦接在一起。NMOS電晶體N11與N12的操作狀態會互補。換言之，當NMOS電晶體N11導通時，NMOS電晶體N12關閉，反之亦然。
PMOS電晶體P11與P12作為另一差動對，其閘端分別被差動信號的非反向信號S-NON與反向信號S-INV所驅動。如同第2圖所示的，PMOS電晶體P11與P12分別與NMOS電晶體N11與N12串聯在一起。第2圖中，PMOS電晶體P11與P12的操作狀態會互補。換言之，當PMOS電晶體P11導通時，PMOS電晶體P12關閉，反之亦然。
PMOS電晶體P21與P22可以視為一電流源對，其閘端連接再一起，作為一共同控制端CON，連接到NMOS電晶體N11的汲端，也是PMOS電晶體P11的汲端。PMOS電晶體P21與P22分別與PMOS電晶體P11與P12串聯在一起。PMOS電晶體P21與P22的源端一同耦接到電源線VDD。
NMOS電晶體N12的汲端，也是PMOS電晶體P12的汲端，作為一信號輸出端OUT，其可以產生單端輸出信號S-ONE。
以下的操作將以電源線VDD為1.1V，電源線VSS為0V，而非反向信號S-NON與反向信號S-INV的電壓變化沒有軌對軌(rail-to-rail)，只有在0V到0.6V之間變化，來作為例子，但不是用來限制本發明。當非反向信號S-NON與反向信號S-INV之電壓分別為0V與0.6V時，差動信號的邏輯值為“0”；反之，當非反向信號S-NON與反向信號S-INV之電壓分別為0.6V與0V時，差動信號的邏輯值為“1”。
當差動信號為“0”時，NMOS電晶體N11與PMOS電晶體P12關閉，NMOS電晶體N12與PMOS電晶體P11導通。因此，信號輸出端OUT被導通的NMOS電晶體N12所提供的放電路徑拉低為0V，單端輸出信號S-ONE的邏輯值為“0”。此時，共同控制端CON等同連接到PMOS電晶體P21的汲端，所以PMOS電晶體P21與P22構成一等效的電流鏡。PMOS電晶體P21 與P22分別做為兩個充電電流源，對PMOS電晶體P21與P22之二汲端充電，所以此二汲端以及共同控制端CON的電壓可以大約為1V或是略低於1V。
當差動信號從“0”要轉換成“1”時，非反向信號S-NON從0V開始上升，而反向信號S-INV從0.6V開始下降。一旦非反向信號S-NON的電壓高於反向信號S-INV，NMOS電晶體N11與PMOS電晶體P12轉態為導通，NMOS電晶體N12與PMOS電晶體P11轉態為關閉。PMOS電晶體P21此充電電流源，因為PMOS電晶體P11的關閉，所以無法對共同控制端CON充電。因此，共同控制端CON被導通的NMOS電晶體N11所提供的一放電路徑，快速地放電到0V。NMOS電晶體N12的關閉，等於切斷了信號輸出端OUT到電源線VSS的放電路徑。此時，PMOS電晶體P22當成充電電流源，透過導通的PMOS電晶體P12所提供的充電路徑，對信號輸出端OUT充電。因為共同控制端CON的電壓為0V，PMOS電晶體P22的閘源電壓(gate-to-source voltage)將會是-1V，也就是電源線VDD與電源線VSS供電之系統下的最大可能負值，所以PMOS電晶體P22將以最大充電電流對信號輸出端OUT快速充電。最後使單端輸出信號S-ONE的電壓為1V，邏輯值為“1”。
當差動信號從“1”要轉換成“0”時，非反向信號S-NON從0.6V開始下降，而反向信號S-INV從0V開始上升。一旦非反向信號S-NON的電壓低於反向信號S-INV，NMOS電晶體N12與PMOS電晶體P11轉態為導通，NMOS電晶體N11與PMOS電晶體P12轉態為關閉。此時，PMOS電晶體P12所提供的充電路徑等於被切斷。導通的NMOS電晶體N12則提供一放電路徑，對信號輸出端OUT放電。所以單端輸出信號S-ONE的電壓會快速地從1V降到0V，邏輯值成為“0”。關閉之NMOS電晶體N11使共同控制端CON離 耦於電源線VSS。PMOS電晶體P21此充電電流源，會透過導通的PMOS電晶體P11，對共同控制端CON充電到約1V-Vthp，此處的Vthp為PMOS電晶體P21的臨界電壓(threshold voltage)。而PMOS電晶體P22此充電電流源會將PMOS電晶體P22的汲端充電到約1V後停止。
在第2圖之實施例中，非反向信號S-NON以及反向信號S-INV之電壓擺幅(voltage swing)為0.6V，小於單端輸出信號S-ONE之電壓擺幅(其為1V)。非反向信號S-NON、反向信號S-INV與單端輸出信號S-ONE的低邏輯準位都是0V。非反向信號S-NON與反向信號S-INV的高邏輯準位是0.6V，而單端輸出信號S-ONE的高邏輯準位是1V。
只要適當的設計，第2圖中的單端輸出信號S-ONE下降轉換速率以及上升轉換速率都可以相當的快速，高過第1圖中的單端輸出信號S-ONE的下降轉換速率以及上升轉換速率。當第2圖中的差動信號從“1”要轉換成“0”，因為即使PMOS電晶體P22所提供的充電電流暫時不為0，反向信號S-INV會先切斷PMOS電晶體P12所提供的充電路徑，使信號輸出端OUT單單被NMOS電晶體N12放電而快速下降。當差動信號從“0”要轉換成“1”，因為反向信號S-INV切斷NMOS電晶體N12所提供的放電路徑，且PMOS電晶體P22透過PMOS電晶體P12所提供的充電路徑，對信號輸出端OUT的充電電流為最大值，所以單端輸出信號S-ONE的上升轉換速率會相當快速。
當第2圖中的差動信號切換時，對信號輸出端OUT的充電路徑與放電路徑會被快速地形成或是切斷，所以信號輸出端OUT上的單端輸出信號S-ONE對差動信號之反應速度，也會是相當地快。
第1圖中的單端輸出信號S-ONE的下降轉換速率以及上升轉 換速率，相較於第2圖中結果，理論上會比較慢。舉例來說，當第1圖中的差動信號從“1”要轉換成“0”時，雖然NMOS電晶體N2與N1分別快速的導通與關閉，但是信號輸出端OUT不會一開始就快速的下降，必須等到共同控制端CON-O被充電到一定程度，直到PMOS電晶體P2所提供的充電電流低於NMOS電晶體N2所提供的放電電流，信號輸出端OUT的電壓才會開始”慢慢地”下降。所以第1圖中的單端輸出信號S-ONE的反應速度與下降轉換速率都會比較小。
類似的，而當第1圖中的差動信號從“0”要轉換成“1”時，雖然NMOS電晶體N1與N2分別快速的導通與關閉，但共同控制端CON-O無法低到0V，因為受限於PMOS電晶體P1所形成的MOS二極體而箝制。所以PMOS電晶體P2對信號輸出端OUT的充電電流，無法到達PMOS電晶體P2的最大可能電流。因此，第1圖中單端輸出信號S-ONE的上升轉換速率也會受到相當的限制。
正因為第2圖中單端輸出信號S-ONE對差動信號(由非反向信號S-NON與反向信號S-INV所構成)的反應速度非常快，而且單端輸出信號S-ONE的上升/下降轉換速率都相當的高，所以當差動信號的工作週期是50%時，只要適當的設計，第2圖中單端輸出信號S-ONE就可以容易得到大致不隨半導體製程參數飄移的50%工作週期。
第3圖顯示依據本發明之另一實施例的差動轉單端轉換器30。第3圖中的差動轉單端轉換器30與第2圖中的差動轉單端轉換器20，彼此為互補關係。差動轉單端轉換器30的操作與原理，可以為具有一般電路設計知識者，依據第2圖的教導與說明而類推了解，故不再累述。
第4圖顯示了一使用第2圖之差動轉單端轉換器20的一積體電路。電壓控制震盪器52可以產生一時脈信號，其經過兩個以0.6V的電源線VCC與0V電源線VSS供電的反向器處理後，產生非反向信號S-NON與反向信號S-INV，送入差動轉單端轉換器20，如同第4圖所示。差動轉單端轉換器20產生50%工作週期的單端輸出信號S-ONE，經過兩個以1V電源線VDD與0V電源線VSS供電的反向器加強其驅動力後，送入邏輯電路54。
以上所述僅為本發明之較佳實施例，凡依本發明申請專利範圍所做之均等變化與修飾，皆應屬本發明之涵蓋範圍。
20‧‧‧差動轉單端轉換器
CON‧‧‧共同控制端
N11、N12‧‧‧NMOS電晶體
OUT‧‧‧輸出端
P11、P12、P21、P22‧‧‧PMOS電晶體
S-INV‧‧‧反向信號
S-ONE‧‧‧單端信號
S-NON‧‧‧非反向信號
VDD、VSS‧‧‧電源線

Claims (13)

  1. 一種差動轉單端轉換器(differential to single-end converter)，用以將一差動輸入信號轉換成一單端輸出信號，該差動轉單端轉換器包含有：一第一與一第二電晶體，被該差動輸入信號所驅動，該第一與該第二電晶體具有耦接在一起之二第一傳導端，以及沒有耦接在一起之二第二傳導端；一第三與一第四電晶體，被該差動輸入信號所驅動，分別與該第一與該第二電晶體串聯在一起；一電流源對，分別與該第三與該第四電晶體相串聯，具有一共同控制端，耦接至該第一電晶體之該第二傳導端；其中，該第二電晶體之該第二傳導端用以產生該單端輸出信號。
  2. 如申請專利範圍第1項之該差動轉單端轉換器，其中，該第一與該第二電晶體為第一型電晶體，該第三與該第四電晶體為第二型電晶體，該第一型電晶體互補於該第二型電晶體。
  3. 如申請專利範圍第1項之該差動轉單端轉換器，其中，該電流源對包含有一第五與一第六電晶體，分別與該第三與該第四電晶體串聯，該第五與該第六電晶體之共同控制端連接至該第一電晶體之該第二傳導端。
  4. 如申請專利範圍第1項之該差動轉單端轉換器，其中，該第一與該第二電晶體的操作狀態係為互補，該第三與該第四電晶體之操作狀態係為互補。
  5. 如申請專利範圍第1項之該差動轉單端轉換器，其中，該第一與該第二電晶體之元件大小大約相同，該第三與該第四電晶體元件大小大約相同，該電流源對之元件大小大約相同。
  6. 如申請專利範圍第1項之該差動轉單端轉換器，其中，該差動轉單端轉換器包含有一高壓電源線以及一低壓電源線，該第一與該第二電晶體之該二第一傳導端係耦接至該低壓電源線，該電流源對係耦接至該高壓電源線。
  7. 如申請專利範圍第1項之該差動轉單端轉換器，其中，該差動輸入信號由一非反向信號以及一反向信號所構成，分別驅動該第一與該第二電晶體。
  8. 如申請專利範圍第7項之該差動轉單端轉換器，其中，該非反向信號以及該反向信號之電壓擺幅(voltage swing)，小於該單端輸出信號之電壓擺幅。
  9. 如申請專利範圍第8項之該差動轉單端轉換器，其中，該非反向信號、該反向信號、以及該單端輸出信號共同享有一低邏輯準位。
  10. 一種信號轉換方法，用以將一差動信號轉換成一單端信號，該差動信號包含有一非反向信號以及一反向信號，該方法包含有：提供一輸出端，用以產生該單端信號；提供一電流源；依據該非反向信號來控制該電流源；以及依據該反向信號，導通一放電路徑與一充電路徑其中之一，並切斷該放電路徑與該充電路徑其中之另一，其中，當該差動信號為一第一邏輯值時，該電流源透過該導通的充電路徑對該輸出端充電，當該差動信號為一第二邏輯值時，該輸出端透過該導通的放電路徑放電。
  11. 如申請專利範圍第10項之該信號轉換方法，其中依據該非反向信號來控 制該電流源之步驟包含：依據該非反向信號控制該電流源之一控制端耦接到一低電壓源線，使該電流源提供之充電電流最大化。
  12. 如申請專利範圍第10項之該信號轉換方法，更包含：當依據該反向信號導通該放電路徑時，依據該非反向信號控制該電流源大約為0。
  13. 如申請專利範圍第10項之該信號轉換方法，更包含：當依據該反向信號導通該放電路徑時，依據該非反向信號控制該控制端離耦於一低電壓電源線。
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