TW201401745A - 具平均限流功率轉換器 - Google Patents
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Abstract
本發明有關一種用於降壓功率轉換器的控制方法，其中根據脈衝寬度調變訊號以及輸入電壓來產生輸出電壓；藉由取樣該輸出電壓以及得到該取樣輸出電壓以及輸出電壓參考的差額來產生誤差訊號；由控制定律來決定定義脈衝寬度調變訊號的負載循環的負載比；藉由將該負載比提供至數位脈衝寬度調變器來產生該脈衝寬度調變訊號；偵測穩定狀態或負載瞬態；以及其中監控平均電感器電流，並累積該平均電感器電流以及特定電感器限流之間的差異，以產生從該輸出電壓參考減去的偏移值。
Description
本發明有關一種用於操作脈衝寬度調變功率轉換器的方法。本發明特別有關一種具有平均限流的功率轉換器。
切換式調節器是使用功率開關、電感器以及二極體以將能量從輸入轉移至輸出的電路。相對於使用電阻性電壓降以調節電壓以及為熱形式的損失功率的線性調節器，切換式調節器不具有電壓降以及相關電流，而是電流是與電壓呈90度的異相。由於這點，能量被儲存，且可在切換循環的放電相位中被重新獲得。在本技術領域中，取決於如何配置切換電路，存在有數種類型的切換式調節器，例如降壓式（降壓）、昇壓式（昇壓）或反向器（返馳式）。切換可由具有負載比D的PWM訊號來控制，該負載比D代表PWM週期期間的打開狀態。輸出電壓取決於負載比(duty ratio)D，因此，可由控制器來控制，該控制器由類比至數位轉換器（ADC）、離散時間控制定律以及數位PWM（DPWM）模組構成。該ADC取樣以及量化所調節的訊號，為輸出電壓以及輸出電壓參考之間的差異的輸出電壓誤差。該控制定律基於量化輸出電壓誤差來計算該數位負載比指令D。該控制定律是由PID控制定律提供，該PID控制定律是由一組PID係數所配置，該組係數包含比例增益Kp、積分增益Ki以及該微分增益Kd以及時間延遲Td。該數位PWM調變器以D作為輸入，並以切換頻率輸出具有指令負載比D的PWM波形。該PWM波形具有有限的時間解析度。取決於應用以及所使用的特定控制定律，可加入其他訊號的感應以及量化，例如負載。
在發生負載瞬態的情況中，例如如果降低輸出負載，造成輸出從位準A增加至位準B，PWM訊號的負載比必須增加一段短暫的時期，直到平均電感器電流已到達新的位準B。一旦，該平均電感器電流已到達新的位準B，該PWM負載比可再次降低至稍微較高的值。
在發生負載瞬態的情況中，例如如果降低輸出負載，造成輸出從位準A增加至位準B，PWM訊號的負載比必須增加一段短暫的時期，直到平均電感器電流已到達新的位準B。一旦，該平均電感器電流已到達新的位準B，該PWM負載比可再次降低至稍微較高的值。
因此本發明的一個目的是提供一種用於操作脈衝寬度調變功率轉換器的方法，其造成比先前技術對於負載瞬態的較佳反應。特別的是，本發明的一個目的是提供一種用於操作限制平均電感器電流的脈衝寬度調變轉換器的方法。
以獨立申請專利範圍的特徵來達成所述目的。附屬申請專利範圍有關本發明的進一步方面。
在整個此文件中將使用到下述標誌：
負載比 D
負載比差異 dD
標稱負載比 Nominal_D
實際負載比 Actual_D
實際負載比改變 Actual_dD
允許負載比改變 Allowed_dD
一個PWM切換循環的平均電感器電流 IAVG
平均電感器電流的改變 dIAVG
最大電感器電流改變 dIAVGmax
電感 L
輸入電壓 VIN
輸出電壓 VOUT
輸出電流 IOUT
參考輸出電壓 VREF
相當於100％負載循環的數字 DPWM_Resolution_Inv
PWM切換循環的期間 Tsw
一個PWM切換循環的頻率 Fsw=1/Tsw
本發明有關一種用於降壓功率轉換器的控制方法，其中
根據脈衝寬度調變訊號以及輸入電壓來產生輸出電壓；
取樣該輸出電壓以及得到所取樣的輸出電壓與輸出電壓參考的差額來產生誤差訊號；
藉由控制定律來決定定義脈衝寬度調變訊號的負載循環的負載比；
藉由將該負載比提供至數位脈衝寬度調變器來產生該脈衝寬度調變訊號；以及
偵測穩定狀態或負載瞬態。
此外，監控平均電感器電流並累積平均電感器電流以及特定電感器限流之間的差異，以產生從輸出電壓參考減去的偏移值。
因此，經由輸出電壓參考的降低，平均電感器電流被輸出電壓的降低所限制。
控制迴路一直是關閉的。其可在限制狀態中連續操作。
較佳的是，偏移值被較低的飽和極限所限制，使得該偏移值不能是負的。
較佳的是，將平均電感器電流以及特定電感器限流之間的差異與電感器電流增益因數相乘。
然而，需要先存在過多的電流以被偵測。參考電壓只能以特定旋轉率來降低，該特定旋轉率是由功率級、補償器以及設定輸出電壓參考的參考DAC來決定。
本發明的一方面有關於一種PWM負載比的預測限制，由於此概念是預測性的且預先預防了過多的電流，該PWM負載比是快的。
可實施PWM負載循環的預測限制，其中負載比被監控，並從標稱負載比減去，以產生實際的負載比改變：
Actual_dD = D – Nominal_D；
其中最大電感器電流改變是藉由從平均電感器電流減去電感器限流來計算：
dIAVGmax = I_LIMIT_LEVEL– IAVG；
其中取決於最大電感器電流改變來計算允許的負載比改變；以及
其中假使實際負載比改變超過允許負載比改變，只有允許負載比被提供至數位脈衝寬度調變器，該允許負載比是標稱負載比以及該允許負載比改變的總和。
較佳的是，藉由將相當於100％負載循環的數字DPWM_Resolution_Inv乘以輸出電壓VOUT以及輸入電壓VIN的比率來計算標稱負載比Nominal_D：
Nominal_D = VOUT / VIN * DPWM_Resolution_Inv
較佳的是，藉由產生最大電感器電流改變dIAVGmax、電感L、一個切換週期的頻率Fsw、輸入電壓VIN與輸出電壓VOUT的差異的倒數以及相當於100％負載循環的數字DPWM_Resolution_Inv的乘積來計算允許負載比改變Allowed_dD：
Allowed_dD = dIAVGmax * L / (Tsw * (VIN-VOUT)) * DPWM_Resolution_Inv
相對於其中控制迴路被中斷的PWM負載比的唯一預測限制，雖然該負載比被限制方案縮短，由於在限制狀態中的連續操作會導致補償器的積分器結束，與經由降低輸出電壓參考而藉由降低輸出電壓的限流來形成混合解決方案的組合使用每個技術的優點作為最佳的解決方案。
較佳的是，假使實際負載比改變超過允許的負載比改變，額外地累積該負載比以及該允許負載比之間的差異以產生偏移值。
較佳的是，將負載比以及允許負載比之間的差異乘上負載比增益因數。
本發明進一步有關一種脈衝寬度調變功率轉換器，包含：
根據脈衝寬度調變訊號以及輸入電壓而利用切換元件來產生輸出電壓的輸出級，
用於提供輸出電壓參考的裝置，
連接至該輸出級以及該用於提供輸出電壓參考的裝置的類比數位轉換器，該類比數位轉換器取樣以及放大該輸出電壓以及該輸出電壓參考之間的差異，以產生誤差訊號，
連接至該類比數位轉換器以及該切換元件的控制器，該控制器用於決定數位脈衝寬度調變器的負載比，該數位脈衝寬度調變器產生該脈衝寬度調變訊號，
其中該脈衝寬度調變轉換器更包含用於監控平均電感器電流的裝置；用於累積該平均電感器電流以及特定電感器限流之間的差異以產生偏移值的裝置，以及用於從該輸出電壓參考減去該偏移值的裝置。
較佳的是，PWM功率轉換器更包含用於計算平均電感器電流以及特定電感器限流之間的差異的裝置，以及用於將所述差異乘上電感器電流增益因數的裝置。
較佳的是，PWM功率轉換器更包含用於監控負載比的裝置；用於從標稱負載比減去該負載比以產生實際負載比改變的裝置，以及用於從該平均電感器電流減去並儲存電感器限流以產生最大電感器電流改變的裝置；用於取決於該最大電感器電流改變而計算允許負載比改變的裝置；以及用於比較該實際負載比改變與該允許負載比改變的裝置，其中這種裝置被配置，使得假使該實際負載比改變超過該允許負載比改變，只有允許負載比被提供至該數位脈衝寬度調變器，該允許負載比是該標稱負載比以及該允許負載比改變的總和。
較佳的是，PWM功率轉換器更包含用於將相當於100％負載循環的數字乘上輸出電壓以及輸入電壓的比率，以計算標稱負載比的裝置。
較佳的是，PWM功率轉換器更包含藉由產生最大電感器電流改變、電感、一個切換循環的頻率Fsw、輸入電壓以及輸出電壓的差異的倒數以及相當於100％負載循環的數字的乘積而用於計算該允許負載循環改變的裝置。
較佳的是，PWM功率轉換器包含用於比較負載比與標稱負載比的差異以及允許負載比改變的裝置，以及其中積分器被配置，使得假使實際負載比改變超過該允許負載比改變，該負載比以及該允許負載比之間的差異被額外地累積，以產生偏移值。
較佳的是，PWM功率轉換器更包含用於儲存負載比增益因數的裝置，以及用於將該負載比增益因數乘上負載比與允許負載比之間的差異的裝置。
以獨立申請專利範圍的特徵來達成所述目的。附屬申請專利範圍有關本發明的進一步方面。
在整個此文件中將使用到下述標誌：
負載比 D
負載比差異 dD
標稱負載比 Nominal_D
實際負載比 Actual_D
實際負載比改變 Actual_dD
允許負載比改變 Allowed_dD
一個PWM切換循環的平均電感器電流 IAVG
平均電感器電流的改變 dIAVG
最大電感器電流改變 dIAVGmax
電感 L
輸入電壓 VIN
輸出電壓 VOUT
輸出電流 IOUT
參考輸出電壓 VREF
相當於100％負載循環的數字 DPWM_Resolution_Inv
PWM切換循環的期間 Tsw
一個PWM切換循環的頻率 Fsw=1/Tsw
本發明有關一種用於降壓功率轉換器的控制方法，其中
根據脈衝寬度調變訊號以及輸入電壓來產生輸出電壓；
取樣該輸出電壓以及得到所取樣的輸出電壓與輸出電壓參考的差額來產生誤差訊號；
藉由控制定律來決定定義脈衝寬度調變訊號的負載循環的負載比；
藉由將該負載比提供至數位脈衝寬度調變器來產生該脈衝寬度調變訊號；以及
偵測穩定狀態或負載瞬態。
此外，監控平均電感器電流並累積平均電感器電流以及特定電感器限流之間的差異，以產生從輸出電壓參考減去的偏移值。
因此，經由輸出電壓參考的降低，平均電感器電流被輸出電壓的降低所限制。
控制迴路一直是關閉的。其可在限制狀態中連續操作。
較佳的是，偏移值被較低的飽和極限所限制，使得該偏移值不能是負的。
較佳的是，將平均電感器電流以及特定電感器限流之間的差異與電感器電流增益因數相乘。
然而，需要先存在過多的電流以被偵測。參考電壓只能以特定旋轉率來降低，該特定旋轉率是由功率級、補償器以及設定輸出電壓參考的參考DAC來決定。
本發明的一方面有關於一種PWM負載比的預測限制，由於此概念是預測性的且預先預防了過多的電流，該PWM負載比是快的。
可實施PWM負載循環的預測限制，其中負載比被監控，並從標稱負載比減去，以產生實際的負載比改變：
Actual_dD = D – Nominal_D；
其中最大電感器電流改變是藉由從平均電感器電流減去電感器限流來計算：
dIAVGmax = I_LIMIT_LEVEL– IAVG；
其中取決於最大電感器電流改變來計算允許的負載比改變；以及
其中假使實際負載比改變超過允許負載比改變，只有允許負載比被提供至數位脈衝寬度調變器，該允許負載比是標稱負載比以及該允許負載比改變的總和。
較佳的是，藉由將相當於100％負載循環的數字DPWM_Resolution_Inv乘以輸出電壓VOUT以及輸入電壓VIN的比率來計算標稱負載比Nominal_D：
Nominal_D = VOUT / VIN * DPWM_Resolution_Inv
較佳的是，藉由產生最大電感器電流改變dIAVGmax、電感L、一個切換週期的頻率Fsw、輸入電壓VIN與輸出電壓VOUT的差異的倒數以及相當於100％負載循環的數字DPWM_Resolution_Inv的乘積來計算允許負載比改變Allowed_dD：
Allowed_dD = dIAVGmax * L / (Tsw * (VIN-VOUT)) * DPWM_Resolution_Inv
相對於其中控制迴路被中斷的PWM負載比的唯一預測限制，雖然該負載比被限制方案縮短，由於在限制狀態中的連續操作會導致補償器的積分器結束，與經由降低輸出電壓參考而藉由降低輸出電壓的限流來形成混合解決方案的組合使用每個技術的優點作為最佳的解決方案。
較佳的是，假使實際負載比改變超過允許的負載比改變，額外地累積該負載比以及該允許負載比之間的差異以產生偏移值。
較佳的是，將負載比以及允許負載比之間的差異乘上負載比增益因數。
本發明進一步有關一種脈衝寬度調變功率轉換器，包含：
根據脈衝寬度調變訊號以及輸入電壓而利用切換元件來產生輸出電壓的輸出級，
用於提供輸出電壓參考的裝置，
連接至該輸出級以及該用於提供輸出電壓參考的裝置的類比數位轉換器，該類比數位轉換器取樣以及放大該輸出電壓以及該輸出電壓參考之間的差異，以產生誤差訊號，
連接至該類比數位轉換器以及該切換元件的控制器，該控制器用於決定數位脈衝寬度調變器的負載比，該數位脈衝寬度調變器產生該脈衝寬度調變訊號，
其中該脈衝寬度調變轉換器更包含用於監控平均電感器電流的裝置；用於累積該平均電感器電流以及特定電感器限流之間的差異以產生偏移值的裝置，以及用於從該輸出電壓參考減去該偏移值的裝置。
較佳的是，PWM功率轉換器更包含用於計算平均電感器電流以及特定電感器限流之間的差異的裝置，以及用於將所述差異乘上電感器電流增益因數的裝置。
較佳的是，PWM功率轉換器更包含用於監控負載比的裝置；用於從標稱負載比減去該負載比以產生實際負載比改變的裝置，以及用於從該平均電感器電流減去並儲存電感器限流以產生最大電感器電流改變的裝置；用於取決於該最大電感器電流改變而計算允許負載比改變的裝置；以及用於比較該實際負載比改變與該允許負載比改變的裝置，其中這種裝置被配置，使得假使該實際負載比改變超過該允許負載比改變，只有允許負載比被提供至該數位脈衝寬度調變器，該允許負載比是該標稱負載比以及該允許負載比改變的總和。
較佳的是，PWM功率轉換器更包含用於將相當於100％負載循環的數字乘上輸出電壓以及輸入電壓的比率，以計算標稱負載比的裝置。
較佳的是，PWM功率轉換器更包含藉由產生最大電感器電流改變、電感、一個切換循環的頻率Fsw、輸入電壓以及輸出電壓的差異的倒數以及相當於100％負載循環的數字的乘積而用於計算該允許負載循環改變的裝置。
較佳的是，PWM功率轉換器包含用於比較負載比與標稱負載比的差異以及允許負載比改變的裝置，以及其中積分器被配置，使得假使實際負載比改變超過該允許負載比改變，該負載比以及該允許負載比之間的差異被額外地累積，以產生偏移值。
較佳的是，PWM功率轉換器更包含用於儲存負載比增益因數的裝置，以及用於將該負載比增益因數乘上負載比與允許負載比之間的差異的裝置。
Actual_．D．．實際負載比
Actual_dD．．．實際負載比改變
ADC、13．．．數位轉換器
Allowed_dD．．．允許負載比改變
D．．．負載比
dD、40．．．負載比差異
dIAVG．．．平均電感器電流的改變
DPWM．．．數位PWM
DPWM_Resolution_Inv．．．相當於100%負載循環的數字
IOUT．．．輸出電流
L．．．電感
IAVG、23．．．一個PWM切換循環的平均電感器電流
Nominal_D．．．標稱負載比
Tsw．．．PWM切換循環的期間
V_ref．．．輸出參考電壓
V_in、VIN．．．輸入電壓
V_out、VOUT．．．輸出電壓
3．．．負載比Dcalc
4．．．限制負載比Dlimit
5．．．平均電感器電流IAVG
6．．．特定限流IAVG_LIMIT
8．．．D_OUT
9．．．輸入D
10．．．輸出電壓VOUT
11．．．數位控制器
12．．．動力系統(power train)
14．．．控制定律
15．．．數位PWM調變器、輸入電壓VIN
16．．．誤差訊號
17．．．負載指令比
18．．．切換頻率
19．．．最大允許dD
22．．．L/(Tsw*(VIN-VOUT))*DPWM_Resolution_Inv
24．．．I_LIMIT_LEVEL
25．．．dIAVGmax
28．．．開關
30．．．差異
35．．．積分器
36．．．偏移值Out
39．．．可編程係數D_LIMIT_KI
41．．．可編程係教I_LIMIT_KI
藉由示範性具體實施例並參考附帶的圖式，在下述本文中更詳細地描述根據本發明的裝置與方法，其中：
第1圖示出了PWM降壓轉換器的方塊圖；
第2圖示出了參考電壓降低方面的方塊圖；
第3圖示出了預測PWM負載循環限制方面的方塊圖；
第4圖示出了用以展示所提出的平均限流電路如何作用的模擬圖；以及
第5圖以放大視野示出了與第4圖相同的圖。
第1圖示出了PWM降壓轉換器的方塊圖；
第2圖示出了參考電壓降低方面的方塊圖；
第3圖示出了預測PWM負載循環限制方面的方塊圖；
第4圖示出了用以展示所提出的平均限流電路如何作用的模擬圖；以及
第5圖以放大視野示出了與第4圖相同的圖。
本發明的一個具體實施例是如第1圖中所示的降壓轉換器。該降壓轉換器由數位控制器11以及動力系統(power train)12構成。該數位控制器包含ADC 13、控制定律14以及數位PWM調變器15。藉由得到輸出參考電壓V_ref以及輸出電壓V_out的差額來計算誤差訊號16。該控制定律以該誤差訊號16作為輸入，並輸出負載指令比17。該負載指令比17控制產生切換頻率18的該PWM調變器。該切換頻率18以及輸入電壓V_in驅動輸出該輸出電壓V_out的該動力系統。
在此具體實施例中，將如第2圖中所示的預測負載循環限制子系統與如第3圖中所示的參考DAC控制子系統結合。
該子系統監控一個PWM切換循環的平均電感器電流，該PWM切換循環在由補償器計算的相等於輸出電流IAVG以及PWM負載比D的穩定狀態中。
分別以特定的樣本時鐘，D_SAMPLE_CLOCK 11以及IAVG_SAMPLE_CLOCK 12，來取樣兩個輸入D 9以及IAVG 5。
此外，將輸出電壓VOUT 10以及降壓轉換器的輸入電壓VIN 15輸入至此子系統。
藉由從標稱負載比Nominal_D 16減去在補償器中的電流D 17來計算由該補償器請求用於IAVG改變的負載比增加Actual_dD 18。Nominal_D 16是經由
Nominal_D = VOUT / VIN * DPWM_Resolution_Inv來計算，見虛線方塊。
因此，該實際負載比改變Actual_dD 18是
Actual_dD 18 = D 17 – Nominal_D 16
= D - VOUT / VIN *DPWM_Resolution_Inv
如下述來計算從IOUT位準至IOUT限制I_LIMIT_LEVEL24的用於最大IAVG改變25的最大允許dD 19：
dIAVGmax 25 = I_LIMIT_LEVEL24 – IAVG 23
Allowed dD 19 = dIAVGmax 25 *( L / (Tsw * (VIN-VOUT)) * DPWM_Resolution_Inv) 22
如果Actual_dD 18大於Allowed_dD 19，只有Allowed_D（Nominal D 16 + Allowed_dD 19）經由開關28而被轉送至PWM 產生器（D_OUT 8）。
第3圖的參考DAC控制子系統繞著積分器35集中。其產生偏移值Out 36，其是從標稱參考DAC輸入值減去，以降低用於限流的參考電壓。該積分器具有在0的較低飽和極限，因此該偏移值不能為負。該積分器35從兩個輸入來源累積輸入。
一個輸入是特定限流IAVG_LIMIT 6以及實際感測的平均電感器電流IAVG 5之間的差異30。
dIAVG = IAVG – IAVG_LIMIT
可編程係數I_LIMIT_KI 41用以將特定增益因數應用至dIAVG.30。
第二積分器輸入是由補償器所計算的負載比Dcalc 3以及如預測的負載比限制子系統產生的潛在限制負載比Dlimit 4之間的差異。
dD 40 = Dcalc 3 – Dlimit 4
dD被D_LIMIT_ACTIVE輸入所限制，即，如果D_LIMIT_ACTIVE == 1，即，如果至PWM產生器的負載比被預測的負載比限制子系統有效地限制，則dD不等於0。
可編程係數D_LIMIT_KI 39用以將特定增益因數應用至dD 40。
在此部分中，利用兩個不同的負載改變情況來描述整體系統的操作。
慢的負載改變，即，超出限流的輸出電流的緩慢增加造成非常小的負載比增量Actual_dD。因此，該Actual_dD將最可能小於Allowed_dD，因此預測的負載比限制子系統將不修飾被發送至數位PWM調變器的負載比值。同樣地，輸入至參考DAC控制子系統的積分器的dD將為0。然而，一旦實際平均電感器電流IAVG超過限流IAVG_LIMIT，dIAVG * I_LIMIT_KI將被該積分器累積，且將造成輸出電壓的降低，直到IAVG等於IAVG_LIMIT dIAVG = 0。
快的負載改變，即超出限流的輸出電流的快速增加造成相對大的負載比步驟。因此，由補償器請求的Actual_dD將最可能大於用於目前穩定狀態輸出電流位準的Allowed_dD。
因此，至PWM產生器的負載比值將被限制至允許Allowed_D值，造成電感器電流不能在負載瞬態反應期間增加超過該限制。然而，D的限制也造成控制迴路不再完整。
雖然預測的負載比限制子系統有效地限制負載比，參考DAC控制子系統的積分器的dD輸入大於0，因此參考電壓被降低。降低的參考電壓造成從補償器請求的負載比降低，直到該負載比不再需要被限制。
同時，基於dIAVG的積分器輸入是有效的，並也在當已到達新的穩定狀態情況時，在預測的負載比限制子系統已變得不活化之後，促成參考DAC控制確保所感測的平均電感器電流維持在限流之下。
第4圖示出了模擬的結果，以從2A至8A看到所描述的系統對在輸出電流的負載步驟做出反應的變化（虛線，第4圖b）。平均限流被設定成6A。沒有限流時，平均電感器電流將增加至8A以上，並穩定在8A。如現在可看到的是，電感器電流（實線，第4圖b）略在6A之上，並穩定在6A。見第4圖a，因為該輸出電壓減少，其由參考DAC控制子系統所誘導，該輸出電流跟隨在該電感器電流之後。在該電流步驟之後，電壓VOUT（虛線，第4圖a）以及VREF（實線，第4圖a）減少。在第一部分中，雖然VOUT以及VREF不同，預測的負載循環限制子系統是有效的，其打開回饋迴路。在兩個曲線匯集的點，該回饋迴路再次處於操作中。在該輸出電流設定回起始值的點，該回饋系統將該輸出電壓調節回標稱值。
第5圖在放大的視野中示出了限制情況的開始。VOUT是第5圖a的虛線；VREF是第5圖a的實線；輸出電流是第5圖b的虛線；以及電感器電流是第5圖b的實線。
雖然已在圖式以及前述描述中詳細地示例並描述本發明，這種示例以及描述被視為示例性或示範性，且非限制性。將了解的是，具一般技藝的技術人員可在下述申請專利範圍的範圍以及精神內做出改變以及修飾。
在此具體實施例中，將如第2圖中所示的預測負載循環限制子系統與如第3圖中所示的參考DAC控制子系統結合。
該子系統監控一個PWM切換循環的平均電感器電流，該PWM切換循環在由補償器計算的相等於輸出電流IAVG以及PWM負載比D的穩定狀態中。
分別以特定的樣本時鐘，D_SAMPLE_CLOCK 11以及IAVG_SAMPLE_CLOCK 12，來取樣兩個輸入D 9以及IAVG 5。
此外，將輸出電壓VOUT 10以及降壓轉換器的輸入電壓VIN 15輸入至此子系統。
藉由從標稱負載比Nominal_D 16減去在補償器中的電流D 17來計算由該補償器請求用於IAVG改變的負載比增加Actual_dD 18。Nominal_D 16是經由
Nominal_D = VOUT / VIN * DPWM_Resolution_Inv來計算，見虛線方塊。
因此，該實際負載比改變Actual_dD 18是
Actual_dD 18 = D 17 – Nominal_D 16
= D - VOUT / VIN *DPWM_Resolution_Inv
如下述來計算從IOUT位準至IOUT限制I_LIMIT_LEVEL24的用於最大IAVG改變25的最大允許dD 19：
dIAVGmax 25 = I_LIMIT_LEVEL24 – IAVG 23
Allowed dD 19 = dIAVGmax 25 *( L / (Tsw * (VIN-VOUT)) * DPWM_Resolution_Inv) 22
如果Actual_dD 18大於Allowed_dD 19，只有Allowed_D（Nominal D 16 + Allowed_dD 19）經由開關28而被轉送至PWM 產生器（D_OUT 8）。
第3圖的參考DAC控制子系統繞著積分器35集中。其產生偏移值Out 36，其是從標稱參考DAC輸入值減去，以降低用於限流的參考電壓。該積分器具有在0的較低飽和極限，因此該偏移值不能為負。該積分器35從兩個輸入來源累積輸入。
一個輸入是特定限流IAVG_LIMIT 6以及實際感測的平均電感器電流IAVG 5之間的差異30。
dIAVG = IAVG – IAVG_LIMIT
可編程係數I_LIMIT_KI 41用以將特定增益因數應用至dIAVG.30。
第二積分器輸入是由補償器所計算的負載比Dcalc 3以及如預測的負載比限制子系統產生的潛在限制負載比Dlimit 4之間的差異。
dD 40 = Dcalc 3 – Dlimit 4
dD被D_LIMIT_ACTIVE輸入所限制，即，如果D_LIMIT_ACTIVE == 1，即，如果至PWM產生器的負載比被預測的負載比限制子系統有效地限制，則dD不等於0。
可編程係數D_LIMIT_KI 39用以將特定增益因數應用至dD 40。
在此部分中，利用兩個不同的負載改變情況來描述整體系統的操作。
慢的負載改變，即，超出限流的輸出電流的緩慢增加造成非常小的負載比增量Actual_dD。因此，該Actual_dD將最可能小於Allowed_dD，因此預測的負載比限制子系統將不修飾被發送至數位PWM調變器的負載比值。同樣地，輸入至參考DAC控制子系統的積分器的dD將為0。然而，一旦實際平均電感器電流IAVG超過限流IAVG_LIMIT，dIAVG * I_LIMIT_KI將被該積分器累積，且將造成輸出電壓的降低，直到IAVG等於IAVG_LIMIT dIAVG = 0。
快的負載改變，即超出限流的輸出電流的快速增加造成相對大的負載比步驟。因此，由補償器請求的Actual_dD將最可能大於用於目前穩定狀態輸出電流位準的Allowed_dD。
因此，至PWM產生器的負載比值將被限制至允許Allowed_D值，造成電感器電流不能在負載瞬態反應期間增加超過該限制。然而，D的限制也造成控制迴路不再完整。
雖然預測的負載比限制子系統有效地限制負載比，參考DAC控制子系統的積分器的dD輸入大於0，因此參考電壓被降低。降低的參考電壓造成從補償器請求的負載比降低，直到該負載比不再需要被限制。
同時，基於dIAVG的積分器輸入是有效的，並也在當已到達新的穩定狀態情況時，在預測的負載比限制子系統已變得不活化之後，促成參考DAC控制確保所感測的平均電感器電流維持在限流之下。
第4圖示出了模擬的結果，以從2A至8A看到所描述的系統對在輸出電流的負載步驟做出反應的變化（虛線，第4圖b）。平均限流被設定成6A。沒有限流時，平均電感器電流將增加至8A以上，並穩定在8A。如現在可看到的是，電感器電流（實線，第4圖b）略在6A之上，並穩定在6A。見第4圖a，因為該輸出電壓減少，其由參考DAC控制子系統所誘導，該輸出電流跟隨在該電感器電流之後。在該電流步驟之後，電壓VOUT（虛線，第4圖a）以及VREF（實線，第4圖a）減少。在第一部分中，雖然VOUT以及VREF不同，預測的負載循環限制子系統是有效的，其打開回饋迴路。在兩個曲線匯集的點，該回饋迴路再次處於操作中。在該輸出電流設定回起始值的點，該回饋系統將該輸出電壓調節回標稱值。
第5圖在放大的視野中示出了限制情況的開始。VOUT是第5圖a的虛線；VREF是第5圖a的實線；輸出電流是第5圖b的虛線；以及電感器電流是第5圖b的實線。
雖然已在圖式以及前述描述中詳細地示例並描述本發明，這種示例以及描述被視為示例性或示範性，且非限制性。將了解的是，具一般技藝的技術人員可在下述申請專利範圍的範圍以及精神內做出改變以及修飾。
D．．．負載比
dD、40．．．負載比差異
DPWM．．．數位PWM
IAVG．．．一個PWM切換循環的平均電感器電流
3．．．負載比Dcalc
4．．．限制負載比Dlimit
5．．．平均電感器電流IAVG
6．．．特定限流IAVG_LIMIT
30．．．差異
35．．．積分器
36．．．偏移值Out
39．．．可編程係數D_LIMIT_KI
41．．．可編程係數I_LIMIT_KI
Claims (1)
1. 一種用於一降壓功率轉換器的控制方法，其中
根據一脈衝寬度調變訊號以及一輸入電壓來產生一輸出電壓；
藉由取樣該輸出電壓以及得到該取樣輸出電壓以及一輸出電壓參考的差額來產生一誤差訊號；
由一控制定律來決定定義一脈衝寬度調變訊號的一負載循環的一負載比；
藉由將該負載比提供至一數位脈衝寬度調變器來產生該脈衝寬度調變訊號；
偵測一穩定狀態或一負載瞬態；
其特徵在於，
監控一平均電感器電流，並累積該平均電感器電流以及一特定電感器限流之間的一差異，以產生從該輸出電壓參考減去的一偏移值。
2. 如申請專利範圍第1項所述的控制方法，其特徵在於，該偏移值被一較低的飽和極限所限制，使得該偏移值不能為負。
3. 如申請專利範圍第2項或第3項所述的控制方法，其特徵在於，將該平均電感器電流以及一特定電感器限流之間的該差異乘上一電感器電流增益因數。
4. 如申請專利範圍第1項至第3項任一項所述的控制方法，其特徵在於，該負載比被監控並從一標稱負載比減去，以產生一實際比率循環改變；
其中藉由從該平均電感器電流減去一電感器限流來計算一最大電感器電流改變；
其中取決於該最大電感器電流改變來計算一允許負載比改變；以及
其中假使該實際負載比改變超過該允許負載比改變，只有一允許負載比被提供至該數位脈衝寬度調變器，該允許負載比是該標稱負載比以及該允許負載比改變的總和。
5. 如申請專利範圍第4項所述的控制方法，其特徵在於，藉由將相當於100％負載循環的數字乘上該輸出電壓以及輸入電壓的一比率來計算該標稱負載比。
6. 如申請專利範圍第4項或第5項所述的控制方法，其特徵在於，藉由產生該最大電感器電流改變、電感、一個切換循環的頻率、該輸入電壓以及該輸出電壓的差異的倒數、以及該相當於100％負載循環的數字的乘積來計算該允許負載比改變。
7. 如申請專利範圍第4項至第6項任一項所述的控制方法，其特徵在於，假使該實際負載比改變超過該允許負載比改變，該負載比以及該允許負載比之間的差異被額外地累積，以產生該偏移值。
8. 如申請專利範圍第7項所述的控制方法，其特徵在於，將負載比以及該允許負載比之間的該差異乘上一負載比增益因數。
9. 一種脈衝寬度調變功率轉換器，包含：
根據一脈衝寬度調變訊號以及一輸入電壓而利用一切換元件來產生一輸出電壓的一輸出級，
用於提供一輸出電壓參考的裝置，
連接至該輸出級以及該用於提供一輸出電壓參考的裝置的一類比數位轉換器，該類比數位轉換器取樣並放大該輸出電壓以及該輸出電壓參考之間的一差異，以產生一誤差訊號，
連接至該類比數位轉換器以及該切換元件的一控制器，該控制器用於決定用於一數位脈衝寬度調變器的一負載比，該數位脈衝寬度調變器產生該脈衝寬度調變訊號，
其特徵在於，
該脈衝寬度調變轉換器更包含
用於監控一平均電感器電流的裝置；用於累積該平均電感器電流以及一特定電感器限流之間的差異的裝置，以產生一偏移值，以及用於從該輸出電壓參考減去該偏移值的裝置。
10. 如申請專利範圍第9項所述的脈衝寬度調變轉換器，其特徵在於，其更包含用於計算該平均電感器電流以及一特定電感器限流之間的該差異的裝置以及用於將所述差異乘上一電感器電流增益因數的裝置。
11. 如申請專利範圍第9項或第10項所述的脈衝寬度調變轉換器，其特徵在於，其更包含用於監控該負載比的裝置；用於從一標稱負載比減去該負載比以產生一實際負載比改變的裝置，以及用於儲存一電感器限流並從該平均電感器電流減去該電感器限流以產生該最大電感器電流改變的裝置；
用於取決於該最大電感器電流改變而計算一允許負載比改變的裝置；以及
用於比較該實際負載比改變與該允許負載比改變的裝置，其中這種裝置被配置，使得假使該實際負載比改變超過該允許負載比改變，只有一允許負載比被提供至該數位脈衝寬度調變器，該允許負載比是該標稱負載比以及該允許負載比改變的總和。
12. 如申請專利範圍第9項至第11項任一項所述的脈衝寬度調變轉換器，其特徵在於，其更包含用於將相當於100％負載循環的數字乘上該輸出電壓以及輸入電壓的一比率，以計算該標稱負載比的裝置。
13. 如申請專利範圍第12項所述的脈衝寬度調變轉換器，其特徵在於，其包含用於藉由產生該最大電感器電流改變、電感、一個切換循環的頻率、該輸入電壓以及該輸出電壓的差異的倒數、以及相當於100％負載循環的數字的乘積來計算該允許負載比改變的裝置。
14. 如申請專利範圍第11項至第13項任一項所述的脈衝寬度調變轉換器，其特徵在於，其更包含用於比較該負載比與該標稱負載比之間的差異以及該允許負載比改變的裝置，以及其中用於累積的該裝置被配置，使得假使該實際負載比改變超過該允許負載比改變，該負載比以及該允許負載比之間的該差異被額外地累積，以產生該偏移值。
15. 如申請專利範圍第14項所述的脈衝寬度調變轉換器，其特徵在於，其更包含用於儲存一負載比增益因數的裝置，以及用於將該負載比增益因數乘上負載比以及該允許負載比之間的該差異的裝置。
Applications Claiming Priority (1)
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| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| MM4A | Annulment or lapse of patent due to non-payment of fees |