TW201419786A - 用於wifi波束成形、回饋以及探測(wibeam)的方法 - Google Patents

Abstract

描述了用於WiFi波束成形、回饋、和探測（WiBEAM）的方法。公開了在無線通訊中使用的基於碼本的波束成形回饋信令和探測機制。此處描述的方法通過使用基於吉文斯旋轉的分解和使用來自[0, 2π]的子集的範圍量化基於吉文斯旋轉的分解的結果角度來改進回饋效率。回饋還可以被劃分成多個元件以改進回饋效率/準確率。還描述了利用頻道互易而同時仍考慮實際射頻（RF）頻道損失的時域波束成形報告。還公開了根據位元的重要性來優先處理回饋位元的波束成形回饋。也公開了使得能夠使用平滑方法改善頻道估計的前導碼結構，被用於基於碼本的波束成形回饋、和多解析度顯式回饋的碼本設計。

Description

用於WIFI波束成形、回饋以及探測（WIBEAM）的方法

相關申請的交叉引用 本申請要求2012年9月28日提交的美國臨時專利申請No.61/707,452的權益，2013年2月28日提交的美國臨時專利申請No.61/770,879的權益，以及2013年3月14日提交的美國臨時專利申請No.61/783,918的權益，所述申請的內容作為引用目的結合於此。

目前無線區域網路（WLAN）系統，諸如IEEE 802.11n, IEEE 802.11ac和IEEE 802.11ad在發射機（Tx）和接收機（Rx）處均支援多個發射天線。多個發射和接收天線在存取點（AP）、無線發射/接收單元（WTRU）和其它非WTRU裝置中被支援。例如，802.11n支持多達4個發射和4個接收天線，而802.11ac支援多達8個發射和8個接收天線。對於這種系統，發射波束成形（也稱作“預編碼”）可以被用於改善覆蓋區域和/或輸送量。 對於發射波束成形，發射機需要使用頻道互易（reciprocity）和/或CSI回饋在傳輸之前獲取頻道的頻道狀態資訊（CSI）（例如幅度/相位）。實際發射波束成形係數則根據頻道狀態資訊被推導。發射機側CSI越精確，發射波束成形越有利。 可以期待未來WLAN規範的需求比目前可用的頻譜效率更高。同樣，支援大量計量類型控制（MTC）裝置的系統需要改進BSS容量。各種常見問題成為實現高頻譜效率和容量的阻礙。 一個問題是壓縮後的波束成形報告方法已經在IEEE802.11ac中定義，其基於吉文斯旋轉（Givens rotation），這導致了顯著的回饋開銷，因此降低了頻譜效率和BSS容量。另一問題是目前規範將WTRU或非WTRU處支援的天線的數量限制為最多8個天線。支援天線的最大數量暗示了對於SU-MIMO操作的最大頻譜效率，或者對於多用戶多輸入多輸出(MU-MIMO) (MU-MIMO)操作的最大容量。支援天線的數量和MIMO操作的關聯模式的增加可以被用於改善針對下一代甚高頻譜效率（VHSE）WLAN系統。同樣一些規範沒有完全利用從定義回饋機制獲得的頻譜效率，所述回饋機制利用室外頻道的獨特特性。因此存在對於波束成形、回饋和探測的改進方法的需要。

描述了用於WiFi波束成形、回饋和探測（WiBEAM）的方法。公開了在無線通訊中使用的基於碼本的波束成形回饋信令和探測機制。此處描述的方法通過使用基於吉文斯旋轉的分解和使用來自[0, 2π]的子集的範圍量化基於吉文斯旋轉的分解的結果角度來改進回饋效率。回饋還可以被劃分成多個元件以改進回饋效率/準確率。還描述了利用頻道互易而同時仍考慮實際射頻（RF）頻道損失的時域波束成形報告。還公開了根據位元的重要性來優先處理回饋位元的波束成形回饋。還公開了混合顯式/隱式回饋。描述了回饋改進，該回饋改進利用不同優先順序劃分回饋位元的優先順序。不同的調製編碼方案（MCS）級別可以被用於更好地利用回饋無線電資源。也公開了使得能夠使用平滑方法改善頻道估計的前導碼結構，被用於基於碼本的波束成形回饋和多解析度顯式回饋的碼本設計。

第1A圖為可以在其中實施一個或者多個所公開實施方式的示例通信系統100的圖例。通信系統100可以是將諸如語音、資料、視訊、訊息、廣播等之類的內容提供給多個無線使用者的多存取系統。通信系統100可以通過系統資源（包括無線頻寬）的共用使得多個無線使用者能夠存取這些內容。例如，通信系統100可以使用一個或多個頻道存取方法，例如碼分多址（CDMA）、時分多址（TDMA）、頻分多址（FDMA）、正交FDMA（OFDMA）、單載波FDMA（SC-FDMA）等等。如第1A圖所示，通信系統100可以包括無線發射/接收單元（WTRU） 102a、102b、102c、102d、無線電存取網路（RAN）104、核心網路106、公共交換電話網（PSTN）108、網際網路110、和其他網路112，但可以理解的是所公開的實施方式涵蓋任意數量的WTRU、基地台、網路和/或網路元件。WTRU 102a、102b、102c、102d中的每一個可以是被配置成在無線環境中操作和/或通信的任何類型的裝置。作為示例，WTRU 102a、102b、102c、102d可以被配置成發送和/或接收無線信號，並且可以包括使用者裝置（UE）、移動站、固定或移動使用者單元、傳呼機、行動電話、個人數位助理（PDA）、智慧型電話、可攜式電腦、上網本、個人電腦、無線感測器、消費電子產品等等。通信系統100還可以包括基地台114a和基地台114b。基地台114a，114b中的每一個可以是被配置成與WTRU 102a、102b、102c、102d中的至少一個無線連繫，以便於存取一個或多個通信網路（例如核心網路106、網際網路110和/或網路112）的任何類型的裝置。例如，基地台114a、114b可以是基地台收發信站（BTS）、節點B、e節點B、家用節點B、家用e節點B、網站控制器、存取點（AP）、無線路由器以及類似裝置。儘管基地台114a、114b每個均被描述為單個元件，但是可以理解的是基地台114a、114b可以包括任何數量的互聯基地台和/或網路元件。基地台114a可以是RAN 104的一部分，該RAN104還可以包括諸如網站控制器（BSC）、無線電網路控制器（RNC）、中繼節點之類的其他基地台和/或網路元件（未示出）。基地台114a和/或基地台114b可以被配置成傳送和/或接收特定地理區域內的無線信號，該特定地理區域可以被稱作胞元（未示出）。胞元還可以被劃分成胞元磁區。例如與基地台114a相關聯的胞元可以被劃分成三個磁區。因此，在一種實施方式中，基地台114a可以包括三個收發器，即針對所述胞元的每個磁區都有一個收發器。在另一實施方式中，基地台114a可以使用多輸入多輸出（MIMO）技術，並且因此可以使用針對胞元的每個磁區的多個收發器。基地台114a，114b可以通過空中介面116與WTRU 102a、102b、102c、102d中的一個或多個通信，該空中介面116可以是任何合適的無線通訊鏈路（例如射頻（RF）、微波、紅外（IR）、紫外（UV）、可見光等）。空中介面116可以使用任何合適的無線電存取技術（RAT）來建立。更為具體地，如前所述，通信系統100可以是多存取系統，並且可以使用一個或多個頻道存取方案，例如CDMA、TDMA、FDMA、OFDMA、SC-FDMA以及類似的方案。例如，在RAN 104中的基地台114a和WTRU 102a、102b、102c可以實施諸如通用移動電信系統（UMTS）陸地無線電存取（UTRA）之類的無線電技術，其可以使用寬頻CDMA（WCDMA）來建立空中介面116。WCDMA可以包括諸如高速封包存取（HSPA）和/或演進型HSPA（HSPA+）。HSPA可以包括高速下行鏈路封包存取（HSDPA）和/或高速上行鏈路封包存取（HSUPA）。 在另一實施方式中，基地台114a和WTRU 102a、102b、102c可以實施諸如演進型UMTS陸地無線電存取（E-UTRA）之類的無線電技術，其可以使用長期演進（LTE）和/或高級LTE（LTE-A）來建立空中介面116。在其它實施方式中，基地台114a和WTRU 102a、102b、102c可以實施諸如IEEE 802.16（即全球微波互聯存取（WiMAX））、CDMA2000、CDMA2000 1x、CDMA2000 EV-DO、臨時標準2000（IS-2000）、臨時標準95（IS-95）、臨時標準856（IS-856）、全球移動通信系統（GSM）、增強型資料速率GSM演進（EDGE）、GSM EDGE（GERAN）之類的無線電技術。舉例來講，第1A圖中的基地台114b可以是無線路由器、家用節點B、家用e節點B或者存取點，並且可以使用任何合適的RAT，以用於促進在諸如公司、家庭、車輛、校園之類的局部區域的通信連接。在一種實施方式中，基地台114b和WTRU 102c、102d可以實施諸如IEEE 802.11之類的無線電技術以建立無線區域網路（WLAN）。在另一種實施方式中，基地台114b和WTRU 102c、102d可以實施諸如IEEE 802.15之類的無線電技術以建立無線個人區域網路（WPAN）。在又一種實施方式中，基地台114b和WTRU 102c、102d可以使用基於胞元的RAT（例如WCDMA、CDMA2000、GSM、LTE、LTE-A等）以建立超微型（picocell）胞元和毫微微胞元（femtocell）。如第1A圖所示，基地台114b可以具有至網際網路110的直接連接。因此，基地台114b不必經由核心網路106來存取網際網路110。RAN 104可以與核心網路106通信，該核心網路可以是被配置成將語音、資料、應用程式和/或網際網路協定上的語音（VoIP）服務提供到WTRU 102a、102b、102c、102d中的一個或多個的任何類型的網路。例如，核心網路106可以提供呼叫控制、帳單服務、基於移動位置的服務、預付費呼叫、網際網路互聯、視訊分配等，和/或執行高級安全性功能，例如用戶驗證。儘管第1A圖中未示出，需要理解的是RAN 104和/或核心網路106可以直接或間接地與其他RAN進行通信，這些其他RAT可以使用與RAN 104相同的RAT或者不同的RAT。例如，除了連接到可以採用E-UTRA無線電技術的RAN 104，核心網路106也可以與使用GSM無線電技術的其他RAN（未示出）通信。核心網路106也可以用作WTRU 102a、102b、102c、102d存取PSTN 108、網際網路110和/或其他網路112的閘道。PSTN 108可以包括提供普通老式電話服務（POTS）的電路交換電話網絡。網際網路110可以包括互聯電腦網路的全球系統以及使用公共通信協定的裝置，所述公共通信協定例如是傳輸控制協定（TCP）/網際網路協定（IP）網際網路協定套件的中的TCP、使用者資料包通訊協定（UDP）和IP。網路112可以包括由其他服務提供方擁有和/或操作的無線或有線通信網路。例如，網路112可以包括連接到一個或多個RAN的另一核心網路，這些RAN可以使用與RAN 104相同的RAT或者不同的RAT。通信系統100中的WTRU 102a、102b、102c、102d中的一些或者全部可以包括多模式能力，即WTRU 102a、102b、102c、102d可以包括用於通過不同通信鏈路與不同的無線網路進行通信的多個收發器。例如，如第1A圖所示的WTRU 102c可以被配置成與使用基於胞元的無線電技術的基地台114a進行通信，並且與使用IEEE 802無線電技術的基地台114b進行通信。第1B圖為示例WTRU 102的系統方塊圖。如第1B圖所示，WTRU 102可以包括處理器118、收發器120、發射/接收元件122、揚聲器/麥克風124、鍵盤126、顯示幕/觸控板128、不可移除記憶體130、可移除記憶體132、電源134、全球定位系統晶片組136和其他週邊裝置138。需要理解的是，在保持與實施方式一致的同時，WTRU 102可以包括上述元件的任何子集。處理器118可以是通用目的處理器、專用目的處理器、習用處理器、數位訊號處理器（DSP）、多個微處理器、與DSP核心相關聯的一個或多個微處理器、控制器、微控制器、特定功能積體電路（ASIC）、現場可程式設計閘陣列（FPGA）電路、其他任何類型的積體電路（IC）、狀態機等。處理器118可以執行信號編碼、資料處理、功率控制、輸入/輸出處理、和/或使得WTRU 102能夠操作在無線環境中的其他任何功能。處理器118可以耦合到收發器120，該收發器120可以耦合到發射/接收元件122。儘管第1B圖中將處理器118和收發器120描述為獨立的元件，但是可以理解的是處理器118和收發器120可以被一起集成到電子封裝或者晶片中。 發射/接收元件122可以被配置成通過空中介面116將信號傳送到基地台（例如基地台114a），或者從基地台（例如基地台114a）接收信號。例如，在一種實施方式中，發射/接收元件122可以是被配置成傳送和/或接收RF信號的天線。在另一實施方式中，發射/接收元件122可以是被配置成傳送和/或接收例如IR、UV或者可見光信號的發射器/檢測器。在又一實施方式中，發射/接收元件122可以被配置成傳送和接收RF信號和光信號兩者。需要理解的是發射/接收元件122可以被配置成傳送和/或接收無線信號的任意組合。此外，儘管發射/接收元件122在第1B圖中被描述為單個元件，但是WTRU 102可以包括任何數量的發射/接收元件122。更特別地，WTRU 102可以使用MIMO技術。因此，在一種實施方式中，WTRU 102可以包括兩個或更多個發射/接收元件122（例如多個天線）以用於通過空中介面116發射和接收無線信號。收發器120可以被配置成對將由發射/接收元件122發送的信號進行調製，並且被配置成對由發射/接收元件122接收的信號進行解調。如以上所述，WTRU 102可以具有多模式能力。因此，收發器120可以包括多個收發器以用於使得WTRU 102能夠經由多RAT進行通信，例如UTRA和IEEE 802.11。 WTRU 102的處理器118可以被耦合到揚聲器/麥克風124、鍵盤126和/或顯示幕/觸控板128（例如，液晶顯示（LCD）單元或者有機發光二極體（OLED）顯示單元），並且可以從上述裝置接收使用者輸入資料。處理器118還可以向揚聲器/麥克風124、鍵盤126和/或顯示幕/觸控板128輸出資料。此外，處理器118可以存取來自任何類型的合適的記憶體中的資訊，以及向任何類型的合適的記憶體中儲存資料，所述記憶體例如可以是不可移除記憶體130和/或可移除記憶體132。不可移除記憶體130可以包括隨機存取記憶體（RAM）、可讀記憶體（ROM）、硬碟或者任何其他類型的記憶體儲存裝置。可移除記憶體132可以包括使用者標識模組（SIM）卡、快閃記憶卡、安全數位（SD）記憶卡等類似裝置。在其它實施方式中，處理器118可以存取來自物理上未位於WTRU 102上而位於伺服器或者家用電腦（未示出）上的記憶體的資料，以及向上述記憶體中儲存資料。 處理器118可以從電源134接收功率，並且可以被配置成將功率分配給WTRU 102中的其他組件和/或對至WTRU 102中的其他元件的功率進行控制。電源134可以是任何適用於給WTRU 102加電的裝置。例如，電源134可以包括一個或多個乾電池（鎳鎘（NiCd）、鎳鋅（NiZn）、鎳氫（NiMH）、鋰離子（Li-ion）等）、太陽能電池、燃料電池等。 處理器118還可以耦合到GPS晶片組136，該GPS晶片組136可以被配置成提供關於WTRU 102的目前位置的位置資訊（例如經度和緯度）。作為來自GPS晶片組136的資訊的補充或者替代，WTRU 102可以通過空中介面116從基地台（例如基地台114a，114b）接收位置資訊，和/或基於從兩個或更多個相鄰基地台接收到的信號的定時來確定其位置。需要理解的是，在保持與實施方式一致的同時，WTRU 102可以通過任何合適的位置確定方法來獲取位置資訊。 處理器118還可以耦合到其他週邊裝置138，該週邊裝置138可以包括提供附加特徵、功能性和/或無線或有線連接的一個或多個軟體和/或硬體模組。例如，週邊裝置138可以包括加速度計、電子指南針（e-compass）、衛星收發器、數位相機（用於照片或者視訊）、通用序列匯流排（USB）埠、震動裝置、電視收發器、免持耳機、藍芽R模組、調頻（FM）無線電單元、數位音樂播放機、媒體播放機、視訊遊戲播放機模組、網際網路瀏覽器等等。 第1C圖為根據一種實施方式的RAN 104和核心網路106的系統方塊圖。如上所述，RAN 104可以使用E-UTRA無線電技術通過空中介面116與WTRU 102a、102b、102c通信。RAN 104還可以與核心網路106通信。 RAN 104可以包含e節點B 140a、140b、140c，儘管應該理解的是RAN 104可以包含任意數量的e節點B而仍然與實施方式保持一致。e節點B 140a、140b、140c每個可以包含一個或多個收發器，該收發器通過空中介面116來與WTRU 102a、102b、102c通信。在一種實施方式中，e節點B 140a、140b、140c可以使用MIMO技術。因此，e節點B 140a例如可以使用多個天線來傳送無線信號至WTRU 102a並且從WTRU 102a中接收無線信號。 e節點B 140a、140b、140c中的每個可以與特定單元（未示出）相關聯並且可以被配置成在上行鏈路和/或下行鏈路中處理無線電資源管理決定、切換決定、用戶調度等。如第1C圖中所示，e節點B 140a、140b、140c可以通過X2介面彼此進行通信。 第1C圖中所示的核心網路106可以包括移動性管理實體閘道（MME）142、服務閘道144、和封包資料網路（PDN）閘道146。儘管上述元素中的每個被描述為核心網路106的一部分，但是應該理解的是這些元素中的任何一個可以被除了核心網路經營者以外的實體擁有和/或經營。 MME 142可以通過S1介面被連接到RAN 104中的e節點B 142a、142b、142c中的每個並且可以作為控制節點。例如，MME 142可以負責認證WTRU 102a、102b、102c的用戶、承載啟動/去啟動、在WTRU 102a、102b、102c的初始附著期間選擇特定服務閘道等。MME 142也可以為RAN 104與使用其他無線電技術（例如GSM或WCDMA）的RAN（未示出）之間的交換提供控制平面功能。 服務閘道144可以通過S1介面被連接到RAN 103中的e節點B 140a、140b、140c的每個。服務閘道144通常可以路由和轉發使用者資料封包至WTRU 102a、102b、102c，或者路由和轉發來自WTRU 102a、102b、102c的使用者資料封包。服務閘道144也可以執行其他功能，例如在e節點B間切換期間錨定用戶平面、當下行鏈路數據可用於WTRU 102a、102b、102c時觸發傳呼、為WTRU 102a、102b、102c管理和儲存上下文等等。 服務閘道144也可以被連接到PDN閘道146，該PDN閘道146可以向WTRU 102a、102b、102c提供至封包交換網路（例如網際網路110）的存取，從而便於WTRU 102a、102b、102c與IP使能裝置之間的通信。無線局域網（WLAN） 155的存取路由器（AR）150可以與網際網路110通信。AR 150可以便於AP 160a、160b和160c之間的通信。AP 160a、160b和160c可以與STA 170a、170b和170c通信。 核心網路106可以促進與其他網路之間的通信。例如，核心網路106可以向WTRU 102a、102b、102c提供至電路切換式網路（例如PSTN 108）的存取，從而便於WTRU 102a、102b、102c與傳統陸線通信裝置之間的通信。例如，核心網路106可以包括，或可以與下述通信：作為核心網路106和PSTN 108之間介面的IP閘道（例如，IP多媒體子系統（IMS）服務）。另外，核心網路106可以向提供WTRU 102a、102b、102c至網路112的存取，該網路112可以包含被其他服務提供者擁有和/或經營的其他有線或無線網路。 在架構基礎服務集（BSS）模式的WLAN具有用於BSS的存取點（AP）以及與所述AP關聯的一個或多個WTRU。AP典型地具有至分佈系統（DS）或傳載業務進出BSS的另一類型的有線/無線網路的存取或介面。源自BSS外部的至WTRU的業務通過AP到達並且被遞送到WTRU。源自WTRU至BSS外部的目的地的業務被發送到AP以遞送到各個目的地。BSS中的WTRU之間的業務還通過AP發送，其中源WTRU發送業務到AP並且AP遞送業務到目的WTRU。BSS中的WTRU之間的業務是端對端業務。這種端對端業務還使用802.11e DLS或802.11z隧道DLS（TDLS）利用直接鏈路設置（DLS）在源和目的WTRU之間直接發送。使用獨立BSS（IBSS）模式的WLAN沒有彼此直接通信的AP和/或WTRU。這一模式的通信被稱作“ad-hoc”通信模式。 使用802.11ac架構操作模式，AP可以在固定頻道上傳送信標，該固定頻道通常是主頻道。這一頻道可以為20MHz寬，並且是BSS的操作頻道。這一頻道還由WTRU使用以建立於AP的連接。在802.11系統中的基礎頻道存取機制是具有衝突避免的載波感測多存取（CSMA/CA）。在這一操作模式中，每個WTRU，包括AP，將感測主頻道。如果頻道被檢測為忙，WTRU退避（back off）。因此僅一個WTRU可以在給定BSS中在給定時間傳送。 在802.11ac中，甚高輸送量（VHT）WTRU可以支援20MHz、40 MHz、 80 MHz、 和160 MHz寬的頻道。類似於如上描述的802.11n，40 MHz和80MHz頻道通過組合連續的20MHz頻道而形成。例如，160MHz頻道可以通過組合8個連20MHz頻道，或者通過組合兩個非連續80MHz頻道來形成，這被稱作80+80配置。對於80+80配置，在頻道編碼後，資料通過區段解析器傳遞，該區段解析器將其劃分為兩個流。逆快速傅裡葉變換（IFFFT）和時域處理在每個流上獨立完成。所述流隨後被映射到兩個頻道上，並且資料被傳送。在接收機處，這一機制被反向，組合後的資料被發送到MAC。 子1GHz操作模式由802.11af和 802.11ah支援。對於這些規範，頻道操作頻寬相對於在支持TV白空間（TVWS）頻譜中的5 MHz、10 MHz 、和20 MHz 頻寬的802.11ac. 802.11af和支援使用非TVWS頻譜的1 MHz、2 MHz、4 MHz、8 MHz、和16 MHz頻寬的802.11ah中使用的那些有所減少。對於802.11ah的可能使用情況是支援巨集覆蓋區域中的計量類型控制（MTC）裝置。MTC裝置具有有限能力，包括僅支持有限頻寬，但是他們也包括對於非常長的電池壽命的需求。 支援多個頻道和多個頻寬的WLAN 系統，諸如802.11n、 802.11ac、802.11af、 和802.11ah，包括被指派為主頻道的頻道。主頻道可以但並不必須具有等於由BSS中的所有WTRU支持的最大公共操作頻寬的頻寬。主頻道的頻寬因此受操作在BSS中的所有WTRU之外的WTRU的限制，其支援最小頻寬操作模式。在802.11ah的示例中，如果存在僅支援1MHz模式的WTRU（例如MTC類型裝置），即使AP和BSS中的其它WTRU支援2 MHz、4 MHz、8 MHz、16 MHz或其它頻道頻寬操作模式，主頻道可以是1MHz寬。所有的載波感測和NAV設置取決於主頻道的狀態，即如果主頻道忙，例如由於僅支援1MHz操作模式的WTRU傳送到AP，則所有的可用頻帶被視為忙，即使他們中的大多數空閒且可用。 在美國，可由802.11ah使用的可用頻帶範圍從902MHz到928MHz。在韓國，頻段範圍從917.5 MHz到923.5 MHz；以及在日本頻段範圍從916.5 MHz to 927.5 MHz。對於802.11ah的總可用頻寬根據國家代碼為從 6 MHz到26 MHz。 目前WLAN系統包括802.11n/ac和802.11ad。這些系統在發射機（Tx）和接收機（Rx）處均支援多個發射天線，包括WTRU和非WTRU裝置。例如802.11n支援多達4個接收天線，以及802.11ac支援多達8個發射和8個接收天線。對於這種系統，發射波束成形（預編碼）可以被用於改善覆蓋區域、輸送量或兩者。 對於發射波束成形（預編碼），發射機需要使用頻道互易、CSI回饋或兩者在傳輸之前獲取頻道的頻道狀態資訊（CSI）（例如幅度/相位）。實際發射波束成形係數則可以基於頻道狀態資訊被推導。發射機側頻道狀態資訊越精確，發射波束成形（預編碼）越有利。 在波束成形回饋中的一個問題是回饋具有極大的開銷。由802.11ac的壓縮回饋矩陣傳載的回饋資訊可能以角度形式，當作為表示至AP壓縮後的波束成形回饋報告的矩陣V時。標量（scalar）量化可以被用於量化角度，其可以是在有限預定值的集合中的連續分佈。注意量化被完成因此量化和未量化值之間的差異被最小化。標量量化操作可以針對複數值被直接擴展，其中相同的標量量化分別針對實部和虛部完成。與標量量化相對，向量量化可以被定義為將向量（實或複數）量化為有限數目的預定向量中的一個的操作，其中量化後的向量可以被選擇為離未量化向量最近，例如在最小化兩個向量之間的角度分離方面。

在802.11規範中奇異向量V的量化可以以標量量化方式完成。特別地，任何大小為Nt*Nr的半酉矩陣(semi-unitary matrix)V可以被分解為一系列吉文斯旋轉和對角旋轉。每個對角旋轉可以由角度θ參數化，其使得複數項變實。每個吉文斯旋轉可以由角度ψ參數化，這被用於使得非對角項為零。使用這一方法，參數化整個Nt*Nr半酉矩陣V的不同角度的數目為(2*Nr*Nt-Nt-Nt*Nt)，其中一半為θ的，一半為ψ的。Nf可以被定義為子載波(組)的數目，以及Nb可以被定義為平均每個角度的位元數目(注意θ和ψ的位元數目不同)。則回饋位元的總數為總共(2*Nr*Nt-Nt-Nt*Nt)*Nf*Nb。這種標量量化方案可能引起極度大的回饋開銷，特別是當被用於很大數目的天線元件時。如以下各實施方式描述的更多的有效量化方法可以被用於降低這些情況的回饋開銷。

在以上描述的壓縮後的波束成形回饋矩陣中的另一問題是標量量化是基於吉文斯旋轉，其中右奇異矩陣V首先被處理以提取多個角度，其隨後被分別量化。在這一方法中每個角度θ被用於使得複數項變實，每個角度ψ被用於使得矩陣中的非對角項為零。假設所有ψ是獨立的，並且在範圍[0,π/2]中均勻(一致)分佈。作為替換，此處描述的數學分析顯示了不同的ψ實際上在相同範圍中不是均勻分佈的。特別地，與較早吉文斯旋轉關聯的角度比與較晚吉文斯旋轉關聯的角度跨度更寬。這一觀測被用於降低回饋開銷或者改善回饋準確度。此處描述的方法和裝置可以降低這一開銷並且改善準確度。

另一問題是室內和室外無線頻道表現為不同的行為。通常室內無線頻道由於牆壁、天花板和地板經歷更多的反射和散射。在室內環境中，典型地AP和WTRU位於接近相同的高度，其可能為若干英尺。相反，對於室外頻道環境，AP位於WTRU之上。室內無線頻道經歷以較少的多普勒的非常慢的衰減。然而，室外無線頻道可能經歷更高的多普勒，部分是由於附近快速移動的物件的出現。需要考慮的另一因素是載波頻率，其中較高的頻率典型地產生較大的路徑損耗，以及較低的載波頻率產生較小的路徑損耗。此處描述的波束成形（預編碼）回饋方法可以有效應用到其它環境。 頻域回饋也導致極大的開銷。OFDM（正交頻分複用）在目前WLAN標準諸如IEEE 802.11ac中使用。OFDM是多載波調製形式，與單載波調製相對。在OFDM中，底層頻道（underlying channel）可以在時域或頻域中表示。在時域中，底層頻道由多個(Nc) 抽頭表示，其與發射的信號卷積。在多輸入多輸出（ MIMO）場景中， 時域中的完整頻道由Nc*Nr *Nt個複數係數規定，其中 Nr是接收天線的數目，以及Nt是發射天線的數目。在頻域中，底層頻道由多個(Nf)頻率音調（tone）表示，其與發射的信號相乘。在MIMO場景中，頻域中的完整頻道由Nf*Nr*Nt 個複數係數規定。頻道狀態資訊的回饋一般在頻域中完成。對於每個子載波（或子載波組），頻域頻道首先被估計。量化隨後被用於將頻域頻道映射到有限數目的回饋位元，通過回饋頻道發送。典型地，Nf遠大於Nc，以及因此頻域回饋引起了顯著較大的回饋開銷。此處描述的方法和裝置可以降低這一開銷。 在波束成形回饋中的另一問題是左奇異向量未包括在802.11ac中定義的壓縮後的波束成形報告中。H可以被定義為頻域中的一個子載波上的頻域頻道矩陣。一旦頻道估計完成，關於H的知識可以被獲取。接下來完成將H量化為有限位元。可以選擇直接量化矩陣H，或者可以選擇在奇異值分解（SVD）之後量化其元件（component）中的一個。對於大小為Nr * Nt的任意矩陣H， 其SVD 可以被表示為H = U * S * V’，其中U是大小為 Nr * Nr的酉矩陣， S是大小為Nr * Nr的對角矩陣，V為大小為Nt * Nr (V’ * V = I)的半酉矩陣。不失一般性，這裡假設Nt ＞= Nr。S的對角項已知為奇異值；U也被稱作左奇異矩陣，以及U的列被稱作左奇異向量；V也被稱作右奇異矩陣，V的列被稱作右奇異向量。特別地，S的最大對角值（S的第一行第一列項）也被稱作主奇異值，U的第一列也被稱作左主奇異向量，以及V的第一列也被稱作右主奇異向量。在802.11ac中，僅奇異值S和右奇異向量V被回饋到發射機，而左奇異向量U未被回饋。不知道關於H的完整知識可能導致例如在多用戶多輸入多輸出（MU-MIMO）中的性能損失。此處描述的方法和裝置可以阻止性能損失。 在802.11ac壓縮後的波束成形報告中，每個子載波（組）上的右奇異矩陣首先被分解成若干酉矩陣，其中每個矩陣由參數Ф（在範圍[0, 2π]內）或Φ（在範圍[0, π]/2]內）表示。每個角度隨後在其自身範圍內被均勻量化。波束成形報告逐個角度被創建，並且同時對於每個角度二進位位元表示從LSB（最低有效位）到MSB（最高有效位）被傳送。以上波束成形報告的問題在於所有位元（從最低重要位到最高重要位）均位於相同的訊框（區段）並且使用相同的調製和編碼方案（MCS）傳送。此外，對於每個訊框單個迴圈冗餘校驗（CRC）被應用到所有回饋位元（在區段內）。因此發射機不能分辨一些MSB失效還是一些LSB失效，並且隨後僅丟棄整個波束成形報告。使得發射機具有這一資訊，在發射機處可以採取不同的措施以更好地利用回饋頻道資源。此處描述的方法和裝置可以引起更好的資源利用。 與802.11ac相關聯的另一問題在於發射機處的波束成形預編碼矩陣被應用到LTF和資料兩者。在這允許接收機直接估計複合頻道（物理頻道+編碼器）的同時，諸如最小二乘的平滑方法不被用於改善頻道估計的品質，並且接收機必須執行迫零頻道估計。這導致了性能降級，尤其對於將從平滑中受益的低延遲擴展頻道。此處描述的方法和裝置可以阻止性能損失。 與802.11系統關聯的另一問題是由於頻道狀態資訊（CSI）在發射機側被用於MU-MIMO封包和傳輸的事實。不精確的CSI會引起性能損失。這對於MU-MIMO傳輸更加嚴重，由於其對MU-MIMO傳輸的預編碼器權重非常敏感。此處描述了對於MU-MIMO的額外保護機制用以避免這種性能損失。 在具有顯式回饋的802.11系統中的最後一個問題在於存在其中具有對於回饋可用的有限的上行鏈路容量（例如具有大量統計節點的網路）或者其中頻道的改變是整個頻道能量的一小部分（例如強 萊斯（Ricean）頻道，其中改變頻道的瑞利（Rayleigh）部分具有非常低的功率）的場景。在這兩種場景中，被用於量化回饋頻道（是原始CSI回饋、還是非壓縮波束成形權重、或是基於吉文斯旋轉的壓縮後的波束成形回饋）的位元數目被減少。然而，這可能降低回饋的頻道的準確度並且使得對於CSI回饋差錯敏感的方案（諸如MU-MIMO）的性能降級。在802.11中的現有顯式回饋機制可以被修改以在減少回饋開銷的同時保持需要的回饋準確度。 內在地傳送波束成形需要通過隱式回饋或顯式回饋的發射機側的頻道狀態資訊。因此，波束成形報告與底層頻道緊密地連結。波束成形如何設計可以基於頻道如何表現（例如其在時域和頻域如改變地如何快，在空間域頻道如何相關，在發射機和接收機處物理地使用了何種類型的天線）。

在一個時間實例對於每個抽頭的MIMO頻道矩陣H可以被分離成固定視距(LOS)矩陣和瑞利分佈非視距(NLOS)矩陣(這裡使用4個發射和4個接收天線)：

其中X_ij(第i個發射和第j個接收天線)為零均值相關、單位方差、複高斯隨機變數作為變數NLOS(瑞利)矩陣H_V的係數，e ^jΦij 為固定LOS矩陣HF的元素，K為萊斯K因數，以及P為每個抽頭的功率。假設每個抽頭由一些獨立射束組成使得複高斯假設是有效的。等式(1)中的P表示固定LOS功率和可變NLOS功率的總和(所有抽頭功率的總和)。

Nt個發射和1個接收天線可以被用作示例。LOS元件可以被表示為：

通常不同的θ _ij 彼此獨立以負責任意天線陣列建立。標量量化可以被用於獨立地量化每個θ _ij 。每個角度θ _ij 落在[0,2π]範圍內。根據頻道建模，範圍的細調是可能的。為了進一步降低回饋開銷，焦點可以放在一些典型的天線陣列設置上，例如均勻線性陣列(ULA)或交叉極化均勻線性陣列(XOP-ULA)。

第2圖顯示了示例ULA 200。在第2圖中，均勻天線距離d201a、201b和201c分別處於天線202a、202b、202c、與202d之間。還示出了轉向角度203a和203b。對於第2圖中描述的ULA，LOS頻道回應可以採用等式(3)中的結構：

其中

以及d為均勻天線距雛，λ為波長，以及ω為轉向角度。本質上，對於ULA的LOS碼本可以由單個變數參數化。對於這種ULA，用於LOS元件的碼本可以採用如等式(3)中的結構，其中僅變數θ在[0,2π]範圍內標量量化。範圍的細調是可能的。替換地或附加地，因為θ具有對轉向角度ω的一對一映射，因此作為替代轉向角度ω也可以被量化。

對於XOP-ULA(使用具有水準上的4 ULA和垂直上4 ULA的8發射天線示例)，頻道回應的LOS項可以採用結構：

水準域中的轉向角度θ可以與垂直域中的轉向角度相同。角度φ可以代表水準極化和垂直極化之間的相位差。

對於這種XOP-ULA，用於LOS元伴的量化碼本可以採用如等式(4)中的結構。轉向角度θ和相位差φ兩者均可以在[0,2π]範圍內被量化。

用於CSI回饋的奇異值分解可以根據此處描述的任何實施方式來使用。第3圖顯示了在802.11中可以使用以探測頻道的空資料封包（NDP）的示例300。NDP包括短訓練欄位（STF）301，諸如LTF-1 302、 LTF-2 303 至LTF-Nr 304的多個長訓練欄位（LTF）、和信號欄位（SIG）305。這些欄位可以被傳送以允許頻道在接收機側被估計。頻道估計可以在頻域執行，這產生具有維度Nr * Nt的估計的頻道矩陣H，其中Nr是接收天線的數目，Nt是發射天線的數目。 在頻道估計之後，奇異值分解可以在每個載波完成： H = U S V’                                                      等式5 其中U是包含在Nr維子空間的Nr個左奇異向量的左奇異矩陣，S是包含以非遞增順序的奇異值的對角矩陣，以及V是包含在Nt維子空間的Nr個右奇異向量的右奇異矩陣（不失一般性，此處假設Nt＞=Nr）。U是具有UU’ = U’U = I_{Nr}的酉矩陣，而V是通常具有V’V = I_{Nr}的半酉矩陣。U的行彼此正交，U的所有列彼此正交，V的所有列彼此正交。 取代於回饋針對每個子載波的完整矩陣H，僅右奇異矩陣V被回饋到發射機。這可以針對SU-MIMO完成。對於MU-MIMO，關於奇異值S的額外資訊也可以被回饋。 第4圖描述了根據一個實施方式在AP或WTRU處啟用基於碼本的波束成形的基於探測和回饋的示例序列變換400。第4圖的基於碼本的波束成形過程還可以結合此處描述的任何其他實施方式使用。作為示例，此處描述的信令和探測過程被應用到IEEE 802.11 WLAN系統，但是他們也可以被應用到其他無線通訊系統。 第4圖的示例過程是以AP 401到WTRU 402和WTRUn 403方向，但是也可以以WTRU1 402和WTRUn 403到AP 401方向。在信標411傳輸之後，基於碼本的探測訊框412可以從AP 401傳送到WTRU1 402，因此WTRU1 402可以測量頻道狀態資訊（CSI），並且可以執行頻道估計。基於碼本的探測訊框412在如第4圖的示例中的信標411之後基於碼本探測訊框請求或者在AP 401獲得傳輸機會（TXOP）的一些其他時隙中傳送。AP還可以廣播/多播/單播基於碼本的探測訊框412到所有WTRU1 402和WTRUn 403、一組WTRU、或者BSS中的單個WTRU。 在頻道估計之後，WTRU1 402可以傳送碼本元件回饋訊框413a到AP 401。WTRU1 402可以利用基於碼本的探測訊框412來測量CSI並且在預定義碼本中選擇給出最佳性能的碼字。碼字還可以被稱作權重，並且在這裡被交換使用。類似地，系統中的附加WTRU，諸如WTRUn 403可以傳送碼本元件回饋訊框413b到AP 401。碼本元件回饋訊框413b可以在MAC訊框中獨立完成，或者與另一MAC資料訊框414一起搭載（piggyback）。 碼本元件回饋訊框413a和413b可以包括但不限於以下資訊： (1)秩指示符：可以指示WTRU的頻道秩的索引。 (2)碼本索引：可以指示在碼本（或者碼字的組合）中定義的哪個碼字被用作針對WTRU的波束成形/MU-MIMO碼字的索引。 (3)碼字準確度索引：針對測量頻道的碼字的準確度的量化測量。存在若干方式來定義碼字準確度索引。例如碼字準確度索引可以被定義為在應用碼字之後碼字與測量的頻道狀態或SNR或SINR的歸一化相關。 (4)時間延遲索引：頻道測量和頻道回饋之間的持續時間可以從中計算的時間戳記。這一索引可以指示CSI測量何時發生。因此發射機側的AP或WTRU可以使用這一資訊來確定回饋對於表示目前頻道條件是可接受，還是已過期且會被丟棄。 當執行資料傳輸時，AP 401或WTRU1 402和WTRUn 403可以使用資訊，諸如以上描述的包括在碼本元件回饋訊框413a和413b中的資訊。例如，當碼字準確度索引指示碼字和測量頻道之間的良好匹配時，AP可以使用該碼字執行MU-MIMO或者波束成形。如果碼字不是十分準確，AP可以決定執行基於上行鏈路業務的隱式波束成形或者常規傳輸而不進行波束成形。在隱式波束成形期間，碼字可以從反向業務中估計並且頻道互易可以被使用。 在第4圖的基於碼本的探測系統中，即時回饋、延遲回饋、和/或未經請求（unsolicited）回饋可以按以下定義的使用： (1) 立即回饋：當基於碼本的探測訊框412單播到一個用戶或者多播到一組用戶時，可以使用立即回饋。接收基於碼本的探測訊框412的WTRU1 402和WTRUn 403可以跟隨SIFS發送回饋回應。當在回饋機制中涉及多個用戶時，AP 401可以針對利用碼本元件回饋訊框413a和413b來回應輪詢訊框的每個用戶發送輪詢訊框。注意涉及立即回饋的WTRU可以將其執行立即回饋的能力報告給AP。 (2)延遲回饋：回饋系統還可以支援延遲回饋。回饋訊框在回應者WTRU獲取他們的TXOP時被發送。 如以上描述，碼本元件回饋訊框413a和413b可以是獨立回饋訊框或者與其他資料414搭載的訊框。元件回饋訊框413a和413b可以形成具有其自身的MAC標頭的單獨的MAC協定資料單元（MPDU）封包和/或以彙聚MPDU（A-MPDU）格式與其他訊框彙聚。替換地或附加地，元件回饋訊框413a和413b可以包括在MAC標頭中。 第5A圖提供了在接收機側使用的量化過程的示例500。例如接收機側的WTRU可以存取包含多個向量碼本511的向量碼本。波束成形/預編碼碼本可以由系統預定義為矩陣或向量的集合，其可以在標準規範中預定義，和/或在通信鏈路的發射機和接收機側維護。可以定義多於一個碼本。 WTRU可以接收探測封包，並且隨後執行頻道估計512以獲取頻域中的頻道估計。WTRU可以隨後針對每個載波或者資源的載波組執行SVD 513，並且獲得剛估計的頻道的右奇異向量514。WTRU隨後可以使用右奇異向量來執行碼本中的碼字的表查找515，並且找到最佳碼字。當使用右奇異向量V0 來執行表查找515時，最佳碼字wi 指的是在碼本內部使得特定矩陣/向量範數最小化的碼字，例如弗羅貝尼烏斯（Frobenius）範數：

WTRU隨後可以使用由STF/LTF/SIG 518預置（prepend）的在MAC訊框517中的資訊元素中的碼字索引i，從而隨後作為探測過程中的回應的一部分回饋最佳碼本給發射機。 第5B圖提供了在發射機側使用的用於碼字重構的過程的示例。例如在發射機側的AP可以存取包含多個向量碼字521的向量碼本。AP可以接收由STF/LTF/SIG 528預置的MAC訊框527，並且讀取碼本索引526。AP隨後執行表查525，並且重構與接收到的碼字索引526對應的右奇異向量524。AP可以隨後使用重構的右奇異向量來計算將用於建議的預編碼的預編碼器522。在SU-MIMO情況中，預編碼器522可以與重構的右奇異向量524相同。在MU-MIMO情況中，預編碼器522可以是對重構的右奇異向量524的轉換。 第6A圖顯示了示例的基於碼本的探測訊框格式600。基於碼本探測訊框的碼本可以是控制訊框或者管理訊框。PHY層封包可以被稱作傳統或全向前導碼（omni preamble ）614並且可以包括傳統STF (L-STF) 611、傳統LTF (L-LTF) 612、和傳統SIG (L-SIG) 613欄位的集合。這一傳統或者全向前導碼614可以在無波束成形/MU-MIMO碼字的情況下傳送。STF 615、 LTF 616和617、以及SIG 618欄位的另一集合可以與方向前導碼619中的波束成形/MU-MIMO碼字一起傳送。在方向前導碼中傳送的LTF的數目取決於在裝置612中的發射天線的數目。 與MAC封包621a中的資料621c一起傳送的MAC標頭621b中的訊框控制欄位622可以指示其是基於碼本的探測訊框。MAC標頭621b還可以包括回饋資訊欄位627，其可以被用於基於碼本的探測訊框。回饋資訊欄位627可以包括碼本資訊、延遲回饋、搭載回饋、碼字準確度回饋、和延遲定時回饋。詳細描述在表1中給出。 表1 回饋資訊欄位

MAC標頭還可以包括訊框控制欄位622、持續時間623、接收機地址（RA）624、發射機地址（TA）625、探測序列626、和訊框檢查序列（FCS）628欄位。 第6B圖顯示了用於碼本元件回饋訊框的示例格式。碼本元件回饋訊框可以是管理訊框或控制訊框，並且可以包括訊框控制630、持續時間631、目的地址（DA）632、發送方位址（SA）633、基本服務集標識（BSSID）634、序列控制635、高輸送量（HT）控制636、和FCS 642欄位。訊框主體637可以包括MIMO波束成形（BF）碼本控制欄位638，該欄位可以提供關於基於MIMO BF碼本回饋的通用資訊並且包括以下表2中標識的子欄位。 表2  MIMO BF碼本控制欄位

訊框主體637還可以包括MIMO BF碼本索引報告欄位639。碼本索引可以包括在MIMO BF碼本索引報告欄位639中並且可以包括如以下表3中標識的子欄位。 表3  MIMO BF碼本索引報告欄位

訊框主體637還可以包括MIMO BF碼本準確度欄位640，其可以包括碼本準確度索引。訊框主體637還可以包括MIMO BF碼本延遲欄位641，其可以包括時間延遲索引。 基於碼本的MU-MIMO可以對使用者進行封包並且根據碼字索引執行MU-MIMO傳輸。附加的MU-MIMO保護機制可以在MIMO BF碼本準確度欄位640和MIMO BF碼本延遲欄位641未使得MU-MIMO傳輸在接收機處成功解碼的事件中使用。 第7圖顯示了基於碼本的MU-MIMO保護過程的示例700。基於碼本的探測和回饋711a可以如在以上示例過程中描述的執行。WTRU1 702和WTRU2 703可以分別傳送BF回饋711b和711c到AP 701。一旦基於碼本的探測和回饋711a已經被執行，AP 701可以使用碼字/權重w1 712以傳送資料封包714a到WTRU1 702，該WTRU1 702以ACK 714b回應。類似地，AP 701可以使用碼字/權重w2 713以傳送資料封包716a到WTRU2，該WTRU2以ACK 714b回應。作為替換，AP 701可以執行MU-MIMO傳輸到WTRU1 702和WTRU2 703兩者。AP 701可以分派組ID到WTRU1 702和WTRU2 703，該組ID指示其在MU-MIMO傳輸組中。AP 701可以通過指示WTRU2 703監控AP 701和WTRU1 702之間的傳輸717從而在MU-MIMO會話期間應用MU-MIMO保護機制。類似地，AP 701可以指示WTRU1 702監控AP 701和WTRU2 703之間的傳輸715。WTRU1 702和WTRU2 703隨後通過分別傳送監控回饋718b和718c到AP 701來回饋監控結果718a。AP 701可以使用監控回饋來確定其是否應當繼續同時傳輸到WTRU1 702和WTRU2 703。 第8圖顯示了由AP使用來指示WTRU監控傳輸的實體層彙聚協定（PLCP）協定資料單元（PPDU）的示例格式800。在第8圖的示例中，組ID與對SIG欄位的修改一起使用。全向STF（OSTF）811、全向LTF（OLTF）812、和全向SIG（OSIG）813欄位的一個集合可以在用於全向天線模式傳輸的前導碼801中傳送。因此，全向前導碼801可以由WTRU檢測。STF 814、LTF 815至LTF 821、和SIG 822欄位的另一集合可以使用由AP選擇的碼字/權重與MAC封包823一起傳送。 AP可以建立MU-MIMO組以在MU-MIMO保護/監控時段期間使用。組ID可以被用於系統中的WTRU並且被包括在OSIG欄位813中。OSIG欄位813是SIG欄位的通用名稱，其可以利用全向天線模式傳送。例如，在802.11ac中，OSIG欄位813可以稱作SIGA。在此處描述的過程中選擇的預選擇碼字/權重可以是用於組中的僅一個WTRU的波束成形碼字/權重，因此組中的另一WTRU不能解碼封包的波束成形部分。但是，該另i一個WTRU可以測量封包的能量以執行監控回饋。監控回饋可以被定義為在所傳送的封包的波束成形部分上測量的平均SNR。 空時流（NSTS）欄位的數量可以指示為每一WTRU傳送的資料流程的數量。例如，用於組中的一個WTRU的NSTS可以根據傳送給該WTRU的資料流程的數量來定義，而如果在MU-MIMO保護/監控時段中沒有傳送資料流程，用於組中的另一WTRU的NSTS可以為0。具有一位元的監控欄位可以在OSIG欄位813中定義，其可以指示MU-MIMO組中的NSTS等於0的WTRU是否仍然被指示監控頻道。監控欄位位元可以被設置用於NSTS為0的WTRU，因此那些WTRU監控至NSTS大於0的WTRU的傳輸。如以上描述監控WTRU可以隨後在下一TXOP回饋監控結果給AP。通過接收這一PPDU訊框，當WTRU接收如第8圖所示的PPDU訊框時，它可以被通知其包括在MU-MIMO組中並且如上所述被指示監控組傳輸。

根據另一實施方式和結合此處描述的任何實施方式還可以使用基於吉文斯旋轉和角度統計的增強回饋。當吉文斯旋轉被用於分解任一向量時，結果角度(Φ)被假設為均勻和獨立分佈在[0,π/2]範圍內。以下示例描述了這一假設可能不總是正確的。例如，在預處理以移除虛部之後，8x1實值向量v可以被分解成對應於逐一執行的7個不同吉文斯旋轉的7個不同的角度。通常，向量v可以表達為：

7個不同的角度可以被獨立地量化。根據等式(7)，很明顯一些項涉及的角度比其它項多。通常，增加角度的數量引入了更大的量化誤差。

第9A圖顯示了針對7個不同角度的累積分佈函數(CDF)900。第9A圖中的示例顯示了根據吉文斯旋轉的順序，角度範圍實際上具有較大的變動。最早吉文斯旋轉的角度907分佈在[0,n/2]範圍內，但後續吉文斯旋轉的角度906，905，904，903，902和901分佈在較小範圍[0,π/4]內。在這一示例中，考慮8個發射和8個接收天線。N _c =1被選擇並且支持一維波束成形。而且，在第9圖的示例中，在接收機側假設有完美頻道估計，在此時SVD被應用到每個子載波、或者每個子載波組。然而，在用於實際頻道估計時類似的圖仍然是可預期的。為了在這一示例中生成累積分佈函數(CDF)，以下可以被使用：類型B頻道(80ns延遲擴展)的2000實現加上類型D頻道(390ns延遲擴展)的2000實現加上類型E頻道(730ns延遲擴展)的2000實現的頻道全體。這些頻道還被用於評估IEEE 802.11ac規範的性能。可以假設在發射機(AP)和接收機(WTRU)處均有0.5λ的均勻天線間隔。當選擇20MHz信號頻寬時，頻寬100MHz的頻道可以被類比。在這一分析中使用關於資料/導頻音調的僅頻域頻道實現。

根據這一實施方式，針對不同角度可以使用不同範圍來量化吉文斯旋轉後的角度。對於每個角度，範圍。兩個端點a,b可以是不同或者相同的。這具有改進回饋準確度或者降低回饋開銷的益處。

下面給出了設置針對不同角度的範圍的特定示例：Ψ1,2,3,4：在上均勻Ψ5,6,7：在上均勻特別地，對角度的量化如表4所示來完成。表4針對不同角度的示例量化

左列中的候選角度在[0,π/2]範圍內均勻分佈，以及右列中的候選角度在[0,π/4]範圍內均勻分佈。

回饋還可以為基於頻域中的頻道相關的改進回饋。SVD可以在所有子載波組上獨立執行。例如在以下兩個子載波組中

H ₁=U ₁ S ₁ V'₁

H ₂=U ₂ S ₂ V'₂

H1，H2是那兩個不同子載波組上的頻道。U1，S1，V1為H1的SVD。類似地，U2，S2和V2為H2的SVD。

回饋開銷線性正比於子載波的數目。取代於單獨進行SVD，可以首先完成回饋V ₁，隨後V ₂被第二個回饋。

例如，使得V ₁為跨越範圍(range)空間的Nt*Nc維，W ₁為跨越V ₁的零空間的Nt*(Nt-Nc)維。一旦V ₁被正確回饋，W ₁可以以一些模糊度被構造，這是可接受的。

如果V ₂被直接量化，Nt*Nc矩陣可以經由吉文斯旋轉被量化。由於沒有給出關於V ₂的優先順序資訊，可以使用(2*Nr*Nt-Nt-Nt*Nt)*Nb的全部開銷，假設所有θ在[0,2π]範圍內均勻分佈，以及所有Φ在[0,π/2]範圍內均勻分佈。

取代於直接量化V ₂，以下可以作為替代被量化：

其中V'₁ V ₂為Nc*Nc維，W'₁ V ₂為(Nt-Nc)*Nc維。上面部分可以為V ₂在範圍空間上的投影，底部部分可以為V ₂在零空間上的投影。

由於兩個子載波組相鄰，V ₁和V ₂被相關，相閥性依賴於子載波組大小。在極端情況中，V’₁ V ₂接近單位矩陣，而W'₁ V ₂接近所有零矩陣。因此，闢於D的不同項的統計資訊的優先順序資訊可以被獲取。

以表4中的相同方式，統計資訊可以被使用以限制Φ和Ψ的範圍，從而改進回饋準確度或者減少回饋開銷。

第9B圖顯示了基於吉文斯旋轉和角度統計的增強型回饋的示例的流程圖。WTRU可以從存取點(AP)接收探測訊框911。WTRU可以隨後在探測訊框上執行測量912以估計頻道。WTRU可以隨後在所執行的測量上執行奇異值分解(SVD)913。接下來，WTRU可以在所執行的測量上執行基於吉文斯旋轉的分解914。

WTRU隨後量化來目基於吉文斯旋轉的分解的每個結木角度915。所分派的範圍可以各種方法來確定。例如，所分派的範圍可以為[0,2π]的子集。在另一示例中，所分派的範圍也可以僅為來自[0,2π]的子集的單一值。在又一示例中，用於不同結果角度的範圍可以被分派不同的範圍值或者唯一的範圍值。最後，WTRU可以在回饋訊框中傳送量化角度916到AP。

回饋開銷降低可以使用差分量化來實現。吉文斯分解可以基於每個子載波組來執行。子載波組可以是相鄰子載波的組，組大小N _g 多至4。

第10圖顯示子使得回饋開銷降低的使用基於吉文斯分解的差分量化1000。與Φ和Ψ閥聯的回饋開銷在第10圖的示例中降低，其中兩個相鄰頻率組被考慮。在迼一示例中，假設N _g =4，以及因此相鄰組由具有子載波索引k和(k+4)的4個子載波分離。4子載波分離大於3子載波分離，其是由802.11ac規定的組內的最大頻域分離。

在第10圖的示例中，H(k)1010a和H(k+4)1010b可以分別為子載波k和k+4上的估計頻道。H(k)1010a和H(k+4)1010b也是子載波組上的平均頻道。如第10圖所示，吉文斯分解可以分離地在每個子載波組上應用1011a和1011b。分離地在每個子載波上應用吉文斯分解分別導致分解角度1012a和1012b。則取代於直接量化每個角度集，兩個頻調上的角度差1013被計算和量化，其可以被稱作差分量化1014b。直接量化如原始量化1014a所示。

第11圖顯示了針對頻道B，D和E的6000實現的δΦ的分佈統計1100。頻道B僅1101和頻道B，D和E 1102的CDF被顯示。δΦ近似地在範圍內分佈，如第11圖的示例所示。

第12圖顯示了針對頻道B，D和E的6000實現的δΨ的分佈統計1200。頻道B僅1201和頻道B，D和E 1202的CDF被顯示。在第12圖的示例中，δΨ近似地在範圍內分佈，在對角度Φ和Ψ的支持上同時達到接近50%的降低。這可以提供回饋中的降低。

第13A圖至第13B圖顯示了在波束成形輔助方(beamformee)處使用差分量化的示例過程的流程圖1300。在這一示例中，波束成形輔助方可以是波束成形回饋封包的發射機。

第13A圖顯示了針對具有頻域頻道估計H1的第一子載波組使用差分量化的示例過程的流程圖。對於估計的頻道，SVD可以被應用以獲取右奇異矩陣V1 1310。隨後V1右乘(post-multiplie)合適的對角矩陣1311以重寫V1，因此V1的最後一行中的項變為非負實值。右乘矩陣可以由N _r 個角度參數化，其中Nr為接收天線的數量。接下來，V1左乘(pre-multiplie)合適的對角矩陣1312 B ₁以重寫V ₁，因此V ₁的第一列中的項變為非負實值。左乘矩陣B ₁可以由N _t -1個角度參數化，其中Nt為發射天線的數量。接下來，V1被左乘吉文斯旋轉矩陣1313以重寫V1，因此第一列的第二項變為零。左乘矩陣可以由角度參數化。這一步驟可以被重複直到第一列中的所有項(除了對角項)都變為零1314。步驟1312到1314可以對所有列重複直到所有列中的所有項(除了對角項)都變為零1315。這一過程可以導致獲得角度1316和，其中下標代表頻調索引。角度隨後可以使用此處描述的量化方案來量化(例如表4中的第一列)。

第13B圖顯示了針對具有頻域頻道估計H2的第二子載波使用差分量化的示例過程的流程圖。對於估計的頻道，SVD可以被應用以獲取右奇異矩陣V2 1320。隨後V2右乘合適的對角矩陣1321以重寫V2，因此V2的最後一行中的項變為非負實值。右乘矩陣可以由N _r 個角度參數化，其中Nr為接收天線的數量。接下來，V2左乘合適的對角矩陣1322 B ₁以重寫V2，因此V2的第一列中的項變為非負實值。左乘矩陣B ₁可以由N _t -1個角度參數化，其中Nt為發射天線的數量。接下來，V2被左乘吉文斯旋轉矩陣1323以重寫V2，因此第一列的第二項變為零。左乘矩陣可以由角度參數化。這一步驟可以被重複直到第一列中的所有項(除了對角項)都變為零1324。步驟1322到13124可以對所有列重複直到所有列中的所有項(除了對角項)都變為零1325。這一過程可以導致獲得角度1326和，其中下標代表頻調索引。接下來，角度差可以針對所有角度來計萛1327，例如。因此，角度和被獲得，其中下標表示差分操作。角度隨後可以使用此處描述的量化方案來量化(例如表4中的第二列)。步驟1321可以針對其它頻調(或子載波組)被重複。所有子載波組上的這些量化位元隨後可以在MAC管理訊框中被輸入，並且根據此處描述的任何回饋過程被發送回發射機。

第13C圖顯示了在波束成形方(beamformer)處使用差分量化來確定用於每個子載波的預編碼器的示例過程。在這一示例中，波束成形方可以為波束成形回饋封包的接收機。包含回饋內容的MAC管理訊框可以被接收1330。MAC管理回饋內容可以被解碼1331，並且回饋位元被恢復1332。用於第一子載波組的角度和可以使用此處描述的任何量化方案(例如表4的第一列)從其二進位表示中重構。隨後預編碼器V1可以被重構1334。預編碼器P1可以針對第一子載波組被進一步計算1335。隨後針對第二子載波組的角度和可以使用此處描述的任何量化方案(例如表4的第二列)從其二進位表示中被重構1336。隨後利用以上角度，角度和可以被進一步重構1337。例如，。隨後預編碼器V2可以利用上述角度被進一步重構1338。最後預編碼器P2可以針對第二子載波組被進一步計算1339。

包含多個元件的CSI回饋可以根據又一實施方式和結合此處描述的任何實施方式來使用。例如，一個元件可以包括長期頻道回饋，而另一元件可以包括短期頻道回饋。長期頻道回饋比短期頻道回饋更低頻率地回饋。長期頻道回饋比短期頻道回饋保護力度更強。通常，長期頻道回饋比短期頻道回饋每一項使用更多位元來量化。 同樣，一個元件可以包括寬頻頻道回饋，而另一元件可以包括子帶頻道回饋。寬頻頻道回饋比子帶頻道回饋在頻域中更低頻率地回饋。寬頻頻道回饋還比子帶頻道回饋保護力度更強。寬頻頻道回饋通常比子帶頻道回饋每一項使用更多的位元來量化。 此外，一個元件可以包括LOS頻道回饋，而另一元件可以包括NLOS頻道回饋。LOS回饋比NLOS回饋保護力度更強。LOS回饋比NLOS回饋每一項使用更多位元來量化。 如以上描述，SVD可以在頻道估計後完成。僅右奇異矩陣V可以被用於回饋。回饋右奇異矩陣V的機制暗示波束成形輔助方執行SVD和回饋右奇異向量。可以假設奇異值以遞減方式排序。 由於從波束成形方視點的動態MU-MIMO調度和配對（MU-MIMO使用者的數目，在相同MU-MIMO操作中被配對的使用者索引以及AP和所有潛在MU-MIMO接收機之間的時變頻道條件），波束成形方可能使用部分或全部V矩陣來執行MU-MIMO傳輸。例如，當波束成形方傳送兩個資料流程封包時，波束成形輔助方可以僅回饋V矩陣的前兩列。以這種方式，可以支援針對CSI資訊的增加的請求。 第14圖顯示了使用增量BF回饋的MU-MIMO傳輸的示例1400。注意顯式BF/MU-MIMO可以假設在這一示例中。波束成形方（BFer）1401（其可以為AP）可以要求波束成形輔助方（BFee）1402和1403（其可以為WTRU）以回饋CSI。 BFer 1401可以使用回饋來執行BF/MU-MIMO。BFer 1401可以執行至BFee1直到BFee4的MU-MIMO傳輸1410a。每個BFee可以分別被分派單個資料流程封包1411、 1412、1413、和1414。BFer 1401可能通過先前的回饋傳輸知道BFee的V矩陣的第一列。 BFer 1401隨後選擇執行至BFee1和BFee5的MU-MIMO，其中每個BFee可以通過獲取來自BFee1的V矩陣的第二列的知識和來自BFee 5的V矩陣的前兩列的知識1410b而被分派兩個資料流程。在這一示例中，BFer 1401可以僅要求BFee1以回饋1418 V矩陣的第二列，因為其已經具有以上描述的V矩陣的第一列。Nc可以分別在NDPA訊框1415和/或BF回饋訊框1418和1419中標識，因此BFer 1401和BFee1 1402均知道V矩陣的前Nc列可以被傳送。Ms可以被定義以啟用增量回饋，並且可以在MAC頭中傳送。Ms可以表示被回饋的V矩陣的開始列。例如，在Ms=2,Nc=1情況下，BFer 1401和BFee1 1402可以知道V矩陣的第二列僅需要列。Ms可以使用各種方法來傳送。在一示例中，BFer 1401可以通過在SIFS之後發送NDPA訊框1415之後跟隨NDP訊框1416和BF輪詢訊框1417來發起探測。BFer 1401可以在NDPA訊框中包括針對每個BFee的至少一個WTRU資訊欄位。WTRU資訊欄位如表5中所定義。 表 5 WTRU資訊欄位

Ms還可以使用甚高輸送量（VHT）壓縮後的波束成形訊框來傳送，其還被用於回饋波束成形矩陣（V矩陣）。VHT壓縮後的波束成形訊框為動作訊框。VHT MIMO控制欄位、VHT壓縮BF報告欄位、和MU排他BF報告欄位可以包括在訊框主體中。增量回饋可以在先前回饋之後被壓縮，即其基於V矩陣的先前壓縮後的前幾列繼續壓縮V矩陣的相應列。因此，BFer可以將這一回饋與先前回饋組合以解壓縮V矩陣的相應列。替換地或附加地，增量回饋可以獨立於先前回饋，即V矩陣的特定列的壓縮和解壓縮不依賴於先前回饋。VHT壓縮後的波束成形訊框可以如表6中所定義。 表 6 VHT波束成形訊框

此處公開了具有多個元件回饋的探測過程。兩個探測PPDU格式已經在WiFi系統中提出。一個被稱作規則或交錯PPDU，其傳載MAC訊框。常規或交錯PPDU可以是用於頻道探測的具有擴展LTF的常規PPDU。另一個被稱作空資料封包（NDP），其不傳載MAC訊框，即在NDP中不包括MAC頭。因此，NDP可以跟隨在其MAC頭中包含必要MAC資訊的PPDU並且將NDP公告位元設置為1。通常這種類型的PPDU稱作空資料封包公告（NDPA）。 即時和延遲探測回饋均可以被考慮。回饋可以與其它封包獨立或者彙聚。BF回饋元件索引可以根據由系統使用的詳細多元件回饋方法來定義。例如，如果長期和短期均被使用，為0的BF回饋元件索引可以指示長期回饋，而為1的BF回饋元件索引可以指示短期回饋。注意一個系統使用多餘一種多元件回饋方法是可能的，例如長期/短期回饋、寬頻/子帶回饋、和LOS/NLOS回饋可以被一起使用。在這一場景中，索引可以被定義成覆蓋所有的可能性。 第15圖顯示了波束成形方發起的多元件探測過程的示例1500。在這一示例中，當NDP1512被使用時，波束成形方1501可以在NDPA 1510 MAC頭1510中指示回饋元件索引。波束成形輔助方1502可以檢測BF回饋元件索引，並且準備所請求的BF回饋1514元件到波束成形方1501。當交錯探測PPDU被傳送時，BF回饋元件索引可以包括在PPDU的MAC頭1513中。在這一示例中，波束成形方1501可以決定BF回饋的一個元件是足夠的，並且如第15圖所示包括這一資訊作為這一探測訊框中的BF回饋元件索引。 第16圖是示例NDPA訊框1600。NDPA訊框1601可以包括訊框控制1610欄位、持續時間1611欄位、RA 1612欄位、TA 1613欄位、探測序列1614欄位、諸如WTRU info1 1615a至WTRU info n 1616的WTRU資訊欄位、和FCS 1617欄位。利用例如在MU-MIMO情況中的多餘一個波束成形輔助方，BF回饋（FB）元件索引1615e欄位還可以被定義在每個WTRU info1 1615a欄位中。WTRU info1 1615a欄位還可以包括關聯ID（AID）1615b、FB類型1615c欄位、和Nc索引1615d欄位。 可替換地，如第17圖所示，BF回饋（FB）元件索引1707可以包括在NDPA訊框中，其被由訊框1700指示為意向接收方的所有WTRU共用。NDPA訊框1701還可以包括訊框控制1702欄位、持續時間1703欄位、RA 1704欄位、TA 1705欄位、探測序列1706欄位、諸如WTRU info1 1708至WTRU info n 1709的WTRU資訊欄位和FCS 1710欄位。 當使用多元件回饋時，波束成形方可以使用一些回饋元件來執行一些處理。例如，MU-MIMO封包可以基於若干回饋元件來執行。由於儲存限制，波束成形方，在這一示例中通常為AP，可能希望保存更重要的頻道元件，並且消除不太重要的頻道元件。 當從波束成形輔助方顯式回饋多個奇異向量給波束成形方時，對於不同模式存在不同的回饋週期。例如，主奇異向量可以比剩餘奇異向量以更長週期回饋（更低頻率）。 此外，如此處所述，隱式回饋可以被用於主特徵模式（dominant eigenmode）（依賴於頻道互惠）並且顯式回饋可以被用於剩餘特徵模式。在這種情況中，與針對剩餘特徵模式的顯式回饋（對應於顯式上行鏈路回饋）相比，更低頻率的隱式回饋也被針對主特徵模式使用（對應於上行鏈路探測）。 取代於回饋頻域頻道回應，時域頻道脈衝回應可以被回饋。這由典型地頻域中採樣的數目（子載波的數目）比時域中採樣的數目（抽頭數）大得多的事實激發。時域頻道回饋因此能夠降低整體回饋開銷。另一方面，時域頻道回饋不僅提供頻道的右奇異向量，而且也提供頻道的左奇異向量以及頻道的奇異值。 如果頻道估計在頻域完成，則所獲得的頻域頻道回應可以經由反向FFT首先被轉換成時域頻道回應。時域頻道可以由三維頻道矩陣表示：

其中Nr為接收天線的數目，Nt為發射天線的數目，L為抽頭數，i為接收天線的索引，j為發射天線的索引，以及k為多路徑抽頭的索引。 三維頻道矩陣可以使用直接元素智慧（element wise）回饋來回饋。對於每個複數項，實部（使用實標量的量化）和虛部（使用實標量的量化）可以被分離地量化。替換地，幅度（使用正實標量的量化）和相位（使用0和2π之間的角度的量化）可以被分離地量化。 第18圖顯示了其中吉文斯旋轉被用於回饋多路徑頻道抽頭的示例1800。在第18圖的示例中，STF/LTF/SIG 1817欄位在MAC訊框之前。在MAC訊框內可以為針對每個抽頭和天線1814、1815、和1816的回饋。在針對每個抽頭的天線的回饋內可以為抽頭索引1810欄位、天線索引1811欄位、抽頭延遲擴展1812、和針對第i個抽頭和第j個rx天線上的頻道向量的基於吉文斯旋轉的回饋1813。

對於這一示例，使h為對應於發射天線接收天線對、或者發射天線多路徑對、或者接收天線多路徑對的時域頻道向量。每個向量可以被表述為向量強度|h|以及單位范數的向量方向。由於向量強度可以被量化為單個正實數，此處向量方向的量化被更多地關注。在下麵，例如被使用，其中存在Nr^*L個這種向量，每個的大小為Nt x 1。

吉文斯旋轉可以被用在每個單位范數向量上，本質上將向量分解成可以被分離地量化的多個角度（Ф和Ψ）。對角相位旋轉（Ф）可以被用於從原始向量中移除虛部。由於這一步驟，存在大小為Nt * 1的實值單位范數向量。接下來，對於從向量的第二項到向量的最後一項的每個實值項，吉文斯旋轉可以被用於將那一項轉換為0。在這一示例中，向量的第一項為實值1。由於這一步驟，存在具有第一項1和所有其它項0的單位范數向量。 隨後量化角度Ф和Ψ，每一個具有有限數目的位元N_Ф 和N_Ψ。所有的角度Ф和Ψ因此唯一地（與其排序資訊一起）確定分解前的原始向量，並且可以被用於重構原始向量。對於具有相對大向量強度的那些向量，用於量化角度Ф和Ψ的大量位元N_Ф （N_Ψ）被使用。 在特定情況下，使用頻域頻道回饋和時域頻道回饋的混合是有意義的。特別地，長期頻道方法可以在時域單獨地回饋。這是可能的，因為長期頻道方法沒有在頻域上改變很多。在這種情況下，即時頻道和長期頻道方法之間的差異在頻域是不同的，並且可以為頻域中的所有子載波獨立地回饋。 另一方面，LOS元件可以在時域中回饋，而頻道的NLOS元件可以在頻域中回饋。 當使用發射波束成形時，頻道狀態資訊可以用兩個不同的通用方法來獲得。一種方法為隱式回饋，其中上行鏈路頻道（從WTRU到AP）可以被視為與下行鏈路頻道（從AP到WTRU）互易。因此，AP可以首先測量上行鏈路頻道，並且基於上行鏈路頻道推導出下行鏈路波束成形向量。注意，頻道互易主要用於TDD（時分雙工），其中上行鏈路/下行鏈路傳輸使用相同的載波頻率。同樣，此處的頻道稱作僅物理無線電頻道，而發射/接收RF部分不是互易的，需要提前校準。對於校準的需要在一定程度上限制了隱式回饋的使用。 另一方法是顯式回饋，其不需要RF校準。在這一情況中，接收機（WTRU）可以估計下行鏈路頻道並且將下行鏈路頻道資訊以時域CSI、頻域CSI、推薦的預編碼器或其他形式發送回發射機（AP）。顯式回饋不會遭受任何發射機/接收機RF誤匹配，但是需要WTRU的協作來完成回饋。 公開了針對主特徵模式的隱式回饋以及針對剩餘特徵模式的顯式回饋和顯式特徵模式：

使得為下行鏈路頻道H _d 的奇異值，其中為左奇異向量，為以遞減順序的奇異值，以及為對應的右奇異向量。的集合已知為下行鏈路頻道H _d 的第一主特徵模式，已知為下行鏈路頻道H _d 的第二主特徵模式等等。

使得為下行鏈路頻道H _u 的奇異值，其中為左奇異向量，為以遞減順序的奇異值，以及為對應的右奇異向量。的集合已知為下行鏈路頻道H _u 的第一主特徵模式，的集合已知為下行鏈路頻道H _u 的第二主特徵模式等等。

隱式回饋可以被用於在發射機(AP)處獲取主特徵模式，並且顯式回饋可以被用於在發射機(AP)處獲取剩餘(residual)特徵模式(或者剩餘特徵模式的一部分)。通常，主特徵模式不太受上行鏈路/下行鏈路失配(如果有)的影響。

以下的示例公開了以第一特徵模式作為此處的主特徵模式。實際上，發射機從上行鏈路測量直接獲取，作為下行鏈路的估計，該估計可以被顯式地回饋。另一方面，對於所有剩餘特徵模式、等等，發射機依賴於顯式回饋。整體頻道可以被重構為：

在以上中，當涉及特徵模式時，其指的是奇異值和向量的集合。

在一些情況中，右奇異向量可能僅例如在單用戶MIMO通信完成時對於每佪模式是需要的。因此，隱式回饋可以被用於獲取主右奇異向量，以及顯式回饋用以獲取剩餘右奇異向量。

在一些其他情況中，僅右奇異向量以及奇異值對於每個模式被需要。因此，隱式回饋被用於獲取針對主特徵模式的奇異值和右奇異向量，並且使用顯式回饋來獲取針對剩餘特徵模式的奇異值和右奇異向量。

第19圖顯示了根據另一實施方式和結合此處描述的任一實施方式使用的用於啟用混合隱式/顯式回饋的示例訊框格式1900。MAC訊框1919可以使用特定MCS包含來自非主特徵模式的實際回饋位元。用於回饋傳輸的一個空間流1921可以被用於發送出來目接收機側的回饋。在這種情況下，在STF 1914之後，一個LTF-1 1915可以被用於遞送顯式回饋。然而，可能存在多於一個使用的LTF，並且LTF的數目至少等於接收天線的數目1920以便發射機能夠估計整個上行鏈路頻道。這在第19圖中以LTF-2 1916至LTF-Nr 1917表示。此外，SIG 1918可以包括除了可以被包括的其他欄位1911和1913之外的針對顯式回饋應當依賴的特徵模式的索引1912。

第20A圖和第20B圖顯示了在AP中的下行鏈路和上行鏈路頻道的示例2000。天線的遠場發射/接收波束模式基於電磁互易性是等價的。因此，對於使用TDD(時分雙工)的WLAN系統，下行鏈路(從AP到WTRU)中的傳播頻道H _DL 與上行鏈路(從WTRU到AP)中的傳播頻道H _UL 互易。在數學上這可以表達為。這裡H _DL 大小為Nr*Nt，其中Nr為WTRU側接收天線的數目，以及Nt為AP側發射天線的數目。

在第20A圖和第20B圖的示例中，AP 2001和WTRU1 2003之間的傳播頻道，H _{1, DL} 2002a和H _{1, UL} 2005a是互易的。類似地，AP 2001和WTRU2 2004之間的傳播頻道H _{2, DL} 2002b與H _{2, UL} 2005b互易。然而，干擾是不互易的。在WLAN系統中，干擾信號可以為來自相鄰AP和WTRU的WiFi信號，或者藍芽/微波信號。更重要的，不同I/Q混合器2011a和2011b和2021a和2021b可以在發射機路徑和接收機路徑中使用。此外，不同的放大器2012a和2012b和2022a和2022b可以在發射機路徑和接收機路徑中被使用。最後，不同的路徑長度和天線2013a和2013b和2023a和2023b可以在發射機路徑和接收機路徑中的AP 2001中使用。類似地，不同路徑長度和天線2014a和2014b和2024a和2024b可以在WTRU1 2003和WTRU2 2004處在發射機和接收機路徑中使用。

因此，包括無線電傳播路徑以及類比前端的整體頻道可能是不互易的。RF失真可以被建模為對角矩陣，其中,λ _n 代表第n個天線路徑上的幅度誤差，以及α _n 代表第n個天線路徑上的相位誤差。失真矩陣的對角結構源於(stem from)天線耦合非常低的假設，其在大多數情況中是正確的。天線校準可以被用於移除由天線耦合引起的失真。實際上，由於電磁上的內部溫度變化和由於振盪器漂移，頻繁的天線校準是期望的。

第21圖顯示了基於混合回饋的MU-MIMO過程的示例2100。AP 2101可以傳送NDPA訊框2111，其可以包括WTRU1 2102的位址，WTRU2 2103的位址，以及也規定了WTRU1 2102可以執行顯式回饋，而WTRU2 2103可以執行隱式回饋。在接收NDPA訊框2111和NDP訊框2112時，WTRU1 2102可以準備頻道估計和波束成形報告，而WTRU2 2103可以準備上行鏈路探測。系統中的其他WTRU可以選擇休眠。AP 2101隨後傳送NDP訊框2112到WTRU1 2102和WTRU2 2103。WTRU1 2102可以使用波束成形報告傳送包括對應於H₁ ^DL的CSI的回饋2113。這一波束成形報告可以與N_g=1一起發送，因此校準可以由AP 2101完成。回饋2113封包中的LTF可以使得AP 2101能夠估計來自WTRU1 2102的上行鏈路頻道。 在接收到來自WTRU1 2102的回饋時，AP 2101可以隨後從波束成形報告中重構下行鏈路頻道。同時，AP 2101可以基於LTF直接估計上行鏈路頻道。利用這兩個估計，AP 2101可以隨後計算即時校準校正矩陣Λ 。AP隨後傳送輪詢封包2117以請求WTRU2 2103來傳送探測封包2114。WTRU2 2103可以傳送上行鏈路探測封包2114。AP 2101可以隨後基於在探測封包2114的前導碼中的LTF來估計上行鏈路頻道H₂ ^UL。AP 2101可以隨後使用估計的頻道H₂ ^UL以及上行鏈路/下行鏈路校準校正矩陣Λ來估計下行鏈路頻道H₂ ^DL。AP 2101隨後基於 H₁ ^DL和 H₂ ^DL計算預編碼器，並且使用計算的預編碼器來傳送空間MU-MIMO封包2116到WTRU1 2102和WTRU2 2103。 這一示例MU-MIMO混合回饋過程可以允許頻繁校準更新而沒有較高的回饋開銷。校準可以在AP 2101的發射機和接收機鏈之間執行。因此利用MU-MIMO組中的任何單獨的WTRU執行校準過程是足夠的。知道組中的任何WTRU的上行鏈路頻道和下行鏈路頻道的AP可以執行校準過程。因此，一旦WTRU1 2102由Λ校準，相同的校準可以被應用於來自AP 2101側的WTRU2 2103。因此，WTRU2的頻道的顯式回饋是不必要的。 儘管在第21圖的示例中使用兩個WTRU，但是這一過程可以擴展到多於兩個WTRU。顯式回饋可以被應用到WTRU中的一個，以及隱式回饋可以被應用到剩餘WTRU。多個標準可以被評估用於選擇哪個WTRU可以被用於顯式回饋。例如可以選擇具有最強RSSI的WTRU。 第22圖和第23圖顯示了如何執行波束成形報告的優先順序排序，其可以根據又一實施方式和結合任一實施方式被使用。 壓縮後的波束成形報告在IEEE 802.11ac中使用，其中每個右奇異矩陣可以被分解為多個酉矩陣，每個酉矩陣由參數角度Ф （在[0, 2π]範圍內）或Ψ（在[0,π/2]範圍內）表示。每個角度隨後在其範圍內被均勻量化，由有限數目的位元表示，其中t是表示角度的位元數，b0 是最低有效位（LSB），以及是最高有效位（MSB）。取決於SU/MU操作或者期望的精密度，t=4, 5, 6, 7, 8,或者 9並且是可配置的。 然而針對每個角度的回饋位元帶有不同的權重，並且因此不同回饋位元中的誤差通常對於回饋品質有不同影響。例如，對於Ψ（在[0,π/2]範圍內），位元誤差b0 比位元誤差的影響更小，尤其是t有較大值時。因此，更有效位元（MSB或其最近鄰居）可能比較低有效位元（LSB或其最近鄰居）需要更好的保護。 第22圖顯示了其中為了能夠改善對MSB的保護對不均等重要性的回饋位元應用不均等保護的示例2200。具有不均等重要性的不同回饋位元可能經由不同MCS不同程度地保護。將所有角度的MSB一起封包到MSB子訊框，並且將所有角度的LSB一起封包到LSB子訊框是可能的。可以使用不同的誤差保護機制。例如，更加健壯的MCS（較低碼率，較小星座圖（constellation）大小）可以被用於傳載MSB子訊框。另一方面，較不健壯的MCS（較高碼率，較大星座圖大小）可以被用於傳載LSB子訊框。 第22圖的示例通過使用彙聚MPDU (A-MPDU) 2210、 2211、2212來實現這裡所述描述的。在單個A-MPDU 2211中，MSB子訊框和LSB子訊框2214可以作為獨立子訊框被彙聚到一起，之後跟隨填充欄位2215。在MPDU分隔符號2213中的預留位元2217可以為MCS指示目的被重新使用。MPDU分隔符號2213還可以包括訊框結束（EOF）欄位2216、MPDU長度欄位2218、CRC欄位2219、和分隔符號序列2220。這種對回饋位元的不均等保護可以允許回饋鏈路中更加有效的無線電資源利用。 第23圖顯示了其中針對不均等重要性的回饋位元的單獨的CRC檢查也被用於幫助區分不同回饋位元的誤差事件的示例2300。取代於在CRC失敗後丟棄整個回饋封包，單獨的CRC 2313和2319可以被應用到回饋內容，其可以被劃分成多個子訊框。以這種方式，每個子訊框可以被提供單獨的CRC，因此僅具有失敗的CRC的子訊框被丟棄。同時，具有通過的CRC的其他子訊框仍然被回饋給發射機以提供有用的頻道資訊，其被用於波束成形，幫助用戶選擇或者干擾協作。 這一示例此處可以結合在其他實施方式中描述的A-MPDU彙聚使用。例如，進一步的步驟可以根據其重要性將回饋訊框劃分成多個子訊框，例如分別具有單獨的CRC 2313和2319的MSB BMPDU子訊框2315和LSB MPDU子訊框2321。因此，如果LSB MPDU子訊框2321 CRC失敗，並且MSB MPDU子訊框2315 CRC通過，仍然存在一些級別的頻道資訊來協助波束成形，針對MU-MIMO的用戶選擇或者干擾協作。 這一方法的一種應用是當SU/MU回饋都被執行時。MU回饋可以為每一角度使用3個額外位元。因此，當在SU回饋中4位元量化被用於每個角度Ψ，則在MU回饋模式中7位元量化可以被用於每個Ψ 。在這一情況中，整個回饋可以被分離成兩個子訊框，SU子訊框對於每個角度包含4個較高有效位，MU子訊框對於每個角度包含3個較低有效位。在這種情況下，如果MSB MPDU子訊框2315（對於SU回饋）CRC通過，並且LSB MPDU子訊框2321（對於MU回饋）CRC失敗，則SU波束成形或者獨立實施的其他傳輸方案可以被執行，而不是不進行任何傳輸。第23圖的示例顯示了每個回饋子訊框也分別與EOF欄位2310和2323，分別與MCS欄位2311和2317，分別與MPDU長度欄位2312和2318，分別與分隔符號序列2314和2320，分別與填充欄位2316和2322一起傳送。 當使用波束成形時，802.11ac中的前導碼被設計成LTF利用被用於資料的相同的預編碼矩陣進行波束成形。這一預編碼矩陣通常是來自SVD的右奇異矩陣V。複合頻道（物理頻道+預編碼矩陣）隨後在接收機處使用LTF被估計。由於複合頻道不必是平滑的，諸如最小均方平滑的頻道估計技術不能在接收機處使用。 第24圖顯示了可以結合此處描述的任何其他實施方式使用的根據又一實施方式啟用接收機處的平滑的示例前導碼結構2400。 OSTF 2411和OLTF 2412欄位可以以全向模式發送，並且可以由接收機使用來使用平滑方法直接估計物理頻道。OLTF 2412的數量對於估計每個發射天線的頻道是足夠的。波束成形可以從STF 2413開始，其可以被用於設置接收機處的自動增益控制（AGC）。為了啟用這樣的前導碼，接收機可以基於STF 2413、 SIG 2414、和資料欄位 2415單獨地知道可以被使用的預編碼矩陣。 第25圖顯示了允許使用以上描述的前導碼的波束成形的用於單個用戶波束成形的示例信令過程2500。波束成形方（BFer）2501，其可以為AP，可以發送NDPA 2511和之後跟隨的NDP 2512。波束成形輔助方（BFee）2502，其可以為WTRU，可以使用NDP 2512來執行頻道估計並且在需要的情況下可以使用平滑方法。BFee 2502可以隨後計算預編碼矩陣並且使用壓縮後的回饋或者其他回饋方法在BF回饋訊框2513中傳送預編碼矩陣。BFer 2501可以隨後使用前導碼s和其從BFee 2502接收的預編碼器矩陣來傳送資料。前導碼結構可以包括以全向模式傳送的OSTF 2514和OLTF 2515欄位和STF 2516和SIG 2517欄位以及之後跟隨的資料封包2518。BFee 2502可以隨後使用全向LTF來估計物理頻道並且在需要的情況下使用平滑。BFee 2502可以隨後使用在頻道探測階段計算的預編碼矩陣來解碼資料封包2518。這一過程可以實現對兩個鏈路上的頻道估計進行平滑以及性能增強。BFee2502可以結合其從NDP 2512和OLTF 2515計算的頻道估計來進一步改善頻道估計。 第26圖顯示了從使用第24圖的前導碼結構和第25圖的信令過程在資料傳輸上啟用平滑時的模擬結果2600。第26圖的示例顯示了在探測和傳輸時的理想頻道2611、在探測和傳輸時應用最小平方（LS）估計的頻道2612、在傳輸時在迫零（ZF）探測上應用LS估計的頻道2613、以及在探測上應用ZF和在傳輸上應用ZF的頻道2614，使用速率½二進位移相鍵控（BPSK）對於100ns rms 延遲擴展頻道獲得大約0.75db的性能改善。 類似地，還可以在探測和傳輸時的理想頻道2621、在探測和傳輸時應用LS估計的頻道2622、在傳輸時在ZF探測上應用LS估計的頻道2623、以及在探測上應用ZF和在傳輸上應用ZF的頻道2624，使用速率5/6 64正交幅度調製（QAM）對於100ns rms延遲擴展頻道獲得大約0.75dB的性能改善。 第27圖顯示了針對MU MIMO的示例信令過程2700。BFer 2701，其可以為AP，可以發送NDPA 2711，之後跟隨NDP 2712。BFee1 2702可以為WTRU，以及BFee2 2703可以為另一WTRU，它們可以隨後發送其獨立的BF回饋封包2713和2715到BFer 2701。在這一示例中，BFer 2701還傳送輪詢2714到BFee1 2702和BFee2 2703。BFer 2701可以隨後計算將使用的預編碼器矩陣，並且以全向模式在權重公告（WA）訊框2716中傳送這一資訊。在SIFS間隔之後，MU資料封包 2721使用以上描述的前導碼結構被傳送。特別地，MU資料與OSTF 2717、OLTF 2718、 STF 2719、和SIG 2720一起傳送。 由於WA訊框2716可以使用全向模式發送，其可以比在它之後的MU資料封包2721更加健壯，並且可以無差錯接收。對於過程的修改可以在傳輸預編碼資料封包2721之前允許BFer 2701和BFee 2702和2703之間的ACK交換，從而確保WA訊框2716可以由所有BFee無差錯接收。 在BFee1 2702和BFee2 2703可以接收彼此的傳輸並且具有解碼來自彼此的BF回饋封包2713和2715的能力的情況下，WA訊框可以進一步被簡化。一組MU-MIMO權重計算方案可以被預定義並且被分派MU-MIMO權重模式索引給他們。例如，索引0可以表示ZF，索引1可以表示MMSE等。BFer 2701和BFer 2702和BFee2 2703可以實際上知道這些預定義的MU-MIMO權重計算演算法被執行，並且因此WA訊框2716可以僅包括MU-MIMO權重模式索引，而不需要傳送MU-MIMO權重的整個集合。替換地，WA訊框2716可以被刪除，並且MU-MIMO權重模式索引可以在NDPA訊框2711中傳送。以這種方式，NDPA訊框2711可以被修改成包含這一索引。在接收到來自BFee2 2703的BF回饋2715時，BFee1 2702可以根據其自身頻道和來自BFee2 2703的頻道回饋來計算將被使用的MU-MIMO權重。BFee2 2703可以以相同方式計算其自身的MU-MIMO權重。

在接收機處的處理還可以啟用平滑。使得發射機處的天線數目為N _T ，以及接收機處的天線數目和資料流程數目為N _R ，其中。接收到的頻率點(frequency bin)k(k=0,...N-1)上的信號向量 r _k 可以被表示為：

其中 r _k 是長度N _R 的接收向量， a _k 是傳送的長度N _R 的數據向量， n _k 是長度N _r 的複雜附加高斯雜訊向量。頻道矩陣H _k 為，具有由給出的SVD分解，其中U _k 和V _k 為酉矩陣，以及S _k 為非負實奇異值的對角矩陣。可以假設右奇異矩陣V _k 被用於預編碼資料。因此，上述接收信號模型可以被減少為：

通常符合頻道矩陣直接從LTF中估計並且被用在後續資料解碼中。然而，通過此，不進行頻道平滑。

作為替換，由於SVD在接收機處執行，其已經知道左奇異矩陣U _k ，因此可以如下被顯式使用：

現在，頻道估計可以按如下基於每個資料流程來完成。考慮的第i個元素：

定義Nx1向量，，和，以及資料矩陣。則對於第i個資料流程：

注意“頻道向量” L _i 的元素可以均由奇異值組成，其被定義為非負實值。由於這些可以為頻域中的頻道係數，均等時域回應 I _i 可以是對稱的，即。使得F _N 為維數N的傅裡葉矩陣。則：

在時間上頻道脈衝回應的長度 L _h 通常比FFT大小N小得多以形成N×(2L _h +1)矩陣G和(2L _h +1)向量 h _i 的事實可以被用於以下：

其中 F _n,j 為F _N 的第j列，以及I _i,j 為I _i 的第j個元件。因此等式(15)可以被重寫為：

並且插入等式(14)以獲得：

針對 L _i 的最小平方估計可以按以下獲得：

取代於最小平方，最小均方估計(MMSE)還可以使用雜訊變數的估計來獲取。

第28圖顯示了當使用以上的演算法時在頻道估計最小平方誤差上的改進2800。在第28圖中，以上演算法被使用，其中40MHz頻寬上的4 x 1波束成形系統具有50ns rms延遲擴展瑞利衰落頻道，其使用N _T =4,N _R =1,N=128和L _h =20，具有15ns rms延遲擴展瑞利衰落頻道，其使用N _T =4,N _R =1,N=128和L _h =7。可以確定LS估計2802為50ns頻道提供了ZF頻道估計2801a上的7.4dB增益。LS估計2803為15ns頻道提供了ZF頻道估計2801b上的11.8dB增益。ZF頻道估計2801a和2801b具有獨立於頻道延遲擴展的相同的性能，因為他們不執行平滑。

根據又一實施方式的碼本設計在此處被描述並且可以結合此處描述的其他實施方式使用。首先用於均勻矩形陣列(URA)的LOS碼本被公開。

第29圖顯示了具有9個發射天線(3x3矩形設置)和1個接收天線的示例。如果發射機配置有均勻矩形陣列，則可以使用LOS碼本，其中每個碼本的形式為：

其中

在第29圖的示例中，d和g為每個方向上的均勻天線距離，λ為波長，ω為轉向角度。天線元件2901、2902、2904、2903、2905、2907、2906、2908、和2909分別被標為1到9，對應於等式(18)中的第一元素到第9元素。天線元件的不同標籤將重組(reshuffle)(18)中的項。均勻天線距離2911a、2911b、2911c、2911d、2911e、和2911f對應於距離g。類似地，均勻天線距離2912a、2912b、2912c、2912d、2912e、和2912f對應於距離d。轉向角度2921a、2921b、和2921c對應於ω。

等式(18)給出了相同碼本中的所有碼字可以遵循的通用形式，而實際參數θ和χ可以一個碼字與另一碼字不同。

變數θ和χ可以在範圍[0,2π]中量化。第30圖顯示了可用範圍的示例3000。範圍的細調是可能的。例如θ(或χ)可以被量化成四個不同值π/4 3001、3π/4 3002、5π/4 3003、和7π/4 3004中的一個，其消耗了2位元。如第30圖所示，0和π/2 3011之間的任何角度可以被量化到π/4 3001；π/2 3011和π3012之間的任何角度可以被量化到3π/4 3002；π3012和3π/2 3013之間的任何角度可以被量化到5π/4 3003；以及3π/2 3013和2π3014之間的任何角度可以被量化到7π/4 3004。

替換地，由於θ和χ取決於轉向角度ω，則可以直接量化轉向角度ω，並且LOS碼本中的每個碼字可以採取以下形式：

類似的碼本結構可以針對不同數目的天線元件以直接方式(straightforward manner)擴展。通常，對於N個元件的矩形天線陣列，m _i ,n _i 為初始(左上角天線陣列元素)和第i個天線元件之間以單元距離數目的距離，其中d為水準方向的單位距離，以及g為垂直方向的單位距離，碼本中的每個碼字採用以下形式：

再者，等式(21)給出了相同碼本中的所有碼字應當遵循的通用形式，而實際參數θ和χ一個碼字與另一碼字不同。實際上，僅參數θ和χ(或者替換地轉向角度ω)可以被量化和回饋。

替換地或附加地，雙極化可以在URA頂部使用以進一步使得天線元件數目翻倍而不增加天線陣列大小。8個發射天線(2x2水準URA和2x2垂直ULA)和1個接收天線可以作為示例使用。在這一8-tx示例中，前4個發射天線可以共用水準極化並且採取URA結構，後4個發射天線共用垂直極化並且也採用URA結構。對於這種URA-XOP天線陣列，LOS碼本中的每個碼字可以採用如下形式：

水準域中的轉向角度可以與垂直域中的轉向角度相同。角度φ代表水準極化和垂直極化的相位差。等式(22)給出了相同碼本中的所有碼字可以遵循的通用形式，而實際參數θ ₁和θ ₂和φ可以一個碼字與另一碼字不同。實際上，僅參數θ ₁和θ ₂和φ可以被量化和回饋。等式(22)中的碼本結構可以支援秩-1傳輸。為了支援秩-2傳輸，LOS碼本中的每個碼字可以採用以下形式：

注意通過等式(23)中的設計第二列被確保與第一列正交。類似碼本結構可以針對不同數目的天線元件和其他組合以直接方式擴展。

根據又一實施方式的針對均勻圓形陣列(UCA)的LOS碼本設計在此處被描述並且可以結合此處描述的任何其他實施方式使用。第31圖顯示了圓形陣列如何被用於以相對受限的天線陣列大小進一步增加天線元件的示例3100。Nt個發射天線和1個接收天線被作為示例使用，其中Nt個發射天線3101、3102、3103、3104、3105、3106、3107、和3108均勻分佈在半徑為r 3111的均勻圓周上。每個天線元件被設置相對於穿過原點的固定輔助線(圖中的水準虛線)的角度α _n 3112。轉向角度ω 3113相對於第31圖中的垂直虛線。對於示出的這種UCA陣列，LOS碼本可以被使用，其中內部的每個碼字採用以下形式：

其中。

當支援多餘一個發射天線陣列幾何/結構時，整體LOS碼本可以為以上示出的不同LOS碼本的互聯。

根據又一實施方式的較高秩碼本在此處描述並且可以結合此處描述的任何實施方式使用。以下方法可以被用於基於正交矩陣Q和秩-1碼字P₀來耩造秩-N碼字W₀。當選擇Q為N*n正交矩陣時，相同的方法可以被用於構造秩-n碼字。

使得

為秩-1碼本中的任何碼字。碼字中的所有項共用相同的幅度。使得Q=[Q1 Q2...QN]為任意正交矩陣，其中Q1為Q的第一列，Q2為Q的第二列，...，以及QN為Q的第N列。

定義矩陣Q和向量P₀之間的矩陣-向量乘積(product)為：

因此乘積矩陣的第i列是Q的第i列和P₀的逐元素乘積。

當以上方法被應用到秩-1碼本的所有秩-1碼字時，包含所有秩-n碼字的新的秩-n碼本可以被構造。

根據又一實施方式的多解析度顯式回饋在此處被描述並且可以結合此處描述的任何其他實施方式使用。

在顯示回饋中，資訊回饋可以由有限數目的位元b ₀ ,b ₁ ,b ₂ ,...,b _{t -1}表示，其中t為表示標量或者取決於回饋類型的角度的位元數，其可以被稱作回饋準確度。在該表示中，b ₀ 是最低有效位(LSB)，b _{t -1}是最高有效位(MSB)。依賴於SU/MU操作或者期望的準確度，t=4,5,6,7,8或9，並且是可配置的。資訊可以表示來自顯式CSI回饋、非壓縮的波束成形權重回饋的均勻量化標量，或者可以表示來自基於吉文斯旋轉的壓縮後的波束成形權重回饋的量化的參數角度Φ(在[0,2π]範圍內)或者Ψ(在[0,π/2]範圍內)

第32圖顯示了多解析度顯式回饋的示例3200。在多解析度回饋中，頻道可以在多個單獨元素或者實例（例如時間或頻率上）上回饋。而且，n個MSB可以在一個封包或元素中發送，並且(t-n) 個LSB在第二封包或者元素中被發送。AP組合了兩個回饋元素以形成完整精密度t位元回饋。以這種方式，系統可以使回饋量適應上行鏈路頻道容量並且仍然達到對於要求高回饋準確度的方案所需要的回饋準確度。其在僅(t-n) 個LSB上在頻道中存在變化的情況下，還允許頻道跟蹤降低的回饋開銷。在兩種情況中，MSB在這一時段不改變。在第32圖的示例中，回饋實例1 3201、回饋實例2 3202、回饋實例3 3203、回饋實例4 3204、回饋實例5 3205、回饋實例6 3206、和回饋實例7 3207可以被使用，以這種方式組合單獨的回饋元素增加了回饋頻道的準確度。 第33圖顯示了設置多解析度回饋的示例信令封包3300。資訊可以被設在多解析度回饋初始化MAC封包中以使得AP或WTRU能夠請求特定的多解析度回饋參數。多解析度回饋ACK可以被發送以確認參數已經被理解和接受。所使用顯式回饋類型3301可以被包括，所述回饋類型包括並不限於CSI回饋、非壓縮的波束成形權重回饋、或者基於吉文斯旋轉的壓縮後的波束成形權重回饋。整體回饋精密度3302可以被包括。在顯式CSI或者基於非壓縮的波束成形權重回饋中，存在單個回饋精密度值。在基於吉文斯旋轉的回饋中，存在兩個獨立的回饋精密度值（一個用於角度phi，以及一個用於角度psi）。回饋具有期望回饋精密度的頻道所需要的解析度元素的數目3304可以被包括。例如，多解析度回饋暗示了多餘兩個回饋元素。每個回饋元素的識別字和解析度可以被包括。每個回饋元素可以被分派回饋解析度索引和對應的以位元為單位的回饋解析度。 所有元素的回饋解析度位元的總合可以等於整體回饋精密度。例如，在多解析度回饋中，元素1被分派FB解析度1，n個位元 3305，以及元素2被分派FB解析度2，t-n個位元3306。在基於吉文斯旋轉的回饋的情況下，針對Ф 的元素1和2可以被分派FB解析度1，n個位元3305以及FB解析度2，t-n 個位元3306，而針對 Ψ的元素1和2可以被分派FB解析度1，m個位元以及FB解析度2，u-m個位元，其中t和u為以位元為單位的整體精密度，以及n和m是第二元素的解析度。整體回饋精密度欄位3303和附加FB索引1 3307和FB索引2 3308還可以被包括。 第34圖顯示了可以被包括在基於吉文斯旋轉的回饋的情況中的附加資訊3400。附加欄位可以包括回饋解析度索引3401和現有的回饋封包3402。在回饋過程期間，這一資訊可以被用於指示目前回饋封包的回饋索引。 第35圖顯示了其中VHT MIMO控制欄位可以被修改來支援多元件回饋的示例。VHT壓縮後的波束成形訊框可以被用於回饋波束成形矩陣（V矩陣）。VHT壓縮後的波束成形訊框為動作訊框，並且VHT MIMO控制欄位、VHT壓縮後的BF報告欄位、和MU排他BF報告欄位可以被包括在訊框主體中。VHT MIMO控制欄位可以包括Nc索引3501、Nr索引3502、FB解析度索引3503、頻道寬度3504、封包3505、碼本資訊3506、回饋類型3507、剩餘區段3508、第一區段3509、保留欄位3510、和探測區段3511。而且多解析度回饋位元還可以被添加以允許WTRU來自我調整地在單解析度和多解析度回饋之間變化。 第36A圖至第36B圖示出了單個解析度回饋封包和兩個多解析度回饋封包3600之間的比較。第36A圖示出單解析度回饋封包3601可以包括前導碼3611、MAC頭3612、VHT MIMO控制欄位3613、針對phi 的壓縮後的波束成形報告3614、以及針對psi的壓縮後的波束成形報告 3615。 第36B圖示出了兩個多解析度回饋封包3602的示例，所述兩個多解析度回饋封包3602包括各自前導碼3621和3631，各自MAC頭3622和3632，針對FB元素索引1或2的VHT MIMO控制元素3623和3633，各自針對phi 的壓縮後的波束成形報告3624和3634、以及各自針對psi的壓縮後的 波束成形報告3625和3535。 第37圖示出了被定義來使用針對WTRU的多解析度量化的示例過程3700，所述WTRU使用基於吉文斯旋轉的壓縮後的波束成形回饋。AP 3701和WTRU 3700可以交換能力資訊來驗證兩種裝置都支援多解析度回饋3710。WTRU 3702可以確認相同的能力3712。AP 3701可以發送資訊給WTRU 3702從而指示基於吉文斯旋轉的多解析度回饋可以被用於跟隨的封包並可以指定多解析度回饋參數3713。可以定義用於參數化角度Ф (例如5位元)和Ψ (例如7位元)的回饋所要求的整體精密度。回饋解析度索引數目可以被定義；例如，回饋解析度索引數目可以為兩個。每個回饋元素所要求的解析度還可以被定義。 之後，WTRU 3702可傳送多解析度回饋ACK至AP以指示其可以使用進行中的MR回饋3714。WTRU 3702還可以估計回饋參數並且使用期望的位元數量化Ф 和Ψ。WTRU 3702之後可以傳送一個或多個回饋封包至具有指示FB解析度ID的資訊的AP。WTRU 3702可以初始地傳送具有FB索引1的元素1 3715。WTRU 3702可以基於對頻道的改變來重複傳送具有FB索引2的元素2 3716和 3717。可替換地或附加地，WTRU 3702可以根據先前同意的調度發送元素1和2。WTRU 3702還可根據要求更新具有FB 索引1的元素1 3718、或者可週期性地將其更新。 雖然本發明的特徵和元件以特定的結合在以上進行了描述，但本領域普通技術人員可以理解的是，每個特徵或元件可以在沒有其它特徵和元件的情況下單獨使用，或在與本發明的任何其它特徵和元件結合的各種情況下使用。此外，此處描述的方法可以在由電腦或處理器執行的電腦程式、軟體或韌體中實施，其中所述電腦程式、軟體或韌體被包含在電腦可讀儲存媒體中。電腦可讀媒體的實例包括電子信號（通過有線或無線連接而傳送）和電腦可讀儲存媒體。關於電腦可讀儲存媒體的實例包括但不侷限於唯讀記憶體（ROM）、隨機存取記憶體（RAM）、暫存器、緩衝記憶體、半導體記憶體裝置、磁媒體（例如內部硬碟和抽取式磁碟）、磁光媒體和CD-ROM光碟和數位多功能光碟（DVD）之類的光媒體。與軟體有關的處理器可以被用於實施在WTRU、UE、終端、基地台、RNC或任何主機電腦中使用的無線電頻率收發器。

100．．．通信系統

102、102a、102b、102c、102d、402、403、702、703、1615a、1616、1708、1709、2003、2102、2103、3700．．．WTRU

104．．．RAN

106．．．核心網路

108．．．PSTN

110．．．網際網路

112．．．其他網路

114a、114b．．．基地台

116．．．空中介面

118．．．處理器

120．．．收發器

122．．．發射/接收元件

124．．．揚聲器/麥克風

126．．．鍵盤

128．．．顯示幕/觸控板

130．．．不可移除記憶體

132．．．可移除記憶體

134．．．電源

136．．．GPS晶片組

138．．．其他週邊裝置

140a、140b、140c．．．e節點B

142．．．MME

144．．．服務閘道

146．．．PDN閘道

150．．．AR

155．．．WLAN

160a、160b、160c、401、701、2001、3701．．．AP

170a、170b、170c．．．STA

200．．．ULA

201a、201b、201c、2911a、2911b、2911c、2911d、2911e、2911f、2912a、2912b、2912c、2912d、2912e、2912f．．．均勻天線距離

202a、202b、202c、202s、1814、1815、1816、2013a、2013b、2014a、2014b、2023a、2023b、2024a、2024b、2901、2902、2903、2904、2905、2906、2907、2908、2909．．．天線

203a、203b、2921a、2921b、2921c、3113．．．轉向角度

300．．．NDP示例

301、615、814、1914、2413、2516、2719．．．STF

302、303、304、616、617、815、821、1915、1916、1917．．．LTF

305、618、822、1918、2414、2517、2720．．．SIG

400．．．示例序列變換

411．．．信標

412．．．探測訊框

413a、413b．．．碼本元件回饋訊框

414．．．MAC資料訊框

511、521．．．向量碼本

512．．．頻道估計

513．．．SVD

514、524．．．右奇異向量

515、525．．．表查找

516、526．．．碼字索引

517、527、1919．．．MAC訊框

518、528、1817．．．STF/LTF/SIG

522．．．預編碼器

600．．．探測訊框格式

611．．．L-STF

612．．．L-LTF

613．．．L-SIG

614．．．傳統或全向前導碼

619．．．方向前導碼

621a、823．．．MAC封包

621b、1513、3612、3622、3632．．．MAC標頭

621c、2415．．．資料

622、630、1610、1702．．．訊框控制欄位

623、631、1611、1703．．．持續時間

624、1612、1704．．．RA

625、1613、1705．．．TA

626、1614、1706．．．探測序列

628、642、1617、1710．．．FCS

627．．．回饋資訊欄位

632．．．DA

633．．．SA

634．．．BSSID

635．．．序列控制

636．．．HT控制

637．．．訊框主體

638．．．MIMO BF碼本控制欄位

639．．．MIMO BF碼本索引報告欄位

640．．．MIMO BF碼本準確度欄位

641．．．MIMO BF碼本延遲欄位

711a．．．基於碼本的探測和回饋

711b、711c、1514、2513．．．BF回饋

712．．．碼字/權重w1

714a、716a、2518．．．資料封包

714b．．．ACK

715、717．．．傳輸

718a．．．回饋監控結果

718b、718c．．．監控回饋

811、2411、2514、2717．．．OSTF

812、2412、2515、2718．．．OLTF

813．．．OSIG

900．．．CDF

901、902、903、904、905、906、907、3112．．．角度

1011a、1011b．．．吉文斯分解

1014a．．．原始量化

1014b．．．差分量化

1501、2501、2701．．．波束成形方

1502、2502、2702、2703．．．波束成形輔助方

1510、2511、2711．．．NDPA

1512、2512、2712．．．NDP

1600、1601、1701、2111．．．NDPA訊框

1615b．．．AID

1615c．．．FB類型

1615d、3501．．．NC索引

1615e、1707．．．BF回饋元件索引

1700．．．訊框

1810．．．抽頭索引

1811．．．天線索引

1812．．．抽頭延遲擴展

1818．．．MAC

1921．．．空間流

2011a、2011b、2021a、2021b．．．I/Q混合器

2012a、2012b、2022a、2022b．．．放大器

2112．．．NDP訊框

2113、2713、2715．．．回饋

2114．．．探測封包

2116．．．空間MU-MIMO封包

2117、2714．．．輪詢封包

2210、2211、2212．．．A-MPDU

2213．．．MPDU分隔符號

2214．．．MSB子訊框和LSB子訊框

2215、2316、2322．．．填充欄位

2216、2310、2323．．．EOF欄位

2217．．．預留位元

2218、2312、2318．．．MPDU長度欄位

2219、2313、2319．．．CRC欄位

2220、2314、2320．．．分隔符號序列

2311、2317．．．MCS欄位

2315．．．MSB MPDU

2321．．．LSB MPDU

2400．．．示例前導碼結構

2500、2700．．．示例信令過程

2600．．．模擬結果

2611、2612、2613、2614、2621、2622、2623、2624．．．頻道

2716．．．WA訊框

2721．．．MU資料封包

2801a、2801b．．．ZF估計

2802、2803．．．LS估計

3101、3102、3103、3104、3105、3106、3107、3108．．．發射天線

3111．．．半徑

3201、3202、3203、3204、3205、3206、3207．．．回饋實例

3300．．．示例信令封包

3301．．．顯式回饋類型

3302、3303．．．整體回饋精密度

3304．．．分辨率元素數目

3305、3306．．．位元

3307、3308．．．FB索引

3400．．．附加資訊

3401．．．回饋解析度索引

3402．．．回饋封包

3502．．．Nr索引

3503．．．FB解析度索引

3504．．．頻道寬度

3505．．．封包

3506．．．碼本資訊

3507．．．回饋類型

3508．．．剩餘區段

3509．．．第一區段

3510．．．保留欄位

3511．．．探測區段

3600．．．多解析度回饋封包

3601．．．單解析度回饋封包

3611、3621、3631．．．前導碼

3613、3623、3633．．．VHT MIMO控制欄位

3614、3615、3624、3625、3634、3635．．．波束成形報告

A-MPDU．．．彙聚MPDU

AP．．．存取點

AID．．．關聯ID

AR．．．存取路由器

BF．．．波束成形

BFee．．．波束成形輔助方

BFer．．．波束成形方

BSSID．．．基本服務集標識

CDF．．．累積分佈函數

CRC．．．迴圈冗餘校驗

DA．．．目的位址

EOF．．．訊框結束

FB．．．回饋

FCS．．．訊框檢查序列

GPS．．．全球定位系統

HT．．．高輸送量

LS．．．最小平方

LSB．．．最低有效位

LTF．．．長訓練欄位

L-LTF．．．傳統LTF

L-SIG．．．傳統SIG

L-STF．．．傳統STF

MCS．．．調製編碼方案

MIMO．．．多輸入多輸出

MME．．．移動性管理實體閘道

MPDU．．．MAC協定資料單元

MSB．．．最高有效位

MU-MIMO．．．多用戶多輸入多輸出

NC．．．多個

NDP．．．空資料封包

NDPA．．．空資料封包公告

NSTS．．．空時流

OLTF．．．全向LTF

OSIG．．．全向SIG

OSTF．．．全向STF

PDN．．．封包資料網路

PSTN．．．公共交換電話網

RA．．．接收機地址

RAN．．．無線電存取網路

S1、X2．．．介面

SA．．．發送方位址

SIG．．．信號欄位

STF．．．短訓練

SVD．．．奇異值分解

TA．．．發射機地址

ULS．．．均勻線性陣列

VHT．．．甚高輸送量

WA．．．權重公告

WIBEAM．．．WiFi波束成形、回饋、和探測

WLAN．．．無線局域網

WTRU．．．無限發射/接收單元

ZF．．．迫零

從以下描述中可以更詳細地理解本發明，這些描述是以實例方式給出的，並且可以結合附圖加以理解，其中： 第1A圖為可以在其中實施一個或多個所公開的實施方式的示例通信系統的系統圖； 第1B圖為可以在如第1A圖所示的通信系統中使用的示例無線發射/接收單元（WTRU）的系統圖； 第1C圖為可以在如第1A圖所示的通信系統中使用的示例無線電存取網路和示例核心網路的系統圖； 第2圖為均勻線性陣列的說明； 第3圖為用於探測的NDP封包的示例； 第4圖為用於基於碼本的探測和回饋的示例序列交換； 第5A圖為接收機處的量化操作的說明； 第5B圖為在發射機中的碼字重構過程的說明； 第6A圖為基於碼本的探測訊框格式的示例； 第6B圖為碼本元件回饋訊框格式的示例； 第7圖為基於碼本的MU-MIMO保護機制的示例； 第8圖為在MU-MIMO保護/監控週期期間傳送的資料封包的PPDU格式； 第9A圖為在吉文斯旋轉之後的不同角度的CDF的說明； 第9B圖為基於吉文斯旋轉和角度統計的示例增強型回饋的高級流程圖； 第10圖為基於吉文斯分解的差分量化的方塊圖； 第11圖顯示了具有4個子載波的頻譜分離的δ Φ的CDF； 第12圖顯示了具有4個子載波的頻率分離的δ ψ的CDF； 第13A圖顯示了針對具有頻率域頻道估計H1的第一子載波組使用差分量化的示例過程的流程圖； 第13B圖顯示了針對具有頻率域頻道估計H2的第二子載波組使用差分量化的示例過程的流程圖； 第13C圖顯示了在波束成形器處使用差分量化的示例過程； 第14圖顯示了使用增量BF回饋的MU-MIMO傳輸的示例； 第15圖為探測和多元件BF回饋過程的示例； 第16圖為將每個WTRU的BF回饋元件索引插入NDPA訊框的欄位中的示例； 第17圖為將BF回饋元件索引插入NDPA訊框中的示例； 第18圖為使用基於吉文斯旋轉的回饋的多路徑抽頭（tap）的回饋的說明； 第19圖為用於回饋的訊框格式的說明； 第20A圖為針對下行鏈路頻道在AP側用於MU-MIMO的收發器路徑的示例； 第20B圖為針對上行鏈路頻道在AP側用於MU-MIMO的收發器路徑的示例； 第21圖為用於MU-MIMO的混合回饋的示例； 第22圖為針對不均等重要性位元的不均等保護的說明； 第23圖為針對用於SU/MU-MIMO 的MSB MPDU和用於MU-MIMO的LSB MPDU使用不同CRC的說明； 第24圖為用於波束成形的示例前導碼設計； 第25圖為用於單用戶波束成形的示例信令過程； 第26圖為在波束成形後的傳輸中頻道平滑的性能的說明； 第27圖為用於多用戶MIMO的信令過程； 第28圖為具有ZF和LS估計的波束成形後的頻道估計MSE； 第29圖為均勻矩形陣列的說明； 第30圖為在範圍[0, 2π]中的量化和可用值； 第31圖為均勻圓形陣列的說明； 第32圖為分層回饋表述的示例； 第33圖為從AP到WTRU的多解析度MAC信令的說明； 第34圖為被用於指示目前回饋封包的回饋索引的附加回饋信令的說明； 第35圖為修改後的VHT MIMO控制欄位的示例； 第36A圖為使用壓縮後的波束成形的單解析度回饋封包的示例； 第36B圖為使用壓縮後的波束成形的多解析度回饋封包的示例；以及 第37圖為基於多解析度吉文斯旋轉的回饋的示例過程。

SVD．．．奇異值分解

Claims (20)

1. 一種在一無線發射/接收單元（WTRU）中使用的用於提供波束成形回饋的方法，該方法包括： 接收來自一存取點（AP）的一探測訊框； 在該探測訊框上執行一第一測量； 在所執行的第一測量上執行一奇異值分解（SVD）； 在所執行的第一測量上執行一基於吉文斯旋轉的分解並且通過向每個結果角度分派一範圍來量化每個結果角度，其中每個範圍是一[0, 2π]的子集；以及 在一回饋訊框中將量化後的角度傳送到該AP。
2. 如申請專利範圍第1項所述的方法，其中每個結果角度被分派來自該[0, 2π]的子集的一單一值。
3. 如申請專利範圍第1項所述的方法，其中每個結果角度被分派來自該[0, 2π]的子集的一唯一範圍。
4. 如申請專利範圍第1項所述的方法，其中該回饋訊框是一碼本元件回饋訊框。
5. 如申請專利範圍第1項所述的方法，其中該回饋訊框包括由另一WTRU監控的傳輸的結果。
6. 如申請專利範圍第1項所述的方法，該方法還包括： 在該探測訊框上執行一第二測量； 在所執行的第二測量上執行一奇異值分解（SVD）； 在所執行的第二測量上執行一基於吉文斯旋轉的分解； 計算在所執行的第一測量上的該基於吉文斯旋轉的分解的結果角度與在所執行的第二測量上的該基於吉文斯旋轉的分解的結果角度之一差來確定差分結果角度； 通過向每個差分結果角度分派一範圍來量化每個差分結果角度，其中每個範圍是一[0, 2π]的子集；以及 在一回饋訊框中將量化後的角度傳送到該AP。
7. 如申請專利範圍第1項所述的方法，其中量化後的角度在多個訊框中被傳送到該AP。
8. 如申請專利範圍第1項所述的方法，其中該回饋訊框包括多個子訊框，其中每個子訊框包括一獨立的迴圈冗餘校驗（CRC）。
9. 如申請專利範圍第1項所述的方法，其中該回饋訊框包括多個子訊框，其中回饋位元基於重要性被分派給一子訊框。
10. 如申請專利範圍第1項所述的方法，其中該回饋訊框在多個回饋元素中被傳送。
11. 一種被配置用於提供波束成形回饋的無線發射/接收單元（WTRU），該WTRU包括： 被配置成接收來自一存取點（AP）的一探測訊框的接收機； 被配置成在該探測訊框上執行一測量的一處理器； 被配置成在所執行的測量上執行一奇異值分解（SVD）的一處理器； 被配置成在所執行的測量上執行一基於吉文斯旋轉的分解並且通過向每個結果角度分派一範圍來量化每個結果角度的一處理器，其中每個範圍是一[0, 2π]的子集；以及 被配置成在一回饋訊框中將量化後的角度傳送到該AP的一發射機。
12. 如申請專利範圍第11項所述的WTRU，其中每個結果角度被分派來自該[0, 2π]的子集的一單一值。
13. 如申請專利範圍第11項所述的WTRU，其中每個結果角度被分派來自該[0, 2π]的子集的一唯一範圍。
14. 如申請專利範圍第11項所述的WTRU，其中該回饋訊框是一碼本元件回饋訊框。
15. 如申請專利範圍第11項所述的WTRU，其中該回饋訊框包括由另一WTRU監控的傳輸的結果。
16. 如申請專利範圍第11項所述的WTRU，其中量化後的結果在多個訊框中被傳送到該AP。
17. 如申請專利範圍第11項所述的WTRU，其中該回饋訊框包括多個子訊框，其中每個子訊框包括一獨立的迴圈冗餘校驗（CRC）。
18. 如申請專利範圍第11項所述的WTRU，其中該回饋訊框包括多個子訊框，其中回饋位元基於重要性被分派給一子訊框。
19. 如申請專利範圍第11項所述的WTRU，其中該回饋訊框在多個回饋元素中被傳送。
20. 一種在一存取點（AP）中使用的方法，該方法包括： 接收來自一無線發射/接收單元（WTRU）的一回饋訊框； 從該回饋訊框中恢復與多個子載波關聯的回饋位元； 通過經由向每個恢復後的回饋位元分派一範圍來量化每個恢復後的回饋位元來重構針對來自多個子載波的每個子載波的角度，其中每個範圍是一[0, 2π]的子集；以及 基於量化後的回饋位元確定用於每個子載波的一預編碼器。