TW201424245A - 三相切換式磁阻馬達噪音降低及轉矩提升之控制系統 - Google Patents
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Abstract
一種三相切換式磁阻馬達噪音降低及轉矩提升之控制系統包括一切換式磁阻馬達、一位置編碼器、一比例積分速率控制器、一定子電流空間向量產生器、一平衡三相正弦波電流信號產生器、一電流誤差調變器及一三相全橋式變頻器，該切換式磁阻馬達，包括至少六定子凸極及至少四轉子凸極。該位置編碼器與該切換式磁阻馬達連接，並利用一特定時間內所量測到該切換式磁阻馬達之角度變化或該位置編碼器之脈波數，計算出該切換式磁阻馬達之轉速，並與一命令參考轉速比較，輸出一速率誤差。
Description
本發明係關於一種三相切換式磁阻馬達噪音降低及轉矩提升之控制系統，特別是一種以三相全橋式變頻器為主體，於馬達每相線圈串接予一高壓型快速回收二極體，以降低噪音及提升轉矩的三相切換式磁阻馬達噪音降低之控制系統。
切換式磁阻馬達是一種雙凸極電機，由於沒有轉子線圈與永久磁鐵，因此可降低製造成本。切換式磁阻馬達的特性包括：堅固、高速能力、耐高溫以及高效率。
請參考第一圖所示，習知之切換式磁阻馬達(7)，包括：複數定子凸極(70)，該等定子凸極(70)分別繞有一W相線圈(700)、一U相線圈(701)、一V相線圈(702)、一相線圈(703)、一相線圈(704)以及一相線圈(705)，以及複數轉子凸極(71)；在一習知技術中，該定子凸極(70)之個數為6個，因此其定子齒及槽數亦為6個，該轉子凸極(71)之個數為4個，因此轉子極數亦為4個，該W相線圈(700)、該U相線圈(701)、該V相線圈(702)、該相線圈(703)、該相線圈(704)以及該相線圈(705)採用集中繞線，並假設所有定子齒上之繞線方向均相同，其繞線線圈電流的流向設計採用圖中定子齒所標示的符號，其中，「」代表線圈電流由定子齒平面垂直進入的流向，而「」代表線圈電流由定子齒平面垂直流出的符號。三相相電流：U相電流(iu)、V相電流(iv)
以及W相電流(iw)係分別從該U相線圈(701)、該V相線圈(702)以及該W相線圈(700)之「」流入，為達成單相順序激磁，方便轉子由較大磁阻位置拉正至最小磁阻位置，該U相線圈(701)的尾端通常是與該相線圈(704)的尾端串接，另兩相線圈的接法亦同。由於上述結構係採用單相獨立激磁方式，每相線圈所產生的磁力線遊走在較長的路徑上，吾人稱之為長磁路，因磁阻較大，磁損耗也隨之增加。
傳統切換式磁阻馬達的驅動控制方式大多數是著重在各相的電磁特性表現，馬達設計亦以各相電感對轉子位置的變化率作為參考準繩。因此，馬達的電磁轉矩特性除比例於相電流的平方大小，也取決於相電感對轉子位置的變化率。
低速輕載時由於電流不大，馬達設計者可以將「相電感對轉子位置的變化率」設計為常數，使得電磁轉矩性能完全比例於相電流的平方大小。
然而，由於低速重載時電流變大，磁飽和現象開始出現，導致「相電感對轉子位置的變化率」不再為固定的常數，於是電磁轉矩特性變成轉子位置之函數。當馬達處在磁飽合狀態，場能變小而共能變大，效率顯著提升，電磁轉矩漣波將大幅增加，造成強烈振動現象。低速時由於電磁轉矩漣波所造成的噪音還不夠大，使用者大多能夠接受。然而，在高速時這些電磁轉矩漣波所造成的電磁振動與噪音則相當可觀，於是高效率與噪音無法兩全，使得這種馬達的優勢嚴重受到削弱，加上這種馬達的電磁特性為非線性，是不易控制的特殊電動機，因此不利於產業界之推廣應用。
因此，如何設計出一低噪音高轉矩且容易控制之三相切換式磁阻馬達之控制系統，便成為相關廠商以及相關研發人員所共同努力的目標。
本發明人有鑑於習知之切換式磁阻馬達具有高噪音以及不易控制的缺點，乃積極著手進行開發，以期可以改進上述既有之缺點，經過不斷地試驗及努力，終於開發出本發明。
本發明之主要目的，係提供一種可降低噪音及提升轉矩的三相切換式磁阻馬達之控制系統。為了達成上述之目的，本發明之三相切換式磁阻馬達噪音降低及轉矩提升之控制系統，係包括：一切換式磁阻馬達，包括：至少六定子凸極，該等定子凸極分別繞有一W相線圈、一U相線圈、一V相線圈、一相線圈、相線圈以及一相線圈；以及至少四轉子凸極；一位置編碼器，係與該切換式磁阻馬達連接，並利用一特定時間內所量測到該切換式磁阻馬達之角度變化或該位置編碼器之脈波數，計算出該切換式磁阻馬達之轉速，並與一命令參考轉速作比較，輸出一速率誤差；一比例積分速率控制器，係與該位置編碼器連接，並利用該速率誤差，產生一激磁電流以及一力矩電流；一定子電流空間向量產生器，係與該比例積分速率控制器連接，並利用該激磁電流、該力矩電流、該轉子凸極定義的d軸與空間電流向量之間的力矩角、該轉子凸極位置，產生一定子電流空間向量以及一電磁轉矩；一平衡三相正弦波電流信號產生器，係與該定子電流空間向量產生器連接，並利用該定子電流空間向量，輸出一U線電流、一V線電流以及一W線電流；
一電流誤差調變器，係與該平衡三相正弦波電流信號產生器連接，並利用該U線電流之誤差、該V線電流之誤差以及該W線電流之誤差，調變控制該U線電流、該V線電流以及該W線電流；以及一三相全橋式變頻器，係與該電流誤差調變器以及該切換式磁阻馬達連接，並調變控制該U線電流、該V線電流以及該W線電流，使三線電流獲得完全平衡的正弦波狀態，並將三線完全平衡的該U線電流、該V線電流以及該W線電流輸送至該切換式磁阻馬達。
透過上述之結構，本發明係以「三相全橋式變頻器」為主體，於馬達每相線圈串接予一只高壓型快速回收二極體，形成△接電路後再接至「三相全橋式變頻器」之三端點，利用各線電流誤差之回授控制，控制由U、V及W三端點流出去的各線電流，完成實現平衡三線正弦波線電流之控制，並依「速率誤差」及選定的力矩角信號比例調節馬達之「線電流振幅」，用以提供較低漣波的電磁轉矩，並降低馬達之噪音，確保馬達轉速即時追蹤命令轉速。本發明對於馬達驅動控制具有簡化的作用，欲控制的「切換式磁阻馬達」可被視為同步磁阻馬達或虛擬的直流馬達來加以操作。最獨特之處為：在基本轉速以下控制三線電流時，力矩角可以選定為45電度，用以確保所獲得的電磁轉矩達到最大，並具高的馬達效率；於基本轉速以上之更高速率操作，力矩角則微幅增加，最大上限定為60電度。實驗驗證，本發明之馬達其實值噪音能有效地被降低，且具有高轉矩及快速的速率響應，而更適合應用於許多的自動化工業應用。
為使熟悉該項技藝人士瞭解本發明之目的，兹配合圖式將本發明之較
佳實施例詳細說明如下。
請參考第一至四A圖所示，本發明之三相切換式磁阻馬達噪音降低及轉矩提升之控制系統(1)，係包括：一切換式磁阻馬達(10)，包括：至少六定子凸極(100)，該等定子凸極分別繞有一W相線圈(1000)、一U相線圈(1001)、一V相線圈(1002)、一相線圈(1003)、一相線圈(1004)以及一相線圈(1005)；以及至少四轉子凸極(101)；一位置編碼器(11)，係與該切換式磁阻馬達(10)連接，並利用一特定時間(△t)內所量測到該切換式磁阻馬達(10)之角度變化(△θr)或該位置編碼器(11)之脈波數，計算出該切換式磁阻馬達(10)之轉速(ωr)，並與一命令參考轉速(ωr ＊)比較，輸出一速率誤差(△ωr)；一比例積分速率控制器(12)，係與該位置編碼器(11)連接，並利用該速率誤差(△ωr)，產生一激磁電流(id)以及一力矩電流(iq)；一定子電流空間向量產生器(13)，係與該比例積分速率控制器(12)連接，並利用該激磁電流(id)、該力矩電流(iq)、該轉子凸極(101)定義的d軸與空間電流向量之間的力矩角(δ)、該轉子凸極(101)d軸位置(θ r)，產生一定子電流空間向量(Is)以及一電磁轉矩(Te)，利用該轉子凸極(101)d軸與空間電流向量之間的力矩角(δ)以及該轉子凸極(101)d軸位置(θ r)可得到該定子電流空間向量(Is)之即時位置(θ i)，其中該定子電流空間向量(Is)之振幅，該定子電流空間向量(Is)係等於；一平衡三相正弦波電流信號產生器(14)，係與該定子電流空間向量
產生器(13)連接，並利用該定子電流空間向量(Is)，輸出一U線電流(i ul )、一V線電流(i vl )以及一W線電流(i wl )；一電流誤差調變器(15)，係與該平衡三相正弦波電流信號產生器(14)連接，並利用該U線電流(i ul )之誤差、該V線電流(i vl )之誤差以及該W線電流(i wl )之誤差，調變控制該U線電流(i ul )、該V線電流(i vl )以及該W線電流(i wl )；以及一三相全橋式變頻器(16)，係與該電流誤差調變器(15)以及該切換式磁阻馬達(10)連接，並調變控制該U線電流(i ul )、該V線電流(i vl )以及該W線電流(i wl )，使三線電流獲得完全平衡的正弦波狀態，並將三線完全平衡的該U線電流(i ul )、該V線電流(i vl )以及該W線電流(i wl )輸出至該切換式磁阻馬達(10)。
其中，「」代表線圈電流由定子齒平面垂直進入的流向，而「」代表線圈電流由定子齒平面垂直流出的符號。三線完全平衡的該U線電流(i ul )、該V線電流(i vl )以及該W線電流(i wl )係分別從一三相全橋式變頻器(16)的U、V及W端流出，再分別進入第4B圖的U、V及W端。
請參考第2至4B圖，其中該三相全橋式變頻器(16)係外接一直流電源(Vdc)，該三相全橋式變頻器(16)係包括：一第一電晶體(Q1)，其集極係與該直流電源(Vdc)之正端連接；一第一二極體(D1)，其陰極端係與該直流電源(Vdc)之正端以及該第一電晶體(Q1)之集極連接；一第二電晶體(Q2)，其集極係與該直流電源(Vdc)之正端連接；一第二二極體(D2)，其陰極端係與該直流電源(Vdc)之正端以及該第
二電晶體(Q2)之集極連接；一第三電晶體(Q3)，其集極係與該直流電源(Vdc)之正端連接；一第三二極體(D3)，其陰極端係與該直流電源(Vdc)之正端以及該第三電晶體(Q3)之集極連接；一U相接點(U)，係與該第一電晶體(Q1)之射極以及該第一二極體(D1)之陽極端連接；一V相接點(V)，係與該第二電晶體(Q2)之射極以及該第二二極體(D2)之陽極端連接；一W相接點(W)，係與該第三電晶體(Q3)之射極以及該第三二極體(D3)之陽極端連接；一第四電晶體(Q4)，其集極係與該U相接點(U)連接，其射極係與該直流電源(Vdc)之負端連接；一第四二極體(D4)，其陰極端係與該U相接點(U)以及該第四電晶體(Q4)之集極連接；一第五電晶體(Q5)，其集極係與該V相接點(V)連接，其射極係與該直流電源(Vdc)之負端連接；一第五二極體(D5)，其陰極端係與該V相接點(V)以及該第五電晶體(5)之集極連接；一第六電晶體(Q6)，其集極係與該W相接點(W)連接，其射極係與該直流電源(Vdc)之負端連接；以及一第六二極體(D6)，其陰極端係與該W相接點(W)以及該第六電晶體(Q6)之集極連接。
其中該U相接點(U)以及該V相接點(V)之間更串接該U相線圈(1001)以及一第一整流二極體(160)，該V相接點以及該W相接點之間更串接該V相線圈(1002)以及一第二整流二極體(161)，該W相接點以及該U相接點之間更串接該W相線圈(1000)以及一第三整流二極體(162)。
在本發明之一實施例中，該等定子凸極(100)之總數為6N個，該等轉子凸極(101)之總數為4N個，N為一正整數。但本發明並不以此為限，在本發明之另一實施例中，該等定子凸極(100)之總數為8N個，該等轉子凸極(101)之總數為6N個，N為一正整數。
在本發明之一實施例中，該等定子凸極(100)之總數為6個，該等轉子凸極(101)之總數為4個，則該W相線圈(1000)、該U相線圈(1001)、該V相線圈(1002)、該相線圈(1003)、該相線圈(1004)以及該相線圈(1005)的繞法必須重新定義，以滿足控制性能之所需。
為防止該切換式磁阻馬達(10)產生過大的轉矩漣波，在該定子凸極(100)至該轉子凸極(101)軸心之徑方向必須避免承受太大的電磁力變化，而切線方向亦必須提供適足的切線力。
若於該W相線圈(1000)、該U相線圈(1001)、該V相線圈(1002)、該相線圈(1003)、該相線圈(1004)以及該相線圈(1005)通予電流，使鄰齒槽間產生的磁通路徑縮短以形成短磁路，則該切換式磁阻馬達(10)的磁阻將變小，磁損耗也隨之降低，有利於該切換式磁阻馬達(10)運轉效率的提升。
利用該三相全橋式變頻器(16)之電路能夠讓其U、V及W端流出之該U線電流(i ul )、該V線電流(i vl )以及該W線電流(i wl )產生平衡的正弦化基波電流及具諧波的電壓，且存在着一只虛擬平衡的三相同步馬達，其物理特
性與該切換式磁阻馬達(10)等效。
於是，利用Clarke及Park座標轉換運算，可以將此虛擬平衡的三相同步馬達從U-V-W定子座標系統轉換至與轉子同步轉動的q-d軸座標系統上。轉換後的定子直流電流及直流電壓，可以近似表示為(1)及(2)式：
此處之θ e =Pθ r /2，θr為該轉子凸極d軸位置，P為馬達之轉極數，i q ,i d 分別代表轉子q及d軸上之直流電流，i o 為轉子q及d軸共通的零序直流成份；V q ,V d 分別代表轉子q及d軸之直流電壓成份，V o 為轉子q及d軸共通的零序直流電壓成份。
依據(1)及(2)式可以導出下式之該切換式磁阻馬達(10)的電功率：
於是在q-d同步轉動的轉子座標系統上，電磁轉矩公式可以導得如下式：
此處之ω r 為轉子角速率，P為馬達轉子之極數，Lq以及Ld分別代表轉子q及d軸上之電感，I m 為空間電流向量I s 之振幅，δ代表該轉子凸極d
軸與空間電流向量I s 之間的力矩角，T o 為零序電磁轉矩成份，且滿足(5)及(6)式。
i q =I m sin δ (5)
i d =I m cos δ (6)
根據(4)式，與圖2等效的虛擬平衡三相同步馬達在轉子座標系統上，其電磁轉矩是取決於轉子q及d軸上之電感差異量，以及轉子q及d軸上之直流激磁電流(id)及力矩電流(iq)成份。若以空間電流向量(Is)表示該虛擬平衡三相同步馬達之定子三線電流時，其振幅可以示之如下式：
研究(4)-(8)式，可以發現：與該切換式磁阻馬達(10)等效之虛擬馬達具有同步磁阻馬達的特性，若力矩角被固定且馬達電感參數為已知，該切換式磁阻馬達(10)亦將等效於一虛擬的直流馬達。因此，為簡化驅動控制該切換式磁阻馬達(10)，若已知馬達參數Ld、Ld及δ，在q-d轉子座標系統上，可以先將該切換式磁阻馬達(10)視為預定的直流馬達，其激磁電流為id，而力矩電流為iq，以滿足(4)式的電磁轉矩特性。於是，利用Park逆轉換，在U-V-W定子座標系統上，等效於該切換式磁阻馬達(10)之空間電流向量可以使用三相電流表示並導得如下式：
藉着該三相全橋式變頻器(16)，三線電流可以被控制達到三線完全平衡的正弦波電流，於是io=0，因此(9)式可以簡化為：
傳統上欲使6/4極切換式磁阻馬達變為高性能的直流馬達並不容易，然而在q-d轉子座標系統上，依據已知的馬達參數Lq、Ld及δ，可以假想馬達為直流馬達，其激磁電流為id，而力矩電流為iq，以滿足(4)式的電磁轉矩特性。再利用Park逆轉換，在U-V-W定子座標系統上，等效於該切換式磁阻馬達(10)之三線電流即可由(10)式求出。再藉着該三相全橋式變頻器(16)的電流誤差調變控制，滿足(10)式的三線電流即可達成實現。
今定義電流誤差函數如下：
則該切換式磁阻馬達(10)的定子三線電流控制法則可以設計如下：
此處之i sk 代表第k線之瞬時線電流，k為u、v或w相的代號。η及分別代表線電流誤差函數及線電流誤差函數變化的容忍誤差常數；K p 及K i 則分別代表所選取之比例及積分常數。
本發明的特點為：並不需要考慮馬達各相電流的規劃，而是將第三圖之馬達電路視為黑箱，直接設定三相全橋式變頻器(16)流出U、V、W三端
的線電流命令作為三相同步磁阻馬達模型之參考電流，此模型參考線電流命令為依據(10)式所規劃的三線完全平衡的正弦波電流信號，且其振幅可由實際的轉速誤差及轉矩角量測值而加以調節。其控制方法相當簡易且有低的噪音及高的轉矩特性。
藉助於該三相全橋式變頻器(16)，空間依然存在着8組電壓空間向量可供使用，其中，兩組為零向量，6組為非零向量，利用這8組電壓空間向量，三線電流仍然可以精確的獲得調變與控制，使得三線電流可以達到完全平衡的正弦波形，即使實際各相之相反電動勢及相電流含有着零序成分、基波、三次、以及其他高次之諧波。然而，利用功率不變的轉換原理，傳統的座標轉換如CLARKE、Inverse-CLARKE、PARK以及Inverse-PARK在實際系統的控制過程中並不需要。於是，該三相全橋式變頻器(16)可以簡化該切換式磁阻馬達(10)非線性的座標轉換，使得該切換式磁阻馬達(10)可以輕易的以線性直流馬達來加以操作。
因此，該位置編碼器(11)依特定時間內所量測到的角度變化(△θr)可以計算出該切換式磁阻馬達(10)之轉速(ωr)，與一命令參考轉速(ωr ＊)比較可以求得一速率誤差(△ωr)，該比例積分速率控制器(12)利用該速率誤差(△ωr)，產生一激磁電流(id)以及一力矩電流(iq)，該定子電流空間向量產生器(13)再依據(4)-(10)式可以得到一定子電流空間向量(Is)及滿足控制系統動態方程式所需的電磁轉矩(Te)，如(13)式所示：
其中J為耦合在該切換式磁阻馬達(10)轉軸上的轉動慣量，B為該切換式磁阻馬達(10)轉軸上黏滯磨擦係數，ω r 為該切換式磁阻馬達(10)轉軸之角速率，T e 為該切換式磁阻馬達(10)之電磁轉矩，τ L 則為負載轉矩。
請參考第二、第五A至第六B圖所示。
實驗結果比較：觀察第五A圖發現：為得到更高的電磁轉矩(16kg-cm)需要提供近似8.5安培的脈波電流，且噪音高達0.5伏特的強度；反觀第五B圖及第五C圖，平衡三線電流的正弦波振幅僅約4安培，而相電流的峰值約5安培，而噪音信號強度也僅為10mV，轉軸扭矩波形亦是平穩且具低的漣波。
再比較第六A圖與第六B圖之噪音頻譜，亦可發現：本發明之三相切換式磁阻馬達噪音降低及轉矩提升之控制系統在噪音上是遠低於習知之切換式磁阻馬達。
結論：兩只定轉子結構完全相同的6/4極切換式磁阻馬達經過線圈繞阻方向的改變，磁路結構改變，原本額定轉矩為12kg-cm的傳統切換式磁阻馬達是可以近似轉變為三相6/4極同步磁阻馬達，實驗驗證其電磁轉矩可以增強至16kg-cm，而且噪音可以有效降低。
透過上述之結構，本發明係以「三相全橋式變頻器」為主體，於每相線圈串接予一只高壓型快速回收二極體，形成△接電路後再接至「三相全橋式變頻器」之三端點，利用線電流誤差回授，完成實現平衡三線正弦化線電流之控制，並依「速率誤差」及選定的力矩角信號比例調節馬達之「線
電流振幅」，用以提供較低漣波的電磁轉矩，並降低馬達之噪音，確保馬達轉速即時追蹤命令轉速。本發明對於馬達驅動控制具有簡化的作用，欲控制的「切換式磁阻馬達」可被視為同步磁阻馬達或虛擬的直流馬達來加以操作。實驗驗證，本發明之馬達其實值噪音能有效地被降低，且具有高轉矩及快速的速率響應，而更適合應用於許多的自動化工業應用。再者，其結構型態並非所屬技術領域中之人士所能輕易思及而達成者，實具有新穎性以及進步性無疑。
透過上述之詳細說明，即可充分顯示本發明之目的及功效上均具有實施之進步性，極具產業之利用性價值，且為目前市面上前所未見之新發明，完全符合發明專利要件，爰依法提出申請。唯以上所述著僅為本發明之較佳實施例而已，當不能用以限定本發明所實施之範圍。即凡依本發明專利範圍所作之均等變化與修飾，皆應屬於本發明專利涵蓋之範圍內，謹請 貴審查委員明鑑，並祈惠准，是所至禱。
習知技術：
(7)‧‧‧切換式磁阻馬達
(70)‧‧‧定子凸極
(700)‧‧‧W相線圈
(701)‧‧‧U相線圈
(702)‧‧‧V相線圈
(703)‧‧‧相線圈
(704)‧‧‧相線圈
(705)‧‧‧相線圈
(71)‧‧‧轉子凸極
本發明：
(1)‧‧‧三相切換式磁阻馬達噪音降低及轉矩提升之控制系統
(10)‧‧‧切換式磁阻馬達
(100)‧‧‧定子凸極
(1000)‧‧‧W相線圈
(1001)‧‧‧U相線圈
(1002)‧‧‧V相線圈
(1003)‧‧‧相線圈
(1004)‧‧‧相線圈
(1005)‧‧‧相線圈
(101)‧‧‧轉子凸極
(11)‧‧‧位置編碼器
(12)‧‧‧比例積分速率控制器
(13)‧‧‧定子電流空間向量產生器
(14)‧‧‧平衡三相正弦波電流信號產生器
(15)‧‧‧電流誤差調變器
(16)‧‧‧三相全橋式變頻器
△θr‧‧‧角度變化
ωr‧‧‧轉速
ωr ＊‧‧‧命令參考轉速
△ωr‧‧‧速率誤差
id‧‧‧激磁電流
iq‧‧‧力矩電流
Is‧‧‧定子電流空間向量
Te‧‧‧電磁轉矩
iu‧‧‧U相電流
iv‧‧‧V相電流
iw‧‧‧W相電流
i ul ‧‧‧U線電流
i vl ‧‧‧V線電流
i wl ‧‧‧W線電流
Vdc‧‧‧直流電源
Q1‧‧‧第一電晶體
D1‧‧‧第一二極體
Q2‧‧‧第二電晶體
D2‧‧‧第二二極體
D3‧‧‧第三二極體
Q3‧‧‧第三電晶體
(U)‧‧‧U相接點
(V)‧‧‧V相接點
(W)‧‧‧W相接點
Q4‧‧‧第四電晶體
D4‧‧‧第四二極體
Q5‧‧‧第五電晶體
D5‧‧‧第五二極體
Q6‧‧‧第六電晶體
D6‧‧‧第六二極體
第一圖係習知技術之切換式磁阻馬達之剖面及各相之繞線圖；第二圖係本發明之三相切換式磁阻馬達噪音降低及轉矩提升之控制系統之方塊圖；第三圖係本發明之切換式磁阻馬達之剖面及各相之繞線圖；第四A圖係本發明之三相全橋式變頻器之電路圖；第四B圖係本發明之切換式磁阻馬達之三相線圈各自串接整流二極體之電路圖；第五A圖係習知之切換式磁阻馬達及驅動方法之噪音及轉軸扭矩波形
信號圖；第五B圖係本發明之三相切換式磁阻馬達噪音降低及轉矩提升控制系統三相線電流及UV線反電動勢波形圖以及第五C圖係本發明之三相切換式磁阻馬達噪音降低及轉矩提升控制系統於工作狀態下量測之U相電流、轉速、噪音、及轉軸扭矩波形信號圖。
第六A圖係習知的切換式磁阻馬達採用單相脈波電流激磁，運轉於2000轉/每分鐘時所量測的噪音頻譜圖。
第六B圖係本發明之三相切換式磁阻馬達噪音降低及轉矩提升控制系統改採新線圈結構及三線平衡正弦波電流激磁，運轉於2000轉/每分鐘時所量測的噪音頻譜圖。
(1)‧‧‧三相切換式磁阻馬達噪音降低及轉矩提升之控制系統
(10)‧‧‧切換式磁阻馬達
(11)‧‧‧位置編碼器
(12)‧‧‧比例積分速率控制器
(13)‧‧‧定子電流空間向量產生器
(14)‧‧‧平衡三相正弦波電流信號產生器
(15)‧‧‧電流誤差調變器
(16)‧‧‧三相全橋式變頻器
Claims (5)
- 一種三相切換式磁阻馬達噪音降低及轉矩提升之控制系統，係包括：一切換式磁阻馬達，包括：至少六定子凸極，該等定子凸極分別繞有一W相線圈、一U相線圈、一V相線圈、一相線圈、一相線圈以及一相線圈；以及至少四轉子凸極；一位置編碼器，係與該切換式磁阻馬達連接，並利用一特定時間內所量測到該切換式磁阻馬達之角度變化或該位置編碼器之脈波數，計算出該切換式磁阻馬達之轉速，並與一命令參考轉速比較，輸出一速率誤差；一比例積分速率控制器，係與該位置編碼器連接，並利用該速率誤差，產生一激磁電流以及一力矩電流；一定子電流空間向量產生器，係與該比例積分速率控制器連接，並利用該激磁電流、該力矩電流、該轉子凸極定義的d軸與空間電流向量之間的力矩角、該轉子凸極位置，產生一定子電流空間向量以及一電磁轉矩；一平衡三相正弦波電流信號產生器，係與該定子電流空間向量產生器連接，並利用該定子電流空間向量，輸出一U線電流、一V線電流以及一W線電流；一電流誤差調變器，係與該平衡三相正弦波電流信號產生器連接，並利用該U線電流之誤差、該V線電流之誤差以及該W線電流之誤差，調變控制一第一線電流、一第二線電流以及一第三線電流；以及一三相全橋式變頻器，係與該電流誤差調變器以及該切換式磁阻馬達連接，並調變控制該第一線電流、該第二線電流以及該第三線電流，使 三線電流獲得完全平衡的正弦波狀態，並將三線完全平衡的該第一線電流、該第二線電流以及該第三線電流輸出至該切換式磁阻馬達。
- 如申請專利範圍第1項所述之三相切換式磁阻馬達噪音降低及轉矩提升之控制系統，其中該三相全橋式變頻器係外接一直流電源，該三相全橋式變頻器係包括：一第一電晶體，其集極係與該直流電源之正端連接；一第一二極體，其陰極端係與該直流電源之正端以及該第一電晶體之集極連接；一第二電晶體，其集極係與該直流電源之正端連接；一第二二極體，其陰極端係與該直流電源之正端以及該第二電晶體之集極連接；一第三電晶體，其集極係與該直流電源之正端連接；一第三二極體，其陰極端係與該直流電源之正端以及該第三電晶體之集極連接；一U相接點，係與該第一電晶體之射極以及該第一二極體之陽極端連接；一V相接點，係與該第二電晶體之射極以及該第二二極體之陽極端連接；一W相接點，係與該第三電晶體之射極以及該第三二極體之陽極端連接；一第四電晶體，其集極係與該U相接點連接，其射極係與該直流電源之負端連接； 一第四二極體，其陰極端係與該U相接點以及該第四電晶體之集極連接；一第五電晶體，其集極係與該V相接點連接，其射極係與該直流電源之負端連接；一第五二極體，其陰極端係與該V相接點以及該第五電晶體之集極連接；一第六電晶體，其集極係與該W相接點連接，其射極係與該直流電源之負端連接；以及一第六二極體，其陰極端係與該W相接點以及該第六電晶體之集極連接。
- 如申請專利範圍第2項所述之三相切換式磁阻馬達噪音降低及轉矩提升之控制系統，其中該U相接點以及該V相接點之間更串接該U相線圈以及一第一整流二極體，該V相接點以及該W相接點之間更串接該V相線圈以及一第二整流二極體，該W相接點以及該U相接點之間更串接該W相線圈以及一第三整流二極體。
- 如申請專利範圍第1項所述之三相切換式磁阻馬達噪音降低及轉矩提升之控制系統，其中該等定子凸極之總數為6N個，該等轉子凸極之總數為4N個，N為一正整數。
- 如申請專利範圍第1項所述之三相切換式磁阻馬達噪音降低及轉矩提升之控制系統，其中該等定子凸極之總數為8N個，該等轉子凸極之總數為6N個，N為一正整數。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| TW101145788A TW201424245A (zh) | 2012-12-05 | 2012-12-05 | 三相切換式磁阻馬達噪音降低及轉矩提升之控制系統 |
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| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| TW101145788A TW201424245A (zh) | 2012-12-05 | 2012-12-05 | 三相切換式磁阻馬達噪音降低及轉矩提升之控制系統 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| TW201424245A true TW201424245A (zh) | 2014-06-16 |
| TWI459708B TWI459708B (zh) | 2014-11-01 |
Family
ID=51394215
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| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| TW101145788A TW201424245A (zh) | 2012-12-05 | 2012-12-05 | 三相切換式磁阻馬達噪音降低及轉矩提升之控制系統 |
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|---|---|---|---|---|
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|---|---|
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