TWI473413B - 電流向量控制的同步磁阻馬達驅動方法 - Google Patents

Description

電流向量控制的同步磁阻馬達驅動方法

本發明是關於一種馬達，特別是指電流向量控制的同步磁阻馬達及其驅動方法。

永磁同步馬達是一種高效率的馬達，其包含有一定子與一轉子，該定子上設有複數個激磁線圈，當該些激磁線圈施以三相電流時，該轉子隨著三相電流所產生的旋轉磁場同步轉動；然而永磁同步馬達的定子或轉子通常由昂貴的稀土材料構成，有鑒於環境汙染以及稀土材料成本因素，無稀土材料高效率馬達已是目前馬達技術的發展趨勢。

現有結構簡單、堅固、耐高溫、高效率的切換式磁阻馬達不需使用稀土材料，請參考圖15所示，該切換式磁組馬達包含有一定子61與一轉子62，該定子61繞設有一U 相線圈611、一相線圈612、一V 相線圈613、一相線圈614、一W 相線圈615與一相線圈616，其中該些線圈611~616採用集中繞線且分別具有一電流流入端與一電流流出端，該轉子62具有四個極部620。圖15所示的符號「」與「」分別代表電流在線圈611~616中的流向，以圖15之平面為基準平面，則「」代表電流流進基準平面，「」代表電流流出基準平面。

以U 相線圈611與相線圈612為例，該U 相線圈611與該相線圈612相對設置，且U 相線圈611的電流流出端連接到U 相線圈612的電流流入端。是以，同相線圈， 如U、相線圈611、612於靠近轉子62處產生相反的磁極性，即U 相線圈611靠近轉子62所產生的磁極性為N磁極，相線圈612靠近轉子62所產生的磁極性為S磁極，且沿著U 相線圈611、轉子62、相線圈612與定子61形成封閉的磁力線70。

請參考圖16所示的示意圖，其揭示轉子62的極部620與供繞設U 、相線圈611、612之定子齒部617、618的相對位置關係，該些線圈611~616所感應出的電感值會隨轉子62相對於定子齒部617的旋轉角度θ _r 而改變。現有設計主要在轉子62位於最大磁阻角度時線圈611、612具有固定的最小電感Lmin，而在轉子62位於最小磁阻角度時線圈611、612具有最大的電感Lmax。

在最大的電感Lmax與最小電感Lmin之區間中(如A區、B區)，轉子62相對定子齒部617的角度與電感的變化率呈線性關係，馬達即根據此線性關係輸出電磁轉矩T ₁ ，經由理論推導可得電磁轉矩T ₁ 如下式所示。

其中，k 為相符號標示；相電感增量比如下式：

其中M為一正實數常數(constant)，然而，上述的學理推導僅適用於低速運轉的馬達，當馬達運轉速率提高及負載逐漸加重時，上式中之電感增量比M不再為常數，於是轉矩漣波變大並產生噪音。

有鑒於現有切換式磁阻馬達在高轉速時，其轉矩漣波變大並且產生噪音，本發明的主要目的是提供一種電流向量控制的同步磁阻馬達及其驅動方法，透過有別於以往切換式磁阻馬達的接線方式與驅動方法，提升本發明馬達的效率並降低噪音。

本發明同步磁阻馬達包含有：一轉子單元，具有4×N個轉子極部；一定子單元，係環設於該轉子單元周圍，該定子單元包含有6×N個定子齒部，分別定義為第一~第6N定子齒部，各定子齒部上以相同方向繞設有線圈而構成一U 相繞組、一V 相繞組與一W 相繞組，該U 相繞組係由第3K+1定子齒部(K=0~(2N-1))之各線圈頭尾串接而成，V 相線圈由第3K+2定子齒部(K=0~(2N-1))之各線圈頭尾串接而成，W 相線圈由第3K+3定子齒部(K=0~(2N-1))之各線圈頭尾串接而成，其中該U 、V 、W 相繞組的尾端共接而形成Y型電路；該些線圈係分別接收平衡三相弦波電流而產生磁力線，使得同相繞組線圈所圍繞的定子齒部產生相同的磁極性，並令相鄰的定子齒部和轉子之間形成短磁路，其中N為大於或等於1之正整數。

本發明驅動方法包含有以下步驟：施加平衡三相電流於相應定子齒部之線圈；校正該轉子單元之位置編碼器的零點位置，並根據一基本轉速及一額定負載下調控該三相電流之振幅與相角， 使相角相對於零點位置保持領先δ 電度角，其中δ =45°；偵測馬達之轉速並判斷轉速是否大於該基本轉速；當轉速大於該基本轉速，依轉速遞升值而逐漸提高該三相電流之相角，該三相電流之相角最高不大於一相角上限值；以及當轉速小於該基本轉速，依轉速遞降值而逐漸降低該三相電流之相角，該三相電流之相角最低不小於一相角下限值。

根據本發明轉子單元與定子單元的繞線結構，由於本發明較佳實施例係施加平衡三相正弦波電流源於各線圈，當任一相電流振幅在各60°換向區為最大時，其相鄰的另外兩相線圈的電流以相反方向流通，故供前述相鄰定子齒部靠進轉子極部的區域會感應出相反的磁極性，進而構成兩個短磁路供形成兩個封閉的磁力線。由於本發明馬達結構所構成的磁路較短，故能有效降低磁損失並提升馬達的運轉效率。

再者，本發明之驅動方法係用於驅動前述同步磁阻馬達，在U 、V 、W 相繞組同步施加平衡三相電流，並根據馬達的轉速對應調整三相電流的相角，有別於現有切換式磁阻馬達使用單相激磁的方式。根據實際的量測數據，本發明不論在效率、噪音與扭拒都有顯著的改善。

請參考圖1所示，本發明同步磁阻馬達包含有一轉子單元10與一定子單元20。

該轉子單元10具有4×N個轉子極部11，N為大於或 等於1之正整數。

該定子單元20係環設於該轉子單元10周圍且包含有6×N個定子齒部21~26，該些定子齒部21~26定義為第一~第6N定子齒部21~26，每兩相鄰的定子齒部21~26之間具有一齒槽200；各定子齒部21~26上以相同方向繞設有線圈210~260，於本較佳實施例中，繞設於各定子齒部21~26上之線圈210~260係採用集中繞線，每個線圈210~260具有一頭端與一尾端，該頭端作為電流流入端，該尾端作為電流流出端，任一定子齒部21~26上的線圈210~260其電流流出端係串接至其同相繞組對應的定子齒部21~26上的線圈210~260之電流流入端，使得該繞組線圈構成串接。

圖1中，符號「」與「」分別代表電流在線圈210~260中的流向，以圖1之平面為基準平面，則「」代表電流流入基準平面，「」代表電流流出基準平面。

該些線圈210~260分別接收平衡三相(U 、V 、W 相)電流，本較佳實施例是以平衡三相正弦波電流為例。請參考圖1及圖2所示，各線圈210~260分為一U 相繞組31、一V 相繞組32與一W 相繞組33，該U 相繞組31係由第3K+1定子齒部(K=0~(2N-1))之各線圈頭尾串接而成，V 相繞組32由第3K+2定子齒部(K=0~(2N-1))之各線圈頭尾串接而成，W 相繞組33由第3K+3定子齒部(K=0~(2N-1))之各線圈頭尾串接而成。如圖2所示，該U 、V 、W 相繞組31~33的尾端共接在同一端點而形成Y型電路。

本發明較佳實施例是以N=1為例，即該轉子單元10 包含有四個轉子極部11，該定子單元20包含有六個定子齒部21~26，該U 相繞組31係由第一、第四定子齒部21、24上之線圈210、240頭尾串接而成，該V 相繞組32由第二、第五定子齒部22、25上之各線圈220、250頭尾串接而成，該W 相繞組33則由第三、第六定子齒部23、26之各線圈230、260頭尾串接而成。為方便說明，該些定子齒部21~26上的線圈210~260分別定義為U 相線圈 210、相線圈240、V 相線圈220、相線圈250、W 相線 圈230以及相線圈260，其中U 相與相線圈210、240分別圍繞於相對的第一與第四定子齒部21、24上，該V 相、V 相線圈220、250分別圍繞於第二與第五定子齒部22、25，該W 相、相線圈230、260分別圍繞於第三與第六定子齒部23、26。

同理，請參考圖3所示，若N=2，則該轉子單元10包含有八個轉子極部11，該定子單元20包含有十二個定子齒部271~282，該U 相繞組31係由第一、四、七、十定子齒部271、274、277、280上之各線圈頭尾串接而成，該V 相繞組32由第二、五、八、十一定子齒部272、275、278、281上之各線圈頭尾串接而成，該W 相繞組33由第三、六、九、十二定子齒部273、276、279、282之各線圈頭尾串接而成。以下僅以N=1之實施例為例說明。

如圖2所示，該U 、V 、W 相繞組31~33分別接收平衡三相正弦波電流，其中該U 相繞組31之電流流入端供接收一U 相電流i _u ，該V 相繞組32之電流流入端供接收一V 相電流i _v ，該W 相繞組33之電流流入端供接收一W 相電流i _w 。

當U 相電流i _u 通過U 相線圈210和相線圈240後，根據該些線圈210、240以相同方向繞設的繞線規則，使得相對的兩定子齒部21、24產生相同的磁極性，如圖4所示。以繞設U 相線圈210、相線圈240的兩定子齒部21、24為例，各定子齒部21、24靠近轉子10的一端皆感應出N磁極。

因U 、V 、W 相繞組31~33係接收平衡三相正弦波電流，當U 相電流i _u 的相角於0°~60°換向區流通時，其振幅較V 及W 相電流之振幅為大，且U 相電流i _u 之電流方向與V 及W 相電流在電流流通的方向上相反，故繞設W 相線圈230的定子齒部23及繞設V 相線圈220的定子齒部22，其靠近轉子極部11的端部均感應出S極。

請參考圖5A所示，繞設U 相與W 相線圈210、230的定子齒部21、23及轉子極部11構成短磁路，在U 相與W 相線圈210、230之間產生封閉的磁力線迴路41。同理，繞設相與相線圈240、260的定子齒部24、26及轉子極部11亦構成短磁路以供產生封閉的磁力線迴路42；另外，繞設U 相與V 相線圈210、220的定子齒部21、22及轉子極部11亦構成短磁路以供產生封閉的磁力線迴路43；繞設相與相線圈240、250的定子齒部24、25及轉子極部11亦構成另一短磁路以供產生封閉的磁力線迴路44。

是以，U 、V 、W 相繞組31~33中的電流一共產生四個短磁路分別供形成四個封閉的磁力線迴路41~44。當三相正弦波電流工作於其他五個換向區，例如當U 相電流i _u 相角 在60°~120°、120°~180°、180°~240°、240°~300°、300°~360°時，各線圈210~260中電流亦產生四個磁力線迴路。

根據磁阻馬達運轉的原理，為了讓磁路中的磁阻降到最低，轉子單元10會根據磁力線的變化而轉動，藉此達到馬達運轉的目的。如圖5A所示，根據本發明的繞線方式可形成四個短磁路，即四個封閉磁力線迴路41~44，相較於圖15之現有馬達繞線結構所產生的磁路，現有繞線結構所產生的磁路較長，因此會有較高的磁損失，而本發明所構成的磁路相對較短，磁損失相對減少，而能提升馬達的運轉效率。

同樣的原理亦適用於其他6N/4N型切換式磁阻馬達。請參考圖5B所示，當N=2且馬達三相電流工作於0°~60°之換向區時，各相繞組31~33線圈電流於各定子齒部271~282共產生八個磁力線迴路291~298。同理，當三相正弦波電流於其他五個換向區工作亦產生八個磁力線迴路，這些磁力線迴路分別對應於三相正弦波電流的六分之一週期(如相角在60°~120°、120°~180°、180°~240°、240°~300°或300°~360°)，每六分之一週期為一換向區段，每一換向區段分別產生八個不同磁極方向組合的磁力線迴路291~298，每經過六個換向區段，三相正弦波電流及對應的八個磁力線迴路291~298就重覆同樣的動作，完成一次循環週期，以提供高效率的電磁能量轉換。

為了有效控制本發明馬達的運轉效率，本發明提出一種針對該馬達的驅動方法，該驅動方法主要是根據馬達的 轉速誤差△ω _r ，再調整各相繞組31~33的三相電流振幅與相角，讓馬達具有最佳效率。

請參考圖6所示之驅動系統，本發明係利用一設在轉子單元10上之位置編碼器50偵測轉子單元10的位置及轉速ω _r ，並由三相全橋式變頻器51產生平衡的三相電流I _s 給各個繞組31~33，以產生旋轉磁場讓轉子單元10轉動，該三相電流I _s 是假設當馬達操作在一基本轉速與連接一額定負載的狀態下而產生。請參考圖7所示，本發明之驅動方法包含以下步驟。

首先施加平衡三相電流I _s 於相應定子齒部21~26之繞組31~33(步驟101)，所述三相電流I _s 包含有一U 相電流i _u 、一V 相電流i _v 以及一W 相電流i _w ，以下說明三相電流I _s 的制定規則。

請參考圖8所示，以第一定子齒部21為例，定義第一定子齒部21的中心軸d ^s 與轉子極部11中心軸d ^r 之間的夾角為θ _r 。

請參考圖9所示之向量圖，定義第一定子齒部21的中心軸為d ^s -q ^s 定子座標系統之d ^s 軸，轉子極部11的中心軸為d ^r -q ^r 轉子座標系統之d ^r 軸，而d ^r 軸與d ^s 軸之間的角度差為θ _e ，其中θ _e =Pθ _r /2，P為馬達轉子的極數；是以，利用Clarke及Park座標轉換運算將定子齒部210從d ^s -q ^s 定子座標系統轉換至d ^r -q ^r 轉子座標系統，使得轉換後的定子電流向量I _s 及反電動勢電壓向量V _s 可使用向量分量I _q 、I _d 、V _q 、V _d ，分別近似表示如下列第(1)、(2)式。

其中I _d 為激磁電流，I _q 為力矩電流，係分別代表三相電流I _s 於q ^r 及d ^r 軸上之直流分量，電壓V _d 與電壓V _q 分別代表電壓向量V _s 於q ^r 及d ^r 軸之電壓分量。

依據第(1)、(2)式之內積運算可推導出馬達電功率P _e ：

根據馬達電功率P _e 可推算出對應的電磁轉矩T _e ：

其中：P為馬達轉子的極數；ω _r 為轉子單元10的角頻率(rad/s)；ω 為三相電流I _s 的操作頻率；L _q 、L _d 分別代表d ^r -q ^r 轉子座標系統中於q ^r 及d ^r 軸方向之電感值；I _m 為三相電流I _s 的振幅；δ 為d ^r -q ^r 轉子座標系統中三相電流I _s 與d ^r 軸之間的夾角，在此稱之為力矩角。

根據第(4)式可知，當力矩角δ 為45°時，電磁轉矩T _e 為最大。其中激磁電流I _d 、力矩電流I _q 、三相電流之振幅I _m 與力矩角δ 滿足以下第(5)、(6)式：I _q =I _m sinδ ………(5)

I _d =I _m cosδ ………(6)

是以，電磁轉矩T _e 是取決於q ^r 軸及d ^r 軸上之電感差異量L _d -L _q ，以及q ^r 軸及d ^r 軸上之激磁電流I _d 及力矩電流I _q 成份。三相電流I _s 的振幅I _m 與力矩角δ 可表示如下：

根據第(4)式可知，本發明磁阻馬達可等效於一直流馬達，根據馬達本身的參數，即馬達的電感L _q 、L _d 及力矩角δ 得出直流的激磁電流I _d 與力矩電流為I _q 後，利用Park逆轉換可推導出在d ^s -q ^s 定子座標系統對馬達輸出工作所需的平衡三相電流I _s ，如第(9)式所示。

其中ω _e 為輸出至各繞組31~33三相電流I _s 的操作頻率。該三相全橋式變頻器51控制三相電流I _s 達到三相完全平衡的正弦波電流。將第(5)、(6)式代入第(9)式化簡為第(10)式：

綜上所述，該三相全橋式變頻器51即根據第(10)式的 三相電流I _s 傳送到各繞組31~33。

此外，定義電流誤差函數如下：σ =(t )-i _sk (t )，其中k=u、v或w………(11)

則該些繞組31~33之電流控制法則可制定如下：i _sk (t )=(t )-I _m ，其中σ-，且

i _sk (t )=(t )+I _m ，其中σ+，且

上述i _sk 代表第k相之瞬時相電流，η及分別代表相電流誤差函數及相電流誤差函數變化的容忍誤差常數；K _p 及K _i 則分別代表所選取之比例及積分常數。

於施加平衡三相電流I _s 於繞組31~33之後，根據一基本轉速及一額定負載下調控該三相電流I _s 之振幅與相角，使三相電流I _s 的相角相對於轉子單元10零點位置保持領先δ 電度角(步驟102)。本發明利用位置編碼器50校正轉子單元10的零點位置，由轉子單元10的零點位置作為調整三相電流I _s 相角的基準點，根據第(4)式可知，將力矩角δ 設定為45°，即讓三相電流I _s 的相角相對於轉子單元10的零點位置保持領先45°，可讓馬達輸出最大的電磁轉矩T _e ，以讓馬達運轉的效率達到最高。

在馬達運轉的期間，本發明方法係透過位置編碼器50偵測轉子單元10之轉速，請參考圖6所示，並判斷轉速ω _r 是否大於該基本轉速(步驟103)。

當馬達轉速ω _r 高於該基本轉速，為了維持馬達的高運轉效率或防止效率降低，本發明係逐漸提高該三相電流I _s 之相角，即該力矩角(δ 度)，使三相電流I _s 的相角相對於轉子單元10零點位置保持超前大於45°(步驟104)，藉此提升馬達的運轉效率，其中本發明係令超前的相角δ 最高不大於一相角上限值。於本較佳實施例中，該上限值為相對於零點位置超前60°。

當馬達轉速低於該基本轉速，為了提升馬達的運轉效率，本發明係逐漸降低該三相電流I _s 所超前的相角，即該力矩角(δ 度)，讓該三相電流I _s 之相角最低不小於一相角下限值(步驟105)。

於本較佳實施例中，該下限值為相對零點位置超前30度。是以，本發明方法主要是根據馬達的轉速調整三相電流I _s 的相角達到馬達控制的目的。

請再參考圖6所示，本發明同步磁阻馬達系統之驅動方法可以使用該驅動系統實現，驅動系統分為內外兩個控制迴路，內迴路主要是進行電磁轉矩T _e 的控制，而外迴路主要是馬達轉速的控制。該驅動系統根據該位置編碼器50在一單位時間內依轉子單元10的轉動所產生的脈波數推算出馬達目前之轉速ω _r ，再與基本轉速比較可以求得速率誤差△ω _r ，由此速率誤差△ω _r 通過比例積分速率控制器52產生激磁電流I _d 及力矩電流I _q ，再依據第(4)~(9)式得到驅動馬達定子單元10的三相電流I _s ，以滿足所需的電磁轉矩T _e ，如第(13)式所示。

J 為耦合在馬達轉軸上的轉動慣量；B 為馬達轉軸上黏滯磨擦係數；ω _r 為轉子單元10之轉速(rad/s)；T _e 為馬達之電磁轉矩；τ _L 為負載轉矩。

綜上所述，本發明依據可量測或計算的馬達參數L _q 、L _d 及δ ，將本發明磁阻馬達假設為一直流馬達，該直流馬達的激磁電流與力矩電流分别為I _d 與I _q ，以滿足第(4)式的電磁轉矩特性。當獲得激磁電流為I _d 與力矩電流為I _q 後，再利用Park逆轉換以及藉由三相全橋式變頻器51的電流誤差調變控制(如第(11)、(12)式)，第(10)式的三相電流I _s 即可實現。

請參考圖10所示，為本發明馬達在額定負載與固定轉速(2000RPM)下工作的噪音(Noise)波形圖，相較於圖11現有馬達的表現，本發明的最高噪音僅有75分貝，明顯低於現有馬達產生的噪音，此在本發明之扭拒波形(τ _sf )與轉速波形(ω _r )亦較現有馬達平穩許多。

請參考圖12所示，為本發明馬達結構配合與驅動方法所產生的高頻噪音波形圖，圖13所示是現有馬達配合單相激磁方法所產生的高頻噪音波形圖，本發明馬達所產生的噪音明顯低於現有馬達所產生的噪音。

請參考圖14所示，為本發明馬達與現有馬達的效率比較圖，其中虛線為本發明馬達的效率波形，鏈線為現有馬達的效率波形，隨著轉速增加，本發明馬達與現有馬達的效率都有提升，而本發明馬達的最高效率達77%，即使在1000RPM時效率仍達63%，確實優於現有馬達。

10‧‧‧轉子單元

11‧‧‧轉子極部

20‧‧‧定子單元

200‧‧‧齒槽

21~26‧‧‧第一~第六定子齒部

210‧‧‧U 相線圈

240‧‧‧相線圈

220‧‧‧V 相線圈

250‧‧‧相線圈

230‧‧‧W 相線圈

260‧‧‧相線圈

271~282‧‧‧第一~第12定子齒部

291~298‧‧‧磁力線迴路

31‧‧‧U 相繞組

32‧‧‧V 相繞組

33‧‧‧W 相繞組

41~44‧‧‧磁力線迴路

50‧‧‧位置編碼器

51‧‧‧三相全橋式變頻器

52‧‧‧比例積分速率控制器

61‧‧‧定子

611‧‧‧U 相線圈

612‧‧‧相線圈

613‧‧‧V 相線圈

614‧‧‧相線圈

615‧‧‧W 相線圈

616‧‧‧相線圈

617‧‧‧定子齒部

618‧‧‧定子齒部

62‧‧‧轉子

620‧‧‧極部

70‧‧‧磁力線

圖1：本發明較佳實施例(N=1)平面示意圖。

圖2：本發明U 相繞組、V 相繞組與W 相繞組接線示意圖。

圖3：本發明第二較佳實施例(N=2)平面示意圖。

圖4：本發明於定子齒部產生N、S磁極性參考圖。

圖5A：本發明於6/4型馬達中磁路中產生磁力線的參考圖。

圖5B：本發明於12/8型馬達中磁路中產生磁力線的參考圖。

圖6：執行本發明驅動方法的驅動系統方塊圖。

圖7：本發明驅動方法的流程圖。

圖8：本發明轉子旋轉角度參考圖。

圖9：本發明馬達各空間向量參考圖。

圖10：本發明馬達的相電流、轉速、噪音、扭矩波形圖。

圖11：現有馬達的相電流、轉速、噪音、扭矩波形圖。

圖12：本發明馬達的高頻噪音波形圖。

圖13：現有馬達的高頻噪音波形圖。

圖14：本發明馬達與現有馬達效率比較圖。

圖15：現有馬達的平面示意圖。

圖16：現有轉子旋轉角度與電感值參考圖。

10‧‧‧轉子單元

11‧‧‧轉子極部

20‧‧‧定子單元

200‧‧‧齒槽

21~26‧‧‧第一~第六定子齒部

210‧‧‧U 相線圈

220‧‧‧V 相線圈

230‧‧‧W 相線圈

240‧‧‧相線圈

250‧‧‧相線圈

260‧‧‧相線圈

Claims (3)

1. 一種電流向量控制的同步磁阻馬達驅動方法，該同步磁阻馬達包含有一轉子單元與一定子單元，該轉子單元具有4×N個轉子極部；該定子單元係環設於該轉子單元周圍，該定子單元包含有6×N個定子齒部，分別定義為第一~第6N定子齒部，各定子齒部上以相同方向繞設有線圈而構成一U 相繞組、一V 相繞組與一W 相繞組，該U 相繞組係由第3K+1定子齒部(K=0~(2N-1))之各線圈頭尾串接而成，V 相線圈由第3K+2定子齒部(K=0~(2N-1))之各線圈頭尾串接而成，W 相線圈由第3K+3定子齒部(K=0~(2N-1))之各線圈頭尾串接而成，其中該U 、V 、W 相繞組的尾端共接而形成Y型電路；該些線圈係分別接收平衡三相弦波電流而產生磁力線，使得同相繞組線圈所圍繞的定子齒部產生相同的磁極性，並令相鄰的定子齒部和轉子之間形成短磁路，其中N為大於或等於1之正整數；該驅動方法包含有：施加平衡三相電流於相應定子齒部之線圈；校正該轉子單元之位置編碼器的零點位置，並根據一基本轉速及一額定負載下調控該三相電流之振幅與相角，使相角相對於零點位置保持領先δ 電度角，其中δ =45°；偵測馬達之轉速並判斷轉速是否大於該基本轉速；當轉速大於該基本轉速，隨著轉速遞升而逐漸提高該三相電流之相角，該三相電流之相角最高不大於一相角上限值；以及 當轉速小於該基本轉速，隨著轉速遞降而逐漸降低該三相電流之相角，該三相電流之相角最低不小於一相角下限值。
2. 如請求項1所述電流向量控制的同步磁阻馬達驅動方法，該相角上限值為相對零點位置60電度相角領前；該相角下限值為相對零點位置30電度相角領前。
3. 如請求項2所述電流向量控制的同步磁阻馬達驅動方法，所施加之三相電流係滿足下列公式： 其中，I _s ：空間電流向量，表示定子單元之三相弦波電流；i _u ：三相弦波電流中U 相繞組的電流；i _v ：三相弦波電流中V 相繞組的電流；i _w ：三相弦波電流中W 相繞組的電流；I _m ：三相弦波電流的振幅；ω_e ：三相弦波電流的角頻率；以及δ ：在d ^r -q ^r 轉子座標系統中，空間電流向量I _s 與轉子d ^r 軸之間的力矩角。