TW201328155A - 電荷幫浦電路及其動態調整電壓的供電方法 - Google Patents

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Abstract

一種電荷幫浦電路及其動態調整電壓的供電方法。於此，電荷幫浦電路具有不同的轉換率的三種供電模式。於供電時，幫浦單元利用工作相位不重疊之第一時脈和第二時脈控制第一飛馳電容、第二飛馳電容、第一儲能電容、及第二儲能電容的電性連接關係，來將接收到的電源電壓轉換為正輸出電壓和負輸出電壓，藉以提供三種供電模式中之一者。

Description

電荷幫浦電路及其動態調整電壓的供電方法
本發明係關於一種電荷幫浦(charge pump)電路及其相關方法，特別係關於一種可調整輸出電壓之電荷幫浦電路及其動態調整電壓的供電方法。
電荷幫浦(charge pump)電路常被應用於電子產品的驅動電路中。電荷幫浦電路主要利用電容原理來實現電壓轉換，以提供所需的輸出電壓。
第1圖為電荷幫浦電路的示意圖。請參考第1圖，電荷幫浦電路10包含有一電荷幫浦單元12、一飛馳電容(flying capacitor)Cf、一第一儲存電容Cp1及一第二儲存電容Cp2。
電荷幫浦單元12會依據電荷幫浦時脈CKp來對飛馳電容Cf、第一儲存電容Cp1及第二儲存電容Cp2進行充電以及放電之操作，以將輸入之電源電壓VDD轉換成所要的正輸出電壓VPP以及負輸出電壓VEE。其中，正輸出電壓VPP與負輸出電壓VEE之電壓差值通常為電源電壓VDD之電壓值的正倍數(如2倍)且為固定之單一模式。
整顆編解碼晶片(CODEC IC)的電源規劃中，除了輸出需求瓦數最大的揚聲器(speaker)驅動裝置之外，耳機(headphone)驅動裝置也相當耗電。在耳機驅動裝置中，目前業界有許多設計是利用電荷幫浦電路產生一穩定的負電壓(-VDD)來推動一放大器電路，如此雖可省下耳機驅動端價格不斐的耦合(Coupling)電容，但仍有耗電過高的問題。其中，放大器電路的正電源端通常是接到系統的電壓源(電壓源用以提供電源電壓VDD)，而負電源端才耦接到電荷幫浦電路。因此，放大器電路的所有靜態耗電都會從正電源端(電壓源(VDD))流到負電源端(-VDD)，而非系統的接地。流到負電源端的電流再依靠電荷幫浦電路消耗相同的電流將其抵消，因此整個電路架構必須多消耗一倍的輸出功率。並且，若將電荷幫浦電路本身的電源轉換效率考慮進來，則耗電量還會再增加。
再者，在耳機驅動裝置中，不論輸出信號的大小，電荷幫浦電路均是產生固定值的負電壓(-VDD)，使得在低輸出功率操作時，整個電路架構的效率非常差。
因此，若能針對編解碼晶片採用電源調變技術，根據不同的輸入或輸出訊號的電壓範圍使用不同的正輸出電壓VPP與負輸出電壓VEE之模式，將可進一步改善總輸出功率。
有鑑於此，本發明的眾多目的之一在於提供一種電荷幫浦電路，以降低耳機驅動裝置之耗電或提高電源的使用效率，但本發明之應用不限於此。
根據本發明之一實施例之電荷幫浦電路，其包括電源接收端、接地端、正電輸出端、負電輸出端、第一儲能電容、第二儲能電容、第一飛馳電容、第二飛馳電容及幫浦單元。
第一儲能電容耦接於正電輸出端和接地端之間，而第二儲能電容耦接於負電輸出端和接地端之間。幫浦單元耦接至電源接收端、接地端、正電輸出端、負電輸出端、第一飛馳電容和第二飛馳電容。
於供電時，幫浦單元利用工作相位不重疊之第一時脈和第二時脈來控制第一飛馳電容、該第二飛馳電容、第一儲能電容、和第二儲能電容間的電性連接關係，來將電源接收端接收到的電源電壓轉換為正輸出電壓和負輸出電壓，藉以提供具有不同的轉換率之一第一供電模式、一第二供電模式、及一第三供電模式中之一供電模式。然後，由正電輸出端和負電輸出端分別輸出正輸出電壓和負輸出電壓給後級電路。
根據本發明之一實施例之動態調整電壓的供電方法，其包括接收一電源電壓；根據一輸入信號的振幅來選擇具有不同轉換率之第一供電模式、第二供電模式和第三供電模式中之一者做為供電模式；以及利用工作相位不重疊之第一時脈和第二時脈來控制一電性連接關係，來將電源電壓轉換為對應供電模式之正輸出電壓及負輸出電壓，藉以驅動接收輸入信號的後級電路。
第2圖為根據本發明一實施例之電荷幫浦電路的示意圖。
參照第2圖，電荷幫浦電路100係用以依據第一時脈CK1和第二時脈CK2將輸入之電源電壓VDD轉換成正輸出電壓VPP和負輸出電壓VEE。其中，第一時脈CK1的工作相位PH1與第二時脈CK2的工作相位PH2不重疊，如第3圖所示。
並且，電荷幫浦電路100具有三種供電模式。在三種供電模式下，電荷幫浦電路100具有不同的電源轉換率。即，在三種供電模式下，電荷幫浦電路100所輸出之正輸出電壓VPP及負輸出電壓VEE對電源電壓VDD分別具有對應之不同值。在三種供電模式下，電荷幫浦電路100分別產生電源電壓VDD的三種不同倍率的輸出電壓(即，正輸出電壓VPP和負輸出電壓VEE之間的電壓差)。舉例來說，在三種供電模式下，電荷幫浦電路100分別產生為輸入電源電壓VDD的2倍(±VDD)、1倍(±1/2 VDD)、及2/3倍(±1/3 VDD)的輸出電壓。因此，電荷幫浦電路100可依據後級電路(即，電荷幫浦電路100供電的目標電路)所需的電力大小(其輸入信號或輸出信號在一段預設時間內的信號範圍值)，來選擇供電模式。
為了方便說明，三種供電模式以下分別稱之為第一供電模式、第二供電模式和第三供電模式。
電荷幫浦電路100包括電源接收端N0、接地端GND、正電輸出端N1、負電輸出端N2、第一儲能電容Cp1、第二儲能電容Cp2、第一飛馳電容Cf1、第二飛馳電容Cf2以及幫浦單元120。
電源接收端N0電性連接至系統的電壓源，並且從系統的電壓源接收電源電壓VDD。而接地端GND電性連接至系統的接地。
第一儲能電容Cp1耦接在正電輸出端N1和接地端GND之間，而第二儲能電容Cp2耦接在負電輸出端N2和接地端GND之間。
幫浦單元120耦接至電源接收端N0、接地端GND、正電輸出端N1、負電輸出端N2、第一飛馳電容Cf1和第二飛馳電容Cf2。
在以電荷幫浦電路100供電時，電荷幫浦電路100根據後級電路之輸入或輸出來選擇以第一供電模式、第二供電模式或第三供電模式做為執行的供電模式。此時，幫浦單元120則以所選擇的供電模式進行運作，即利用第一時脈CK1和第二時脈CK2控制電源接收端、接地端GND、正電輸出端N1、負電輸出端N2、第一飛馳電容Cf1的正極、第一飛馳電容Cf1的負極、第二飛馳電容Cf2的正極和第二飛馳電容Cf2的負極之間的電性連接關係，藉以透過第一儲能電容Cp1、第二儲能電容Cp2、第一飛馳電容Cf1和第二飛馳電容Cf而將輸入之電源電壓VDD轉換為對應選擇之供電模式的正輸出電壓VPP和負輸出電壓VEE。
換言之，第一飛馳電容Cf1的兩端和第二飛馳電容Cf2的兩端會耦接至幫浦單元120。在供電時，幫浦單元120會依據電荷幫浦電路100所要執行的供電模式(第一供電模式、第二供電模式或第三供電模式)而響應第一時脈CK1的工作相位PH1和第二時脈CK2的工作相位PH2來交替改變電源接收端、接地端GND、正電輸出端N1、負電輸出端N2、第一飛馳電容Cf1的正極、第一飛馳電容Cf1的負極、第二飛馳電容Cf2的正極和第二飛馳電容Cf2的負極之間的電性連接關係。
然後，在正電輸出端N1輸出由電荷幫浦電路100轉換電源電壓VDD而產生之正輸出電壓VPP，以及在負電輸出端N2由輸出電荷幫浦電路100轉換電源電壓VDD而產生之負輸出電壓VEE，藉以提供給後級電路(例如：放大器電路)做為運作所需之電力。於此，第一儲能電容Cp1和第二儲能電容Cp2亦可分別作為正輸出電壓VPP和負輸出電壓VEE的穩壓電容。
其中，第一時脈CK1和第二時脈CK2可利用一信號產生單元140產生。由於信號產生單元140之實施結構與運作原理係為本領域之技術人員所熟知，故於此不再贅述。
第4A和4B圖為根據本發明一實施例之幫浦單元120的示意圖。
搭配參照第4A圖，幫浦單元120包括複數個開關(如圖式中之S1~S11)。於第4A圖中，標號「CK」係表示第一時脈CK1和第二時脈CK2中之至少一者。
各開關係連接在電源接收端N0、接地端GND、正電輸出端、負電輸出端、第一飛馳電容Cf1的正極、第一飛馳電容Cf1的負極、第二飛馳電容Cf2的正極和第二飛馳電容Cf2的負極其中之任二者之間。
搭配參照第4B圖，幫浦單元120還可包括一多工電路122。
多工電路122耦接至每一個開關(例如：開關S1至開關S11)。並且，多工電路122更耦接至信號產生單元140。
在電荷幫浦電路100運作時，多工電路122會相應幫浦單元120(電荷幫浦電路100)要執行的供電模式將第一時脈CK1輸入至開關中之至少一者的控制端，以及相應執行的供電模式將第二時脈CK2輸入至開關中之至少一者的控制端。
在一些實施例中，多工電路122可包括多工器122a和多工器122b。
多工器122a的輸入端耦接至信號產生單元140，其輸出端耦接至一個或多個開關(如圖式中所示之S1、S3、S4、S8、S10或S11)。
多工器122a接收第一時脈CK1，並且相應所選擇的供電模式將輸入端導通至至少一個輸出端，以致使第一時脈CK1傳送給對應之開關(即，與導通之輸出端耦接的開關)。
多工器122b的輸入端耦接至信號產生單元140，其輸出端耦接至一個或多個開關(如圖式中所示之S2、S5、S6、S7、S9或S10)。
多工器122b接收第二時脈CK2，並且相應所選擇的供電模式將輸入端導通至至少一個輸出端，以致使第二時脈CK2傳送給對應之開關(即，與導通之輸出端耦接的開關)。
在一些實施例中，幫浦單元120可更包括一振幅偵測器124。
振幅偵測器124耦接至多工電路122。並且，振幅偵測器124更電性連接至後級電路的輸入端或輸出端。其中，後級電路的電源端係耦接至正電輸出端N1和負電輸出端N2，並且由正輸出電壓VPP和負輸出電壓VEE供電給後級電路或驅動後級電路的輸入信號。
振幅偵測器124可根據後級電路的輸入信號或輸出信號在一段預設時間內的信號振幅值的大小來決定幫浦單元120(電荷幫浦電路100)要執行的供電模式。
在一些實施例中，振幅偵測器124可依據偵測到的振幅大小輸出對應之控制信號Cm1、Cm2(其代表偵測到的振幅所對應的供電模式)給多工電路122的多工器122a和多工器122b。多工器122a再響應所接收到的控制信號Cm1而將其輸入端導通至對應之輸出端，以致使第一時脈CK1經由內部導通路徑而傳送給對應之開關。多工器122b則響應所接收到的控制信號Cm2而將其輸入端導通至對應之輸出端，以致使第二時脈CK2經由內部導通路徑而傳送給對應之開關。
再參照第4A圖，開關包括第一開關S1、第二開關S2、第三開關S3、第四開關S4、第五開關S5、第六開關S6、第七開關S7、第八開關S8、第九開關S9、第十開關S10和第十一開關S11。
第一開關S1的兩端分別電性連接(或耦接)在電源接收端N0和第一飛馳電容Cf1的正極(節點N3)之間。
第二開關S2的兩端分別電性連接(或耦接)在正電輸出端N1和第一飛馳電容Cf1的正極(節點N3)之間。
第三開關S3的兩端分別電性連接(或耦接)在正電輸出端N1和第二飛馳電容Cf2的正極(節點N5)之間。
第四開關S4的兩端分別電性連接(或耦接)在正電輸出端N1和第一飛馳電容Cf1的負極(節點N4)之間。
第五開關S5的兩端分別電性連接(或耦接)在接地端GND和第二飛馳電容Cf2的正極(節點N5)之間。
第六開關S6耦接在負電輸出端N2和第一飛馳電容Cf1的負極(節點N4)之間。即，第六開關S6的兩端分別電性連接至負電輸出端N2和第一飛馳電容Cf1的負極(節點N4)。
第七開關S7的兩端分別電性連接(或耦接)在負電輸出端(節點N2)和第二飛馳電容Cf2的負極(節點N6)之間。
第八開關S8的兩端分別電性連接(或耦接)在接地端GND和第二飛馳電容Cf2的負極(節點N6)之間。
第九開關S9的兩端分別電性連接(或耦接)在接地端GND和第一飛馳電容Cf1的正極(節點N3)之間。
第十開關S10的兩端分別電性連接(或耦接)在電源接收端N0和正電輸出端N1之間。
第十一開關S11的兩端分別電性連接(或耦接)在接地端GND和第一飛馳電容Cf1的負極(節點N4)之間。
在一些實施例中，第一開關S1至第十一開關S11可採用電源開關(power switch)。
在一些實施例中，第一供電模式、第二供電模式和第三供電模式可分別為低供電模式、中供電模式和高供電模式。
在一些實施例中，參照第4A及4B圖，在第一供電模式下，振幅偵測器124控制多工電路122的多工器122a，使第一時脈CK1輸入至開關S1、S3、S4、及S8的控制端。並且，振幅偵測器124控制多工電路122的多工器122b，使第二時脈CK2輸入至開關S2、S5、S6、及S7的控制端。而開關S9、S10、S11的控制端則不接收任何控制信號，使開關S9至開關S11為斷路。也就是說，在第一供電模式下，開關S1至開關S8運作，而開關S9至S11不運作。
因此，開關S1、S3、S4、及S8會響應第一時脈CK1的工作相位PH1而導通，以致使電源接收端N0、接地端GND、正電輸出端N1、負電輸出端N2、第一飛馳電容Cf1的正極(節點N3)、第一飛馳電容Cf1的負極(節點N4)、第二飛馳電容Cf2的正極(節點N5)和第二飛馳電容Cf2的負極(節點N6)之間的電性連接關係形成第一等效電路，如第5A及5B圖所示。
參照第5A及5B圖，在第一時脈CK1的工作相位PH1時，第一飛馳電容Cf1正向耦接在電源接收端N0和正電輸出端N1之間，並且第二飛馳電容Cf2和第一儲能電容Cf1正向並聯在正電輸出端N1和接地端GND之間。即，第一飛馳電容Cf1的正極(節點N3)耦接至電源接收端N0，而第一飛馳電容Cf1的負極(節點N4)耦接至正電輸出端N1。第二飛馳電容Cf2的正極(節點N5)耦接至正電輸出端N1，而第二飛馳電容Cf2的負極(節點N6)耦接至接地端GND。此時，負電輸出端N2對內僅直接耦接第二儲能電容Cp2。
在第一供電模式的第一等效電路上，第二飛馳電容Cf2的跨壓Vcf2與第一儲能電容Cp1的跨壓相等於正電輸出端N1的端電壓(即，正輸出電壓VPP)、第一飛馳電容Cf1的跨壓Vcf1為電源電壓VDD減去正電輸出端N1的端電壓(即，正輸出電壓VPP)，並且第二儲能電容Cp2係浮接在負電輸出端N2與接地端GND之間。
因此，可得到下列公式1和公式2。
Vcf1=VDD-VPP　公式1
Vcf2=VPP　公式2
再者，開關S2、S5、S6及S7會響應第二時脈CK2的工作相位PH2而導通，以致使電源接收端N0、接地端GND、正電輸出端N1、負電輸出端N2、第一飛馳電容Cf1的正極(節點N3)、第一飛馳電容Cf1的負極(節點N4)、第二飛馳電容Cf2的正極(節點N5)和第二飛馳電容Cf2的負極(節點N6)之間的電性連接關係形成第二等效電路，如第6圖所示。
參照第6圖，在第二時脈CK2的工作相位PH2時，第一飛馳電容Cf1正向耦接在正電輸出端N1和負電輸出端N2之間，並且第二飛馳電容Cf2反向耦接在負電輸出端N2和接地端GND之間。即，第一飛馳電容Cf1的正極(節點N3)耦接至正電輸出端N1，而第一飛馳電容Cf1的負極(節點N4)耦接至負電輸出端N2。第二飛馳電容Cf2的正極(節點N5)耦接至接地端GND，而第二飛馳電容Cf2的負極(節點N6)耦接至負電輸出端N2。
在第一供電模式的第二等效電路上，第二飛馳電容Cf2的跨壓反向倒在第二儲能電容Cp2上，並第一飛馳電容Cf1的跨壓切換為正電輸出端N1的端電壓(正輸出電壓VPP)減去負電輸出端N2的端電壓(即，負輸出電壓VEE)。
因此，可得到下列公式3和公式4。
Vcf1=VPP-VEE　公式3
VEE=-Vcf2　公式4
由公式1至公式4可得，在第一供電模式下，正電輸出端N1所輸出的正輸出電壓VPP為(1/3)電源電壓，即VDD/3，並且負電輸出端N2所輸出的負輸出電壓VEE為(-1/3)輸入電源電壓，即-VDD/3，如下列公式5和公式6。
VPP=VDD/3　公式5
VEE=-VDD/3　公式6
此外，當電荷幫浦電路100以第一供電模式供電時，相應於第一時脈和第二時脈，電源接收端N0、接地端GND、正電輸出端N1、負電輸出端N2、第一飛馳電容Cf1的正極(節點N3)、第一飛馳電容Cf1的負極(節點N4)、第二飛馳電容Cf2的正極(節點N5)和第二飛馳電容Cf2的負極(節點N6)之間的電性連接關係會反覆交替呈現第一等效電路和第二等效電路。
再參照回第4A及4B圖，在第二供電模式下，振幅偵測器124控制多工電路122的多工器122a，使第一時脈CK1輸入至開關S1、S3、S4、開關S8的控制端。並且，振幅偵測器124控制多工電路122的多工器122b，使第二時脈CK2輸入至開關S5、S6、S7、S9的控制端。而開關S2、S10、S11的控制端則不接收任何控制信號，使開關S2及開關S10至開關S11為斷路。
也就是說，在第二供電模式下，開關S1和開關S3至開關S8運作，而開關S2、S10、及S11則不運作。
因此，開關S1、S3、S4、S8會響應第一時脈CK1的工作相位PH1而導通，以致使電源接收端N0、接地端GND、正電輸出端N1、負電輸出端N2、第一飛馳電容Cf1的正極(節點N3)、第一飛馳電容Cf1的負極(節點N4)、第二飛馳電容Cf2的正極(節點N5)和第二飛馳電容Cf2的負極(節點N6)之間的電性連接關係形成第一等效電路，如第5A及5B圖所示。
參照第5A及5B圖，在第一時脈CK1的工作相位PH1時，第二供電模式的運作相同於第一供電模式。也就是，在第一時脈CK1的工作相位PH1時，第二供電模式所形成之第一等效電路係相同於第一供電模式的第一等效電路。
在第二供電模式的第一等效電路上，第二飛馳電容Cf2的跨壓Vcf2與第一儲能電容Cf1的跨壓相等於正電輸出端N1的端電壓(正輸出電壓VPP)、第一飛馳電容Cf1的跨壓Vcf1為輸入電源電壓VDD減去正電輸出端N1的端電壓(正輸出電壓VPP)，並且第二儲能電容Cp2係浮接在負電輸出端N2與接地端GND之間。因此，可得到前述之公式1和公式2。
再者，開關S5、S6、S7、S9會響應第二時脈CK2的工作相位PH2而導通，以致使電源接收端N0、接地端GND、正電輸出端N1、負電輸出端N2、第一飛馳電容Cf1的正極(節點N3)、第一飛馳電容Cf1的負極(節點N4)、第二飛馳電容Cf2的正極(節點N5)和第二飛馳電容Cf2的負極(節點N6)之間的電性連接關係形成第二等效電路，如第7A及7B圖所示。
參照第7A及7B圖，在第二時脈CK2的工作相位PH2時，第一飛馳電容Cf1和第二飛馳電容Cf2均反向耦接在負電輸出端N2和接地端GND之間。即，第一飛馳電容Cf1的正極(節點N3)耦接至負電輸出端N2，而第一飛馳電容Cf1的負極(節點N4)耦接至地端GND。第二飛馳電容Cf2的正極(節點N5)耦接至接地端GND，而第二飛馳電容Cf2的負極(節點N6)耦接至負電輸出端N2。
在第二供電模式的第二等效電路上，第一飛馳電容Cf1的跨壓Vcf1和第二飛馳電容Cf2的跨壓Vcf2均反向倒在第二儲能電容Cp2上，並且第一儲能電容Cp1的跨壓相等於正電輸出端N1的端電壓(正輸出電壓VPP)。
因此，可得到下列公式7。
VEE=-Vcf1=-Vcf2　公式7
由公式1、公式2和公式7可得，在第一供電模式下，正電輸出端N1所輸出的正輸出電壓VPP為(1/2)電源電壓，即VDD/2，並且負電輸出端N2所輸出的負輸出電壓VEE為(-1/2)電源電壓，即-VDD/2，如下列公式8和公式9。
VEE=-(VDD-VPP)=-VDD/2　公式8
VPP=-VEE=VDD/2　公式9
同樣地，電荷幫浦電路100以第二供電模式供電時，相應於第一時脈和第二時脈，各節點之間的電性連接關係亦會反覆交替呈現其第一等效電路和第二等效電路。然而，第二供電模式的第二等效電路係不同於第一供電模式的第二等效電路。
再參照回第4A及4B圖，在第三供電模式下，振幅偵測器124控制多工電路122的多工器122a，使第一時脈CK1輸入至開關S1、S3、S8、S10、S11的控制端。並且，振幅偵測器124控制多工電路122的多工器122b，使第二時脈CK2輸入至開關S5、S6、S7、S9、S10的控制端。而開關S2、S4的控制端則不接收任何控制信號，使開關S2和開關S4為斷路。
也就是說，在第三供電模式下，開關S1、S3和開關S5至S11運作，而開關S2、S4則不運作。
因此，開關S1、S3、S8、S10、S11會響應第一時脈CK1的工作相位PH1而導通，以致使電源接收端N0、接地端GND、正電輸出端N1、負電輸出端N2、第一飛馳電容Cf1的正極(節點N3)、第一飛馳電容Cf1的負極(節點N4)、第二飛馳電容Cf2的正極(節點N5)和第二飛馳電容Cf2的負極(節點N6)之間的電性連接關係形成第一等效電路，如第8A及8B圖所示。
參照第8A及8B圖，在第一時脈CK1的工作相位PH1時，第一飛馳電容Cf1和第二飛馳電容Cf2正向耦接在電源接收端N0和接地端GND之間，以及正向耦接在正電輸出端N1和接地端GVD之間。即，第一飛馳電容Cf1的正極(節點N3)耦接至電源接收端N0和正電輸出端N1，而第一飛馳電容Cf1的負極(節點N4)耦接至接地端GND。第二飛馳電容Cf2的正極(節點N5)耦接至電源接收端N0和正電輸出端N1，而第二飛馳電容Cf2的負極(節點N6)耦接至接地端GND。此時，負電輸出端N2對內僅直接耦接第二儲能電容Cp2。
在第三供電模式的第一等效電路上，電源電壓VDD分別對第一飛馳電容Cf1、第二飛馳電容Cf2和第一儲能電容Cp1進行充電，並第二儲能電容Cp2浮接在負電輸出端N2與接地端GND之間。
因此，可得到下列公式10。
VDD=Vcf1=Vcf2　公式10
再者，開關S5、S6、S7、S9、S10會響應第二時脈CK2的工作相位PH2而導通，以致使電源接收端N0、接地端GND、正電輸出端N1、負電輸出端N2、第一飛馳電容Cf1的正極(節點N3)、第一飛馳電容Cf1的負極(節點N4)、第二飛馳電容Cf2的正極(節點N5)和第二飛馳電容Cf2的負極(節點N6)之間的電性連接關係形成第二等效電路，如第9A及9B圖所示。
參照第9A及9B圖，在第一時脈CK1的工作相位PH1時，第一飛馳電容Cf1和第二飛馳電容Cf2反向耦接在負電輸出端N2和接地端GND之間。即，第一飛馳電容Cf1的正極(節點N3)耦接至負電輸出端N2，而第一飛馳電容Cf1的負極(節點N4)耦接至接地端GND。第二飛馳電容Cf2的正極(節點N5)耦接至負電輸出端N2，而第二飛馳電容Cf2的負極(節點N6)耦接至接地端GND。並且，電源接收端N0耦接至正電輸出端N1。
在第三供電模式的第二等效電路上，第一飛馳電容Cf1的跨壓Vcf1和第二飛馳電容Cf2的跨壓Vcf2反向倒在第二儲能電容Cp2上，並第一儲能電容Cp1的跨壓相等於電源電壓VDD。即，正電輸出端N1的端電壓(正輸出電壓VPP)等於電源電壓VDD。
因此，可得到下列公式11和公式12。
VPP=VDD　公式11
VEE=-Vcf1=-Vcf2　公式12
由公式10、公式11和公式12可得，在第三供電模式下，正電輸出端N1所輸出的正輸出電壓VPP為電源電壓VDD，並且負電輸出端N2所輸出的負輸出電壓VEE為(-)電源電壓，即-VDD，如公式11和公式13。
VEE=-VDD　公式13
同樣地，電荷幫浦電路100以第三供電模式供電時，相應於第一時脈和第二時脈，各節點之間的電性連接關係亦會反覆交替呈現其第一等效電路和第二等效電路。然而，第三供電模式的第一等效電路係不同於第一供電模式和第二供電模式的第一等效電路。且第三供電模式的第二等效電路亦不同於第一供電模式的第二等效電路和第二供電模式的第二等效電路。
此外，由於在三種供電模式下，開關S1、S3、S8都由第一時脈CK1控制。因此，在另一實施例中，開關S1的、S3、S8的控制端亦可不經過多工電路122，而直接耦接至訊號產生單元140以接收第一時脈CK1。而開關S4、S10、S11的控制端才經由多工電路122相應於所選擇的供電模式而接收第一時脈CK1，如第10圖所示。
同樣地，由於在三種供電模式下，開關S5、S6、S7都由第二時脈CK2控制。因此，開關S5、S6、S7的控制端亦可不經過多工電路122，而直接耦接至訊號產生單元140以接收第二時脈CK2。而開關S2、S9、S10的控制端才經由多工電路122相應於所選擇的供電模式而接收第二時脈CK2。
參照第2、4B及11圖，當實施在驅動裝置時，於一實施例中，驅動裝置可包括電荷幫浦電路100和放大器電路200。於此，前述之後級電路係為放大器電路200。
放大器電路200主要包括一放大器AMP。
放大器AMP具有二輸入端、一輸出端和二電源端。
放大器AMP的輸出端耦接至一負載300。以耳機驅動裝置為例，負載300即為一耳機。
電荷幫浦電路100的正電輸出端N1和負電輸出端N2分別耦接至放大器AMP的二電源端。經由正電輸出端N1和負電輸出端N2所輸出的正輸出電壓VPP和負輸出電壓VEE分別施加至放大器AMP的二電源端，以做為放大器AMP運作時所需之電力。
在電荷幫浦電路100的供電下，放大器電路200所接收到的輸入信號Vin透過二電阻而輸入至放大器AMP的輸入端。由放大器AMP對輸入端所接收到的信號進行信號處理而產生一輸出信號Vout，並由輸出端提供輸出信號Vout給負載300。
其中，電荷幫浦電路100的振幅偵測器124可電性連接至放大器AMP的輸入端和/或輸出端，並對應偵測放大器AMP的輸入信號Vin和/或輸出信號Vout。
以偵測輸入信號Vin為例，振幅偵測器124電性連接至放大器AMP的輸入端。
此時，振幅偵測器124會偵測放大器AMP的輸入信號Vin的振幅。
在一段預設時間內，當振幅偵測器124偵測到輸入信號Vin的振幅大於第一閥值且小於或等於第二閥值時，振幅偵測器124控制幫浦單元120執行第二供電模式，以施加分別為(+1/2)倍和(-1/2)倍的電源電壓VDD之正輸出電壓VPP和負輸出電壓VEE至放大器AMP的電源端。
當振幅偵測器124偵測到輸入信號Vin的振幅大於第二閥值時，振幅偵測器124控制幫浦單元120執行第三供電模式，以施加分別為(+1)倍和(-1)倍的輸入電源電壓VDD之正輸出電壓VPP和負輸出電壓VEE至放大器AMP的電源端。
當振幅偵測器124偵測到輸入信號Vin的振幅小於或等於第一閥值時，振幅偵測器124控制幫浦單元120執行第一供電模式，以施加分別為(+1/3)倍和(-1/3)倍的電源電壓VDD之正輸出電壓VPP和負輸出電壓VEE至放大器AMP的電源端。
如此一來，正輸出電壓VPP和負輸出電壓VEE的大小可隨著輸入信號Vin的大小而動態調整以節電。
以耳機驅動裝置為例，一般耳朵能承受的耳機的音量的輸出信號多半都在±(1/2)VDD的放大器的供電可涵蓋的範圍。實際上，耳機常有長時間之靜音模式或較小音量輸出的應用，對此更提供相較於一般所需供電(±(1/2)VDD)更低之±(1/3)VDD的放大器的供電，藉以大幅改善耗電效率。
相應於前述之電荷幫浦電路，本發明更揭露一種動態調整電壓的供電方法，其包括接收一電源電壓；根據一輸入信號的振幅來選擇具有不同轉換率之第一供電模式、第二供電模式和第三供電模式中之一者做為供電模式；以及利用工作相位不重疊之第一時脈和第二時脈來控制第一飛馳電容、第二飛馳電容、第一儲能電容、及第二儲能電容間的電性連接關係，來將電源電壓轉換為對應供電模式之正輸出電壓及負輸出電壓，藉以供電給接收輸入信號的後級電路。
請注意，本發明雖以二個工作相位不重疊之第一時脈和第二時脈、二個飛馳電容(第一飛馳電容和第二飛馳電容)、二個儲能電容(第一儲能電容、及第二儲能電容)、以及複數個開關為例，但本發明不以此為限。
綜上所述，根據本發明之電荷幫浦電路及其動態調整電壓的供電方法，其中電荷幫浦電路可相應供電的目標電路(如，後級電路)的運作動態地調變輸出電壓。於調整時，電荷幫浦電路可同時調變正輸出電壓和負輸出電壓來降低功耗。並且，在目標電路運作時，同一時間只會從二外掛電容(如，第一和第二儲能電容)其中之一做電荷抽放，因此另一者則幾乎沒有電核損失，且透過此種電荷幫浦架構，二外掛電容可以互相做電荷分享(charge sharing)以降低耗電。此外，正輸出電壓和負輸出電壓的大小可隨著目標電路的輸出信號的大小而調整，因此在需要低輸出電壓時可切換為低供電模式，而需要高輸出電壓時才切換為高供電模式，以節電。並且，提供三種等級的供電模式，以大幅改善耗電效率。
10．．．電荷幫浦電路
12．．．電荷幫浦單元
100．．．電荷幫浦電路
120．．．幫浦單元
122．．．多工電路
122a．．．多工器
122b．．．多工器
124．．．振幅偵測器
140．．．信號產生單元
200．．．放大器電路
300．．．負載
Cf．．．飛馳電容
Cf1．．．第一飛馳電容
Cf2．．．第二飛馳電容
Cp1．．．第一儲存電容
Cp2．．．第二儲存電容
VDD．．．輸入電源電壓
VPP．．．正輸出電壓
VEE．．．負輸出電壓
CKp．．．電荷幫浦時脈
CK1．．．第一時脈
CK2．．．第二時脈
PH1．．．工作相位
PH2．．．工作相位
GND．．．接地端
N0．．．電源接收端
N1．．．正電輸出端
N2．．．負電輸出端
N3．．．節點
N4．．．節點
N5．．．節點
N6．．．節點
Cm1．．．控制信號
Cm2．．．控制信號
S1．．．開關
S2．．．開關
S3．．．開關
S4．．．開關
S5．．．開關
S6．．．開關
S7．．．開關
S8．．．開關
S9．．．開關
S10．．．開關
S11．．．開關
AMP．．．放大器
Vin．．．輸入信號
Vout．．．輸出信號
第1圖為電荷幫浦電路的示意圖。
第2圖為根據本發明一實施例之電荷幫浦電路的示意圖。
第3圖為一實施例之第一時脈和第二時脈的時序圖。
第4A及4B圖為一實施例之幫浦單元的示意圖。
第5A及5B圖為一實施例之第一供電模式和第二供電模式的第一等效電路的示意圖。
第6圖為一實施例之第一供電模式的第二等效電路的示意圖。
第7A及7B圖為一實施例之第二供電模式的第二等效電路的示意圖。
第8A及8B圖為一實施例之第三供電模式的第一等效電路的示意圖。
第9A及9B圖為一實施例之第三供電模式的第二等效電路的示意圖。
第10圖為另一實施例之多工電路的示意圖。
第11圖為根據本發明一實施例之驅動裝置的示意圖。
100．．．電荷幫浦電路
120．．．幫浦單元
140．．．信號產生單元
Cf1．．．第一飛馳電容
Cf2．．．第二飛馳電容
Cp1．．．第一儲存電容
Cp2．．．第二儲存電容
VDD．．．電源電壓
VPP．．．正輸出電壓
VEE．．．負輸出電壓
CK1．．．第一時脈
CK2．．．第二時脈
GND．．．接地端
N0．．．電源接收端
N1．．．正電輸出端
N2．．．負電輸出端

Claims (15)

  1. 一種電荷幫浦電路，包括：一電源接收端，用以接收一電源電壓；一接地端；一正電輸出端，用以輸出一正輸出電壓；一負電輸出端，用以輸出一負輸出電壓；一第一儲能電容，耦接於該正電輸出端和該接地端之間；一第二儲能電容，耦接於該負電輸出端和該接地端之間；一第一飛馳電容；一第二飛馳電容；以及一幫浦單元，用以利用工作相位不重疊之一第一時脈和一第二時脈來控制該第一飛馳電容、該第二飛馳電容、該第一儲能電容、及該第二儲能電容的電性連接關係，來將該電源電壓轉換為該正輸出電壓和該負輸出電壓，藉以提供具有不同的轉換率之一第一供電模式、一第二供電模式、及一第三供電模式中之一供電模式。
  2. 如請求項1所述之電荷幫浦電路，更包括：一振幅偵測器，用以偵測由該正輸出電壓和該負輸出電壓供電之後級電路的輸入信號或輸出信號的振幅，來據以選擇該幫浦單元的該供電模式。
  3. 如請求項2所述之電荷幫浦電路，其中當該振幅小於一第一閥值時，該振幅偵測器選擇該第一供電模式，當該振幅大於該第一閥值且小於一第二閥值時，該振幅偵測器選擇該第二供電模式，及當該振幅大於該第二閥值時，該振幅偵測器選擇該第三供電模式。
  4. 如請求項1所述之電荷幫浦電路，其中於該第一供電模式，該正輸出電壓實值上為該電源電壓之三分之一，於該第二供電模式，該正輸出電壓實值上為該電源電壓之二分之一，及於該第三供電模式，該正輸出電壓實值上為該電源電壓。
  5. 如請求項1所述之電荷幫浦電路，其中該幫浦單元係利用該第一時脈及該第二時脈控制複數個開關來執行該供電模式，該些開關包括：一第一開關，耦接在該電源接收端和該第一飛馳電容的正極之間；一第二開關，耦接在該正電輸出端和該第一飛馳電容的正極之間；一第三開關，耦接在該正電輸出端和該第二飛馳電容的正極之間；一第四開關，耦接在該正電輸出端和該第一飛馳電容的負極之間；一第五開關，耦接在該接地端和該第二飛馳電容的正極之間；一第六開關，耦接在該負電輸出端和該第一飛馳電容的負極之間；一第七開關，耦接在該負電輸出端和該第二飛馳電容的負極之間；一第八開關，耦接在該接地端和該第二飛馳電容的負極之間；一第九開關，耦接在該接地端和該第一飛馳電容的正極之間；一第十開關，耦接在該電源接收端和該正電輸出端之間；以及一第十一開關，耦接在該接地端和該第一飛馳電容的負極之間。
  6. 如請求項5所述之電荷幫浦電路，其中在該第一供電模式下，該第一開關、該第三開關、該第四開關和該第八開關響應該第一時脈的該工作相位而導通，並且該第二開關、該第五開關、該第六開關和該第七開關響應該第二時脈的該工作相位而導通。
  7. 如請求項5所述之電荷幫浦電路，其中在該第二供電模式下，該第一開關、該第三開關、該第四開關和該第八開關響應該第一時脈的該工作相位而導通，並且該第五開關、該第六開關、該第七開關和該第九開關響應該第二時脈的該工作相位而導通。
  8. 如請求項5所述之電荷幫浦電路，其中在該第三供電模式下，該第一開關、該第三開關、該第八開關、該第十開關和該第十一開關響應該第一時脈的該工作相位而導通，並且該第五開關、該第六開關、該第七開關、該第九開關和該第十開關響應該第二時脈的該工作相位而導通。
  9. 一種動態調整電壓的供電方法，包括：接收一電源電壓；根據一輸入信號的振幅來選擇具有不同轉換率之一第一供電模式、一第二供電模式和一第三供電模式其中之一者做為供電模式；以及利用工作相位不重疊之一第一時脈和一第二時脈來控制一電性連接關係，以將該電源電壓轉換為對應該供電模式之一正輸出電壓及一負輸出電壓以供電給接收該輸入信號的一後級電路。
  10. 如請求項9所述之動態調整電壓的供電方法，其中該選擇步驟包括：當該振幅小於一第一閥值時，選擇該第一供電模式做為該供電模式；當該振幅大於該第一閥值且小於一第二閥值時，選擇該第二供電模式做為該供電模式；以及當該振幅大於該第二閥值時，選擇該第三供電模式做為該供電模式。
  11. 如請求項9所述之動態調整電壓的供電方法，其中該第一時脈和該第二時脈係控制一第一飛馳電容、一第二飛馳電容、一第一儲能電容、及一第二儲能電容間的該電性連接關係，來將該電源電壓轉換為對應該供電模式之該正輸出電壓及該負輸出電壓。
  12. 如請求項10所述之動態調整電壓的供電方法，其中當以該第一供電模式做為該供電模式時，該正輸出電壓實值上為該電源電壓之三分之一；當以該第二供電模式做為該供電模式時，該正輸出電壓實值上為該電源電壓之二分之一；及當以該第三供電模式做為該供電模式時，該正輸出電壓實值上為該電源電壓。
  13. 如請求項10所述之動態調整電壓的供電方法，其中當以該第一供電模式做為該供電模式時，該控制步驟包括：響應該第一時脈的該工作相位而使該電源電壓導通至該第一飛馳電容的正極、使一正電輸出端導通至該第二飛馳電容的正極和該第一飛馳電容的負極、以及使該第二飛馳電容的負極接地，並且響應該第二時脈的該工作相位而使該正電輸出端導通至該第一飛馳電容的正極、使該第二飛馳電容的正極接地、以及使一負電輸出端導通至該第一飛馳電容的負極和該第二飛馳電容的負極，其中該正輸出電壓係經由該正電輸出端輸出，且該負輸出電壓係經由該負電輸出端輸出。
  14. 如請求項10所述之動態調整電壓的供電方法，其中當以該第二供電模式做為該供電模式時，該控制步驟包括：響應該第一時脈的該工作相位而使該電源電壓導通至該第一飛馳電容的正極、使一正電輸出端導通至該第二飛馳電容的正極和該第一飛馳電容的負極、及使該第二飛馳電容的負極接地，並且響應該第二時脈的該工作相位而使該第二飛馳電容的正極和該第一飛馳電容的正極接地以及使一負電輸出端導通至該第一飛馳電容的負極和該第二飛馳電容的負極，其中該正輸出電壓係經由該正電輸出端輸出，且該負輸出電壓係經由該負電輸出端輸出。
  15. 如請求項10所述之動態調整電壓的供電方法，其中當以該第三供電模式做為該供電模式時，該控制步驟包括：響應該第一時脈的該工作相位而使該電源電壓導通至該第一飛馳電容的正極、使一正電輸出端導通至該第二飛馳電容的正極和該電源電壓、以及使該第二飛馳電容的負極和該第一飛馳電容的負極接地，並且響應該第二時脈的該工作相位而使該第二飛馳電容的正極和該第一飛馳電容的正極接地、使一負電輸出端導通至該第一飛馳電容的負極和該第二飛馳電容的負極、以及使該電源電壓導通至該正電輸出端，其中該正輸出電壓係經由該正電輸出端輸出，且該負輸出電壓係經由該負電輸出端輸出。
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