KR101718403B1 - Ｗｉｆｉ 빔형성, 피드백 및 사운딩(ｗｉｂｅａｍ)을 위한 방법 - Google Patents

Ｗｉｆｉ 빔형성, 피드백 및 사운딩(ｗｉｂｅａｍ)을 위한 방법 Download PDF

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Abstract

WiFi 빔형성, 피드백, 및 사운딩(WiBEAM)을 위한 방법이 기재된다. 무선 통신에서 사용하기 위한 코드북 기반의 빔형성 피드백 시그널링 및 사운딩 메커니즘이 개시된다. 여기에 기재된 방법은, 기븐스 회전 기반의 분해를 사용하고 [0,2π]의 서브세트로부터의 범위를 사용하여 기븐스 회전 기반의 분해의 결과 각도들을 양자화함으로써 피드백 효율을 개선한다. 피드백은 또한, 피드백 효율/정확도를 개선하도록 복수의 컴포넌트들로 나누어질 수 있다. 채널 가역성을 이용하면서 여전히 현실적인 무선 주파수(RF) 채널 장애를 고려하는 시간 도메인 빔형성 보고도 또한 기재된다. 비트의 중요도에 따라 피드백 비트들을 우선순위화하는 빔형성 피드백도 또한 개시된다. 개선된 채널 추정을 위해 스무딩 방법의 사용을 가능하게 할 프리앰블 구조, 코드북 기반의 빔형성 피드백에 사용될 수 있는 코드북 설계, 및 다중 해상도 명시적 피드백도 개시된다.

Description

ＷＩＦＩ 빔형성, 피드백 및 사운딩(ＷＩＢＥＡＭ)을 위한 방법{METHOD FOR WIFI BEAMFORMING, FEEDBACK, AND SOUNDING (WIBEAM)}
관련 출원에 대한 상호 참조
본 출원은, 2012년 9월 28일 출원된 미국 가출원 번호 제61/707,452호, 2013년 2월 28일 출원된 미국 가출원 번호 제61/770,879호, 및 2013년 3월 14일 출원된 미국 가출원 번호 제61/783,918호의 이점을 주장하며, 이들의 내용은 참조에 의해 여기에 포함된다.
IEEE 802.11n, IEEE 802.11ac, 및 IEEE 802.11ad와 같은 현행 무선 로컬 영역 네트워크(WLAN; wireless local area network) 시스템은 송신기(Tx; transmitter) 및 수신기(Rx; receiver) 둘 다에서 복수의 송신 안테나를 지원한다. 복수의 송신 및 수신 안테나는 액세스 포인트(AP; access point), 무선 송수신 유닛(WTRU; wireless transmit/receive unit) 및 기타 비WTRU(non-WTRU) 디바이스에서 지원된다. 예를 들어, 802.11n은 최대 4개의 송신 안테나 및 4개의 수신 안테나를 지원하는 반면에, 802.11ac는 최대 8개의 송신 안테나 및 8개의 수신 안테나를 지원한다. 이러한 시스템에 대하여, 커버리지 영역 및/또는 쓰루풋을 개선하도록 송신 빔형성(transmit beamforming)("프리코딩(precoding)"으로도 지칭됨)이 사용될 수 있다.
송신 빔형성을 위해, 송신기는 채널 가역성(channel reciprocity) 및/또는 채널 상태 정보(CSI; channel state information) 피드백을 사용하여 전송 전에 채널의 CSI(예를 들어, 진폭/위상)를 획득할 필요가 있을 수 있다. 그러면, 실제 송신 빔형성 계수가 채널 상태 정보의 함수로서 도출된다. 송신기측 CSI가 정확할수록, 송신 빔형성이 더 유리할 수 있다.
미래의 WLAN 사양의 요건은 현재 이용 가능한 것보다 더 높은 스펙트럼 효율일 것으로 예상된다. 또한, 다수의 MTC(meter type control) 디바이스를 지원하는 시스템이 BSS 용량의 개선을 요구할 수 있다. 여러 가지 전반적인 이슈들이 더 높은 스펙트럼 효율 및 용량을 달성하는데 장애물이 될 수 있다. 현행 빔형성 보고 방법은 상당한 피드백 오버헤드를 초래함으로써, 스펙트럼 효율 및 BSS 용량을 감소시킨다. 따라서, 빔형성, 피드백, 및 사운딩(sounding)에 대한 개선된 방법에 대한 필요성이 존재한다.
WiFi 빔형성, 피드백, 및 사운딩(WiBEAM)을 위한 방법이 기재된다. 무선 통신에서 사용하기 위한, 코드북(codebook) 기반의 빔형성 피드백 시그널링 및 사운딩 메커니즘이 개시된다. 여기에 기재된 방법은, 기븐스 회전(Givens rotation) 기반의 분해를 사용하고, [0,2π]의 서브세트로부터의 범위를 사용하여 기븐스 회전 기반의 분해의 결과적인 각도들을 양자화함으로써 피드백 효율을 개선한다. 피드백은 또한, 피드백 효율/정확도를 개선하도록 복수의 컴포넌트들로 나누어질 수 있다. 채널 가역성을 이용하면서 여전히 현실적인 무선 주파수(RF; radio frequency) 채널 장애(impairment)를 고려하는 시간 도메인 빔형성 보고도 또한 기재된다. 비트의 중요도(significance)에 따라 피드백 비트들을 우선순위화(prioritize)하는 빔형성 피드백도 또한 개시된다. 하이브리드 명시적(explicit)/암시적(implicit) 피드백도 또한 개시된다. 상이한 우선순위들로 피드백 비트들을 우선순위화하는 피드백 개선이 기재된다. 피드백 무선 자원을 보다 잘 이용하도록 상이한 변조 코딩 스키마(MCS; modulation coding scheme) 레벨이 사용될 수 있다. 개선된 채널 추정을 위해 스무딩(smoothing) 방법의 사용을 가능하게 할 프리앰블 구조, 코드북 기반의 빔형성 피드백에 사용될 수 있는 코드북 설계, 및 다중해상도(multi-resolution) 명시적 피드백도 개시된다.
첨부 도면과 함께 예로써 주어진 다음의 설명으로부터 보다 상세하게 이해할 수 있다.
도 1a는 하나 이상의 개시된 실시예가 구현될 수 있는 예시적인 통신 시스템의 시스템 도면이다.
도 1b는 도 1a에 예시된 통신 시스템 내에서 사용될 수 있는 예시적인 무선 송수신 유닛(WTRU)의 시스템 도면이다.
도 1c는 도 1a에 예시된 통신 시스템 내에서 사용될 수 있는 예시적인 무선 액세스 네트워크 및 예시적인 코어 네트워크의 시스템 도면이다.
도 2는 균일 선형 어레이의 예시이다.
도 3은 사운딩을 위한 NDP 패킷의 예이다.
도 4는 코드북 기반의 사운딩 및 피드백을 위한 예시적인 시퀀스 교환이다.
도 5a는 수신기에서의 양자화 동작의 예시이다.
도 5b는 송신기에서의 코드워드 재구성 절차의 예시이다.
도 6a는 코드북 기반의 사운딩 프레임 포맷의 예이다.
도 6b는 코드북 컴포넌트 피드백 프레임 포맷의 예이다.
도 7은 코드북 기반의 MU-MIMO 보호 메커니즘의 예이다.
도 8은 MU-MIMO 보호/모니터링 기간 동안 전송된 데이터 패킷의 예시적인 PPDU 포맷이다.
도 9a는 기븐스 회전 후의 상이한 각도들에 대한 CDF의 예시이다.
도 9b는 기븐스 회전 및 각도 통계에 기초하여 향상된 피드백의 예의 하이 레벨 흐름도이다.
도 10은 기븐스 분해에 기초한 차동 양자화의 도면이다.
도 11은 4 서브캐리어의 주파수 분리와 함께
Figure 112015038732946-pct00001
의 CDF를 나타낸다.
도 12는 4 서브캐리어의 주파수 분리와 함께
Figure 112015038732946-pct00002
의 CDF를 나타낸다.
도 13a는 주파수 도메인 채널 추정 H1를 이용해 제1 서브캐리어 그룹에 대한 차동 양자화를 사용하는 예시적인 절차에 대한 흐름도를 나타낸다.
도 13b는 주파수 도메인 채널 추정 H2를 이용해 제2 서브캐리어 그룹에 대한 차동 양자화를 사용하는 예시적인 절차에 대한 흐름도를 나타낸다.
도 13c는 빔형성기에서 차동 양자화를 사용하기 위한 예시적인 절차를 나타낸다.
도 14는 증분 BF 피드백을 사용하는 MU-MIMO 전송의 예를 나타낸다.
도 15는 사운딩 및 멀티 컴포넌트 BF 피드백 절차의 예이다.
도 16은 NDPA 프레임의 각각의 WTRU 정보 필드에 BF 피드백 컴포넌트 인덱스를 삽입하는 예이다.
도 17은 NDPA 프레임에 BF 피드백 컴포넌트 인덱스를 삽입하는 예이다.
도 18은 기븐스 회전 기반의 피드백을 사용하는 다중경로 탭의 피드백의 예시이다.
도 19는 피드백을 위한 프레임 포맷의 예시이다.
도 20a는 다운링크 채널에 대하여 AP 측에서 MU-MIMO를 위한 송신기 경로의 예이다.
도 20b는 업링크 채널에 대하여 AP 측에서 MU-MIMO를 위한 송신기 경로의 예이다
도 21은 MU-MIMO에 대한 하이브리드 피드백의 예이다.
도 22는 동일하지 않은 중요도의 비트들의 동일하지 않은 보호의 예시이다.
도 23은 SU/MU-MIMO에 대한 MSB MPDU 및 MU-MIMO에 대한 LSB MPDU에 대하여 상이한 CRC를 사용하는 예시이다.
도 24는 빔형성을 위한 예시적인 프리앰블 설계이다.
도 25는 단일 사용자 빔형성을 위한 예시적인 시그널링 절차이다.
도 26은 빔형성된 전송에서의 채널 스무딩의 성능의 예시이다.
도 27은 다중 사용자 MIMO에 대한 시그널링 절차이다.
도 28은 ZF 및 LS 추정을 이용한 빔형성된 채널 추정 MSE이다.
도 29는 균일 직사각형 어레이의 예시이다.
도 30은 범위 [0,2π]에서 이용 가능한 값들을 양자화하는 예이다.
도 31은 균일 원형 어레이의 예시이다.
도 32는 계층적 피드백 표현의 예이다.
도 33은 AP로부터 WTRU로의 다중해상도 MAC 시그널링의 예시이다.
도 34는 현재 피드백 패킷의 피드백 인덱스를 표시하도록 사용되는 추가의 피드백 시그널링의 예시이다.
도 35는 수정된 VHT MIMO 제어 필드의 예이다.
도 36a는 압축 빔형성을 사용하는 단일 해상도 피드백 패킷의 예이다.
도 36b는 압축 빔형성을 사용하는 다중해상도 피드백 패킷의 예이다.
도 37은 다중해상도 기븐스 회전 기반의 피드백의 예시적인 절차이다.
도 1a는 하나 이상의 개시된 실시예가 구현될 수 있는 예시적인 통신 시스템(100)의 도면이다. 통신 시스템(100)은 복수의 무선 사용자에게 음성, 데이터, 비디오, 메시징, 방송 등과 같은 컨텐츠를 제공하는 다중 액세스 시스템일 수 있다. 통신 시스템(100)은 무선 대역폭을 포함한 시스템 자원의 공유를 통해 복수의 무선 사용자가 이러한 컨텐츠에 액세스할 수 있게 할 수 있다. 예를 들어, 통신 시스템(100)은 CDMA(code division multiple access), TDMA(time division multiple access), FDMA(frequency division multiple access), OFDMA(orthogonal FDMA), SC-FDMA(single-carrier FDMA) 등과 같은 하나 이상의 채널 액세스 방법을 채용할 수 있다.
도 1a에 도시된 바와 같이, 통신 시스템(100)은 무선 송수신 유닛(WTRU)(102a, 102b, 102c, 102d), 무선 액세스 네트워크(RAN; radio access network)(104), 코어 네트워크(106), PSTN(public switched telephone network)(108), 인터넷(110), 및 기타 네트워크(112)를 포함할 수 있지만, 개시된 실시예는 임의의 수의 WTRU, 기지국, 네트워크, 및/또는 네트워크 요소를 고려해볼 수 있다는 것을 알 것이다. 각각의 WTRU(102a, 102b, 102c, 102d)는 무선 환경에서 동작 및/또는 통신하도록 구성된 임의의 유형의 디바이스일 수 있다. 예로써, WTRU(102a, 102b, 102c, 102d)는 무선 신호를 전송 및/또는 수신하도록 구성될 수 있고, 사용자 기기(UE; user equipment), 이동국, 고정 또는 이동 가입자 유닛, 페이저, 셀룰러 전화, PDA(personal digital assistant), 스마트폰, 랩톱, 넷북, 개인용 컴퓨터, 무선 센서, 소비자 전자기기 등을 포함할 수 있다.
통신 시스템(100)은 또한 기지국(114a) 및 기지국(114b)을 포함할 수 있다. 각각의 기지국(114a, 114b)은 코어 네트워크(106), 인터넷(110), 및/또는 네트워크(112)와 같은 하나 이상의 통신 네트워크에 대한 액세스를 용이하게 하기 위해 WTRU(102a, 102b, 102c, 102d) 중의 적어도 하나와 무선 인터페이스하도록 구성된 임의의 유형의 디바이스일 수 있다. 예로써, 기지국(114a, 114b)은 BTS(base transceiver station), 노드 B(Node-B), e 노드 B(eNode B), 홈 노드 B(Home Node B), 홈 e 노드 B(Home eNode B), 사이트 컨트롤러, 액세스 포인트(AP; access point), 무선 라우터 등일 수 있다. 기지국(114a, 114b)이 각각 단일 요소로서 도시되어 있지만, 기지국(114a, 114b)은 임의의 수의 상호접속된 기지국 및/또는 네트워크 요소를 포함할 수 있다는 것을 알 것이다.
기지국(114a)은 RAN(104)의 일부일 수 있으며, 이는 또한 BSC, RNC, 릴레이 노드 등과 같은 다른 기지국 및/또는 네트워크 요소(도시되지 않음)를 포함할 수 있다. 기지국(114a) 및/또는 기지국(114b)은 셀(도시되지 않음)로도 지칭될 수 있는 특정 지리 영역 내에서 무선 신호를 전송 및/또는 수신하도록 구성될 수 있다. 셀은 셀 섹터(cell sector)로 더 나누어질 수 있다. 예를 들어, 기지국(114a)과 연관된 셀은 3개의 섹터로 나누어질 수 있다. 따라서, 하나의 실시예에서, 기지국(114a)은 3개의 트랜시버, 즉 셀의 각 섹터마다 하나씩 포함할 수 있다. 다른 실시예에서, 기지국(114a)은 다중 입력 다중 출력(MIMO; multiple-input multiple output) 기술을 채용할 수 있고, 따라서 셀의 각각의 섹터에 대하여 복수의 트랜시버를 이용할 수 있다.
기지국(114a, 114b)은 임의의 적합한 무선 통신 링크(예를 들어, 무선 주파수(RF; radio frequency), 마이크로파, 적외선(IR), 자외선(UV), 가시광 등)일 수 있는 무선 인터페이스(air interface)(116)를 통해 WTRU(102a, 102b, 102c, 102d) 중의 하나 이상과 통신할 수 있다. 무선 인터페이스(116)는 임의의 적합한 무선 액세스 기술(RAT)을 사용하여 확립될 수 있다.
보다 구체적으로, 상기 언급한 바와 같이, 통신 시스템(100)은 다중 액세스 시스템일 수 있고, CDMA, TDMA, FDMA, OFDMA, SC-FDMA 등과 같은 하나 이상의 채널 액세스 방식을 채용할 수 있다. 예를 들어, RAN(104) 내의 기지국(114a)과 WTRU(102a, 102b, 102c)은, WCDMA(wideband CDMA)를 사용하여 무선 인터페이스(116)를 확립할 수 있는 UTRA(UMTS terrestrial radio access)와 같은 무선 기술을 구현할 수 있다. WCDMA는 HSPA(High-Speed Packet Access) 및/또는 HSPA+(Evolved HSPA)와 같은 통신 프로토콜을 포함할 수 있다. HSPA는 HSDPA(High-Speed Downlink Packet Access) 및/또는 HSUPA(High-Speed Uplink Packet Access)를 포함할 수 있다.
다른 실시예에서, 기지국(114a) 및 WTRU(102a, 102b, 102c)는 LTE(Long Term Evolution) 및/또는 LTE-A(LTE-Advanced)를 사용하여 무선 인터페이스(116)를 확립할 수 있는 E-UTRA(Evolved UMTS Terrestrial Radio Access)와 같은 무선 기술을 구현할 수 있다.
다른 실시예에서, 기지국(114a)과 WTRU(102a, 102b, 102c)는 IEEE 802.16(즉, WiMAX(Worldwide Interoperability for Microwave Access)), CDMA2000, CDMA2000 1X, CDMA2000 EV-DO, IS-2000(Interim Standard 2000), IS-95, IS-856, GSM(Global System for Mobile communications), EDGE(Enhanced Data rates for GSM Evolution), GERAN(GSM EDGE) 등과 같은 무선 기술을 구현할 수 있다.
도 1a에서의 기지국(114b)은 예를 들어 무선 라우터, 홈 노드 B, 홈 e노드 B, 또는 액세스 포인트일 수 있고, 사업 장소, 집, 차량, 캠퍼스 등과 같은 국부적인 영역에서의 무선 접속을 용이하게 하기 위해 임의의 적합한 RAT를 이용할 수 있다. 하나의 실시예에서, 기지국(114b) 및 WTRU(102c, 102d)는 무선 로컬 영역 네트워크(WLAN; wireless local area network)를 확립하도록 IEEE 802.11과 같은 무선 기술을 구현할 수 있다. 다른 실시예에서, 기지국(114b) 및 WTRU(102c, 102d)는 무선 개인 영역 네트워크(WPAN; wireless personal area network)를 확립하도록 IEEE 802.15와 같은 무선 기술을 구현할 수 있다. 또 다른 실시예에서, 기지국(114b) 및 WTRU(102c, 102d)는 피코셀 또는 펨토셀을 확립하도록 셀룰러 기반의 RAT(예를 들어, WCDMA, CDMA2000, GSM, LTE, LTE-A 등)을 이용할 수 있다. 도 1a에 도시된 바와 같이, 기지국(114b)은 인터넷(110)에 대한 직접 접속을 가질 수 있다. 따라서, 기지국(114b)은 코어 네트워크(106)를 통해 인터넷(110)에 액세스할 필요가 없을 수 있다.
RAN(104)은 코어 네트워크(106)와 통신할 수 있으며, 코어 네트워크(106)는 WTRU(102a, 102b, 102c, 102d) 중의 하나 이상에 음성, 데이터, 애플리케이션 및/또는 VoIP(voice over internet protocol) 서비스를 제공하도록 구성된 임의의 유형의 네트워크일 수 있다. 예를 들어, 코어 네트워크(106)는 호 제어, 청구 서비스, 모바일 위치 기반의 서비스, 선불 전화, 인터넷 접속, 비디오 배포 등을 제공할 수 있고, 그리고/또는 사용자 인증과 같은 하이 레벨 보안 기능을 수행할 수 있다. 도 1a에는 도시되지 않았지만, RAN(104) 및/또는 코어 네트워크(106)가 RAN(104)과 동일한 RAT 또는 상이한 RAT를 채용한 다른 RAN과 직접적으로 또는 간접적으로 통신할 수 있다는 것을 알 것이다. 예를 들어, E-UTRAN 무선 기술을 이용하여 RAN(104)에 접속되는 것 이외에도, 코어 네트워크(106)는 또한 GSM 무선 기술을 채용하는 다른 RAN(도시되지 않음)과도 통신할 수 있다.
코어 네트워크(106)는 또한 PSTN(108), 인터넷(110), 및/또는 기타 네트워크(112)에 액세스하도록 WTRU(102a, 102b, 102c, 102d)에 대한 게이트웨이로서의 역할을 할 수 있다. PSTN(108)은 POTS(plain old telephone service)를 제공하는 회선 교환 전화 네트워크를 포함할 수 있다. 인터넷(110)은 TCP/IP 인터넷 프로토콜 슈트의 TCP(transmission control protocol), UDP(user datagram protocol) 및 인터넷 프로토콜(IP; internet protocol)과 같은 일반적인 통신 프로토콜을 사용하는 상호접속된 컴퓨터 네트워크 및 디바이스의 글로벌 시스템을 포함할 수 있다. 네트워크(112)는 다른 서비스 제공자에 의해 소유 및/또는 동작되는 유선 또는 무선 통신 네트워크를 포함할 수 있다. 예를 들어, 네트워크(112)는 RAN(104)과 동일한 RAT 또는 상이한 RAT를 채용할 수 있는 하나 이상의 RAN에 접속된 또다른 코어 네트워크를 포함할 수 있다.
통신 시스템(100) 내의 WTRU(102a, 102b, 102c, 102d)의 일부 또는 전부는 다중 모드 능력을 포함할 수 있으며, 즉 WTRU(102a, 102b, 102c, 102d)는 상이한 무선 링크를 통해 상이한 무선 네트워크와 통신하기 위해 다수의 트랜시버를 포함할 수 있다. 예를 들어, 도 1a에 도시된 WTRU(102c)는 셀룰러 기반의 무선 기술을 채용할 수 있는 기지국(114a) 및 IEEE 802 무선 기술을 채용할 수 있는 기지국(114b)과 통신하도록 구성될 수 있다.
도 1b는 예시적인 WTRU(102)의 시스템 도면이다. 도 1b에 도시된 바와 같이, WTRU(102)는 프로세서(118), 트랜시버(120), 송수신 요소(transmit/receive element)(122), 스피커/마이크로폰(124), 키패드(126), 디스플레이/터치패드(128), 비분리식(non-removable) 메모리(130), 분리식(removable) 메모리(132), 전원(134), GPS 칩셋(136), 및 기타 주변장치(138)를 포함할 수 있다. WTRU(102)는 실시예에 맞도록 유지되면서 전술한 요소들의 임의의 부분 조합을 포함할 수 있다는 것을 알 것이다.
프로세서(118)는 범용 프로세서, 특수 용도 프로세서, 종래의 프로세서, 디지털 신호 프로세서(DSP), 복수의 마이크로프로세서, DSP 코어와 연관된 하나 이상의 마이크로프로세서, 컨트롤러, 마이크로컨트롤러, ASIC(Application Specific Integrated Circuits), FPGA(Field Programmable Gate Array) 회로, 임의의 기타 유형의 집적 회로(IC; integrated circuit), 상태 머신 등일 수 있다. 프로세서(118)는 신호 코딩, 데이터 프로세싱, 전력 제어, 입력/출력 프로세싱 및/또는 WTRU(102)가 무선 환경에서 동작할 수 있게 하는 임의의 기타 기능을 수행할 수 있다. 프로세서(118)는 트랜시버(120)에 연결될 수 있으며, 트랜시버(120)는 송수신 요소(122)에 연결될 수 있다. 도 1b는 프로세서(118)와 트랜시버(120)를 개별 컴포넌트로서 도시하고 있지만, 프로세서(118)와 트랜시버(120)가 전자 패키지 또는 칩에 같이 통합될 수 있다는 것을 알 것이다.
송수신 요소(122)는 기지국(예를 들어, 기지국(114a))으로부터 무선 인터페이스(116)를 통해 신호를 전송하거나 신호를 수신하도록 구성될 수 있다. 예를 들어, 하나의 실시예에서, 송수신 요소(122)는 RF 신호를 전송 및/또는 수신하도록 구성된 안테나일 수 있다. 다른 실시예에서, 송수신 요소(122)는 예를 들어 IR, UV 또는 가시광 신호를 전송 및/또는 수신하도록 구성된 이미터/검출기일 수 있다. 또 다른 실시예에서, 송수신 요소(122)는 RF 및 광 신호를 둘 다 전송 및 수신하도록 구성될 수 있다. 송수신 요소(122)는 무선 신호의 임의의 조합을 전송 및/또는 수신하도록 구성될 수 있다.
또한, 송수신 요소(122)가 도 1b에서는 단일 요소로서 도시되어 있지만, WTRU(102)는 임의의 수의 송수신 요소(122)를 포함할 수 있다. 보다 구체적으로, WTRU(102)는 MIMO 기술을 채용할 수 있다. 따라서, 하나의 실시예에서, WTRU(102)는 무선 인터페이스(116)를 통해 무선 신호를 전송 및 수신하기 위한 둘 이상의 송수신 요소(122)(예를 들어, 다중 안테나)를 포함할 수 있다.
트랜시버(120)는 송수신 요소(122)에 의해 전송될 신호를 변조하고 송수신 요소(122)에 의해 수신되는 신호를 복조하도록 구성될 수 있다. 상기 언급한 바와 같이, WTRU(102)는 다중 모드 능력을 가질 수 있다. 따라서, 트랜시버(120)는 WTRU(102)가 예를 들어 UTRA 및 IEEE 802.11과 같은 다수의 RAT를 통하여 통신할 수 있도록 다수의 트랜시버를 포함할 수 있다.
WTRU(102)의 프로세서(118)는 스피커/마이크로폰(124), 키패드(126) 및/또는 디스플레이/터치패드(128)(예를 들어, LCD 디스플레이 유닛 또는 OLED 디스플레이 유닛)에 연결될 수 있고, 이들로부터 사용자 입력 데이터를 수신할 수 있다. 프로세서(118)는 또한 스피커/마이크로폰(124), 키패드(126) 및/또는 디스플레이/터치패드(128)에 사용자 데이터를 출력할 수 있다. 또한, 프로세서(118)는 비분리식 메모리(130) 및/또는 분리식 메모리(132)와 같은 임의의 유형의 적합한 메모리로부터의 정보에 액세스할 수 있고 이에 데이터를 저장할 수 있다. 비분리식 메모리(130)는 RAM, ROM, 하드 디스크, 또는 임의의 기타 유형의 메모리 저장 디바이스를 포함할 수 있다. 분리식 메모리(132)는 SIM(subscriber identity module) 카드, 메모리 스틱, SD 메모리 카드 등을 포함할 수 있다. 다른 실시예에서, 프로세서(118)는 서버 또는 홈 컴퓨터(도시되지 않음)와 같이 WTRU(102) 상에 물리적으로 위치되지 않은 메모리로부터의 정보에 액세스하고 이에 데이터를 저장할 수 있다.
프로세서(118)는 전원(134)으로부터 전력을 받을 수 있고, WTRU(102) 내의 다른 컴포넌트에 전력을 분배 및/또는 제어하도록 구성될 수 있다. 전원(134)은 WTRU(102)에 전력을 제공하기 위한 임의의 적합한 디바이스일 수 있다. 예를 들어, 전원(134)은 하나 이상의 건전지 배터리(예를 들어, NiCd, NiZn, NiMH, Li-ion 등), 태양 전지, 연료 전지 등을 포함할 수 있다.
프로세서(118)는 또한 GPS 칩셋(136)에 연결될 수 있으며, 이는 WTRU(102)의 현재 위치에 관한 위치 정보(예를 들어, 위도 및 경도)를 제공하도록 구성될 수 있다. GPS 칩셋(136)으로부터의 정보에 더하여 또는 이 대신에, WTRU(102)는 기지국(예를 들어, 기지국(114a, 114b))으로부터 무선 인터페이스(116)를 통해 위치 정보를 수신하고 그리고/또는 둘 이상의 가까이 있는 기지국으로부터 수신되는 신호의 타이밍에 기초하여 그의 위치를 결정할 수 있다. WTRU(102)는 실시예에 맞도록 유지되면서 임의의 적합한 위치 결정 방법에 의해 위치 정보를 획득할 수 있다는 것을 알 것이다.
프로세서(118)는 추가의 특징, 기능성 및/또는 유선 또는 무선 접속을 제공하는 하나 이상의 소프트웨어 및/또는 하드웨어 모듈을 포함할 수 있는 다른 주변장치(138)에 더 연결될 수 있다. 예를 들어, 주변장치(138)는 가속도계, 전자 나침반, 위성 트랜시버, 디지털 카메라(사진 또는 동영상용), USB 포트, 진동 장치, 텔레비전 트랜시버, 핸즈프리 헤드셋, 블루투스(Bluetooth®) 모듈, FM(frequency modulated) 무선 유닛, 디지털 뮤직 플레이어, 미디어 플레이어, 비디오 게임 플레이어 모듈, 인터넷 브라우저 등을 포함할 수 있다.
도 1c는 실시예에 따른 RAN(104) 및 코어 네트워크(106)의 시스템 도면이다. 상기에 언급한 바와 같이, RAN(104)는 무선 인터페이스(116)를 통해 WTRU(102a, 102b, 102c)와 통신하도록 E-UTRA 무선 기술을 채용할 수 있다. RAN(104)은 또한 코어 네트워크(106)와 통신할 수 있다.
RAN(104)는 eNode-B(140a, 140b, 140c)를 포함할 수 있지만, RAN(104)는 실시예에 맞도록 유지되면서 임의의 수의 eNode-B를 포함할 수 있다는 것을 알 것이다. eNode-B(140a, 140b, 140c)는 각각 무선 인터페이스(116)를 통해 WTRU(102a, 102b, 102c)와 통신하기 위한 하나 이상의 트랜시버를 포함할 수 있다. 하나의 실시예에서, eNode-B(140a, 140b, 140c)는 MIMO 기술을 구현할 수 있다. 따라서, eNode-B(140a, 140b, 140c)는 예를 들어 WTRU(102a)로 무선 신호를 전송하고 WTRU(102a)로부터 무선 신호를 수신하도록 복수의 안테나를 사용할 수 있다.
eNode-B(140a, 140b, 140c)의 각각은 특정 셀(도시되지 않음)과 연관될 수 있고, 무선 자원 관리 결정, 핸드오버 결정, 업링크 및/또는 다운링크에 있어서의 사용자의 스케줄링 등을 처리하도록 구성될 수 있다. 도 1c에 도시된 바와 같이, eNode-B(140a, 140b, 140c)는 X2 인터페이스를 통해 서로 통신할 수 있다.
도 1c에 도시된 코어 네트워크(106)는 모빌리티 관리 게이트웨이(MME; mobility management gateway)(142), 서빙 게이트웨이(144) 및 패킷 데이터 네트워크(PDN; packet data network) 게이트웨이(146)를 포함할 수 있다. 전술한 요소들의 각각은 코어 네트워크(106)의 일부로서 도시되어 있지만, 이들 요소 중의 임의의 요소는 코어 네트워크 오퍼레이터가 아닌 다른 엔티티에 의해 소유 및/또는 동작될 수 있다는 것을 알 것이다.
MME(142)는 S1 인터페이스를 통해 RAN(104) 내의 eNode-B(140a, 140b, 140c) 각각에 접속될 수 있고, 제어 노드로서의 역할을 할 수 있다. 예를 들어, MME(142)는 WTRU(102a, 102b, 102c)의 사용자 인증, 베어러 활성화/비활성화, WTRU(102a, 102b, 102c)의 초기 연결 중의 특정 서빙 게이트웨이 선택 등을 담당할 수 있다. MME(142)는 또한 RAN(104)과, GSM 또는 WCDMA와 같은 다른 무선 기술을 채용한 다른 RAN(도시되지 않음) 사이에 전환하기 위해 제어 평면 기능을 제공할 수도 있다.
서빙 게이트웨이(144)는 S1 인터페이스를 통해 RAN(104) 내의 eNode-B(140a, 140b, 140c) 각각에 접속될 수 있다. 서빙 게이트웨이(144)는 일반적으로 WTRU(102a, 102b, 102c)로/로부터 사용자 데이터 패킷을 라우팅 및 전달할 수 있다. 서빙 게이트웨이(144)는 또한, eNode B 핸드오버 중의 사용자 평면 앵커링, 다운링크 데이터가 WTRU(102a, 102b, 102c)에 대하여 이용 가능할 때 페이징 트리거링, 및 WTRU(102a, 102b, 102c)의 컨텍스트 저장 등과 같은 다른 기능을 수행할 수도 있다.
서빙 게이트웨이(144)는 또한, PDN 게이트웨이(146)에 접속될 수 있으며, PDN 게이트웨이(146)는 WTRU(102a, 102b, 102c)와 IP 가능 디바이스 간의 통신을 용이하게 하도록 인터넷(110)과 같은 패킷 교환형 네트워크에 대한 액세스를 WTRU(102a, 102b, 102c)에 제공할 수 있다. 무선 로컬 영역 네트워크(WLAN)(155)의 액세스 라우터(AR; access router)(150)는 인터넷(110)과 통신할 수 있다. AR(150)는 AP(160a, 160b, 및 160c) 간의 통신을 용이하게 할 수 있다. AP(160a, 160b, 및 160c)는 STA(170a, 170b, 및 170c)와 통신할 수 있다.
코어 네트워크(106)는 다른 네트워크와의 통신을 용이하게 할 수 있다. 예를 들어, 코어 네트워크(106)는, WTRU(102a, 102b, 102c)와 종래의 지상선 통신 디바이스 간의 통신을 용이하게 하도록, PSTN(108)과 같은 회선 교환형 네트워크에 대한 액세스를 WTRU(102a, 102b, 102c)에 제공할 수 있다. 예를 들어, 코어 네트워크(106)는 코어 네트워크(106)와 PSTN(108) 간의 인터페이스로서의 역할을 하는 IP 게이트웨이(예를 들어, IP 멀티미디어 서브시스템(IMS; IP multimedia subsystem) 서버)를 포함할 수 있거나 이와 통신할 수 있다. 또한, 코어 네트워크(106)는, 다른 서비스 프로바이더에 의해 소유 및/또는 동작되는 다른 유선 또는 무선 네트워크를 포함할 수 있는 네트워크(112)에 대한 액세스를 WTRU(102a, 102b, 102c)에 제공할 수 있다.
기반구조(Infrastructure) 기본 서비스 세트(BSS; Basic Service Set) 모드의 WLAN은 BSS에 대한 액세스 포인트(AP) 및 AP와 연관된 하나 이상의 WTRU를 갖는다. AP는 통상적으로 BSS 안팎으로 트래픽을 반송하는(carry) 분산 시스템(DS; Distribution System) 또는 또다른 유형의 유선/무선 네트워크에의 액세스 또는 인터페이스를 갖는다. BSS 밖으로부터 오는 WTRU에의 트래픽은 AP를 통해 도달하며 WTRU에 전달된다. WTRU로부터 BSS 외부의 목적지(destination)로 오는 트래픽은 AP에 보내지며 각각의 목적지에 전달된다. BSS 내의 WTRU들 간의 트래픽은 또한 AP를 통해 보내질 수 있는데, 소스 WTRU가 AP에 트래픽을 보내고 AP가 목적지 WTRU에 트래픽을 전달한다. BSS 내의 WTRU들 간의 이러한 트래픽은 피어-투-피어(peer-to-peer) 트래픽이다. 이러한 피어-투-피어 트래픽은 또한, 802.11e 직접 링크 셋업(DLS; direct link setup) 또는 802.11z 터널드 DLS(TDLS; tunneled DLS)를 사용한 직접 링크 셋업(DLS)으로 소스 WTRU와 목적지 WTRU 사이에 직접 보내질 수 있다. 독립 BSS(IBSS; Independent BSS) 모드를 사용하는 WLAN은 서로 직접 통신하는 어떠한 AP 및/또는 WTRU도 갖지 않는다. 이 통신 모드는 "애드혹(ad-hoc)" 통신 모드로 지칭된다.
802.11ac 기반구조 동작 모드를 사용하여, AP는 보통 일차 채널(primary channel)인 고정 채널을 통해 비컨(beacon)을 전송할 수 있다. 이 채널은 20 MHz 폭일 수 있고, BSS의 동작 채널이다. 이 채널은 또한 AP와의 접속을 확립하도록 WTRU에 의해 사용된다. 802.11 시스템에서의 근본적인 채널 액세스 메커니즘은 CSMA/CA(Carrier Sense Multiple Access with Collision Avoidance)이다. 이 동작 모드에서, AP를 포함한 모든 WTRU가 일차 채널을 감지할 것이다. 채널이 혼잡한(busy) 것으로 검출되는 경우에, WTRU는 백오프(back off)한다. 따라서, 주어진 BSS에서 임의의 주어진 시간에 하나의 WTRU만 전송할 수 있다.
802.11ac에서, 초고처리율(VHT; Very High Throughput) WTRU는 20 MHz, 40 MHz, 80 MHz, 및 160 MHz 폭 채널을 지원할 수 있다. 40 MHz, 및 80 MHz 채널들은 상기 기재한 802.11n에서와 유사한 인접한 20 MHz 채널들을 결합함으로써 형성될 수 있다. 예를 들어, 160 MHz 채널은, 8개의 인접한 20 MHz 채널들을 결합함으로써 또는 2개의 불연속 80 MHz 채널들을 결합함으로써(이는 또한 80+80 구성으로도 지칭될 수 있음) 형성될 수 있다. 80+80 구성에 대하여, 데이터는 채널 인코딩 후에 세그먼트 파서를 통해 통과되며, 세그먼트 파서는 데이터를 2개의 스트림들로 나눈다. IFFT(Inverse Fast Fourier Transform) 및 시간 도메인 프로세싱이 각각의 스트림에 대해 개별적으로 행해질 수 있다. 그 다음, 스트림들이 2개의 채널들로 매핑될 수 있고, 데이터가 전송된다. 수신기에서는, 이 메커니즘이 반대로 이루어지며, 결합된 데이터가 MAC로 보내진다.
서브 1 GHz 동작 모드는 802.11af 및 802.11ah에 의해 지원된다. 이들 사양에 대하여, 채널 동작 대역폭은 802.11ac에서 사용된 것에 비해 감소된다. 802.11af는 TVWS(TV White Space) 스펙트럼에서 5 MHz, 10 MHz 및 20 MHz 대역폭을 지원하고, 802.11ah는 비TVWS 스펙트럼을 사용하여 1 MHz, 2 MHz, 4 MHz, 8 MHz, 및 16 MHz 대역폭을 지원한다. 802.11ah에 대한 가능한 유즈 케이스는 매크로 커버리지 영역에서 MTC(Meter Type Control)에 대한 지원이다. MTC 디바이스는 한정된 대역폭에 대한 지원만을 포함한 한정된 용량을 가질 수 있지만, 이는 또한 매우 긴 배터리 수명에 대한 요건을 포함한다.
802.11n, 802.11ac, 802.11af 및 802.11ah와 같은 복수의 채널 및 채널 폭을 지원하는 WLAN 시스템은 일차 채널로서 지정되어 있는 채널을 포함한다. 일차 채널은, 반드시 그러한 것은 아니지만, BSS 내의 모든 WTRU들에 의해 지원되는 가장 큰 공통 동작 대역폭과 동일한 대역폭을 가질 수 있다. 따라서 일차 채널의 대역폭은, BSS에서 동작하는 모든 WTRU 중에 가장 작은 대역폭 동작 모드를 지원하는 WTRU에 의해 한정된다. 802.11ah의 예에서, 1 MHz 모드만 지원하는 WTRU(예를 들어, MTC 타입 디바이스)가 존재하는 경우, BSS 내의 AP 및 다른 WTRU들이 2 MHz, 4 MHz, 8 MHz, 16 MHz, 또는 다른 채널 대역폭 동작 모드를 지원할 수 있더라도, 일차 채널은 1MHz 폭일 수 있다. 모든 캐리어 감지 및 NAV 설정은 일차 채널의 상태에 따라 좌우된다. 예를 들어 WTRU가 AP로 전송하는 1 MHz 동작 모드만 지원하는 것으로 인해 일차 채널이 혼잡할 경우, 모든 이용 가능한 주파수 대역은, 그들 중 대부분이 유휴(idle) 상태이고 이용 가능하더라도, 혼잡한 것으로 간주된다.
미국에서, 802.11ah에 의해 사용될 수 있는 이용 가능한 주파수 대역은 902 MHz 내지 928 MHz 범위이다. 한국에서는 주파수 대역이 917.5 MHz 내지 923.5 MHz 범위이고, 일본에서는 주파수 대역이 916.5 MHz 내지 927.5 MHz 범위이다. 802.11ah에 의해 이용 가능한 총 대역폭은 국가 코드에 따라 6 MHz 내지 26 MHz 이다.
현행 WLAN 시스템은 801.11n/ac 및 802.11ad를 포함한다. 이들 시스템은 WTRU 및 비WTRU 디바이스를 비롯하여 송신기(Tx) 및 수신기(Rx) 둘 다에서 복수의 송신 안테나를 지원한다. 예를 들어, 802.11n은 최대 4개의 송신 안테나 및 4개의 수신 안테나를 지원하고, 802.11ac는 최대 8개의 송신 안테나 및 8개의 수신 안테나를 지원한다. 이러한 시스템에 대하여, 커버리지 영역, 쓰루풋, 또는 둘 다를 개선하도록 송신 빔형성(프리코딩)이 사용될 수 있다.
송신 빔형성(프리코딩)을 위해, 송신기는 채널 가역성, CSI 피드백 또는 둘 다를 사용하여 전송 전에 채널의 채널 상태 정보(CSI)(예를 들어, 진폭/위상)을 획득해야 할 필요가 있을 수 있다. 그러면, 실제의 송신 빔형성(프리코딩) 계수가 채널 상태 정보의 함수로서 도출될 수 있다. 송신기측 채널 상태 정보가 정확할수록, 빔형성(프리코딩)이 보다 이로울 수 있다.
빔형성 피드백에 있어서 하나의 이슈는, 피드백은 과도하게 큰 오버헤드를 갖는다는 것이다. 피드백 정보는, 행렬 V로서 취해질 때 AP로의 압축(compressed) 빔형성 피드백 보고를 나타내는 각도(angle) 형태로 이루어질 수 있다. 각도를 양자화하도록 스칼라 양자화(scalar quantization)가 사용될 수 있으며, 이는 유한(finite) 미리 결정된 값들 세트 내에서 연속적으로 분포될 수 있다. 양자화는 양자화된 값과 양자화되지 않은 값 사이의 차이가 최소화되도록 행해질 수 있다는 것을 유의하자. 스칼라 양자화 동작은 복소 값들에 대하여 직접 확장될 수 있는데, 동일한 스칼라 양자화가 실수 부분 및 허수 부분에 개별적으로 수행될 수 있다. 스칼라 양자화와는 달리, 벡터 양자화는 유한 수의 미리 결정된 벡터들 중의 하나로 벡터(실수 또는 복소수)를 양자화하는 동작으로서 정의될 수 있는데, 양자화된 벡터는, 예를 들어 2개의 벡터들 간의 각도 분리를 최소화하는 의미에서, 양자화되지 않은 벡터에 가장 가까운 것으로 선택될 수 있다.
특이 벡터(singular vector) V의 양자화는 스칼라 양자화 스키마로 행해질 수 있다. 특히, 크기 Nt*Nr의 임의의 세미유니터리(semi-unitary) 행렬 V는 일련의 기븐스 회전(Givens rotation) 및 대각 회전(diagonal rotation)으로서 분해될 수 있다. 모든 대각 회전은 복소 엔트리를 실수가 되게 하는데 사용될 수 있는 각도
Figure 112015038732946-pct00003
에 의해 파라미터화(parameterized)될 수 있다. 모든 기븐스 회전은 비대각(off-diagonal) 엔트리를 제로가 되게 하는데 사용되는 각도
Figure 112015038732946-pct00004
에 의해 파라미터화될 수 있다. 이 접근을 사용하여, 전체 Nt*Nr 세미유니터리 행렬 V을 파라미터화할 상이한 각도들의 수는 (2*Nr*Nt-Nt-Nt*Nt)이며, 이의 반은
Figure 112015038732946-pct00005
이고, 이의 반은
Figure 112015038732946-pct00006
이다. Nf는 서브캐리어(그룹)의 수로서 정의될 수 있고, Nb는 평균적으로 각각의 각도에 대한 비트 수로서 정의될 수 있다(
Figure 112015038732946-pct00007
및
Figure 112015038732946-pct00008
에 대한 비트 수는 상이할 수 있다는 것을 유의하자). 그러면, 피드백 비트의 총 수는 총 (2*Nr*Nt-Nt-Nt*Nt)*Nf*Nb일 수 있다. 이러한 스칼라 양자화 스키마는 과도하게 큰 피드백 오버헤드를 초래할 수 있으며, 특히 많은 수의 안테나 요소들에 대하여 사용될 때 그러하다. 다음의 다양한 실시예에 기재된 바와 같이 보다 효율적인 양자화 방법은 이들 발생에 대한 피드백 오버헤드를 감소시키도록 사용될 수 있다.
스칼라 양자화는 기븐스 회전에 기초할 수 있는데, 복수의 각도들을 추출하도록 우측 특이 벡터 V가 먼저 처리되며, 그 다음 복수의 각도들이 개별적으로 양자화된다. 이 방법에서, 모든 각도
Figure 112015038732946-pct00009
는 복소 엔트리를 실수가 되게 하는데 사용될 수 있고, 모든 각도
Figure 112015038732946-pct00010
는 행렬 내의 비대각 엔트리를 0이 되게 하는데 사용될 수 있다. 모든
Figure 112015038732946-pct00011
들은 독립적이고 [0,π/2]의 범위 내에서 균등하게(균일하게) 분포된다고 가정할 수 있다. 대안으로서, 여기에 기재된 수치 분석은, 상이한
Figure 112015038732946-pct00012
들이 동일 범위 내에서 사실상 균등하게 분포되지 않음을 나타낼 수 있다. 특히, 초반 기븐스 회전과 연관된 각도는 후반 기븐스 회전과 연관된 각도에 비해 더 넓은 범위에 걸쳐 있다. 이러한 관찰은 피드백 정확도를 개선하거나 피드백 오버헤드를 감소시키기 위해 사용될 수 있다. 여기에 기재된 방법 및 장치는 이 오버헤드를 감소시키고 정확도를 개선할 수 있다.
실내 및 실외 무선 채널은 매우 상이한 거동을 보일 수 있다. 일반적으로, 실내 무선 채널은 벽, 천장, 및 바닥으로 인해 더 많은 반사 및 산란을 경험한다. 실내 환경에서, 통상적으로 AP 및 WTRU는 수 피트일 수 있는 대략 동일한 높이에 위치된다. 반대로, 실외 채널 환경의 경우, AP는 WTRU 위에 배치될 수 있다. 실내 무선 채널은 훨씬 적은 도플러로 매우 느린 페이딩을 경험한다. 그러나, 실외 무선 채널은 객체를 가까이로 빠르게 이동시킬 기회에 부분적으로 기인하여 훨씬 더 높은 도플러를 경험할 수 있다. 고려되어야 할 또다른 요인은 캐리어 주파수인데, 더 높은 주파수는 통상적으로 더 큰 경로 손실을 겪으며, 더 낮은 캐리어 주파수는 더 작은 경로 손실을 겪는다. 여기에 기재된 빔형성(프리코딩) 피드백 방법은 다른 환경에 효율적으로 적용될 수 있다.
주파수 도메인 피드백도 또한 과도하게 큰 오버헤드를 초래한다. OFDM(orthogonal frequency division multiplexing)이 무선 통신 시스템에서 사용될 수 있다. OFDM은 단일 캐리어 변조와는 달리 다중캐리어 변조의 형태이다. OFDM에서, 기본 채널은 시간 도메인이나 주파수 도메인에서 표현될 수 있다. 시간 도메인에서, 기본 채널은, 전송된 신호와 컨벌브(convolve)하는 복수의(Nc) 탭으로 표현될 수 있다. 다중 입력 다중 출력(MIMO; multiple-input multiple-output) 시나리오에서, 시간 도메인에서의 완전한 채널은 Nc*Nr*Nt 복소 계수에 의해 지정될 수 있는데, 여기서 Nr은 수신 안테나의 수이고 Nt는 송신 안테나의 수이다. 주파수 도메인에서, 기본 채널은, 전송된 신호와 승산(multiply)되는 복수의(Nf) 주파수 톤(tones)으로 표현될 수 있다. MIMO 시나리오에서, 주파수 도메인에서의 완전한 채널은 Nf*Nr*Nt 복소 계수에 의해 지정될 수 있다. 채널 상태 정보의 피드백은 주파수 도메인에서 행해질 수 있다. 각각의 서브캐리어(또는 서브캐리어 그룹)에 대하여, 먼저 주파수 도메인 채널이 추정될 수 있다. 그 다음, 주파수 도메인 채널을, 피드백 채널을 통해 보내진 유한 수의 피드백 비트들로 매핑하도록, 양자화가 사용될 수 있다. 통상적으로, Nf는 Nc보다 훨씬 더 크고, 그 결과 주파수 도메인 피드백은 상당히 더 큰 피드백 오버헤드를 초래한다. 여기에 기재된 방법 및 장치는 이 오버헤드를 감소시킬 수 있다.
좌측 특이 벡터는 압축 빔형성 보고에 포함되지 않을 수 있다. H는 주파수 도메인에서 하나의 서브캐리어에 대한 주파수 도메인 채널 행렬로서 정의될 수 있다. 채널 추정이 행해지면, H의 인식(knowledge)이 획득될 수 있다. 다음으로, H의 유한 비트들로의 양자화가 행해질 수 있다. 하나의 접근은 행렬 H를 직접 양자화하는 것일 수 있고, 다른 접근은 특이값 분해(SVD; singular value decomposition) 후에 그의 컴포넌트들 중 하나를 양자화하는 것일 수 있다. 크기 Nr*Nt의 임의 행렬 H에 대하여, 그의 SVD는 H=U*S*V'로서 표현될 수 있는데, U는 크기 Nr*Nr의 유니터리 행렬이고, S는 크기 Nr*Nr의 대각 행렬이며, V는 크기 Nt*Nr(V'*V=I)의 세미유니터리 행렬이다. 일반성의 손실 없이, 여기에서 Nt>=Nr이 가정된다. S의 대각 엔트리들은 특이값들로서 알려지고, U는 또한 좌측 특이 행렬로서 알려지고, U의 열(column)들은 좌측 특이 벡터들로서 알려지고, V는 또한 우측 특이 행렬로서 알려지며, V의 열들은 우측 특이 벡터들로서 알려진다. 특히, S의 가장 큰 대각 값(S의 제1 행 제1 열 엔트리)은 또한 주요(principal) 특이값으로서 알려지고, U의 제1 열도 또한 좌측 주요 특이 벡터로서 알려지며, V의 제1 열도 또한 우측 주요 특이 벡터로서 알려진다. 특이값 S 및 우측 특이 벡터 V만 송신기에 피드백될 때, 예를 들어 다중 사용자 다중 입력 다중 출력(MU-MIMO; multi-user multi-input multi-output)에서 성능 손실이 발생할 수 있다. 여기에 기재된 방법 및 장치는 성능 손실을 방지할 수 있다.
압축된 빔형성 보고를 생성하는데 있어서, 각각의 서브캐리어(그룹) 상의 우측 특이 행렬이 먼저 다수의 유니터리 행렬들로 분해될 수 있는데, 각각의 행렬은 파라미터
Figure 112015038732946-pct00013
([0,2π]의 범위 내) 또는
Figure 112015038732946-pct00014
([0,π]/2의 범위 내)로 표현될 수 있다. 그 다음, 각각의 각도가 그 자신의 범위 내에서 균일하게 양자화될 수 있다. 빔형성 보고는 각도마다 생성될 수 있고, 각각의 각도에 대하여 그 동안, 이진 비트 표현이 최하위 비트(LSB; least significant bits) 내지 최상위 비트(MSB; most significant bits)로 전송될 수 있다. 모든 비트들이 동일 프레임(세그먼트)에 배치될 수 있고, 동일한 변조 및 코딩 스키마(MCS; Modulation and Coding Scheme)를 사용하여 전송될 수 있다. 또한, 프레임당 단일 순환 중복 검사(CRC; Cyclic Redundancy Check)가 (세그먼트 내의)모든 피드백 비트들에 적용될 수 있다. 그러나, 송신기는 일부 MSB가 실패했는지 아니면 일부 LSB가 실패했는지 여부를 결정할 수 없을 수 있고, 그러면 전체 빔형성 보고를 폐기할 수 있다. 송신기가 이 정보를 갖는다면, 피드백 채널 자원을 보다 잘 이용하도록 송신기에서 상이한 동작이 취해질 수 있을 것이다. 여기에 기재된 방법 및 장치는 보다 나은 자원 이용을 유도할 수 있다.
송신기에서 LTF와 데이터 둘 다에 빔형성 프리코딩 행렬을 적용하는 것은, 채널 추정의 품질을 개선하기 위해, 최소 자승법과 같은 스무딩 방법 없이 수신기가 직접 복소 채널(물리 채널 + 프리코더)을 추정할 수 있게 할 수 있다. 그 결과 수신기는 제로포싱(zero-forcing) 채널 추정을 수행해야 한다. 이는 성능 저하를 초래할 수 있으며, 특히 스무딩으로부터 이점을 얻을 수 있는 적은 지연 확산 채널의 경우 그러하다. 여기에 기재된 방법 및 장치는 성능 손실을 방지할 수 있다.
MU-MIMO 그룹핑 및 전송을 위해 채널 상태 정보(CSI; channel state information)가 송신기측에서 사용될 수 있다. 부정확한 CSI는 성능 손실을 야기할 수 있다. 이는 MU-MIMO 전송에 대한 프리코더 가중치에 매우 민감하므로 MU-MIMO 전송의 경우 더 심각할 수 있다. 이 성능 손실을 피하기 위해 MU-MIMO에 대한 추가의 보호 메커니즘이 여기에 기재된다.
피드백에 이용 가능한 한정된 업링크 채널 용량이 존재할 수 있는 경우(예를 들어, 많은 수의 정적 노드를 갖는 네트워크) 또는 채널에 있어서의 변경이 전체 채널 에너지의 일부분(예를 들어, 채널의 변하는 레일리(Rayleigh) 부분이 매우 낮은 전력을 갖는 강한 라이시안(Ricean) 채널)인 시나리오가 또한 존재한다. 둘 다의 시나리오에서, 피드백 채널을 양자화하는데 사용되는 비트의 수는(원시 CSI 피드백이든, 비압축 빔형성 가중치이든, 또는 기븐스 회전 기반의 분해 압축된 빔형성 피드백이든) 감소될 수 있다. 그러나, 이는 피드백되는 채널의 정확도를 약화시킬 수 있으며, MU-MIMO와 같은 CSI 피드백 에러에 민감한 스키마의 성능을 저하시킬 수 있다. 피드백 오버헤드를 감소시키면서 여전히 피드백 정확도를 유지하기 위해 명시적(explicit) 피드백 메커니즘이 사용될 수 있다.
송신 빔형성은 본질적으로 암시적 피드백이나 명시적 피드백을 통해 송신기측에서 채널 상태 정보를 요구한다. 따라서, 빔형성 보고는 기본(underlying) 채널과 밀접하게 연결될 수 있다. 빔형성 보고가 어떻게 설계되는지는, 채널이 어떻게 거동하는지(예를 들어, 시간 도메인 및 주파수 도메인에서 얼마나 빨리 변하는지, 공간 도메인에서 채널이 어떻게 상관되는지, 무슨 종류의 안테나가 송신기 및 수신기에서 물리적으로 사용되는지)에 기초할 수 있다.
하나의 시간 인스턴스(instance)에서 각각의 탭에 대하여 MIMO 채널 행렬 H는 고정된 LOS(line-of-sight) 행렬 및 레일리 분산 NLOS(non-line-of-sight) 행렬로 분리될 수 있다(여기에서 4개의 송신 안테나 및 4개의 수신 안테나 예를 사용함):
Figure 112015038732946-pct00015
식 1
여기에서, Xij(i번째 수신 안테나 및 j번째 송신 안테나)는 가변 NLOS(레일리) 행렬 HV의 계수로서 상관된 제로 평균, 단위 변동, 복소 가우시안 랜덤 변수들이고,
Figure 112015038732946-pct00016
는 고정된 LOS 행렬 HF의 요소들이고, K는 라이시안 K 팩터이고, P는 각각의 탭의 멱(power)이다. 각각의 탭은 복소 가우시안 가정이 유효할 수 있도록 다수의 개별 레이들로 구성된다고 가정한다. 식 1에서의 P는 고정 LOS 멱과 가변 NLOS 멱의 합(모든 탭들의 멱들의 합)을 나타낸다.
Nt개의 송신 안테나 및 1개의 수신 안테나가 예로서 사용될 수 있다. LOS 컴포넌트는 다음과 같이 나타날 수 있다:
Figure 112015038732946-pct00017
식 2
일반적으로, 상이한
Figure 112015038732946-pct00018
는 임의의 안테나 어레이 셋업을 설명하도록 서로 독립적이다. 각각의
Figure 112015038732946-pct00019
를 개별적으로 양자화하도록 스칼라 양자화가 사용된다. 각각의 각도
Figure 112015038732946-pct00020
는 [0,2π]의 범위 내에 속할 수 있다. 채널 모델링에 따라, 범위의 미세 조정이 가능할 수 있다. 피드백 오버헤드를 더 감소시키기 위해, 일부 통상적인 안테나 어레이 셋업, 예를 들어 균일 선형 어레이(ULA; uniform linear array) 또는 교차 편파 균일 선형 어레이(XOP-ULA; cross-polarized uniform linear array)에 중점을 둘 수 있다.
도 2는 예시적인 ULA(200)를 도시한다. 도 2에서, 균일한 안테나 간격 d(201a, 201b, 및 201c)가 각각 안테나들(202a, 202b, 202c, 및 202d) 사이에 있다. 스티어링(steering) 각도(203a 및 203b)도 또한 도시되어 있다. 도 2에 도시된 바와 같은 ULA에 대하여, LOS 채널 응답은 식 3에서와 같은 구조를 취할 수 있다:
Figure 112015038732946-pct00021
식 3
여기에서,
Figure 112015038732946-pct00022
식 4
이고, d는 균일 안테나 간격이고,
Figure 112015038732946-pct00023
는 파장이고,
Figure 112015038732946-pct00024
는 스티어링 각도이다. ULA에 대한 LOS 코드북은 단일 변수에 의해 파라미터화될 수 있다. 이러한 ULA에 대하여, LOS 컴포넌트에 대한 코드북은 식 3에서와 같은 구조를 취할 수 있는데, 변수
Figure 112015038732946-pct00025
만 [0,2π]의 범위에서 스칼라 양자화된다. 범위의 미세 조정이 가능할 수 있다. 대안으로서 또는 추가적으로,
Figure 112015038732946-pct00026
는 스티어링 각도
Figure 112015038732946-pct00027
에 1대1 매핑을 갖기 때문에, 스티어링 각도
Figure 112015038732946-pct00028
가 또한 대신에 양자화될 수 있다.
XOP-ULA(수평으로 4 ULA 및 수직으로 4 ULA를 갖는 8송신 안테나 예를 사용함)에 대하여, 채널 응답의 LOS 항은 다음과 같은 구조를 취할 수 있다:
Figure 112015038732946-pct00029
식 5
수평 도메인에서의 스티어링 각도
Figure 112015038732946-pct00030
는 수직 도메인에서의 스티어링 각도와 동일할 수 있다. 각도
Figure 112015038732946-pct00031
는 수평 편파와 수직 편파 사이의 위상 차이를 나타낼 수 있다.
이러한 XOP-ULA에 대하여, LOS 컴포넌트에 대한 양자화 코드북은 식 5와 같은 구조를 취할 수 있다. 스티어링 각도
Figure 112015038732946-pct00032
와 위상 차이
Figure 112015038732946-pct00033
는 둘 다 [0,2π]의 범위 내에서 양자화된다.
여기에 기재된 임의의 실시예에 따라 CSI 피드백에 대한 특이값 분해가 사용될 수 있다. 도 3은 채널(300)을 사운딩하도록 802.11에서 사용될 수 있는 널 데이터 패킷(NDP; null data packet)의 예를 도시한다. NDP는 숏 트레이닝 필드(STF; short training field)(301), LTF-1(302), LTF-2(303) 내지 LTF-Nr(304)과 같은 복수의 롱 트레이닝 필드(LTF; long training field), 및 신호 필드(SIG)(305)를 포함한다. 채널이 수신기측에서 추정될 수 있게 하도록 이들 필드가 전송될 수 있다. 채널 추정은 주파수 도메인에서 수행될 수 있으며, 치수 Nr*Nt인 H의 추정된 채널 행렬을 유도하는데, 여기에서 Nr은 수신 안테나의 수이고 Nt는 송신 안테나의 수이다.
채널 추정 후에, 특이값 분해가 캐리어마다 행해질 수 있다:
Figure 112015038732946-pct00034
식 6
여기에서, U는 Nr차원 부분공간에서 Nr 좌측 특이 벡터들을 포함하는 좌측 특이 행렬이고, S는 비오름차순(non-increasing order)으로 특이값들을 포함하는 대각 행렬이며, V는 Nt차원 부분공간에서 Nr 우측 특이 벡터들을 포함하는 우측 특이 행렬이다. (여기에서 일반성의 손실 없이 Nt>=Nr이 가정됨) U는
Figure 112015038732946-pct00035
인 유니터리 행렬이며, V는 일반적으로
Figure 112015038732946-pct00036
인 세미유니터리 행렬이다. U의 행(row)들은 서로 직교이고, U의 모든 열(column)들은 서로 직교이며, V의 모든 열들은 서로 직교이다.
각각의 서브캐리어에 대하여 완전한 채널 H를 피드백하는 대신에, 우측 특이 행렬 V이 송신기에 피드백될 수 있다. 이는 단일 사용자 MIMO(SU-MIMO; single user MIMO)에 대하여 행해질 수 있다. MU-MIMO의 경우, 특이값 S에 대한 추가의 정보도 피드백될 수 있다.
도 4는 하나의 실시예(400)에 따라 AP 또는 WTRU에서 코드북 기반의 빔형성을 가능하게 할 수 있는, 사운딩 및 피드백에 기초한 예시적인 시퀀스 교환을 예시한다. 도 4의 코드북 기반의 빔형성 절차는 또한 여기에 기재된 임의의 다른 실시예와 조합하여 사용될 수 있다. 여기에 기재된 시그널링 및 사운딩 절차는 예로서 IEEE 802.11 WLAN 시스템에 적용되지만, 이는 또한 다른 무선 통신 시스템에도 적용될 수 있다.
도 4의 예시적인 절차는 AP(401)에서 WTRU(402) 및 WTRUn(403) 방향으로 이루어지지만, 이는 또한 WTRU1(402) 및 WTRUn(403)에서 AP(401) 방향으로도 이루어질 수 있다. 비컨(411)의 전송에 이어서, 코드북 기반의 사운딩 프레임(412)이 AP(401)로부터 WTRU1(402)로 전송될 수 있으며, 그리하여 WTRU1(402)는 채널 상태 정보(CSI)를 측정할 수 있고 채널 추정을 수행할 수 있다. 코드북 기반의 사운딩 프레임(412)은, 코드북 기반의 사운딩 프레임 요청에 기초하여 도 4의 예에서와 같이 비컨(411) 후에, 또는 AP(401)가 전송 기회(TXOP; Transmission Opportunity)를 얻을 때 어떤 다른 시간 슬롯에서, 전송될 수 있다. AP는 또한 모든 WTRU1(402) 및 WTRUn(403), WTRU들의 그룹, 또는 BSS 내의 단일 WTRU에 코드북 기반의 사운딩 프레임(412)을 브로드캐스트/멀티캐스트/유니캐스트할 수 있다.
채널 추정 후에, WTRU1(402)는 AP(401)에 코드북 컴포넌트 피드백 프레임(413a)을 전송할 수 있다. WTRU1(402)는 코드북 기반의 사운딩 프레임(412)을 이용하여, CSI를 측정하고 최상의 성능을 제공하는 미리 정의된 코드북 내의 코드워드를 선택할 수 있다. 코드워드는 또한 가중치(weight)로도 지칭될 수 있고, 여기에서 상호교환 가능하게 사용된다. 마찬가지로, WTRUn(403)과 같은 시스템 내의 추가의 WTRU가 AP(401)에 코드북 컴포넌트 피드백 프레임(413b)을 전송할 수 있다. 코드북 컴포넌트 피드백 프레임(413b)은 MAC 프레임에서 개별적으로 행해질 수 있거나, 또는 또다른 MAC 데이터 프레임(414)과 함께 피기백될 수 있다.
코드북 컴포넌트 피드백 프레임(413a 및 413b)은 다음 정보를 포함할 수 있지만 이에 한정되는 것은 아니다:
(1) 랭크 표시자(Rank Indicator): WTRU의 채널 랭크를 표시할 수 있는 인덱스.
(2) 코드북 인덱스: 코드북에서 정의된 어느 코드워드(또는 코드워드들의 조합)가 WTRU에 대한 빔형성/MU-MIMO 코드워드로서 이용될 수 있는지 표시할 수 있는 인덱스.
(3) 코드워드 정확도 인덱스: 측정된 채널에 대한 코드워드의 정확도의 양자화된 측정. 코드워드 정확도 인덱스를 정의할 여러가지 방식이 존재할 수 있다. 예를 들어, 코드워드 정확도 인덱스는 코드워드를 적용한 후에 측정된 채널 상태 또는 SNR 또는 SINR와 코드워드 간의 정규화된 상관으로서 정의될 수 있다.
(4) 시간 지연 인덱스: 채널 측정과 채널 피드백 사이의 지속기간이 계산될 수 있는 시간 스탬프. 이 인덱스는 CSI 측정이 발생할 때를 표시할 수 있다. 따라서, 송신기측에서 AP 또는 WTRU는 피드백이 현재 채널 조건을 나타내는데 수락 가능한지 아니면 오래되어 폐기될 수 있는지 결정하도록 이 정보를 사용할 수 있다.
AP(401) 또는 WTRU1(402) 및 WTRUn(403)는, 데이터 전송을 수행할 때, 상기 기재된 바와 같이 코드북 컴포넌트 피드백 프레임(413a 및 413b)에 포함된 정보와 같은 정보를 사용할 수 있다. 예를 들어, 코드워드 정확도 인덱스가 코드워드와 측정된 채널 간의 양호한 매치를 나타낼 때, AP는 그 코드워드를 사용하여 MU-MIMO 또는 빔형성을 수행할 수 있다. 코드워드가 너무 정확하지 않으면, AP는 업링크 트래픽 또는 빔형성 없는 정상 전송에 기초하여 암시적 빔형성을 수행하기를 결정할 수 있다. 암시적 빔형성 동안, 코드워드는 역(reverse) 트래픽으로부터 추정될 수 있고 채널 가역성이 사용될 수 있다.
도 4의 코드북 기반의 사운딩 시스템 예에서, 즉시(immediate) 피드백, 지연(delayed) 피드백, 및/또는 비요구형(unsolicited) 피드백이 아래에 정의된 바와 같이 사용될 수 있다:
(1) 즉시 피드백: 코드북 기반의 사운딩 프레임(412)이 하나의 사용자에게 유니캐스트되거나 또는 사용자 그룹에 멀티캐스트될 때, 즉시 피드백이 사용될 수 있다. 코드워드 기반의 사운딩 프레임(412)을 수신하는 WTRU1(402) 및 WTRUn(403)는 SIFS 다음에 피드백 응답을 보낼 수 있다. 복수의 사용자들이 피드백 메커니즘에 관여될 때, AP(401)는 각각의 사용자에 대하여 폴(poll) 프레임을 보낼 수 있으며, 각각의 사용자는 코드북 컴포넌트 피드백 프레임(413a 및 413b)으로 폴 프레임에 응답할 수 있다. 즉시 피드백에 관여된 WTRU들은 AP에 즉시 피드백을 수행할 수 있는 자신의 능력을 보고할 수 있다는 것을 주목하자.
(2) 지연 피드백: 피드백 시스템은 또한 지연 피드백을 지원할 수 있다. 피드백 프레임은 응답자 WTRU가 그의 TXOP를 획득할 때 보내진다.
코드북 컴포넌트 피드백 프레임(413a 및 413b)은 단독형 피드백 프레임이거나 또는 상기 기재된 바와 같이 다른 데이터(414) 프레임과 피기백될 수 있다. 컴포넌트 피드백 프레임(413a 및 413b)은 자신의 MAC 헤더를 갖는 개별 MAC 프로토콜 데이터 유닛(MPDU; MAC protocol data unit)을 형성할 수 있고 그리고/또는 통합된 MPDU(A-MPDU; aggregated MPDU) 포맷으로 다른 프레임과 통합될 수 있다. 대안으로서 또는 추가적으로, 컴포넌트 피드백 프레임(413a 및 413b)은 MAC 헤더에 포함될 수 있다.
도 5a는 양자화를 위해 수신기측에서 사용하기 위한 절차의 예(500)를 제공한다. 예를 들어, 수신기측 상의 WTRU는 복수의 벡터 코드워드(511)를 포함하는 벡터 코드북에 대한 액세스를 가질 수 있다. 빔형성/프리코딩 코드북은 시스템에 의해 행렬들 또는 벡터들의 콜렉션으로서 미리 정의될 수 있으며, 이는 표준 사양에서 미리 정의될 수 있고 그리고/또는 통신 링크의 송신기와 수신기 둘 다에 유지될 수 있다. 하나보다 더 많은 수의 코드북이 정의될 수 있다.
WTRU는 사운딩 패킷을 수신할 수 있고, 그 다음 주파수 도메인에서 채널 추정을 획득하도록 채널 추정(512)을 수행할 수 있다. 그 다음, WTRU는 각각의 캐리어 또는 자원에 대한 캐리어 그룹에 대하여 SVD(513)를 수행할 수 있고, 추정된 채널에 대하여 우측 특이 벡터(514)를 획득할 수 있다. 그 다음, WTRU는 우측 특이 벡터를 사용하여 코드북 내의 코드워드의 테이블 검색(515)을 수행하고 최적의 코드워드(516)를 찾을 수 있다. 우측 특이 벡터
Figure 112015038732946-pct00037
를 사용하여 테이블 검색(515)을 수행할 때, 최적의 코드워드
Figure 112015038732946-pct00038
는 특정 행렬/벡터 규준(norm), 예를 들어 프로베니우스(Frobenius) 규준을 최소화하는 코드북 안의 코드워드를 지칭한다:
Figure 112015038732946-pct00039
식 7
그러면, WTRU는 STF/LTF/SIG(518)이 앞에 붙여지는(prepended) MAC 프레임(517) 내의 정보 요소의 코드워드 인덱스
Figure 112015038732946-pct00040
를 사용하여, 그 다음 사운딩 절차에서 응답의 일부로서 송신기에 최적의 코드북을 피드백할 수 있다.
도 5b는 코드워드 재구성을 위해 송신기 측에서 사용하기 위한 절차의 예를 제공한다. 예를 들어, 송신기 측 상의 AP는 복수의 벡터 코드워드(521)를 포함하는 벡터 코드북에 대한 액세스를 가질 수 있다. AP는 STF/LTF/SIG(528)이 앞에 붙여지는 MAC 프레임(527)을 수신할 수 있고, 코드워드 인덱스(526)를 판독할 수 있다. 그 다음, AP는 테이블 검색(525)을 수행하고, 수신된 코드워드 인덱스(526)에 대응하는 우측 특이 벡터(524)를 재구성할 수 있다. 그러면, AP는 재구성된 우측 특이 벡터를 사용하여, 프리코딩에 사용될 프리코더(522)를 계산할 수 있다. SU-MIMO 경우에, 프리코더(522)는 재구성된 우측 특이 벡터(524)와 동일한 것일 수 있다. MU-MIMO 경우에, 프리코더(522)는 재구성된 우측 특이 벡터(524)의 변형일 수 있다.
도 6a는 예시적인 코드북 기반의 사운딩 프레임 포맷(600)을 도시한다. 코드북 기반의 사운딩 프레임은 제어 프레임 또는 관리 프레임일 수 있다. PHY 계층 패킷은 레거시 또는 옴니 프리앰블(omni preamble)(614)로 지칭될 수 있고, 레거시 STF(L-STF)(611), 레거시 LTF(L-LTF)(612) 및 레거시 SIG(L-SIG)(613) 필드의 세트를 포함할 수 있다. 이 레거시 또는 옴니 프리앰블(614)은 빔형성/MU-MIMO 코드워드 없이 전송될 수 있다. STF(615), LTF(616 및 617), 및 SIG(618) 필드의 다른 세트는 방향성(directional) 프리앰블(619)에서 빔형성/MU-MIMO 코드워드를 가지고 전송될 수 있다. 방향성 프리앰블에서 전송된 LTF의 수는 디바이스(612)의 송신 안테나의 수에 따라 좌우된다.
MAC 패킷(621a)에서 데이터(621c)와 함께 전송된 MAC 헤더(621b) 내의 프레임 제어 필드(622)는 그것이 코드북 기반의 사운딩 프레임임을 표시할 수 있다. MAC 헤더(621b)는 또한 피드백 정보 필드(627)를 포함할 수 있으며, 이는 코드북 기반의 사운딩 프레임에 사용될 수 있다. 피드백 정보 필드(627)는 코드북 정보, 지연 피드백, 피기백 피드백, 코드워드 정확도 피드백, 및 지연 타이밍 피드백을 포함할 수 있다. 상세한 설명이 표 1에서 주어진다.
필드 설명
코드북 정보 시스템이 하나보다 많은 코드북을 정의할 때, 이 필드는 어느 코드북(들)이 피드백 계산에 사용될 수 있는지 식별하는데 사용될 수 있음
지연 피드백 지연 피드백이 허용되는지 여부를 표시할 수 있음
피기백 피드백 피기백 피드백이 허용되는지 여부를 표시할 수 있음
코드워드 정확도 피드백 코드 정확도 인덱스가 요구되는지 여부 또는 무슨 종류의 코드 정확도 인덱스가 요구되는지 표시할 수 있음
지연 타이밍 피드백 시간 지연 인덱스 피드백이 요구되는지 여부를 표시할 수 있음
표 1: 피드백 정보 필드
MAC 헤더는 또한 프레임 제어 필드(622), 지속기간(623), 수신기 어드레스(RA; receiver address)(624), 송신기 어드레스(TA; transmitter address)(625), 사운딩 시퀀스(626), 및 프레임 체크 시퀀스(FCS; frame check sequence)(628) 필드를 포함할 수 있다.
도 6b는 코드북 컴포넌트 피드백 프레임에 대한 예시적인 포맷을 도시한다. 코드북 컴포넌트 피드백 프레임은 관리 프레임 또는 제어 프레임일 수 있고, 프레임 제어(630), 지속기간(631), 목적지 어드레스(DA; destination address)(632), 송신자 어드레스(SA; sender address)(633), 기본 서비스 세트 식별정보(BSSID; basic service set identification)(634), 시퀀스 제어(635), 및 고처리율(HT; high throughput) 제어(636) 및 FCS(642) 필드를 포함할 수 있다. 프레임 바디(637)는 MIMO 빔형성(BF; beamforming) 코드북 기반의 피드백에 관한 일반적인 정보를 제공할 수 있는 MIMO BF 코드북 제어 필드(638)를 포함할 수 있고, 아래의 표 2에 식별된 서브필드를 포함할 수 있다.
서브필드 설명
채널 폭 측정이 수행된 채널의 폭을 표시할 수 있음
서브캐리어 그룹핑 정보 코드워드 인덱스 피드백에 대한 서브캐리어 그룹핑을 표시할 수 있음
MIMO BF 코드북 정확도 필드 MIMO BF 코드북 정확도 필드가 제시되는지 여부를 표시할 수 있음
MIMO BF 코드북 지연 필드 MIMO BF 코드북 지연 필드가 제시되는지 여부를 표시할 수 있음
피드백 타입 SU인지 MU인지 표시할 수 있음
표 2: MIMO BF 코드북 제어 필드
프레임 바디(637)는 또한 MIMO BF 코드북 인덱스 보고 필드(639)를 포함할 수 있다. 코드북 인덱스는 MIMO BF 코드북 인덱스 보고 필드(639)에 포함될 수 있고, 아래의 표 3에 식별된 바와 같은 서브필드를 포함할 수 있다.
코드북 정보 어느 코드북이 피드백에 이용되는지 표시할 수 있음
코드북 인덱스 코드북에서 정의된 어느 코드워드/가중치가 최상의 성능을 제공하는지 표시할 수 있음
표 3: MIMO BF 코드북 인덱스 보고 필드
프레임 바디(637)는 또한, 코드북 정확도 인덱스를 포함할 수 있는 MIMO BF 코드북 정확도 필드(640)를 포함할 수 있다. 프레임 바디(637)는 또한, 시간 지연 인덱스를 포함할 수 있는 MIMO BF 코드북 지연 필드(641)를 포함할 수 있다.
코드북 기반의 MU-MIMO는 코드워드 인덱스에 따라 MU-MIMO 전송을 수행할 수 있는 사용자들을 그룹핑할 수 있다. MIMO BF 코드북 정확도 필드(640) 및 MIMO BF 코드북 지연 필드(641)가 MU-MIMO 전송이 수신기에서 성공적으로 디코딩되게 하지 못하는 경우에 추가의 MU-MIMO 보호 메커니즘이 사용될 수 있다.
도 7은 코드북 기반의 MU-MIMO 보호 절차의 예(700)를 도시한다. 코드북 기반의 사운딩 및 피드백(711a)은 상기의 예시적인 절차에 기재된 바와 같이 수행될 수 있다. WTRU1(702) 및 WTRU2(703)는 AP(701)에 각각 BF 피드백(711b 및 711c)을 전송할 수 있다. 코드북 기반의 사운딩 및 피드백(711a)이 수행되었다면, AP(701)는 코드워드/가중치 w1(712)를 사용하여, WTRU1(702)에 데이터 패킷(714a)을 전송할 수 있으며, WTRU1(702)는 ACK(714b)로 응답한다. 마찬가지로, AP(701)는 코드워드/가중치 w2(713)를 사용하여, WTRU2에 데이터 패킷(716a)을 전송할 수 있으며, WTRU2는 ACK(716b)로 응답한다. 대안으로서, AP(701)는 WTRU1(702)와 WTRU2(703) 둘 다에의 MU-MIMO 전송을 수행할 수 있다. AP(701)는 WTRU1(702) 및 WTRU2(703)에 이들이 MU-MIMO 전송 그룹 내에 있음을 표시하는 그룹 ID를 할당(assign)할 수 있다. AP(701)는 AP(701)와 WTRU1(702) 사이의 전송을 모니터하도록(717) WTRU2(703)에 명령함으로써 MU-MIMO 세션 동안 MU-MIMO 보호 메커니즘을 적용할 수 있다. 마찬가지로 AP(701)는 AP(701)와 WTRU2(703) 사이의 전송을 모니터하도록(715) WTRU1(702)에 명령할 수 있다. 그 다음, WTRU1(702) 및 WTRU2(703)는 AP(701)에 각각 모니터 피드백(718b 및 718c)을 전송함으로써 모니터 결과(718a)를 피드백할 수 있다. 그 다음, AP(701)는 모니터 피드백을 사용하여, WTRU1(702) 및 WTRU2(703)에 동시에 MU-MIMO 전송을 계속해야 하는지 여부를 결정할 수 있다.
도 8은 전송을 모니터하도록 WTRU에 명령하기 위해 AP에 의해 사용될 수 있는 물리 계층 컨버전스 프로토콜(PLCP; physical layer convergence protocol) 프로토콜 데이터 유닛(PPDU; PLCP protocol data unit)의 예시적인 포맷(800)을 도시한다. 도 8의 예에서, SIG 필드에의 수정과 함께 그룹 ID가 사용된다. 옴니 STF(OSTF; omni STF)(811), 옴니 LTF(OLTF; omni LTF)(812), 및 옴니 SIG(OSIG; omni SIG)(813) 필드의 한 세트가 옴니 안테나 패턴 전송을 위한 프리앰블(801)에서 전송될 수 있다. 따라서, 옴니 프리앰블(801)이 WTRU에 의해 검출될 수 있다. STF(814), LTF(815) 내지 LTF(821) 및 SIG(822) 필드의 다른 세트가 AP에 의해 선택된 코드워드/가중치를 사용하여 MAC 패킷(823)과 함께 전송될 수 있다.
AP는 MU-MIMO 보호/모니터링 기간 동안 사용하기 위한 MU-MIMO 그룹을 확립할 수 있다. 시스템 내의 WTRU들에 대하여 그룹 ID가 사용될 수 있고 OSIG 필드(813)에 포함될 수 있다. OSIG 필드(813)는 옴니 안테나 패턴으로 전송될 수 있는 SIG 필드에 대한 일반 명칭이다. 여기에 기재된 절차에서 선택되는 미리 선택된 코드워드/가중치는 그룹 내의 오로지 하나의 WTRU에 대한 빔형성 코드워드/가중치일 수 있고, 그 결과 그룹 내의 또다른 WTRU는 패킷의 빔형성된 부분을 디코딩할 수 없을 수 있다. 그러나, 그 WTRU는 모니터 피드백을 수행하도록 패킷의 에너지를 측정할 수 있다. 모니터 피드백은 전송된 패킷의 빔형성된 부분에 대해 측정된 평균 SNR로서 정의될 수 있다.
NSTS(number of space time streams) 필드는 각각의 WTRU에 대하여 전송된 데이터 스트림의 수를 표시할 수 있다. 예를 들어, 그룹 내의 하나의 WTRU에 대한 NSTS는 그 WTRU에 전송된 데이터 스트림의 수에 따라 정의될 수 있으며, 그룹 내의 또다른 WTRU에 대한 NSTS는 MU-MIMO 보호/모니터링 기간에 어떠한 데이터 스트림도 전송되지 않은 경우 0일 수 있다. 1비트인 모니터 필드가 OSIG 필드(813)에서 정의될 수 있으며, OSIG 필드(813)는 NSTS가 0인 MU-MIMO 그룹 내의 WTRU들이 아직도 채널을 모니터링하도록 명령받고 있는지 여부를 표시할 수 있다. 모니터 필드 비트는 0의 NSTS를 갖는 WTRU에 대해 설정될 수 있으며, 그리하여 이들 WTRU는 0보다 더 큰 NSTS를 갖는 WTRU에의 전송을 모니터링한다. 그 다음, 모니터링 WTRU는 상기에 상세하게 설명한 절차에 기재된 바와 같이 모니터링된 결과를 다음 TXOP에서 AP에 피드백할 수 있다. 이 PPDU 프레임을 수신함으로써, WTRU가 도 8의 예에 도시된 바와 같은 PPDU 프레임을 수신할 때, MU-MIMO 그룹에의 자신의 포함이 통지될 수 있고, 상기 기재된 바와 같이 그룹 전송을 모니터링하도록 명령받을 수 있다.
기븐스 회전 기반의 분해 및 각도 통계에 기초한 향상된 피드백이 또한, 또 다른 실시예에 따라 그리고 여기에 기재된 임의의 실시예와 조합하여 사용될 수 있다. 기븐스 회전 기반의 분해가 임의의 벡터를 분해하는데 사용될 때, 결과적인 각도들(
Figure 112015038732946-pct00041
)은 [0,π/2]의 범위 내에서 균일하게 그리고 독립적으로 분포되는 것으로 가정한다. 다음의 예는, 이 가정이 항상 정확한 것은 아닐 수 있음을 예시한다. 예를 들어, 허수 부분을 제거할 전처리 후에, 8x1 실수값의 벡터
Figure 112015038732946-pct00042
는 차례로 수행된 7개의 상이한 기븐스 회전에 대응하는 7개의 상이한 각도들로 분해될 수 있다. 일반적으로, 벡터
Figure 112015038732946-pct00043
는 다음과 같이 표현될 수 있다:
Figure 112015038732946-pct00044
식 8
7개의 상이한 각도들은 개별적으로 양자화될 수 있다. 식 8로부터, 일부 엔트리들은 다른 것보다 더 적은 각도를 수반한다는 것이 명백하다. 일반적으로, 각도들의 수를 증가시키는 것은 보다 많은 양자화 오류를 도입한다.
도 9a는 7개의 상이한 각도들에 대한 누적 분포 함수(CDF; cumulative distribution function)(900)를 도시한다. 도 9a의 예는, 기븐스 회전의 차수(order)에 따라, 각도 범위가 실제로 큰 편차를 가질 수 있다는 것을 보여준다. 가장 앞선 기븐스 회전에 대한 각도(907)는 [0,π/2] 내에서 분포될 수 있는 반면에, 나중의 기븐스 회전에 대한 각도들(906, 905, 904, 903, 902 및 901)은 더 작은 범위 [0,π/4] 내에 분포될 수 있다. 이 예에서, 8개의 송신 안테나 및 8개의 수신 안테나가 고려된다.
Figure 112015038732946-pct00045
이 선택되고, 일차원 빔형성을 지원한다. 또한, 도 9a의 예에서, 완벽한 채널 추정이 수신기 측에서 가정되며, 이에 따라 SVD가 서브캐리어마다 또는 서브캐리어 그룹마다 적용된다. 그러나, 보다 현실적인 채널 추정으로 사용될 때 유사한 그림이 여전히 예상된다. 이 예에서 누적 분포 함수(CDF)를 생성하기 위해, 다음이 사용될 수 있다: 타입 B 채널의 2,000 실현(realization)의 채널 앙상블(80 ns의 지연 확산)에, 타입 D 채널의 2,000 실현을 더하고(390 ns의 지연 확산), 타입 E 채널의 2,000 실현을 더함(730 ns의 지연 확산). 이들 채널들은 또한 IEEE 802.11ac 사양에 대한 성능을 평가하기 위해 사용된다. 0.5λ의 균일한 안테나 간격이 송신기(AP)와 수신기(WTRU) 둘 다에서 가정될 수 있다. 대역폭 100 MHz의 채널이 시뮬레이트될 수 있으며, 20MHz의 신호 대역폭이 선택될 수 있다. 데이터/파일럿 톤에 대한 주파수 도메인 채널 실현만 이 분석에 사용된다.
이 실시예에 따르면, 기븐스 회전 기반의 분해 후에 각도들을 양자화하는데 상이한 범위들이 상이한 각도들에 대하여 사용될 수 있다. 각각의 각도에 대하여, 범위
Figure 112015038732946-pct00046
이다. 2개의 엔드포인트 a, b는 상이하거나 동일할 수 있다. 이는 개선된 피드백 정확도 및 감소된 피드백 오버헤드를 포함하지만 이에 한정되는 것은 아닌 이점을 갖는다.
상이한 각도들에 대한 범위들을 설정하는데 있어서 하나의 예는 다음과 같이 주어진다:
Figure 112015038732946-pct00047
.
각도들의 양자화는 표 4에 나타낸 바와 같이 행해질 수 있다.
양자화된
Figure 112015038732946-pct00048
 양자화된
Figure 112015038732946-pct00049
Figure 112015038732946-pct00050
라디안
Figure 112015038732946-pct00051
이고, b는
Figure 112015038732946-pct00052
를 양자화할 비트의 수임
Figure 112015038732946-pct00053
라디안
Figure 112015038732946-pct00054
이고, b는
Figure 112015038732946-pct00055
를 양자화할 비트의 수임
표 4: 상이한 각도들에 대한 양자화 예들
좌측 열의 후보 각도들은 [0,π/2]의 범위 내에서 균일하게 분포되고, 우측 열의 후보 각도들은 [0,π/4]의 범위 내에서 균일하게 분포된다.
피드백은 또한 주파수 도메인에서의 채널 상관에 기초하여 개선될 수 있다. SVD는 모든 서브캐리어 그룹에 걸쳐 독립적으로 수행될 수 있다. 예를 들어, 아래의 2개의 서브캐리어 그룹에서:
Figure 112015038732946-pct00056
식 9
Figure 112015038732946-pct00057
식 10
H1, H2는 2개의 상이한 서브캐리어 그룹 상의 채널이다. U1, S1, V1은 H1의 SVD이다. 마찬가지로, U2, S2, 및 V2는 H2의 SVD이다.
피드백 오버헤드는 서브캐리어의 수에 선형으로 비례할 수 있다. SVD를 독립적으로 하는 대신에, 먼저
Figure 112015038732946-pct00058
을 피드백하는 것이 행해질 수 있고, 그 다음
Figure 112015038732946-pct00059
가 두 번째로 피드백될 수 있다.
예를 들어,
Figure 112015038732946-pct00060
는 범위 공간에 걸쳐있는 치수 Nt*Nc로 이루어지고
Figure 112015038732946-pct00061
는
Figure 112015038732946-pct00062
의 널(null) 공간에 걸쳐있는 치수 Nt*(Nt-Nc)로 이루어진다고 하자.
Figure 112015038732946-pct00063
가 정확하게 피드백되면,
Figure 112015038732946-pct00064
는 수락 가능한 일부 모호성(ambiguity)을 가지고 구성될 수 있다.
Figure 112015038732946-pct00065
가 정확하게 양자화되면, Nt*Nc 행렬은 기븐스 회전 기반의 분해를 통해 양자화될 수 있다.
Figure 112015038732946-pct00066
에 대한 어떠한 사전 정보가 주어지지 않을 수 있으므로, 모든
Figure 112015038732946-pct00067
가 [0,2π]의 범위 내에서 균일하게 분포되고 모든
Figure 112015038732946-pct00068
가 [0,π/2]의 범위 내에서 균일하게 분포된다고 가정하여, (2*Nr*Nt-Nt-Nt*Nt)*Nb의 전체 오버헤드가 사용될 수 있다.
Figure 112015038732946-pct00069
를 직접 양자화하는 대신, 다음이 대신 양자화될 수 있다:
Figure 112015038732946-pct00070
식 11
여기에서,
Figure 112015038732946-pct00071
는 치수 Nc*Nc로 이루어지고,
Figure 112015038732946-pct00072
는 치수 (Nt-Nc)*Nc로 이루어진다. 상부 부분은 범위 공간 상의
Figure 112015038732946-pct00073
의 투영(projection)일 수 있고, 하부 부분은 널 공간 상의
Figure 112015038732946-pct00074
의 투영일 수 있다.
2개의 서브캐리어 그룹들이 인접해 있으므로,
Figure 112015038732946-pct00075
와
Figure 112015038732946-pct00076
는 서브캐리어 그룹 크기에 의존한 상관도(correlation)를 가지고 상관된다. 극단적인 경우에,
Figure 112015038732946-pct00077
는 단위 행렬에 가까울 수 있으며,
Figure 112015038732946-pct00078
는 전부 0인 행렬에 가까울 수 있다. 따라서, D의 상이한 엔트리들의 통계에 대한 사전 정보가 획득될 수 있다.
표 4에서와 동일한 방식으로, 피드백 정확도를 개선하거나 또는 피드백 오버헤드를 감소시키기 위하여, 통계의 정보가
Figure 112015038732946-pct00079
및
Figure 112015038732946-pct00080
의 범위를 한정하는데 사용될 수 있다.
도 9b는 기븐스 회전 및 각도 통계에 기초한 향상된 피드백의 예의 흐름도를 도시한다. WTRU는 액세스 포인트(AP)로부터 사운딩 프레임 또는 프레임들을 수신할 수 있다(911). 그 다음, WTRU는 채널 또는 채널들을 추정하도록 사운딩 프레임에 대한 측정을 수행할 수 있다(912). 그 다음, WTRU는 수행된 측정에 대해 특이값 분해(SVD)를 수행할 수 있다(913). 다음으로, WTRU는 수행된 측정에 대해 기븐스 회전 기반의 분해를 수행할 수 있다(914).
그 다음, WTRU는 각각의 결과적인 각도에 범위를 할당함으로써 기븐스 회전 기반의 분해로부터 각각의 결과적인 각도를 양자화할 수 있다(915). 할당된 범위 또는 범위들은 다양한 방법으로 결정될 수 있다. 예를 들어, 할당된 범위는 [0,2π]의 서브세트일 수 있다. 다른 예에서, 할당된 범위는 또한, [0,2π]의 서브세트로부터 단일 값만일 수 있다. 또 다른 예에서, 상이한 결과적인 각도들에 대한 범위들에 상이한 범위 값들 또는 고유의 범위 값들이 할당될 수 있다. 마지막으로, WTRU는 피드백 프레임 또는 프레임들에서 AP에 양자화된 각도들을 전송할 수 있다(916).
피드백 오버헤드 감소는 또한 차동 양자화(differential quantization)를 사용하여 달성될 수 있다. 기븐스 회전 기반의 분해는 서브캐리어 그룹 단위기준으로 수행될 수 있다. 서브캐리어 그룹은 그룹 크기
Figure 112015038732946-pct00081
가 최대 4인 인접한 서브캐리어들의 그룹일 수 있다.
도 10은 감소된 피드백 오버헤드를 초래할 수 있는, 기븐스 회전 기반의 분해에 기초한 차동 양자화를 사용하는 예(1000)를 도시한다.
Figure 112015038732946-pct00082
와
Figure 112015038732946-pct00083
둘 다와 연관된 피드백 오버헤드는 도 10의 예에서 감소될 수 있으며, 도 10에서는 2개의 인접한 주파수 그룹이 고려된다. 이 예에서,
Figure 112015038732946-pct00084
이고, 따라서 인접한 그룹들은 서브캐리어 인덱스 k 및 (k+4)를 갖는 4 서브캐리어에 의해 분리된다고 가정한다. 4 서브캐리어 분리는 3 서브캐리어 분리보다 더 클 수 있다.
도 10의 예에서, H(k)(1010a) 및 H(k+4)(1010b)는 각각 서브캐리어 k 및 k+4 상의 추정된 채널들일 수 있다. H(k)(1010a) 및 H(k+4)(1010b)는 또한 서브캐리어 그룹 상의 평균화된 채널들일 수 있다. 도 10에 예시된 바와 같이, 기븐스 회전 기반의 분해가 각각의 서브캐리어 그룹(1011a 및 1011b)에 개별적으로 적용될 수 있다. 각각의 서브캐리어에 개별적으로 기븐스 회전 기반의 분해를 적용하는 것은 각각, 분해된 각도
Figure 112015038732946-pct00085
(1012a) 및
Figure 112015038732946-pct00086
(1012b)를 유도할 수 있다. 그 다음, 각각의 각도 세트를 직접 양자화하는 대신에, 2개의 주파수 톤에 걸친 각도 차이
Figure 112015038732946-pct00087
(1013)가 계산 및 양자화될 수 있고, 이는 차동 양자화(1014b)라 지칭될 수 있다. 직접 양자화는 오리지널(original) 양자화(1014a)로서 도시되어 있다.
도 11은 채널 B, D, 및 E의 6,000 실현에 대한
Figure 112015038732946-pct00088
의 분포 통계의 플롯(1100)을 도시한다. 채널 B 단독에 대한 CDF(1101)와 채널 B, D, 및 E에 대한 CDF(1102)가 둘 다 도시되어 있다. 도 11의 예에 도시된 바와 같이,
Figure 112015038732946-pct00089
는 대략
Figure 112015038732946-pct00090
의 범위 내에 분포되어 있다.
도 12는 채널 B, D, 및 E의 6,000 실현에 대한
Figure 112015038732946-pct00091
의 분포 통계의 플롯(1200)을 도시한다. 채널 B 단독에 대한 CDF(1201)와 채널 B, D, 및 E에 대한 CDF(1202)가 둘 다 도시되어 있다. 도 12의 예에서,
Figure 112015038732946-pct00092
는 대략
Figure 112015038732946-pct00093
의 범위 내에 분포되어 있으며, 동시에 각도
Figure 112015038732946-pct00094
및
Figure 112015038732946-pct00095
에 대한 지원의 대략 50% 감소를 달성한다. 이는 피드백의 감소를 제공할 수 있다.
도 13a 및 도 13b는 빔형성자(beamformee)에서 차동 양자화를 사용하는 예시적인 절차의 흐름도(1300)를 도시한다. 이 예에서, 빔형성자는 빔형성 피드백 패킷의 송신자일 수 있다.
도 13a는 주파수 도메인 채널 추정 H1을 갖는 제1 서브캐리어 그룹에 대해 차동 양자화를 사용하는 예시적인 절차에 대한 흐름도를 도시한다. 추정된 채널에 대하여, 우측 특이 행렬
Figure 112015038732946-pct00096
을 획득하도록 SVD가 적용될 수 있다(1310). 그 다음,
Figure 112015038732946-pct00097
의 마지막 행의 엔트리들이 음이 아닌 실수 값이 되도록,
Figure 112015038732946-pct00098
는
Figure 112015038732946-pct00099
를 덮어쓰기(overwrite)하게끔 적절한 대각 행렬로 포스트-승산(post-multiplied)될 수 있다(1311). 포스트-승산 행렬은
Figure 112015038732946-pct00100
개의 각도들
Figure 112015038732946-pct00101
에 의해 파라미터화될 수 있으며, 여기에서 Nr은 수신 안테나의 개수이다. 다음으로,
Figure 112015038732946-pct00102
의 제1 열의 엔트리들이 음이 아닌 실수 값이 되도록,
Figure 112015038732946-pct00103
은
Figure 112015038732946-pct00104
를 덮어쓰기 하게끔 적절한 대각 행렬로 프리-승산(pre-multiplied)될 수 있다(1312). 프리-승산 행렬
Figure 112015038732946-pct00105
은
Figure 112015038732946-pct00106
개의 각도
Figure 112015038732946-pct00107
에 의해 파라미터화될 수 있으며, 여기에서 Nt는 송신 안테나의 개수이다. 다음으로,
Figure 112015038732946-pct00108
은 제1 열의 두 번째 엔트리가 0이 되도록
Figure 112015038732946-pct00109
를 덮어쓰기 하게끔 기븐스 회전 행렬로 프리-승산될 수 있다(1313). 프리-승산 행렬은 각도
Figure 112015038732946-pct00110
에 의해 파라미터화될 수 있다. 이 단계는 제1 열의 모든 엔트리들(대각 엔트리 제외)이 0이 될 때까지 반복될 수 있다(1314). 단계 1312 내지 1314는 모든 열의 모든 엔트리들(대각 엔트리 제외)이 0이 될 때까지 모든 열에 대해 반복될 수 있다(1315). 이 절차의 결과로서 각도들
Figure 112015038732946-pct00111
및
Figure 112015038732946-pct00112
을 획득할 수 있으며(1316), 여기에서 첨자는 주파수 톤 인덱스를 나타낸다. 그 다음, 각도들은 여기에 기재된 임의의 양자화 스키마를 사용하여 양자화될 수 있다(예를 들어, 표 4의 제1 열).
도 13b는 주파수 도메인 채널 추정 H2을 갖는 제2 서브캐리어 그룹에 대해 차동 양자화를 사용하는 예시적인 절차에 대한 흐름도를 도시한다. 추정된 채널에 대하여, 우측 특이 행렬
Figure 112015038732946-pct00113
를 획득하도록 SVD가 적용될 수 있다(1320). 그 다음,
Figure 112015038732946-pct00114
의 마지막 행의 엔트리들이 음이 아닌 실수값이 되도록,
Figure 112015038732946-pct00115
는
Figure 112015038732946-pct00116
를 덮어쓰기 하게끔 적절한 대각 행렬로 포스트-승산될 수 있다(1321). 포스트-승산 행렬은
Figure 112015038732946-pct00117
개의 각도들
Figure 112015038732946-pct00118
에 의해 파라미터화될 수 있으며, 여기에서 Nr은 수신 안테나의 개수이다. 다음으로,
Figure 112015038732946-pct00119
의 첫 번째 열의 엔트리들이 음이 아닌 실수값이 되도록,
Figure 112015038732946-pct00120
는
Figure 112015038732946-pct00121
를 덮어쓰기 하게끔 적절한 대각 행렬
Figure 112015038732946-pct00122
로 프리-승산될 수 있다(1322). 프리-승산 행렬
Figure 112015038732946-pct00123
은
Figure 112015038732946-pct00124
개의 각도
Figure 112015038732946-pct00125
에 의해 파라미터화될 수 있으며, 여기에서 Nt는 송신 안테나의 개수이다. 그 다음,
Figure 112015038732946-pct00126
는 첫 번째 열의 두 번째 엔트리가 0이 되도록
Figure 112015038732946-pct00127
를 덮어쓰기 하게끔 기븐스 회전 행렬로 프리-승산될 수 있다(1323). 프리-승산 행렬은 각도
Figure 112015038732946-pct00128
에 의해 파라미터화될 수 있다. 이 단계는, 첫 번째 열의 모든 엔트리들(대각 엔트리 제외)이 0이 될 때까지 반복될 수 있다(1324). 단계 1322 내지 1324는 모든 열들의 모든 엔트리들(대각 엔트리 제외)가 0이 될 때까지 모든 열들에 대해 반복될 수 있다(1325). 이 절차의 결과로서, 각도들
Figure 112015038732946-pct00129
및
Figure 112015038732946-pct00130
을 획득하게 될 수 있으며, 여기에서 첨자는 주파수 톤 인덱스를 나타낸다. 다음으로, 모든 결과적인 각도들에 대하여 각도 차이가 계산될 수 있고(1327), 예를 들어
Figure 112015038732946-pct00131
이다. 그 결과, 각도들
Figure 112015038732946-pct00132
및
Figure 112015038732946-pct00133
이 획득될 수 있고, 여기에서 첨자는 차동 연산을 나타낸다. 그 다음, 각도들은 여기에 기재된 임의의 양자화 스키마를 사용하여 양자화될 수 있다(예를 들어, 표 4의 제2 열). 단계 1321는 다른 주파수 톤(또는 서브캐리어 그룹)에 대해 반복될 수 있다. 그러면, 모든 서브캐리어 그룹에 걸쳐 이들 양자화된 비트는 MAC 관리 프레임에 배치될 수 있고, 여기에 기재된 임의의 피드백 절차에 따라 송신기로 다시 보내질 수 있다.
도 13c는 각각의 서브캐리어에 대한 프리코더를 결정하기 위해 빔형성기(beamformer)에서 차동 양자화를 사용하기 위한 예시적인 절차를 도시한다. 이 예에서, 빔형성기는 빔형성 피드백 패킷의 수신자일 수 있다. 피드백 컨텐츠를 포함하는 MAC 관리 프레임이 수신될 수 있다(1330). MAC 관리 피드백 컨텐츠가 디코딩될 수 있고(1331), 피드백 비트가 복구될 수 있다(1332). 제1 서브캐리어 그룹에 대한 각도들
Figure 112015038732946-pct00134
및
Figure 112015038732946-pct00135
은, 여기에 기재된 임의의 양자화 스키마(예를 들어, 표 4의 제1 열)를 사용하여, 이들의 이진 표현으로부터 재구성될 수 있다. 그러면, 프리코더 V1이 재구성될 수 있다(1334). 프리코더 P1는 제1 서브캐리어 그룹에 대해 더 계산될 수 있다(1335). 그 다음, 제2 서브캐리어 그룹에 대한 각도들
Figure 112015038732946-pct00136
및
Figure 112015038732946-pct00137
이, 여기에 기재된 임의의 양자화 스키마를 사용하여(예를 들어, 표 4의 제2 열), 이들의 이진 표현으로부터 재구성될 수 있다(1336). 그 다음, 상기 각도들을 이용해, 각도들
Figure 112015038732946-pct00138
및
Figure 112015038732946-pct00139
이 더 재구성될 수 있다(1337). 예를 들어,
Figure 112015038732946-pct00140
이다. 그러면, 프리코더 V2는 상기 각도들을 이용해 더 재구성될 수 있다(1338). 마지막으로, 프리코더 P2가 제2 서브캐리어 그룹에 대하여 더 계산될 수 있다(1339).
복수의 컴포넌트들을 포함하는 CSI 피드백이 또 다른 실시예에 따라 그리고 여기에 기재된 임의의 실시예와 조합하여 사용될 수 있다. 예를 들어, 하나의 컨포넌트는 장기(long term) 채널 피드백을 포함할 수 있고, 다른 컴포넌트는 단기(short term) 채널 피드백을 포함할 수 있다. 장기 채널 피드백은 단기 채널 피드백보다 덜 빈번하게 피드백될 수 있다. 장기 채널 피드백은 단기 채널 피드백보다 더 안전하게 보호될 수 있다. 일반적으로, 장기 채널 피드백은 단기 채널 피드백보다 엔트리당 더 많은 비트를 사용하여 양자화될 수 있다.
또한, 하나의 컴포넌트는 광대역 채널 피드백을 포함할 수 있고, 다른 컴포넌트는 부대역(subband) 채널 피드백을 포함할 수 있다. 광대역 채널 피드백은 부대역 채널 피드백보다 주파수 도메인에서 덜 빈번하게 피드백될 수 있다. 광대역 채널 피드백은 또한 부대역 채널 피드백보다 더 강하게 보호될 수 있다. 광대역 채널 피드백은 일반적으로 부대역 채널 피드백보다 엔트리당 더 많은 비트를 사용하여 양자화될 수 있다.
또한, 하나의 컴포넌트는 LOS 채널 피드백을 포함할 수 있고, 다른 컴포넌트는 NLOS 채널 피드백을 포함할 수 있다. LOS 피드백은 NLOS 피드백보다 더 강하게 보호될 수 있다. LOS 피드백은 NLOS 피드백보다 엔트리당 더 많은 비트를 사용하여 양자화될 수 있다.
상기 기재된 바와 같이, 채널 추정 후에 SVD가 행해질 수 있다. 우측 특이 행렬 V만 피드백에 사용될 수 있다. 우측 특이 행렬 V를 피드백할 메커니즘은, 빔형성자가 SVD를 수행하고 우측 특이 벡터를 피드백함을 의미한다. 특이값들은 내림차순 방식으로 정렬된다고 가정할 수 있다.
빔형성기(beamformer)의 관점으로부터 동적 MU-MIMO 스케줄링 및 페어링(pairing)으로 인해(MU-MIMO 사용자의 수, 동일한 MU-MIMO 동작에서 짝지어지는 사용자들의 인덱스 뿐만 아니라 AP와 모든 잠재적인 MU-MIMO 수신기들 간의 시변 채널 상태), 빔형성기는 MU-MIMO 전송을 수행하는데 부분 또는 전체 V 행렬을 사용할 수 있다. 예를 들어, 빔형성기가 2개의 데이터 스트림 패킷을 전송할 때, 빔형성자(beamformee)는 V 행렬의 처음 2개의 열만 피드백할 수 있다. 이 방식에서, CSI 정보에 대한 증분(incremental) 요청이 지원될 수 있다.
도 14는 증분 BF 피드백을 사용한 MU-MIMO 전송의 예(1400)를 도시한다. 이 예에서 명시적 BF/MU-MIMO를 가정할 수 있음을 유의하자. AP일 수 있는 빔형성기(BFer)(1401)는, WTRU일 수 있는 빔형성자(BFee)(1402 및 1403)가 CSI를 피드백할 것을 요구할 수 있다.
BFer(1401)는 BF/MU-MIMO를 수행하도록 피드백을 사용할 수 있다. BFer(1401)는 BFee1 내지 BFee4에 MU-MIMO 전송을 수행할 수 있다(1410a). 각각의 BFee에는 각각 단일 데이터 스트림 패킷(1411, 1412, 1413, 및 1414)이 할당될 수 있다. BFer(1401)는 이전 피드백 전송을 통해 BFee의 V 행렬의 제1 열을 알고 있을 수 있다.
그 다음, BFer(1401)는 BFee1(1420) 및 BFee5(1421)에 MU-MIMO(1410c)를 수행하기를 선택할 수 있는데, 각각의 BFee에는 BFee1로부터의 V 행렬의 제2 열 및 BFee5(1410b)로부터의 V 행렬의 처음 2개의 열의 정보(knowledge)를 도출함으로써 2개의 데이터 스트림이 할당될 수 있다. 이 예에서, BFer(1401)는 V 행렬의 제2 열만 피드백(1418)하도록 BFee1에 요구할 수 있는데, 상기 서술한 바와 같이 이미 V 행렬의 제1 열을 갖기 때문이다.
Nc는 NDPA 프레임(1415) 및/또는 BF 피드백 프레임(1418 및 1419)에서 각각 식별될 수 있으며, 그리하여 BFer(1401)과 BFee1(1402) 둘 다가 V 행렬의 처음 Nc 열들이 전송될 수 있음을 알 수 있다. Ms는 증분 피드백을 가능하게 하도록 정의될 수 있고, MAC 헤더에서 전송될 수 있다. Ms는 피드백될 수 있는 V 행렬의 시작 열을 나타낼 수 있다. 예를 들어, Ms=2, Nc=1이면, BFer(1401) 및 BFee1(1402)는 둘 다 V 행렬의 제2 열이 필요한 유일한 열임을 알 수 있다.
Ms는 다양한 방법을 사용하여 전송될 수 있다. 하나의 예에서, BFer(1401)는 SIFS 후에 NDPA 프레임(1415) 다음으로 NDP 프레임(1416) 및 BF 폴 프레임(1417)을 보냄으로써 사운딩을 개시할 수 있다. BFer(1401)는 NDPA 프레임에 각각의 BFee에 대하여 적어도 하나의 WTRU 정보 필드를 포함할 수 있다. WTRU 정보 필드는 표 5에 도시된 바와 같이 정의될 수 있다.
AID 피드백 타입 Nc 인덱스 Ms 인덱스
표 5: WTRU 정보(Info) 필드
Ms는 또한 VHT(very high throughput) 압축 빔형성 프레임을 사용하여 전송될 수 있으며, VHT 압축 빔형성 프레임은 또한 빔형성 행렬(V 행렬)을 피드백하는데 이용될 수 있다. VHT 압축 빔형성 프레임은 액션(action) 프레임이다. VHT MIMO 제어(Control) 필드, VHT 압축 BF 보고 필드, 및 MU 독점(exclusive) BF 보고 필드가 프레임 바디에 포함될 수 있다. 이전 피드백에 이어서 증분 피드백이 압축될 수 있으며, 즉 V 행렬의 이전에 압축된 처음 여러 개의 열들에 기초하여 V 행렬의 대응하는 열들을 계속해서 압축할 수 있다. 그리하여, BFer는 이 피드백을 이전 피드백과 결합하여, V 행렬의 대응하는 열들을 압축 해제(decompress)할 수 있다. 대안으로서 또는 추가적으로, 증분 피드백은 이전 피드백에 독립적일 수 있고, 즉 V 행렬의 특정 열들의 압축 및 압축 해제는 이전 피드백에 좌우되지 않는다. VHT 압축 빔형성 프레임은 표 6에서와 같이 정의될 수 있다.
Nc
인덱스		 Nr
인덱스		 Ms
인덱스		 채널
폭		 그룹핑 코드북
정보		 피드백
타입		 남은
세그먼트		 제1
세그먼트		 예약 사운딩
세그먼트
표 6: VHT 빔형성 프레임
멀티 컴포넌트 피드백을 이용한 사운딩 절차는 여기에 기재된 임의의 실시예와 함께 사용될 수 있다. 2개의 사운딩 PPDU 포맷이 사용될 수 있다. 하나는 정기적(regular) 또는 스태거(staggered) PPDU로 지칭되며, 이는 MAC 프레임을 반송한다. 정기적 또는 스태거 PPDU는 채널 사운딩에 대하여 연장된 LTF를 갖는 정규(normal) PPDU일 수 있다. 다른 것은 널 데이터 패킷(NDP; null data packet)으로 지칭되며, 이는 MAC 프레임을 반송하지 않고, 즉 NDP에 어떠한 MAC 헤더도 포함되지 않는다. 따라서, NDP는, 그의 MAC 헤더에 필요한 MAC 정보를 포함하고 NDP 공표(Announcement) 비트를 1로 설정하는 PPDU를 따를 수 있다. 보통 이 종류의 PPDU는 널 데이터 패킷 공표(NDPA; null data packet announcement)라 불린다.
즉시(immediate) 및 지연(delayed) 사운딩 피드백 둘 다 고려될 수 있다. 피드백은 단독형이거나 또는 다른 패킷과 통합될(aggregated) 수 있다. BF 피드백 컴포넌트 인덱스는 시스템에 의해 이용되는 상세한 멀티 컴포넌트 피드백 방법에 따라 정의될 수 있다. 예를 들어, 장기 및 단기 둘 다 이용될 경우, 0의 BF 피드백 컴포넌트 인덱스는 장기 피드백을 표시할 수 있는 반면에, 1의 BF 피드백 컴포넌트 인덱스는 단기 피드백을 표시할 수 있다. 하나의 시스템이 하나보다 많은 수의 멀티 컴포넌트 피드백 방법을 이용하는 것이 가능할 수 있으며, 예를 들어 장기/단기 피드백, 광대역/부대역 피드백, 및 LOS/NLOS 피드백이 함께 이용될 수 있다는 것을 유의하자. 이 시나리오에서, 인덱스는 모든 가능성을 커버하도록 정의될 수 있다.
도 15는 상기의 설명에 따라 그리고 여기에 기재된 임의의 실시예와 함께 사용될 수 있는, 빔형성기 개시(beamformer initiated) 멀티 컴포넌트 사운딩 절차의 예(1500)를 도시한다. 이 예에서, 빔형성기(1501)는 NDP(1512)가 이용될 때 NDPA(1511)의 MAC 헤더(1510)에서 BF 피드백 컴포넌트 인덱스를 표시할 수 있다. 빔형성자(1502)는 BF 피드백 컴포넌트 인덱스를 검출하고, 빔형성기(1501)에 요청된 BF 피드백(1514) 컴포넌트를 준비할 수 있다. 스태거 사운딩 PPDU가 전송될 때, BF 피드백 컴포넌트 인덱스는 PPDU의 MAC 헤더(1513)에 포함될 수 있다. 이 예에서, 빔형성기(1501)는 BF 피드백의 하나의 컴포넌트가 충분하다고 결정할 수 있고, 도 15에 도시된 바와 같이 이 정보를 이 사운딩 프레임에 BF 피드백 컴포넌트 인덱스로서 포함할 수 있다.
도 16은 예시적인 NDPA 프레임(1600)이다. NDPA 프레임(1601)은 프레임 제어(1610) 필드, 지속기간(1611) 필드, RA(1612) 필드, TA(1613) 필드, 사운딩 시퀀스(1614) 필드, WTRU info1(1615a) 내지 WTRU info n(1616)과 같은 WTRU 정보 필드, 및 FCS(1617) 필드를 포함할 수 있다. 하나보다 많은 빔형성자로써, MU-MIMO 경우에서와 같이, BF 피드백(FB) 컴포넌트 인덱스(1615e) 필드가 또한 각각의 WTRU info1(1615a) 필드에서 정의될수 있다. WTRU info1(1615a) 필드는 또한, 연관 ID(AID; association ID)(1615b), FB 타입(1615c) 필드, 및 Nc 인덱스(1615d) 필드를 포함할 수 있다.
대안으로서, 도 17의 예에 도시된 바와 같이, BF 피드백(FB) 컴포넌트 인덱스(1707)가 NDPA 프레임에 포함될 수 있으며, 이 NDPA 프레임은 프레임(1700)에 의해 의도한 수신기로서 표시된 모든 WTRU들에 의해 공유된다. NDPA 프레임(1701)은 또한, 프레임 제어(1702) 필드, 지속기간(1703) 필드, RA(1704) 필드, TA(1705) 필드, 사운딩 시퀀스(1706) 필드, WTRU info1(1708) 내지 WTRU info n(1709)와 같은 WTRU 정보 필드, 및 FCS(1710) 필드를 포함할 수 있다.
멀티 컴포넌트 피드백을 사용할 때, 빔형성기는 일부 전처리(preprocessing)을 수행하도록 피드백 컴포넌트의 일부를 사용할 수 있다. 예를 들어, 여러 피드백 컴포넌트에 기초하여 MU-MIMO 그룹핑이 수행될 수 있다. 메모리 한정으로 인해, 이 예에서와 같이 AP일 수 있는 빔형성기는, 더 중요한 채널 컴포넌트(들)를 유지하고 덜 중요한 채널 컴포넌트(들)를 제거하기를 원할 수 있다.
빔형성자로부터 빔형성기에 복수의 특이 벡터들을 명시적으로 피드백할 때, 상이한 모드들에 대한 상이한 피드백 기간들이 존재할 수 있다. 예를 들어, 우세한(dominant) 특이 벡터가 나머지 특이 벡터보다 더 긴 기간으로(덜 빈번하게) 피드백될 수 있다.
또한, 여기에 기재된 바와 같이, 우세한 고유모드(eigenmodes)에 대하여 암시적 피드백이 사용될 수 있고(채널 가역성에 의존함), 나머지 고유모드에 명시적 피드백이 사용될 수 있다. 이러한 경우에, 나머지 고유모드에 대한 명시적 피드백(명시적 업링크 피드백에 대응함)보다 덜 빈번한 암시적 피드백이 또한 우세한 고유모드에 대하여 사용될 수 있다(업링크 사운딩에 대응함).
주파수 도메인 채널 응답을 피드백하는 대신에, 시간 도메인 채널 임펄스 응답이 피드백될 수 있다. 이는 통상적으로, 주파수 도메인에서의 샘플 수(서브캐리어의 수)가 시간 도메인에서의 샘플 수(탭의 수)보다 훨씬 더 크다는 사실이 동기가 된다. 따라서, 시간 도메인 채널 피드백은 전체 피드백 오버헤드를 감소시킬 수 있다. 반면에, 시간 도메인 채널 피드백은, 채널의 우측 특이 벡터들 뿐만 아니라, 채널의 좌측 특이 벡터들과 채널의 특이값들을 제공할 수 있다.
채널 추정이 주파수 도메인에서 행해지는 경우, 획득된 주파수 도메인 채널 응답은 먼저 역 FFT(fast fourier transform)를 통해 시간 도메인 채널 응답으로 변환될 수 있다. 시간 도메인 채널은 3차원 채널 행렬에 의해 표현될 수 있다:
Figure 112015038732946-pct00141
식 12
여기에서, Nr은 수신 안테나의 수이고, Nt는 송신 안테나의 수이며, L은 탭의 수이고, i는 수신 안테나의 인덱스이고, j는 송신 안테나의 인덱스이고, k는 다중경로 탭의 인덱스이다.
3차원 채널 행렬은 직접 요소별(element wise) 피드백을 사용하여 피드백될 수 있다. 각각의 복소 엔트리에 대하여, 실수 부분(실제 스칼라의 양자화를 사용함) 및 허수 부분(실제 스칼라의 양자화를 사용함)이 개별적으로 양자화될 수 있다. 대안으로서, 진폭(양의 실제 스칼라의 양자화를 사용함) 및 위상(0과 2π 사이의 각도의 양자화를 사용함)이 개별적으로 양자화될 수 있다.
도 18은 기븐스 회전 기반의 분해가 다중경로 채널 탭을 피드백하는데 사용될 수 있는 예(1800)를 도시한다. 도 18의 예에서, STF/LTF/SIG(1817) 필드는 MAC 프레임(1818)에 앞서 있다. MAC 프레임 내에 각각의 탭 및 안테나에 대한 피드백(1814, 1815, 및 1816)이 있을 수 있다. 각각의 탭 및 안테나에 대한 각각의 피드백 내에, 탭 인덱스(1810) 필드, 안테나 인덱스(1811) 필드, 탭 지연 확산(1812), 및 i번째 탭 및 j번째 rx 안테나(1813) 상의 채널 벡터에 대한 기븐스 회전 기반 피드백이 있을 수 있다.
이 예에 대하여,
Figure 112015038732946-pct00142
는, 송신-안테나-수신-안테나 쌍
Figure 112015038732946-pct00143
, 송신-안테나-다중경로 쌍
Figure 112015038732946-pct00144
, 또는 수신-안테나-다중경로 쌍
Figure 112015038732946-pct00145
에 대응하는, 시간 도메인 채널 벡터로서 정의될 수 있다. 각각의 벡터는 벡터 강도
Figure 112015038732946-pct00146
뿐만 아니라 단위 규준(unit norm)의 벡터 방향
Figure 112015038732946-pct00147
으로서 표현될 수 있다. 벡터 강도가 단일 양의 실수로서 양자화될 수 있지만, 이 예에 대하여 벡터 방향의 양자화가 사용된다. 다음에서, 예를 들어
Figure 112015038732946-pct00148
가 사용될 수 있는데, 여기에서 각각의 크기가 Ntx1인 Nr*L개의 이러한 벡터들이 존재한다.
기븐스 회전 기반의 분해는 각각의 단위 규준 벡터에 대해 사용될 수 있으며, 본질적으로 벡터를 개별적으로 양자화될 수 있는 복수의 각도들(
Figure 112015038732946-pct00149
및
Figure 112015038732946-pct00150
)로 분해한다. 오리지널 벡터로부터 허수 부분을 제거하도록 대각 위상 회전(
Figure 112015038732946-pct00151
)이 사용될 수 있다. 이 단계의 결과, 크기 Nt*1의 실수값 단위 규준 벡터가 존재한다. 다음으로, 벡터의 두 번째 엔트리로부터 벡터의 마지막 엔트리까지의 각각의 실수값의 엔트리에 대하여, 그 엔트리를 0으로 변환하도록 기븐스 회전(
Figure 112015038732946-pct00152
)이 사용될 수 있다. 이 예에서, 벡터의 제1 엔트리는 실수값 1이다. 이 단계의 결과, 제1 엔트리는 1이고 모든 다른 엔트리들은 0인 단위 규준 벡터가 존재한다. 그 다음, 각각 유한 수의 비트
Figure 112015038732946-pct00153
및
Figure 112015038732946-pct00154
를 갖는 각도들
Figure 112015038732946-pct00155
및
Figure 112015038732946-pct00156
의 양자화가 수행될 수 있다. 따라서, 모든 각도들
Figure 112015038732946-pct00157
및
Figure 112015038732946-pct00158
은 분해 전에 오리지널 벡터를 고유하게(그의 차수(ordering) 정보와 함께) 결정하고, 오리지널 벡터를 재구성하는데 사용될 수 있다. 비교적 더 큰 벡터 강도 를 갖는 이들 벡터에 대하여, 각도
Figure 112015038732946-pct00160
및
Figure 112015038732946-pct00161
를 양자화하는데 더 큰 수의 비트
Figure 112015038732946-pct00162
가 사용될 수 있다.
특정 경우에, 주파수 도메인 채널 피드백 및 시간 도메인 채널 피드백의 하이브리드(hybrid)가 사용될 수 있다. 특히, 장기 채널 평균이 시간 도메인에서 개별적으로 피드백될 수 있다. 이는, 장기 채널 평균은 주파수 도메인에 걸쳐 많이 변하지 않기 때문에 가능하다. 이러한 경우, 즉시 채널과 장기 채널 평균 간의 차이는 주파수 도메인에 걸쳐 상이할 수 있고, 주파수 도메인에서 모든 서브캐리어에 대하여 개별적으로 피드백될 수 있다.
반면에, LOS 컴포넌트는 시간 도메인에서 피드백될 수 있으며, 채널의 NLOS 컴포넌트는 주파수 도메인에서 피드백될 수 있다.
송신 빔형성이 사용될 때, 2개의 상이한 일반적인 방법으로 채널 상태 정보가 획득될 수 있다. 하나의 방법은 암시적 피드백일 수 있으며, 업링크 채널(WTRU로부터 AP로)은 다운링크 채널(AP로부터 WTRU로)에 상호적인(reciprocal) 것으로서 처리될 수 있다. 그리하여, AP는 먼저 업링크 채널을 측정하고, 업링크 채널에 기초하여 다운링크 빔형성 벡터를 도출할 수 있다. 채널 가역성은 주로 업링크/다운링크 전송이 동일한 캐리어 주파수를 사용하는 시간 분할 듀플렉싱(TDD; time division duplexing)에 적용된다는 것을 유의하자. 또한, 채널은 물리적 무선 채널만을 지칭할 수 있으며, 송신기/수신기 RF 부분은 상호적이지 않고 미리 교정(calibrated)되어야 할 수 있다. 어느 정도 교정에 대한 필요성은 암시적 피드백의 사용을 한정할 수 있다.
다른 방법은 명시적 피드백일 수 있으며, 이는 RF 교정을 요구하지 않을 수 있다. 이 경우, 수신기(WTRU)는 다운링크 채널을 추정하고, 다운링크 채널의 정보를 다시 시간 도메인 CSI, 주파수 도메인 CSI, 권장 프로코더 등의 형태로 송신기(AP)에 보낼 수 있다. 명시적 피드백은 어떠한 송신기/수신기 RF 미스매치의 문제도 겪지 않으며, 피드백을 수행하도록 WTRU의 협력을 요구한다.
우세한 고유모드와 명시적 고유모드에 대한 암시적 피드백 및 나머지 고유모드에 대한 명시적 피드백이 개시된다:
Figure 112015038732946-pct00163
는 다운링크 채널
Figure 112015038732946-pct00164
의 SVD로서 정의될 수 있는데,
Figure 112015038732946-pct00165
는 좌측 특이 벡터들이고,
Figure 112015038732946-pct00166
는 내림차순의 특이값들이고,
Figure 112015038732946-pct00167
는 대응하는 우측 특이 벡터들이다.
Figure 112015038732946-pct00168
의 콜렉션은 다운링크 채널
Figure 112015038732946-pct00169
의 제1 우세 고유모드로서 알려질 수 있고,
Figure 112015038732946-pct00170
의 콜렉션은 다운링크 채널
Figure 112015038732946-pct00171
의 제2 우세 고유모드로서 알려질 수 있으며, 나머지도 마찬가지이다.
Figure 112015038732946-pct00172
는 다운링크 채널
Figure 112015038732946-pct00173
의 SVD로서 정의될 수 있는데,
Figure 112015038732946-pct00174
는 좌측 특이 벡터들이고,
Figure 112015038732946-pct00175
는 내림차순의 특이값들이고,
Figure 112015038732946-pct00176
는 대응하는 우측 특이 벡터들이다.
Figure 112015038732946-pct00177
의 콜렉션은 다운링크 채널
Figure 112015038732946-pct00178
의 제1 우세 고유모드로서 알려질 수 있고,
Figure 112015038732946-pct00179
의 콜렉션은 다운링크 채널
Figure 112015038732946-pct00180
의 제2 우세 고유모드로서 알려질 수 있으며, 나머지도 마찬가지이다.
암시적 피드백은 송신기(AP)에서 우세한 고유모드를 획득하는데 사용될 수 있고, 명시적 피드백은 송신기(AP)에서 잔여 고유모드(또는 잔여 고유모드의 일부)를 획득하는데 사용될 수 있다. 일반적으로, 우세한 고유모드는, 만약에 있다면 업링크/다운링크 미스매치에 덜 민감하다.
아래의 예는 우세한 고유모드로서 제1 고유모드를 이용해 개시된다. 송신기는 다운링크
Figure 112015038732946-pct00181
의 추정으로서 업링크 측정으로부터 직접
Figure 112015038732946-pct00182
를 수신할 수 있으며, 이는 그렇지 않으면 명시적으로 피드백되는 것이다. 반면에, 모든 나머지 고유모드
Figure 112015038732946-pct00183
,
Figure 112015038732946-pct00184
등에 대하여, 송신기는 명시적 피드백에 의존할 수 있다. 전체 채널은 다음과 같이 재구성될 수 있다:
Figure 112015038732946-pct00185
식 13
상기에서, 고유모드를 인용할 때, 이는 특이값들과 벡터들
Figure 112015038732946-pct00186
의 콜렉션을 지칭하는 것이다.
일부 경우에, 각각의 모드에 대해 우측 특이 벡터만 필요할 수 있으며, 예를 들어 SU-MIMO 통신이 행해질 수 있을 때 그리하다. 그리하여, 암시적 피드백은 우세한 우측 특이 벡터들 획득하는데에 사용될 수 있고, 명시적 피드백은 나머지 우측 특이 벡터들 획득하는데에 사용될 수 있다.
일부 다른 경우에, 각각의 모드에 대하여 우측 특이 벡터들 만이 아니라 특이 값들도 필요할 수 있다. 그리하여, 암시적 피드백은 우세한 고유모드에 대한 우측 특이 벡터들 및 특이값들을 획득하는데에 사용될 수 있고, 명시적 피드백은 나머지 고유모드에 대한 우측 특이 벡터들 및 특이값들을 획득하는데에 사용될 수 있다.
도 19는 또다른 실시예에 따라 그리고 여기에 기재된 임의의 실시예와 조합하여 사용될 수 있는, 하이브리드 암시적/명시적 피드백을 가능하게 하기 위한 예시적인 프레임 포맷(1900)을 도시한다. MAC 프레임(1919)은 특정 MCS를 사용하여 비우세(non-dominant) 고유모드로부터 실제 피드백 비트를 포함할 수 있다. 피드백 전송에 대한 하나의 공간 스트림(1921)이 수신기측으로부터 피드백을 내보내는데에 사용될 수 있다. 이 경우, STF(1914)에 이어서, 하나의 LTF-1(1915)이 명시적 피드백을 전달하는데 사용될 수 있다. 그러나, 하나보다 많은 LTF가 사용될 수 있으며, 송신기가 전체 업링크 채널을 추정할 수 있게 하기 위하여, LTF의 수는 수신 안테나의 수와 적어도 동일할 수 있다(1920). 이는 도 19에 LTF-2(1916) 내지 LTF-Nr(1917)로 도시되어 있다. 또한, SIG(1918)는, 포함될 수 있는 다른 필드(1911 및 1913)에 추가적으로, 명시적 피드백(1912)의 경우 의존되어야 하는 고유모드의 인덱스들을 포함할 수 있다.
도 20a 및 도 20b는 AP에서 다운링크 및 업링크 채널의 예(2000)를 도시한다. 안테나에 대한 원거리장(far-field) 송신/수신 빔 패턴은 전자기 가역성에 기초하여 등가일 수 있다. 따라서, TDD(시간 분할 듀플렉싱)를 사용한 WLAN 시스템에 대하여, 다운링크(AP로부터 WTRU로)의 전파 채널
Figure 112015038732946-pct00187
은 업링크(WTRU로부터 AP로)의 전파 채널
Figure 112015038732946-pct00188
에 상호적이다(reciprocal). 수학적으로 이는
Figure 112015038732946-pct00189
로 표현될 수 있다. 여기에서,
Figure 112015038732946-pct00190
은 크기 Nr*Nt로 이루어질 수 있으며, Nr은 WTRU 측에서의 수신 안테나의 수이고, Nt는 AP 측에서의 송신 안테나의 수이다.
도 20a 및 도 20b의 예에서, 다운링크 및 업링크에서 AP(2001)와 WTRU 간의 전파 채널은 상호적일 수 있다. 그러나, 간섭은 상호적이지 않을 수 있다. WLAN 시스템에서, 간섭 신호는 인접한 AP 및 WTRU로부터의 WiFi 신호 또는 블루투스(Bluletooth)/마이크로파 신호일 수 있다. 보다 중요하게는, 상이한 I/Q 믹서(mixer)들이 송신기 경로 및 수신기 경로에서 사용될 수 있다. 또한, 상이한 증폭기들이 송신기 경로 및 수신기 경로에서 사용될 수 있다. 마지막으로, 상이한 경로 길이 및 안테나가 송신기 경로 및 수신기 경로에 사용될 수 있다.
도 20a의 예에 도시된 바와 같이, AP(2001)와 WTRU1(2003) 사이의 다운링크의 전파 채널
Figure 112015038732946-pct00191
(2002a)은, I/Q 믹서(2011a), 증폭기(2012a), 및 안테나(2013b 및 2014a)(I/Q 믹서(2011b), 증폭기(2012b), 및 안테나(2013a)가 아니라)를 사용한다. 마찬가지로, AP(2001)와 WTRU2(2004) 사이의 다운링크의 전파 채널
Figure 112015038732946-pct00192
(2002b)은, I/Q 믹서(2011a), 증폭기(2012a), 및 안테나(2013b 및 2014b)를 사용한다.
그러나, 도 20b에 도시된 바와 같이, AP(2001)와 WTRU1(2003) 사이의 업링크의 전파 채널
Figure 112015038732946-pct00193
(2005a)은, I/Q 믹서(2021b), 증폭기(2022b), 및 안테나(2023b 및 2024a)(I/Q 믹서(2021a), 증폭기(2022a), 및 안테나(2023a)가 아니라)를 사용한다. 마찬가지로, AP(2001)와 WTRU2(2004) 사이의 업링크의 전파 채널
Figure 112015038732946-pct00194
(2005b)은, I/Q 믹서(2021b), 증폭기(2022b), 및 안테나(2023b 및 2024b)를 사용한다.
따라서, 무선 전파 경로 뿐만 아니라 아날로그 프론트엔드를 포함하는 전체 채널은 상호적이지 않을 수 있다. RF 왜곡(distortion)은 대각 행렬
Figure 112015038732946-pct00195
로서 모델링될 수 있는데, 여기에서
Figure 112015038732946-pct00196
는 n번째 안테나 경로 상의 진폭 오류를 나타내고,
Figure 112015038732946-pct00197
는 n번째 안테나 경로 상의 위상 오류를 나타낸다. 왜곡 행렬의 대각 구조는 안테나 커플링이 매우 낮다는 가정에 기인하는데, 이는 대부분의 경우에 사실일 수 있다. 안테나 커플링에 의해 야기된 왜곡을 제거하도록 안테나 교정이 사용될 수 있다. 실제로, 전자기기 내의 내부 온도 변화로 인해 그리고 발진기 드리프트로 인해, 빈번한 안테나 교정이 바람직할 수 있다.
도 21은 하이브리드 피드백에 기초한 MU-MIMO 절차의 예(2100)를 도시한다. AP(2101)는 WTRU1(2102)의 어드레스, WTRU2(2103)의 어드레스를 포함할 수 있는 NDPA 프레임(2111)을 전송할 수 있고, 또한 WTRU1(2102)가 명시적 피드백을 수행할 수 있는 반면에 WTRU2(2103)은 암시적 피드백을 수행할 수 있음을 명시할 수 있다. NDPA 프레임(2111) 및 NDP 프레임(2112)을 수신하면, WTRU1(2102)은 채널 추정 및 빔형성 보고를 준비할 수 있으며, WTRU2(2103)은 업링크 사운딩을 준비할 수 있다. 시스템 내의 다른 WTRU들은 동면하기(hibernate)를 선택할 수 있다. 그 다음, AP(2101)는 NDP 프레임(2112)을 WTRU1(2102) 및 WTRU2(2103)에 전송할 수 있다. WTRU1(2102)는 빔형성 보고를 사용하여
Figure 112015038732946-pct00198
에 대응하는 CSI를 포함하는 피드백(2113)을 전송할 수 있다. 이 빔형성 보고는
Figure 112015038732946-pct00199
로써 보내질 수 있으며, 그리하여 AP(2101)에 의해 교정이 행해질 수 있다. 피드백(2113) 패킷 내의 LTF는 AP(2101)가 WTRU1(2102)로부터 업링크 채널을 추정할 수 있게 할 수 있다.
WTRU1(2102)로부터 피드백을 수신하면, AP(2101)는 빔형성 보고로부터 다운링크 채널을 재구성할 수 있다. 동시에, AP(2101)는 LTF에 기초하여 직접 업링크 채널을 추정할 수 있다. 이들 2개의 추정을 이용해, AP(2101)는 순간(instantaneous) 교정 보정(calibration correction) 행렬
Figure 112015038732946-pct00200
을 계산할 수 있다. 그 다음, AP는, 사운딩 패킷(2114)을 전송하도록 WTRU2(2103)에 요청하는 폴 패킷(2117)을 전송할 수 있다. WTRU2(2103)는 업링크 사운딩 패킷(2114)을 전송할 수 있다. AP(2101)는 ACK(2115)를 전송하고, 그 다음 사운딩 패킷(2114)의 프리앰블 내의 LTF에 기초하여 업링크 채널
Figure 112015038732946-pct00201
를 추정할 수 있다. 그 다음, AP(2101)는, 추정된 채널
Figure 112015038732946-pct00202
뿐만 아니라 업링크/다운링크 교정 보정 행렬
Figure 112015038732946-pct00203
을 사용하여, 다운링크 채널
Figure 112015038732946-pct00204
을 추정할 수 있다. 그러면, AP(2101)는
Figure 112015038732946-pct00205
및
Figure 112015038732946-pct00206
에 기초하여 프리코더를 계산하고, 계산된 프리코더를 사용하여 WTRU1(2102) 및 WTRU2(2103)에 공간 MU-MIMO 패킷(2116)을 전송할 수 있다.
이 예시적인 MU-MIMO 하이브리드 피드백 절차는 높은 피드백 오버헤드 없이 빈번한 교정 업데이트를 가능하게 할 수 있다. 교정은 AP(2101)의 송신기와 수신기 체인 사이에 수행될 수 있다. 따라서, MU-MIMO 그룹 내의 임의의 개별 WTRU로 교정 절차를 수행하는 것이 충분할 수 있다. 그룹 내의 임의의 WTRU에 대한 업링크 채널 및 다운링크 채널을 아는 AP는 교정 절차를 수행할 수 있다. 따라서, WTRU1(2102)가
Figure 112015038732946-pct00207
에 의해 교정되면, AP(2101)측으로부터 WTRU2(2103)에 대하여 동일한 교정이 적용될 수 있다. 그 결과, WTRU2의 채널의 명시적 피드백이 필요하지 않을 수 있다.
도 21의 예에서 2개의 WTRU가 사용되었지만, 이 절차는 2개보다 많은 WTRU들에 확장될 수 있다. 명시적 피드백은 WTRU들 중의 하나에 적용될 수 있고, 암시적 피드백이 나머지 WTRU들에 적용될 수 있다. 명시적 피드백에 어느 WTRU가 사용될 수 있는지 선택하기 위해 복수의 기준들이 평가될 수 있다. 예를 들어, 가장 강한 RSSI를 갖는 WTRU가 선택될 수 있다.
도 22 및 도 23은 또 다른 실시예에 따라 그리고 여기에 기재된 임의의 실시예와 조합하여 사용될 수 있는, 빔형성 보고의 우선순위화(prioritization)가 어떻게 수행될 수 있는지의 예를 도시한다.
압축 빔형성 보고는 IEEE 802.11ac에서 사용되는데, 각각의 우측 특이 행렬이 복수의 유니터리 행렬들로 분해될 수 있으며 각각의 유니터리 행렬은 파라미터 각도(parametric angle)
Figure 112015038732946-pct00208
([0,2π]의 범위 내) 또는
Figure 112015038732946-pct00209
([0,π/2]의 범위 내)로 표현된다. 그 다음, 각각의 각도는 그의 범위 내에서 균일하게 양자화될 수 있으며, 유한 수의 비트
Figure 112015038732946-pct00210
로 표현되는데, 여기에서 t는 각도를 표현할 비트의 수이고,
Figure 112015038732946-pct00211
는 최하위 비트(LSB; least significant bit)이고,
Figure 112015038732946-pct00212
는 최상위 비트(MSB; most significant bit)이다. SU/MU 동작 또는 원하는 정확도에 따라, t=4,5,6,7,8, 또는 9이고, 이는 구성가능할 수 있다.
그러나, 각각의 각도에 대한 상이한 피드백 비트들
Figure 112015038732946-pct00213
은 상이한 가중치들을 반송하고, 그 결과 상이한 피드백 비트들의 오류들이 일반적으로 피드백 품질에 상이한 영향을 미칠 수 있다. 예를 들어,
Figure 112015038732946-pct00214
([0,π/2]의 범위 내)에 대하여,
Figure 112015038732946-pct00215
의 비트 오류는
Figure 112015038732946-pct00216
의 비트 오류보다 훨씬 더 작은 영향을 미칠 수 있는데, 특히 t에 대하여 큰 값을 갖는 경우 그러하다. 따라서, 보다 중요한(significant) 비트(MSB 또는 그의 가장 가까운 이웃)는 덜 중요한 비트(LSB 또는 그의 가장 가까운 이웃)보다 더 안접한 보호를 필요로 할 수 있다.
도 22는 MSB의 개선된 보호 및 보안을 가능하게 하기 위하여 동일하지 않은(unequal) 중요도의 피드백 비트들의 동일하지 않은 보호가 적용되는 예(2200)를 도시한다. 동일하지 않은 중요도를 갖는 상이한 피드백 비트들은 가능하면 상이한 MCS를 통해 상이하게 보호될 수 있다. 모든 각도들의 MSB들을 MSB 서브프레임으로 함께 그룹핑하고 모든 각도들의 LSB들을 LSB 서브프레임으로 함께 그룹핑하는 것이 가능할 수 있다. 그 다음, 상이한 오류 보호 메커니즘들이 사용될 수 있다. 예를 들어, MSB 서브프레임을 반송하는 데에 보다 강건한 MCS(더 낮은 코드 레이트, 더 작은 콘스탈레이션 크기)가 사용될 수 있다. 반면에, LSB 서브프레임을 반송하는데에는 덜 강건한 MCS(더 높은 코드 레이트, 더 큰 콘스탈레이션 크기)가 사용될 수 있다.
도 22의 예는 통합(aggregate) MPDU(A-MPDU)(2210, 2211, 2212)를 사용함으로써 피드백 비트들의 동일하지 않은 보호를 가능하게 한다. 단일 A-MPDU(2211) 내에서, MSB 서브프레임 및 LSB 서브프레임(2214)은 독립적인 서브프레임 다음에 패드 필드(2215)로서 함께 통합될 수 있다. MPDU 딜리미터(delimiter)(2213) 내의 예약(reserved) 비트(2217)는 MCS 표시의 목적으로 재사용될 수 있다. MPDU 딜리미터(2213)는 또한, EOF(end of frame) 필드(2216), MPDU 길이 필드(2218), CRC 필드(2219), 및 딜리미터 시퀀스(2220)를 포함할 수 있다. 피드백 비트들의 이러한 동일하지 않은 오류 보호는 피드백 링크에서 보다 효율적인 무선 자원 이용을 가능하게 할 수 있다.
도 23은 동일하지 않은 중요도의 피드백 비트들에 대한 분리된 CRC 체크들이 또한 상이한 피드백 비트들의 오류 이벤트들을 구별하는 것을 도우는데 사용될 수 있는 예(2300)를 도시한다. CRC 실패에 이어서 전체 피드백 패킷을 폐기하는 대신에, 분리된 CRC들(2313 및 2319)이 피드백 컨텐츠에 적용될 수 있으며, 피드백 컨텐츠는 복수의 서브프레임들로 나누어질 수 있다. 이 방식에서, 각각의 서브프레임에 분리된 CRC가 공급될 수 있으며, 그리하여 CRC 실패한 서브프레임만 폐기될 수 있다. 한편, CRC 통과한 다른 서브프레임은 계속해서 유용한 채널 정보를 제공하도록 송신기에 피드백될 수 있으며, 이는 빔형성에 사용되거나 사용자 선택 또는 간섭 조정을 돕는데 사용될 수 있다.
이 예는 여기에서의 다른 실시예에 기재된 바와 같은 A-MPDU 통합과 조합하여 사용될 수 있다. 예를 들어, 부가의 단계는, 피드백 프레임을 그의 중요도에 따라 복수의 서브프레임들로, 예를 들어 각각 개별 CRC(2313 및 2319)를 갖는 MSB MPDU 서브프레임(2315) 및 LSB MPDU 서브프레임(2321)으로 나누는 것일 수 있다. 그 결과, LSB MPDU 서브프레임(2321)이 CRC 실패하고 MSB MPDU 서브프레임(2315)이 CRC 통과한 경우, 빔형성에 있어서, MU-MIMO에 대한 사용자 선택에 있어서, 또는 간섭 조정에 있어서 돕기 위한 어느 정도의 채널 정보가 여전히 존재할 수 있다.
이 방법의 하나의 적용은, SU/MU 피드백 둘 다 수행되고 있을 때이다. 예를 들어, MU 피드백은 각각의 각도에 대하여 3개의 추가 비트를 사용할 수 있다. 그 결과, SU 피드백에서 각각의 각도
Figure 112015038732946-pct00217
에 대하여 4비트 양자화가 사용될 때, MU 피드백 모드에서 각각의
Figure 112015038732946-pct00218
에 대하여 7비트 양자화가 사용될 수 있다. 이 경우에, 전체 피드백 프레임은 2개의 서브프레임, 즉 각각의 각도에 대하여 4개의 보다 중요한 비트를 포함하는 SU 서브프레임 및 각각의 각도에 대하여 나머지 3개의 덜 중요한 비트를 포함하는 MU 서브프레임으로 분리될 수 있다. 이러한 경우, MSB MPDU 서브프레임(2315)(SU 피드백에 대하여)이 CRC 통과하고 LSB MPDU 서브프레임(2321)(MU 피드백에 대하여)이 CRC 실패한 경우, 전혀 어떠한 전송도 하지 않는 대신에, 구현 의존적인 SU 빔형성 또는 다른 전송 스키마가 수행될 수 있다. 도 23의 예는, 각각의 피드백 서브프레임이 또한, 각각 EOF 필드(2310 및 2323), 각각 MCS 필드(2311 및 2317), 각각 MPDU 길이 필드(2312 및 2318), 각각 딜리미터 시퀀스(2314 및 2320), 및 각각 패드 필드(2316 및 2322)를 가지고 보내질 수 있음을 보여준다.
빔형성이 사용될 때, 프리앰블은 LTF가 데이터에 대하여 사용된 것과 동일한 프리코딩 행렬을 이용해 빔형성되도록 설계될 수 있다. 이 프리코딩 행렬은 보통 SVD로부터의 우측 특이 행렬 V이다. 그 다음, LTF를 사용하여 수신기에서 복소 채널(물리 채널 + 프리코딩 행렬)이 추정될 수 있다. 복소 채널이 반드시 평탄한(smooth) 것은 아니므로, 최소 자승 스무딩과 같은 채널 추정 기술이 수신기에서 사용될 수 없다.
도 24는 또 다른 실시예에 따라 수신기에서 스무딩을 가능하게 할 수 있는 예시적인 프리앰블 구조(2400)를 도시하며, 여기에 기재된 임의의 다른 실시예와 조합하여 사용될 수 있다. OSTF(2411) 및 OLTF(2412) 필드는 옴니 모드에서 보내질 수 있고, 스무딩 방법을 사용하여 직접 물리 채널을 추정하도록 수신기에 의해 사용될 수 있다. OLTF(2412)의 수는 각각의 송신 안테나에 대하여 채널을 추정하기에 충분할 수 있다. 그 다음, 빔형성이 STF(2413)로부터 시작될 수 있으며, STF(2413)는 수신기에서 자동 이득 제어(AGC; automatic gain control)을 설정하는데 사용될 수 있다. 이러한 프리앰블을 가능하게 하기 위하여, 수신기는 STF(2413), SIG(2414), 및 DATA(2415) 필드에 기초하여 사용될 수 있는 프리코딩 행렬을 개별적으로 알 수 있다.
도 25는 상기 기재된 프리앰블을 사용하여 빔형성을 가능하게 하는, 단일 사용자 빔형성을 위한 예시적인 시그널링 절차(2500)를 도시한다. AP일 수 있는 빔형성기(BFer)(2501)는 NDPA(2511)에 이어 NDP(2512)를 보낼 수 있다. WTRU일 수 있는 빔형성자(BFee)(2502)는 채널 추정을 수행하도록 NDP(2512)를 사용할 수 있고 원하는 경우 스무딩 방법을 사용할 수 있다. 그 다음, BFee(2502)는 프리코딩 행렬을 계산할 수 있고, 압축 피드백 또는 기타 피드백 방법을 사용하여 BF 피드백 프레임(2513)에서 프리코딩 행렬을 전송할 수 있다. 그 다음, BFer(2501)는 데이터를 전송하도록 BFee(2502)로부터 수신한 프리코더 행렬 및 프리앰블을 사용할 수 있다. 프리앰블 구조는 옴니 모드에서 전송된 OSTF(2514) 및 OLTF(2515) 필드와, STF(2516) 및 SIG(2517) 필드에 이어 데이터 패킷(2518)을 포함할 수 있다. 그 다음, BFee(2502)는 물리 채널을 추정하도록 옴니 LTF를 사용할 수 있고, 원하는 경우 스무딩을 사용할 수 있다. 그 다음, BFee(2502)는 데이터 패킷(2518)을 디코딩하도록 채널 사운딩 단계 동안 계산한 프리코딩 행렬을 사용할 수 있다. 이 절차는 둘 다의 링크 상의 채널 추정의 스무딩 및 성능 향상을 가능하게 할 수 있다. BFee(2502)는 채널 추정을 더 정제하도록(refine) NDP(2512) 및 OLTF(2515)로부터 계산한 채널 추정을 결합할 수 있다.
도 26은 도 24의 프리앰블 구조 및 도 25의 시그널링 절차를 사용하여 스무딩이 데이터 전송에 대해 가능하게 될 때로부터의 시뮬레이션 결과(2600)를 도시한다. 도 26의 예는, 사운딩 및 전송에 대한 완벽한 채널(2611), 사운딩 전송에 대해 최소 자승(LS; least square) 추정을 적용한 채널(2612), 전송에 대해 제로포싱(ZF; zero-forcing) 및 사운딩에 대해 LS 추정을 적용한 채널(2613), 그리고 전송에 대해 ZF 및 사운딩에 대해 ZF를 적용한 채널(2614)에 대해 레이트 1/2 이진 위상 시프트 키잉(BPSK; binary phase-shift keying)을 사용한 100 ns rms 지연 확산 채널들에 대하여 약 0.75 dB의 성능 개선이 달성될 수 있다는 것을 보여준다.
마찬가지로, 사운딩 및 전송에 대한 완벽한 채널(2621), 사운딩 및 전송에 대해 LS 추정을 적용한 채널(2622), 전송에 대해 ZF 및 사운딩에 대해 LS 추정을 적용한 채널(2623), 그리고 전송에 대해 ZF 및 사운딩에 대해 ZF를 적용한 채널(2624)에 대해 레이트 5/6 64 QAM(Quadrature amplitude modulation)을 사용한 100 ns rms 지연 확산 채널들에 대하여 또한 약 0.75 dB의 성능 개선이 달성될 수 있다.
도 27은 MU MIMO에 대한 예시적인 시그널링 절차(2700)를 도시한다. AP일 수 있는 BFer(2701)는 NDPA(2711)에 이어 NDP(2712)를 보낼 수 있다. 그 다음, WTRU일 수 있는 BFee1(2702) 및 제2 WTRU일 수 있는 BFee2(2703)은 BFer(2701)에 자신의 개별 BF 피드백 패킷들(2713 및 2715)을 전송할 수 있다. 이 예에서, BFer(2701)는 또한, BFee1(2702) 및 BFee2(2703)에 폴(2714)을 전송할 수 있다. 그 다음, BFer(2701)는 사용될 프리코더 행렬을 계산할 수 있고, 옴니 모드에서 가중치 공표(WA; weight announcement) 프레임(2716)에서 이 정보를 전송할 수 있다. SIFS 간격 후에, MU 데이터 패킷(2721)이 상기 기재된 프리앰블 구조를 사용하여 전송될 수 있다. 구체적으로, MU 데이터는 OSTF(2717), OLTF(2718), STF(2719), 및 SIG(2720) 필드와 함께 전송될 수 있다.
WA 프레임(2716)은 옴니 모드에서 전송될 수 있으므로, 그 다음의 MU 데이터 패킷(2721)보다 더 강건할 수 있고 오류 없이 수신될 수 있다. 절차에 대한 수정은, WA 프레임(2716)이 모든 BFee들에 의해 오류없이 수신될 수 있음을 보장하기 위하여, 프리코딩된 데이터 패킷(2721)의 전송 전에 BFer(2701)과 BFee들(2702 및 2703) 사이의 ACK 교환을 가능하게 할 수 있다.
BFee1(2702)와 BFee2(2703)가 서로 전송을 수신할 수 있고 BF 피드백 패킷(2713 및 2715)을 서로 디코딩할 수 있는 능력을 갖는 경우에, WA 프레임은 더 단순화될 수 있다. MU-MIMO 가중치 계산 스키마들의 세트가 미리 정의되고 그에 MU-MIMO 가중치 모드 인덱스가 할당될 수 있다. 예를 들어, 인덱스 0는 ZF를 나타낼 수 있고, 인덱스 1은 MMSE를 나타낼 수 있는 것 등이다. BFer(2701)과 BFee1(2702) 및 BFee2(2703)은, 이들 미리 정의된 MU-MIMO 가중치 계산 알고리즘들이 수행될 수 있는 방법을 정확하게 알고 있을 수 있다. 그 결과, WA 프레임(2716)은 MU-MIMO 가중치들의 풀 세트를 전송할 필요 없이 MU-MIMO 가중치 모드 인덱스를 포함할 수 있다. 대안으로서, WA 프레임(2716)이 생략될 수 있고, MU-MIMO 가중치 모드 인덱스가 NDPA 프레임(2711)에서 전송될 수 있다. 이 방식에서, NDPA 프레임(2711)은 이 인덱스를 포함하도록 수정될 수 있다. BFee2(2703)로부터 BF 피드백(2715)을 수신하면, BFee1(2702)는 BFee2(2703)로부터의 채널 피드백 및 자신의 채널에 따라 사용될 MU-MIMO 가중치를 계산할 수 있다. BFee2(2703)는 동일한 방식으로 자체적으로 MU-MIMO 가중치를 계산할 수 있다.
수신기에서의 프로세싱 또한 스무딩을 가능하게 할 수 있다. 송신기에서의 안테나의 수가
Figure 112015038732946-pct00219
로서 정의될 수 있고, 수신기에서의 안테나의 수 및 데이터 스트림의 수가
Figure 112015038732946-pct00220
로서 정의될 수 있는데,
Figure 112015038732946-pct00221
이다. 그러면, 주파수 빈
Figure 112015038732946-pct00222
에 대해 수신된 신호 벡터
Figure 112015038732946-pct00223
가 다음과 같이 표현될 수 있다:
Figure 112015038732946-pct00224
식 14
여기에서,
Figure 112015038732946-pct00225
는 길이
Figure 112015038732946-pct00226
의 수신된 벡터이고,
Figure 112015038732946-pct00227
는 길이
Figure 112015038732946-pct00228
의 전송된 데이터 벡터일 수 있으며,
Figure 112015038732946-pct00229
는
Figure 112015038732946-pct00230
의 복소 추가 가우시안 노이즈 벡터이다. 그 다음, 채널 행렬
Figure 112015038732946-pct00231
은
Figure 112015038732946-pct00232
에 의해 주어진 SVD 분해로
Figure 112015038732946-pct00233
로서 정의될 수 있는데, 여기에서
Figure 112015038732946-pct00234
및
Figure 112015038732946-pct00235
는 유니터리 행렬들이고,
Figure 112015038732946-pct00236
는 음이 아닌 실수 특이값들의 대각 행렬이다. 데이터를 프리코딩하는데 우측 특이 행렬
Figure 112015038732946-pct00237
이 사용된다고 가정할 수 있다. 따라서, 상기 수신된 신호 모델은 다음으로 축소될 수 있다:
Figure 112015038732946-pct00238
식 15
보통, 복소 채널 행렬
Figure 112015038732946-pct00239
은 LTF로부터 직접 추정되고 후속 데이터 디코딩에 사용된다. 그러나, 그렇게 함으로써, 어떠한 채널 스무딩도 행해지지 않을 수 있다.
대안으로서, SVD가 수신기에서 수행되었기 때문에, 이는 이미 좌측 특이 행렬
Figure 112015038732946-pct00240
을 획득하였을 수 있고, 따라서 다음과 같이 명시적으로 사용될 수 있다:
Figure 112015038732946-pct00241
식 16
이제, 다음과 같이 데이터 스트림 단위기준으로 채널 추정이 행해질 수 있다.
Figure 112015038732946-pct00242
의 i번째 요소를 고려하자:
Figure 112015038732946-pct00243
식 17
Figure 112015038732946-pct00244
벡터
Figure 112015038732946-pct00245
,
Figure 112015038732946-pct00246
,
Figure 112015038732946-pct00247
, 및 데이터 행렬
Figure 112015038732946-pct00248
를 정의하자. 그러면, i번째 데이터 스트림에 대하여:
Figure 112015038732946-pct00249
식 18
채널 벡터
Figure 112015038732946-pct00250
의 요소들은 전부 정의에 의해 음이 아닌 실수값들인 특이값들로 구성될 수 있음을 유의하자. 이들은 주파수 도메인에서 채널 계수들일 수 있으므로, 등가의 시간-도메인 응답
Figure 112015038732946-pct00251
이 대칭일 수 있으며, 즉
Figure 112015038732946-pct00252
이다.
Figure 112015038732946-pct00253
은 크기
Figure 112015038732946-pct00254
의 푸리에(Fourier) 행렬로서 정의될 수 있다. 그러면:
Figure 112015038732946-pct00255
식 19
시간에 있어서 채널 임펄스 응답
Figure 112015038732946-pct00256
의 길이가 보통 FFT 크기
Figure 112015038732946-pct00257
보다 훨씬 더 작다는 사실은, 다음과 같이
Figure 112015038732946-pct00258
행렬
Figure 112015038732946-pct00259
및
Figure 112015038732946-pct00260
벡터
Figure 112015038732946-pct00261
를 형성하는데 사용될 수 있다:
Figure 112015038732946-pct00262
식 20
Figure 112015038732946-pct00263
식 21
여기에서,
Figure 112015038732946-pct00264
는
Figure 112015038732946-pct00265
의 j번째 열이고,
Figure 112015038732946-pct00266
는
Figure 112015038732946-pct00267
의 j번째 컴포넌트이다. 식 19의 결과는 다음과 같이,
Figure 112015038732946-pct00268
로 다시 쓰일 수 있고, 식 18에 삽입되어
Figure 112015038732946-pct00269
을 얻는다.
이제
Figure 112015038732946-pct00270
에 대한 최소 자승 추정이 다음과 같이 획득될 수 있다:
Figure 112015038732946-pct00271
식 22
최소 자승 대신에, 잡음 분산(noise variance)의 추정을 사용하여, MMSE(minimum-mean-squared-estimate)가 또한 획득될 수 있다. 도 28은 상기 알고리즘이 사용될 때 채널 추정 평균-자승-오류(mean-squared-error)에 있어서의 개선을 보여준다(2800). 도 28에서, 상기 알고리즘은,
Figure 112015038732946-pct00272
을 사용한 50 ns rms 지연 확산 레일리 페이딩 채널 및
Figure 112015038732946-pct00273
와
Figure 112015038732946-pct00274
을 사용한 15 ns rms 지연 확산 레일리 페이딩 채널로써 40 MHz 대역폭에 걸쳐 4x1 빔형성된 시스템과 함께 사용될 수 있다. LS 추정(2802)은 50 ns 채널에 대하여 ZF 채널 추정(2801a) 이상으로 7.4 dB 이득을 제공한다고 결정될 수 있다. LS 추정(2803)은 15 ns채널에 대하여 ZF 채널 추정(2801b) 이상으로 11.8 dB 이득을 제공한다. ZF 채널 추정(2801a 및 2801b)은 스무딩을 수행하지 않기 때문에 채널 지연 확산에 관계없이 동일한 성능을 갖는다.
또 다른 실시예에 따른 코드북 설계가 여기에 기재되고, 이는 여기에 기재된 임의의 다른 실시예와 조합하여 사용될 수 있다. 먼저, 균일 직사각형 어레이(URA; uniform rectangular array)에 대한 LOS 코드북이 개시된다.
도 29는 9개의 송신 안테나(3x3 직사각형 셋업) 및 1개의 수신 안테나(2900)를 갖는 예를 도시한다. 송신기가 균일 직사각형 어레이를 구비하는 경우, LOS 코드북이 사용될 수 있는데, 각각의 코드워드는 다음 형태로 이루어진다:
Figure 112015038732946-pct00275
식 23
여기에서,
Figure 112015038732946-pct00276
식 24
Figure 112015038732946-pct00277
식 25
도 29의 예에서, d 및 g는 각 방향으로 균일한 안테나 간격이고, λ는 파장이고,
Figure 112015038732946-pct00278
는 스티어링 각도(steering angle)이다. 안테나 요소들(2901, 2902, 2904, 2903, 2905, 2907, 2906, 2908, 및 2909)은 식 23의 제1 요소 내지 제9 요소에 대응하여 각각 1 내지 9로 라벨링된다. 안테나 요소들의 상이한 라벨링은 식 23에서 엔트리들의 리셔플(reshuffling)을 초래할 것이다. 균일한 안테나 간격(2911a, 2911b, 2911c, 2911d, 2911e, 및 2911f)는 간격 g에 대응한다. 마찬가지로, 균일한 안테나 간격(2912a, 2912b, 2912c, 2912d, 2912e, 및 2912f)은 간격 d에 대응한다. 스티어링 각도(2921a, 2921b, 및 2921c)는
Figure 112015038732946-pct00279
에 대응한다.
식 23은 동일 코드북 내의 모든 코드워드들이 따를 수 있는 일반 형태를 제공하지만, 실제 파라미터
Figure 112015038732946-pct00280
및
Figure 112015038732946-pct00281
는 코드워드마다 상이할 수 있다.
변수
Figure 112015038732946-pct00282
및
Figure 112015038732946-pct00283
는 [0,2π]의 범위 내에서 양자화될 수 있다. 도 30은 이용 가능한 범위의 예(3000)를 도시한다. 범위의 미세 조정도 또한 가능할 수 있다. 예를 들어,
Figure 112015038732946-pct00284
(또는
Figure 112015038732946-pct00285
)는 π/4(3001), 3π/4(3002), 5π/4(3003), 및 7π/4(3004)의 4개의 상이한 값들 중의 하나로 양자화될 수 있으며, 이들은 2 비트를 소비할 수 있다. 도 30에 도시된 바와 같이, 0과 π/2(3011) 사이의 임의의 각도는 π/4(3001)로 양자화될 수 있고, π/2(3011)와 π(3012) 사이의 임의의 각도는 3π/4(3002)로 양자화될 수 있고, π(3012)와 3π/2(3013) 사이의 임의의 각도는 5π/4(3003)로 양자화될 수 있고, 3π/2(3013)과 2π(3014) 사이의 임의의 각도는 7π/4(3004)로 양자화될 수 있다.
대안으로서,
Figure 112015038732946-pct00286
및
Figure 112015038732946-pct00287
둘 다는 스티어링 각도
Figure 112015038732946-pct00288
에 따라 좌우되므로, 스티어링 각도
Figure 112015038732946-pct00289
는 직접 양자화될 수 있고, LOS 코드북 내의 각각의 코드워드는 다음과 같은 형태를 취할 수 있다:
Figure 112015038732946-pct00290
식 26
마찬가지의 코드북 구조가 상이한 수의 안테나 요소들에 대하여 간단한 방식으로 확장될 수 있다. 일반적으로, d가 수평 방향의 단위 거리이고 g가 수직 방향의 단위 거리인 경우에,
Figure 112015038732946-pct00291
이 원래의(상부 좌측 코너 안테나 어레이 요소) 안테나 요소와 i번째 안테나 요소 사이의 단위 거리의 수에 대한 거리인, N요소 직사각형 안테나 어레이에 대하여, 코드북 내의 각각의 코드워드는 다음과 같은 형태를 취할 수 있다:
Figure 112015038732946-pct00292
식 27
식 21은 동일 코드북 내의 모든 코드워드들이 따를 수 있는 일반 형태를 제공하지만, 실제 파라미터
Figure 112015038732946-pct00293
및
Figure 112015038732946-pct00294
는 코드워드마다 상이할 수 있다. 실제로, 파라미터
Figure 112015038732946-pct00295
및
Figure 112015038732946-pct00296
만(또는 대안으로서, 스티어링 각도
Figure 112015038732946-pct00297
) 양자화되어 피드백될 수 있다.
대안으로서 또는 추가적으로, 안테나 어레이 크기를 증가시키지 않고서 안테나 요소들의 수를 두 배로 더 만들기 위해 이중 편파(dual polarization)가 URA의 상부에 사용될 수 있다. 8개의 송신 안테나(2x2 수평 URA 및 2x2 수직 ULA) 및 1개의 수신 안테나가 예로서 사용될 수 있다. 이 8-tx 예에서, 처음 4개의 송신 안테나는 수평 편파를 공유할 수 있고 URA 구조를 취할 수 있으며, 마지막 4개의 안테나는 수직 편파를 공유할 수 있고 또한 URA 구조를 취할 수 있다. 이러한 URA-XOP 안테나 어레이에 대하여, LOS 코드북 내의 각각의 코드워드는 다음과 같은 형태를 취할 수 있다:
Figure 112015038732946-pct00298
식 28
수평 도메인에서의 스티어링 각도는 수직 도메인에서의 스티어링 각도와 동일할 수 있다. 각도
Figure 112015038732946-pct00299
는 수평 편파와 수직 편파 사이의 위상 차이를 나타낸다. 식 28은 동일 코드북 내의 모든 코드워드들이 따를 수 있는 일반 형태를 제공하지만, 실제 파라미터
Figure 112015038732946-pct00300
및
Figure 112015038732946-pct00301
와
Figure 112015038732946-pct00302
는 코드워드마다 상이할 수 있다. 실제로, 파라미터
Figure 112015038732946-pct00303
및
Figure 112015038732946-pct00304
와
Figure 112015038732946-pct00305
만 양자화되어 피드백될 수 있다.
식 28의 코드북 구조는 랭크(rank)-1 전송을 지원할 수 있다. 랭크-2 전송을 지원하기 위해, LOS 코드북 내의 각각의 코드워드는 다음과 같은 형태를 취할 수 있다:
Figure 112015038732946-pct00306
식 29
식 29의 설계에 의해 제2 열은 제1 열에 직교인 것이 보장된다는 것을 주목한다.
마찬가지의 코드북 구조가 상이한 수의 안테나 요소들 및 다른 편파 조합들에 대하여 간단한 방식으로 확장될 수 있다.
또 다른 실시예에 따른 균일 원형 어레이(UCA; uniform circular array)에 대한 LOS 코드북 설계가 여기에 기재되고, 여기에 기재된 임의의 다른 실시예와 조합하여 사용될 수 있다. 도 31은 비교적 제한된 안테나 어레이 크기를 가지고 안테나 요소들의 수를 더 증가시키도록 원형 어레이가 어떻게 사용될 수 있는지의 예(3100)를 도시한다. Nt개의 송신 안테나 및 1개의 수신 안테나가 예로서 사용되며, Nt개의 송신 안테나(3101, 3102, 3103, 3104, 3105, 3106, 3107, 및 3108)는 반경 r(3111)을 갖는 균일한 원에 균일하게 분포된다. 각각의 안테나 요소는 원점을 통해 가는 고정 기준선(도면에서 수평 점선)에 대해
Figure 112015038732946-pct00307
의 각도(3112)로 배치된다. 스티어링 각도
Figure 112015038732946-pct00308
(3113)는 도 31에서 수직 점선을 참조한다. 도시된 바와 같은 이러한 UCA 어레이에 대하여, LOS 코드북이 사용될 수 있으며, 코드북 내부의 각각의 코드워드는 다음과 같은 형태를 취한다:
Figure 112015038732946-pct00309
식 30
여기에서,
Figure 112015038732946-pct00310
식 31
하나보다 많은 송신 안테나 어레이 기하형태/구조가 지원될 때, 전체 LOS 코드북은 상기 도시된 상이한 LOS 코드북들의 연쇄(concatenation)일 수 있다.
또 다른 실시예에 따른 상위 랭크(higher rank) 코드북이 여기에 기재되고, 여기에 기재된 임의의 실시예와 조합하여 사용될 수 있다. 다음 방법은 직교 행렬
Figure 112015038732946-pct00311
및 랭크-1 코드워드 P0에 기초하여 랭크-N 코드워드 W0를 구성하는데 사용될 수 있다.
Figure 112015038732946-pct00312
가 N*n 직교 행렬로서 선택될 때, 랭크-n 코드워드를 구성하도록 동일한 방법이 사용될 수 있다.
다음 식
Figure 112015038732946-pct00313
식 32
을 랭크-1 코드북 내의 임의의 코드워드라고 하자. 코드워드의 모든 엔트리들은 동일 진폭을 공유할 수 있다.
Figure 112015038732946-pct00314
을 임의의 직교 행렬이라 하자(
Figure 112015038732946-pct00315
은
Figure 112015038732946-pct00316
의 제1 열이고,
Figure 112015038732946-pct00317
는
Figure 112015038732946-pct00318
의 제2열이고, ...,
Figure 112015038732946-pct00319
은
Figure 112015038732946-pct00320
의 N번째 열임).
행렬
Figure 112015038732946-pct00321
와 벡터
Figure 112015038732946-pct00322
간의 행렬-벡터 곱을 다음과 같이 정의하자:
Figure 112015038732946-pct00323
식 33
그리하여, 곱 행렬의 i번째 열은
Figure 112015038732946-pct00324
와
Figure 112015038732946-pct00325
의 i번째 열 간의 요소별 곱이다.
상기 방법이 랭크-1 코드북 내의 모든 랭크-1 코드워드에 적용될 때, 모든 랭크-n 코드워드를 포함하는 새로운 랭크-n 코드북이 구성될 수 있다.
또 다른 실시예에 따른 다중해상도(multi-resolution) 명시적 피드백이 여기에 기재되고, 여기에 기재된 임의의 다른 실시예와 조합하여 사용될 수 있다.
명시적 피드백에 있어서, 피드백된 정보는 유한 수의 비트
Figure 112015038732946-pct00326
로 표현될 수 있는데, 여기에서
Figure 112015038732946-pct00327
는 피드백 타입에 따른 각도 또는 스칼라를 나타낼 비트 수이며, 이는 피드백 정밀도(precision)라 지칭될 수 있다. 이 표현에서,
Figure 112015038732946-pct00328
는 최하위 비트(LSB)이고,
Figure 112015038732946-pct00329
는 최상위 비트(MSB)이다. SU/MU 동작 또는 원하는 정확도에 따라, t=4, 5, 6, 7, 8, 또는 9이고, 이는 구성 가능할 수 있다. 정보는 명시적 CSI 피드백, 비압축 빔형성 가중치 피드백으로부터 균일하게 양자화된 스칼라를 나타낼 수 있으며, 또는 기븐스 회전 기반의 분해 압축 빔형성 가중치 피드백으로부터의 양자화된 파라미터 각도
Figure 112015038732946-pct00330
([0,2π]의 범위 내) 또는
Figure 112015038732946-pct00331
([0,π/2]의 범위 내)를 나타낼 수 있다.
도 32는 다중해상도 명시적 피드백의 예(3200)를 도시한다. 다중해상도 피드백에서, 채널은 복수의 개별 요소들 또는 인스턴스들에서(예를 들어 시간 또는 주파수에 걸쳐) 피드백될 수 있다. 또한,
Figure 112015038732946-pct00332
개의 MSB가 하나의 인스턴스 또는 요소에서 보내질 수 있고,
Figure 112015038732946-pct00333
개의 LSB가 두 번째 인스턴스 또는 요소에서 보내질 수 있다. 그 다음, AP는 풀(full) 정밀도
Figure 112015038732946-pct00334
비트 피드백을 형성하도록 피드백 요소들을 결합할 수 있다. 이 방식에서, 시스템은 피드백의 양을 업링크 채널 용량으로 적응시킬 수 있고, 높은 피드백 정확도를 요구하는 스키마에 필요한 피드백 정확도를 여전히 달성할 수 있다.
Figure 112015038732946-pct00335
개의 LSB에 대해서만 채널의 변경이 있는 경우에 감소된 피드백 오버헤드로 채널 추적도 또한 가능할 수 있다. 둘 다의 경우, MSB는 이 기간 동안 변하지 않을 수 있다. 도 32의 예에서, 피드백 인스턴스 1(3201), 피드백 인스턴스 2(3202), 피드백 인스턴스 3(3203), 피드백 인스턴스 4(3204), 피드백 인스턴스 5(3205), 피드백 인스턴스 6(3206), 및 피드백 인스턴스 7(3207)는 개별 피드백 인스턴스들을 결합하는 것이 피드백 채널의 정확도를 증가시키는 방식으로 사용될 수 있다.
도 33은 다중해상도 피드백을 셋업하기 위한 예시적인 시그널링 패킷(3300)을 도시한다. AP 또는 WTRU가 특정 다중해상도 피드백 파라미터를 요청할 수 있게 하도록 정보는 다중해상도 피드백 초기화 MAC 패킷에 배치될 수 있다. 파라미터가 인지되고 수락되었음을 확인응답하도록 다중해상도 피드백 ACK가 보내질 수 있다. CSI 피드백, 비압축 빔형성 가중치 피드백, 또는 기븐스 회전 기반의 압축 빔형성 가중치 피드백을 포함하지만 이에 한정되는 것은 아닌, 사용된 명시적 피드백 타입(3301)이 포함될 수 있다. 전체 피드백 정밀도(3302)가 포함될 수 있다. 명시적 CSI 또는 비압축 빔형성 가중치 기반의 피드백에서, 단일 피드백 정밀도 값이 있을 수 있다. 기븐스 회전 기반의 피드백에서, 2개의 독립적인 피드백 정밀도 값이 있을 수 있다(각도
Figure 112015038732946-pct00336
에 대하여 하나 그리고 각도
Figure 112015038732946-pct00337
에 대하여 하나). 원하는 피드백 정밀도로 채널을 피드백하는데 요구되는 해상도 요소의 수(3304)가 포함될 수 있다. 예를 들어, 다중해상도 피드백은 둘보다 많은 피드백 요소 또는 인스턴스를 의미한다. 각각의 피드백 요소 또는 인스턴스의 식별자 및 해상도가 포함될 수 있다. 각각의 피드백 요소 또는 인스턴스에 피드백 해상도 인덱스 및 대응하는 피드백 해상도가 비트로 할당될 수 있다. 모든 요소들 또는 인스턴스들에 대한 피드백 해상도 비트의 합은 전체 피드백 정밀도와 같을 수 있다. 예를 들어, 다중해상도 피드백에서, 인스턴스 1에 FB 해상도 1, n 비트(3305)가 할당되고, 인스턴스 2에 FB 해상도 2, t-n 비트(3306)가 할당된다. 기븐스 회전 기반의 분해 피드백의 경우,
Figure 112015038732946-pct00338
에 대한 인스턴스 1 및 2에 FB 해상도 1, n 비트(3305)와 FB 해상도 2, t-n 비트(3306)가 할당될 수 있으며,
Figure 112015038732946-pct00339
에 대한 인스턴스 1 및 2에 FB 해상도 1, m 비트와 FB 해상도2, u-m 비트가 할당될 수 있고, 여기에서 t와 u는 비트로 전체 정밀도일 수 있고, n과 m은 제2 인스턴스의 해상도일 수 있다. 전체 피드백 정밀도 필드(3303) 및 추가의 FB 인덱스 1(3306)와 FB 인덱스 2(3308)가 또한 포함될 수 있다.
도 34는 기븐스 회전 기반의 피드백의 경우에 포함될 수 있는 추가의 정보(3400)를 도시한다. 추가의 필드는 피드백 해상도 인덱스(3401) 및 기존의 피드백 패킷(3402)을 포함할 수 있다. 피드백 프로세스 동안, 이 정보는 현재 피드백 패킷의 피드백 인덱스를 표시하는데 사용될 수 있다.
도 35는 멀티컴포넌트 피드백을 지원하도록 VHT MIMO 제어 필드가 수정될 수 있는 예(3500)를 도시한다. VHT 압축 빔형성 프레임은 빔형성 행렬(V 행렬)을 피드백하는데 이용될 수 있다. VHT 압축 빔형성 프레임은 액션 프레임일 수 있고, VHT MIMO 제어 필드, VHT 압축 BF 보고 필드, 및 MU 독점 BF 보고 필드가 프레임 바디에 포함될 수 있다. VHT MIMO 제어 필드는 Nc 인덱스(3501), Nr 인덱스(3502), FB 해상도 인덱스(3503), 채널 폭(3504), 그룹핑(3505), 코드북 정보(3506), 피드백 타입(3507), 나머지 세그먼트(3508), 제1 세그먼트(3509), 예약 필드(3510), 및 사운딩 세그먼트(3511)를 포함할 수 있다 . 또한, 다중해상도 피드백 비트도, WTRU가 단일 해상도와 다중해상도 피드백 간에 적응적으로 변경할 수 있게 하도록 추가될 수 있다.
도 36a 및 도 36b는 단일 해상도 피드백 패킷과 2개의 다중해상도 피드백 패킷 간의 비교(3600)를 도시한다. 도 36a는, 단일 해상도 피드백 패킷(3601)이 프리앰블(3611), MAC 헤더(3612), VHT MIMO 제어 필드(3613),
Figure 112015038732946-pct00340
에 대한 압축 빔형성 보고(3614), 및
Figure 112015038732946-pct00341
에 대한 압축 빔형성 보고(3615)를 포함할 수 있음을 보여준다.
도 36b는 2개의 다중해상도 피드백 패킷의 예(3602)를 도시하며, 각각은 각각 프리앰블(3621 및 3631), 각각 MAC 헤더(3622 및 3632), FB 요소 인덱스 1(3623) 또는 2(3633)에 대한 VHT MIMO 제어 요소, 각각
Figure 112015038732946-pct00342
에 대한 압축 빔형성 보고(3624 및 3634), 및 각각
Figure 112015038732946-pct00343
에 대한 압축 빔형성 보고(3625 및 3635)를 포함할 수 있다.
도 37은 기븐스 회전 기반의 압축 빔형성 피드백을 사용하여 WTRU에 대한 다중해상도 양자화를 사용하도록 정의될 수 있는 예시적인 절차(3700)를 도시한다. AP(3701) 및 WTRU(3700)는 둘 다의 디바이스가 다중해상도 피드백를 지원함을 확인하도록 능력 정보를 교환할 수 있다(3710). WTRU(3702)는 동일한 능력을 확인응답할 수 있다(3712). 기븐스 회전 기반의 분해 다중해상도 피드백이 뒤따를 수 있는 패킷에 대해 사용될 수 있음을 표시하도록 AP(3701)는 WTRU(3702)에 정보를 보낼 수 있고, 다중해상도 피드백 파라미터를 명시할 수 있다(3713). 파라미터화된 각도
Figure 112015038732946-pct00344
(예를 들어, 5비트) 및
Figure 112015038732946-pct00345
(예를 들어, 7비트)에 요구되는 피드백의 전체 정밀도가 정의될 수 있다. 피드백 해상도 인덱스들의 수가 정의될 수 있고, 예를 들어, 피드백 해상도 인덱스들의 수는 2일 수 있다. 각각의 피드백 요소에 대해 요구되는 해상도도 또한 정의될 수 있다.
그 다음, WTRU(3702)는 앞으로 다중해상도 피드백을 사용할 수 있음을 표시하도록 AP에 다중해상도 피드백 ACK를 전송할 수 있다(3714). WTRU(3702)는 또한, 피드백 파라미터를 추정하고 원하는 수의 비트를 사용하여
Figure 112015038732946-pct00346
및
Figure 112015038732946-pct00347
를 양자화할 수 있다. 그 다음, WTRU(3702)는 FB 해상도 ID를 표시하는 정보와 함께 하나 이상의 피드백 패킷을 AP에 전송할 수 있다. WTRU(3702)는 처음에 BF 인덱스1를 갖는 요소 1을 전송할 수 있다(3715). WTRU(3702)는 채널에 대한 변경에 기초하여 반복적으로 FB 인덱스 2를 갖는 요소 2를 전송할 수 있다(3716 및 3717). 대안으로서 또는 추가적으로, WTRU(3702)는 이전에 동의한 스케줄에 기초하여 요소 1 및 2를 보낼 수 있다. WTRU(3702)는 또한, 요구시 FB 인덱스 1로 요소 1을 업데이트할 수 있거나(3718), 또는 이를 주기적으로 업데이트할 수 있다.
실시예
1. 무선 송수신 유닛(WTRU)에서 사용하기 위한 방법에 있어서,
피드백을 시그널링하는 단계를 포함하는 방법.
2. 실시예 1에 있어서,
빔을 선택 또는 형성하는 단계를 더 포함하는 방법.
3. 실시예 1 또는 2에 있어서, 형성된 빔은 시그널링 피드백에 기초하는 것인 방법.
4. 실시예 1 내지 3 중 어느 하나에 있어서,
코드북 기반의 사운딩 프레임을 수신하는 단계;
수신된 코드북 기반의 사운딩 프레임에 기초하여 채널을 추정하는 단계; 및
코드워드 인덱스를 피드백하는 단계를 더 포함하는 방법.
5. 실시예 1 내지 4 중 어느 하나에 있어서, 코드북 기반의 사운딩 프레임은 비컨 프레임 후에 수신되는 것인 방법.
6. 실시예 1 내지 5 중 어느 하나에 있어서, 코드북 기반의 사운딩 프레임은 코드북 기반의 사운딩 프레임 요청 후에 수신되는 것인 방법.
7. 실시예 1 내지 6 중 어느 하나에 있어서, 코드북 기반의 사운딩 프레임은 액세스 포인트(AP)가 송신 기회(TXOP)를 얻을 때 수신되는 것인 방법.
8. 실시예 1 내지 7 중 어느 하나에 있어서, 코드북은 행렬들 또는 벡터들의 콜렉션으로서 정의되는 것인 방법.
9. 실시예 1 내지 8 중 어느 하나에 있어서,
사운딩 패킷을 수신하는 단계;
수신된 사운딩 패킷에 기초하여 채널 추정을 수행하는 단계;
적어도 하나의 반송파에 대해 특이값 분해를 수행하는 단계;
추정된 채널에 대해 우측 특이 벡터를 획득하는 단계;
획득된 우측 특이 벡터에 기초하여 코드북 내의 코드워드를 검색하는 단계;
코드북 내의 가장 가까운 코드워드 - 코드워드는 프로베니우스 규준(Frobenius norm)을 최소화함 - 를 선택하는 단계; 및
MAC 프레임 내의 정보 요소로서 선택된 코드워드 인덱스를 사용하는 단계 - 코드워드는 응답의 일부로서 송신기에 피드백됨 - 를 더 포함하는 방법.
10. 실시예 1 내지 9 중 어느 하나에 있어서,
MAC 프레임을 수신하는 단계;
MAC 프레임으로부터 코드워드 인덱스를 추출하는 단계;
수신된 코드워드 인덱스에 대응하는 우측 특이 벡터를 획득하도록 테이블 검색을 수행하는 단계;
사용될 프리코더를 계산하도록 우측 특이 벡터를 사용하는 단계를 더 포함하는 방법.
11. 실시예 1 내지 10 중 어느 하나에 있어서, 코드북은 랭크 표시자를 포함하는 것인 방법.
12. 실시예 1 내지 11 중 어느 하나에 있어서, 코드북은 코드북 내에 정의된 어느 코드워드/가중치가 WTRU에 대한 빔형성/MU-MIMO 코드워드/가중치로서 이용될 것인지 표시하는 코드북 인덱스를 포함하는 것인 방법.
13. 실시예 1 내지 12 중 어느 하나에 있어서, 코드북은 측정된 채널에 대한 코드워드/가중치의 맞춤(fit)을 정의하는 양자화된 측정을 제공하는 코드워드 정확도 인덱스를 포함하는 것인 방법.
14. 실시예 1 내지 13 중 어느 하나에 있어서, 코드북은 시간 지연 인덱스를 포함하는 것인 방법.
15. 실시예 1 내지 14 중 어느 하나에 있어서, MU-MIMO 전송은 코드북에서 정의된 가중치를 가지고 수행되는 것인 방법.
16. 실시예 1 내지 15 중 어느 하나에 있어서, 단일 사용자 빔형성은 코드북에서 정의된 대응하는 코드워드/가중치를 사용하여 수행되는 것인 방법.
17. 실시예 1 내지 16 중 어느 하나에 있어서, 암시적 빔형성이 수행되는 것인 방법.
18. 실시예 1 내지 17 중 어느 하나에 있어서, 빔형성/MU-MIMO 없이 전송이 수행되는 것인 방법.
19. 실시예 1 내지 18 중 어느 하나에 있어서, 즉시 피드백이 사용되는 것인 방법.
20. 실시예 1 내지 19 중 어느 하나에 있어서, 지연 피드백이 사용되는 것인 방법.
21. 실시예 1 내지 20 중 어느 하나에 있어서, 비요구형 피드백이 사용되는 것인 방법.
22. 실시예 1 내지 21 중 어느 하나에 있어서, 코드북 사운딩 프레임은 코드북 기반 사운딩 프레임을 표시하는 프레임 제어 필드 및 피드백 정보 필드를 포함하는 것인 방법.
23. 실시예 1 내지 22 중 어느 하나에 있어서, 코드북 컴포넌트 피드백 프레임은 채널 폭, 서브캐리어 그룹핑 정보, MIMO BF 코드북 정확도 필드, MIMO BF 코드북 지연 필드, 및 피드백 타입을 포함한 서브필드를 포함하는 것인 방법.
24. 실시예 1 내지 23 중 어느 하나에 있어서, WTRU는 다른 WTRU에의 MU-MIMO 전송을 모니터링하고 결과를 AP에 피드백하는 것인 방법.
25. 실시예 1 내지 24 중 어느 하나에 있어서, AP는 WTRU로부터 피드백된 결과에 기초하여 MU-MIMO 전송을 계속할지 여부를 결정하는 것인 방법.
26. 실시예 1 내지 25 중 어느 하나에 있어서, MU-MIMO 보호 및 전송을 위해 그룹 ID, Nsts, 및 모니터 필드를 표시하는 SIG 필드가 수정되는 것인 방법.
27. 실시예 1 내지 26 중 어느 하나에 있어서, 기븐스 회전에 기초한 피드백 시그널링은 비균일하게 분포된 범위들을 사용하여 각도들의 양자화를 수행하는 것인 방법.
28. 실시예 1 내지 27 중 어느 하나에 있어서, 인접한 서브캐리어 그룹의 통계 그룹을 사용하여 특이값 분해(SVD)가 수행되는 것인 방법.
29. 실시예 1 내지 28 중 어느 하나에 있어서, 기븐스 분해에 기초하여 각도 차동이 양자화되는 것인 방법.
30. 실시예 1 내지 29 중 어느 하나에 있어서, 서브캐리어 그룹에 걸쳐 양자화된 비트가 MAC 관리 프레임에 배치되고 송신기에 피드백되는 것인 방법.
31. 실시예 1 내지 30 중 어느 하나에 있어서, 차동 양자화는 빔형성기에서 수행되는 것인 방법.
32. 실시예 1 내지 31 중 어느 하나에 있어서, AP는 연속 MU-MIMO 전송에서 V 행렬의 제1 열의 이전 피드백에 이어서 V 행렬의 제2 열만 피드백하도록 WTRU에 요구하는 것인 방법.
33. 실시예 1 내지 32 중 어느 하나에 있어서, AP에 피드백될 V 행렬의 시작 열을 나타내는 변수가 정의되고 MAC 헤더에서 전송 가능한 것인 방법.
34. 실시예 1 내지 33 중 어느 하나에 있어서, Ms 인덱스 필드가 널 데이터 패킷 공표(NDPA) 프레임 및 BF 피드백 프레임에서 정의되는 것인 방법.
35. 실시예 1 내지 34 중 어느 하나에 있어서, BF 피드백 컴포넌트 인덱스가 멀티 컴포넌트 피드백에 사용하기 위해 정의되는 것인 방법.
36. 실시예 1 내지 35 중 어느 하나에 있어서,
BF 피드백의 하나의 컴포넌트가 요청됨을 BF 피드백 컴포넌트 인덱스에 표시하는 단계;
빔형성자에서 BF 피드백 컴포넌트 인덱스를 검출하는 단계; 및
BF 컴포넌트 인덱스에 기초하여 빔형성기에 피드백 컴포넌트를 준비하는 단계를 더 포함하는 방법.
37. 실시예 1 내지 36 중 어느 하나에 있어서, 빔형성기는 NDPA MAC 헤더에서 BF 피드백 컴포넌트 인덱스를 표시하는 것인 방법.
38. 실시예 1 내지 37 중 어느 하나에 있어서, BF 피드백 컴포넌트 인덱스가 PPDU의 MAC 헤더에 포함되는 것인 방법.
39. 실시예 1 내지 38 중 어느 하나에 있어서, BF 피드백 컴포넌트 인덱스는 NDPA 프레임에 속하는 각각의 WTRU 정보 필드에서 정의되는 것인 방법.
40. 실시예 1 내지 39 중 어느 하나에 있어서, BF 피드백 컴포넌트 인덱스가 NDPA 프레임에 포함될 수 있는 것인 방법.
41. 실시예 1 내지 40 중 어느 하나에 있어서, 우세한 특이 벡터는 나머지 특이 벡터보다 덜 빈번하게 피드백되는 것인 방법.
42. 실시예 1 내지 41 중 어느 하나에 있어서, 암시적 피드백은 채널 가역성에 의존하는 우세한 고유모드에 사용되고, 나머지 고유모드에는 명시적 피드백이 사용되는 것인 방법.
43. 실시예 1 내지 42 중 어느 하나에 있어서, 시간 도메인 채널 임펄스가 피드백되는 것인 방법.
44. 실시예 1 내지 43 중 어느 하나에 있어서, IFFT는 주파수 도메인 채널 응답을 시간 도메인 채널 응답으로 변환하는 것인 방법.
45. 실시예 1 내지 44 중 어느 하나에 있어서, 3차원 채널 행렬이 직접 요소별 피드백을 사용하여 피드백되는 것인 방법.
46. 실시예 1 내지 45 중 어느 하나에 있어서, 복소 엔트리의 실수 부분 및 허수 부분이 개별적으로 양자화되는 것인 방법.
47. 실시예 1 내지 46 중 어느 하나에 있어서, 엔트리의 진폭 및 위상이 개별적으로 양자화되는 것인 방법.
48. 실시예 1 내지 47 중 어느 하나에 있어서, 다중경로 채널 탭의 피드백을 수행하는데 기븐스 회전이 사용되는 것인 방법.
49. 실시예 1 내지 48 중 어느 하나에 있어서,
실수 값의 단위 규준 벡터가 되도록 대각 위상 회전을 사용하여 오리지널 벡터로부터 허수 부분을 제거하는 단계;
각각의 실수 값의 단위 규준 벡터를 0으로 변환하도록 기븐스 회전을 사용하는 단계; 및
각도들을 각각 각도들과 연관된 유한 수의 비트들로 양자화하는 단계를 더 포함하는 방법.
50. 실시예 1 내지 49 중 어느 하나에 있어서, 하이브리드 주파수 채널 피드백 및 시간 도메인 채널 피드백이 사용되는 것인 방법.
51. 실시예 1 내지 50 중 어느 하나에 있어서, 하이브리드 암시적 및 명시적 피드백이 이용되는 것인 방법.
52. 실시예 1 내지 51 중 어느 하나에 있어서, 암시적 피드백은 우세한 고유모드를 획득하는데 사용되고 명시적 피드백은 나머지 고유모드를 획득하는데 사용되는 것인 방법.
53. 실시예 1 내지 52 중 어느 하나에 있어서, 암시적 피드백은 우세한 우측 특이 벡터를 획득하는데 사용되고 명시적 피드백은 나머지 우측 특이 벡터를 획득하는데 사용되는 것인 방법.
54. 실시예 1 내지 53 중 어느 하나에 있어서, 암시적 피드백은 우세한 고유모드에 대한 특이값 및 우측 특이 벡터를 획득하는데 사용되고 명시적 피드백은 나머지 고유모드에 대한 특이값 및 우측 특이 벡터를 획득하는데 사용되는 것인 방법.
55. 실시예 1 내지 54 중 어느 하나에 있어서, 하이브리드 명시적 및 암시적 피드백이 안테나 교정에 사용되는 것인 방법.
56. 실시예 1 내지 55 중 어느 하나에 있어서, 하이브리드 명시적 및 암시적 피드백을 위해 액세스 포인트(AP)에서 사용하기 위한 방법으로서,
널 데이터 패킷 공표(NDPA) 프레임 - NDPA 프레임은 복수의 WTRU 어드레스를 포함하고 복수의 WTRU 중 각각의 WTRU에 대한 명시적 또는 암시적 피드백을 명시함 - 을 전송하는 단계;
널 데이터 패킷(NDP) 패킷을 복수의 WTRU로 전송하는 단계;
복수의 WTRU 중의 WTRU로부터 피드백된 채널 상태 정보(CSI) - CSI는 빔형성 보고를 사용함 - 를 수신하는 단계;
빔형성 보고로부터 다운링크 채널을 재구성하는 단계;
빔형성 보고에 기초하여 직접 업링크 채널을 추정하는 단계;
즉시 교정 보정 행렬을 계산하는 단계;
사운딩 패킷을 보내도록 복수의 WTRU 중의 WTRU에 요청하는 폴 패킷을 전송하는 단계;
복수의 WTRU 중의 WTRU로부터 업링크 사운딩 패킷을 수신하는 단계;
사운딩 패킷의 프리앰블에 기초하여 업링크 채널을 추정하는 단계;
추정된 업링크 채널 및 교정 보정 행렬을 사용하여 다운링크 채널을 추정하는 단계;
추정된 업링크 채널 및 추정된 다운링크 채널에 기초하여 프리코더를 계산하는 단계; 및
계산된 프리코더를 사용하여 복수의 WTRU에 MU-MIMO 패킷을 전송하는 단계를 더 포함하는 방법.
57. 실시예 1 내지 56 중 어느 하나에 있어서, SIG 부분 내의 필드는 고유모드 인덱스들을 명시하는 것인 방법.
58. 실시예 1 내지 57 중 어느 하나에 있어서, 피드백된 더 중요한 비트(MSB)는, 상이한 변조 및 코딩 스키마(MCS)를 사용함으로써, 피드백된 덜 중요한 비트(LSB)보다 더 나은 보호가 주어지는 것인 방법.
59. 실시예 1 내지 58 중 어느 하나에 있어서, 모든 각도들의 MSB는 MSB 서브프레임에서 그룹핑되고 LSB는 LSB 서브프레임에서 그룹핑되는 것인 방법.
60. 실시예 1 내지 59 중 어느 하나에 있어서, 상이한 MCS가 MSB 및 LSB 서브프레임에 대하여 사용되는 것인 방법.
61. 실시예 1 내지 60 중 어느 하나에 있어서, 상이한 순환 중복 검사(CRC)가 MSB 및 LSB에 대하여 수행되는 것인 방법.
62. 실시예 1 내지 61 중 어느 하나에 있어서, 프리앰블이 보내지며, OSTF 및 OLTF는 옴니 모드에서 보내지고, 스무딩 방법을 사용하여 직접 물리 채널을 추정하는데 사용되는 것인 방법.
63. 실시예 1 내지 62 중 어느 하나에 있어서,
널 데이터 패킷 공표(NDPA)와, 그 다음에 널 데이터 패킷(NDP)을 수신하는 단계;
NDP에 기초하여 채널 추정을 수행하고 프리코딩 행렬을 계산하는 단계; 및
피드백 방법을 사용하여 BF 피드백 프레임에서 프리코딩 행렬을 전송하는 단계를 더 포함하는 방법.
64. 실시예 1 내지 63 중 어느 하나에 있어서, AP는 데이터를 전송하는데 수신된 프리코딩 행렬을 사용하는 것인 방법.
65. 실시예 1 내지 64 중 어느 하나에 있어서, WTRU는 물리 채널을 추정하는데 옴니 LTF를 사용하고, 수신된 데이터 패킷을 디코딩하는데 그의 프리코딩 행렬을 사용하는 것인 방법.
66. 실시예 1 내지 65 중 어느 하나에 있어서,
AP에서 개별 피드백 행렬들을 수신하는 단계;
AP에 의해 프리코딩 행렬을 계산하는 단계; 및
가중치 공표(WA)에서 프리코딩 행렬을 전송하는 단계를 더 포함하는 방법.
67. 실시예 1 내지 66 중 어느 하나에 있어서, MU-MIMO 가중치 계산의 미리 정의된 세트가 WA에서 사용되는 것인 방법.
68. 실시예 1 내지 67 중 어느 하나에 있어서, 수신기에서 수행된 SVD에 따른 좌측 특이 행렬을 사용하여 데이터 스트림 단위기준으로 채널 추정이 행해지는 것인 방법.
69. 실시예 1 내지 68 중 어느 하나에 있어서, 균일 직사각형 안테나 어레이(URA)에 대하여 LOS 코드북 내의 코드워드를 만들어내도록(formulate) 스티어링 각도가 직접 양자화되는 것인 방법.
70. 실시예 1 내지 69 중 어느 하나에 있어서, 이준 편파 URA에 대하여 LOS 코드북 내의 코드워드를 만들어내도록 스티어링 각도가 직접 양자화되는 것인 방법.
71. 실시예 1 내지 70 중 어느 하나에 있어서, 균일 원형 어레이(UCA)에 대하여 LOS 코드북 내의 코드워드를 만들어내도록 스티어링 각도가 직접 양자화되는 것인 방법.
72. 실시예 1 내지 71 중 어느 하나에 있어서, 랭크-n 코드북은 직교 행렬 및 랭크-1 코드워드에 기초하여 구성되는 것인 방법.
73. 실시예 1 내지 72 중 어느 하나에 있어서, 채널은 복수의 개별 요소들에서 피드백되는 것인 방법.
74. 실시예 1 내지 73 중 어느 하나에 있어서, 유한 수의 비트들은 피드백된 정보를 나타내는 것인 방법.
75. 실시예 1 내지 74 중 어느 하나에 있어서, 최상위 비트(MSB)는 하나의 요소에서 피드백되고 최하위 비트(LSB)는 두 번째 요소에서 피드백되는 것인 방법.
76. 실시예 1 내지 75 중 어느 하나에 있어서, 정보를 피드백하는 요소는 패킷인 것인 방법.
77. 실시예 1 내지 76 중 어느 하나에 있어서, AP는 풀 정밀도 피드백 요소를 형성하도록 피드백 요소들을 조합하는 것인 방법.
78. 실시예 1 내지 77 중 어느 하나에 있어서, 피드백 요소들은 계층 순서대로 보내지는 것인 방법.
79. 실시예 1 내지 78 중 어느 하나에 있어서, 다중해상도 피드백 초기화 MAC 패킷은 피드백 파라미터를 포함하는 것인 방법.
80. 실시예 1 내지 79 중 어느 하나에 있어서, 다중해상도 피드백 초기화 MAC 패킷은, 사용된 명시적 피드백의 타입, 피드백 정밀도를 나타내는 값, 피드백할 해상도 요소들의 수, 및 피드백 해상도 인덱스를 포함하는 것인 방법.
81. 실시예 1 내지 80 중 어느 하나에 있어서, 다중해상도 피드백 파라미터의 수락을 확인응답하도록 다중해상도 피드백 ACK가 보내지는 것인 방법.
82. 실시예 1 내지 81 중 어느 하나에 있어서, 피드백 패킷은 피드백 해상도 인덱스 요소를 포함하는 것인 방법.
83. 실시예 1 내지 82 중 어느 하나에 있어서, VHT 압축 빔형성 프레임 내의 VHT MIMO 제어 필드는 피드백 해상도 인덱스를 포함하는 것인 방법.
84. 실시예 1 내지 83 중 어느 하나에 있어서,
다중해상도 피드백에 대한 지원을 확인하도록, WTRU에 의해, 능력 정보를 보내는 단계;
기븐스 회전 기반의 다중해상도 피드백이 사용될 것임을 표시하는 정보를, WTRU에 의해, 수신하는 단계;
명시된 다중해상도 피드백 파라미터를, WTRU에 의해, 수신하는 단계;
WTRU에 의해, 다중해상도 피드백의 수락을 표시하는 다중해상도 피드백 ACK를 AP에 보내는 단계;
WTRU에 의해, 피드백 파라미터를 추정하고, 추정된 비트 수를 사용하여 파라미터 각도를 양자화하는 단계; 및
WTRU에 의해, 피드백 해상도 인덱스를 표시하는 정보를 갖는 하나 이상의 피드백 패킷을 AP에 보내는 단계를 더 포함하는 방법.
85. 무선 송수신 유닛(WTRU)에서 사용하기 위한 방법에 있어서,
액세스 포인트(AP)로부터 코드북 기반의 사운딩 프레임을 수신하는 단계;
수신된 코드북 기반의 사운딩 프레임에 기초하여 채널을 추정하는 단계;
코드워드 인덱스를 선택하는 단계; 및
적어도 하나의 MAC 패킷에서 AP에 코드워드 인덱스를 피드백하는 단계를 포함하고, MAC 패킷은 피드백되고 있는 패킷의 수를 식별하는 값 및 피드백 인덱스 값을 포함하는 것인 방법.
86. 실시예 1 내지 85 중 어느 하나의 실시예의 방법을 수행하도록 구성된 기지국.
87. 실시예 1 내지 85 중 어느 하나의 실시예의 방법을 수행하도록 구성된 네트워크.
88. 실시예 1 내지 85 중 어느 하나의 실시예의 방법을 수행하도록 구성된 액세스 포인트(AP).
89. 실시예 1 내지 85 중 어느 하나의 실시예의 방법을 수행하도록 구성된 집적 회로.
90. 실시예 1 내지 85 중 어느 하나의 실시예의 방법을 수행하도록 구성된 WTRU.
특징 및 요소가 특정 조합으로 상기에 기재되어 있지만, 당해 기술 분야에서 통상의 지식을 가진 자라면, 각각의 특징 또는 요소가 단독으로 사용될 수 있고 또는 다른 특징 및 요소와 임의의 조합으로 사용될 수 있다는 것을 알 수 있을 것이다. 또한, 여기에 기재된 방법은 컴퓨터 또는 프로세서에 의한 실행을 위해 컴퓨터 판독가능한 매체에 통합된 컴퓨터 프로그램, 소프트웨어, 또는 펌웨어로 구현될 수 있다. 컴퓨터 판독가능한 매체의 예는 전자 신호(유선 또는 무선 접속을 통해 전송됨) 및 컴퓨터 판독가능한 저장 매체를 포함한다. 컴퓨터 판독가능한 저장 매체의 예는, 판독 전용 메모리(ROM), 랜덤 액세스 메모리(RAM), 레지스터, 캐시 메모리, 반도체 메모리 디바이스, 내부 하드 디스크와 분리식 디스크와 같은 자기 매체, 광자기 매체, 및 CD-ROM 디스크와 DVD와 같은 광 매체를 포함하지만, 이에 한정되는 것은 아니다. 소프트웨어와 연관된 프로세서는 WTRU, UE, 단말기, 기지국, RNC, 또는 임의의 호스트 컴퓨터에서 사용하기 위한 무선 주파수 트랜시버를 구현하도록 사용될 수 있다.

Claims (20)

  1. 빔형성 피드백을 제공하기 위해 무선 송수신 유닛(WTRU; wireless transmit/receive unit)에서 사용하기 위한 방법에 있어서,
    사운딩 프레임(sounding frame)을 수신하는 단계;
    상기 사운딩 프레임에 대해 제1 측정을 수행하는 단계;
    상기 수행된 제1 측정에 대해 제1 분해(decomposition)를 수행하는 단계;
    상기 수행된 제1 측정에 대해 제2 분해를 수행하여 결과 각도(resulting angle)들의 세트를 생성하는 단계;
    상기 결과 각도들의 세트의 제1 서브세트 및 상기 결과 각도들의 세트의 제2 서브세트를 선택하는 단계 - 상기 결과 각도들의 세트의 제1 서브세트는 상기 결과 각도들의 세트의 제2 서브세트와 상이함 - ;
    상기 결과 각도들의 세트의 각각의 각도를 양자화하는 단계; 및
    피드백 프레임에서 양자화된 각도들을 전송하는 단계를 포함하고,
    상기 결과 각도들의 세트의 각각의 각도를 양자화하는 단계는,
    상기 결과 각도들의 세트의 제1 서브세트와 연관된 제1 각도 통계에 기초하여 제1 범위를 결정하고,
    상기 결과 각도들의 세트의 제1 서브세트의 각각의 각도에 상기 제1 범위를 할당(assigning)하고,
    상기 결과 각도들의 세트의 제2 서브세트와 연관된 제2 각도 통계에 기초하여 제2 범위를 결정하고,
    상기 결과 각도들의 세트의 제2 서브세트의 각각의 각도에 상기 제2 범위를 할당(assigning)함으로써 상기 결과 각도들의 세트의 각각의 각도를 양자화하고, 상기 제1 범위는 상기 제2 범위와 상이한 것인, 빔형성 피드백을 제공하기 위해 무선 송수신 유닛(WTRU)에서 사용하기 위한 방법.
  2. 청구항 1에 있어서, 상기 제1 분해는 특이값 분해(SVD; singular value decomposition)인 것인, 빔형성 피드백을 제공하기 위해 무선 송수신 유닛(WTRU)에서 사용하기 위한 방법.
  3. 청구항 1에 있어서, 상기 제2 분해는 기븐스 회전(Givens rotation) 기반의 분해인 것인, 빔형성 피드백을 제공하기 위해 무선 송수신 유닛(WTRU)에서 사용하기 위한 방법.
  4. 청구항 1에 있어서, 상기 피드백 프레임은 코드북 컴포넌트 피드백 프레임인 것인, 빔형성 피드백을 제공하기 위해 무선 송수신 유닛(WTRU)에서 사용하기 위한 방법.
  5. 청구항 1에 있어서, 상기 피드백 프레임은 또다른 WTRU에 의한 모니터링된 전송의 결과들을 포함하는 것인, 빔형성 피드백을 제공하기 위해 무선 송수신 유닛(WTRU)에서 사용하기 위한 방법.
  6. 청구항 1에 있어서,
    상기 사운딩 프레임에 대해 제2 측정을 수행하는 단계;
    상기 수행된 제2 측정에 대해 제3 분해를 수행하는 단계;
    상기 수행된 제2 측정에 대해 제4 분해를 수행하여 결과 각도들의 제2 세트를 생성하는 단계;
    상기 결과 각도들의 세트와 상기 결과 각도들의 제2 세트 간의 차이를 계산하여 차동(differential) 결과 각도들을 결정하는 단계;
    상기 차동 결과 각도들의 세트의 제1 서브세트 및 상기 차동 결과 각도들의 세트의 제2 서브세트를 선택하는 단계 - 상기 차동 결과 각도들의 세트의 제1 서브세트는 상기 차동 결과 각도들의 세트의 제2 서브세트와 상이함 - ;
    상기 차동 결과 각도들의 세트의 각각의 차동 결과 각도를 양자화하는 단계; 및
    제2 피드백 프레임에서 양자화된 차동 결과 각도들을 전송하는 단계를 더 포함하고,
    상기 차동 결과 각도들의 세트의 각각의 차동 결과 각도를 양자화하는 단계는,
    상기 차동 결과 각도들의 세트의 제1 서브세트와 연관된 제3 각도 통계에 기초하여 제3 범위를 결정하고,
    상기 차동 결과 각도들의 세트의 제1 서브세트의 각각의 각도에 제3 범위를 할당하고,
    상기 차동 결과 각도들의 세트의 제2 서브세트와 연관된 제4 각도 통계에 기초하여 제4 범위를 결정하고,
    상기 차동 결과 각도들의 세트의 제2 서브세트의 각각의 각도에 제4 범위를 할당함으로써 상기 차동 결과 각도들의 세트의 각각의 차동 결과 각도를 양자화하고, 상기 제3 범위는 상기 제4 범위와 상이한 것인, 빔형성 피드백을 제공하기 위해 무선 송수신 유닛(WTRU)에서 사용하기 위한 방법.
  7. 청구항 1에 있어서, 상기 양자화된 각도들은 복수의 프레임들에서 전송되는 것인, 빔형성 피드백을 제공하기 위해 무선 송수신 유닛(WTRU)에서 사용하기 위한 방법.
  8. 청구항 1에 있어서, 상기 피드백 프레임은 복수의 서브프레임들을 포함하며, 각각의 서브프레임은 개별 순환 중복 검사(CRC; cyclic redundancy check)를 포함하는 것인, 빔형성 피드백을 제공하기 위해 무선 송수신 유닛(WTRU)에서 사용하기 위한 방법.
  9. 청구항 1에 있어서, 상기 피드백 프레임은 복수의 서브프레임들을 포함하며, 중요도(significance)에 기초하여 피드백 비트들이 각각의 서브프레임에 할당되는 것인, 빔형성 피드백을 제공하기 위해 무선 송수신 유닛(WTRU)에서 사용하기 위한 방법.
  10. 청구항 1에 있어서, 상기 피드백 프레임은 복수의 피드백 요소들에서 전송되는 것인, 빔형성 피드백을 제공하기 위해 무선 송수신 유닛(WTRU)에서 사용하기 위한 방법.
  11. 빔형성 피드백을 제공하도록 구성된 무선 송수신 유닛(WTRU)에 있어서,
    사운딩 프레임을 수신하도록 구성된 수신기;
    프로세서로서,
    상기 사운딩 프레임에 대해 제1 측정을 수행하고,
    상기 수행된 제1 측정에 대해 제1 분해를 수행하고,
    상기 수행된 제1 측정에 대해 제2 분해를 수행하여 결과 각도들의 세트를 생성하고,
    상기 결과 각도들의 세트의 제1 서브세트 및 상기 결과 각도들의 세트의 제2 서브세트를 선택하고 - 상기 결과 각도들의 세트의 제1 서브세트는 상기 결과 각도들의 세트의 제2 서브세트와 상이함 - ,
    상기 결과 각도들의 세트의 각각의 각도를 양자화하여 양자화된 각도들을 생성하도록 구성되며,
    상기 결과 각도들의 세트의 각각의 각도를 양자화하는 것은,
    상기 결과 각도들의 세트의 제1 서브세트와 연관된 제1 각도 통계에 기초하여 제1 범위를 결정하고,
    상기 결과 각도들의 세트의 제1 서브세트의 각각의 각도에 상기 제1 범위를 할당(assigning)하고,
    상기 결과 각도들의 세트의 제2 서브세트와 연관된 제2 각도 통계에 기초하여 제2 범위를 결정하고,
    상기 결과 각도들의 세트의 제2 서브세트의 각각의 각도에 상기 제2 범위를 할당(assigning)함으로써 - 상기 제1 범위는 상기 제2 범위와 상이함 - 수행되는 것인, 프로세서; 및
    피드백 프레임에서 양자화된 각도들을 전송하도록 구성된 송신기
    를 포함하는, 빔형성 피드백을 제공하도록 구성된 무선 송수신 유닛(WTRU).
  12. 청구항 11에 있어서, 상기 제1 분해는 특이값 분해(SVD)인 것인, 빔형성 피드백을 제공하도록 구성된 무선 송수신 유닛(WTRU).
  13. 청구항 11에 있어서, 상기 제2 분해는 기븐스 회전 기반의 분해인 것인, 빔형성 피드백을 제공하도록 구성된 무선 송수신 유닛(WTRU).
  14. 청구항 11에 있어서, 상기 피드백 프레임은 코드북 컴포넌트 피드백 프레임인 것인, 빔형성 피드백을 제공하도록 구성된 무선 송수신 유닛(WTRU).
  15. 청구항 11에 있어서, 상기 피드백 프레임은 또다른 WTRU에 의한 모니터링된 전송의 결과들을 포함하는 것인, 빔형성 피드백을 제공하도록 구성된 무선 송수신 유닛(WTRU).
  16. 청구항 11에 있어서, 상기 양자화된 각도들은 복수의 프레임들에서 전송되는 것인, 빔형성 피드백을 제공하도록 구성된 무선 송수신 유닛(WTRU).
  17. 청구항 11에 있어서, 상기 피드백 프레임은 복수의 서브프레임들을 포함하며, 각각의 서브프레임은 개별 순환 중복 검사(CRC)를 포함하는 것인, 빔형성 피드백을 제공하도록 구성된 무선 송수신 유닛(WTRU).
  18. 청구항 11에 있어서, 상기 피드백 프레임은 복수의 서브프레임들을 포함하며, 중요도에 기초하여 피드백 비트들이 각각의 서브프레임에 할당되는 것인, 빔형성 피드백을 제공하도록 구성된 무선 송수신 유닛(WTRU).
  19. 청구항 11에 있어서, 상기 피드백 프레임은 복수의 피드백 요소들에서 전송되는 것인, 빔형성 피드백을 제공하도록 구성된 무선 송수신 유닛(WTRU).
  20. 청구항 11에 있어서, 상기 프로세서는 또한,
    상기 사운딩 프레임에 대해 제2 측정을 수행하고,
    상기 수행된 제2 측정에 대해 제3 분해를 수행하고,
    상기 수행된 제2 측정에 대해 제4 분해를 수행하여 결과 각도들의 제2 세트를 생성하고,
    상기 결과 각도들의 세트 및 상기 결과 각도들의 제2 세트 간의 차이를 계산하고,
    차동 결과 각도들의 세트의 제1 서브세트 및 차동 결과 각도들의 세트의 제2 서브세트를 선택하고 - 상기 차동 결과 각도들의 세트의 제1 서브세트는 상기 차동 결과 각도들의 세트의 제2 서브세트와 상이함 - ,
    각각의 차동 결과 각도를 양자화하도록 구성되고,
    상기 각각의 차동 결과 각도를 양자화하는 것은,
    상기 차동 결과 각도들의 세트의 제1 서브세트와 연관된 제3 각도 통계에 기초하여 제3 범위를 결정하고,
    상기 차동 결과 각도들의 세트의 제1 서브세트의 각각의 각도에 제3 범위를 할당하고,
    상기 차동 결과 각도들의 세트의 제2 서브세트와 연관된 제4 각도 통계에 기초하여 제4 범위를 결정하고,
    상기 차동 결과 각도들의 세트의 제2 서브세트의 각각의 각도에 제4 범위를 할당함으로써 - 상기 제3 범위는 상기 제4 범위와 상이함 - 수행되고,
    상기 송신기는 또한 제2 피드백 프레임에서 양자화된 차동 결과 각도들을 전송하도록 구성되는 것인, 빔형성 피드백을 제공하도록 구성된 무선 송수신 유닛(WTRU).
KR1020157010303A 2012-09-28 2013-09-27 Ｗｉｆｉ 빔형성, 피드백 및 사운딩(ｗｉｂｅａｍ)을 위한 방법 KR101718403B1 (ko)

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Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR20200024509A (ko) 2018-08-28 2020-03-09 고려대학교 산학협력단 상향 링크 mu-mimo에서의 직교성 기반 데이터 전송 방법

Families Citing this family (108)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US9137818B2 (en) * 2011-12-14 2015-09-15 Alcatel Lucent Method and system for a reduced-complexity scheduling for a network MIMO with linear zero-forcing beamforming
US9702963B2 (en) 2012-05-30 2017-07-11 Nokia Technologies Oy Method, apparatus, and computer program product for high accuracy location determination
US9755720B2 (en) * 2013-05-31 2017-09-05 Nokia Technologies Oy Calibration data
US9706415B2 (en) * 2013-10-31 2017-07-11 Aruba Networks, Inc. Method for RF management, frequency reuse and increasing overall system capacity using network-device-to-network-device channel estimation and standard beamforming techniques
GB2521442A (en) 2013-12-19 2015-06-24 Nokia Corp Method, apparatus, and computer program product for location determination using WiFi
WO2015102180A1 (ko) * 2014-01-06 2015-07-09 엘지전자 주식회사 무선 통신 시스템에서 사운딩 방법 및 장치
US9526016B2 (en) 2014-02-14 2016-12-20 Samsung Electronics Co., Ltd. Computing system with feedback mechanism and method of operation thereof
US9124317B1 (en) * 2014-02-19 2015-09-01 Broadcom Corporation Supporting high dimensional MU-MIMO beamforming by sounding multiple frames with different sets of antenna patterns
US10225338B1 (en) 2014-04-15 2019-03-05 Marvell International Ltd. Peer to peer ranging exchange
EP3140921B1 (en) 2014-05-08 2019-12-25 Telefonaktiebolaget LM Ericsson (publ) Beam forming using an antenna arrangement
WO2015172098A1 (en) * 2014-05-09 2015-11-12 Interdigital Patent Holdings, Inc. Method and system for sounding and channel selection
US9693307B2 (en) * 2014-06-30 2017-06-27 Apple Inc. Early termination of reception of wireless transmissions
US10499418B2 (en) 2014-07-09 2019-12-03 Qualcomm Incorporated Methods and apparatus for multiple user uplink control and scheduling via aggregated frames
US10511358B2 (en) 2014-07-21 2019-12-17 Arris Enterprises Llc Beamforming for a multi-user MIMO group
JP6387178B2 (ja) * 2014-08-08 2018-09-05 株式会社東芝 ワイヤレス通信の方法および装置
CN105471771B (zh) * 2014-08-28 2021-01-12 北京三星通信技术研究有限公司 信道方向信息的获取方法和设备
US9602635B2 (en) * 2014-10-27 2017-03-21 Intel IP Corporation Wireless device, method, and computer readable media for compressed media access control header
EP3228041B8 (en) 2014-12-05 2020-03-11 NXP USA, Inc. Trigger frame format for orthogonal frequency division multiple access (ofdma) communication
US10063292B2 (en) * 2015-02-02 2018-08-28 Qualcomm Incorporated Multi-user operation management
US10082557B1 (en) 2015-02-11 2018-09-25 Marvell International Ltd. Methods and apparatus for frame filtering in snoop-based range measurements
US10505595B2 (en) * 2015-02-27 2019-12-10 Newracom, Inc. Mixed fine/coarse sounding methods for HE STAs for MIMO and OFDMA
US9998130B2 (en) * 2016-07-06 2018-06-12 Hrl Laboratories, Llc Method to perform convolutions between arbitrary vectors using clusters of weakly coupled oscillators
US9820326B2 (en) 2015-04-02 2017-11-14 Qualcomm Incorporated Techniques for assisting radio access technology (RAT) communications using another RAT
US9820325B2 (en) * 2015-04-02 2017-11-14 Qualcomm Incorporated Techniques for assisting radio access technology (RAT) communications using another RAT
US9814088B2 (en) * 2015-04-02 2017-11-07 Qualcomm Incorporated Techniques for assisting radio access technology (RAT) communications using another RAT
EP3281484B1 (en) 2015-04-09 2021-03-24 NXP USA, Inc. Contention-based orthogonal frequency division multiple access (ofdma) communication
WO2016161624A1 (zh) * 2015-04-10 2016-10-13 华为技术有限公司 数据传输的方法和设备
US10341014B2 (en) * 2015-04-15 2019-07-02 RF DSP Inc. Hybrid beamforming multi-antenna wireless systems
US10256880B2 (en) 2015-07-01 2019-04-09 Lg Electronics Inc. Codebook configuration method in multi-antenna wireless communication system and device for same
EP3806379A1 (en) 2015-07-08 2021-04-14 Apple Inc. User equipment (ue) and methods for communication using directional transmission and reception
US9860765B2 (en) 2015-09-01 2018-01-02 Qualcomm Incorporated Doppler profile estimation using compressed beamforming information
US10305584B2 (en) * 2015-10-20 2019-05-28 Samsung Electronics Co., Ltd. Apparatus and method for performing beamforming operation in communication system supporting frequency division-multiple input multiple output scheme
JP6745488B2 (ja) * 2015-11-04 2020-08-26 パナソニックＩｐマネジメント株式会社 無線通信装置および無線通信方法
US10686641B2 (en) * 2015-11-05 2020-06-16 Mediatek Inc. Signaling and feedback schemes of time-vary channels in high-efficiency WLAN
WO2017078591A1 (en) * 2015-11-06 2017-05-11 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Positioning in wlan systems
US10171265B2 (en) * 2015-11-10 2019-01-01 Qualcomm Incorporated Uplink channel information
US10742285B1 (en) * 2015-11-13 2020-08-11 Marvell International Ltd. Explicit multiuser beamforming training in a wireless local area network
EP3382966B1 (en) * 2015-11-25 2020-12-30 LG Electronics Inc. Method and device for transmitting feedback frame in wireless lan system
US10123331B2 (en) * 2015-12-15 2018-11-06 Lg Electronics Inc. Method and apparatus for transmitting feedback frame in wireless local area network system
US9887749B2 (en) * 2015-12-16 2018-02-06 Huawei Technologies Co., Ltd. System and method for quantization of angles for beamforming feedback
US10419093B2 (en) * 2016-01-08 2019-09-17 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Enabling channel state feedback for multi-user transmission in a wireless communication system
EP3403336B1 (en) 2016-01-21 2020-08-19 Huawei Technologies Co., Ltd. Communication device and methods thereof
CN107027145B (zh) * 2016-02-01 2021-01-01 华为技术有限公司 信道测量方法及装置
EP3223446A1 (en) * 2016-03-22 2017-09-27 Xieon Networks S.à r.l. A method for protecting a link in an optical network
WO2017166089A1 (en) 2016-03-30 2017-10-05 Intel Corporation Techniques for determining a current location of a mobile device
BR112019001617B1 (pt) * 2016-08-01 2023-12-26 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Primeiro nó de comunicação e método relacionado para determinar a posição de um segundo nó de comunicação, segundo nó de comunicação e método relacionado para habilitar o posicionamento do segundo nó de comunicação e meio de armazenamento legível por computador
US10148346B1 (en) * 2016-08-04 2018-12-04 Sprint Spectrum L.P. Systems and methods for determining a frequency band for wireless backhaul
US20190199423A1 (en) * 2016-08-29 2019-06-27 Arris Enterprises Llc Efficient search through an antenna-pattern group
US11284282B2 (en) 2016-11-04 2022-03-22 Guangdong Oppo Mobile Telecommunications Corp., Ltd. Beam measurement method, terminal and network device
US10257012B2 (en) * 2016-12-13 2019-04-09 Samsung Electronics Co., Ltd Apparatus and method for coarse timing and frequency synchronization
CN106712815B (zh) * 2017-01-18 2020-06-19 西安交通大学 一种基于有效期检查的csi反馈开销降低方法
CN110506434A (zh) * 2017-02-03 2019-11-26 株式会社Ntt都科摩 用户终端以及无线通信方法
US10567134B1 (en) * 2017-02-16 2020-02-18 Quantenna Communications, Inc. WiFi antenna selection with beamforming
US10673652B2 (en) * 2017-03-02 2020-06-02 Futurewei Technologies, Inc. System and method for providing explicit feedback in the uplink
CN108988925B (zh) * 2017-05-05 2021-09-21 华为技术有限公司 无线网络中天线极化方向的指示方法和装置
EP3404843B1 (en) * 2017-05-17 2022-12-07 Mitsubishi Electric R&D Centre Europe B.V. Method for enabling both analog and digital beamforming
JP6586129B2 (ja) * 2017-06-20 2019-10-02 アンリツ株式会社 Ｍｉｍｏ方式システムの試験装置および試験方法
WO2019005997A1 (en) * 2017-06-27 2019-01-03 Intel Corporation METHODS AND APPARATUS FOR SECURING SURVEY SYMBOLS
US10630357B2 (en) 2017-06-30 2020-04-21 Qualcomm Incorporated Wireless personal area network transmit beamforming
US10848288B2 (en) * 2017-08-08 2020-11-24 Nxp Usa, Inc. Multi-user null data packet (NDP) ranging
EP3609090B1 (en) * 2017-09-01 2021-06-16 LG Electronics Inc. Method for supporting beamforming in wireless lan system and apparatus therefor
WO2019050159A1 (ko) 2017-09-08 2019-03-14 엘지전자 주식회사 무선 통신 시스템에서 채널 상태 정보를 보고하기 위한 방법 및 이를 위한 장치
US20190097709A1 (en) * 2017-09-22 2019-03-28 Qualcomm Incorporated Coherent beamforming feedback
US11683833B2 (en) * 2017-09-28 2023-06-20 Qualcomm Incorporated Spatial listen-before-talk (LBT) with channel variation consideration
EP3474459A1 (en) * 2017-10-18 2019-04-24 Fraunhofer-Gesellschaft zur Förderung der angewandten Forschung e.V. Receiver, transmitter, system and method employing space-delay precoding
US10459076B2 (en) * 2017-11-15 2019-10-29 Cognitive Systems Corp. Motion detection based on beamforming dynamic information
CN109802712B (zh) * 2017-11-17 2021-08-13 华为技术有限公司 一种用户设备、接入设备和预编码方法
CN109873665B (zh) * 2017-12-01 2021-09-14 华为技术有限公司 数据传输的方法和设备
US11159207B2 (en) * 2018-01-10 2021-10-26 Mediatek Singapore Pte. Ltd. Null data packet sounding for preamble puncture techniques
KR102149425B1 (ko) * 2018-02-09 2020-08-31 엘지전자 주식회사 무선랜 시스템에서의 신호 송수신 방법 및 이를 위한 장치
US10484063B1 (en) 2018-05-04 2019-11-19 At&T Intellectual Property I, L.P. Transmission of beamforming weight coefficients from digital baseband unit to remote radio unit
KR102517669B1 (ko) 2018-06-27 2023-04-05 삼성전자주식회사 무선 통신 방법 및 장치
US11206554B2 (en) * 2018-08-06 2021-12-21 Qualcomm Incorporated Joint transmissions to a station
US10367568B1 (en) 2018-08-08 2019-07-30 At&T Intellectual Property I, L.P. Determining precoding coefficients for fronthaul links in a cloud radio access network
CN110535496B (zh) * 2018-08-10 2022-05-03 中兴通讯股份有限公司 Csi处理及获取方法、装置、设备、系统及存储介质
EP4040687A1 (en) 2018-08-29 2022-08-10 Fraunhofer-Gesellschaft zur Förderung der angewandten Forschung e.V. Receiver, transmitter, system and method employing space-delay precoding
US10998944B2 (en) * 2018-09-14 2021-05-04 Samsung Electronics Co., Ltd. System and method for applying smoothed beamforming
US10588089B1 (en) * 2018-09-21 2020-03-10 Qualcomm Incorporated Mitigation of calibration errors
US11349533B2 (en) * 2018-09-28 2022-05-31 Apple Inc. Dynamic antenna weight vector codebooks
US10840986B2 (en) * 2018-09-28 2020-11-17 Mediatek Inc. Enhanced type II channel state information in mobile communications
WO2020069459A1 (en) * 2018-09-28 2020-04-02 Nokia Technologies Oy Joint orthogonal compression and quantization for type ii channel state information feedback
US10833750B2 (en) * 2018-09-28 2020-11-10 Apple Inc. Codebook updates for a linear system using superposition
WO2020062017A1 (en) * 2018-09-28 2020-04-02 Qualcomm Incorporated Channel state information (csi) with spatial and time domain compression
US11101867B2 (en) 2018-10-09 2021-08-24 Mediatek Singapore Pte. Ltd. Reducing beamforming feedback size in WLAN communication
US11362776B2 (en) 2018-11-04 2022-06-14 Semiconductor Components Industries, Llc Early link detection based adaptive selection of receive parameters
KR102016112B1 (ko) * 2019-01-15 2019-08-30 넥서스텍(주) 다중 릴레이의 빔포밍 제어 장치 및 방법
DE102019117402B3 (de) * 2019-03-15 2020-07-02 Samsung Electronics Co., Ltd. Vorrichtung und Verfahren für eine nichtiterative Singulärwertzerlegung
US10979122B2 (en) * 2019-03-21 2021-04-13 Samsung Electronics Co., Ltd. Wireless communication apparatus for adaptive beamforming and method of operation thereof
US10680693B1 (en) 2019-04-09 2020-06-09 Apple Inc. Radio frequency beamforming calibration systems and methods
KR102240425B1 (ko) 2019-04-30 2021-04-15 중앙대학교 산학협력단 고밀도 ieee 802.11ax iot 네트워크에서 간섭을 고려한 적응적 빔 얼라인먼트 기법 및 그 기법을 사용하는 sta
WO2020231649A1 (en) * 2019-05-10 2020-11-19 Interdigital Patent Holdings, Inc. Efficient uplink resource requests in wlan systems
CN112748425A (zh) * 2019-10-31 2021-05-04 华为技术有限公司 感知方法及装置
WO2021151855A1 (en) * 2020-01-31 2021-08-05 Nokia Technologies Oy Csi accuracy indicator reporting for mu-mimo broadcast channel
KR20210111915A (ko) 2020-03-03 2021-09-14 삼성전자주식회사 빔 송신 장치 및 그 동작 방법
US20230106272A1 (en) * 2020-03-19 2023-04-06 Nippon Telegraph And Telephone Corporation Wireless communication method and wireless communication system
US20230327838A1 (en) * 2020-06-30 2023-10-12 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Method and apparatus for multicast communication
US11496338B2 (en) 2020-07-14 2022-11-08 Nxp Usa, Inc. Method and apparatus for beamforming
AU2021316062B2 (en) * 2020-07-31 2024-04-04 Cohere Technologies, Inc. Localization and auto-calibration in a wireless network
WO2022047646A1 (en) * 2020-09-02 2022-03-10 Huawei Technologies Co., Ltd. Devices for beamforming with extended codebook size
CN112104532B (zh) * 2020-09-10 2022-01-25 中移（杭州）信息技术有限公司 网络连接方法、配网方法、装置、电子设备及存储介质
CN116803015A (zh) * 2021-02-25 2023-09-22 华为技术有限公司 用于改进的dl传输的dl测量信息信号发送
US11888593B2 (en) 2021-07-21 2024-01-30 Qualcomm Incorporated Scaling and quantization for channel state information reporting
CN114363906B (zh) * 2021-12-29 2024-04-16 鹏城实验室 一种海量节点接入资源分配方法、装置、终端及存储介质
CN114444268B (zh) * 2021-12-29 2024-07-23 中国船舶重工集团公司第七一五研究所 基于波群分析的水底沉积层多层介质声学反射时域响应解析解计算方法
WO2023147025A1 (en) * 2022-01-28 2023-08-03 Visa International Service Association System, method, and computer program product for energy efficient generation of artificial noise to prevent side-channel attacks
WO2023210999A1 (ko) * 2022-04-27 2023-11-02 엘지전자 주식회사 하향링크 신호를 측정하는 방법 및 이를 위한 장치
KR20240002262A (ko) * 2022-06-28 2024-01-05 세종대학교산학협력단 재구성 가능한 지능형 표면 기반 massive MIMO 시스템에서의 채널 상태 정보 전달을 위한 기법
WO2024103045A1 (en) * 2022-11-10 2024-05-16 Maxlinear, Inc. Wireless lan uplink multi-user mimo transmission

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20060291544A1 (en) * 2005-06-28 2006-12-28 Broadcom Corporation, A California Corporation Feedback of channel information in a closed loop beamforming wireless communication system
US20110116579A1 (en) 2005-11-07 2011-05-19 Joonsuk Kim Method and System for Utilizing Tone Grouping With Givens Rotations to Reduce Overhead Associated With Explicit Feedback Information
US20120033592A1 (en) * 2010-08-04 2012-02-09 Broadcom Corporation Explicit feedback format within single user, multiple user, multiple access, and/or MIMO wireless communications
US20120243492A1 (en) * 2008-02-05 2012-09-27 Texas Instruments Incorporated Data and control multiplexing in pusch in wireless networks

Family Cites Families (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20010033622A1 (en) 2000-03-14 2001-10-25 Joengren George Robust utilization of feedback information in space-time coding
CN1841985A (zh) * 2005-03-30 2006-10-04 松下电器产业株式会社 多天线系统的有限反馈方法
US8180314B2 (en) * 2006-03-08 2012-05-15 Broadcom Corporation Method and system for utilizing givens rotation to reduce feedback information overhead
US8107544B2 (en) * 2007-05-16 2012-01-31 Motorola Mobility, Inc. Method and apparatus for feedback in closed loop transmitting
CN101388699A (zh) 2007-09-12 2009-03-18 夏普株式会社 基于空时频域的信息反馈方法和系统、用户设备及基站
EP2151941A1 (en) * 2008-08-05 2010-02-10 Nokia Siemens Networks OY Communication network element and method transmitting data
US8737504B2 (en) * 2009-10-05 2014-05-27 Samsung Electronics Co., Ltd. Method and system for feedback of channel information
US8908600B2 (en) * 2010-10-26 2014-12-09 Qualcomm Incorporated Channel state information feedback frame format and feedback rules for very high throughput wireless systems

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20060291544A1 (en) * 2005-06-28 2006-12-28 Broadcom Corporation, A California Corporation Feedback of channel information in a closed loop beamforming wireless communication system
US20110116579A1 (en) 2005-11-07 2011-05-19 Joonsuk Kim Method and System for Utilizing Tone Grouping With Givens Rotations to Reduce Overhead Associated With Explicit Feedback Information
US20120243492A1 (en) * 2008-02-05 2012-09-27 Texas Instruments Incorporated Data and control multiplexing in pusch in wireless networks
US20120033592A1 (en) * 2010-08-04 2012-02-09 Broadcom Corporation Explicit feedback format within single user, multiple user, multiple access, and/or MIMO wireless communications

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR20200024509A (ko) 2018-08-28 2020-03-09 고려대학교 산학협력단 상향 링크 mu-mimo에서의 직교성 기반 데이터 전송 방법
KR102096031B1 (ko) * 2018-08-28 2020-04-01 고려대학교 산학협력단 상향 링크 mu-mimo에서의 직교성 기반 데이터 전송 방법

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