JP7334235B2

JP7334235B2 - 空間遅延プリコーディングを採用する受信機、送信機、システム、および方法

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Publication number: JP7334235B2
Application number: JP2021507898A
Authority: JP
Inventors: ラミレディ・ベンカテッシュ; ランドマン・マーカス; グロスマン・マーカス
Original assignee: フラウンホーファー－ゲゼルシャフト・ツール・フェルデルング・デル・アンゲヴァンテン・フォルシュング・アインゲトラーゲネル・フェライン
Priority date: 2018-08-29
Filing date: 2018-08-29
Publication date: 2023-08-28
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Also published as: EP3815256A1; KR20210040403A; CN112640323B; KR102526199B1; WO2020043282A1; EP3815256B1; JP2021535651A; US11973549B2; US20210167825A1; EP4040687A1; MX2021002304A; ES2923452T3; CN112640323A

Description

本発明は、移動体通信ネットワークなどの無線通信システムの分野に関する。本発明の実施形態は、より少ないフィードバックでのプリコーディング、たとえばミリ波システムのための空間遅延広帯域ＭＩＭＯ（多重入力多重出力：ＭｕｌｔｉｐｌｅＩｎｐｕｔＭｕｌｔｉｐｌｅＯｕｔｐｕｔ）プリコーディングを採用する無線通信システムに関する。

図１は、コアネットワーク１０２および無線アクセスネットワーク１０４を含む無線ネットワーク１００の例の概略図である。無線アクセスネットワーク１０４は、各々がそれぞれのセル１０６_１から１０６_５によって概略的に表される基地局を取り囲む特定の領域にサービス提供する、複数の基地局ｅＮＢ_１からｅＮＢ_５を含み得る。基地局は、セル内のユーザにサービス提供するために設けられている。ユーザは、固定デバイスまたはモバイルデバイスであり得る。さらに、無線通信システムは、基地局またはユーザに接続するモバイルまたは固定ＩｏＴデバイスによってアクセスされ得る。モバイルデバイスまたはＩｏＴデバイスは、物理デバイス、ロボットまたは車などの陸上車両、有人または無人航空（ＵＡＶ）などの航空機（後者はドローンとも呼ばれる）、電子機器、ソフトウェア、センサ、アクチュエータなど、ならびにこれらのデバイスが既存のネットワーク基盤にわたってデータを収集および交換できるようにするネットワーク接続性が埋め込まれた建物またはその他のアイテムを含み得る。図１は、５つのセルのみの例示的な図を示しているが、無線通信システムは、より多くのこのようなセルを含み得る。図１は、セル１０６_２内にあって基地局ｅＮＢ_２によってサービス提供されている、ユーザ機器（ＵＥ）とも呼ばれる２つのユーザＵＥ１およびＵＥ２を示している。別のユーザＵＥ_３は、基地局ｅＮＢ_４によってサービス提供されているセル１０６_４内に示されている。矢印１０８_１、１０８_２、および１０８_３は、ユーザＵＥ_１、ＵＥ_２、およびＵＥ_３から基地局ｅＮＢ_２、ｅＮＢ_４にデータを送信するための、または基地局ｅＮＢ_２、ｅＮＢ_４からユーザＵＥ_１、ＵＥ_２、ＵＥ_３にデータを送信するための、アップリンク／ダウンリンク接続を概略的に表す。さらに、図１は、セル１０６_４内の２つのＩｏＴデバイス１１０_１および１１０_２を示しており、これらは固定またはモバイルデバイスであり得る。ＩｏＴデバイス１１０_１は、矢印１１２_１によって概略的に表されるように、データを送受信するために、基地局ｅＮＢ_４を介して無線通信システムにアクセスする。ＩｏＴデバイス１１０_２は、矢印１１２_２によって概略的に表されるように、ユーザＵＥ_３を介して無線通信システムにアクセスする。それぞれの基地局ｅＮＢ_１からｅＮＢ_５は、「コア」を指す矢印によって図１で概略的に表される、バックホールリンク１１４_１から１１４_５を介してコアネットワーク１０２に、および／または互いに、接続されている。コアネットワーク１０２は、１つ以上の外部ネットワークに接続され得る。

データ送信には、物理リソースグリッドが使用され得る。物理リソースグリッドは、様々な物理チャネルおよび物理信号がマッピングされているリソース要素のセットを含み得る。たとえば、物理チャネルは、ダウンリンクおよびアップリンクペイロードデータとも呼ばれる、ユーザ固有のデータを搬送する物理ダウンリンクおよびアップリンク共有チャネル（ＰＤＳＣＨ、ＰＵＳＣＨ）、たとえばマスター情報ブロック（ＭＩＢ）およびシステム情報ブロック（ＳＩＢ）を搬送する物理報知チャネル（ＰＢＣＨ）、たとえばダウンリンク制御情報（ＤＣＩ）を搬送する物理ダウンリンクおよびアップリンク制御チャネル（ＰＤＣＣＨ、ＰＵＣＣＨ）などを含み得る。アップリンクでは、物理チャネルは、ＵＥが同期してＭＩＢおよびＳＩＢを取得した後にネットワークにアクセスするためにＵＥによって使用される物理ランダムアクセスチャネル（ＰＲＡＣＨまたはＲＡＣＨ）をさらに含み得る。物理信号は、基準信号（ＲＳ）、同期信号などを含み得る。リソースグリッドは、時間領域における特定の持続時間および周波数領域における所与の帯域幅を有するフレームを含み得る。フレームは、所定の長さの特定の数のサブフレームを有し得、各サブフレームは、ＯＦＤＭシンボルのようなシンボルを含み得る。

無線通信システムは、たとえば、ＬＴＥ－Ａｄｖａｎｃｅｄｐｒｏ規格または５ＧまたはＮＲ（ＮｅｗＲａｄｉｏ）規格にしたがって動作し得る。

無線通信システムは、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）システム、直交周波数分割多重アクセス（ＯＦＤＭＡ）システムのような、周波数分割多重、もしくはＣＰありまたはなしのその他いずれかのＩＦＦＴベースの信号、たとえばＤＦＴ－ｓ－ＯＦＤＭに基づく、任意のシングルトーンまたはマルチキャリアシステムであり得る。多重アクセス、たとえばフィルタバンクマルチキャリア（ＦＢＭＣ）、一般化周波数分割多重（ＧＦＤＭ）、またはユニバーサルフィルタマルチキャリア（ＵＦＭＣ）のための非直交波形のような、他の波形も使用され得る。

図１に概略的に示されるもののような無線通信システムでは、ユーザデータレート、リンク信頼性、セルカバレッジ、およびネットワーク容量を改善するために、たとえばＬＴＥまたはＮＲにしたがって、マルチアンテナ技術が使用され得る。マルチストリームまたはマルチレイヤ送信をサポートするために、通信システムの物理層で線形プリコーディングが使用される。線形プリコーディングは、データの層をアンテナポートにマッピングするプリコーダマトリックスによって実行される。プリコーディングはビームフォーミングの一般化と見なされてもよく、これは目標の受信機にデータ送信を空間的に配向／集中させる技術である。

以下では、モバイル多重入力多重出力通信システムにおけるダウンリンク（ＤＬ）送信、すなわち基地局（ｅＮｏｄｅＢ）からモバイルユーザ機器（ＵＥ）へのデータトラフィックを搬送する通信リンクが検討される。

個のアンテナを有する基地局（ｅＮｏｄｅＢ）および

個のアンテナを有するモバイルユーザ機器（ＵＥ）を考えると、ＵＥでＤＬ送信の特定の瞬間に受信したシンボル

は以下のように記述され、

ここで、

はチャネルマトリックスを示し、

はｅＮｏｄｅＢでのプリコーダマトリックスを表し、

は受信機における加法性雑音であり、

はＵＥによってデコードされることになっていたｅＮｏｄｅＢによって送信されたデータベクトルであり、

は送信されたデータストリームの数を示す。データ

を

個のアンテナポートにマッピングするためにｅＮｏｄｅＢで使用されるプリコーダマトリックスは、瞬間的なチャネル情報

に基づく最適化問題を解決することによって決定される。閉ループ通信モードでは、ＵＥは、チャネルの状態を推定し、アップリンクのフィードバックチャネル（ＵＥからｅＮｏｄｅＢへのトラフィックを搬送する通信リンク）を介してチャネル状態情報（ＣＳＩ）などの報告をｅＮｏｄｅＢに送信し、ｅＮｏｄｅＢがプリコーディングマトリックスを決定できるようにする（参考文献［１］参照）。プリコーディングマトリックスを決定するために、ＵＥからのフィードバックなしで多層送信が実行される場合もある。このような通信モードは「開ループ」と呼ばれ、ｅＮｏｄｅＢは、情報を送信するために、信号の多様性および空間多重化を利用する（参考文献［１］参照）。

図２は、ＬＴＥリリース８によるコードブックベースのプリコーディングを使用するＭＩＭＯＤＬ送信のブロックベースモデルを示す。図２は、基地局２００とユーザ機器３００との間の無線データ通信のための無線チャネルのように、基地局２００、ユーザ機器３００、およびチャネル４００を概略的に示している。基地局は、複数のアンテナまたはアンテナ素子を有するアンテナアレイ２０２と、コードブック２０８からデータベクトル２０６およびプリコーダマトリックスＦを受信するプリコーダ２０４とを含む。チャネル４００は、チャネルマトリックス４０２によって記述され得る。ユーザ機器３００は、アンテナもしくは複数のアンテナまたはアンテナ素子を有するアンテナアレイ３０４を介してデータベクトル３０２を受信する。ユーザ機器３００と基地局２００との間のフィードバックチャネル５００は、フィードバック情報を送信するために提供される。

暗黙的フィードバックの場合、フィードバックチャネル５００を介してＵＥ３００によって送信されるＣＳＩは、ランクインデックス（ＲＩ）、プリコーディングマトリックスインデックス（ＰＭＩ）、およびチャネル品質インデックス（ＣＱＩ）を含み、ｅＮｏｄｅＢ２００において、プリコーディングマトリックス、および送信されるシンボルの変調順およびコーディングスキーム（ＭＣＳ）を決定できるようにする。ＰＭＩおよびＲＩは、「コードブック」２０８と呼ばれる所定のマトリックスのセット

からプリコーディングマトリックスを決定するために使用される。たとえばＬＴＥによるコードブック２０８は、テーブルの各エントリにマトリックスを有するルックアップテーブルであってもよく、ＵＥからのＰＭＩおよびＲＩは、テーブルのどの行および列から使用されるプリコーダマトリックスが得られるかを決定する。

明示的なＣＳＩフィードバックでは、プリコーダを決定するためにコードブックは使用されない。プリコーダマトリックスの係数は、ＵＥによって明示的に送信される。あるいは、瞬時チャネルマトリックスの係数が送信され、そこからｅＮｏｄｅＢによってプリコーダが決定されてもよい。

プリコーダ２０４およびコードブック２０８の設計および最適化は、固定されたダウンチルトを有する１次元均一線形アレイ（ＵＬＡ）または２次元均一平面アレイ（ＵＰＡ）を備えたｅＮｏｄｅＢのために実行され得る。これらのアンテナアレイ２０２は、ｅＮｏｄｅＢ２００において方位角のみのビームフォーミングが可能となるように、水平（方位角）方向の電波を制御できるようにする。別の例によれば、コードブック２０８の設計は、垂直（仰角）方向および水平（方位角）方向の両方でビームフォーミングを送信するためにＵＰＡをサポートするように拡張され、これは全次元（ＦＤ）ＭＩＭＯとも呼ばれる（参考文献［２］参照）。コードブック２０８は、たとえばＦＤ－ＭＩＭＯなどの大規模アンテナアレイの場合、アレイのアレイ応答ベクトルを使用して空間的に分離された電磁送信／受信ビームを形成するビームフォーミング重みのセットであり得る。アレイのビームフォーミング重み（または「アレイステアリングベクトル」）は、特定の方向に向かって（または特定の方向から）放射を送信（または取得）するために、アンテナに供給される信号（またはアンテナから受信する信号）に適用される振幅増幅および位相調整である。プリコーダマトリックスの成分は、アレイのコードブックから取得され、ＰＭＩおよびＲＩは、コードブックを「読み取り」、プリコーダを取得するために使用される。アレイステアリングベクトルは、２Ｄ離散フーリエ変換（ＤＦＴ）マトリックスの列によって記述され得る（参考文献［３］参照）。

３ＧＰＰＮｅｗＲａｄｉｏＲｅｌｅａｓｅ１５のタイプＩおよびタイプＩＩのＣＳＩ報告スキームで使用される周波数領域プリコーダマトリックスは二段階構造

を有し（参考文献［７］参照）、ここで、

は、サブバンド／サブキャリアまたは物理リソースブロック（ＰＲＢ）の数を示す。マトリックス

は、インデックス

に依存しない広帯域マトリックスであり、以下のＤＦＴコードブックマトリックスから選択された

ビームフォーミングベクトル

を含み、

ここで、

は偏波ごとの送信アンテナの数を示し、

はアンテナ偏波の数を示し、

は偏波ごとのビームフォーミングベクトルの数である。共偏波アンテナアレイでは

だが、二重偏波アンテナアレイでは

である。また、二重偏波アンテナアレイでは、

番目のビームベクトル

は両方の偏波と同一である。マトリックス

は、各サブバンド／サブキャリアまたは物理リソースブロック（ＰＲＢ）

ごとに

で定義されたビームを選択／結合／共位相整合する選択／結合／共位相整合マトリックスである。異なる方向に配向された複数のアンテナ素子が、信号を送受信しながら偏波の多様性を利用するために、アレイアンテナの各々の位置に配置され得ることに、留意されたい。多くの場合、アンテナ素子の配向は、アンテナが応答する偏波角と同じであり、したがって、「アンテナ偏波」および「アンテナ配向」という用語は、文献全体で交換可能に使用される。この明細書では、「配向」という用語は、送信または受信された波面の偏波と混同するのを回避するために、アンテナを指すときに使用される。

ランク１の送信およびタイプＩの報告では、［７］によって二重偏波アンテナアレイ（

）に

が与えられる。

ここで、

は

番目の位置を除く全ての位置でゼロを含む。

のこのような定義は、各偏波の

番目のベクトルを選択し、異なる偏波にわたってこれらを結合する。さらに、

は、２番目の偏波の量子化された位相調整である。

ランク１の送信およびタイプＩＩの報告では、［７］によって二重偏波アンテナアレイ（

）に

が与えられる。

ここで、量子化された値

および

は、それぞれ振幅および位相結合係数である。

ランク

の送信では、

は

個のベクトルを含み、ここで、各偏波内の単一または複数のビームを結合するため、および／または異なる偏波にわたってこれらを結合するために、各ベクトルのエントリが選択される。

本発明の目的は、プリコーディングを採用する無線通信システムにおけるフィードバックオーバーヘッドを削減するための改善されたアプローチを提供することである。

この目的は、独立請求項で定義される主題によって達成される。
実施形態は、従属請求項で定義される。
ここで、本発明の実施形態は、以下の添付図面を参照して、さらに詳細に説明される。

無線通信システムの例の概略図を示す。暗黙的なＣＳＩフィードバックを使用するＭＩＭＯ通信システムのブロックベースモデルを示す。本発明のアプローチの実施形態によるＭＩＭＯシステムのブロック図を示す。本発明のアプローチのさらなる実施形態によるＭＩＭＯシステムのブロック図を示す。第１段プリコーダＦ_１をＭＩＭＯチャネルインパルス応答と結合したときに得られるビームフォーミングチャネルインパルス応答の例を示し、ビームフォーミングチャネルインパルス応答の主ピーク内の遅延または遅延差に関連付けられた周波数領域コードブックからのＤＦＴベクトルのインデックスを示している。第１段プリコーダＦ_１をＭＩＭＯチャネルインパルス応答と結合したときに得られるビームフォーミングチャネルインパルス応答の例を示し、ビームフォーミングチャネルインパルス応答の２つのピーク内の遅延または遅延差に関連付けられた周波数領域コードブックからのＤＦＴベクトルのインデックスを示している。平均遅延インデックスｂ_ｕ,１を中心としたｕ番目のビームのＬ個の遅延インデックスを示す。図７（ａ）は、サンプリンググリッドの開始に位置する図６の平均遅延について可能な箇所を示す。図７（ｂ）は、サンプリンググリッドの終了に位置する図６の平均遅延について可能な箇所を示す。ｕ番目のビームの２つの平均遅延インデックスｂ_ｕ,１およびｂ_ｕ,２を中心としたＣ個の遅延インデックスを示す。平均遅延ｂ_ｕ,ｉの基準ビームに対する（２Ｕ－１）個のビームの複素係数の計算を示す。ユニットまたはモジュール、ならびに本発明のアプローチにしたがって記述された方法のステップが実行され得るコンピュータシステムの例を示す。

以下、本発明の好適な実施形態は、同じまたは類似の機能が同じ参照符号によって参照される同封図面を参照して、さらに詳細に説明される。

本発明の一態様の実施形態は、複数の送信層および送信アンテナを採用する送信機から周波数選択無線チャネルを介して受信した無線信号を受信および処理する受信機を提供する。受信機は、受信信号に基づいて、
・無線チャネルを介した通信の所定の特性を達成するように、送信機での送信層および送信アンテナの第１のサブセットに対するそれぞれの周波数領域プリコーダの複素プリコーダ係数と、
・無線チャネルを介した通信の所定の特性を達成するように、送信機での送信層および送信アンテナの第２のサブセットに対するそれぞれの空間遅延プリコーダの複素プリコーダ係数および遅延と
を決定し、
受信機は、送信機に、決定された遅延を明示的または暗黙的に、ならびに決定された複素プリコーダ係数を明示的または暗黙的にフィードバックし、送信機は、フィードバックされた遅延および複素プリコーダ係数を使用して、受信機に送信される信号をプリコードする。周波数領域プリコーダは、
・空間ビームフォーミングベクトルを含む空間コードブックマトリックスと、
・空間ビームフォーミングベクトルのうちの１つ以上を複素スケーリング／結合するための結合素子と
を含む二段構造を有し、
空間遅延プリコーダは、
・空間ビームフォーミングベクトルを含む空間コードブックマトリックスと、
・周波数領域コードブックマトリックスの各ベクトルが遅延または遅延差に関連付けられている、周波数領域コードブックマトリックスと、
・空間および／または周波数領域コードブックマトリックスからのベクトルの１つ以上を複素スケーリング／結合するための層ごと結合素子と
を含む二段構造を有する。

この態様のさらなる実施形態は、複数の送信層および複数のアンテナを使用する１つ以上の受信機との無線通信のための複数のアンテナを有するアンテナアレイと、アンテナアレイに接続された複数のプリコーダであって、プリコーダは、アンテナアレイによって１つ以上の送信ビームを形成するために、ビームフォーミング重みのセットをアンテナアレイの１つ以上のアンテナに適用する、複数のプリコーダとを有する、送信機を提供する。送信機は、受信機から受信したフィードバックに応答してビームフォーミング重みを決定し、フィードバックは、遅延を明示的または暗黙的に、および複素プリコーダ係数を明示的または暗黙的に示し、示された遅延および複素プリコーダ係数は、
・無線チャネルを介した通信の所定の特性を達成するように、送信機での送信層および送信アンテナの第１のサブセットに対するそれぞれの周波数領域プリコーダの複素プリコーダ係数と、
・無線チャネルを介した通信の所定の特性を達成するように、送信機での送信層および送信アンテナの第２のサブセットに対するそれぞれの空間遅延プリコーダの複素プリコーダ係数および遅延と、を含む。
周波数領域プリコーダは、
・空間ビームフォーミングベクトルを含む空間コードブックマトリックスと、
・空間ビームフォーミングベクトルのうちの１つ以上を複素スケーリング／結合するための結合素子と
を含む二段構造を有する。そして、
空間遅延プリコーダは、
・空間ビームフォーミングベクトルを含む空間コードブックマトリックスと、
・周波数領域コードブックマトリックスの各ベクトルが遅延または遅延差に関連付けられている、周波数領域コードブックマトリックスと、
・空間および／または周波数領域コードブックマトリックスからのベクトルの１つ以上を複素スケーリング／結合するための層ごと結合素子と
を含む二段構造を有する。

本発明のこの態様は、異なる送信層またはランクに対して異なるプリコーダを使用することが、たとえば、下位互換性を提供するために、または特定のランクのそれぞれのプリコーダの特定の利点を利用するために望ましい場合があるという所見に基づく。たとえば、ランク１およびランク２の送信は周波数領域プリコーダを使用することができるが、より高いランクの送信は空間遅延デコーダを使用することができる。

本発明の別の態様の実施形態は、複数の送信アンテナを採用する送信機から周波数選択無線チャネルを介して受信した無線信号を受信および処理し、無線チャネルを介した通信の所定の特性を達成するように、受信信号に基づいて、送信機での１つ以上の送信層および送信アンテナに対する１つ以上の空間遅延プリコーダの複素プリコーダ係数および遅延を決定し、送信機に、決定された遅延を明示的または暗黙的に、ならびに決定された複素プリコーダ係数を明示的または暗黙的にフィードバックする受信機であって、送信機は、フィードバックされた遅延および複素プリコーダ係数を使用して、受信機に送信される信号をプリコードする、受信機を提供する。空間遅延プリコーダは、
・空間ビームフォーミングベクトルを含む空間コードブックマトリックスと、
・周波数領域コードブックマトリックスの各ベクトルが遅延または遅延差に関連付けられている、周波数領域コードブックマトリックスと、
・空間および／または周波数領域コードブックマトリックスから選択されたベクトルの１つ以上を複素スケーリング／結合するための層ごと結合素子と
を含む二段構造を有する。
周波数領域コードブックマトリックスは、ＤＦＴマトリックスの１つ以上のサブマトリックスによって定義され、ＤＦＴマトリックスの各サブマトリックスは、遅延値の範囲または遅延差値の範囲に関連付けられている。

この態様のさらなる実施形態は、１つ以上の受信機との無線通信のための複数のアンテナを有するアンテナアレイと、アンテナアレイに接続された１つ以上のプリコーダであって、該プリコーダは、アンテナアレイによって１つ以上の送信ビームを形成するために、ビームフォーミング重みのセットをアンテナアレイの１つ以上のアンテナに適用する、１つ以上のプリコーダとを有する、送信機を提供する。送信機は、受信機から受信したフィードバックに応答してビームフォーミング重みを決定し、フィードバックは、無線チャネルを介した通信の所定の特性を達成するように、送信機での１つ以上の送信層および送信アンテナの１つ以上の空間遅延プリコーダの、遅延を表すフィードバックを明示的または暗黙的に、および複素プリコーダ係数を明示的または暗黙的に示す。空間遅延プリコーダは、
・空間ビームフォーミングベクトルを含む空間コードブックマトリックスと、
・周波数領域コードブックマトリックスの各ベクトルが遅延または遅延差に関連付けられている、周波数領域コードブックマトリックスと、
・空間および／または周波数領域コードブックマトリックスから選択されたベクトルの１つ以上を複素スケーリング／結合するための層ごと結合素子と
を含む二段構造を有する。
周波数領域コードブックマトリックスは、ＤＦＴマトリックスの１つ以上のサブマトリックスによって定義され、ＤＦＴマトリックスの各サブマトリックスは、遅延値の範囲または遅延差値の範囲に関連付けられている。

本発明のこの態様は、遅延プリコーディングに使用される遅延または遅延差は、典型的に、限られた値の範囲のみを有し、この限られた範囲のため、空間遅延二段プリコーダを構築するためにコードブックマトリックスの全てのエントリが受信機で使用される必要はないという所見に基づく。本発明のアプローチによれば、コードブックのサイズ、および空間遅延二段プリコーダを構築するためにコードブックエントリ（遅延または遅延差）を選択する複雑さが、大幅に軽減される。

上記で説明されたように、従来、プリコーディングはサブキャリアごと、またはサブバンドごとに実行されており、サブバンドは、ＯＦＤＭベースのシステムでは、複数の隣接するサブキャリアを含む。サブキャリア／サブバンドの数が多いため、サブキャリア／サブバンドごとの単一の信号ＰＭＩ／ＲＩをｇＮＢに送信することで、フィードバックオーバーヘッドが非常に大きくなる。このように大きなフィードバックオーバーヘッドの問題は、サブキャリアごとまたはサブバンドごとに周波数領域をプリコードする、従来のＯＦＤＭシステムで以下のように対処される。減衰する利得は複数の隣接するサブキャリア間で高度に相関しているため、いくつかのサブキャリアに対して、すなわちサブバンドごとに、単一のプリコーディングマトリックスが計算されてもよく、その結果、サブキャリアごとに単一のプリコーディングマトリックスを計算するときと比較して、フィードバックオーバーヘッドが減少し得る。
しかしながら、サブキャリア／サブバンドの数が非ゼロチャネルインパルス応答係数よりもはるかに大きい状況では、時間領域でのプリコーディングは、計算の複雑さおよびフィードバックオーバーヘッドの両方の点において有益であり得る。

したがって、本発明のアプローチによれば、サブキャリア／サブバンドごとのプリコーディングの代わりに、遅延ごとのプリコーディングが実行される。実施形態によれば、本発明のアプローチは、サブキャリア／サブバンドプリコーディングと比較してフィードバックが減少し、相互情報量またはレートなどが増加した、新規な空間遅延プリコーダを採用する。本発明の実施形態によれば、ＰＭＩ、ＲＩ、およびＣＱＩのような３ＧＰＰＲｅｌ．１０に記載されるフィードバックパラメータ（参考文献［４］参照）に加えて、送信機での信号プリコーダのタップ遅延のような追加のフィードバックパラメータを提供する、シングルおよび／またはマルチキャリアＭＩＭＯ通信システムのためのプリコーディングおよびフィードバックスキームが提供される。本発明のフィードバックスキームは、３ＧＰＰＬＴＥＲｅｌ１４までで論じられた最先端のビームフォーミング／プリコーディングスキーム（参考文献［５］参照）と比較して、相互情報量またはレートなどに関して性能が強化された方向および遅延ベースのビームフォーミング／プリコーディングを可能にする。

本発明の実施形態によれば、ＭＩＭＯ通信システムは、ミリ波周波数で動作し得る。ミリ波周波数では、通信チャネルはまばらであり、マルチパス成分のエネルギーはわずかなチャネルクラスタまたはチャネルタップに集中し、多数の光線が各クラスタに関連付けられる。各チャネルクラスタまたはチャネルタップは、異なる遅延および空間方向に対応し得る。このため、支配的なチャネルクラスタまたはチャネルタップの数は、典型的にはサブキャリアの数よりもはるかに少ない。したがって、ミリ波周波数で動作するシステムでは、空間遅延プリコーディングは、従来の周波数領域サブキャリアベースまたはサブバンドベースのプリコーディングと比較して、複雑さおよびフィードバックオーバーヘッドの点で有益である。本発明のアプローチによれば、支配的なチャネルクラスタ方向に対応する追加のタップ遅延情報が利用され、ｇＮＢにフィードバックされ得る。プリコーダの設計においてクラスタ方向の追加の遅延情報を利用すると、考慮される追加の自由度のため、相互情報量またはレートに関してシステム性能が強化され得る。

本発明は、サブ６ＧＨｚ周波数で動作するＭＩＭＯ通信システムにも適用可能である。
実施形態によれば、周波数領域プリコーダの結合素子は、空間コードブックマトリックスから選択された単一の空間ビームフォーミングベクトルのための層または周波数ごとの複素数値のスケーリング係数、もしくは空間コードブックマトリックスから選択された１つ以上の空間ビームフォーミングベクトルを結合するための周波数ビンごとの結合ベクトルを含む。

実施形態によれば、空間遅延プリコーダの結合素子は、周波数領域コードブックから選択された１つ以上のベクトルを結合するための、周波数ビンとは無関係の複素数値遅延領域結合ベクトルと、空間コードブックマトリックスから選択された１つ以上の空間ビームフォーミングベクトルを結合するための周波数ビンごとの複素数値結合ベクトルとを含む。たとえば、ｓ番目の周波数ビンに関連付けられた複素数値結合ベクトルのｕ番目のエントリは、ｕ番目のビームに関連付けられた複素数値遅延領域結合ベクトルと周波数領域コードブックから選択された１つ以上のベクトルとの結合によって定義されたベクトルのｓ番目のエントリによって与えられてもよい。

実施形態によれば、周波数領域コードブックマトリックスを構築するために使用されるＤＦＴマトリックスは、オーバーサンプリングされたＤＦＴマトリックス

であり、ここで

、ただし

はＤＦＴマトリックスのオーバーサンプリング係数である。

実施形態によれば、オーバーサンプリング係数

は受信機において先験的に知られているか、または受信機は、送信機からオーバーサンプリング係数

を受信するように構成されている。

実施形態によれば、ＤＦＴマトリックスの１つ以上のサブマトリックスは、空間コードブックマトリックスの選択されたビームをＭＩＭＯチャネルインパルス応答と結合するときに得られるビームフォーミングチャネルインパルス応答の遅延広がりに応じて選択される。

実施形態によれば、周波数領域コードブックマトリックスは、
－ＤＦＴマトリックスの最初のＮ列、または
－ＤＦＴマトリックスの最初の

列および最後の

列、または
－ＤＦＴマトリックスの

列および

列
によって定義される。

実施形態によれば、周波数領域コードブックを定義するＤＦＴマトリックスの複数の列を示す１つ以上のパラメータは、受信機において先験的に知られているか、または送信機から受信される。

実施形態によれば、受信機は、
－

個のエントリ／列を含む周波数領域コードブックマトリックスから

番目の層の空間遅延二段プリコーダマトリックスを構築するための

個の遅延または遅延差を選択し、
－

番目の層の

個の選択されていない遅延インデックスを周波数領域コードブックマトリックスから送信機にフィードバックする
ように構成されている。

実施形態によれば、パラメータ

は受信機において先験的に知られているか、または受信機は、送信機からパラメータ

を受信するように構成されている。

実施形態によれば、受信機は、
－

個のエントリ／列を含む周波数領域コードブックマトリックスから空間遅延二段プリコーダマトリックスを構築するための

個の遅延または遅延差を選択し、

個の遅延または遅延差は各層で同じであり、
－

番目の層の

実施形態によれば、パラメータ

を受信するように構成されている。

実施形態によれば、受信機は、
－ｒ番目の送信層の全てのビーム、またはｒ番目の送信層のビームのサブセットに同一の遅延を適用し、
－空間遅延二段プリコーダを計算するために受信機によって選択されたビームの遅延インデックスを含む共通ＤＩを構築し、
－共通ＤＩの最も強い遅延に対応する遅延インデックスを示し、
－最も強い遅延インデックスの表示を有する共通ＤＩを送信機にフィードバックする
ように構成されている。

実施形態によれば、遅延は、空間ビームおよび送信層に依存する。
実施形態によれば、
－送信層の空間ビームのサブセットに関連付けられた遅延のサブセットが同一であるか、または
－送信層の空間ビームのサブセットの遅延の数が同一であるか、または
－遅延のサブセットが、空間ビームおよび送信層のサブセットで同一である。

実施形態によれば、送信層の全てのビームが同じ遅延に関連付けられるように、遅延の数およびビームごとの遅延は送信層について同一である。

実施形態によれば、プリコーダは、以下によって表され、

ここで、
－

は送信機アレイの送信アンテナの数であり、
－

は

番目の層のビームの数であり、
－

は

番目の層および

番目のビームの遅延の数であり、
－

は

番目の層、

番目の空間ビーム、および送信機アンテナアレイの

番目の偏波に関連付けられたサイズ

の

番目の遅延ベクトルであり、
－

は

番目の層に関連付けられた

番目の空間ビームであり、
－

は

番目の層、

番目の空間ビーム、

番目の遅延、および送信機アンテナアレイの

番目の偏波に関連付けられたスカラー遅延ビーム複素結合係数であり、
－

は、全てのプリコーダ層の平均総送信電力が固定値に等しいことを保証するための正規化係数である。

実施形態によれば、マトリックスベクトル表記のプリコーダは以下によって表され、

ここで、
－

は

を有する

番目の偏波のビーム結合係数を含み、
－

、および

はベクトル

の

番目のエントリである。

実施形態によれば、周波数領域コードブックのベクトルの長さを示すパラメータ

を受信するように構成されている。
実施形態によれば、受信機は、空間遅延プリコーダの遅延を明示的または暗黙的にフィードバックするように構成されており、暗黙的フィードバックは、送信機で使用される周波数領域コードブックマトリックスのそれぞれの列ベクトルに関連付けられたインデックスを含む遅延識別子を使用する。

実施形態によれば、受信機は、送信機で使用される周波数領域コードブックマトリックスのそれぞれの列ベクトルに関連付けられたインデックスを含む遅延識別子を使用して、空間遅延プリコーダの遅延を明示的にフィードバックするように構成されている。
実施形態によれば、空間遅延プリコーダは周波数領域で表され、受信機は、空間遅延プリコーダの遅延を明示的または暗黙的にフィードバックするように構成されている。

実施形態によれば、暗黙的な遅延フィードバックは、１つ以上の遅延識別子ＤＩを含み、各遅延識別子は、周波数領域コードブックマトリックス

の列ベクトルに関連付けられた

個のインデックスのセットを含み、

は遅延の総数である。
実施形態によれば、コードブックマトリックス

のサイズは、遅延の必要な分解能に基づいて柔軟に設計される。

実施形態によれば、
遅延

は離散化され、セット

の要素によって与えられ、

の各値は周波数領域コードブックマトリックス

の列ベクトルに関連付けられており、

、

はサブキャリアまたはサブバンドまたは物理リソースブロックの総数であり、
周波数領域コードブックマトリックス

はオーバーサンプリングされたコードブックＤＦＴマトリックス

、ここで、

、

は周波数領域コードブックＤＦＴマトリックスのオーバーサンプリング係数である。

実施形態によれば、受信機は、送信機からオーバーサンプリング係数

を受信するように構成されている。
実施形態によれば、ＤＩは空間ビームに関連付けられ、フィードバックは、

個の空間ビームに対して

個のＤＩを含み、

はビームの総数、

は偏波の数、ここで送信機での共偏波アンテナアレイについては

、送信機での二重偏波アンテナアレイについては

である。

実施形態によれば、
プリコーダは二段プリコーディング構造を含み、二段プリコーディング構造は、

個の空間ビームを含むビームフォーミングマトリックスを含み、

はビームの総数、

は偏波の数であり、ここで送信機での共偏波アンテナアレイについては

、送信機での二重偏波アンテナアレイについては

であり、
（ｉ）

個全てのビームに対して同一の遅延の場合、フィードバックは

個のビームに対して１つの遅延識別子１ＤＩを含むか、または
（ｉｉ）偏波依存およびビーム依存遅延の場合、フィードバックは

個のビームに対して

個の遅延識別子、

個のＤＩを含み、各ＤＩは、単一の空間ビームに関連付けられた遅延のインデックスを含むか、または
（ｉｉｉ）偏波非依存およびビーム依存遅延の場合、フィードバックは、

個のビームに対して

個の遅延識別子、

個のＤＩを含むか、または
（ｉｖ）偏波依存およびビーム非依存遅延の場合、フィードバックは、

個のビームに対して

個の遅延識別子、

個のＤＩを含むか、または
実施形態によれば、ＤＩ内のインデックスの数は、空間ビームに関して同一であるかまたは異なる。

実施形態によれば、

番目の空間ビームに関連付けられた、遅延識別子ＤＩの

個の遅延インデックスのうちの

個の遅延インデックスは、１つ以上の他の空間ビームに関連付けられた遅延インデックスＤＩと同一であり、すると

番目の空間ビームのＤＩは、

個のインデックスの代わりに

個のインデックスを含む。
実施形態によれば、特定の空間ビームのインデックスを含むビーム固有のＤＩに加えて、

個の空間ビームに共通のインデックスを示すために、

個の空間ビームに共通ＤＩが使用され得る。このような複数の共通ＤＩは、異なる空間ビームのＤＩの間に同一の遅延の複数のセットがあるときに適切になるだろう。

実施形態によれば、ＤＩ構成は、送信機から受信機に信号伝達され得る。ＤＩ構成は、たとえば、下記に関する情報を含み得る。
－ビーム固有のＤＩごとのインデックスの総数、または
－共通ＤＩの数、共通ＤＩごとのインデックスの数。
実施形態によれば、空間ビームに関連付けられた遅延が単一の平均遅延の周りの所定のウィンドウ内にあるとき、空間ビームの遅延識別子は、平均遅延に関連付けられた単一のインデックスのみを含む。

実施形態によれば、受信機は、所定のウィンドウサイズを指定するウィンドウパラメータを送信機から受信するように構成されている。
実施形態によれば、

個のビームの場合、フィードバックは、

個のビームに対して

個のＤＩを含み、各ＤＩは単一のインデックスのみを含む。
実施形態によれば、フィードバックは、空間ビームに対して単一または複数のＤＩを含み、各ＤＩは単一または複数のインデックスを含み、各インデックスはビームの特定の平均遅延に関連付けられている。

実施形態によれば、

個の空間ビームは、同じかまたは異なる平均遅延を有する。
実施形態によれば、特定の平均遅延インデックスに関連付けられた

番目の空間ビームの

個の複素遅延領域結合係数は、特定の平均遅延インデックスの残りまたは他の

個のビームの複素結合係数を計算するために使用される。

実施形態によれば、

番目のビームの平均遅延インデックス

に対応する残りの

個のビームの複素係数は、以下によって与えられる。

ここで、

は

番目のビーム

に関連付けられたスカラー複素係数であり、

は

番目のビームおよび平均遅延インデックス

に関連付けられた

個の遅延結合係数を含む。
実施形態によれば、フィードバックは、プリコーディングマトリックス識別子ＰＭＩのように、インデックスのセットを含み、インデックスのセットは、無線信号のそれぞれの空間ビームを示す第１の数のインデックスと、それぞれの複素遅延領域結合係数を示す第２の数のインデックスと、（１つまたは複数の）遅延識別子に含まれる遅延に関連付けられた第３の数のインデックスとを含む。

実施形態によれば、
受信機は、以下によって空間遅延プリコーダの遅延を明示的にフィードバックするように構成されている。
（ｉ）全てのアンテナまたはビームに基準遅延を設定することであって、基準遅延に対して

個の遅延差が送信機にフィードバックされること、または
（ｉｉ）アンテナまたはビームごとの基準遅延を設定することであって、アンテナまたはビームごとの基準遅延に対して

個のアンテナまたはビームごとの遅延差が送信機にフィードバックされること、または
受信機は、以下によって空間遅延プリコーダの遅延を暗黙的にフィードバックするように構成されている。
（ｉ）全てのアンテナまたはビームに基準遅延を設定することであって、基準遅延に対して

個の遅延差に関連付けられた

個のインデックスがフィードバックされること、または
（ｉｉ）アンテナまたはビームごとの基準遅延を設定することであって、アンテナまたはビームごとの基準遅延に対して

個のアンテナまたはビームごとの遅延差に関連付けられた

個のアンテナまたはビームごとのインデックスが送信機にフィードバックされること。

実施形態によれば、遅延

は、アンテナ固有および層固有または非アンテナ固有および非層固有である。アンテナ固有および層固有遅延

の場合、ｎ番目の送信アンテナ、ｒ番目の層のｌ番目の遅延

は、ｋ番目の送信アンテナ、ｐ番目の層のｌ番目の遅延

とは異なり、すなわち

および

である。非アンテナ固有および非層固有遅延

は、ｋ番目の送信アンテナ、ｐ番目の層のｌ番目の遅延

と同一であり、すなわち

である。

実施形態によれば、アンテナ固有および層固有遅延ならびに複素プリコーダ係数の明示的フィードバックの場合、
遅延の明示的フィードバックの場合、フィードバックは、

個の複素プリコーダ係数および

個の遅延を含むか、または合計フィードバックがこれらの量に達し、
遅延の暗黙的フィードバックの場合、フィードバックは、

個の複素プリコーダ係数および

個の遅延識別子を含むか、または合計フィードバックがこれらの量に達し、
ここで、

は送信アンテナの数を示し、

は層ごとおよびアンテナごとの遅延の数を示し、

は層の数を示す。

実施形態によれば、非アンテナ固有および非層固有遅延ならびに複素プリコーダ係数の明示的フィードバックの場合、
遅延の明示的フィードバックの場合、フィードバックは、

個の複素プリコーダ係数および

個の遅延を含むか、または合計フィードバックがこれらの量に達し、

個の遅延は

個の送信アンテナおよび

個の層の全てと同一であり、
遅延の暗黙的フィードバックの場合、フィードバックは、

個の複素プリコーダ係数および

個の遅延を指定する

個の遅延識別子を含み、遅延識別子で指定される遅延は、

個の送信アンテナおよび

個の層の全てと同一のプリコーダタップの遅延である。
実施形態によれば、アンテナ固有および層固有遅延ならびに複素プリコーダ係数の暗黙的フィードバックの場合、遅延ごとおよび層ごとの複素プリコーダ係数は１つ以上のコードブックに基づいており、フィードバックは、Ｎ個の送信アンテナ、

個の遅延、および

個の層に関連付けられた複素プリコーダ係数のマトリックス（ＰＭＩ）を指定し、
遅延の明示的フィードバックの場合、フィードバックは、

個のプリコーディングマトリックス識別子（ＰＭＩ）および

個の遅延識別子を含むか、または合計フィードバックがこれらの量に達する。

実施形態によれば、非アンテナ固有および非層固有遅延ならびに複素プリコーダ係数の暗黙的フィードバックの場合、遅延ごとおよび層ごとの複素プリコーダ係数は１つ以上のコードブックに基づいており、フィードバックは、

個の送信アンテナ、

個の遅延、および

実施形態によれば、コードブックベースのスキームは、全ての遅延に対して同一の層ごとのプリコーダマトリックスを採用する。
実施形態によれば、プリコーダは、多段構造、たとえば二段構造または三段構造を含む。多段構造は、

個の送信アンテナの遅延ごとおよび層ごとの複素結合係数を含むビームセットマトリックスおよび少なくとも１つの結合ベクトルまたは結合マトリックスと、遅延のベクトルとを含むことができ、フィードバックは、ベクトルインジケータを使用して、遅延ごとに、複素結合係数を明示的または暗黙的にさらに識別し、これにより、フィードバックまたは合計フィードバックが、複素結合係数を明示的に信号伝達するときには複素結合係数を、もしくは複素結合係数を暗黙的に信号伝達するときには

個のベクトルインジケータを、さらに含むようにする。

実施形態によれば、遅延ごとおよび層ごとの複素プリコーダ係数は、１つ以上の非偏光測定コードブックまたは偏光測定コードブックに基づく。偏光測定コードブックの場合、遅延ごとおよび層ごとの複素プリコーダ係数は、
・第１の配向の全てのアンテナの、透過／入射波面の第１の偏波、たとえば水平偏波に関連付けられた遅延および層ごとの第１の複素プリコーダ係数、および
・第１の配向の全てのアンテナの、透過／入射波面の第２の偏波、たとえば垂直偏波に関連付けられた遅延および層ごとの第２の複素プリコーダ係数、および
・第２の配向の全てのアンテナの、透過／入射波面の第１の偏波、たとえば水平偏波に関連付けられた遅延および層ごとの第３の複素プリコーダ係数、および
・第２の配向の全てのアンテナの、透過／入射波面の第２の偏波、たとえば垂直偏波に関連付けられた遅延および層ごとの第４の複素プリコーダ係数
を含む。

フィードバックは、それぞれ第１の偏波と第１のアンテナ配向、第２の偏波と第１のアンテナ配向、第２の偏波と第１のアンテナ配向、および第２の偏波と第２のアンテナ配向に関連付けられた遅延ごとおよび層ごとの複素プリコーダ係数のマトリックスのそれぞれのマトリックス識別子を含む。

本発明は、ＯＦＤＭ、離散フーリエ変換拡散ＯＦＤＭ（ＤＦＴ－ｓ－ＯＦＤＭ）などの周波数分割多重に基づくシングルキャリアまたはマルチキャリア無線通信システムに適用され得る。以下の実施形態の説明は、

個の送信アンテナおよび

個の受信アンテナを有するマルチキャリアＭＩＭＯシステムのＯＦＤＭシステムモデルに基づく。

番目のＴｘアンテナと

番目のＲｘアンテナとの間の周波数選択チャネル

は、

個の経路成分を含む。

送信されたデータは送信ブロックに編成され、長さ

の各ブロック

はプリコーディングマトリックス

で線形にプリコードされ、ここで

はサブキャリアの数である。その結果、ブロックごとに

個のデータ層が送信され、ランク

の送信となる。
サイクルプレフィックス（ＣＰ）送信を想定すると、ＣＰは少なくとも長さ

であり、ＵＥにおける受信信号ベクトル（ＣＰ除去後）は以下のように記述され得る。

ここで、

はブロック循環ＭＩＭＯチャネルマトリックス

を示し、

は、その最初の列に

を有するリンク

の

サイズの循環マトリックスであり、

は雑音である。

ランク１の送信のプリコーダマトリックスは、

によって与えられ、ランクＲの送信のプリコーダマトリックスは、

によって与えられ、

はサイズ

の循環プリコーダマトリックスである。
ブロック循環ＭＩＭＯチャネルマトリックスおよびプリコーダマトリックスの周波数領域表現は、それぞれ

および

によって与えられ、ここで

であり、

はサイズ

のＤＦＴマトリックスである。

周波数領域のＭＩＭＯチャネルマトリックスは、以下によって与えられ、

ここで、

は、全てのサブキャリアのチャネル係数

が主対角線上にある対角マトリックスである。

ｒ番目の層の周波数領域のプリコーダマトリックスは、以下によって与えられ、

ここで

は、主対角線上の全てのサブキャリアのプリコーダ係数からなる対角マトリックスである。
再配置することにより、サブキャリア

に関連付けられたＭＩＭＯチャネルマトリックスは、以下のようになる。

サブキャリアｓに関連付けられたランク１の送信のプリコーダマトリックスは

であり、サブキャリアｓに関連付けられたランクＲの送信のプリコーダマトリックスは

である。

図３は、本発明のアプローチの実施形態によるＭＩＭＯシステムのブロック図を示す。図２を参照して説明された要素に対応するＭＩＭＯシステムの要素には、同じ参照符号が割り当てられている。ユーザ機器３００は、アンテナまたはアンテナアレイ３０４において、チャネル４００からの無線信号を受信する。３０６に示されるように、サイクルプレフィックスを除去した後、ユーザ機器３００は、データベクトル３０２を取得するために受信信号を処理する。本発明の実施形態によれば、受信信号は、無線チャネルを介した通信の所定の特性を達成するように、基地局２００での各層および送信アンテナのそれぞれの空間遅延プリコーダの複素プリコーダ係数および遅延を、３０８に示されるように決定し、３１０に示されるように提供するために、処理される。たとえば、３０８において、空間遅延プリコーダの複素係数および遅延（以下の式（１）参照）は、たとえば、以下により詳細に記載されるように、長期および短期のチャネル状態情報に基づく相互情報量またはレートなどのコスト関数を最大化することにより、無線チャネルを介した通信の所定の特製を達成するために、ＵＥ３００において最適化され得る。最適化されたプリコーダタップおよび遅延は、暗黙的または明示的フィードバックスキームもしくは両方の組み合わせを介して、フィードバックチャネル５００を通じてｇＮＢ２００にフィードバックされる。偏光測定および非偏光測定のケースのフィードバックスキームの実施形態は、以下でより詳細に説明される。実施形態によれば、フィードバックは、さらなるパラメータ、たとえば従来のアプローチでも使用されるＣＱＩおよびＲＩを含み得る。

図４は、本発明のアプローチの別の実施形態によるＭＩＭＯシステムのブロック図を示す。図２および図３を参照して説明された要素に対応するＭＩＭＯシステムの要素には、同じ参照符号が割り当てられている。基地局２００では、サイクルプレフィックス２１０を追加する前の波形変調器２１２も示されている。ユーザ機器３００は、アンテナまたはアンテナアレイ３０４において、チャネル４００からの無線信号を受信する。サイクルプレフィックスを除去した後、３０６および波形復調３１２に示されるように、ユーザ機器３００は、データベクトル３０２を取得するために受信信号を処理する。本発明の実施形態によれば、受信信号は、無線チャネルを介した通信の所定の特性を達成するように、空間ビーム、ならびに基地局２００での各層および送信アンテナの遅延領域結合係数および遅延（明示的フィードバック）もしくは単一または複数の遅延識別子（暗黙的フィードバック）を、３０８に示されるように決定し、３１０’に示されるように提供するために、処理される。たとえば、３０８において、空間遅延プリコーダの複素係数および遅延は、たとえば、以下により詳細に記載されるように、長期および短期のチャネル状態情報に基づく相互情報量またはレートなどのコスト関数を最大化することにより、無線チャネルを介した通信の所定の特製を達成するために、ＵＥ３００において最適化され得る。最適化されたプリコーダ係数および遅延は、暗黙的または明示的フィードバックスキームもしくは両方の組み合わせを介して、フィードバックチャネル５００を通じてｇＮＢ２００にフィードバックされる。たとえば、フィードバックは、ＣＱＩ、ＲＩ、ＰＭＩ、またはビームベースのフィードバック、遅延識別子（ＤＩ）を使用する遅延の明示的フィードバックまたは遅延の暗黙的フィードバックを有する複素結合係数を示す、ＣＳＩを使用し得る。

第１の実施形態：空間遅延プリコーダの時間領域表現
実施形態によれば、３０８の空間遅延プリコーダは、関連する送信アンテナについて、それぞれ対応するプリコーダ遅延および複素プリコーダ係数で送信される信号を遅延および重み付けする複数のサイクリックフィルタをモデル化または定義する。このため、送信アンテナ

およびランク

のプリコーダ係数が以下によって定義されるパラメトリック空間遅延プリコーダスキームが提供され、

（１）
ここで、

は遅延

における複素係数を示す。

遅延

は、アンテナ固有であってもなくてもよい。さらに、遅延は、

となるように特定のサンプリンググリッドに対して定義されてもよく、ここで

は正の整数を示し、または遅延は、

となるようにサンプリンググリッドを外して定義されてもよく、ここで

は正の実数を示す。サンプリンググリッドは、チャネル係数が利用可能な遅延の整数値のセットである。サンプリンググリッドを外して定義された遅延では、チャネル係数は内挿によって取得される。遅延

は、ｎ番目の送信アンテナのｌ番目の遅延

、ｒ番目の層がｋ番目の送信アンテナのｌ番目の遅延

、ｐ番目の層と異なるように、アンテナ固有および層固有であってもよく、

または
遅延

は、ｎ番目の送信アンテナのｌ番目の遅延

、ｒ番目の層がｋ番目の送信アンテナのｌ番目の遅延

、ｐ番目の層と同一になるように、非アンテナ固有および非層固有であってもよい。

オングリッド遅延では、空間遅延プリコーダの周波数応答を計算するために、ＤＦＴが使用され得る。オフグリッド遅延は、遅延領域内の空間遅延プリコーダ（式（１）参照）の不均一なサンプリングを示し、空間遅延プリコーダの周波数応答を計算するためにＤＦＴが使用され得ない。遅延の不均一なサンプリングでは、以下によって与えられる不均一な離散フーリエ変換（ＮＵＤＦＴ）を使用して、サブキャリアごとの離散周波数応答

が計算される。

ここで、

はＮＵＤＦＴベクトルであり、

、および

はサブキャリア

および送信アンテナ

および層

に関連付けられたプリコーダ係数である。複素係数

および空間遅延プリコーダの遅延

（式（１）参照）は、ＵＥで計算され、非常に少ないフィードバックでｇＮＢに送信され得る。

図３または図４の実施形態では、基地局２００は、図２を参照して上述されたものと同様に、従来のプリコーダを実装することができ、サイクルプレフィックス２１０は、アンテナ２０２に印加される信号に追加され得る。プリコーダにおいて従来のプリコーダを使用する場合、基地局２００は、ＵＥ２００からのフィードバックに応答して、上述のように空間遅延プリコーダの周波数応答を計算し、取得されたサブキャリアごとの周波数応答に応答して周波数領域でプリコーディングを実行し得る。実施形態によれば、基地局２００は、上述のように空間遅延プリコーダを実装し得る。実施形態によれば、基地局２００は、オーバーサンプリングされたＤＦＴコードブックに基づいて、参照により本明細書に組み込まれる、２０１７年２月２日に出願されたＳｕｔｈａｒｓｈｕｎＶａｒａｔｈａｒａａｊａｎ，ＭａｒｃｕｓＧｒｏｓｓｍａｎｎ，ＭａｒｋｕｓＬａｎｄｍａｎｎの欧州特許出願第１７１５４４８６．９号明細書「アンテナアレイ欠陥に対するビームフォーミングコードブックの適合（Ｂｅａｍｆｏｒｍｉｎｇｃｏｄｅｂｏｏｋａｄａｐｔｉｏｎｔｏａｎｔｅｎｎａａｒｒａｙｉｍｐｅｒｆｅｃｔｉｏｎｓ）」，”に記載されるような、アンテナアレイの欠陥に適合したコードブックに基づいて、または参照により本明細書に組み込まれる、２０１７年２月２日に出願されたＶｅｎｋａｔｅｓｈＲａｍｉｒｅｄｄｙ，ＭａｒｃｕｓＧｒｏｓｓｍａｎｎ，ＭａｒｋｕｓＬａｎｄｍａｎｎの欧州特許出願第１７１５４４８７．７号明細書、「アンテナアレイの所定のアンテナ応答に適合したビームフォーミング係数を有するアンテナアレイコードブック（Ａｎｔｅｎｎａａｒｒａｙｃｏｄｅｂｏｏｋｗｉｔｈｂｅａｍｆｏｒｍｉｎｇｃｏｅｆｆｉｃｉｅｎｔｓａｄａｐｔｅｄｔｏａｐｒｅｄｅｆｉｎｅｄａｎｔｅｎｎａｒｅｓｐｏｎｓｅｏｆｔｈｅａｎｔｅｎｎａａｒｒａｙ）」に記載されるような、アンテナアレイの所定のアンテナ応答に適合したコードブックに基づいて、動作し得る。
上述のように、ユーザ機器３００において、空間遅延プリコーダの複素係数および遅延（式（１）参照）は、たとえば、長期および短期のチャネル状態情報に基づいて相互情報量または受信信号雑音比（ＳＮＲ）などのコスト関数を最大化することにより、無線チャネルを介した通信の所定の特性を達成するために最適化され得る。フィードバックされた遅延がグリッド上にある場合、システムモデルは、ＤＦＴマトリックスによって周波数応答を計算する。遅延がグリッド上にない場合、サブキャリアごとの周波数応答を計算するために、ＮＵＤＦＴが使用され得る。

以下では、ランク１の送信が検討され、ランク１の送信について最適化問題およびフィードバックスキームが提示される。簡単にするために、ランク１の送信について言及するとき、下付き文字

は省略される。しかしながら、本発明はこのような実施形態に限定されず、より高いランクまたは層の通信を採用する通信システムで実施されてもよく、ランク

の送信への拡張は簡単であることに留意されたい。

ランク１の送信では、ＵＥにおける平均相互情報量を最大化する最適化問題は、以下のように定式化され得る。

（２）
ここで、

は、

個の遅延に関連付けられたプリコーダ複素係数を含む長さ

のベクトルである。
式（２）の最適化問題を解くことで、複素係数フィードバックとは別に、

個の遅延がｇＮＢにフィードバックされるように、ＵＥでのＳＮＲを最大化するプリコーダ係数および遅延が得られる。

ランク１の送信では、遅延が全てのアンテナにわたって同一である非アンテナ固有のケースで、ＵＥでの平均相互情報量を最大化する最適化問題は

（３）
ここで、

、および

は

個の遅延に関連付けられたプリコーダ複素係数を含む長さ

のベクトルである。
式（３）の最適化問題を解くことで、プリコーダ係数および遅延が得られる。式（３）を解くことで得られた空間遅延プリコーダは、式（２）からの

個の遅延ではなく、ｇＮＢへの

個の遅延のみのフィードバックをもたらす。
ここで、ランク１または層１の通信を採用するシステムについて、偏光測定および非偏光測定のケースのフィードバックスキームの実施形態が説明される。アンテナ固有遅延の場合、

、すなわち送信アンテナ間で

番目の遅延が異なる。非アンテナ固有遅延の場合、

、すなわち全ての送信アンテナにわたって

番目の遅延は同一である。

非偏光測定のケース
空間遅延プリコーダの複素係数は、コードブックまたは非コードブックベースのスキームを使用してフィードバックされ、遅延もまた明示的または暗黙的にフィードバックされる。暗黙的な遅延フィードバックは、遅延識別子（ＤＩ）を介して行われる。各ＤＩは、特定の遅延のセットを指し、各セットは、サンプリンググリッドで定義されているかどうかに関係なく、遅延の組み合わせで構成されている。各ＤＩは、コードブックからのベクトルに関連付けられた特定の遅延のセットを差すこともでき、各セットは、サンプリンググリッドで定義されているかどうかに関係なく、遅延の組み合わせで構成されている。
全てのアンテナの

番目の遅延位置に対応する複素係数は、ベクトル内で以下のように収集される。

フィードバックスキーム１：プリコーダ係数および遅延の明示的フィードバック
明示的フィードバックを使用して、遅延ごとに、それぞれ

個の送信アンテナに関連付けられた

個の複素係数および

個の遅延がｇＮＢ２００にフィードバックされる。したがって、合計フィードバックは、

個の複素係数および

個の遅延となる。
非アンテナ固有のケースでは、フィードバックは

個の複素係数および

個の遅延となる。

コードブックベースの空間遅延プリコーディング
上記のような二段プリコーディング構造

を考慮すると、

番目の遅延の対応する遅延領域プリコーダ

は、以下のように記述することができ、

ここで、遅延固有のマトリックス

は、

個のベクトルを含むサイズ

のブロック対角マトリックスであり、

は、

個のベクトルを含むサイズ

１の結合／選択／共位相整合ベクトルである。
マトリックス

内のビームフォーミングベクトルは、

と類似のオーバーサンプリングされたＤＦＴコードブックマトリックスから、もしくは参照により本明細書に組み込まれる、上述の欧州特許出願第１７１５４４８６．９号明細書または欧州特許出願第１７１５４４８７．７号明細書に記載されるような任意のアンテナアレイ構成のために設計されたアレイ応答適合コードブックから、選択され得る。

フィードバックスキーム２：

および

の暗黙的フィードバック
ＵＥ３００からｇＮＢ２００へのマトリックス

およびベクトル

に対応するフィードバックは、それぞれＰＭＩ１およびＰＭＩ２を介して暗黙的に示される。

番目の遅延位置に関連付けられたプリコーダは、ＰＭＩ１およびＰＭＩ２、ならびに

個の送信アンテナに関連付けられた

個の遅延によって指定される。したがって、

個の遅延では、合計フィードバックは、アンテナ固有のケースでは、

個のＰＭＩ１＋

個のＰＭＩ２＋

個の遅延となり、非アンテナ固有のケースでは、

個のＰＭＩ１＋

個のＰＭＩ２＋

個の遅延となる。

実施形態によれば、

番目の遅延に対応する空間遅延プリコーダは、以下のように分解することができ、

ここで、

は全ての遅延

にわたって同一である広帯域プリコーダマトリックスであり、

は遅延固有の選択／結合／共位相整合ベクトルである。フィードバックは、アンテナ固有のケースでは、１個のＰＭＩ１＋

個のＰＭＩ２＋

個の遅延となり、非アンテナ固有のケースでは、１個のＰＭＩ１＋

個のＰＭＩ２＋

個の遅延となる。

フィードバックスキーム３：

の暗黙的フィードバックおよび

の明示的フィードバック
マトリックス

に関連付けられたフィードバックは、フィードバックスキーム２で説明されたものと同様である。

サイズのベクトル

のフィードバックは、

個の複素数エントリを用いてｇＮＢ２００に対して明示的に示され得る。

番目の遅延位置に関連付けられたプリコーダは、ＰＭＩ１および

個の複素数値、ならびに

個の送信アンテナに関連付けられた

個の遅延によって指定される。

個の遅延の場合、アンテナ固有のケースでは、合計フィードバックは

個のＰＭＩ１＋

個の複素係数＋

個の遅延となり、非アンテナ固有のケースでは、フィードバックは

個のＰＭＩ１＋

個の複素係数＋

個の遅延に等しい。
上記の広帯域プリコーダマトリックスを採用する実施形態では、フィードバックは、アンテナ固有のケースでは、１個のＰＭＩ１＋

個の複素係数＋

個の遅延となる。

フィードバックスキーム１、２、および３では、遅延はまた、遅延識別子（ＤＩ）を介して暗黙的にｇＮＢにフィードバックされてもよい。アンテナ固有のケースでは、遅延を示すために

個のＤＩが必要とされ、ここで各ＤＩは、アンテナ全体の遅延に対して定義される。非アンテナ固有のケースでは、ｇＮＢに遅延を提示するには単一のＤＩで十分であり、遅延はアンテナ全体にわたって同一であるため、この場合のＤＩは、プリコーダタップ全体の遅延を定義する。

以下の表１は、非偏光測定のケースについて上記で論じられたフィードバックスキームのフィードバックをまとめたものである。

偏光測定のケース
フィードバックスキーム１：プリコーダ係数および遅延の明示的フィードバック
明示的フィードバックを使用して、遅延ごとに、それぞれ

個の送信アンテナに関連付けられた

個の複素係数および

個の遅延となる。

を考慮すると、

番目の遅延のプリコーダ

は、以下のように記述することができ、

ここで、遅延固有のマトリックス

は、

個のベクトルを含むサイズ

のブロック対角マトリックスであり、

は、

個のベクトルを含むサイズ

１の結合／選択／共位相整合ベクトルである。

マトリックス

内のビームフォーミングベクトルは、オーバーサンプリングされたＤＦＴコードブックマトリックス、もしくは参照により本明細書に組み込まれる、上述の欧州特許出願第１７１５４４８６．９号明細書または欧州特許出願第１７１５４４８７．７号明細書に記載されるような任意のアンテナアレイ構成のために設計されたアレイ応答適合コードブックから、選択され得る。

フィードバックスキーム２：

および

の暗黙的フィードバック
水平偏波および垂直偏波のプリコーダマトリックスインデックスは、プリコーダマトリックス

のＰＭＩ１ｈおよびＰＭＩ１ｖによってそれぞれ示される。ベクトル

に対応するフィードバックは、ＰＭＩ２を介してｇＮＢに示される。

番目の遅延では、それぞれ

に関連付けられたＰＭＩ１ｈおよびＰＭＩ１ｖ、

に関連付けられたＰＭＩ２、ならびに

個の遅延が、ＵＥ３００からｇＮＢ２００にフィードバックされる。
アンテナ固有のケースでは、フィードバックは

個のＰＭＩ１ｈ＋

個のＰＭＩ１ｖ＋

個のＰＭＩ２＋

個のＰＭＩ１ｈ＋

個のＰＭＩ１ｖ＋

個のＰＭＩ２＋

個の遅延となる。

上記のような広帯域プリコーダマトリックスとして

が選択された場合、アンテナ固有のケースでは、合計フィードバックは、１個のＰＭＩ１ｈ＋１個のＰＭＩ１ｖ＋

個のＰＭＩ２＋

個の遅延となり、非アンテナ固有のケースでは、フィードバックは１個のＰＭＩ１ｈ＋１個のＰＭＩ１ｖ＋

個のＰＭＩ２＋

個の遅延となる。

フィードバックスキーム３：

の暗黙的フィードバックおよび

の明示的フィードバック
マトリックス

に関連付けられたフィードバックは、偏光測定のケースのフィードバックスキーム２で説明されたものと同様である。

番目の遅延位置については、プリコーダマトリックス

の水平偏波（ＰＭＩ１ｈ）のプリコーダマトリックスインデックスおよび垂直偏波（ＰＭＩ１ｖ）のプリコーダマトリックスインデックス、およびマトリックス

の

個の複素係数、ならびに

個の遅延が、ＵＥ３００からｇＮＢ２００にフィードバックされる。

個の遅延については、フィードバックは、アンテナ固有のケースでは

個のＰＭＩ１ｈ＋

個のＰＭＩ１ｖ＋

個の複素係数＋

個の遅延となり、非アンテナ固有のケースでは

個のＰＭＩ１ｈ＋

個のＰＭＩ１ｖ＋

個の複素係数＋

個の遅延となる。
上記のような広帯域プリコーダマトリックスとして

が選択された場合、アンテナ固有のケースでは、フィードバックは１個のＰＭＩ１ｈ＋１個のＰＭＩ１ｖ＋

個の複素係数＋

個の遅延となるが、非アンテナ固有のケースでは、合計フィードバックは、１個のＰＭＩ１ｈ＋１個のＰＭＩ１ｖ＋

個の複素係数＋

個の遅延となる。

フィードバックスキーム１、２および３の場合、遅延はまた、遅延識別子（ＤＩ）を介して暗黙的にｇＮＢにフィードバックされ得る。アンテナ固有のケースでは、遅延を示すために

以下の表２は、偏光測定のケースについて上記で論じられたフィードバックスキームのフィードバックをまとめたものである。

実施形態によれば、本発明のアプローチは、ＭＩＳＯシステムにも採用され得る。チャネル推定に基づいて、時間領域チャネル内の

個の支配的なピークに対応する遅延がプリコーダの

個の遅延として選択または選ばれてもよく、または時間領域で計算されたＭＲＴ（最大比送信：ｍａｘｉｍｕｍｒａｔｉｏｔｒａｎｓｍｉｓｓｉｏｎ）に基づいて、

個の支配的なピークがプリコーダの

個の遅延として選択または選ばれてもよい。
チャネルの遅延も推定される場合、チャネルの最初の

個の支配的なピークに対応する遅延が、プリコーダの

個の遅延として選択または選ばれてもよく、ＭＲＴプリコーダの最初の

個の支配的なピークに対応する遅延が、プリコーダの

個の遅延として選択または選ばれてもよい。
チャネル遅延がグリッドから外れている場合、遅延を推定するために、高分解能パラメータ推定アプローチ、たとえば空間交互一般化期待値最大化（ＳＡＧＥ：ｓｐａｃｅａｌｔｅｒｎａｔｉｎｇｇｅｎｅｒａｌｉｚｅｄｅｘｐｅｃｔａｔｉｏｎ－ｍａｘｉｍｉｚａｔｉｏｎ）アルゴリズムが使用され得る（参考文献［６］参照）。

本発明の実施形態のいくつかは、二段／二重構造コードブックを使用して、二次元（２Ｄ）均一平面アレイ（ＵＰＡ：ｕｎｉｆｏｒｍｐｌａｎａｒａｒｒａｙ）を参照して、上記で説明されてきた。しかしながら、本発明はこのような実施形態に限定されず、５ＧまたはＮＲ（ＮｅｗＲａｄｉｏ）規格による三重構造コードブックを使用して実施されてもよい。さらに、本発明は、２Ｄアレイに限定されない。本発明のアプローチは、円筒形アレイまたは円錐形アレイのような三次元（３Ｄ）アレイアンテナ上の一次元（１Ｄ）均一線形アレイ（ＵＬＡ：ｕｎｉｆｏｒｍｌｉｎｅａｒａｒｒａｙ）のような任意のアンテナアレイ構成に、等しく適用可能である。三次元（３Ｄ）アレイアンテナは、たとえば、参照により本明細書に組み込まれる、２０１７年６月１６日に出願された国際出願ＥＰ２０１７／０６４８２８号明細書「送信機、受信機、無線通信ネットワーク、およびこれらを動作させる方法（Ｔｒａｎｓｍｉｔｔｅｒ，Ｒｅｃｅｉｖｅｒ，ＷｉｒｅｌｅｓｓＣｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎＮｅｔｗｏｒｋａｎｄＭｅｔｈｏｄｓｆｏｒＯｐｅｒａｔｉｎｇｔｈｅＳａｍｅ）」に記載されている。

各行に

個のパネルがあり、各列に

個のパネルがあるマルチパネルアレイを検討すると、パネルの総数は以下によって与えられる。

パネルごとのアンテナの数は、二段構造について上述されたものと同じままである。このようなマルチパネルアンテナ構造では、プリコーダは以下の三元／三段構造によって与えられる。

ここで、

はサイズ

の広帯域位相補償マトリックスであり、これは以下によって与えられる複数のパネル間の位相オフセットを保証するために使用される。

ここで、

はパネルごとの位相補償係数である。ここで、

は、全ての偏波／配向を含むパネルごとのアンテナの総数を示す。マトリックス

および

は、パネル内のプリコーディングに使用され、二段構造で説明されたのと同じ機能を有する。

本発明では、遅延ｌおよびパネル

のプリコーダ係数は、以下のように記述され得る。

マトリックス

は、

によって与えられる位相補償係数によって定義される広帯域マトリックスであり、マトリックス

およびベクトル

は、パネル全体にわたって同一であっても異なってもよく、すなわちこれらはパネル固有であってもパネル非固有であってもよい。

パネル固有のケースでは、マトリックス

およびベクトル

のフィードバックが、それぞれパネルごとの位相補償係数とともにｇＮＢにフィードバックされる。
パネル非固有のケースでは、単一のパネルのマトリックス

およびベクトル

のフィードバックが、パネルごとの位相補償係数とともにｇＮＢにフィードバックされる。
パネル固有およびパネル非固有のケースでは、偏光測定および非偏光測定のケースについてフィードバックスキーム１、フィードバックスキーム２、およびフィードバックスキーム３に記載されたマトリックス

およびベクトル

のフィードバックが適用される。

パネル全体の位相補償係数のフィードバックは、変調スキームの集合から、またはＤＦＴコードブックから選ばれた、または選択されたインデックス（ＰＭＩ３）を介して暗黙的であってもよく、または明示的であってもよい。明示的なケースでは、

個の位相補償係数がフィードバックされるが、暗黙的なケースでは、フィードバックにＰＭＩ３が使用される。

以下の表３は、パネル固有およびパネル非固有のケースでのマトリックス

のフィードバックをまとめたものである。

第２の実施形態：空間遅延プリコーダの周波数領域表現
これまでに説明された実施形態では、空間遅延プリコーダ

は、時間領域で表されている。しかしながら、本発明のアプローチは、このような実施形態に限定されず、本発明のアプローチのさらなる実施形態によれば、空間遅延プリコーダ

は周波数領域で表される。
ここで、空間遅延プリコーダの周波数領域表現に基づくフィードバックスキームは、ランク１または層１の通信を採用するシステムの非偏光測定のケースについて説明される。アンテナ固有遅延の場合、

、すなわち送信アンテナ間で

番目の遅延が異なる。非アンテナ固有遅延の場合、

、すなわち全ての送信アンテナにわたって

番目の遅延は同一である。上述のように、本発明はランク１の実施形態に限定されず、より高いランクまたは層の通信を採用する通信システムで実施されてもよく、ランク

の送信への拡張は簡単である。さらに、偏光測定のケースへの拡張は簡単である（上記参照）。

空間遅延プリコーダを記述する複素係数は、コードブックまたは非コードブックベースのスキームを使用して、たとえば第１の実施形態を参照して上述されたような方法で、フィードバックされてもよく、遅延は、明示的または暗黙的にフィードバックされ得る。暗黙的な遅延フィードバックは、遅延識別子、ＤＩを使用し得る。各ＤＩは、送信機で使用されるコードブックマトリックスのそれぞれの列ベクトルに関連付けられたインデックスを含み得る。
空間遅延プリコーダ

は、以下のように、全てのアンテナの

番目の遅延位置に対応する複素係数を使用して記述される。

空間遅延プリコーダ

は、ＮＵ－ＤＦＴマトリックスを適用することにより、周波数領域に変換され得る。これを行うために、

個の遅延のベクトル

は、マトリックス

に積み重ねられる。

以下、アンテナ固有およびアンテナ非固有のケースは別々に扱われる。さらに、以下では、３ＧＰＰで使用される二段プリコーダ構造（参考文献［７］参照）が採用され、ランク１の送信が検討される。また、以下では、

となるような、二重偏波アンテナアレイのケースを検討する。次に、サブキャリア

のプリコーダは、以下によって与えられる。

,
ここで、

、

、および

は、ビーム

およびサブキャリア

に関連付けられた複素係数を示す。
マトリックス

内の全てのサブキャリアのプリコーダを集めると、以下のようになる。

（ａ）アンテナ固有のケース：
アンテナ固有のケースでは、

の対応する周波数領域プリコーダは、以下によって与えられる。

ここで、

のエントリはブロック対角マトリックス

内に配置され、

は

個の遅延および

番目の送信アンテナの空間遅延プリコーダの遅延領域プリコーダ係数であり、

はサイズ

の全てゼロ要素の列ベクトルである。サイズ

のＮＵ－ＤＦＴマトリックス

は、以下によって与えられる。

ここで、ＮＵ－ＤＦＴマトリックス

は

個のベクトルを含む。

ベクトル

は、遅延

およびアンテナインデックス

に依存する。
アンテナごとに定義された遅延の数は異なってもよい。

（ｂ）非アンテナ固有のケース：
非アンテナ固有のケースでは、

ここで、

は

個の遅延に対して定義されたＮＵ－ＤＦＴマトリックスであり、

は遅延

に関連付けられたＮＵ－ＤＦＴベクトルである。

暗黙的な遅延（ＤＩ）フィードバック：
実施形態によれば、周波数領域で表された空間遅延プリコーダ

の遅延は、暗黙的に、たとえば受信機で使用される周波数領域コードブックマトリックスのそれぞれの列ベクトルに関連付けられた１つ以上のインデックスを使用して、フィードバックされ得る。たとえば、プリコーディングマトリックス識別子（ＰＭＩ）が採用されてもよく、ＰＭＩはインデックスのセットに対応でき、各インデックスは、ＤＦＴコードブック内の特定の列を指す。実施形態によれば、ＰＭＩ内の第１の数のインデックスはそれぞれのビームを示し、ＰＭＩ内の第２の数のインデックスはそれぞれの遅延領域プリコーダ係数を示し、第３の数のインデックスは、遅延識別子、ＤＩのインデックスである。

実施形態によれば、通信デバイスは、送信機から受信したＣＳＩ報告構成にしたがってＣＳＩフィードバックを送信機に報告するように構成されており、ＣＳＩ報告構成は、たとえば、パラメータＲｅｐｏｒｔＱｕａｎｔｉｔｙを含み、これは以下の値のうちの少なくとも１つを含む。
－ｃｒｉ－ＲＩ－ＰＭＩＤ－ＣＱＩ、
－ｃｒｉ－ＲＩ－ＬＩ－ＰＭＩＤ－ＣＱＩ、
－ｃｒｉ－ＲＩ－ＰＭＩＤ、
ここで、ＰＭＩ量ＰＭＩＤは、遅延インデックスを含むＰＭＩ値を含む。

（ａ）コードブックベースのＤＩフィードバック
暗黙的なＤＩフィードバックの場合、実施形態によれば、ＤＩは、周波数領域コードブックマトリックス

の列ベクトルに関連付けられた

個のインデックスのセットを含む。遅延

は離散化され、セット

の要素によって与えられる。また、

の各値は周波数領域コードブックマトリックス

の列ベクトルに関連付けられている。したがって、ＮＵ－ＤＦＴベクトル

は、ＤＦＴベクトルによって以下のように表され得る。

はコードブックＤＦＴマトリックス

のオーバーサンプリング係数であり、

である。
コードブックマトリックス

は、サブバンド、ＰＲＢ、またはサブキャリアの数

、およびオーバーサンプリング係数

によってパラメータ化される。

であるとき、コードブックマトリックス

は、

のＤＦＴマトリックスによって与えられる。

であるとき、コードブックマトリックス

は、サイズ

のオーバーサンプリングされたＤＦＴマトリックスによって与えられる。
１つの方法では、オーバーサンプリング係数

は、受信機がコードブックマトリックスを構築するように、送信機から受信機に信号伝達され得る。別の方法では、オーバーサンプリング係数は受信機において既知である。
周波数領域コードブックマトリックス

の上記の定義に基づいて、

の対応する周波数領域プリコーダは、以下によって定義される。

、ここで

（ｂ）二段プリコーディング構造
実施形態によれば、周波数領域の二段プリコーダ構造

と同様に、空間遅延プリコーダは、
－たとえば

と呼ばれる空間ビームフォーミングベクトルを含む、以下でたとえば

または

と呼ばれる、空間コードブックマトリックスと、
－以下でたとえば

と呼ばれる周波数領域コードブックマトリックスであって、周波数領域コードブックマトリックスの各ベクトルまたはマトリックスが遅延または遅延差に関連付けられている、周波数領域コードブックマトリックスと、
－空間および／または周波数領域コードブックマトリックスから選択されたベクトルの１つ以上を複素スケーリング／結合するための層ごと結合素子と
を含む二段構造を有する。
周波数領域コードブックマトリックスは、ＤＦＴマトリックスの１つ以上のサブマトリックスによって定義され、ＤＦＴマトリックスの各サブマトリックスは、遅延値の範囲または遅延差値の範囲に関連付けられている。

実施形態によれば、空間遅延プリコーダの層ごと結合素子は、
・周波数領域コードブックから選択された１つ以上のベクトルを結合するための、周波数ビンとは無関係の複素数値遅延領域結合ベクトルと、
・空間コードブックマトリックスから選択された１つ以上の空間ビームフォーミングベクトルを結合するための周波数ビンごとの複素数値結合ベクトルと
を含む。
実施形態によれば、ｓ番目の周波数ビンに関連付けられた複素数値結合ベクトルのｕ番目のエントリは、ｕ番目のビームに関連付けられた複素数値遅延領域結合ベクトルと周波数領域コードブックから選択された１つ以上のベクトルとの結合によって定義されたベクトルのｓ番目のエントリによって与えられる。

上述のように、遅延または遅延差

は、典型的には限られた値の範囲のみを有する。値の範囲は、第１段プリコーダ

をＭＩＭＯチャネルインパルス応答と結合したときに得られる

個のビームフォーミングチャネルインパルス応答の遅延広がりに依存し得る。図５は、第１段プリコーダ

のビームフォーミングベクトルをＭＩＭＯチャネルインパルス応答と結合したときに得られるチャネルインパルス応答の２つの例を示す。図５（ａ）から、ビームフォーミングチャネルインパルス応答が集中しており、少数の遅延のみが主ピークに関連付けられていることが観察される。また、図５（ａ）は、周波数領域コードブックからこれらの遅延または遅延差へのＤＦＴベクトルの関連付けられたインデックスも示す。同様に、図５（ｂ）は、２つのピークを含むビームフォーミングチャネルインパルス応答、これら２つのピークに関連付けられた遅延、および周波数領域コードブックからのＤＦＴベクトルの対応するインデックスを示す。このように、遅延または遅延差は、主にコードブックマトリックス

の一部、図５（ａ）の場合はＤＦＴマトリックスの最初のエントリ／列、図５（ｂ）の場合はＤＦＴマトリックスの最初と最後のエントリ／列にのみ関連付けられていることが観察され得る。したがって、空間遅延二段プリコーダを構築するために受信機で使用されるコードブックマトリックス

のエントリは、サブマトリックスによって与えられてもよく、もしくはＤＦＴマトリックスまたはオーバーサンプリングされたＤＦＴマトリックスの複数のサブマトリックスを含んでもよい。このようにして、周波数領域コードブックのサイズ、および空間遅延二段プリコーダのパラメータの最適化の間の遅延の組み合わせの検索空間が、大幅に縮小され得る。たとえば、周波数領域コードブックが

個のベクトルを含む完全にオーバーサンプリングされたＤＦＴマトリックスによって与えられ、受信機がビームごとにＤ個の遅延を選択するように構成されているとき、受信機は、空間遅延二段プリコーダのパラメータ最適化の間にビームごとに

この可能な遅延の組み合わせを計算する。

、

、および

の典型的な値では、受信機は、ビームごとに６８０個の遅延の組み合わせの各々のパラメータ最適化を実行する。遅延の組み合わせの検索空間、したがってパラメータ最適化の計算の複雑さを低減するために、コードブックマトリックス

は、

[

］となるように、ＤＦＴマトリックスまたはオーバーサンプリングされたＤＦＴマトリックスの最初のＮ列によって定義され得る（図５（ａ）参照）。

の典型的な値では、上記の例の検索空間は、ビームごとに６８０個から４個の遅延の組み合わせに減少する。このため、受信機は、ビームごとに６８０個ではなく４個の遅延の組み合わせのみのパラメータ最適化を実行する。別の例では、コードブックマトリックスＤは、

［

、

］となるように、ＤＦＴマトリックスまたはオーバーサンプリングされたＤＦＴマトリックスの最初の

列および最後の

列によって定義される（図５（ｂ）参照）。さらなる例では、コードブックマトリックスＤは、

［

］となるように、ＤＦＴマトリックスまたはオーバーサンプリングされたＤＦＴマトリックスの

列によって定義される。コードブックマトリックスは、ＤＦＴマトリックスまたはオーバーサンプリングされたＤＦＴマトリックスの複数のサブマトリックスも含み得る。

列および

列によって定義された２つのＤＦＴサブマトリックスの場合、コードブックマトリックスは、

［

］によって与えられる。

（ｃ）二段プリコーディング構造

－

個のビーム全てで同一の遅延
実施形態によれば、周波数領域二段プリコーダ構造

と同様に、ｌ番目の遅延の空間遅延プリコーダは、以下のように表され、

ここで、

は

個の空間ビームを含むサイズ

のマトリックスであり、

はサイズ

のベクトルであり、

は

番目のビームおよびｌ番目の遅延に関連付けられたスカラー複素遅延領域結合係数である。

が広帯域マトリックスであるとき、空間遅延プリコーダマトリックス

は、以下のように表され、

ここで、

は、マトリックス

と同一であり、

である。したがって、二段プリコーディング構造

は、以下のように記述され得る。

，

マトリックス

で使用されるＤＩ内の遅延

は、マトリックス

内の

個のビーム全てと同一である。
この実施形態では、

番目のビームに関連付けられた上述の複素数値遅延領域結合ベクトルは、マトリックス

の

番目の行によって与えられ、ｓ番目の周波数ビンの上述の複素数値結合ベクトルは、マトリックス

のｓ番目の列によって定義される。

（ｄ）ビーム固有遅延への拡張－偏波およびビーム依存遅延
実施形態によれば、

が非広帯域マトリックスであり、ｌ番目の遅延に対するビームの組み合わせが他の遅延と異なるとき、

個のビームに関連付けられた遅延は異なる可能性がある。したがって、

個のビームが

個のＤＩに関連付けられている可能性がある。次に、

番目のＤＩは、ビームインデックス

および

個の遅延

に関連付けられ、ここで、

個の遅延は、異なるビームに対して同一であっても非同一であってもよい。また、各ビームは、異なる数の遅延

を有し得る。次に、周波数領域プリコーダは、以下によって表されてもよく、

ここで、マトリックス

は、空間遅延－領域結合係数マトリックスであり、以下のように定義される。

は、ビーム

に関連付けられた遅延領域結合係数である。さらに、

は以下によって与えられ、

は、ビーム

に関連付けられたＤＦＴマトリックスであり、その

列がコードブック

から選択される。

周波数領域結合係数

を含むマトリックス

は、以下のように表されてもよく、

ここで、

および

したがって、プリコーダ

は、以下のように記述され得る。

（ｄ．１）ビーム固有遅延－偏波非依存およびビーム依存遅延の特殊なケース
実施形態によれば、遅延

は、偏波非依存性およびビーム依存性であり、以下が適用される。

次に、周波数領域ベクトル

について、以下の関係が維持される。

したがって、

個のＤＩフィードバックの代わりに、

個のＤＩのみが送信機にフィードバックされる必要がある。

（ｄ．２）ビーム固有遅延－偏波依存およびビーム非依存遅延の特殊なケース
実施形態によれば、遅延は、偏波依存性およびビーム非依存性であり、以下が適用される。

ここで、

または

次に、周波数領域ベクトル

ここで、

または

について、以下の関係が維持される。
したがって、

個のＤＩフィードバックの代わりに、２つのＤＩ、２ＤＩのみが送信機にフィードバックされる必要があり、ここで第１のＤＩはアンテナアレイの第１の偏波の遅延を指し、第２のＤＩはアンテナアレイの第２の偏波の遅延を指す。

以下の表は、様々なフィードバック実施形態について、マトリックス

のフィードバックの総量およびＤＩの数をまとめたものである。

（ｅ）ビーム固有遅延－

個の遅延のうち

個の同一の遅延の特殊なケース
実施形態によれば、

番目のビームに関連付けられたＤＩの

個のインデックスのうち

個のインデックスは、他のビームに関連付けられたＤＩの遅延インデックスと同一であり得る。このような場合、

番目のビームのＤＩは、

個のインデックスではなく

個のインデックスのみを有し得る。
特定の空間ビームのインデックスを含むビーム固有のＤＩに加えて、

個の空間ビームに共通のインデックスを示すために、

個の空間ビームに共通ＤＩが使用され得る。このような複数の共通ＤＩは、異なる空間ビームのＤＩの間に同一の遅延の複数のセットがあるときに適切になるだろう。
ＤＩ構成は、送信機から受信機に信号伝達され得る。たとえば、ＤＩ構成は、下記に関する情報を含み得る。
－ビーム固有のＤＩごとのインデックスの総数、または
－共通ＤＩの数、共通ＤＩごとのインデックスの数。

（ｆ）ビーム固有遅延－遅延の制限
さらなる実施形態によれば、各ビームについて、

個の遅延は、単一の平均遅延を中心とするか、またはその周りに制限され得る。次に、

番目のビームの周波数領域コードブックマトリックス

は、以下によって与えられる。

ここで、

、

はウィンドウパラメータであり、

は平均遅延に関連付けられたインデックスであり、平均遅延インデックス

を中心とした

番目のビームの

個の遅延インデックスを示す図６を参照されたい。１つの方法では、ウィンドウサイズパラメータ

は、空間ビームについて同一であっても異なってもよく、制御チャネルを介して、または上位層信号伝達を介して、送信機から受信機に信号伝達され得る。別の方法では、ウィンドウサイズパラメータ

は、受信機において既知である。

各ビームについて、

個の遅延領域複素結合係数の係数が送信機にフィードバックされる。しかしながら、ビームごとに

個の遅延のフィードバックの代わりに、関連する平均遅延の単一のインデックス

が送信機にフィードバックされれば十分である。
たとえば、ウィンドウサイズパラメータ

が全てのビームで同一であるとき、合計フィードバックは、

個のビームに対して

個の複素遅延領域結合係数および

個のＤＩとなり、ここで各ＤＩは単一のインデックスのみを含む。

最適化された平均遅延は、図７に示されるように、定義されたサンプリンググリッドの開始または終了に位置し得る。図７（ａ）および図７（ｂ）は、サンプリンググリッドの開始および／または終了に位置する図６の平均遅延の可能な箇所を示す。このような場合、平均遅延の周辺の遅延の正しい位置（インデックス）を計算するために、モジュロ演算が使用され得る。モジュロ演算が必要とされるインデックスは、ボックスｂ１、ｂ２で強調表示されている。

（ｇ）ビームごとの複数の平均遅延への拡張：
単一の平均遅延を有する代わりに、実施形態によれば、上記のケースは、複数の平均遅延に拡張され得る。単一の平均遅延のケースと同様に、図８に示されるように、

個の遅延が各平均遅延の周りで最適化され、図８は、

番目のビームについて２つの平均遅延インデックス

および

を中心とした

個の遅延インデックスを示す。
たとえば、ウィンドウサイズパラメータ

が全てのビームおよび全ての平均遅延で同一であるとき、ビームごとに

個の平均遅延で、合計フィードバックは、

個のビームに対して、

個の複素遅延領域結合係数および

個のＤＩとなり、ここで各ＤＩは

個のインデックスを含む。
また、平均遅延のいくつかは、

個のビームのサブセットで同一であってもよく、またはこれらは

個のビーム全てについて同一であってもよい。たとえば、平均遅延が

個のビーム全てについて同一であるとき、

個の遅延を含む単一のＤＩのみが送信機にフィードバックされ得る。

（ｈ）制限された遅延の場合の遅延領域結合係数のクロネッカー積構造
さらに別の実施形態によれば、他の

個全てのビームの結合係数を計算するために、平均遅延インデックス

に関連付けられた

番目のビームの

個の複素遅延領域係数が使用される。以下では、単一の平均遅延および単一の空間ビームを検討する。行ベクトル

内の

番目のビームおよび平均遅延インデックス

（ｌは１から

までの範囲）に関連付けられた

個の遅延結合係数を収集すると、平均遅延インデックス

に関連付けられた残り

個のビーム

の複素遅延領域結合係数は、以下によって計算され、

ここで、

は、

番目のビームに関連付けられたスカラー複素係数である。図９は、平均遅延

の基準ビーム（ボックスＲ）に対する

個のビームの複素係数の計算を示す。
なお、上記のクロネッカー積構造では、

個の遅延領域結合係数ベクトル

のフィードバックに加えて、複素結合係数

が送信機にフィードバックされる必要があることに、留意されたい。

（ｉ）多層送信への拡張
空間遅延プリコーダの上記の二段表現は、異なるまたは異ならない数の層ごとのビームまたはビームごとの遅延を採用する複数の層に拡張され得る。層ごとのビームまたはビームごとの遅延の数が柔軟に選択され得る場合、一般的な空間遅延二段プリコーダ構造が与えられてもよい。

層送信を想定すると、

番目の層に関連付けられたプリコーダは以下によって与えられ、

ここで、
－

は送信機アレイの送信アンテナの数であり、
－

は

番目の層のビームの数であり、
－

は

番目の層および

番目のビームの遅延の数であり、
－

は

番目の層、

番目の空間ビーム、および送信機アンテナアレイの

番目の偏波に関連付けられたサイズ

の

番目の遅延ベクトルであり、
－

は

番目の層に関連付けられた

番目の空間ビームであり、
－

は

番目の層、

番目の空間ビーム、

番目の遅延、および送信機アンテナアレイの

この実施形態では、ｕ番目のビームに関連付けられた上述の複素数値遅延領域結合ベクトルは、ベクトル

によって与えられ、

個の空間ビームフォーミングベクトル

を組み合わせるためのｓ番目の周波数ビンの上述の複素数値結合ベクトルは、以下のマトリックスのｓ番目の列によって与えられる。

空間ビームフォーミングベクトル

は、空間領域２Ｄ－ＤＦＴコードブックマトリックスから選択され、各層で異なっていてもよい。ＤＦＴベクトル

は、遅延に関連付けられ、周波数領域コードブックマトリックス

から選択される。

実施形態によれば、空間遅延二段プリコーダマトリックスは、以下のマトリックスベクトル表記で表すことができる。

ここで、

は

番目の偏波のビーム結合係数を含み、

である。

番目のビームおよび

番目のサブバンドに関連する

の（

）エントリ

は、

個の複素指数

を有する

個の複素遅延－ビーム結合係数

の線形結合によって表すことができる。

ここで、

は、ｕ番目のビームおよびｐ番目の偏波の遅延成分に関連付けられたＤＦＴベクトル

の

番目のエントリを示す。

実施形態によれば、空間ビームおよび選択されたビームの数

は、送信層に依存し得る。１つの方法では、選択された空間ビームのサブセット

は、層のサブセットに対して同一であり得る。たとえば、第１の層で偏波ごとに

個のビーム、第２の層で偏波ごとに

個のビーム、第３の層で偏波ごとに

個のビーム、および第４の層で偏波ごとに

個のビームを有する４層送信では、第１の層および第２の層の最初の２つの空間ビームは同一であり（

）、最初の２つの層と第３および第４の層との残りの空間ビームは異なっている（

。別の方法では、ビームの数は、層のサブセットで同一である。たとえば、４層送信では、第１の層のビームの数は、第２の層のビームの数と同一であり

、残り２つの層では異なる（

）。

実施形態によれば、空間ビームの数およびビームインデックスは全ての層に付いて同一であり得、送信層インデックスには依存しない。
実施形態によれば、遅延は、ビームおよび送信層に依存し得る。１つの方法では、送信層の空間ビームのサブセットに関連付けられた遅延のサブセットは同一であり得る。たとえば、

番目の層に４つのビームを使用する送信では、ビーム１およびビーム２の遅延のいくつかは同一であり（

、最初の２つのビームの残りの遅延（

）と第３および第４のビームの遅延は異なっている。さらなる方法では、送信層のビームのサブセットの遅延の数は同一であり得る。たとえば、第１のビームの遅延の数は、第２のビームの遅延の数と同一である（

）。さらなる方法では、遅延のサブセットは、空間ビームおよび送信層のサブセットに対して同一であり得る。たとえば、第１の層の第１のビームおよび第２のビームに関連付けられた２つの遅延は、第２の層の第１のビームおよび第２のビームに関連付けられた２つの遅延と同一であり得る（

。遅延の数とビームおよび層ごとの遅延との組み合わせの他の例が除外されるものではない。
実施形態によれば、送信層の全てのビームが同じ遅延に関連付けられるように、遅延の数およびビームごとの遅延は送信層について同一であり得る。

（ｊ）空間遅延二段プリコーダマトリックスを構築するための選択されていない遅延／遅延差値のフィードバック
実施形態によれば、フィードバックオーバーヘッドを削減するために、受信機は、

個のエントリ／列を含むコードブックマトリックス

から

個の遅延または遅延差を選択し、

個の選択されていない遅延インデックスをコードブックマトリックス

から送信機にフィードバックするように構成されている。たとえば、コードブックマトリックス

［

が５つのエントリ／列を含み、受信機が空間遅延二段プリコーダを構築するために３つの遅延／遅延差を選択するように構成されており、ベクトル

を選択するとき、受信機は、インデック

および

（または相対インデックス３および４）を信号伝達する上位層（無線リソース制御（ＲＲＣ）層またはＭＡＣ－ＣＥなど）または物理層（Ｌ１）によって送信機にフィードバックする。パラメータ

は、層全体にわたって同一であっても非同一であってもよい。

，

で同一の値の場合。

実施形態によれば、受信機は、送信機から、ｒ番目の層に対する空間遅延二段プリコーダマトリックスの遅延成分の選択に使用される遅延の数を示す上位層（無線リソース制御（ＲＲＣ）層またはＭＡＣ－ＣＥなど）または物理層（Ｌ１）パラメータ

（または単一のパラメータ

）を受信するように構成されている。
実施形態によれば、受信機は、ｒ番目の層に対する空間遅延二段プリコーダマトリックスの遅延成分の選択に使用される遅延の数を示す、先験的に既知（デフォルト）のパラメータ

（または単一のパラメータ

）を使用するように構成されている。

（ｋ）周波数領域コードブック構成
実施形態によれば、受信機は、送信機から、周波数領域コードブック（

）の構成のための上位層（無線リソース制御（ＲＲＣ）層またはＭＡＣ－ＣＥなど）または物理層（Ｌ１）パラメータ

を受信するように構成されている。
実施形態によれば、受信機は、周波数領域コードブック（

）の構成のために、先験的に既知（デフォルト）のパラメータ

を使用するように構成されている。
実施形態によれば、受信機は、送信機から、周波数領域コードブック（

）の構成のための上位層（無線リソース制御（ＲＲＣ）層またはＭＡＣ－ＣＥなど）または物理層（Ｌ１）パラメータオーバーサンプリング係数

）の構成のために、先験的に既知（デフォルト）のパラメータオーバーサンプリング係数

）の構成のためのＤＦＴまたはオーバーサンプリングされたＤＦＴサブマトリックスの列に関連付けられた上位層（無線リソース制御（ＲＲＣ）層またはＭＡＣ－ＣＥなど）または物理層（Ｌ１）パラメータを受信するように構成されている。
実施形態によれば、受信機は、周波数領域コードブック（

）の構成のためのＤＦＴまたはオーバーサンプリングされたＤＦＴサブマトリックスの列に関連付けられた先験的に既知（デフォルト）のパラメータを使用するように構成されている。

（ｌ）最強遅延インジケータ
実施形態によれば、受信機は、
－プリコーダを計算するためのビームの遅延インデックスを選択し、
－空間遅延二段プリコーダを計算するために受信機によって選択されたビームの遅延インデックスを含むＤＩを構築し、
－ＤＩの最も強い遅延に対応する遅延インデックスを示し、
－最も強い遅延インデックスの表示を有するＤＩを送信機にフィードバックする
ように構成されている。
たとえば、最も強い遅延は、選択されたビームの遅延に関連付けられた他の全ての遅延結合係数のうちで最も強いパワーを有する遅延結合係数に関連付けられ得る。共通ＤＩの遅延インデックスは、共通ＤＩの最初のインデックスが最も強い遅延に関連付けられるようにソートされ得る。共通ＤＩの最も強い遅延は、複数のユーザのスケジューリング決定を最適化するため、および二段プリコードされた空間遅延がマルチユーザ送信に適用されるときにユーザ間の干渉を低減するために、送信機で使用され得る。

遅延の正規化
別の実施形態によれば、遅延は、単一の基準遅延に関して正規化され得る。基準遅延が設定されてもよく、全てのビームまたは全てのアンテナに対応する

個の遅延が、単一の基準遅延から差し引かれる。

個の遅延のセットのｌ番目の遅延が、基準遅延として選択され得る。遅延の明示的フィードバックの場合、

個の遅延差が、遅延の代わりに送信機にフィードバックされる。遅延の暗黙的フィードバックの場合、

個の遅延差がセット

の要素によって与えられ、ＤＩは、遅延差に関連付けられたインデックスを含む。

ビーム／アンテナごと正規化の特定のケース：
基準遅延はまた、ビームごとまたはアンテナごとに設定されてもよく、各ビームまたは各アンテナに対応する

個の遅延が、ビームまたはアンテナ固有基準遅延から差し引かれる。遅延の暗黙的フィードバックの場合、

個の遅延差がセット

本明細書に記載される実施形態では、フィードバックは、図２、図３、または図４に示されるように、ユーザ機器と基地局との間のフィードバックチャネルを使用して信号伝達され得る。フィードバックはまた、ＰＵＣＣＨのような制御チャネル、またはＰＵＳＣＨのようなデータチャネルを介して信号伝達または送信されてもよく、これはＲＲＣ信号伝達のような上位層信号伝達を介して信号伝達されてもよい。
本発明の実施形態は、より高いランクまたは層の通信を採用する通信システムで実施されてもよい。このような実施形態では、フィードバックは、層ごとの遅延および層ごとの複素プリコーダ係数を含む。

実施形態によれば、通信デバイスは、ＣＱＩおよび／またはＲＩおよび／またはＰＭＩ計算について、送信機が、

個の層のアンテナポート

上のＰＤＳＣＨ信号に空間遅延二段プリコーダを以下のように適用することを想定しており、

ここで、

はＰＤＳＣＨシンボルのシンボルベクトル

であり、

は層

のｉ番目のシンボルであり、

はアンテナポート

上で送信されたｉ番目のプリコードされたシンボルであり、

は空間遅延二段プリコーダマトリックスのｉ番目の列である。
ポート選択空間コードブックへの拡張：
実施形態によれば、空間コードブックマトリックスのエントリは

長さの列ベクトルによって表され、

はアンテナポートの数であり、

番目のベクトル（

／２）は、

番目の位置では単一の１を、他の場所ではゼロを含む。

本発明の実施形態は、送信機がユーザ機器にサービス提供する基地局であり、受信機が基地局によってサービス提供されるユーザ機器である通信システムを参照して、上記で説明されてきた。しかしながら、本発明は、このような実施形態に限定されず、送信機が基地局によってサービス提供されるユーザ機器であり、受信機がユーザ機器にサービス提供する基地局である通信システムで実施されてもよい。

説明された概念のいくつかの態様は装置の文脈で説明されてきたが、これらの態様が対応する方法の説明も表すことは明らかであり、ブロックまたはデバイスは、方法ステップまたは方法ステップの特徴に対応する。同様に、方法ステップの文脈で説明された態様は、対応する装置の対応するブロックまたはアイテムまたは特徴の説明も表す。

本発明の様々な要素および特徴は、アナログおよび／またはデジタル回路を使用するハードウェアで、ソフトウェアで、１つ以上の汎用または特殊目的プロセッサによる命令の実行を通じて、またはハードウェアとソフトウェアの組み合わせとして、実施され得る。たとえば、本発明の実施形態は、コンピュータシステムまたはその他の処理システムの環境で実施され得る。図１０は、コンピュータシステム７００の例を示す。ユニットおよびモジュール、ならびにこれらのユニットによって実行される方法のステップは、１つ以上のコンピュータシステム７００上で実行され得る。コンピュータシステム７００は、専用または汎用デジタル信号プロセッサのような、１つ以上のプロセッサ７０２を含む。プロセッサ７０２は、バスまたはネットワークのような、通信基盤７０４に接続されている。コンピュータシステム７００は、メインメモリ７０６、たとえばランダムアクセスメモリ（ＲＡＭ）、および二次メモリ７０８、たとえばハードディスクドライブおよび／またはリムーバブルストレージドライブを含む。二次メモリ７０８は、コンピュータプログラムまたはその他の命令をコンピュータシステム７００にロードすることを可能にし得る。コンピュータシステム７００は、ソフトウェアおよびデータをコンピュータシステム７００と外部デバイスとの間で転送できるようにするための通信インターフェース７１０をさらに含み得る。通信は、通信インターフェースによって処理することが可能な電子、電磁、光、またはその他の信号の形態であり得る。通信は、ワイヤまたはケーブル、光ファイバ、電話回線、携帯電話リンク、ＲＦリンク、およびその他の通信チャネル７１２を使用し得る。

「コンピュータプログラム媒体」および「コンピュータ可読媒体」という用語は、一般に、リムーバブルストレージユニット、またはハードディスクドライブにインストールされたハードディスクのような、有形の記憶媒体を指すために使用される。これらのコンピュータプログラム製品は、コンピュータシステム７００にソフトウェアを提供するための手段である。コンピュータ制御ロジックとも呼ばれるコンピュータプログラムは、メインメモリ７０６および／または二次メモリ７０８に格納される。コンピュータプログラムはまた、通信インターフェース７１０を介して受信されてもよい。コンピュータプログラムは、実行されると、コンピュータシステム７００が本発明を実施することを可能にする。特に、コンピュータプログラムは、実行されると、プロセッサ７０２が、本明細書に記載される方法のいずれかなど、本発明のプロセスを実施することを可能にする。したがって、このようなコンピュータプログラムは、コンピュータシステム７００のコントローラを表すことができる。本開示がソフトウェアを使用して実施されるとき、ソフトウェアは、コンピュータプログラム製品に格納され、リムーバブルストレージドライブ、通信インターフェース７１０のようなインターフェースを使用してコンピュータシステム７００にロードされてもよい。

ハードウェアまたはソフトウェアでの実施は、それぞれの方法が実行されるようにプログラム可能なコンピュータシステムと協働する（または協働可能な）、電子可読制御信号が記憶された、クラウドストレージ、フロッピーディスク、ＤＶＤ、Ｂｌｕｅ－Ｒａｙ、ＣＤ、ＲＯＭ、ＰＲＯＭ、ＥＰＲＯＭ、ＥＥＰＲＯＭ、またはフラッシュメモリなどのデジタル記憶媒体を使用して、実行され得る。したがって、デジタル記憶媒体はコンピュータ読み取り可能であり得る。

本発明によるいくつかの実施形態は、本明細書に記載された方法の１つが実行されるように、プログラム可能なコンピュータシステムと協働することが可能な電子的可読制御信号を有するデータキャリアを含む。

一般に、本発明の実施形態は、プログラムコードを有するコンピュータプログラム製品として実装されることが可能であり、プログラムコードは、コンピュータプログラム製品がコンピュータ上で実行されたときに方法の１つを実行するように動作する。プログラムコードは、たとえば機械可読キャリアに記憶されてもよい。

別の実施形態は、機械可読キャリア上に記憶された、本明細書に記載される方法の１つを実行するためのコンピュータプログラムを含む。したがって、言い換えると、本発明の方法の一実施形態は、コンピュータプログラムがコンピュータ上で実行されたときに、本明細書に記載される方法の１つを実行するためのプログラムコードを有するコンピュータプログラムである。

したがって、本発明の方法のさらなる実施形態は、本明細書に記載された方法の１つを実行するためのコンピュータプログラムを備え、該コンピュータプログラムが記録されたデータキャリア（またはデジタル記憶媒体またはコンピュータ可読媒体）である。したがって、本発明の方法のさらなる実施形態は、本明細書に記載された方法の１つを実行するためのコンピュータプログラムを表すデータストリームまたは一連の信号である。データストリームまたは信号のシーケンスはたとえば、データ通信接続を介して、たとえばインターネットを介して転送されるように構成されてもよい。さらなる実施形態は、本明細書に記載される方法の１つを実行するように構成または適合された、たとえばコンピュータまたはプログラマブル論理デバイスなどの処理手段を含む。さらなる実施形態は、本明細書に記載された方法の１つを実行するためのコンピュータプログラムがインストールされたコンピュータを備える。

いくつかの実施形態では、本明細書に記載された方法の機能の一部または全てを実行するために、プログラマブルロジックデバイス（たとえばフィールドプログラマブルゲートアレイ）が使用されてもよい。いくつかの実施形態では、フィールドプログラマブルゲートアレイは、本明細書に記載される方法の１つを実行するためにマイクロプロセッサと協働し得る。一般に、方法は、好ましくはいずれかのハードウェア装置によって実行される。

上記の実施形態は、本発明の原理を単に例示するものである。本明細書に記載される配置および詳細の修正および変形は、当業者にとって明らかとなることが理解される。したがって、喫緊の請求項の範囲によってのみ限定され、本明細書の実施形態の記載および説明によって提示される具体的詳細によっては限定されないことが意図される。

参考文献
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［５］３ＧＰＰＴＲ３８．８０２Ｖ１４．１．０， “３ｒｄＧｅｎｅｒａｔｉｏｎＰａｒｔｎｅｒｓｈｉｐＰｒｏｊｅｃｔ；ＴｅｃｈｎｉｃａｌＳｐｅｃｉｆｉｃａｔｉｏｎＧｒｏｕｐＲａｄｉｏＡｃｃｅｓｓＮｅｔｗｏｒｋ；ＳｔｕｄｙｏｎＮｅｗＲａｄｉｏａｃｃｅｓｓｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ：Ｐｈｙｓｉｃａｌｌａｙｅｒａｓｐｅｃｔｓ（ｒｅｌｅａｓｅ１４），” Ｊｕｎｅ２０１７．

［６］Ｊ．Ａ．ＦｅｓｓｌｅｒａｎｄＡ．Ｏ．Ｈｅｒｏ， “Ｓｐａｃｅ－ａｌｔｅｒｎａｔｉｎｇｇｅｎｅｒａｌｉｚｅｄｅｘｐｅｃｔａｔｉｏｎ－ｍａｘｉｍｉｚａｔｉｏｎａｌｇｏｒｉｔｈｍ，” ＩＥＥＥｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓｏｎＳｉｇｎａｌＰｒｏｃｅｓｓｉｎｇ，ｖｏｌ．４２，ｎｏ．１０，ｐｐ．２６６４－２６７７，Ｏｃｔｏｂｅｒ１９９９．

［７］３ＧＰＰＴＳ３８．２１４Ｖ１３．０．０， “３ｒｄＧｅｎｅｒａｔｉｏｎＰａｒｔｎｅｒｓｈｉｐＰｒｏｊｅｃｔ；ＴｅｃｈｎｉｃａｌＳｐｅｃｉｆｉｃａｔｉｏｎＧｒｏｕｐＲａｄｉｏＡｃｃｅｓｓＮｅｔｗｏｒｋ；ＮＲ；Ｐｈｙｓｉｃａｌｌａｙｅｒｐｒｏｃｅｄｕｒｅｓｆｏｒｄａｔａ（Ｒｅｌｅａｓｅ１５），” Ｊａｎｕａｒｙ２０１８．

Claims

受信機であって、
送信機から無線チャネルを介して受信した無線信号を受信および処理し、
前記無線信号に基づいて、１つ以上の送信層に対する１つ以上の空間遅延プリコーダの複素プリコーダ係数および遅延を決定し、
前記送信機に、前記決定された遅延を暗黙的に、ならびに前記決定された複素プリコーダ係数を明示的または暗黙的にフィードバックする
ように構成されており、
前記空間遅延プリコーダは、
・空間ビームフォーミングベクトルを含む空間コードブックマトリックスと、
・周波数領域コードブックマトリックスの各ベクトルが遅延に関連付けられている、周波数領域コードブックマトリックスと、
・前記空間および／または周波数領域コードブックマトリックスから選択された前記ベクトルの１つ以上を複素スケーリングまたは結合するための層ごと結合素子と
を含む二段構造を有し、
前記周波数領域コードブックマトリックスを構築するために使用されるＤＦＴマトリックスは、オーバーサンプリングされたＤＦＴマトリックス

であり、ここで

、ただし

はオーバーサンプリング係数であり、Sはサブキャリア、またはサブバンド、または物理リソースブロックの総数であり、

であるとき、前記周波数領域コードブックマトリックスは、

のＤＦＴマトリックスによって与えられ、

であるとき、前記周波数領域コードブックマトリックスは、サイズ

のオーバーサンプリングされたＤＦＴマトリックスによって与えられ、
前記周波数領域コードブックマトリックスは、前記ＤＦＴマトリックスの１つのサブマトリックスによって定義され、前記ＤＦＴマトリックスの前記サブマトリックスは、遅延値の範囲に関連付けられており、
前記周波数領域コードブックマトリックスのサイズが完全なＤＦＴマトリックスによって定義された周波数領域コードブックにわたって減少するように、前記周波数領域コードブックマトリックスは、前記ＤＦＴマトリックスの前記サブマトリックスによって定義され、
前記周波数領域コードブックマトリックスのベクトルの数は、前記完全なＤＦＴマトリックスによって定義された周波数領域コードブックにわたって減少する、
受信機。
前記ＤＦＴマトリックスの前記サブマトリックスは、前記空間コードブックマトリックスのビームをＭＩＭＯチャネルインパルス応答と結合するときに得られるビームフォーミングチャネルインパルス応答の遅延広がりに応じて選択される、請求項１に記載の受信機。
前記周波数領域コードブックマトリックスは、
－前記ＤＦＴマトリックスの最初のＮ列、または
－前記ＤＦＴマトリックスの最初の

列および最後の

列、または
－前記ＤＦＴマトリックスの

列、または
－前記ＤＦＴマトリックスの

列および

列
によって定義される、請求項１または２に記載の受信機。
前記周波数領域コードブックマトリックスを定義する前記ＤＦＴマトリックスの複数の列を示す１つ以上のパラメータは、前記受信機において先験的に知られているか、または前記送信機によって構成される、請求項１から３のいずれか一項に記載の受信機。
前記遅延が、空間ビームおよび前記送信層に依存し、
－送信層の前記空間ビームのサブセットに関連付けられた前記遅延のサブセットが同一であるか、または
－送信層の前記空間ビームのサブセットの遅延の数が同一であるか、または
－前記遅延のサブセットが、空間ビームおよび送信層のサブセットで同一である、
請求項１から４のいずれか一項に記載の受信機。
送信層の全てのビームが同じ遅延に関連付けられるように、遅延の数およびビームごとの遅延は送信層について同一である、請求項１から４のいずれか一項に記載の受信機。
プリコーディングマトリックスは、以下によって表され、

ここで、
－

は前記送信機の送信アンテナの数であり、
－

は

番目の層のビームの数であり、
－

は

番目の層および

番目のビームの遅延の数であり、
－

は

番目の層、

番目の空間ビーム、および送信機アンテナアレイの

番目の偏波に関連付けられたサイズ

の

番目の遅延ベクトルであり、
－

は

番目の層に関連付けられた

番目の空間ビームであり、
－

は

番目の層、

番目の空間ビーム、

番目の遅延、および前記送信機アンテナアレイの

番目の偏波に関連付けられたスカラー遅延ビーム複素結合係数であり、
－

は、全てのプリコーダ層の平均総送信電力が固定値に等しいことを保証するための正規化係数である、請求項１から６のいずれか一項に記載の受信機。
前記受信機は、前記空間遅延プリコーダの前記遅延を暗黙的にフィードバックするように構成されており、前記周波数領域コードブックマトリックスのそれぞれの列ベクトルに関連付けられたインデックスを示す遅延識別子を使用し、
前記暗黙的な遅延フィードバックは、１つ以上の遅延識別子、ＤＩを含み、各遅延識別子は、前記周波数領域コードブックマトリックスの列ベクトルに関連付けられた

個のインデックスのセットを含み、Ｌは遅延の総数であり、
前記ＤＩのインデックスの数は、空間ビームに関して同一または異なる、
請求項１に記載の受信機。
前記フィードバックは、特定の空間ビームのインデックスを含むビーム固有のＤＩに加えて、

個の空間ビームに共通の共通ＤＩを含み、前記共通ＤＩは

個の空間ビームに共通のインデックスを示す、請求項８に記載の受信機。
前記フィードバックは、それぞれの空間ビームを示す第１の数のインデックスと、それぞれの複素遅延領域結合係数を示す第２の数のインデックスと、（１つまたは複数の）前記遅延識別子に含まれる前記遅延を示す第３の数のインデックスとを示す、プリコーディングマトリックス識別子ＰＭＩを含む、請求項８または９に記載の受信機。
前記空間コードブックマトリックスのエントリは

長さの列ベクトルによって表され、

はアンテナポートの数であり、

番目のベクトル（

／２）は、

番目の位置では単一の１を、他の場所ではゼロを含む、請求項１から１０のいずれか一項に記載の受信機。
送信機であって、
１つ以上の受信機との無線通信のための複数のアンテナを有するアンテナアレイと、
前記アンテナアレイに接続された１つ以上のプリコーダであって、前記プリコーダは、前記アンテナアレイによって１つ以上の送信ビームを形成するために前記アンテナアレイの１つ以上のアンテナにビームフォーミング重みのセットを適用する、１つ以上のプリコーダと、
を含み、
前記送信機は、受信機から受信したフィードバックに応答して前記ビームフォーミング重みを決定するように構成されており、前記フィードバックは、前記送信機での１つ以上の送信層および送信アンテナの、１つ以上の空間遅延プリコーダの遅延を暗黙的に、ならびに複素プリコーダ係数を明示的または暗黙的に示し、
前記空間遅延プリコーダは、
・空間ビームフォーミングベクトルを含む空間コードブックマトリックスと、
・周波数領域コードブックマトリックスの各ベクトルが遅延に関連付けられている、周波数領域コードブックマトリックスと、
・前記空間および／または周波数領域コードブックマトリックスからの前記ベクトルの１つ以上を複素スケーリングまたは結合するための層ごと結合素子と
を含む二段構造を有し、
前記周波数領域コードブックマトリックスを構築するために使用されるＤＦＴマトリックスは、オーバーサンプリングされたＤＦＴマトリックス

であり、ここで

、ただし

はオーバーサンプリング係数であり、Sはサブキャリア、またはサブバンド、または物理リソースブロックの総数であり、

であるとき、前記周波数領域コードブックマトリックスは、

のＤＦＴマトリックスによって与えられ、

であるとき、前記周波数領域コードブックマトリックスは、サイズ

のオーバーサンプリングされたＤＦＴマトリックスによって与えられ、
前記周波数領域コードブックマトリックスは、前記ＤＦＴマトリックスの１つのサブマトリックスによって定義され、前記ＤＦＴマトリックスの各サブマトリックスは、遅延値の範囲に関連付けられており、
前記周波数領域コードブックマトリックスのサイズが完全なＤＦＴマトリックスによって定義された周波数領域コードブックにわたって減少するように、前記周波数領域コードブックマトリックスは、前記ＤＦＴマトリックスの前記サブマトリックスによって定義され、
前記周波数領域コードブックマトリックスのベクトルの数は、前記完全なＤＦＴマトリックスによって定義された周波数領域コードブックにわたって減少する、送信機。
請求項１から１１のいずれか一項に記載の少なくとも１つの受信機と、
請求項１２に記載の少なくとも１つの送信機と
を含む、無線通信ネットワーク。
送信機から無線チャネルを介して受信した無線信号を受信および処理するステップと、
前記無線信号に基づいて、１つ以上の送信層に対する１つ以上の空間遅延プリコーダの複素プリコーダ係数および遅延を決定するステップと、
前記送信機に、前記決定された遅延を明示的または暗黙的に、ならびに前記決定された複素プリコーダ係数を明示的または暗黙的にフィードバックするステップと
を含む方法であって、
前記空間遅延プリコーダは、
・空間ビームフォーミングベクトルを含む空間コードブックマトリックスと、
・周波数領域コードブックマトリックスの各ベクトルが遅延に関連付けられている、周波数領域コードブックマトリックスと、
・前記空間および／または周波数領域コードブックマトリックスから選択された前記ベクトルの１つ以上を複素スケーリングまたは結合するための層ごと結合素子と
を含む二段構造を有し、
前記周波数領域コードブックマトリックスを構築するために使用されるＤＦＴマトリックスは、オーバーサンプリングされたＤＦＴマトリックス

であり、ここで

、ただし

はオーバーサンプリング係数であり、Sはサブキャリア、またはサブバンド、または物理リソースブロックの総数であり、

であるとき、前記周波数領域コードブックマトリックスは、

のＤＦＴマトリックスによって与えられ、

であるとき、前記周波数領域コードブックマトリックスは、サイズ

のオーバーサンプリングされたＤＦＴマトリックスによって与えられ、
前記周波数領域コードブックマトリックスは、前記ＤＦＴマトリックスの１つのサブマトリックスによって定義され、前記ＤＦＴマトリックスの前記サブマトリックスは、遅延値の範囲に関連付けられており、
前記周波数領域コードブックマトリックスのサイズが完全なＤＦＴマトリックスによって定義された周波数領域コードブックにわたって減少するように、前記周波数領域コードブックマトリックスは、前記ＤＦＴマトリックスの前記サブマトリックスによって定義され、
前記周波数領域コードブックマトリックスのベクトルの数は、前記完全なＤＦＴマトリックスによって定義された周波数領域コードブックにわたって減少する、方法。
送信機および１つ以上の受信機の間の無線通信のために１つ以上のビームを形成する方法であって、
アンテナアレイによって１つ以上の送信ビームを形成するために前記アンテナアレイの１つ以上のアンテナにビームフォーミング重みのセットを適用するステップを含み、
前記ビームフォーミング重みは、受信機から受信したフィードバックに応答して決定され、前記フィードバックは、前記送信機での１つ以上の送信層および送信アンテナの、１つ以上の空間遅延プリコーダの遅延を暗黙的に、ならびに複素プリコーダ係数を明示的または暗黙的に示し、
前記空間遅延プリコーダは、
・空間ビームフォーミングベクトルを含む空間コードブックマトリックスと、
・周波数領域コードブックマトリックスの各ベクトルが遅延に関連付けられている、周波数領域コードブックマトリックスと、
・前記空間および／または周波数領域コードブックマトリックスからの前記ベクトルの１つ以上を複素スケーリングまたは結合するための層ごと結合素子と
を含む二段構造を有し、
前記周波数領域コードブックマトリックスを構築するために使用されるＤＦＴマトリックスは、オーバーサンプリングされたＤＦＴマトリックス

であり、ここで

、ただし

はオーバーサンプリング係数であり、Sはサブキャリア、またはサブバンド、または物理リソースブロックの総数であり、

であるとき、前記周波数領域コードブックマトリックスは、

のＤＦＴマトリックスによって与えられ、

であるとき、前記周波数領域コードブックマトリックスは、サイズ

のオーバーサンプリングされたＤＦＴマトリックスによって与えられ、
前記周波数領域コードブックマトリックスは、前記ＤＦＴマトリックスの１つのサブマトリックスによって定義され、前記ＤＦＴマトリックスの前記サブマトリックスは、遅延値の範囲に関連付けられており、
前記周波数領域コードブックマトリックスのサイズが完全なＤＦＴマトリックスによって定義された周波数領域コードブックにわたって減少するように、前記周波数領域コードブックマトリックスは、前記ＤＦＴマトリックスの前記サブマトリックスによって定義され、
前記周波数領域コードブックマトリックスのベクトルの数は、前記完全なＤＦＴマトリックスによって定義された周波数領域コードブックにわたって減少する、方法。
コンピュータ上で実行されると、請求項１４または１５に記載の方法を前記コンピュータに実行させる命令を含むコンピュータプログラムを格納している、コンピュータ可読媒体。