TW201325129A - 訊號生成方法及訊號生成裝置 - Google Patents

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Abstract

本發明係於同一頻率同時發送第1調變訊號與第2調變訊號之發送方法；本發明係對兩訊號，利用固定的預編碼矩陣予以預編碼，並且規則地切換第1調變訊號或第2調變訊號之至少一方之相位而發送。此時，藉由使得在同一頻帶且在同一時刻從複數個天線發送之複數個訊號之電力比、與在同一頻帶且在同一時刻從複數個天線發送之複數個前導訊號之電力比不同，可令接收裝置之通道推定之推定精度提升。

Description

訊號生成方法及訊號生成裝置 發明領域
在2011年9月8日申請之日本專利申請案2011-196511號所含之申請專利範圍、說明書、圖式及摘要之揭示內容全部均由本申請案所引用。
本發明係特別關於一種利用多天線進行通訊之訊號生成方法及訊號生成裝置。
發明背景
以往利用多天線之通訊方法包括例如稱為MIMO(Multiple-Input Multiple-Output：多輸入多輸出)之通訊方法。由MIMO所代表的多天線通訊係分別調變複數個序列之發送資料，並從不同天線同時發送各調變訊號，藉此提高資料之通訊速度。
第23圖係表示發送天線數2個、接收天線數2個、發送調變訊號(發送串流)數2個時之收發裝置之構成之一例。發送裝置係將已編碼之資料予以交錯，調變交錯後之資料，進行頻率轉換等而生成發送訊號，發送訊號則從天線發送。此時，在同一時刻、同一頻率從發送天線發送各自不同的調變訊號之方式，係空間多工MIMO方式。
此時，於專利文獻1提案一種發送裝置，係就各發送天線具備不同交錯模式者。總言之，於第23圖之發送裝置，2個交錯(πa、πb)具有互異之交錯模式。然後，於接收裝置， 如非專利文獻1、非專利文獻2所示，藉由反覆進行利用軟值之檢波方法(第23圖之MIMO偵測器)來提升接收品質。
然而，作為無線通訊之實際傳播環境之模型，存在有由瑞雷衰退環境所代表的NLOS(non-line of sight：非直視性)環境、由萊斯衰退環境所代表的LOS(line of sight：直視性)環境。於發送裝置發送單一調變訊號，於接收裝置，對於以複數個天線所接收的訊號進行最大比率合成，對於最大比率合成後之訊號進行解調及解碼時，於LOS環境下，尤其於表示直接波接收電力相對於散射波接收電力之大小之萊斯因子較大的環境下，可獲得良好的接收品質。然而，視依傳送方式(例如於空間多工MIMO傳送方式)不同，當萊斯因子變大時可能發生接收品質劣化的問題。(參考非專利文獻3)
第24(A)、(B)圖係表示於瑞雷衰退環境及萊斯因子K=3、10、16dB之萊斯衰退環境下，將受到LDPC(low-density parity-check：低密度奇偶校驗)編碼之資料進行2×2(2天線發送、2天線接收)空間多工MIMO傳送時之BER(Bit Error Rate：位元錯誤率)特性(縱軸：BER、橫軸：SNR(signal-to-noise power ratio：訊號雜訊功率比))之模擬結果之一例。第24(A)圖係表示不進行反覆檢波之Max-log-APP(參考非專利文獻1、非專利文獻2)(APP：a posterior probability(後驗機率))之BER特性，第24(B)圖係表示進行反覆檢波之Max-log-APP(參考非專利文獻1、非專利文獻2)(反覆次數5次)之BER特性。從第24(A)、(B)圖可知，無論進行或不進行反覆檢波，於空間多工MIMO系統均可確認當 萊斯因子變大時，接收品質會劣化。由此可知以往發送單一調變訊號之系統所未有、空間多工MIMO系統與生俱來的課題，即「於空間多工MIMO系統，當傳播環境安定時，接收品質會劣化」。
播送或多播通訊係須對應各種傳播環境之服務，當然可能使用者所持有的接收機與播送台之間之電波傳播環境為LOS環境。將具有前述課題之空間多工MIMO系統利用於播送或多播通訊時，在接收機，可能發生電波之接收電場強度雖高，但因接收品質劣化而無法接受服務的現象。總言之，為了於播送或多播通訊利用空間多工MIMO系統，於NLOS環境及LOS環境之任一情況下，均期望開發可獲得某種程度之接收品質之MIMO傳送方式。
於非專利文獻8，敘述關於從來自通訊對象之回授資訊，選擇用於預編碼之碼本(預編碼矩陣(亦稱為預編碼權重矩陣))之方法，但完全未記載有關如上述在諸如播送或多播通訊般，無法獲得來自通訊對象之回授資訊的狀況下進行預編碼之方法。
另，於非專利文獻4，敘述關於亦可適用於無回授資訊時之隨著時間切換預編碼矩陣之方法。於該文獻中，雖敘述關於利用么正矩陣作為用於預編碼之矩陣，以及隨機切換么正矩陣，但完全未記載有關對於上述所示LOS環境下之接收品質劣化之適用方法，單純僅記載隨機切換。當然完全未記述關於用以改善LOS環境之接收品質劣化之預編碼方法及預編碼矩陣之構成方法。
先行技術文獻 專利文獻
專利文獻1：國際公開第2005/050885號
非專利文獻
非專利文獻1：“Achieving near-capacity on a multiple-antenna channel”，IEEE Transaction on communications，vol.51，no.3，pp.389-399，March 2003。
非專利文獻2：“Performance analysis and design optimization of LDPC-coded MIMO OFDM systems”，IEEE Trans.Signal Processing.，vol.52，no.2，pp.348-361，Feb. 2004。
非專利文獻3：“BER performance evaluation in 2×2 MIMO spatial multiplexing systems under Rician fading channels”，IEICE Trans. Fundamentals，vol.E91-A，no.10，pp.2798-2807，Oct. 2008。
非專利文獻4：“Turbo space-time codes with time varying linear transformations”，IEEE Trans. Wireless communications，vol.6，no.2，pp.486-493，Feb. 2007。
非專利文獻5：“Likelihood function for QR-MLD suitable for soft-decision turbo decoding and its performance”，IEICE Trans. Commun.，vol.E88-B，no.1，pp.47-57，Jan. 2004。
非專利文獻6：「向農極限指南：(Shannon限界道標：“Parallel concatenated (Turbo) coding”、“Turbo (iterative) decoding”周辺)」日本電子情報通信學會，信學技法IT98-51。
非專利文獻7：“Advanced signal processing for PLCs：Wavelet-OFDM”，Proc. of IEEE International symposium on ISPLC 2008，pp.187-192，2008。
非專利文獻8：D.J.Love及R.W.heath,Jr.，“Limited feedback unitary precoding for spatial multiplexing systems”，IEEE Trans.Inf.Theory，vol.51，no.8，pp.2967-2976，Aug. 2005。
非專利文獻9：DVB Document A122，Framing structure，channel coding and modulation for a second generation digital terrestrial television broadcasting syste, m (DVB-T2)，June 2008。
非專利文獻10：L. Vangelista、N. Benvenuto及S. Tomasin，“Key technologies for next-generation terrestrial digital television standard DVB-T2”，IEEE Commun. Magazine，vo.47，no.10，pp.146-153，Oct. 2009。
非專利文獻11：T.Ohgane、T.Nishimura及Y.Ogawa，“Application of space division multiplexing and those performance in a MIMO channel”，IEICE Trans. Commun.，vo.88-B，no.5，pp.1843-1851，May. 2005。
非專利文獻12：R.G.Gallager，“Low-density parity-check codes”，IRE Trans. Inform. Theory，IT-8，pp.21-28，1962。
非專利文獻13：D.J.C.Mackay，“Good error-correcting codes based on very sparse matrices”，IEEE Trans. Inform. Theory，vol.45，no.2，pp.399-431，March 1999。
非專利文獻14：ETSIEN 302 307，“Second generation framing structure，channel coding and modulation systems for broadcasting，interactive services，news gathering and other broadband satellite applications”，v.1.1.2，June 2006。
非專利文獻15：Y.-L.Ueng及C.-C.Cheng，“a fast-convergence decoding method and memory-efficient VLSI decoder architecture for irregular LDPC codes in the IEEE 802.16e standards”，IEEE VTC-2007 Fall，pp.1255-1259。
非專利文獻16：S.M.Alamouti，“A simple transmit diversity technique for wireless communications”，IEEE J. Select. Areas Commun.，vol.16，no.8，pp.1451-1458，Oct 1998。
非特許文献17：V.Tarokh、H.Jafrkhani及A.R.Calderbank，“Space-time block coding for wireless communications：Performance results”，IEEE J.Select.Areas Commun.，vol.17，no.3，no.3，pp.451-460，March 1999。
發明概要
本發明之目的在於提供一種MIMO系統，係可解決LOS 環境下之接收品質者。
本發明之訊號生成方法係從複數個基頻訊號，生成在同一頻帶且在同一時刻從複數個天線發送之複數個訊號、及在同一頻帶且在同一時刻從複數個天線發送之複數個前導訊號，其特徵在於：從第1複數個位元生成第1基頻訊號s1，從第2複數個位元生成第2基頻訊號s2；對於前述第1基頻訊號s1及前述第2基頻訊號s2雙方進行相位變更，生成相位變更後之第1基頻訊號s1’及相位變更後之第2基頻訊號s2’；對於前述相位變更後之第1基頻訊號s1’及前述相位變更後之第2基頻訊號s2’，進行因應預定矩陣F之加權合成，生成第1加權合成訊號z1及第2加權合成訊號z2；對前述第1加權合成訊號z1及前述第2加權合成訊號z2進行功率變更，作為前述在同一頻帶且在同一時刻發送之複數個訊號而生成第1功率變更後之訊號z1’及第2功率變更後之訊號z2’；生成與前述第1功率變更後之訊號z1’從相同天線發送之第1前導訊號p1、及與前述第2功率變更後之訊號z2’從相同天線發送之第2前導訊號p2；前述第1加權合成訊號z1及前述第2加權合成訊號z2係符合(z1、z2)T=F(s1’、s2’)T；前述第1功率變更後之訊號z1’之平均電力與前述第2功率變更後之訊號z2’之平均電力的比，係與前述第1前導訊號p1之平均電力與前述第2前導訊號p2之平均電力的比不同。
又，本發明之訊號生成裝置係從複數個基頻訊號，生成在同一頻帶且在同一時刻從複數個天線發送之複數個訊 號、及在同一頻帶且在同一時刻從複數個天線發送之複數個前導訊號，其特徵在於具備：映射部，係從第1複數個位元生成第1基頻訊號s1，從第2複數個位元生成第2基頻訊號s2者；相位變更部，係對於前述第1基頻訊號s1及前述第2基頻訊號s2雙方進行相位變更，生成相位變更後之第1基頻訊號s1’及相位變更後之第2基頻訊號s2’者；加權合成部，係對於前述相位變更後之第1基頻訊號s1’及前述相位變更後之第2基頻訊號s2’，進行因應預定矩陣F之加權合成，生成第1加權合成訊號z1及第2加權合成訊號z2者；功率變更部，係對前述第1加權合成訊號z1及前述第2加權合成訊號z2進行功率變更，作為前述在同一頻帶且在同一時刻發送之複數個訊號而生成第1功率變更後之訊號z1’及第2功率變更後之訊號z2’者；及前導訊號插入部，係生成與前述第1功率變更後之訊號z1’從相同天線發送之第1前導訊號p1、及與前述第2功率變更後之訊號z2’從相同天線發送之第2前導訊號p2者；前述第1加權合成訊號z1及前述第2加權合成訊號z2係符合(z1、z2)T=F(s1’、s2’)T；前述第1功率變更後之訊號z1’之平均電力與前述第2功率變更後之訊號z2’之平均電力的比，係與前述第1前導訊號p1之平均電力與前述第2前導訊號p2之平均電力的比不同。
如此，若依據本發明，可提供一種改善LOS環境下之接收品質劣化之訊號生成方法、訊號生成裝置，因此可於播送或多播通訊，對於預料中之使用者提供高品質的服務。
300、400‧‧‧發送裝置
301A、301B、401‧‧‧資訊(資料)
302A、302B、402‧‧‧編碼部
303A、303B、403‧‧‧編碼後之資料
304A、304B‧‧‧交錯器
305A、305B‧‧‧交錯後之資料
306A、306B、8902、10802、11002、11101_A、11101_B‧‧‧映射部
307A、307B、704_X、704_Y、801X、801Y、816X、816Y‧‧‧基頻訊號
308A、308B、600‧‧‧加權合成部
309A、316B‧‧‧加權合成後之訊號
309A、309B‧‧‧預編碼後之訊號
310A、310B、703_X、703_Y、1308A、1308B、13703‧‧‧無線部
311A、311B、1202A、1202B、4608_1~4608_N、7623_1、7623_2、tr1、tr2‧‧‧發送訊號
312A、312B、701_X、701_Y、1310A、1310B、3660、3640、3760、4609_1~4609_N、4610_1~4610_M、5904A、5906A、6202A、6202B、6210A、6210B、6212A、6212B、7626_1、7626_2、12000_1、12000_2、12000_3、12900_1、12900_2、13701、13801A、13801B、13811‧‧‧天線
313、13713‧‧‧訊框構成訊號
314、13714‧‧‧訊號處理方法資訊生成部
315‧‧‧關於資訊處理方法之資訊
316B、309A‧‧‧預編碼後之基頻訊號
317A、317B、5201、13717‧‧‧相位變更部
404、903、11401‧‧‧分配部
405A、405B、6204X、10801、11001‧‧‧資料
501_1、501_2、502_1、502_2、503_1、503_2、3100~3104‧‧‧符元
504#1、504#2‧‧‧發送天線
505#1、505#2‧‧‧接收天線
700、4504‧‧‧接收裝置
702_X、702_Y、4611_1~4611_M、6205A、6205B、6207A、6502a、6502b、12001_1、12001_2、12001_3、13702、13802A、13802B‧‧‧接收訊號
705_1、750_2、707_1、707_2‧‧‧通道變動推定部
706_1、706_2、708_1、708_2‧‧‧通道推定訊號
709‧‧‧控制資訊解碼部
710、818‧‧‧關於發送裝置所通知的發送方法之資訊之訊號
711‧‧‧訊號處理部
712_1、712_2‧‧‧接收資料
802X、802Y‧‧‧通道推定訊號群
803‧‧‧內部MIMO檢波部
804、12008、13505‧‧‧訊號
805A、805B、13002A、13002B‧‧‧對數概似算出部
806A、806B、13003A、13003B‧‧‧對數概似訊號
807A‧‧‧解交錯器
808A、808B‧‧‧解交錯後之對數概似訊號
809A、809B‧‧‧對數概似比算出部
810A、810B‧‧‧對數概似比訊號
811A、811B、901‧‧‧軟入/軟出解碼器
812A、812B、902‧‧‧解碼後之對數概似比
813A、813B‧‧‧交錯器
814A、814B‧‧‧交錯後之對數概似比
817X、817Y‧‧‧變形通道推定訊號群
815‧‧‧記憶部
819‧‧‧係數生成部
820、12903_3‧‧‧關於訊號處理方法之資訊
1201A、1201B‧‧‧OFDM方式關連處理部
1302A、1302B‧‧‧序列並列轉換部
1301A‧‧‧加權後之訊號
1301B‧‧‧加權且相位變更後之訊號
1303A、1303B‧‧‧並列訊號
1304A、1304B‧‧‧重排部
1305A、1305B‧‧‧重排後之訊號
1306A、1306B‧‧‧反快速傅利葉轉換部
1307A、1307B‧‧‧反傅利葉轉換後之訊號
1309A、1309B、6209A、6209B、6211A、6211B、10805_A、10805_B、11003_A、11003_B、13104、13810‧‧‧調變訊號
1402、1502、1702、1802、2201~2204、2210、2220‧‧‧符元群
2800‧‧‧關於相位變更啟用/停用之資訊
3600‧‧‧數位播送用系統
3601‧‧‧播送台
3611‧‧‧電視
3612‧‧‧DVD錄放影機
3613‧‧‧STB
3620‧‧‧電腦
3630‧‧‧行動電話
3641‧‧‧車用電視
3700‧‧‧接收機
3701‧‧‧調諧器
3702、13402‧‧‧解調部
3703‧‧‧串流輸出入部
3704‧‧‧訊號處理部
3706‧‧‧聲音輸出部
3707‧‧‧影像顯示部
3708‧‧‧記錄部(驅動機)
3709‧‧‧串流輸出IF
3710‧‧‧操作輸入部
3720‧‧‧串流輸出入部
3750、4507‧‧‧遙控器
3901‧‧‧視訊串流
3902、3905‧‧‧PES封包串
3903、3906‧‧‧TS封包
3904‧‧‧音訊串流
3911‧‧‧簡報圖形串流
3912、3915‧‧‧PES封包串
3913、3916‧‧‧TS封包
3914‧‧‧互動圖形
3917‧‧‧多工資料
4500‧‧‧影像聲音輸出裝置
4502‧‧‧影像
4503‧‧‧超文件
4505‧‧‧IF
4506‧‧‧通訊裝置
4600‧‧‧資訊源編碼部
4601‧‧‧影像編碼部
4602‧‧‧影像編碼後之資料
4603‧‧‧聲音編碼部
4604‧‧‧聲音編碼後之資料
4605‧‧‧資料編碼部
4606‧‧‧資料編碼後之資料
4607、13809‧‧‧發送部
4612、6203X、12902、13502、13803‧‧‧接收部
4613、4615、4617‧‧‧接收資料
4614‧‧‧影像解碼部
4616‧‧‧聲音解碼部
4618‧‧‧資料解碼部
4619‧‧‧資訊源解碼部
4701‧‧‧前導符元
4702‧‧‧資料符元
5101‧‧‧前導符元生成部
5102A、5102B‧‧‧前導符元之基頻訊號、控制資訊符元之基頻訊號
5103、13715‧‧‧控制資訊
5104‧‧‧控制資訊符元
5901、8402B、9302A、9302B‧‧‧訊號
5902A‧‧‧基地台A
5902B‧‧‧基地台B
5903A、5904B、5905A、7625_1、7625_2‧‧‧發送訊號
5907‧‧‧終端裝置P
5908‧‧‧終端裝置Q
6201‧‧‧基地台
6203A‧‧‧中繼器A
6203B‧‧‧中繼器B
6204A、6204B、6206A、6206B、6501a、6501b‧‧‧接收天線
6213‧‧‧終端裝置R
6500‧‧‧訊號處理部
6601‧‧‧關於發送方法之資訊
6602‧‧‧關於中繼器所施加的相位變更之資訊
6603‧‧‧資料符元
6702‧‧‧基頻訊號置換部
6701A、6701B‧‧‧置換後基頻訊號
7401‧‧‧P1發訊資料
7402‧‧‧L1預發訊資料
7403‧‧‧L1後發訊資料
7404‧‧‧共用PLP
7405_1~7405_N‧‧‧PLP#1~#N
7601‧‧‧PLP用之發送資料
7602‧‧‧PLP訊號生成部
7603‧‧‧PLP之(正交)基頻訊號
7604‧‧‧P2符元用發送資料
7605‧‧‧P2符元訊號生成部
7606‧‧‧P2符元之(正交)基頻訊號
7608‧‧‧控制訊號生成部
7610‧‧‧訊框構成部
7611_1‧‧‧串流1之基頻訊號
7611_2‧‧‧串流2之基頻訊號
7612‧‧‧訊號處理部
7613_1‧‧‧訊號處理後之調變訊號1
7613_2‧‧‧訊號處理後之調變訊號2
7609、8400、10306、11004、11932、14100‧‧‧控制訊號
7614_1、7614_2‧‧‧前導插入部
7615_1、7615_2‧‧‧前導符元插入後之調變訊號
7616_1、7616_2‧‧‧IFFT部
7617_1、7617_2‧‧‧IFFT後之訊號
7618_1、7618_2‧‧‧PAPR刪減部
7619_1、7619_2‧‧‧PAPR刪減後之訊號
7620_1、7620_2‧‧‧保護區間插入部
7621_1、7621_2‧‧‧保護區間插入後之訊號
7622‧‧‧P1符元插入部
7623_1、7623_2‧‧‧P1符元用處理後之訊號
7624_1、7624_2‧‧‧無線處理部
7701、7702、7703、7704‧‧‧載波
7800‧‧‧子訊框
7802_1~7802_M‧‧‧PLP$1~PLP$M
8201~8205‧‧‧對數概似比絕對值
8401A、8401B、8501A、8501B‧‧‧功率變更部
8502A、8502B、14102B、14103A、14302B、p1(t)、p2(t)、p2’(t)‧‧‧功率變更後之訊號
8901‧‧‧數位資料
9001‧‧‧訊號置換部
9002A、9002B‧‧‧置換後之訊號
9301‧‧‧基頻訊號置換部
8000、8600、9601、9801、10701、14900‧‧‧訊號點
10301-1‧‧‧包含用以傳送資訊之符元之訊框#1-s1
10302-1‧‧‧包含用以傳送資訊之符元之訊框#2-s1
10302-2‧‧‧包含用以傳送資訊之符元之訊框#2-s2
10303-1‧‧‧包含用以傳送資訊之符元之訊框#3-s1
10803_A‧‧‧映射後之基頻訊號之同相成分
10803_B‧‧‧映射後之基頻訊號之正交成分
10804‧‧‧記憶及訊號置換部
11402_A‧‧‧第1資料
11402_B‧‧‧第2資料
11501‧‧‧接收系統
11502、12010‧‧‧中繼裝置
11503、11505、11901‧‧‧電視
11504、11506a、11506b‧‧‧纜線
11611、11612、11621、11622‧‧‧頻率轉換部
11613‧‧‧加算器
11623‧‧‧分支器
11624‧‧‧MIMO檢波部
11811、11812‧‧‧中繼部
11931‧‧‧判斷部
12000_3‧‧‧BS天線
12003、13506‧‧‧濾波器
12004‧‧‧複數種調變訊號存在用頻率轉換部
12005、13507‧‧‧濾波後之訊號
12007、13508‧‧‧合成部
12008‧‧‧合成訊號
12301、12401‧‧‧通道K(CH#K)
12302、12402‧‧‧通道M(CH#M)
12303、12304、12305、12306、12405、12406‧‧‧頻帶區
12903_1‧‧‧資料訊號rs1
12903_2‧‧‧資料訊號rs2
12903_3‧‧‧關於訊號處理方法之資訊及關於播送台用於發送調變訊號之發送方法之資訊
12904、13504‧‧‧配送用資料生成部
12905‧‧‧配送訊號
13001‧‧‧係數生成部
13004A、13004B‧‧‧硬判斷部
13101‧‧‧結合部
13103‧‧‧調變部
13102‧‧‧資料結合訊號
13105‧‧‧配送部
13400‧‧‧電視接收機
13601‧‧‧基地台
13602a~13602c‧‧‧行動終端裝置
13704‧‧‧資料訊號
13705‧‧‧回授資訊解析部
13706‧‧‧回授資訊
13804‧‧‧通道推定資訊之訊號
13805‧‧‧CSI生成部
13807‧‧‧回授資訊生成部
14101A、14101B‧‧‧功率變更部
14301B、p2”(t)‧‧‧相位變更後之訊號
F‧‧‧預編碼矩陣
GD1、GD2‧‧‧平均電力
h11(t)、h12(t)、h21(t)、h22(t)‧‧‧通道變動
I‧‧‧同相成分
p1、p2‧‧‧訊號處理後之調變訊號
Q‧‧‧正交成分
q1、q2‧‧‧置換後之基頻訊號
r1(t)、r2(t)‧‧‧接收訊號
rs1_1、rs1_2、rs1_3、rs1_4、rs2_1、rs2_2、rs2_3、rs2_4‧‧‧資料區塊
R(t)、y‧‧‧接收向量
s‧‧‧發送向量
s1‧‧‧第1基頻訊號
s1(t)、s2(t)‧‧‧串流
s1’‧‧‧相位變更後之第1基頻訊號
s2‧‧‧第2基頻訊號
s2’‧‧‧相位變更後之第2基頻訊號
x1、x2‧‧‧前導符元插入後之調變訊號
u‧‧‧向量
u、u+1‧‧‧符元號碼
z‧‧‧資訊向量
z1‧‧‧第1加權合成訊號
z1、z1(t)、z2、z2(t)‧‧‧調變訊號
z1’、z2’‧‧‧預編碼後之基頻訊號
z2‧‧‧第2加權合成訊號
第1圖係空間多工MIMO傳送系統之收發裝置之構成例。
第2圖係訊框(frame)構成之一例。
第3圖係相位變更方法適用時之發送裝置之構成例。
第4圖係相位變更方法適用時之發送裝置之構成例。
第5圖係訊框構成例。
第6圖係相位變更方法例。
第7圖係接收裝置之構成例。
第8圖係接收裝置之訊號處理部之構成例。
第9圖係接收裝置之訊號處理部之構成例。
第10圖係解碼處理方法。
第11圖係接收狀態例。
第12圖係相位變更方法適用時之發送裝置之構成例。
第13圖係相位變更方法適用時之發送裝置之構成例。
第14(A)、(B)圖係訊框構成例。
第15(A)、(B)圖係訊框構成例。
第16(A)、(B)圖係訊框構成例。
第17(A)、(B)圖係訊框構成例。
第18(A)、(B)圖係訊框構成例。
第19(A)、(B)圖係映射方法之一例。
第20(A)、(B)圖係映射方法之一例。
第21圖係加權合成部之構成例。
第22圖係符元之重排方法之一例。
第23圖係空間多工MIMO傳送系統之收發裝置之構成例。
第24(A)、(B)圖係BER特性例。
第25圖係相位變更方法例。
第26圖係相位變更方法例。
第27圖係相位變更方法例。
第28圖係相位變更方法例。
第29圖係相位變更方法例。
第30圖係可獲得高接收品質之調變訊號之符元配置例。
第31圖係可獲得高接收品質之調變訊號之訊框構成例。
第32圖係可獲得高接收品質之調變訊號之符元配置例。
第33圖係可獲得高接收品質之調變訊號之符元配置例。
第34圖係利用區塊碼時之1個編碼後之區塊所必需的符元數、時槽數之變化例。
第35圖係利用區塊碼時之2個編碼後之區塊所必需的符元數、時槽數之變化例。
第36圖係數位播送用系統之全體構成圖。
第37圖係接收機之構成例之方塊圖。
第38圖係表示多工資料之構成之圖。
第39圖係模式性地表示各串流如何於多工資料中受到多工之圖。
第40圖係表示視訊串流如何儲存於PES封包串之詳細圖。
第41圖係表示多工資料之TS封包及來源封包之構造之圖。
第42圖係表示PMT之資料構成之圖。
第43圖係表示多工資料資訊之內部構成之圖。
第44圖係表示串流屬性資訊之內部構成之圖。
第45圖係影像顯示、聲音輸出裝置之構成圖。
第46圖係可獲得高接收品質之調變訊號之符元配置例。
第47(a)、(b)圖係可獲得高接收品質之調變訊號之符元配置例。
第48(a)、(b)圖係可獲得高接收品質之調變訊號之符元配置例。
第49(a)、(b)圖係可獲得高接收品質之調變訊號之符元配置例。
第50(a)、(b)圖係可獲得高接收品質之調變訊號之符元配置例。
第51圖係發送裝置之構成例。
第52圖係發送裝置之構成例。
第53圖係發送裝置之構成例。
第54圖係發送裝置之構成例。
第55圖係表示基頻訊號置換部之圖。
第56圖係發送裝置之構成例。
第57圖係分配部之動作之一例。
第58圖係分配部之動作之其他例。
第59圖係表示基地台及終端裝置之關係之通訊系統之一例。
第60圖係發送訊號之頻率分派之一例。
第61圖係發送訊號之頻率分派之一例。
第62圖係表示基地台、中繼器與終端裝置之關係之通訊系統之一例。
第63圖係來自基地台之發送訊號之頻率分派之一例。
第64圖係來自中繼器之發送訊號之頻率分派之一例。
第65圖係中繼器之接收部及發送部之構成之一例。
第66圖係基地台所發送的訊號之資料格式之一例。
第67圖係發送裝置之構成例。
第68圖係表示基頻訊號置換部之圖。
第69圖係加權、基頻訊號之置換、相位變更方法之一例。
第70圖係利用OFDM方式之發送裝置之構成例。
第71(a)、(b)圖係訊框構成例。
第72圖係因應調變方式之時槽數及相位變更值之例。
第73圖係因應調變方式之時槽數及相位變更值之例。
第74圖係DVB-T2規格之播送台所發送的訊號之訊框構成之概要。
第75圖係於同一時刻存在2種以上之訊號之例。
第76圖係發送裝置之構成例。
第77圖係訊框構成例。
第78圖係訊框構成例。
第79圖係訊框構成例。
第80圖係I-Q平面之16QAM時之訊號點配置例。
第81圖係I-Q平面之QPSK時之訊號點配置例。
第82圖係模式性地表示接收裝置所獲得的對數概似比 絕對值之例。
第83圖係接收裝置所獲得的對數概似比絕對值之較佳例。
第84圖係與加權合成部有關連之訊號處理部之構成例。
第85圖係與加權合成部有關連之訊號處理部之構成例。
第86圖係I-Q平面之64QAM時之訊號點配置例。
第87圖係每一時間之調變方式、功率變更值、相位變更值之設定例。
第88圖係每一時間之調變方式、功率變更值、相位變更值之設定例。
第89圖係與加權合成部有關連之訊號處理部之構成例。
第90圖係與加權合成部有關連之訊號處理部之構成例。
第91圖係每一時間之調變方式、功率變更值、相位變更值之設定例。
第92圖係每一時間之調變方式、功率變更值、相位變更值之設定例。
第93圖係與加權合成部有關連之訊號處理部之構成例。
第94圖係I-Q平面之16QAM及QPSK之訊號點配置例。
第95圖係I-Q平面之16QAM及QPSK之訊號點配置例。
第96圖係I-Q平面之8QAM之訊號點配置例。
第97圖係I-Q平面之訊號點配置例。
第98圖係I-Q平面之8QAM之訊號點配置例。
第99圖係I-Q平面之訊號點配置例。
第100圖係與加權合成部有關連之訊號處理部之構成例。
第101圖係每一時間之調變方式、功率變更值、相位變 更值之設定例。
第102圖係每一時間之調變方式、功率變更值、相位變更值之設定例。
第103(a)、(b)圖係每調變訊號之訊框構成例。
第104圖係每調變訊號之發送電力之變更例。
第105圖係與加權合成部有關連之訊號處理部之構成例。
第106圖係與加權合成部有關連之訊號處理部之構成例。
第107圖係I-Q平面之16QAM時之訊號點配置例。
第108圖係適用循環Q延遲時之訊號生成部之構成例。
第109(a)~(c)圖係利用循環Q延遲時之s1(t)、s2(t)之生成方法之第1例。
第110圖係適用循環Q延遲時之訊號生成部之構成例。
第111圖係適用循環Q延遲時之訊號生成部之構成例。
第112(a)~(c)圖係利用循環Q延遲時之s1(t)、s2(t)之生成方法之第2例。
第113圖係適用循環Q延遲時之訊號生成部之構成例。
第114圖係適用循環Q延遲時之訊號生成部之構成例。
第115圖係接收系統之外觀。
第116圖係接收系統之構成。
第117圖係接收系統之構成。
第118圖係接收系統之構成。
第119圖係電視之構成。
第120圖係接收系統之構成。
第121(a)圖係地面播送之播送波之概念圖。(b)係BS播 送之播送波之概念圖。
第122(a)圖係濾波前之接收訊號之概念圖。(b)係播送台利用複數個天線發送了複數個調變訊號之頻帶之接收訊號經去除時之圖。
第123(a)圖係頻率變更前之接收訊號之概念圖。(b)係播送台利用複數個天線發送了複數個調變訊號之頻帶之接收訊號經頻率轉換時之圖。
第124(a)圖係頻率變更前之接收訊號之概念圖。(b)係播送台利用複數個天線發送了複數個調變訊號之頻帶之接收訊號經頻率轉換時之圖。
第125圖係如第123圖時，以1條訊號線進行對家庭內之引入時之頻率配置。
第126圖係如第124圖時，以1條訊號線進行對家庭內之引入時之頻率配置。
第127(a)圖係用於集合式住宅中之共同接收之中繼裝置之配置例。(b)係用於個人住宅之中繼裝置之配置例。(c)係CATV業者所用之中繼裝置之配置例。
第128圖係接收到之電視播送之資料構成之概念圖。
第129圖係有線電視業者之中繼裝置之構成例。
第130圖係訊號處理部之構成例。
第131圖係配送用資料生成部之構成例。
第132圖係結合前之訊號例。
第133圖係結合後之訊號例。
第134圖係電視接收機之構成例。
第135圖係有線電視業者之中繼裝置之構成例。
第136(a)圖係多播通訊例。(b)係有回授之單播通訊例。(c)係無回授之單播通訊例。
第137圖係發送機之構成例。
第138圖係具有回授功能之接收機之構成例。
第139圖係CSI之訊框構成例。
第140圖係發送裝置之構成例。
第141圖係與加權合成部相關連之訊號處理部之構成例。
第142(a)、(b)圖係調變訊號之前導符元配置例。
第143圖係與加權合成部相關連之訊號處理部之構成例。
第144圖係I-Q平面之BPSK時之訊號點配置例。
第145圖係與加權合成部相關連之訊號處理部之構成例。
第146圖係與加權合成部相關連之訊號處理部之構成例。
第147圖係I-Q平面之16QAM時之預編碼後之訊號點配置例。
第148圖係I-Q平面之64QAM時之預編碼後之訊號點配置例。
第149圖係I-Q平面之256QAM時之訊號點配置例。
用以實施發明之形態
以下參考圖式來詳細說明有關本發明之實施型態。
(實施形態1)
詳細說明有關本實施形態之發送方法、發送裝置、接收方法、接收裝置。
進行本發明前，先說明有關習知系統之空間多工MIMO傳送系統中之發送方法、解碼方法之概要。
於第1圖表示Nt×Nr空間多工MIMO系統之構成。資訊向量z被施以編碼及交錯。然後，獲得編碼後位元之向量u=(u1、...、uNt)。其中，ui=(ui1、...、uiM)(M：每符元之發送位元數)。若設為發送向量s=(s1、...、sNt)T時，從發送天線#i表現為發送訊號si=map(ui)，若將發送能量予以標準化，則表現為E{|si|2}=Es/Nt(Es：每通道之總能量)。然後，若將接收向量設為y=(y1、...、yNr)T時，則表現如式(1)。
[數1]y=(y 1 ,…,y Nr ) T =H NtNr s+n...式(1)
此時，HNtNr為通道矩陣，n=(n1、...、nNr)T為雜訊向量，ni為平均值0、偏差σ2之i.i.d.複數高斯雜訊。從接收機所導入的發送符元及接收符元的關係來看，關於接收向量之機率可如式(2)以多次元高斯分布來賦予。
[數2]
在此，考慮由外部軟入/軟出解碼器及MIMO檢波所組成，如第1圖進行反覆解碼之接收機。第1圖之對數概似比之向量(L-value(左值))係表現如式(3)-(5)。
[數4]L(u i )=(L(u i1),…,L(u iM ))...式(4)
<反覆檢波方法>
在此，敘述有關Nt×Nr空間多工MIMO系統之MIMO訊號之反覆檢波。
如式(6)定義umn之對數概似比。
[數6]
依據貝氏定理，式(6)可表表現如式(7)。
其中，Umn,±1={u|umn=±1}。然後，若以lnΣaj~max ln aj逼近，則式(7)可逼近如式(8)。再者，上面的記號「~」係意味逼近。
式(8)之P(u|umn)及lnP(u|umn)係表現如下。
然而，以式(2)所定義的數式之對數機率係表現如式(12)。
因此，從式(7)、(13)來看，於MAP或APP(a posteriori probability：事後機率)，事後的L-value(左值)係表現如下。
以下稱為反覆APP解碼。又，從式(8)、(12)來看，於根據Max-Log逼近之對數概似比(Max-Log APP)，事後之 L-value(左值)係表現如下。
以下稱為反覆Max-Log APP解碼。然後，反覆解碼之系統所需的外部資訊可藉由從式(13)或(14)事先減算輸入而求出。
<系統模型>
於第23圖表示與以下說明相關連之系統之基本構成。在此，作為2×2空間多工MIMO系統，就串流A、B分別有外部編碼器，2個外部編碼器係採同一LDPC碼之編碼器(在此，作為外部編碼器係舉例說明利用LDPC碼之編碼器之構成，但外部編碼器所用之錯誤更正碼並不限於LDPC碼，利用渦輪碼、卷積碼、LDPC卷積碼等其他錯誤更正碼亦可同樣地實施。又，外部編碼器係採用就各發送天線而備有之構成，但不限於此，即便發送天線有複數個，外部編碼器為1個亦可，或亦可具有多於發送天線數之外部編碼器。)。然後，就串流A、B分別具有交錯器(πa、πb)。在此，調變方式採用2h-QAM(以1符元發送h位元)。
接收機係進行上述MIMO訊號之反覆檢波(反覆APP(或 Max-Log APP)解碼)。然後，LDPC碼之解碼係進行例如和積(sum-product)解碼。
第2圖係表示訊框構成，記載有交錯後之符元順序。此時，如以下數式表現(ia,ja)、(ib,jb)。
此時，ia、ib：交錯後之符元順序，ja、jb：調變方式之位元位置(ja、jb=1、...、h)，πa、πb：串流A、B之交錯器，Ωa ia,ja,Ωb ib,jb：串流A、B之交錯前之資料順序。其中，於第2圖係表示ia=ib時之訊框構成。
<反覆解碼>
在此，詳細說明有關接收機之LDPC碼解碼所用之和積解碼及MIMO訊號之反覆檢波之運算法。
和積解碼
LDPC碼之檢查矩陣係以二元M×N矩陣H={Hmn}作為解碼對象。集合[1,N]={1、2、...、N}之部分集合A(m)、B(n)係定義如下式。
[數18]A(m)≡{n：H mn =1}...式(18)
此時，A(m)係意味於檢查矩陣H之第m列中，作為1之行索引之集合，B(n)係意味於檢查矩陣H之第n列中，作為1之列索引之集合。和積解碼之運算法如下。
步驟A‧1(初始化)：對於符合Hmn=1之所有組(m,n)，設定事先值對數比βmn=0。設定迴圈變數(反覆次數)lsum=1，迴圈最大次數設定為lsum,max。
步驟A‧2(列處理)：依m=1、2、...、M的順序，對於符合Hmn=1之所有組(m,n)，利用以下更新式更新外部值對數比αmn。
此時，f為Gallager(界洛格)函數。然後，於下文詳細說明有關λn之求法。
步驟A‧3(行處理)：依n=1、2、...、N的順序，對於符合Hmn=1之所有組(m,n)，利用以下更新式更新外部值對數比βmn。
步驟A‧4(對數概似比計算)：針對n [1,N]，如以下求出對數概似比Ln。
步驟A‧5(反覆次數計數)：若lsum<lsum,max，則遞增lsum，並回到步驟A‧2。當lsum=lsum,max時，該次之和積解碼結束。
以上為1次的和積解碼動作。其後，進行MIMO訊號之反覆檢波。就上述和積解碼動作之說明所利用的變數m、n、αmn、βmn、λn、Ln而言，以串流A之變數來表現ma、na、αa mana、βa mana、λna、Lna，以串流B之變數來表現mb、nb、αb mbnb、βb mbnb、λnb、Lnb。
<MIMO訊號之反覆檢波>
在此，詳細說明有關MIMO訊號之反覆檢波之λn之求法。
從式(1)可知下式成立。
[數25]y(t)=(y 1(t),y 2(t)) T =H 22(t)s(t)+n(t)...式(25)
從第2圖之訊框構成且從式(16)、(17)可知以下關係式成立。
此時，na、nb [1,N]。下文將MIMO訊號之反覆檢波之反覆次數k時之λna、Lna、λnb、Lnb分別表現為λk,na、Lk,na、λk,nb、Lk,nb。
步驟B‧1(初始檢波；k=0)：初始檢波時，如以下求出λ0,na、λ0,nb。
反覆APP解碼時：
反覆Max-log APP解碼時：
其中，X=a、b。然後，MIMO訊號之反覆檢波之反覆次數設為lmimo=0，反覆次數之最大次數設為lmimo,max。
步驟B‧2(反覆檢波；反覆次數k)：反覆次數k時之λk,na、λk,nb係從式(11)、(13)-(15)、(16)、(17)來看，可表現如式(31)-(34)。其中，(X,Y)=(a,b)(b,a)。
反覆APP解碼時：
反覆Max-log APP解碼時：
步驟B‧3(反覆次數計數、碼字推定)：若lmimo<lmimo,max，則遞增lmimo，並回到步驟B‧2。當lmimo=lmimo,max時，如以下匯總推定碼字。
其中，X=a、b。
第3圖係本實施形態之發送裝置300之構成之一例。編碼部302A係以資訊(資料)301A、訊框構成訊號313作為輸入，按照訊框構成訊號313(編碼部302A包含資料之錯誤更正編碼所使用的錯誤更正方式、編碼率、區塊長等資訊，採用訊框構成訊號313所指定的方式。又，錯誤更正方式亦可切換。)來進行例如卷積碼、LDPC碼、渦輪碼等之錯誤更正編碼，並輸出編碼後之資料303A。
交錯器304A係以編碼後之資料303A、訊框構成訊號313作為輸入，進行交錯、亦即進行順序重排，並輸出交錯後之資料305A。(根據訊框構成訊號313，交錯之方法亦可切換。)
映射部306A係將交錯後之資料305A、訊框構成訊號313作為輸入，施以QPSK(Quadrature Phase Shift Keying：正交相位鍵移)、16QAM(16 Quadrature Amplitude Modulation：16正交調幅)、64QAM(16 Quadrature Amplitude Modulation：64正交調幅)等之調變，並輸出基頻訊號307A。(根據訊框構成訊號313，調變方式亦可切換。)
第19圖係構成QPSK調變之基頻訊號之同相成分I與正交成分Q之IQ平面之映射方法之一例。例如第19(A)圖，輸入資料為「00」時，輸出I=1.0、Q=1.0，以下同樣輸入資料為「01」時，輸出I=-1.0、Q=1.0，以此類推。第19(B)圖係與第19(A)圖不同之QPSK調變之IQ平面之映射方法例；第19(B)圖與第19(A)圖之不同點在於，第19(A)圖之訊號點可藉由以原點為中心旋轉而獲得第19(B)圖之訊號點。關於該類星座之旋轉方法係表示於非專利文獻9、非專利文獻10，又，亦可適用非專利文獻9、非專利文獻10所示之循環Q延遲。作為有別於第19圖之其他例，於第20圖表示16QAM時之IQ平面之訊號點配置，相當於第19(A)圖之例為第20(A)圖，相當於第19(B)圖之例為第20(B)圖。
編碼部302B係以資訊(資料)301B、訊框構成訊號313作為輸入，按照訊框構成訊號313(包含所使用的錯誤更正方 式、編碼率、區塊長等資訊，採用訊框構成訊號313所指定的方式。又，錯誤更正方式亦可切換。)來進行例如卷積碼、LDPC碼、渦輪碼等之錯誤更正編碼，並輸出編碼後之資料303B。
交錯器304B係以編碼後之資料303B、訊框構成訊號313作為輸入，進行交錯、亦即進行順序重排，並輸出交錯後之資料305B。(根據訊框構成訊號313，交錯之方法亦可切換。)
映射部306B係將交錯後之資料305B、訊框構成訊號313作為輸入，施以QPSK(Quadrature Phase Shift Keying：正交相位鍵移)、16QAM(16 Quadrature Amplitude Modulation：16正交調幅)、64QAM(16 Quadrature Amplitude Modulation：64正交調幅)等之調變，並輸出基頻訊號307B。(根據訊框構成訊號313，調變方式亦可切換。)
訊號處理方法資訊生成部314係以訊框構成訊號313作為輸入，並輸出有關根據訊框構成訊號313之加權合成方法之資訊315。再者，加權合成方法之特徵在於規則地切換加權合成方法。
加權合成部308A係以基頻訊號307A、基頻訊號307B、關於加權合成方法之資訊315作為輸入，根據關於加權合成方法之資訊315來加權合成基頻訊號307A及基頻訊號307B，並輸出加權合成後之訊號309A。再者，關於加權合成方法的細節係於下文詳細說明。
無線部310A係以加權合成後之訊號309A作為輸入，施 以正交調變、帶區限制、頻率轉換、放大等處理，並輸出發送訊號311A，發送訊號311A係從天線312A作為電波輸出。
加權合成部308B係以基頻訊號307A、基頻訊號307B、關於加權合成方法之資訊315作為輸入，根據關於加權合成方法之資訊315來加權合成基頻訊號307A及基頻訊號307B，並輸出加權合成後之訊號309B。
於第21圖表示加權合成部(308A、308B)之構成。於第21圖由點線所圍住的區域為加權合成部。基頻訊號307A係與w11乘算而生成w11‧s1(t)，與w21乘算而生成w21‧s1(t)。同樣地，基頻訊號307B係與w12乘算而生成w12‧s2(t)，與w22乘算而生成w22‧s2(t)。接著，獲得z1(t)=w11‧s1(t)+w12‧s2(t)、z2(t)=w21‧s1(t)+w22‧s2(t)。此時，從上述說明可知，s1(t)及s2(t)係BPSK(Binary Phase Shift Keying：二元相位位移鍵控)、QPSK、8PSK(8 Phase Shift Keying：8相位位移鍵控)、16QAM、32QAM(32 Quadrature Amplitude Modulation：正交調幅)、64QAM、256QAM、16APSK(16 Amplitude Phase Shift Keying：16振幅相位位移鍵控)等調變方式之基頻訊號。
在此，兩加權合成部係利用固定之預編碼矩陣執行加權，作為預編碼矩陣，其一例包括基於下述式(37)或式(38)而利用式(36)之方法。但此為一例，α值不限於式(37)、式(38)，其他值亦可例如將α設為1。
再者，預編碼矩陣如下：
其中，於上述式(36)，α如下：
或者，於上述式(36)，α如下：
再者，預編碼矩陣不限於式(36)，亦可利用式(39)所示之矩陣。
於該式(39)，以a=Aejδ11、b=Bejδ12、c=Cejδ21、d=Dejδ22來表現即可。又，a、b、c、d之某一者為「零」亦可。例如如下構成亦可：(1)a為零，b、c、d非零；(2)b為零，a、c、d非零；(3)c為零，a、b、d非零；(4)d為零，a、b、c非零。
再者，調變方式、錯誤更正訊號、其編碼率之某一者變更時，設定、變更所使用的預編碼矩陣，固定地使用該預編碼矩陣亦可。
相位變更部317B係以加權合成後之訊號316B及關於訊號處理方法之資訊315作為輸入，規則地變更該訊號316B之相位而輸出。規則地變更係指以預先決定的週期(例如每n個符元(n為1以上之整數)或每預先決定的時間)，按照預先決定之相位變更模式來變更相位。關於相位變更模式的細節係於下述實施形態4說明。
無線部310B係以加權合成後之訊號309B作為輸入，施以正交調變、帶區限制、頻率轉換、放大等處理，並輸出發送訊號311B，發送訊號311B係從天線312B作為電波輸出。
第4圖係表示與第3圖不同之發送裝置400之構成例。於第4圖，說明關於與第3圖不同的部分。
編碼部402係以資訊(資料)401、訊框構成訊號313作為輸入，根據訊框構成訊號313來進行錯誤更正編碼，並輸出編碼後之資料402。
分配部404係以編碼後之資料403作為輸入，進行分配而輸出資料405A及資料405B。再者，於第4圖雖記載編碼部為1個的情況，但並不限於此，關於編碼部設為m(m為1以上之整數)，分配部將各編碼部所製作的編碼資料分成二系統之資料的情況，亦可同樣實施本發明。
第5圖係表示本實施形態之發送裝置之時間軸之訊框構成之一例。符元500_1係用以對接收裝置通知發送方法之 符元，傳送例如為了傳送資料符元所用之錯誤更正方式、其編碼率之資訊、為了傳送資料符元所用之調變方式之資訊等。
符元501_1係用以推定發送裝置所發送的調變訊號z1(t){其中，t為時間}之通道變動之符元。符元502_1係調變訊號z1(t)發送給(時間軸)之符元號碼u之資料符元，符元503_1係調變訊號z1(t)發送給(時間軸)之符元號碼u+1之資料符元。
符元501_2係用以推定發送裝置所發送的調變訊號z2(t){其中，t為時間}之通道變動之符元。符元502_2係調變訊號z2(t)發送給(時間軸)之符元號碼u之資料符元，符元503_2係調變訊號z2(t)發送給(時間軸)之符元號碼u+1之資料符元。
此時，於z1(t)之符元及z2(t)之符元，同一時刻(同一時間)之符元係利用同一(共通)頻率而從發送天線發送。
說明有關發送裝置所發送的調變訊號z1(t)與調變訊號z2(t)、及接收裝置之接收訊號r1(t)、r2(t)之關係。
於第5圖，504#1、504#2係表示發送裝置之發送天線，505#1、505#2係表示接收裝置之接收天線；發送裝置係從發送天線504#1發送調變訊號z1(t)，從發送天線504#2發送調變訊號z2(t)。此時，調變訊號z1(t)及調變訊號z2(t)係佔有同一(共同)頻率(帶區)。發送裝置之各發送天線及接收裝置之各天線之通道變動分別設為h11(t)、h12(t)、h21(t)、h22(t)，若接收裝置之接收天線505#1所接收的接收訊號設 為r1(t)，接收裝置之接收天線505#2所接收的接收訊號設為r2(t)，則以下關係式會成立。
第6圖係與本實施形態之加權方法(預編碼(Precoding)方法)相關聯之圖；加權合成部600係統合第3圖之加權合成部308A與308B兩者之加權合成部。如第6圖所示，串流s1(t)及串流s2(t)相當於第3圖之基頻訊號307A及307B，總言之，其為按照QPSK、16QAM、64QAM等調變方式之映射之基頻訊號同相1、正交Q成分。然後，如第6圖之訊框成分，串流s1(t)係將符元號碼u之訊號表現為s1(u)，將符元號碼u+1之訊號表現為s1(u+1)，以此類推。同樣地，串流s2(t)係將符元號碼u之訊號表現為s2(u)，將符元號碼u+1之訊號表現為s2(u+1)，以此類推。然後，加權合成部600係以第3圖之基頻訊號307A(s1(t))及307B(s2(t))、關於加權資訊之資訊315作為輸入，施以按照關於加權資訊之資訊315之加權方法，並輸出第3圖之加權合成後之訊號309A(z1(t))、309B(z2’(t))。相位變更部317B係變更經加權之訊號309B(z2’(t))之相位，並輸出相位變更後之訊號309B(z2(t))。
此時，若固定之預編碼矩陣F之第1列向量設為W1=(w11,w12)，則z1(t)可由以下式(41)來表現。
[數41] z1(t)=W1×(s1(t),s2(t))T...式(41)
另，若固定之預編碼矩陣F之第2列向量設為W2=(w21,w22)，相位變更部之相位變更式設為y(t)，則z2(t)可由以下式(42)來表現。
[數42]z2(t)=y(t)×W2×(s1(t),s2(t))T...式(42)
在此，y(t)係用以按照預先決定之方法來變更相位之數式，例如若週期設為4，則時刻u之相位變更式可由例如式(43)來表現。
[數43]y(u)=e j0...式(43)
同樣地，時刻u+1之相位變更式可由例如式(44)來表現。
亦即，時刻u+k之相位變更式可由式(45)來表現。
再者，式(43)~(45)所示之規則地相位變更例僅為一例。
規則地相位變更之週期不限於4。該週期數越多，則越可能得以促使接收裝置之接收性能(更正確而言應為錯誤更正性能)提升(並非週期越大越佳，宜避開如2的小值之可能性高。)。
又，於上述式(43)~(45)所示之相位變更例，係表示逐次僅旋轉預定相位(於上述式各旋轉π/2)之構成，但非僅旋轉預定相位而隨機地變更相位亦可。例如y(t)按照預先決定之週期，變更如式(46)或式(47)所示之順序所乘之相位亦可。在相位之規則變更中，重要處在於調變訊號之相位規則地受到變更，關於受到變更之相位程度儘量均等，例如對於從-π弧度到π弧度，雖期望呈均勻分布，但隨機亦可。
如此，第6圖之加權合成部600係以預先決定之固定的預編碼權重來執行預編碼，相位變更部317B係一面規則地 改變其變更程度，一面變更輸入訊號之相位。
於LOS環境，若利用特殊的預編碼矩陣，雖可能大幅改善接收品質，但該特殊的預編碼矩陣係依直接波之狀況而不同。然而，於LOS環境存在某規則，若按照該規則而規則地切換特殊的預編碼矩陣，則會大幅改善接收品質。本發明係提案改善LOS環境之訊號處理方法。
第7圖係表示本實施形態之接收裝置700之構成之一例。無線部703_X係以天線701_X所接收的接收訊號702_X作為輸入，施以頻率轉換、正交解調等處理，並輸出基頻訊號704_X。
由發送裝置所發送的調變訊號z1之通道變動推定部705_1係以基頻訊號704_X作為輸入，擷取第5圖之通道推定用之參考符元501_1，推定相當於式(40)之h11之值，並輸出通道推定訊號706_1。
由發送裝置所發送的調變訊號z2之通道變動推定部705_2係以基頻訊號704_X作為輸入，擷取第5圖之通道推定用之參考符元501_2，推定相當於式(40)之h12之值，並輸出通道推定訊號706_2。
無線部703_Y係以天線701_Y所接收的接收訊號702_Y作為輸入，施以頻率轉換、正交解調等處理，並輸出基頻訊號704_Y。
由發送裝置所發送的調變訊號z1之通道變動推定部707_1係以基頻訊號704_Y作為輸入，擷取第5圖之通道推定用之參考符元501_1，推定相當於式(40)之h21之值，並輸出 通道推定訊號708_1。
由發送裝置所發送的調變訊號z2之通道變動推定部707_2係以基頻訊號704_Y作為輸入，擷取第5圖之通道推定用之參考符元501_2，推定相當於式(40)之h22之值，並輸出通道推定訊號708_2。
控制資訊解碼部709係以基頻訊號704_X及704_Y作為輸入，檢測用以通知第5圖之發送方法之符元500_1，並輸出關於發送裝置所通知的發送方法之資訊之訊號710。
訊號處理部711係以基頻訊號704_X、704_Y、通道推定訊號706_1、706_2、708_1、708_2、及關於發送裝置所通知的發送方法之資訊之訊號710作為輸入，進行檢波、解碼，並輸出接收資料712_1及712_2。
接著，詳細說明有關第7圖之訊號處理部711之動作。第8圖係表示本實施形態之訊號處理部711之構成之一例。第8圖主要由內部MIMO檢波部及軟入/軟出解碼器、係數生成部所構成。關於該構成之反覆解碼方法，其細節已於非專利文獻2、非專利文獻3敘述，但非專利文獻2、非專利文獻3所記載的MIMO傳送方式為空間多工MIMO傳送方式，而本實施形態之傳送方式係隨著時間變更訊號之相位，且使用預編碼矩陣之MIMO傳送方式，該點係與非專利文獻2、非專利文獻3之相異點。若式(36)之(通道)矩陣設為H(t)，第6圖之預編碼權重矩陣設為F(在此，預編碼權重矩陣係於1之接收訊號中為不變更之固定矩陣)，第6圖之相位變更部之相位變更式之矩陣設為Y(t)(在此，Y(t)係依t而變化)，接 收向量設為R(t)=(r1(t),r2(t))T，串流向量設為S(t)=(s1(t),s2(t))T，則以下關係式會成立。
[數48]R(t)=H(t)×Y(t)×F×S(t)...式(48)其中，
此時，接收裝置係藉由將H(t)W(t)視為通道矩陣，可對於接收向量R(t)適用非專利文獻2、非專利文獻3之解碼方法。
因此，第8圖之加權係數生成部819係以關於發送裝置所通知的發送方法之資訊(用以特定出所用之固定的預編碼矩陣及相位已變更時之相位變更模式之資訊)之訊號818(相當於第7圖之710)作為輸入，輸出關於加權係數之資訊之訊號820。
內部MIMO檢波部803係以關於加權係數之資訊之訊號820作為輸入，利用該訊號進行式(48)之運算。然後，進行反覆檢波‧解碼，針對該動作來說明。
於第8圖之訊號處理部，為了進行反覆解碼(反覆檢波)，須進行如第10圖之處理方法。首先，進行調變訊號(串流)s1之1碼字(或1訊框)及調變訊號(串流)s2之1碼字(或1訊框)之解碼。其結果，從軟入/軟出解碼器，獲得調變訊號(串流)s1之1碼字(或1訊框)及調變訊號(串流)s2之1碼字(或1訊 框)之各位元之對數概似比(LLR：Log-Likelihood Ratio)。然後，利用該LLR再次進行檢波‧解碼。該操作進行複數次(該操作稱為反覆解碼(反覆檢波))。下文係以1訊框之預定時間之符元之對數概似比(LLR)之做成方法為中心來說明。
於第8圖，記憶部815係以基頻訊號801X(相當於第7圖之基頻訊號704_X)、通道推定訊號群802X(相當於第7圖之通道推定訊號706_1、706_2)、基頻訊號801Y(相當於第7圖之基頻訊號704_Y)、通道推定訊號群802Y(相當於第7圖之通道推定訊號708_1、708_2)作為輸入，為了實現反覆解碼(反覆檢波)而執行(算出)式(48)之H(t)×Y(t)×F，將所算出的矩陣記憶作變形通道訊號群。然後，記憶部815係於必要時，將上述訊號作為基頻訊號816X、變形通道推定訊號群817X、基頻訊號816Y、變形通道推定訊號群817Y而輸出。
關於其後之動作，分為初始檢波的情況與反覆解碼(反覆檢波)的情況來說明。
<初始檢波的情況>
內部MIMO檢波部803係以基頻訊號801X、通道推定訊號群802X、基頻訊號801Y、通道推定訊號群802Y作為輸入。在此，調變訊號(串流)s1、調變訊號(串流)s2之調變方式係說明作16QAM。
內部MIMO檢波部803首先從通道推定訊號群802X、通道推定訊號群802Y執行H(t)×Y(t)×F，求出與基頻訊號801X相對應之候補訊號點。於第11圖表示當時狀況。於第11圖，●(黑圓點)為IQ平面之候補訊號點，由於調變方式為 16QAM，因此候補訊號存在有256個。(其中，於第11圖，由於表示示意圖，因此未表示256個候補訊號點。)在此，若以調變訊號s1傳送之4位元設為b0、b1、b2、b3，以調變訊號s2傳送之4位元設為b4、b5、b6、b7，則於第11圖存在有與(b0、b1、b2、b3、b4、b5、b6、b7)相對應之候補訊號點。然後，求出接收訊號點1101(相當於基頻訊號801X)與各候補訊號點之歐氏距離平方。然後，以雜訊之偏差σ2來除算各個歐氏距離平方。因此，求出以雜訊之偏差除算與(b0、b1、b2、b3、b4、b5、b6、b7)相對應之候補訊號點與接收訊號點歐氏距離平方後之值，即求出Ex(b0、b1、b2、b3、b4、b5、b6、b7)。再者，各基頻訊號、調變訊號s1、s2為複數訊號。
同樣地，從通道推定訊號群802X、通道推定訊號群802Y執行H(t)×Y(t)×F，求出與基頻訊號801Y相對應之候補訊號點，求出與接收訊號點(相當於基頻訊號801Y)之歐氏距離平方，以雜訊之偏差σ2來除算該歐氏距離平方。因此，求出以雜訊之偏差除算與(b0、b1、b2、b3、b4、b5、b6、b7)相對應之候補訊號點與接收訊號點歐氏距離平方後之值，即求出EY(b0、b1、b2、b3、b4、b5、b6、b7)。
然後，求出EX(b0、b1、b2、b3、b4、b5、b6、b7)+EY(b0、b1、b2、b3、b4、b5、b6、b7=E(b0、b1、b2、b3、b4、b5、b6、b7)。
內部MIMO檢波部803係將E(b0、b1、b2、b3、b4、b5、b6、b7)作為訊號804而輸出。
對數概似算出部805A係以訊號804作為輸入，算出位元b0、b1、b2及b3之對數概似(log likelihood)，並輸出對數概似訊號806A。其中，於對數概似算出中，算出“1”時之對數概似及“0”時之對數概似。其算出方法係如式(28)、式(29)、式(30)所示，關於細節則表示於非專利文獻2、非專利文獻3。
同樣地，對數概似算出部805B係以訊號804作為輸入，算出位元b4、b5、b6及b7之對數概似，並輸出對數概似訊號806B。
解交錯器(807A)係以對數概似訊號806A作為輸入，進行與交錯器(第3圖之交錯器(304A))相對應之解交錯，並輸出解交錯後之對數概似訊號808A。
同樣地，解交錯器(807B)係以對數概似訊號806B作為輸入，進行與交錯器(第3圖之交錯器(304B))相對應之解交錯，並輸出解交錯後之對數概似訊號808B。
對數概似比算出部809A係以解交錯後之對數概似訊號808A作為輸入，算出以第3圖之編碼器302A編碼後之位元之對數概似比(LLR：Log-Likelihood Ratio)，輸出對數概似比訊號810A。
同樣地，對數概似比算出部809B係以解交錯後之對數概似訊號808B作為輸入，算出以第3圖之編碼器302B編碼後之位元之對數概似比(LLR：Log-Likelihood Ratio)，輸出對數概似比訊號810B。
軟入/軟出解碼器811A係以對數概似比訊號810A作為輸入，進行解碼並輸出解碼後之對數概似比812A。
同樣地，軟入/軟出解碼器811B係以對數概似比訊號810B作為輸入，進行解碼並輸出解碼後之對數概似比812B。
<反覆解碼(反覆檢波)的情況、反覆次數k>
交錯器(813A)係以第k-1次軟入/軟出解碼所獲得的解碼後之對數概似比812A作為輸入，進行交錯並輸出交錯後之對數概似比814A。此時，交錯(813A)之交錯模式係與第3圖之交錯器(304A)之交錯模式相同。
交錯器(813B)係以第k-1次軟入/軟出解碼所獲得的解碼後之對數概似比812B作為輸入，進行交錯並輸出交錯後之對數概似比814B。此時，交錯(813B)之交錯模式係與第3圖之交錯器(304B)之交錯模式相同。
內部MIMO檢波部803係以基頻訊號816X、變形通道推定訊號群817X、基頻訊號816Y、變形通道推定訊號群817Y、交錯後之對數概似比814A、交錯後之對數概似比814B作為輸入。在此，不利用基頻訊號801X、通道推定訊號群802X、基頻訊號801Y、通道推定訊號群802Y而利用基頻訊號816X、變形通道推定訊號群817X、基頻訊號816Y、變形通道推定訊號群817Y，此係由於反覆解碼會發生延遲時間。
內部MIMO檢波部803之反覆解碼時之動作與初始檢波時之動作之相異點在於，將交錯後之對數概似比814A、交錯後之對數概似比814B利用在訊號處理時。內部MIMO檢波部803首先與初始檢波時同樣地求出E(b0、b1、b2、b3、 b4、b5、b6、b7)。此外還從交錯後之對數概似比814A、交錯後之對數概似比814B，求出相當於式(11)、式(32)之係數。然後，利用該求出之係數來修正E(b0、b1、b2、b3、b4、b5、b6、b7)之值，該值設為E’(b0、b1、b2、b3、b4、b5、b6、b7)並作為訊號804而輸出。
對數概似算出部805A係以訊號804作為輸入，算出位元b0、b1、b2及b3之對數概似(log likelihood)，並輸出對數概似訊號806A。其中，於對數概似算出中，算出“1”時之對數概似及“0”時之對數概似。其算出方法係如式(31)、式(32)、式(33)、式(34)、式(35)所示，並表示於非專利文獻2、非專利文獻3。
同樣地，對數概似算出部805B係以訊號804作為輸入，算出位元b4、b5、b6及b7之對數概似，並輸出對數概似訊號806B。解交錯以後的動作係與初始檢波相同。
再者，於第8圖雖表示有關進行反覆檢波時之訊號處理部之構成，但反覆檢波並非獲得良好接收品質時所必需的構成，在構成上亦可不具有僅對反覆檢波所必要的構成部分、交錯器813A、813B。此時，內部MIMO檢波部803不進行反覆性檢波。
然後，於本實施形態，重要部分係在於進行H(t)×Y(t)×F運算。再者，如非專利文獻5等所示，利用QR分解來進行初始檢波、反覆檢波亦可。
又，如非專利文獻11所示，根據H(t)×Y(t)×F進行MMSE(Minimum Mean Square Error：最小均方誤差)、ZF(Zero Forcing：零強制)之線性運算而進行初始檢波亦可。
第9圖係與第8圖不同之訊號處理部之構成，其為第4圖之發送裝置所發送的調變訊號用之訊號處理部。與第8圖之相異點在於軟入/軟出解碼器之數目，軟入/軟出解碼器901係以對數概似比訊號810A、810B作為輸入，進行解碼並輸出解碼後之對數概似比902。分配部903係以解碼後之對數概似比902作為輸入而進行分配。關於其他部分則與第8圖為同樣動作。
如以上，如本實施形態，MIMO傳送系統之發送裝置從複數個天線發送複數個調變訊號時，隨著時間切換預編碼權重，並且規則地進行切換，藉此可於直接波所支配的LOS環境下，獲得與以往採用空間多工MIMO傳送時相比，更提升傳送品質的效果。
於本實施形態，尤其關於接收裝置之構成係限定天線數而說明動作，但天線數增加時，亦可同樣地實施。總言之，接收裝置之天線數不會對本實施形態之動作、效果造成影響。
又，於本實施形態特別以LDPC碼為例來說明，但不限於此，又，關於解碼方法而言，軟入/軟出解碼器不限於以和積解碼為例，尚有其他軟入/軟出之解碼方法，例如BCJR運算法、SOVA運算法、Max-log-MAP運算法等。關於細節係表示於非專利文獻6。
又，於本實施形態雖以單載波為例來說明，但不限於此，進行多載波傳送時亦可同樣地實施。因此，關於例如 向量擴散通訊方式、OFDM(Orthogonal Frequency-Division Multiplexing：正交分頻多工)方式、SC-FDMA(Single Carrier Frequency Division Multiple Access：單載波分頻多重存取)、SC-OFDM(Single Carrier Orthogonal Frequency-Division Multiplexing：單載波正交分頻多工)方式、於非專利文獻7等所示之小波OFDM方式等情況，亦可同樣地實施。又，於本實施形態，資料符元以外之符元，例如前導符元(前文、單一字元等)、控制資訊傳送用之符元等可於訊框任意配置。
以下說明採用OFDM方式時之例子，來作為多載波方式之一例。
第12圖係表示採用OFDM時之發送裝置之構成。於第12圖，關於與第3圖同樣動作者係附上同一符號。
OFDM方式關連處理部1201A係以加權後之訊號309A作為輸入，施以OFDM方式關連的處理，並輸出發送訊號1202A。同樣地，OFDM方式關連處理部1201B係以加權後之訊號309B作為輸入，施以OFDM方式關連的處理，並輸出發送訊號1202B。
第13圖係表示第12圖之OFDM方式關連處理部1201A、1201B後續之構成之一例，從第12圖之1201A關連到312A之部分為1301A至1310A，從1201B關連到312B之部分為1301B至1310B。
序列並列轉換部1302A係將加權後之訊號1301A(相當於第12圖之加權後之訊號309A)進行序列並列轉換，並輸出 並列訊號1303A。
重排部1304A係以並列訊號1303A作為輸入進行重排，並輸出重排後之訊號1305A。再者，關於重排係於下文詳細敘述。
反快速傅利葉轉換部1306A係以重排後之訊號1305A作為輸入，施以反快速傅利葉轉換，並輸出反傅利葉轉換後之訊號1307A。
無線部1308A係以反傅利葉轉換後之訊號1307A作為輸入，進行頻率轉換、放大等處理，並輸出調變訊號1309A，調變訊號1309A係從天線1310A作為電波輸出。
序列並列轉換部1302B係將加權後之訊號1301B(相當於第12圖之相位變更後之訊號309B)進行序列並列轉換，並輸出並列訊號1303B。
重排部1304B係以並列訊號1303B作為輸入進行重排，並輸出重排後之訊號1305B。再者，關於重排係於下文詳細敘述。
反快速傅利葉轉換部1306B係以重排後之訊號1305B作為輸入，施以反快速傅利葉轉換，並輸出反傅利葉轉換後之訊號1307B。
無線部1308B係以反傅利葉轉換後之訊號1307B作為輸入，進行頻率轉換、放大等處理，並輸出調變訊號1309B，調變訊號1309B係從天線1310B作為電波輸出。
於第3圖之發送裝置，由於並非利用多載波之傳送裝置，因此如第6圖以4週期的方式切換預編碼，於時間軸方 向配置預編碼後之符元。採用如第12圖所示之OFDM方式般之多載波傳送方式時，當然可考慮如第3圖，於時間軸方向配置預編碼後之符元，就各(子)載波進行配置之方式，但多載波傳送方式時，可考慮利用頻率軸方向、或頻率軸‧時間軸兩者而配置之方法。下文說明有關該點。
第14圖係表示橫軸頻率、縱軸時間之第13圖之重排部1301A、1301B之符元之重排方法之一例；頻率軸係由(子)載波0至(子)載波9所構成，調變訊號z1及z2係於同一時刻(時間)使用同一頻帶，第14(A)圖係表示調變訊號z1之符元之重排方法，第14(B)圖係表示調變訊號z2之符元之重排方法。序列並列轉換部1302A係對於作為輸入之加權後之訊號1301A之符元，依序派分號碼#0、#1、#2、#3、...。在此，由於考慮週期4的情況，因此#0、#1、#2、#3為一週期份。若同樣地考慮，則#4n、#4n+1、#4n+2、#4n+3(n為0以上之整數)為一週期份。
此時，如第14(a)圖，從載波0依序配置符元#0、#1、#2、#3、...，於時刻$1配置符元#0至#9，其後於時刻$2配置符元#10至#19，如上規則地配置。再者，調變訊號z1及z2為複數訊號。
同樣地，序列並列轉換部1302B係對於作為輸入之加權且相位變更後之訊號1301B之符元，依序派分號碼#0、#1、#2、#3、...。在此，由於考慮週期4的情況，因此#0、#1、#2、#3進行各異之相位變更，#0、#1、#2、#3為一週期份。若同樣地考慮，則#4n、#4n+1、#4n+2、#4n+3(n為0以上之 整數)進行各異之相位變更，#4n、#4n+1、#4n+2、#4n+3為一週期份。
此時，如第14(b)圖，從載波0依序配置符元#0、#1、#2、#3、...，於時刻$1配置符元#0至#9，其後於時刻$2配置符元#10至#19，如上規則地配置。
然後，第14(B)圖所示之符元群1402係採用第6圖所示之相位變更方法時之1週期份之符元，符元#0係利用第6圖之時刻u之相位時之符元；符元#1係利用第6圖之時槽u+1之相位時之符元；符元#2係利用第6圖之時槽u+2之相位時之符元；符元#3係利用第6圖之時刻u+3之相位時之符元。因此，於符元#x，x mod 4為0(以4除以x時之餘數，因此mod：modulo)時，符元#x係利用第6圖之時刻u之相位時之符元；x mod 4為1時，符元#x係利用第6圖之時刻u+1之相位時之符元；x mod 4為2時，符元#x係利用第6圖之時刻u+2之相位時之符元；x mod 4為3時，符元#x係利用第6圖之時刻u+3之相位時之符元。
再者，於本實施形態，第14(A)圖所示之調變訊號z1未受到相位變更。
如此，採用OFDM方式等多載波傳送方式時，與單載波傳送時不同，具有可將符元排在頻率軸方向之特徵。然後，關於符元之排列方式並不限於如第14圖之排列方式。利用第15圖、第16圖來說明其他例。
第15圖係表示與第14圖不同之橫軸頻率、縱軸時間之第13圖之重排部1301A、1301B之符元之重排方法之一例； 第15(A)圖係表示調變訊號z1之符元之重排方法，第15(B)圖係表示調變訊號z2之符元之重排方法。第15(A)、(B)圖與第14圖之不同點係調變訊號z1之符元之重排方法與調變訊號z2之符元之重排方法不同之點；於第15(B)圖，將符元#0至#5配置於載波4至載波9，將符元#6至#9配置於載波0至載波3，其後以同樣規則，將符元#10至#19配置於各載波。此時，與第14(B)圖相同，第15(B)圖所示之符元群1502係採用第6圖所示之相位變更方法時之1週期份之符元。
第16圖係表示與第14圖不同之橫軸頻率、縱軸時間之第13圖之重排部1301A、1301B之符元之重排方法之一例；第16(A)圖係表示調變訊號z1之符元之重排方法，第16(B)圖係表示調變訊號z2之符元之重排方法。第16(A)、(B)圖與第14圖之不同點係相對於在第14圖，將符元按順序配置於載波，而於第16圖，不將符元按順序配置於載波之點。無須贅述，於第16圖亦可與第15圖相同，使得調變訊號z1之符元之重排方法與調變訊號z2之重排方法不同。
第17圖係表示與第14~16圖不同之橫軸頻率、縱軸時間之第13圖之重排部1301A、1301B之符元之重排方法之一例；第17(A)圖係表示調變訊號z1之符元之重排方法，第17(B)圖係表示調變訊號z2之符元之重排方法。於第14~16圖，將符元排列於頻率軸方向，而於第17圖，利用頻率、時間軸兩者來配置符元。
於第6圖，說明以4時槽切換預編碼權重的情況之例子，而在此以8時槽切換的情況為例來說明。第17圖所示之 符元群1702係採用相位變更方法時之1週期份之符元(故為8符元)，符元#0係利用時刻u之相位時之符元；符元#1係利用時刻u+1之相位時之符元；符元#2係利用時刻u+2之相位時之符元；符元#3係利用時刻u+3之相位時之符元；符元#4係利用時刻u+4之相位時之符元；符元#5係利用時刻u+5之相位時之符元；符元#6係利用時刻u+6之相位時之符元；符元#7係利用時刻u+7之相位時之符元。因此，於符元#x，x mod 8為0時，符元#x係利用時刻u之相位時之符元；x mod 8為1時，符元#x係利用時刻u+1之相位時之符元；x mod 8為2時，符元#x係利用時刻u+2之相位時之符元；x mod 8為3時，符元#x係利用時刻u+3之相位時之符元；x mod 8為4時，符元#x係利用時刻u+4之相位時之符元；x mod 8為5時，符元#x係利用時刻u+5之相位時之符元；x mod 8為6時，符元#x係利用時刻u+6之相位時之符元；x mod 8為7時，符元#x係利用時刻u+7之相位時之符元。於第17圖之排列方式中，於時間軸方向利用4時槽，於頻率軸方向利用2時槽，合計利用4×2=8時槽來配置1週期份之符元，此時，若1週期份之符元數設為m×n(亦即，預編碼權重存在有m×n種)，配置1週期份之符元所使用的頻率軸方向之時槽(載波數)設為n，使用於時間軸方向之時槽設為m，則m>n即可。此係與頻率軸方向之變動相比較，直接波之相位在時間軸方向之變動較為和緩。因此，由於為了減少固定性的直接波影響而進行本實施形態之預編碼權重變更，故於進行預編碼權重變更之週期內，欲減少直接波的變動。因此，m>n 即可。又，若考慮以上觀點，比起僅於頻率軸方向或僅於時間軸方向重排符元，如第17圖利用頻率軸與時間軸兩者來進行重排，直接波變成固定的可能性較高，在效果上易獲得本發明效果。其中，若排列於頻率軸方向，則頻率軸變動激烈，因此可能可獲得分集增益，故利用頻率軸與時間軸兩者來進行重排的方法，未必是最佳方法。
第18圖係表示與第17圖不同之橫軸頻率、縱軸時間之第13圖之重排部1301A、1301B之符元之重排方法之一例；第18(A)圖係表示調變訊號z1之符元之重排方法，第18(B)圖係表示調變訊號z2之符元之重排方法。第18圖係與第17圖相同，利用頻率、時間軸兩者來配置符元，而與第17圖之相異點在於，第17圖係以頻率方向優先，其後於時間軸方向配置符元，相對於此，第18圖係以時間軸方向優先，其後於時間軸方向配置符元之點。於第18圖，符元群1802係採用相位變更方法時之1週期份之符元。
再者，於第17圖、第18圖，與第15圖相同，以調變訊號z1之符元之配置方法與調變訊號z2之符元配置方法不同的方式來配置，仍可同樣地實施，又，可獲得能得到高接收品質的效果。又，於第17圖、第18圖，未如第16圖按順序配置符元，仍可同樣地實施，又，可獲得能得到高接收品質的效果。
第22圖係表示與上述不同之橫軸頻率、縱軸時間之第13圖之重排部1301A、130B之符元之重排方法之一例。其考慮利用如第6圖之時刻u~u+3之4時槽規則地變更相位的 情況。於第22圖，特徵點係於頻率軸方向依序配置符元，但朝時間軸方向前進時，令循環進行n(於第22圖之例為n=1)符元循環移位之點。於第22圖之頻率軸方向之符元群2210所示之4符元中，進行第6圖之時刻u~u+3之相位變更。
此時，於#0的符元係進行利用時刻u之相位之相位變更，於#1係進行利用時刻u+1之相位之相位變更，於#2係進行利用時刻u+2之相位之相位變更、進行利用時刻u+3之相位之相位變更。
關於頻率軸方向之符元群2220亦相同，於#4的符元係進行利用時刻u之相位之相位變更，於#5係進行利用時刻u+1之相位之相位變更，於#6係進行利用時刻u+2之相位之相位變更，於#7進行利用時刻u+3之相位之相位變更。
於時間$1的符元，進行如上述之預編碼矩陣切換，於時間軸方向，由於進行循環移位，因此符元群2201、2202、2203、2204係如以下進行相位變更。
於時間軸方向之符元群2201，於#0的符元係進行利用時刻u之相位之相位變更，於#9係進行利用時刻u+1之相位之相位變更，於#18係進行利用時刻u+2之相位之相位變更，於#27進行利用時刻u+3之相位之相位變更。
於時間軸方向之符元群2202，於#28的符元係進行利用時刻u之相位之相位變更，於#1係進行利用時刻u+1之相位之相位變更，於#10係進行利用時刻u+2之相位之相位變更，於#19進行利用時刻u+3之相位之相位變更。
於時間軸方向之符元群2203，於#20的符元係進行利用 時刻u之相位之相位變更，於#29係進行利用時刻u+1之相位之相位變更，於#2係進行利用時刻u+2之相位之相位變更，於#11進行利用時刻u+3之相位之相位變更。
於時間軸方向之符元群2204，於#12的符元係進行利用時刻u之相位之相位變更，於#21係進行利用時刻u+1之相位之相位變更，於#30係進行利用時刻u+2之相位之相位變更，於#3進行利用時刻u+3之相位之相位變更。
於第22圖之特徵係於例如著眼於#11的符元時，同一時刻之頻率軸方向兩旁之符元(#10及#12)均利用與#11不同之相位來進行相位變更，並且#11的符元之同一載波之時間軸方向兩旁之符元(#2及#20)均利用與#11不同之相位來進行相位變更。然後，此不限於#11的符元，於頻率軸方向及時間軸方向，兩旁存在有符元之所有符元均與#11的符元具有同樣特徵。藉此以有效變更相位，不易受到對於直接波之固定性狀況的影響，因此資料接收品質改善的可能性變高。
於第22圖設定n=1而說明，但不限於此，即便設定n=3仍可同樣地實施。又，於第22圖，於頻率軸排列符元，時間朝軸方向前進時，藉由具有令符元之配置順序進行循環移位之特徵來實現上述特徵，但亦有藉由隨機(亦可採規則性)配置符元來實現上述特徵的方法。
(實施形態2)
於實施形態1，變更經加權合成(以固定的預編碼矩陣予以預編碼)之訊號z(t)之相位。在此，揭示可獲得與上述實施形態1同等效果之相位變更方法之各種實施形態。
於上述實施形態，如第3圖及第6圖，相位變更部317B係僅對於來自加權合成部600之一方輸出，執行相位變更之構成。
然而，執行相位變更之時序係於加權合成部600所進行的預編碼前執行亦可；發送裝置亦可取代第6圖之構成，如第25圖所示，於加權合成部600之前段設置相位變更部317B而構成。
該情況下，相位變更部317B係對於按照選擇之調變方式之映射之基頻訊號s2(t)，執行規則之相位變更，輸出s2’(t)=s2(t)y(t)(其中，y(t)係依t而變更)；加權合成部600亦可為對於s2’(t)執行預編碼，輸出z2(t)(W2s2’(t))(參考式(42))而將其發送之構成。
又，相位變更亦可對於兩調變訊號s1(t)、s2(t)雙方執行，發送裝置亦可取代第6圖所示之構成，如第26圖所示採用對於加權合成部600之雙方輸出設置相位變更部之構成。
相位變更部317A係與相位變更部317B同樣規則地變更輸入之訊號，變更來自加權合成部之經預編碼之訊號z1’(t)之相位，將相位變更後之訊號z1(t)輸出至發送部。
其中，相位變更部317A及相位變更部317B互相變更相位之程度，係於相同時序進行如第26圖所示之相位變更。(但以下為一例，相位變更方法不限於此。)於時刻u，第26圖之相位變更部317A進行相位變更，使得z1(t)=y1(t)z1’(t)，而相位變更部317B進行相位變更，使得z2(t)=y2(t)z2’(t)。例如第26圖所示，進行相位變更，以便於 時刻u，使得y1(u)=ejo、y2(u)=e -jπ/2，以便於時刻u+1，使得y1(u+1)=ejπ/4、y2(u+1)=e-j3π/4，...，以便於時刻u+k，使得y1(u+k)=ejkπ/4、y2(u+k)=ej(-kπ/4-π/2)。再者，規則地變更相位之週期係於相位變更部317A與相位變更部317B相同或不同均可。
又，如上述，變更相位之時序係於加權合成部之預編碼執行前亦可；發送裝置亦可取代第26圖所示之構成而為第27圖所示之構成。
規則地變更兩調變訊號之相位時，各發送訊號係作為例如控制訊號而包含各相位變更模式之資訊，發送裝置係藉由獲得該控制資訊，可得知發送裝置所規則切換之相位變更方法，亦即可得知相位變更模式，藉此可執行正確的解調(檢波)。
接著，利用第28圖、第29圖來說明有關第6圖、第25圖之構成之變形例。第28圖與第6圖之不同點係存在關於相位變更啟用/停用之資訊2800，及對z1’(t)、z2’(t)之某一者進行相位變更(於同一時刻或同一頻率，對於z1’(t)、z2’(t)之某一者施行相位變更。)。因此，由於相位變更係對於z1’(t)、z2’(t)之某一者進行，因此第28圖之相位變更部317A、相位變更部317B係出現進行相位變更(啟用)的情況與不進行相位變更(停用)的情況。關於該啟用/停用之控制資訊係關於相位變更啟用/停用之資訊2800。該關於相位變更啟用/停用之資訊2800係從第3圖所示之訊號處理方法生成部314輸出。
第28圖之相位變更部317A進行相位變更，使得 z1(t)=y1(t)z1’(t)，而相位變更部317B進行相位變更，使得z2(t)=y2(t)z2’(t)。
此時，例如z1’(t)係以週期4進行相位變更。(此時，z2’(t)不進行相位變更。)因此，於時刻u，使得y1(u)=ejo、y2(u)=1，於時刻u+1，使得y1(u+1)=ejπ/2、y2(u+1)=1，於時刻u+2，使得y1(u+2)=ejπ、y2(u+2)=1，於時刻u+3，使得y1(u+3)=ej3π/2、y2(u+3)=1。
接著，例如z2(t)係以週期4進行相位變更。(此時，z1’(t)不進行相位變更。)因此，於時刻u+4，使得y1(u+4)=1、y2(u+4)=ej0，於時刻u+5，使得y1(u+5)=1、y2(u+5)=ejπ/2，於時刻u+6，使得y1(u+6)=1、y2(u+6)=ejπ，於時刻u+7，使得y1(u+7)=1、y2(u+7)=ej3π/2。
因此，上述例係如下：時刻8k時，y1(8k)=ejo、y2(8k)=1；時刻8k+1時，y1(8k+1)=ejπ/2、y2(8k+1)=1；時刻8k+2時，y1(8k+2)=ejπ、y2(8k+2)=1；時刻8k+3時，y1(8k+3)=ej3π/2、y2(8k+3)=1；時刻8k+4時，y1(8k+4)=1、y2(8k+4)=ej0；時刻8k+5時，y1(8k+5)=1、y2(8k+5)=ejπ/2；時刻8k+6時，y1(8k+6)=1、y2(8k+6)=ejπ；時刻8k+7時，y1(8k+7)=1、y2(8k+7)=ej3π/2。
如上述，存在只有z1’(t)變更相位之時間與只有z2’(t)變更相位之時間。又，由只有z1’(t)變更相位之時間與只有z2’(t)變更相位之時間來構成相位變更之週期。再者，於上 述，使得只有z1’(t)變更相位時之週期與只有z2’(t)變更相位時之週期為同一週期，但不限於此，只有z1’(t)變更相位時之週期與只有z2’(t)變更相位時之週期不同亦可。又，於上述例，說明以4週期，將z1’(t)進行相位變更後，以4週期，將z2’(t)進行相位變更，但不限於此，z1’(t)之相位變更與z2’(t)之相位變更可為任意順序(例如交替進行z1’(t)之相位變更與z2’(t)之相位變更，或按照某規則之順序，亦或順序呈隨機均可。)
第29圖之相位變更部317A進行相位變更，使得s1’(t)=y1(t)s1(t)，而相位變更部317B進行相位變更，使得s2’(t)=y2(t)s2(t)。
此時，例如s1(t)係以週期4進行相位變更。(此時，s2(t)不進行相位變更。)因此，於時刻u，使得y1(u)=ejo、y2(u)=1，於時刻u+1，使得y1(u+1)=ejπ/2、y2(u+1)=1，於時刻u+2，使得y1(u+2)=ejπ、y2(u+2)=1，於時刻u+3，使得y1(u+3)=ej3π/2、y2(u+3)=1。
接著，例如s2(t)係以週期4進行相位變更。(此時，s1(t)不進行相位變更。)因此，於時刻u+4，使得y1(u+4)=1、y2(u+4)=ej0，於時刻u+5，使得y1(u+5)=1、y2(u+5)=ejπ/2，於時刻u+6，使得y1(u+6)=1、y2(u+6)=ejπ，於時刻u+7，使得y1(u+7)=1、y2(u+7)=ej3π/2。
因此，上述例係如下：時刻8k時，y1(8k)=ejo、y2(8k)=1；時刻8k+1時，y1(8k+1)=ejπ/2、y2(8k+1)=1； 時刻8k+2時，y1(8k+2)=ejπ、y2(8k+2)=1；時刻8k+3時，y1(8k+3)=ej3π/2、y2(8k+3)=1；時刻8k+4時，y1(8k+4)=1、y2(8k+4)=ej0；時刻8k+5時，y1(8k+5)=1、y2(8k+5)=ejπ/2；時刻8k+6時，y1(8k+6)=1、y2(8k+6)=ejπ；時刻8k+7時，y1(8k+7)=1、y2(8k+7)=ej3π/2。
如上述，存在只有s1(t)變更相位之時間與只有s2(t)變更相位之時間。又，由只有s1(t)變更相位之時間與只有s2(t)變更相位之時間來構成相位變更之週期。再者，於上述，使得只有s1(t)變更相位時之週期與只有s2(t)變更相位時之週期為同一週期，但不限於此，只有s1(t)變更相位時之週期與只有s2(t)變更相位時之週期不同亦可。又，於上述例，說明以4週期，將s1(t)進行相位變更後，以4週期，將s2(t)進行相位變更，但不限於此，s1(t)之相位變更與s2(t)之相位變更可為任意順序(例如交替進行s1(t)之相位變更與s2(t)之相位變更，或按照某規則之順序，亦或順序呈隨機均可。)
藉此，可使得接收裝置側在接收到發送訊號z1(t)及z2(t)時之各自之接收狀態均等，並且藉由於所接收的資訊z1(t)及z2(t)各自之符元，週期地切換相位，可令錯誤更正解碼後之錯誤更正能力提升，因此可提升LOS環境下之接收品質。
以上，於實施形態2所示之構成亦可獲得與上述實施形態1同樣的效果。
於本實施形態，雖說明有關以單載波方式為例，亦即對於時間軸進行相位變更的情況，但不限於此，進行多載 波傳送時亦可同樣地實施。因此，關於例如向量擴散通訊方式、OFDM(Orthogonal Frequency-Division Multiplexing：正交分頻多工)方式、SC-FDMA(Single Carrier Frequency Division Multiple Access：單載波分頻多重存取)、SC-OFDM(Single Carrier Orthogonal Frequency-Division Multiplexing：單載波正交分頻多工)方式、於非專利文獻7等所示之小波OFDM方式等情況，亦可同樣地實施。如前述，於本實施形態，作為進行相位變更之說明，雖說明有關於時間t軸方向進行相位變更的情況，但與實施形態1相同，於t方向之相位變更之說明中，將t調換f(f：頻率((子)載波))來思考，藉此可於頻率方向之相位變更，適用本實施形態所說明的相位變更方法。又，本實施形態之相位變更方法係與實施形態1之說明相同，亦可對於時間-頻率方向之相位變更來適用。
因此，於第6圖、第25圖、第26圖、第27圖，雖表示於時間軸方向進行相位變更的情況，於第6圖、第25圖、第26圖、第27圖，將時間t調換為載波f來思考，藉此相當於進行在頻率方向之相位變更，藉由將時間t調換為時間t、頻率f，亦即將(t)調換為(t、f)來思考，則相當於以時間頻率之區塊來進行相位變更。
然後，於本實施形態，資料符元以外之符元，例如前導符元(前文、單一字元等)、控制資訊傳送用之符元等可於訊框任意配置。
(實施形態3)
於上述實施形態1及2係規則地變更相位。於本實施形態3，揭示有關從發送裝置看來分散在各處之接收裝置，無論接收裝置配置於何處，用以使得各接收裝置獲得良好的資料接收品質之手法。
於本實施形態3，說明變更相位而獲得之訊號之符元配置。
第31圖係表示於規則地變更相位之發送方式，利用如OFDM之多載波方式時之時間-頻率軸之訊號之一部分符元之訊框構成之一例。
首先，舉例說明對實施形態1所說明的2個預編碼後之基頻訊號中之一基頻訊號(參考第6圖)，進行相位變更時之例子。
(再者，於第6圖雖表示於時間軸方向進行相位變更的情況，但於第6圖，將時間t調換為載波f來思考，藉此相當於進行在頻率方向之相位變更，藉由將時間t調換為時間t、頻率f，亦即將(t)調換為(t、f)來思考，則相當於以時間頻率之區塊來進行相位變更。)
第31圖係表示第12圖所示之相位變更部317B之輸入即調變訊號z2’之訊框構成，由於1個四角係表示符元(其中，由於進行預編碼，因此一般包含s1及s2兩者訊號，但端視預編碼矩陣之構成，有時僅包含s1及s2之一訊號。)。
在此，著眼於有關第31圖之載波2、時刻$2之符元3100。再者，在此雖記載為載波，但有時稱為子載波。
於載波2，在時間上最鄰接時刻$2之頻率之符元，亦即 載波2之時刻$1之符元3103及時刻$3之符元3101各者之通道狀態，係與載波2、時刻$2之符元3100之通道狀態具有非常高度相關。
同樣地，於時刻$2，在頻率軸方向最鄰接時刻$2之頻率之符元，亦即載波1之時刻$2之符元3104及時刻$2、載波3之符元3104之通道狀態，均與載波2、時刻$2之符元3100之通道狀態具有非常高度相關。
如上述，符元3101、3102、3103、3104各者之通道狀態係與符元3100之通道狀態具有非常高度相關。
於本說明書，就規則地變更相位之發送方法，作為相乘之相位係準備N種相位(其中，N為2以上之整數)。於第31圖所示之符元，例如雖附有「ej0」之記載，但此係意味對於該符元之第6圖之訊號z2’乘以「ej0」而變更相位。總言之，第31圖之各符元所記載的值係式(42)之y(t)、及實施形態2所說明的z2(t)=y2(t)z2’(t)之z2(t)=y2(t)z2’(t)之y2(t)的值。
於本實施形態，揭示一種相位經變更之符元之符元配置，係利用該頻率軸方向相鄰接之符元及/或時間軸方向相鄰接之符元之通道狀態之高相關性，於接收裝置側可獲得高資料接收品質者。
於該接收側，作為可獲得高資料接收品質之條件，可考慮<條件#1>、<條件#2>。
<條件#1>
如第6圖對於預編碼後之基頻訊號z2’，規則地變更相位之發送方法，利用如OFDM之多載波傳送方式時，時間 X‧載波Y為資料傳送用之符元(以下稱為資料符元)，於時間軸方向鄰接之符元，亦即時間X-1‧載波Y及時間X+1‧載波Y兩者均為資料符元，在對應於該等3個資料符元之預編碼後之基頻訊號z2’，亦即時間X‧載波Y、時間X-1‧載波Y及時間X+1‧載波Y各者之預編碼後之基頻訊號z2’，均進行不同之相位變更。
<條件#2>
如第6圖對於預編碼後之基頻訊號z2’，規則地變更相位之發送方法，利用如OFDM之多載波傳送方式時，時間X‧載波Y為資料傳送用之符元(以下稱為資料符元)，於頻率軸方向鄰接之符元，亦即時間X‧載波Y-1及時間X‧載波Y+1兩者均為資料符元，在對應於該等3個資料符元之預編碼後之基頻訊號z2’，亦即時間X‧載波Y、時間X‧載波Y-1及時間X‧載波Y+1各者之預編碼後之基頻訊號z2’，均進行不同之相位變更。
然後，存在符合<條件#1>之資料符元即可。同樣地，存在符合<條件#2>之資料符元即可。
導出該<條件#1>、<條件#2>之理由如下。
於發送訊號中有某符元(以下稱為符元A)，與該符元A在時間上鄰接之符元各自之通道狀態係如上述與符元A之通道狀態具高度相關。
因此，若於時間上鄰接之3符元利用不同相位，則於LOS環境下，即便符元A為惡劣的接收品質(作為SNR雖獲得高接收品質，但由於直接波之相位關係為惡劣狀況，因 此接收品質為不佳狀態)，剩餘與符元A相鄰接之2符元可獲得良好接收品質之可能性仍舊非常高，其結果，錯誤更正編碼後可獲得良好接收品質。
同樣地，發送訊號中有某符元(以下稱為符元A)，與該符元A在頻率上鄰接之符元各自之通道狀態係如上述與符元A之通道狀態具高度相關。
因此，若於頻率上鄰接之3符元利用不同相位，則於LOS環境下，即便符元A為惡劣的接收品質(作為SNR雖獲得高接收品質，但由於直接波之相位關係為惡劣狀況，因此接收品質為不佳狀態)，剩餘與符元A相鄰接之2符元可獲得良好接收品質之可能性仍舊非常高，其結果，錯誤更正編碼後可獲得良好接收品質。
又，若組合<條件#1>與<條件#2>，則於接收裝置可能可令資料之接收品質更提升。因此，可導出以下<條件#3>。
<條件#3>
如第6圖對於預編碼後之基頻訊號z2’，規則地變更相位之發送方法，利用如OFDM之多載波傳送方式時，時間X‧載波Y為資料傳送用之符元(以下稱為資料符元)，於時間軸方向鄰接之符元，亦即時間X-1‧載波Y及時間X+1‧載波Y兩者均為資料符元，且於頻率軸方向鄰接之符元，亦即時間X‧載波Y-1及時間X‧載波Y+1兩者均為資料符元時，在對應於該等5個資料符元之預編碼後之基頻訊號z2’，亦即時間X‧載波Y、時間X-1‧載波Y、時間X+1‧載波Y、時間X‧載波Y-1及時間X‧載波Y+1各者之預編碼 後之基頻訊號z2’，均進行不同之相位變更。
在此，關於「不同之相位變更」進行補充。相位變更係以0弧度至2π弧度來定義。例如若於時間X‧載波Y，對於第6圖之預編碼後之基頻訊號z2’所施行的相位變更設為ejθX,Y，於時間X-1‧載波Y，對於第6圖之預編碼後之基頻訊號z2’所施行的相位變更設為ejθX-1,Y，於時間X+1‧載波Y，對於第6圖之預編碼後之基頻訊號z2’所施行的相位變更設為ejθX+1,Y，則0弧度θX,Y 2π、0弧度θX-1,Y 2π、0弧度θX+1,Y 2π。因此，於<條件#1>，θX,Y≠θX-1,Y且θX,Y≠θX+1,Y且θX+1,Y≠θX-1,Y成立。若同樣地思考，於<條件#2>，θX,Y≠θX-1,Y且θX,Y≠θX,Y+1且θX,Y-1≠θX-1,Y+1成立，於<條件#3>，θX,Y≠θX-1,Y且θX,Y≠θX+1,Y且θX,Y≠θX,Y-1且θX,Y≠θX,Y+1且θX-1,Y≠θX+1,Y且θX-1,Y≠θX,Y-1且θX-1,Y≠θX,Y+1且θX+1,Y≠θX,Y-1且θX+1,Y≠θX,Y+1且θX,Y-1≠θX,Y+1成立。
然後，存在符合<條件#3>之資料符元即可。
第31圖為<條件#3>的例子，以下相位配置成互異：與該當於符元A之符元3100相當之第6圖之預編碼後之基頻訊號z2’相乘之相位；與該符元3100在時間上鄰接之符元3101相當之第6圖之預編碼後之基頻訊號z2’、相當於3103之第6圖之預編碼後之基頻訊號z2’相乘之相位；與在頻率上鄰接之符元3102相當之第6圖之預編碼後之基頻訊號z2’、相當於3104之第6圖之預編碼後之基頻訊號z2’相乘之相位；藉此，於接收側，即便符元3100之接收品質惡劣，由於其鄰接符元之接收品質非常高，因此可確保錯誤更正解碼後之高接收品質。
於第32圖表示在該條件下，變更相位而獲得之符元之配置例。
觀察第32圖可知，就任一資料符元而言，其相位對於在頻率軸方向及時間軸方向雙方相鄰接之符元被變更之相位程度，均為互異之相位變更量。藉此，可進而令接收裝置之錯誤更正能力提升。
總言之，於第32圖，在時間軸方向鄰接之符元存在有資料符元時，<條件#1>係於所有X、所有Y成立。
同樣地，於第32圖，在頻率軸方向鄰接之符元存在有資料符元時，<條件#2>係於所有X、所有Y成立。
同樣地，於第32圖，在頻率軸方向鄰接之符元存在有資料符元，且在時間軸方向鄰接之符元存在有資料符元時時，<條件#3>係於所有X、所有Y成立。
接著，以實施形態2所說明、對2個預編碼後之基頻訊號進行相位變更時(參考第26圖)之例子來說明。
如第26圖，對預編碼後之基頻訊號z1’及預編碼後之基頻訊號z2’兩者賦予相位變更時，關於相位變更方法包括數種方法。就該點詳細說明。
作為方法1，預編碼後之基頻訊號z2’之相位變更係如前述，如第32圖進行相位變更。於第32圖，預編碼後之基頻訊號z2’之相位變更係設為週期10。然而，如於前面所述，為了符合<條件#1>、<條件#2>、<條件#3>，於(子)載波1，隨著時間而變更施加於預編碼後之基頻訊號z2’之相位變更。(於第32圖施以該類變更，但設為週期10之其他相 位變更方法亦可)然後，預編碼後之基頻訊號z1’之相位變更係如第33圖，預編碼後之基頻訊號z2’之相位變更為週期10之1週期份之相位變更值一定。於第33圖，於包含(預編碼後之基頻訊號z2’之相位變更之)1週期份之時刻$1，預編碼後之基頻訊號z1’之相位變更值設為ejo，於包含下一個(預編碼後之基頻訊號z2’之相位變更之)1週期份之時刻$2，預編碼後之基頻訊號z1’之相位變更值設為ejπ/9，以此類推。
再者，於第33圖所示之符元，例如雖附有「ej0」之記載，但此係意味對於該符元之第26圖之訊號z1’乘以「ej0」而變更相位。總言之，第33圖之各符元所記載的值係實施形態2所說明的z1(t)=y1(t)z1’(t)之y1(t)的值。
預編碼後之基頻訊號z1’之相位變更係如第33圖，預編碼後之基頻訊號z2’之相位變更為週期10之1週期份之相位變更值一定，相位變更值係隨著1週期份之號碼變更。(如上述，於第33圖，於第1之1週期份設為ej0，於第2之1週期份設為ejπ/9，以此類推。)
藉由如以上，預編碼後之基頻訊號z2’之相位變更雖為週期10，但可獲得能夠使得考慮到預編碼後之基頻訊號z1’之相位變更及預編碼後之基頻訊號z2’之相位變更兩者時之週期大於10之效果。藉此，接收裝置之資料接收品質可能會提升。
作為方法2，預編碼後之基頻訊號z2’之相位變更係如前述，如第32圖進行相位變更。於第32圖，預編碼後之基頻訊號z2’之相位變更係設為週期10。然而，如於前面所 述，為了符合<條件#1>、<條件#2>、<條件#3>，於(子)載波1，隨著時間而變更施加於預編碼後之基頻訊號z2’之相位變更。(於第32圖施以該類變更，但設為週期10之其他相位變更方法亦可)然後，預編碼後之基頻訊號z1’之相位變更係如第30圖，預編碼後之基頻訊號z2’之相位變更係以不同於週期10之週期3進行相位變更。
再者，於第30圖所示之符元，例如雖附有「ej0」之記載，但此係意味對於該符元之第26圖之訊號z1’乘以「ej0」而變更相位。總言之，第30圖之各符元所記載的值係實施形態2所說明的z1(t)=y1(t)z1’(t)之y1(t)的值。
藉由如以上，預編碼後之基頻訊號z2’之相位變更雖為週期10，但考慮到預編碼後之基頻訊號z1’之相位變更及預編碼後之基頻訊號z2’之相位變更兩者時之週期成為30，可獲得能夠使得考慮到預編碼後之基頻訊號z1’之相位變更及預編碼後之基頻訊號z2’之相位變更兩者時之週期大於10之效果。藉此，接收裝置之資料接收品質可能會提升。作為方法2之一有效方法，若預編碼後之基頻訊號z1’之相位變更之週期設為N，預編碼後之基頻訊號z2’之相位變更之週期設為M時，尤其N與M為互質關係時，雖具有考慮到預編碼後之基頻訊號z1’之相位變更及預編碼後之基頻訊號z2’之相位變更兩者時之週期為N×M，可容易設定為大的週期之優點，但即便N與M為互質關係，仍可增大週期。
再者，本實施形態3之相位變更方法為一例，不限於此，如實施形態1、實施形態2所說明，於頻率軸方向進行 相位變更，亦或於時間軸方向進行相位變更，亦或於時間-頻率之區塊進行相位變更，均同樣具有可令接收裝置之資料接收品質提升的效果。
除了上述所說明的訊框構成以外，亦可考慮於資料符元間，插入前導符元(SP(Scattered Pilot：分散前導)或傳送控制資訊之符元等。詳細說明該情況下之相位變更。
第47圖係表示調變訊號(預編碼後之基頻訊號)z1或z1’及調變訊號(預編碼後之基頻訊號)z2’之時間-頻率軸之訊框構成；第47(a)圖係表示調變訊號(預編碼後之基頻訊號)z1或z1’之時間-頻率軸之訊框構成，第47(b)圖係表示調變訊號(預編碼後之基頻訊號)z2’之時間-頻率軸之訊框構成。於第47圖，4701係表示前導符元，4702係表示資料符元，資料符元4702係表示經施以預編碼、或經施以預編碼及相位變更之符元。
第47圖係如第6圖表示對於預編碼後之基頻訊號z2’，進行相位變更時之符元配置(對預編碼後之基頻訊號z1不進行相位變更)。(再者，於第6圖雖表示於時間軸方向進行相位變更的情況，但於第6圖，將時間t調換為載波f來思考，藉此相當於進行在頻率方向之相位變更，藉由將時間t調換為時間t、頻率f，亦即將(t)調換為(t、f)來思考，則相當於以時間頻率之區塊來進行相位變更。)因此，第47圖之預編碼後之基頻訊號z2’之符元所記載的數值，係表示相位之變更值。再者，第47圖之預編碼後之基頻訊號z1’(z1)之符元由於不進行相位變更，因此不記載數值。
於第47圖，重要點在於對於預編碼後之基頻訊號z2’之相位變更係對於資料符元，亦即對於已施加預編碼之符元來施行。(在此，雖記載作符元，但在此記載之符元已施行預編碼，因此包含s1之符元及s2之符元兩者。)因此，對於插入於z2’之前導符元不施行相位變更。
第48圖係表示調變訊號(預編碼後之基頻訊號)z1或z1’及調變訊號(預編碼後之基頻訊號)z2’之時間-頻率軸之訊框構成；第48(a)圖係表示調變訊號(預編碼後之基頻訊號)z1或z1’之時間-頻率軸之訊框構成，第48(b)圖係表示調變訊號(預編碼後之基頻訊號)z2’之時間-頻率軸之訊框構成。於第48圖，4701係表示前導符元，4702係表示資料符元，資料符元4702係表示經施以預編碼及相位變更之符元。
第48圖係如第26圖表示對於預編碼後之基頻訊號z1’及預編碼後之基頻訊號z2’，進行相位變更時之符元配置。(再者，於第26圖雖表示於時間軸方向進行相位變更的情況，但於第26圖，將時間t調換為載波f來思考，藉此相當於進行在頻率方向之相位變更，藉由將時間t調換為時間t、頻率f，亦即將(t)調換為(t、f)來思考，則相當於以時間頻率之區塊來進行相位變更。)因此，第48圖之預編碼後之基頻訊號z1’及預編碼後之基頻訊號z2’之符元所記載的數值，係表示相位之變更值。
於第48圖，重要點在於對於預編碼後之基頻訊號z1’之相位變更係對於資料符元，亦即對於已施加預編碼之符元來施行，又，對於預編碼後之基頻訊號z2’之相位變更係對 於資料符元，亦即對於已施加預編碼之符元來施行。(在此，雖記載作符元，但在此記載之符元已施行預編碼，因此包含s1之符元及s2之符元兩者。)因此，對於插入於z1’之前導符元不施行相位變更，又，對於插入於z2’之前導符元不施行相位變更。
第49圖係表示調變訊號(預編碼後之基頻訊號)z1或z1’及調變訊號(預編碼後之基頻訊號)z2’之時間-頻率軸之訊框構成；第49(a)圖係表示調變訊號(預編碼後之基頻訊號)z1或z1’之時間-頻率軸之訊框構成，第49(b)圖係表示調變訊號(預編碼後之基頻訊號)z2’之時間-頻率軸之訊框構成。於第49圖，4701為前導符元，4702為資料符元，4901為空符元，基頻訊號之同相成分I=0，正交成分Q=0。此時，資料符元4702係表示經施以預編碼、或經施以預編碼及相位變更之符元。第49圖與第47圖之差異在於資料符元以外之符元之構成方法，於調變訊號z1’插入有前導符元之時間及載波，調變訊號z2’係成為空符元，反之，於調變訊號z2’插入有前導符元之時間及載波，調變訊號z1’係成為空符元。
第49圖係如第6圖表示對於預編碼後之基頻訊號z2’，進行相位變更時之符元配置(對預編碼後之基頻訊號z1不進行相位變更)。(再者，於第6圖雖表示於時間軸方向進行相位變更的情況，但於第6圖，將時間t調換為載波f來思考，藉此相當於進行在頻率方向之相位變更，藉由將時間t調換為時間t、頻率f，亦即將(t)調換為(t、f)來思考，則相當於以時間頻率之區塊來進行相位變更。)因此，第49圖之預編 碼後之基頻訊號z2’之符元所記載的數值，係表示相位之變更值。再者，第49圖之預編碼後之基頻訊號z1’(z1)之符元由於不進行相位變更，因此不記載數值。
於第49圖，重要點在於對於預編碼後之基頻訊號z2’之相位變更係對於資料符元，亦即對於已施加預編碼之符元來施行。(在此，雖記載作符元，但在此記載之符元已施行預編碼，因此包含s1之符元及s2之符元兩者。)因此，對於插入於z2’之前導符元不施行相位變更。
第50圖係表示調變訊號(預編碼後之基頻訊號)z1或z1’及調變訊號(預編碼後之基頻訊號)z2’之時間-頻率軸之訊框構成；第50(a)圖係表示調變訊號(預編碼後之基頻訊號)z1或z1’之時間-頻率軸之訊框構成，第50(b)圖係表示調變訊號(預編碼後之基頻訊號)z2’之時間-頻率軸之訊框構成。於第50圖，4701為前導符元，4702為資料符元，4901為空符元，基頻訊號之同相成分I=0，正交成分Q=0。此時，資料符元4702係表示經施以預編碼、或經施以預編碼及相位變更之符元。第50圖與第48圖之差異在於資料符元以外之符元之構成方法，於調變訊號z1’插入有前導符元之時間及載波，調變訊號z2’係成為空符元，反之，於調變訊號z2’插入有前導符元之時間及載波，調變訊號z1’係成為空符元。
第50圖係如第26圖表示對於預編碼後之基頻訊號z1’及預編碼後之基頻訊號z2’，進行相位變更時之符元配置。(再者，於第26圖雖表示於時間軸方向進行相位變更的情況，但於第26圖，將時間t調換為載波f來思考，藉此相當於 進行在頻率方向之相位變更，藉由將時間t調換為時間t、頻率f，亦即將(t)調換為(t、f)來思考，則相當於以時間頻率之區塊來進行相位變更。)因此，第50圖之預編碼後之基頻訊號z1’及預編碼後之基頻訊號z2’之符元所記載的數值，係表示相位之變更值。
於第50圖，重要點在於對於預編碼後之基頻訊號z1’之相位變更係對於資料符元，亦即對於已施加預編碼之符元來施行，又，對於預編碼後之基頻訊號z2’之相位變更係對於資料符元，亦即對於已施加預編碼之符元來施行。(在此，雖記載作符元，但在此記載之符元已施行預編碼，因此包含s1之符元及s2之符元兩者。)因此，對於插入於z1’之前導符元不施行相位變更，又，對於插入於z2’之前導符元不施行相位變更。
第51圖係表示生成第47圖、第49圖之訊框構成之調變訊號而發送之發送裝置之構成之一例，關於與第4圖同樣地動作者係附上同一符號。
於第51圖，加權合成部308A、308B及相位變更部317B係僅於訊框構成訊號313表示資料符元之時序動作。
第51圖之前導符元(兼生成空符元)生成部5101係於表示訊框構成訊號313為前導符元(且空符元)時，輸出前導符元之基頻訊號5102A及5102B。
於第47圖至第50圖之訊框構成雖未表示，但未施行預編碼(及未施行相位旋轉)之例如從1天線發送調變訊號之方式，或採用利用時空碼(尤其是時空區碼)之傳送方式，發送 控制資訊符元時，控制資訊符元5104係以控制資訊5103、訊框構成訊號313作為輸入，於訊框構成訊號313表示資料符元時，輸出控制資訊符元之基頻訊號5102A、5102B。
第51圖之無線部310A、310B係根據作為輸入之複數個基頻訊號中之訊框構成訊號313，從複數個基頻訊號選擇所需之基頻訊號。然後，施行OFDM關連之訊號處理，分別輸出按照訊框構成之調變訊號311A、311B。
第52圖係表示生成第48圖、第50圖之訊框構成之調變訊號而發送之發送裝置之構成之一例，關於與第4圖、第51圖同樣地動作者係附上同一符號。對於第51圖追加之相位變更部317A係僅於訊框構成訊號313表示資料符元之時序動作。關於其他則與第51圖同樣動作。
第53圖係與第51圖不同之發送裝置之構成方法。以下說明有關不同點。相位變更部317B係如第53圖，以複數個基頻訊號作為輸入。然後，訊框構成訊號313表示資料符元時，相位變更部317B對於預編碼後之基頻訊號316B施行相位變更。然後，訊框構成訊號313表示前導符元(或空符元)或控制資訊符元時，相位變更部317B停止相位變更的動作，直接輸出各符元之基頻訊號。(作為其解釋，視為強制進行相當於「ej0」之相位旋轉即可。)
選擇部5301係以複數個基頻訊號作為輸入，選擇訊框構成訊號313所示符元之基頻訊號而輸出。
第54圖係與第52圖不同之發送裝置之構成方法。以下說明有關不同點。相位變更部317B係如第54圖，以複數個 基頻訊號作為輸入。然後，訊框構成訊號313表示資料符元時，相位變更部317B對於預編碼後之基頻訊號316B施行相位變更。然後，訊框構成訊號313表示前導符元(或空符元)或控制資訊符元時，相位變更部317B停止相位變更的動作，直接輸出各符元之基頻訊號。(作為其解釋，視為強制進行相當於「ej0」之相位旋轉即可。)
同樣地，相位變更部5201係如第54圖，以複數個基頻訊號作為輸入。然後，訊框構成訊號313表示資料符元時，相位變更部5201對於預編碼後之基頻訊號309A施行相位變更。然後，訊框構成訊號313表示前導符元(或空符元)或控制資訊符元時，相位變更部5201係停止相位變更的動作，直接輸出各符元之基頻訊號。(作為其解釋，視為強制進行相當於「ej0」之相位旋轉即可。)
於上述說明，雖舉例說明前導符元、控制符元及資料符元，但不限於此，重點在於若是採用與預編碼不同之傳送方法，例如1天線發送、利用時空區碼之傳送方法等來傳送之符元，則同樣不給予相位變更；反之，於本發明中，重點在於對於已進行預編碼之符元，進行相位變更。
因此，本發明之特徵點在於，並非於時間-頻率軸之訊框構成之所有符元進行相位變更，僅對已進行預編碼之訊號給予相位變更。
(實施形態4)
於上述實施形態1及2，揭示規則地變更相位，於實施形態3，揭示使得相鄰符元之相位變更程度不同。
於本實施形態4，表示相位變更方法亦可依發送裝置所使用的調變方式、錯誤更正碼之編碼率而不同。
於以下表1，表示因應發送裝置所設定的各種設定參數而設定之相位變更方法之一例。
表1之#1係意味上述實施形態1之調變訊號s1(發送裝置所設定的調變方式之基頻訊號s1)、#2係意味調變訊號s2(發送裝置所設定的調變方式之基頻訊號s2)。表1之編碼率係表示對於#1、#2之調變方式之錯誤更正碼之設定編碼率。表1之相位變更模式欄係如實施形態1至實施形態3所說明，其表示對於預編碼後之基頻訊號z1(z1’)、z2(z2’)所施加的相位變更方法，相位變更模式設定如A、B、C、D、E、...，此係實際上表示變更相位之程度變化之資訊，例如表示如上述式(46)或式(47)之變更模式。再者，於表1之相位變更模式例記載為「-」，此意味不進行相位變更。
再者，表1所示之調變方式或編碼率之組合為一例，亦可包含表1所示之調變方式以外之調變方式(例如128QAM或256QAM等)或編碼率(例如7/8等)。又，如實施形態1所示，錯誤更正碼亦可分別就s1、s2設定(再者，表1的情況係如第4圖，施行1個錯誤更正碼之編碼的情況。)。又，對相同調變方式及編碼率，將互異之複數種相位變更模式建立對應亦可。發送裝置係對於接收裝置，發送表示各相位變更模式之資訊，接收裝置係藉由參考該資訊及表1來特定出相位變更模式，執行解調及解碼。再者，相位變更模式係對於調變方式及錯誤更正方式一對一地決定時，發送裝置若將調變方式及錯誤更正方式之資訊發送給接收裝置，則接收裝置可藉由獲得該資訊而得知相位變更模式，該情況下未必需要相位變更資訊。
實施形態1至實施形態3係說明有關對於預編碼後之基頻訊號，進行相位變更的情況，但不僅止於相位，亦可與相位變更採同樣週期而規則地變更振幅。因此，於該表1，亦可令規則地變更調變訊號之振幅之振幅變更模式相對應。該情況下，發送裝置若於第3圖或第4圖之加權合成部308A之後，具備變更振幅之振幅變更部，或於加權合成部308B之後具備變更振幅之振幅變更部即可。再者，對於預編碼後之基頻訊號z1(t)、z2(t)之一方，施行振幅變更(該情況下，於加權合成部308A、308B任一者之後具備振幅變更部即可。)，或對於雙方施行振幅變更均可。
進而言之，於上述表1雖未表示，不規則地變更相位， 由映射部規則地變更映射方法之構成亦可。
亦即，調變訊號s1(t)之映射方法設為16QAM、調變訊號s2(t)之映射方法設為16QAM時，例如將適用於調變訊號s2(t)之映射方式規則地變更如下：16QAM→16APSK(16 Amplitude Phase Shift Keying：16振幅相位位移鍵控)→於I-Q平面成為與16QAM、16APSK不同之訊號點配置之第1映射方法→於I-Q平面成為與16QAM、16APSK不同之訊號點配置之第2映射方法→...，藉此可與上述規則地變更相位的情況相同，於接收裝置獲得提升資料接收品質的效果。
又，本發明可為規則地變更相位之方法、規則地變更映射方法之方法、變更振幅之方法之某一者的組合，或將其全部列入考慮而發送發送訊號之構成。
於本實施形態，於單載波方式、多載波方式之任一情況均可實施。因此，關於例如向量擴散通訊方式、OFDM(Orthogonal Frequency-Division Multiplexing：正交分頻多工)方式、SC-FDMA(Single Carrier Frequency Division Multiple Access：單載波分頻多重存取)、SC-OFDM(Single Carrier Orthogonal Frequency-Division Multiplexing：單載波正交分頻多工)方式、於非專利文獻7等所示之小波OFDM方式等情況，亦可同樣地實施。如前述，於本實施形態，作為進行相位變更、振幅變更、映射變更之說明，雖說明有關於時間t軸方向進行相位變更、振幅變更、映射變更的情況，但與實施形態1相同，於t方向之相位變更之說明中，將t調換f(f：頻率((子)載波))來思考，藉此可於頻率方向之 相位變更、振幅變更、映射變更，適用本實施形態所說明的相位變更、振幅變更、映射變更。又，本實施形態之相位變更、振幅變更、映射變更方法係與實施形態1之說明相同，亦可對於時間-頻率方向之相位變更、振幅變更、映射變更來適用。
然後，於本實施形態，資料符元以外之符元，例如前導符元(前文、單一字元等)、控制資訊傳送用之符元等可於訊框任意配置。
(實施形態A1)
於本實施形態，詳細說明關於如非專利文獻12~非專利文獻15所示，利用QC(Quasi Cyclic：類迴圈)LDPC(Low-Density Parity-Check：低密度奇偶校驗)碼(非QC-LDPC碼之LDPC碼亦可)、LDPC碼與BCH碼(Bose-Chaudhuri-Hochquenghem)之連接碼等區塊碼、渦輪碼等區塊碼時之尤其是利用實施形態16至實施形態26、實施形態C1所述之規則地變更相位之方法。在此，作為一例而舉例說明發送s1、s2兩個串流的情況。其中，利用區塊碼進行編碼時，當不需要控制資訊等時，構成編碼後之區塊之位元數係與構成區塊碼之位元數(其中，如以下所記載的控制資訊等亦可包含於此之中)一致。利用區塊碼進行編碼時，若需要控制資訊等(例如CRC(cyclic redundancy check：循環冗餘校驗)、傳送參數等)時，構成編碼後之區塊之位元數有時為構成區塊碼之位元數與控制資訊等之位元數之和。
第34圖係表示利用區塊碼時之1個編碼後之區塊所必需的符元數、時槽數之變化之圖。第34圖係表示例如第4圖之發送裝置所示，發送s1、s2兩個串流，且發送裝置具有1個編碼器時之「利用區塊碼時，1個編碼後之區塊所必需的符元數、時槽數之變化之圖」。(此時，傳送方式係利用單載波傳送、如OFDM之多載波傳送之任一者均可。)如第34圖所示，構成區塊碼之1個編碼後之區塊之位元數設為6000位元。為了發送該6000位元，調變方式為QPSK時需要3000符元，16QAM時需要1500符元，64QAM時需要1000符元。
然後，於第4圖之發送裝置，為了同時發送兩個串流，調變方式為QPSK時，前述3000符元係對s1分派1500符元，對s2分派1500符元，因此為了以s1發送1500符元，並以s2發送1500符元，需要1500時槽(在此命名為「時槽」)。
同理來思考，調變方式為16QAM時，為了發送構成1個編碼後之區塊之所有位元，需要750時槽，調變方式為64QAM時，為了發送構成1個編碼後之區塊之所有位元，需要500時槽。
接著，就規則地變更相位之方法，說明關於上述所定義的時槽與相位之關係。
在此，為了規則地變更相位之方法所準備的相位變更值(或相位變更集合)設為5。總言之，為了第4圖之發送裝置之相位變更部而準備5個不同之相位變更值(實施形態1至實施形態4之「週期」)(如第6圖，僅對預編碼後之基頻訊號 z2’進行相位變更時，為了進行週期5之相位變更，準備5個相位變更值即可。又，如第26圖，對於預編碼後之基頻訊號z1’及z2’兩者進行相位變更時，1個時槽需要2個相位變更值)。該2個相位變更值稱為相位變更集合。因此，該情況下，若為了進行週期5之相位變更，則準備5個相位變更集合即可)。該5個相位變更值(或相位變更集合)表現為PHASE[0]、PHASE[1]、PHASE[2]、PHASE[3]、PHASE[4]。
調變方式為QPSK時，為了發送構成1個編碼後之區塊之位元數6000位元之上述所述之1500時槽，使用相位PHASE[0]之時槽須為300時槽，使用相位PHASE[1]之時槽須為300時槽，使用相位PHASE[2]之時槽須為300時槽，使用相位PHASE[3]之時槽須為300時槽，使用相位PHASE[4]之時槽須為300時槽。此係由於若所使用的預編碼矩陣有不均，則在資料之接收品質上，使用較多數目之預編碼矩陣的影響大。
同樣地，調變方式為16QAM時，為了發送構成1個編碼後之區塊之位元數6000位元之上述所述之750時槽，使用相位PHASE[0]之時槽須為150時槽，使用相位PHASE[1]之時槽須為150時槽，使用相位PHASE[2]之時槽須為150時槽，使用相位PHASE[3]之時槽須為150時槽，使用相位PHASE[4]之時槽須為150時槽。
同樣地，調變方式為64QAM時，為了發送構成1個編碼後之區塊之位元數6000位元之上述所述之500時槽，使用相位PHASE[0]之時槽須為100時槽，使用相位PHASE[1]之時 槽須為100時槽，使用相位PHASE[2]之時槽須為100時槽，使用相位PHASE[3]之時槽須為100時槽，使用相位PHASE[4]之時槽須為100時槽。
如以上，於規則地變更相位之方法，所準備的相位變更值(或相位變更集合)設為N個(N個不同之相位表現為PHASE[0]、PHASE[1]、PHASE[2]、...、PHASE[N-2]、PHASE[N-1])時，發送所有構成1個編碼後之區塊之位元時，使用相位PHASE[0]之時槽數設為K0，使用相位PHASE[1]之時槽數設為K1，使用相位PHASE[i]之時槽數設為Ki(i=0、1、2、...、N-1(i為0以上、N-1以下之整數))，使用相位PHASE[N-1]之時槽數設為KN-1時，如下即可：
<條件#A01>
K0=K1=...=Ki=...=KN-1，亦即Ka=Kb(for a、b，其中，a、b=0、1、2、...、N-1(a為0以上、N-1以下之整數，b為0以上、N-1以下之整數)，a≠b)
然後，通訊系統支援複數種調變方式，從所支援的調變方式選擇使用時，於所支援的調變方式，<條件#A01>成立即可。
然而，支援複數種調變方式時，依各調變方式不同，1符元可發送之位元數一般會不同(視情況而言，亦可能為同一位元數)，視情況而言，有時存在無法符合<條件#A01>之調變方式。該情況下，符合以下條件來取代<條件#A01>即可。
<條件#A02>
Ka與Kb之差為0或1，亦即|Ka-Kb|為0或1
(for a、b，其中，a、b=0、1、2、...、N-1(a為0以上、N-1以下之整數，b為0以上、N-1以下之整數)，a≠b)
第35圖係表示利用區塊碼時之2個編碼後之區塊所必需的符元數、時槽數之變化之圖。第35圖係表示例如第3圖之發送裝置及第12圖之發送裝置所示，發送s1、s2兩個串流，且發送裝置具有2個編碼器時之「利用區塊碼時，1個編碼後之區塊所必需的符元數、時槽數之變化之圖」。(此時，傳送方式係利用單載波傳送、如OFDM之多載波傳送之任一者均可。)
如第35圖所示，構成區塊碼之1個編碼後之區塊之位元數設為6000位元。為了發送該6000位元，調變方式為QPSK時需要3000符元，16QAM時需要1500符元，64QAM時需要1000符元。
然後，於第3圖之發送裝置及第12圖之發送裝置，由於同時發送兩個串流，或存在2個編碼器，因此於兩個串流傳送不同的碼區塊。因此，調變方式為QPSK時，藉由s1、s2，2個編碼區塊於同一區間內發送，因此例如藉由s1發送第1編碼後之區塊，藉由s2發送第2編碼後之區塊，因此為了發送第1、第2編碼後之區塊而需要3000時槽。
同理來思考，調變方式為16QAM時，為了發送構成2個編碼後之區塊之所有位元，需要1500時槽，調變方式為64QAM時，為了發送構成2個編碼後之區塊之所有位元，需要1000時槽。
接著，就規則地切換預編碼矩陣之方法，說明關於上述所定義的時槽與預編碼矩陣之關係。
在此，為了規則地變更相位之方法所準備的相位變更值(或相位變更集合)設為5。總言之，為了第3圖及第12圖之發送裝置之相位變更部而準備5個相位變更值(或相位變更集合)(實施形態1至實施形態4之「週期」)(如第6圖，僅對預編碼後之基頻訊號z2’進行相位變更時，為了進行週期5之相位變更，準備5個相位變更值即可。又，如第26圖，對於預編碼後之基頻訊號z1’及z2’兩者進行相位變更時，1個時槽需要2個相位變更值。該2個相位變更值稱為相位變更集合。因此，該情況下，為了進行週期5之相位變更，準備5個相位變更集合即可)。該5個相位變更值(或相位變更集合)表現為PHASE[0]、PHASE[1]、PHASE[2]、PHASE[3]、PHASE[4]。
調變方式為QPSK時，為了發送構成2個編碼後之區塊之位元數6000×2位元之上述所述之3000時槽，使用相位PHASE[0]之時槽須為600時槽，使用相位PHASE[1]之時槽須為600時槽，使用相位PHASE[2]之時槽須為600時槽，使用相位PHASE[3]之時槽須為600時槽，使用相位PHASE[4]之時槽須為600時槽。此係由於若所使用的預編碼矩陣有不均，則使用較多數目之相位影響大，於接收裝置，資料接收品質取決於該影響。
又，為了發送第1編碼區塊，使用相位PHASE[0]之時槽須為600次，使用相位PHASE[1]之時槽須為600次，使用 相位PHASE[2]之時槽須為600次，使用相位PHASE[3]之時槽須為600次，使用相位PHASE[4]之時槽須為600次，又，為了發送第2編碼區塊，使用相位PHASE[0]之時槽須為600次，使用相位PHASE[1]之時槽為600次，使用相位PHASE[2]之時槽為600次，使用相位PHASE[3]之時槽為600次，使用相位PHASE[4]之時槽為600次即可。
同樣地，調變方式為16QAM時，為了發送構成2個編碼後之區塊之位元數6000×2位元之上述所述之1500時槽，使用相位PHASE[0]之時槽須為300時槽，使用相位PHASE[1]之時槽須為300時槽，使用相位PHASE[2]之時槽須為300時槽，使用相位PHASE[3]之時槽須為300時槽，使用相位PHASE[4]之時槽須為300時槽。
又，為了發送第1編碼區塊，使用相位PHASE[0]之時槽須為600次，使用相位PHASE[1]之時槽須為300次，使用相位PHASE[2]之時槽須為300次，使用相位PHASE[3]之時槽須為300次，使用相位PHASE[4]之時槽須為300次，又，為了發送第2編碼區塊，使用相位PHASE[0]之時槽須為300次，使用相位PHASE[1]之時槽為300次，使用相位PHASE[2]之時槽為300次，使用相位PHASE[3]之時槽為300次，使用相位PHASE[4]之時槽為300次即可。
同樣地，調變方式為64QAM時，為了發送構成2個編碼後之區塊之位元數6000×2位元之上述所述之1000時槽，使用相位PHASE[0]之時槽須為200時槽，使用相位PHASE[1]之時槽須為200時槽，使用相位PHASE[2]之時槽須為200時 槽，使用相位PHASE[3]之時槽須為200時槽，使用相位PHASE[4]之時槽須為200時槽。
又，為了發送第1編碼區塊，使用相位PHASE[0]之時槽須為200次，使用相位PHASE[1]之時槽須為200次，使用相位PHASE[2]之時槽須為200次，使用相位PHASE[3]之時槽須為200次，使用相位PHASE[4]之時槽須為200次，又，為了發送第2編碼區塊，使用相位PHASE[0]之時槽須為200次，使用相位PHASE[1]之時槽為200次，使用相位PHASE[2]之時槽為200次，使用相位PHASE[3]之時槽為200次，使用相位PHASE[4]之時槽為200次即可。
如以上，於規則地變更相位之方法，所準備的相位變更值(或相位變更集合)設為N個(N個不同之相位表現為PHASE[0]、PHASE[1]、PHASE[2]、...、PHASE[N-2]、PHASE[N-1])時，發送所有構成2個編碼後之區塊之位元時，使用相位PHASE[0]之時槽數設為K0，使用相位PHASE[1]之時槽數設為K1，使用相位PHASE[i]之時槽數設為Ki(i=0、1、2、...、N-1(i為0以上、N-1以下之整數))，使用相位PHASE[N-1]之時槽數設為KN-1時，如下即可：
<條件#A03>
K0=K1=...=Ki=...=KN-1，亦即Ka=Kb(for a、b，其中，a、b=0、1、2、...、N-1(a為0以上、N-1以下之整數，b為0以上、N-1以下之整數)，a≠b)
發送所有構成第1編碼後之區塊之位元時，使用相位PHASE[0]之次數設為K0,1，使用相位PHASE[1]之次數設為 K1,1，使用相位PHASE[i]之次數設為Ki,1(i=0、1、2、...、N-1(i為0以上、N-1以下之整數))，使用相位PHASE[N-1]之次數設為KN-1,1時，則如下：
<條件#A04>
K0,1=K1,1=...=Ki,1=...=KN-1,1，亦即Ka,1=Kb,1(for a、b，其中，a、b=0、1、2、...、N-1(a為0以上、N-1以下之整數，b為0以上、N-1以下之整數)，a≠b)
發送所有構成第2編碼後之區塊之位元時，使用相位PHASE[0]之次數設為K0,2，使用相位PHASE[1]之次數設為K1,2，使用相位PHASE[i]之次數設為Ki,2(i=0、1、2、...、N-1(i為0以上、N-1以下之整數))，使用相位PHASE[N-1]之次數設為KN-1,2時，則如下即可：
<條件#A05>
K0,2=K1,2=...=Ki,2=...=KN-1,2，亦即Ka,2=Kb,2(for a、b，其中，a、b=0、1、2、...、N-1(a為0以上、N-1以下之整數，b為0以上、N-1以下之整數)，a≠b)
然後，通訊系統支援複數種調變方式，從所支援的調變方式選擇使用時，於所支援的調變方式，<條件#A03>、<條件#A04>、<條件#A05>成立即可。
然而，支援複數種調變方式時，依各調變方式不同，1符元可發送之位元數一般會不同(視情況而言，亦可能為同一位元數)，視情況而言，有時存在無法符合<條件#A03>、<條件#A04>、<條件#A05>之調變方式。該情況下，符合以下條件來取代<條件#A03>、<條件#A04>、<條件#A05>即可。
<條件#A06>
Ka與Kb之差為0或1，亦即|Ka-Kb|為0或1
(for a、b，其中，a、b=0、1、2、...、N-1(a為0以上、N-1以下之整數，b為0以上、N-1以下之整數)，a≠b)
<條件#A07>
Ka,1與Kb,1之差為0或1，亦即|Ka,1-Kb,1|為0或1
(for a、b，其中，a、b=0、1、2、...、N-1(a為0以上、N-1以下之整數，b為0以上、N-1以下之整數)，a≠b)
<條件#A08>
Ka,2與Kb,2之差為0或1，亦即|Ka,2-Kb,2|為0或1
(for a、b，其中，a、b=0、1、2、...、N-1(a為0以上、N-1以下之整數，b為0以上、N-1以下之整數)，a≠b)
如以上，藉由進行編碼後之區塊與預編碼矩陣之關係建立，於為了傳送編碼區塊而使用之相位，不均會消失，因此於接收裝置，可獲得資料接收品質提升的效果。
於本實施形態，在規則地變更相位之方法中，週期N之相位變更方法需要N個相位變更值(或相位變更集合)。此時，作為N個相位變更值(或相位變更集合)而準備PHASE[0]、PHASE[1]、PHASE[2]、...、PHASE[N-2]、PHASE[N-1]，但亦有於頻率軸方向，排列為PHASE[0]、PHASE[1]、PHASE[2]、...、PHASE[N-2]、PHASE[N-1]之順序的方法，但未必限於此，N個相位變更值(或相位變更集合)PHASE[0]、PHASE[1]、PHASE[2]、...、PHASE[N-2]、PHASE[N-1]，可與實施形態1同樣藉由對於 時間軸、頻率-時間軸之區塊配置符元來變更相位。再者，雖說明週期N之相位變更方法，但隨機利用N個相位變更值(或相位變更集合)，亦可獲得同樣效果，總言之，未必須以具有規則週期的方式來利用N個相位變更值(或相位變更集合)，但符合上面所說明的條件係對於在接收裝置，獲得高資料接收品質方面甚為重要。
又，存在有空間多工MIMO傳送方式、預編碼矩陣固定之MIMO傳送方式、時空區塊編碼方式、僅發送1串流之模式、規則地變更相位之方法(實施形態1至實施形態4所說明的發送方法)之模式，發送裝置(播送台、基地台)可從該等模式選擇某一發送方法亦可。
再者，空間多工MIMO傳送方式係如非專利文獻3所示，從各不相同之天線，發送以選擇之調變方式映射之訊號s1、s2之方法；預編碼矩陣固定之MIMO傳送方式係於實施形態1至實施形態4，僅進行預編碼(不進行相位變更)之方式。又，時空區塊編碼方式係非專利文獻9、16、17所示之傳送方式。僅發送1串流之模式係將以選擇之調變方式映射之訊號s1之訊號進行預定處理，並從天線發送之方法。
又，利用如OFDM之多載波傳送方式，以諸如由複數個載波所構成的第1載波群、由複數個載波所構成不同於第1載波群之第2載波群、以此類推之複數個載波群來實現多載波傳送，就各載波群，設定空間多工MIMO傳送方式、預編碼矩陣固定之MIMO傳送方式、時空區塊編碼方式、僅發送1串流之模式、規則地變更相位之方法中之某一方法亦 可，尤其於選擇規則地變更相位之方法之(子)載波群，實施本實施形態即可。
再者，對於一方之預編碼後之基頻訊號進行相位變更時，例如PHASE[i]之相位變更值設為「X弧度」時，於第3圖、第4圖、第6圖、第12圖、第25圖、第29圖、第51圖、第53圖之相位變更部，對預編碼後之基頻訊號z2’乘算ejX。然後，對於兩者之預編碼後之基頻訊號進行相位變更時，例如PHASE[i]之相位變更值設為「X弧度」及「Y弧度」時，於第26圖、第27圖、第28圖、第52圖、第54圖之相位變更部，對預編碼後之基頻訊號z2’乘算ejX，對預編碼後之基頻訊號z1’乘算ejY。
(實施形態B1)
以下說明上述各實施形態所示之發送方法及接收方法之應用例、及利用其之系統之構成例。
第36圖係表示包含執行上述實施形態所示之發送方法及接收方法之裝置之系統之構成例之圖。上述各實施形態所示之發送方法及接收方法係於數位播送用系統3600實施，而前述數位播送用系統3600包含：第36圖所示之播送台、電視(television)3611、DVD錄放影機3612、STB(Set Top Box：機上盒)3613、電腦3620、車用電視3641及行動電話3630等各種接收機。具體而言，播送台3601係利用上述各實施形態所示之發送方法，將影像資料或聲音資料等已受到多工之多工資料發送至預定傳送帶區。
從播送台3601發送之訊號係由內建於各接收機、或與 設置於外部之該當接收機之天線(例如天線3660、3640)接收。各接收機係利用上述各實施形態所示之接收方法，解調天線所接收的訊號，取得多工資料。藉此，數位播送用系統3600可獲得上述各實施形態所說明的本申請發明之效果。
在此，多工資料所含之影像資料係利用例如依循MPEG(Moving Picture Experts Group：動畫專家群組)2、MPEG4-AVC(Advanced Video Coding：進階視訊編碼)、VC-1等規格之動畫編碼方法而編碼。又，多工資料所含之聲音資料係以例如杜比AC(Audio Coding：音訊編碼)-3、Dolby Digital Plus、MLP(Meridian Lossless Packing：無失真壓縮)、DTS(Digital Theater Systems：數位劇院系統)、DTS-HD、線性PCM(Pluse Coding Modulation：脈衝編碼調變)等聲音編碼方法而編碼。
第37圖係表示實施上述實施形態所說明的接收方法之接收機3700之構成之一例。如第37圖所示，作為接收機3700之一構成之一例，可考慮以1個LSI(或晶片組)構成模型部分，以另1個LSI(或晶片組)構成編解碼器部分。第37圖所示之接收機3700係相當於第36圖所示之電視(television)3611、DVD錄放影機3612、STB(Set Top Box：機上盒)3613、電腦3620、車用電視3641及行動電話3630等所具備的構成。接收機3700具備：調諧器3701，係將天線3760所接收的高頻訊號轉換成基頻訊號者；解調部3702，係解調經頻率轉換之基頻訊號，取得多工資料者。上述各實施形態所示之接收方法係於解調部3702實施，藉此可獲得上述各實 施形態所說明的本申請發明之效果。
又，接收機3700具有：串流輸出入部3720，係從解調部3702所獲得的多工資料，分離出影像資料與聲音資料者；訊號處理部3704，係利用對應於經分離之影像資料之動態圖像解碼方法，將影像資料解碼為影像訊號，利用對應於經分離之聲音資料之聲音解碼方法，將聲音資料解碼為聲音訊號者；揚聲器等聲音輸出部3706，係輸出經解碼之聲音訊號者；顯示器等影像顯示部3707，係顯示經解碼之影像訊號者。
例如使用者係利用遙控器(遠程遙控器)3750，對操作輸入部3710發送所選台的頻道(所選台的(電視)節目、所選台的聲音播送)之資訊。如此一來，接收機3700係於天線3760接收之接收訊號，進行將相當於所選台頻道之訊號予以解碼、錯誤更正解碼等處理，獲得接收資料。此時，接收機3700係藉由獲得包含相當於所選台頻道之訊號所含之傳送方法(上述實施形態所述之傳送方法、調變方式、錯誤更正方式等)(關於此係如第5圖、第41圖所記載)之資訊之控制符元之資訊，可正確設定接收動作、解調方法、錯誤更正解碼等方法，可獲得包含於播送台(基地台)所發送的資料符元之資料。於上述，使用者係藉由遙控器3750來說明頻道選台之例，但利用接收機3700所搭載的選台鍵來將頻道選台，其動作亦與上述相同。
藉由上述構成，使用者可視聽接收機3700藉由上述各實施形態所示之接收方法所接收的節目。
又，本實施形態之接收機3700具備記錄部(驅動機)3708，係於磁性碟片、光碟片、非揮發性之半導體記憶體等記錄媒體，記錄加工由解調部3702所解調、進行錯誤更正之解碼而獲得之多工資料(視情況，對於由解調部3702解調所獲得資料，有時不進行錯誤更正解碼。又，接收機3700係於錯誤更正解碼後，有時被施以其他訊號處理。於下文，關於進行同樣表現的部分，此點亦同。)所含之資料，或相當於該資料之資料(例如藉由壓縮資料所獲得的資料)、或動畫、聲音所獲得的資料。在此，光碟片係指例如DVD(Digital Versatile Disc：數位多功能碟片)或BD(Blu-ray Disc：藍光碟片)等利用雷射光，進行資訊之記憶與讀出之記錄媒體。磁性碟片係例如FD(Floppy Disk：軟性碟片)(註冊商標)或硬碟(Hard Disk)等利用磁束來將磁體磁化，藉此記錄資訊之記錄媒體。非揮發性之半導體記憶體係例如快閃記憶體或強介電體記憶體(Ferroelectric Random Access Memory)等藉由半導體元件所構成的記錄媒體，可舉出例如使用快閃記憶體之SD卡或Flash SSD(Solid State Drive：固態硬碟)等。再者，在此所舉出的記錄媒體種類僅為其一例，當然亦可利用上述記錄媒體以外之記錄媒體來進行記錄。
藉由上述構成，使用者可記錄並保存接收機3700藉由上述各實施形態所示之接收方法而接收之節目，於節目播送時間以後的任意時間，讀出並視聽所記錄的資料。
再者，於上述說明中，接收機3700係以記錄部3708，記錄由解調部3702解調、進行錯誤更正之解碼而獲得之多 工資料，但擷取多工資料所含之資料中之一部分資料而記錄亦可。例如於由解調部3702解調、進行錯誤更正之解碼而獲得之多工資料，包含影像資料或聲音資料以外之資料播送服務之內容等時，記錄部3708係僅記錄由解調部3702解調、進行錯誤更正之解碼而獲得之多工資料所含之影像資料及聲音資料中之某一方經多工之新的多工資料亦可。然後，記錄部3708亦可記錄上面所述之多工資料所含之資料播送服務之內容。
進而言之，於電視、記錄裝置(例如DVD錄放影機、藍光錄放影機、HDD錄放影機、SD卡等)、行動電話，搭載有本發明所說明的接收機3700時，於由解調部3702解調、進行錯誤更正之解碼而獲得之多工資料，包含用以修正令電視或記錄裝置動作而使用之軟體之缺陷(程式錯誤)之資料、用以修正防止資料或個人資訊或記錄資料外流之軟體之缺陷(程式錯誤)之資料的情況下，藉由安裝該等資料來修正電視或記錄裝置之軟體缺陷亦可。然後，於資料包含用以修正接收機3700之軟體缺陷(程式錯誤)之資料時，亦可藉由該資料來修正接收機3700之缺陷。藉此，可令搭載接收機3700之電視、記錄裝置、行動電話更穩定地動作。
在此，從由解調部3702解調、進行錯誤更正之解碼而獲得之多工資料所含之複數種資料，擷取一部分資料並予以多工之處理，係於例如串流輸出入部3703進行。具體而言，串流輸出入部3703係依據來自未圖示之CPU等控制部之指示，將解調部3702所解調的多工資料，分離成影像資 料、聲音資料、資料播送服務之內容等複數種資料，從分離後之資料，僅擷取指定資料並予以多工，生成新的多工資料。再者，關於從分離後之資料擷取何種資料，則由例如使用者來決定，或依記錄媒體之各種類而預先決定均可。
藉由上述構成，接收機3700可僅擷取視聽所記錄節目時所需之資料而記錄，因此可刪減記錄資料之資料尺寸。
又，於上述說明中，記錄部3708係記錄由解調部3702解調、進行錯誤更正之解碼而獲得之多工資料，但亦可將由解調部3702解調、進行錯誤更正之解碼而獲得之多工資料所含之影像資料，轉換成採用與該影像資料被施以之動態圖像編碼方法不同之動態圖像編碼方法所編碼的影像資料，以使得資料尺寸或位元率低於該影像資料，並記錄轉換後之影像資料經多工之新的多工資料。此時，施行於原本之影像資料之動態圖像編碼方法與施行於轉換後之影像資料之動態圖像編碼方法，係依循互異規格，或依循相同規格，僅有編碼時所使用的參數不同均可。同樣地，記錄部3708亦可將由解調部3702解調、進行錯誤更正之解碼而獲得之多工資料所含之聲音資料，轉換成採用與該聲音資料被施以之聲音編碼方法不同之聲音編碼方法所編碼的聲音資料，以使得資料尺寸或位元率低於該聲音資料，並記錄轉換後之聲音資料經多工之新的多工資料。
在此，將由解調部3702解調、進行錯誤更正之解碼而獲得之多工資料所含之影像資料或聲音資料，轉換為資料尺寸或位元率不同之影像資料或聲音資料之處理，係以串 流輸出入部3703及訊號處理部3704進行。具體而言，串流輸出入部3703係依據來自CPU等控制部之指示，將由解調部3702解調、進行錯誤更正之解碼而獲得之多工資料，分離成影像資料、聲音資料、資料播送服務之內容等複數種資料。訊號處理部3704係依據來自控制部之指示進行如下處理：將分離後之影像資料，轉換為採用與該影像資料被施以之動態圖像編碼方法不同之動態圖像編碼方法所編碼的影像資料之處理；及將分離後之聲音資料，轉換為採用與該聲音資料被施以之聲音編碼方法不同之聲音編碼方法所編碼的影像資料之處理。串流輸出入部3703係依據來自控制部之指示，將轉換後之影像資料與轉換後之聲音資料予以多工，生成新的多工資料。再者，訊號處理部3704係因應來自控制部之指示，僅對於影像資料及聲音資料中之某一方，進行轉換處理，或對於雙方進行轉換處理均可。又，轉換後之影像資料及聲音資料之資料尺寸或位元率係由使用者決定，或依記錄媒體之各種類而預先決定均可。
藉由上述構成，接收機3700可配合可記錄於記錄媒體之資料尺寸或記錄部3708進行資料之記錄或讀出之速度，變更影像資料或聲音資料之資料尺寸或位元率而記錄。藉此，即便在可記錄於記錄媒體之資料尺寸，小於由解調部3702解調、進行錯誤更正之解碼而獲得之多工資料之資料尺寸小時，或記錄部進行資料之記錄或讀出之速度，低於由解調部3702解調、進行錯誤更正之解碼而獲得之多工資料之位元率時，記錄部仍可記錄節目，因此使用者可於節 目播送時間以後的任意時間，讀出並視聽所記錄的資料。
又，接收機3700具備串流輸出IF(Interface：介面)3709，係對於由解調部3702所解調的多工資料，經由通訊媒體3730而發送者。作為串流輸出IF3709之一例，可舉出經由無線媒體(相當於通訊媒體3730)而對外部機器，發送依循Wi-Fi(註冊商標)(IEEE802.11a、IEEE802.11b、IEEE802.11g、IEEE802.11n等)、WiGiG、WirelessHD、Bluetooth、Zigbee等無線通訊規格之無線通訊方法而調變之多工資料之無線通訊裝置。又，串流輸出IF3709亦可為經由連接於該串流輸出IF3709之有線傳送路(相當於通訊媒體3730)而對外部機器，發送利用依循網際網路(註冊商標)或USB(Universal Serial Bus：通用序列匯流排)、PLC(Power Line Communication：電力線通訊)、HDMI(High-Definition Multimedia Interface：高解析多媒體介面)等有線通訊規格之通訊方法而調變之多工資料之無線通訊裝置。
藉由上述構成，使用者可於外部機器，利用接收機3700藉由上述各實施形態所示之接收方法接收之多工資料。在此所謂多工資料之利用包含：使用者利用外部機器即時視聽多工資料、或以外部機器所具備的記錄部來記錄多工資料、從外部機器進一步對於別的外部機器發送多工資料等。
再者，於上述說明，接收機3700係由串流輸出IF3709，輸出由解調部3702解調、進行錯誤更正之解碼而獲得之多工資料，但擷取多工資料所含資料中之一部分資料而輸出 亦可。例如於由解調部3702解調、進行錯誤更正之解碼而獲得之多工資料，包含包含影像資料或聲音資料以外之資料播送服務之內容等時，串流輸出IF3709係從解調部3702解調、進行錯誤更正之解碼而獲得之多工資料，擷取所含之影像資料及聲音資料，輸出經多工之新的多工資料。又，串流輸出IF3709亦可輸出由解調部3702解調、進行錯誤更正之解碼而獲得之多工資料所含之影像資料及聲音資料中之僅某一方經多工之新的多工資料。
在此，從由解調部3702解調、進行錯誤更正之解碼而獲得之多工資料所含之複數種資料，擷取一部分資料並予以多工之處理，係於例如串流輸出入部3703進行。具體而言，串流輸出入部3703係依據來自未圖示之CPU(Central Processing Unit：中央處理單元)等控制部之指示，將解調部3702所解調的多工資料，分離成影像資料、聲音資料、資料播送服務之內容等複數種資料，從分離後之資料，僅擷取指定資料並予以多工，生成新的多工資料。再者，關於從分離後之資料擷取何種資料，則由例如使用者來決定，或依串流輸出IF3709之各種類而預先決定均可。
藉由上述構成，接收機3700可僅擷取外部機器所需之資料而輸出，因此可刪減由於輸出多工資料所消耗的通訊帶區。
又，於上述說明中，串流輸出IF3709係記錄由解調部3702解調、進行錯誤更正之解碼而獲得之多工資料，但亦可將由解調部3702解調、進行錯誤更正之解碼而獲得之多 工資料所含之影像資料，轉換成採用與該影像資料被施以之動態圖像編碼方法不同之動態圖像編碼方法所編碼的影像資料，以使得資料尺寸或位元率低於該影像資料，並輸出轉換後之影像資料經多工之新的多工資料。此時，施行於原本之影像資料之動態圖像編碼方法與施行於轉換後之影像資料之動態圖像編碼方法，係依循互異規格，或依循相同規格，僅有編碼時所使用的參數不同均可。同樣地，串流輸出IF3709亦可將由解調部3702解調、進行錯誤更正之解碼而獲得之多工資料所含之聲音資料，轉換成採用與該聲音資料被施以之聲音編碼方法不同之聲音編碼方法所編碼的聲音資料，以使得資料尺寸或位元率低於該聲音資料，並輸出轉換後之聲音資料經多工之新的多工資料。
在此，將由解調部3702解調、進行錯誤更正之解碼而獲得之多工資料所含之影像資料或聲音資料，轉換為資料尺寸或位元率不同之影像資料或聲音資料之處理，係以串流輸出入部3703及訊號處理部3704進行。具體而言，串流輸出入部3703係依據來自控制部之指示，將由解調部3702解調、進行錯誤更正之解碼而獲得之多工資料，分離成影像資料、聲音資料、資料播送服務之內容等複數種資料。訊號處理部3704係依據來自控制部之指示進行如下處理：將分離後之影像資料，轉換為採用與該影像資料被施以之動態圖像編碼方法不同之動態圖像編碼方法所編碼的影像資料之處理；及將分離後之聲音資料，轉換為採用與該聲音資料被施以之聲音編碼方法不同之聲音編碼方法所編碼 的影像資料之處理。串流輸出入部3703係依據來自控制部之指示，將轉換後之影像資料與轉換後之聲音資料予以多工，生成新的多工資料。再者，訊號處理部3704係因應來自控制部之指示，僅對於影像資料及聲音資料中之某一方，進行轉換處理，或對於雙方進行轉換處理均可。又，轉換後之影像資料及聲音資料之資料尺寸或位元率係由使用者決定，或依串流輸出IF3709之各種類而預先決定均可。
藉由上述構成，接收機3700可配合與外部機器之間之通訊速度，變更影像資料或聲音資料之位元率而記錄。藉此，即便在與外部機器之間之通訊速度，低於由解調部3702解調、進行錯誤更正之解碼而獲得之多工資料之位元率時，仍可從串流輸出對外部機器輸出多工資料，因此使用者可於其他通訊裝置利用新的多工資料。
又，接收機3700具備AV(Audio and Visual：音訊視覺)輸出IF(Interface：介面)3711，係將對於外部機器由訊號處理部3704所解調的影像訊號及聲音訊號，對於外部之通訊媒體輸出者。作為AV輸出IF3711之一例，可舉出經由無線媒體而對外部機器，發送依循Wi-Fi(註冊商標)(IEEE802.11a、IEEE802.11b、IEEE802.11g、IEEE802.11n等)、WiGiG、WirelessHD、Bluetooth、Zigbee等無線通訊規格之無線通訊方法而調變之影像訊號及聲音訊號之無線通訊裝置。又，串流輸出IF3709亦可為經由連接於該串流輸出IF3709之有線傳送路而對外部機器，發送利用依循網際網路或USB、PLC、HDMI等有線通訊規格之通訊方法而 調變之影像訊號及聲音訊號之無線通訊裝置。又，串流輸出IF3709亦可為連接將影像訊號及聲音訊號維持類比訊號原樣輸出之纜線之端子。
藉由上述構成，使用者可於外部機器，利用訊號處理部3704所解碼的影像訊號及聲音訊號。
進而言之，接收機3700具備操作輸入部3710，係受理使用者操作之輸入者。接收機3700係根據因應使用者之操作而輸入於操作輸入部3710之控制訊號，進行電源開啟/關閉之切換、或接收頻道之切換、字幕顯示有無或顯示語言之切換、從聲音輸出部3706輸出之音量之變更等各種動作之切換，或進行可接收頻道之設定等設定變更。
又，接收機3700亦可具備顯示表示該接收機3700在接收中之訊號的接收品質之天線位準之功能。在此，天線位準係表示接收品質之指標，其係表示訊號位準、訊號優劣之訊號；前述接收品質係根據例如接收機3700所接收的訊號之RSSI(Received Signal Strength Indication(接收訊號強度指標)、Received Signal Strength Indicator(接收訊號強度指標器))、接收電場強度、C/N(Carrier-to-noise power ratio：載波對雜訊功率比)、BER(Bit Error Rate：位元錯誤率)、封包錯誤率、訊框錯誤率、通道狀態資訊(Channel State Information)等而算出之接收品質。該情況下，解調部3702具備接收品質測定部，係測定所接收的訊號之RSSI、接收電場強度、C/N、BER、封包錯誤率、訊框錯誤率、通道狀態資訊等者；接收機3700係因應使用者之操作，以使用者 可識別之形式，於影像顯示部3707顯示天線位準(表示訊號位準、訊號良莠之訊號)。天線位準(表示訊號位準、訊號良莠之訊號)之顯示形式係顯示因應RSSI、接收電場強度、C/N、BER、封包錯誤率、訊框錯誤率、通道狀態資訊等之數值，或因應RSSI、接收電場強度、C/N、BER、封包錯誤率、訊框錯誤率、通道狀態資訊等而顯示不同圖像均可。又，接收機3700係顯示利用上述各實施形態所示之接收方法而接收並分離之複數個串流s1、s2、...逐一求出之複數個天線位準(表示訊號位準、訊號良莠之訊號)，或顯示從複數個串流s1、s2、...求出之1個天線位準(表示訊號位準、訊號良莠之訊號)均可。又，利用階層傳送方式發送構成節目之影像資料或聲音資料時，亦可依各階層來表示訊號位準(表示訊號良莠之訊號)。
藉由上述構成，使用者可就數值或視覺性地掌握利用上述各實施形態所示之接收方法接收時之天線位準(表示訊號位準、訊號良莠之訊號)。
再者，於上述說明，接收機3700係舉例說明具備聲音輸出部3706、影像顯示部3707、記錄部3708、串流輸出IF3709及AV輸出IF3711的情況，但未必須具備該等全部構成。若接收機3700具備上述構成中之至少某一者，則使用者即可利用以解調部3702解調，進行錯誤更正編碼而獲得之多工資料，因此各接收機配合其用途，任意組合上述構成而備有既可。
(多工資料)
接著，詳細說明有關多工資料之構造之一例。用於播送之資料構造一般為MPEG2-傳輸串流(TS)，在此舉例說明MPEG2-TS。然而，以上述各實施形態所示之發送方法及接收方法傳送之多工資料不限於MPEG2-TS，其他任何構成當然均可獲得上述各實施形態所說明的效果。
第38圖係表示多工資料之構成之一例。如第38圖所示，多工資料係將構成各服務現在提供之節目(programme或其一部分即事件)之要素，例如視訊串流、音訊串流、簡報圖形串流(PG)、互動圖形串流(IG)等之基本串流中之1個以上，予以多工而獲得。由多工資料所提供的節目為電影時，分別而言，視訊串流表示電影之主影像及副影像，音訊串流表示電影之主聲音部及與該主聲音混音之副聲音，簡報串流表示電影字幕。在此，主影像係表示顯示於畫面之一般影像，副影像係表示於主影像中以小畫面顯示之影像(例如表示電影提要之文件資料之影像等)。又，簡報圖形串流係表示於畫面上，藉由配置GUI元件而製作之對話畫面。
多工資料所含之各串流係藉由分派給各串流之識別符即PID來識別。分別而言，例如對利用於電影影像之視訊串流分派0×1011，對音訊串流分派0×1100至1×111F，對簡報圖形串流分派0×1200至0×121F，對互動圖形串流分派0×1400至0×141F，對利用於電影副影像之視訊串流分派0×1B00至0×1B1F，對利用於主聲音及混音之副聲音之音訊串流分派0×1A00至0×1A1F。
第39圖係模式性地表示多工資料如何受到多工之一例 之圖。首先，由複數個視訊訊框所組成的視訊串流3901、由複數個音訊訊框所組成的音訊串流3904，分別轉換為PES封包串3902及3905，並轉換為TS封包3903及3906。同樣地，簡報圖形串流3911及互動圖形3914之資料，分別轉換為PES封包串3912及3915，進而轉換為TS封包3913及3916。多工資料3917係藉由將該等(TS封包3903、3906、3913、3916)予以多工為1個串流而構成。
第40圖係進一步詳細表示視訊串流如何儲存於PES封包。第40圖之第1層係表示視訊串流之視訊串流之視訊訊框串。第2層係表示PES封包串。如第88圖之箭頭yy1、yy2、yy3、yy4所示，視訊串流之複數個視訊簡報單元，即I圖片、B圖片、P圖片係就各圖片而分割，並儲存於PES封包之承載區。各PES封包具有PES標頭，於PES標頭儲存有圖片之顯示時刻即PTS(Presentation Time-Stamp：簡報時戳)或圖片之解碼時刻即DTS(Decoding Time-Stamp：解碼時戳)。
第41圖係表示於多工資料最後寫入之TS封包之形式。TS封包係188位元組固定長之封包，由儲存識別串流之PID等資訊之4位元組之TS標頭及資料之184位元組之TS承載區所構成；上述PES封包受到分割並儲存於TS承載區。BD-ROM的情況下，對TS封包賦予4位元組之TP_Extra_Header(TP額外標頭)，構成192位元組之來源封包而寫入於多工資料。於TP額外標頭記載有ATS(Arrival_Time_Stamp：到達時戳)等資訊。ATS係表示該TS封包之解碼器對PID濾波器之傳輸開始時刻。於多工資料， 如第41圖下層所示排有來源封包，從多工資料開頭遞增之號碼稱為SPN(來源封包號碼)。
又，於多工資料所含之TS封包除了視訊串流、音訊串流、簡報圖形串流等各串流以外，還包括PAT(Program Association Table：節目關連表)、PMT(Program Map Table：節目對應表)、PCR(Program Clock Reference：節目時鐘參考)等。PAT係表示多工資料中所利用的PMT之PID為何，PAT本身之PID登錄為0。PMT具有多工資料中所含之影像‧聲音‧字幕等各串流之PID、及對應於各PID之串流之屬性資訊(訊框率、縱橫比等)，且具有關於多工資料之各種描述符。於描述符包括指示許可‧不許可多工資料之複製之複製控制資訊等。PCR係為了取得ATS之時間軸即ATC(Arrival Time Clock：到達時間時鐘)與PTS‧DTS之時間軸即STC(System Time Clock：系統時間時鐘)之同步，具有與其PCR封包傳輸至解碼器之ATS相對應之STC時間之資訊。
第42圖係詳細說明PMT之資料構造之圖。於PMT之開頭，配置記有該PMT所含之資料長度等PMT標頭。於其後配置複數個關於多工資料之描述符。上述複製控制資訊等係記載作描述符。於描述符之後，配置複數個關於多工資料所含之各串流之串流資訊。串流資訊係由記載有為了識別串流之壓縮代碼等之串流類型、串流之PID、串流之屬性資訊(訊框率、縱橫比等)之串流描述符所構成。串流描述符僅以存在於多工資料之串流數而存在。
記錄於記錄媒體等時，上述多工資料係與多工資料資訊檔一同記錄。
第43圖係表示該多工資料資訊檔之構成之圖。多工資料資訊檔係如第43圖所示為多工資料之管理資訊，與多工資料1對1地對應，由多工資料資訊、串流屬性資訊及分錄圖所構成。
如第43圖所示，多工資料資訊係由系統率、再生開始時刻、再生結束時刻所構成。系統率係表示多工資料對後述之系統目標解碼器之PID濾波器之最大傳輸率。多工資料中所含之ATS之間隔設定為系統率以下。再生開始時刻為多工資料開頭之視訊訊框之PTS，設定再生結束時刻為多工資料尾端之視訊訊框之PTS，加上1訊框份之再生間隔。
第44圖係表示多工資料檔資訊所含之串流屬性資訊之構成之圖。如第44圖所示，串流屬性資訊係就各PID，登錄關於多工資料所含之各串流之屬性資訊。屬性資訊係依各視訊串流、音訊串流、簡報圖形串流、互動圖形串流而具有不同資訊。視訊串流屬性資訊具有該視訊串流以何種壓縮代碼壓縮、構成視訊串流之各個圖片資料之解像度多高、縱橫比多少、訊框比多少等資訊。音訊串流屬性資訊具有該音訊串流以何種壓縮代碼壓縮、該音訊串流所含之通道數、對應何種語言、取樣頻率多少等資訊。該等資訊係利用於播放器再生前之解碼器之初始化等。
於本實施形態，利用上述多工資料中包含於PMT之串流類型。又，於記錄媒體記錄有多工資料時，利用多工資 料資訊所含之視訊串流屬性資訊。具體而言，於上述各實施形態所示之動態圖像編碼方法或裝置，設置對於PMT所含之串流類型、或視訊串流屬性資訊，設定表示藉由上述各實施形態所示之動態圖像編碼方法或裝置所生成的影像資料之固有資訊之步驟或機構。藉由該構成，可識別藉由上述各實施形態所示之動態圖像編碼方法或裝置所生成的影像資料、與依循其他規格之影像資料。
第45圖係表示包含接收裝置4504之影像聲音輸出裝置4500之構成之一例；前述接收裝置4504係接收從播送台(基地台)發送之影像及聲音之資料、或包含資料播送用之資料之調變訊號。再者，接收裝置4504之構成相當於第37圖之接收裝置3700。於影像聲音輸出裝置4500搭載有例如OS(Operating System：作業系統)，又，搭載有用以連接於網際網路之通訊裝置4506(例如無線LAN(Local Area Network：區域網路)或Ethernet用之通訊裝置)。藉此，於顯示影像部分4501，可同時顯示影像及聲音之資料、或資料播送用之資料之影像4502、及網際網路上提供之超文件(World Wide Web(全球資訊網：WWW))4503。然後，藉由操作遙控器(行動電話或鍵盤亦可)4507，選擇資料播送用之資料之影像4502、網際網路上提供之超文件4503之某一者而變更動作。例如選擇網際網路上提供之超文件4503時，藉由操作遙控器，變更所顯示的WWW之網站。又，選擇影像及聲音之資料、或資料播送用之資料之影像4502時，藉由遙控器4507發送所選台的頻道(所選台的(電視)節目、所 選台的聲音播送)之資訊。如此一來，IF4505取得由遙控器發送之資訊，接收裝置4504係將與所選台的頻道相當之訊號進行解調、錯誤更正編碼等處理，獲得接收資料。此時，接收裝置4504係藉由獲得包含與所選台頻道相當之訊號所含的傳送方法(關於此係如第5圖、第41圖所記載)之資訊之控制符元之資訊，正確設定接收動作、解調方法、錯誤更正解碼等方法，可獲得由播送台(基地台)發送之資料符元所含之資料。於上述，說明使用者藉由遙控器4507，進行頻道選台之例，但利用影像聲音輸出裝置4500所搭載的選台鍵進行頻道選台，亦與上述為相同動作。
又，利用網際網路操作影像聲音輸出裝置4500亦可。例如從其他連接網際網路之終端裝置，對於影像聲音輸出裝置4500進行錄影(記憶)之預約。(因此，影像聲音輸出裝置4500係如第37圖具有記錄部3708。)然後，於錄影開始前進行頻道選台，接收裝置4504係將所選台的頻道相當之訊號進行解調、錯誤更正編碼等處理，獲得接收資料。此時，接收裝置4504係藉由獲得包含與所選台頻道相當之訊號所含的傳送方法(上述實施形態所述之傳送方式、調變方式、錯誤更正方式等)(關於此係如第5圖所記載)之資訊之控制符元之資訊，正確設定接收動作、解調方法、錯誤更正解碼等方法，可獲得由播送台(基地台)發送之資料符元所含之資料。
(其他補充)
於本說明書中，具備發送裝置者可考慮例如播送台、 基地台、存取點、終端裝置、行動電話(mobile phone)等通訊‧播送機器，此時，具備接收裝置者可考慮例如電視、收音機、終端裝置、個人電腦、行動電話、存取點、基地台等通訊機器。又，本發明之發送裝置、接收裝置係具有通訊功能之機器，該機器亦可考慮諸如可經由某種介面(例如USB)，連接於電視、收音機、個人電腦、行動電話等用以執行應用之裝置的形態。
又，於本實施形態，資料符元以外之符元，例如前導符元(亦可將前導符元稱為前文、單一字元、後置、參考符元、分散前導等)、控制資訊用符元等可於訊框任意配置。然後，在此雖稱為前導符元、控制資訊用符元，但採取任何標呼方式均可，功能本身才是重點。
前導符元若為例如於收發機中已利用PSK調變予以調變之已知符元(例如接收機取得同步，藉此接收機可得知發送機所發送的符元亦可)即可，接收機利用該符元，進行頻率同步、時間同步、(各調變訊號之)通道推定(CSI(Channel State Information：通道狀態資訊)之推定)、訊號檢測等。
又，控制資訊用符元係為了實現(應用等)資料以外之通訊，用以傳送須對通訊對象傳送之資訊(例如用於通訊之調變方式‧錯誤更正編碼方式、錯誤更正編碼方式之編碼率、高位層之設定資訊等)之符元。
再者，本發明不限定於所有實施形態，可予以多方變更而實施。例如於上述實施形態，說明有關作為通訊裝置而進行的情況，但不限於此，作為軟體而進行該通訊方法 亦可。
又，於上述說明有關從2個天線發送2個調變訊號之方法之預編碼切換方法，但不限於此，亦可同樣地實施如下之預編碼切換方法：在對於4個映射後之訊號進行預編碼以及相位變更，生成4個調變訊號，從4個天線發送之方法，亦即在對於N個映射後之訊號進行預編碼，生成N個調變訊號，從N個天線發送之方法中，作為規則地變更相位之相位變更方法亦可同樣地實施。
又，於本發明說明所示之系統例，揭示從2個天線發送2個調變訊號，以2個天線分別接收之MIMO方式之通訊系統，但本發明當然亦可適用於MISO(Multiple Input Single Output：多輸入單輸出)方式之通訊系統。MISO方式的情況下，接收裝置係採取第7圖所示構成中未有天線701_Y、無線部703_Y、調變訊號z1之通道變動推定部707_1、調變訊號z2之通道變動推定部707_2之構成，但該情況下，藉由執行上述實施形態1所示之處理，仍可分別推定r1、r2。再者，於同一頻帶、同一時間發送之複數個訊號，能夠以1個天線接收、解碼，此為習知事項，於本說明書，用以復原在訊號處理部之發送側所變更的相位之處理，係追加於習知技術之處理。
又，於本發明說明所示之系統例，揭示從2個天線發送2個調變訊號，以2個天線分別接收之MIMO方式之通訊系統，但本發明當然亦可適用於MISO(Multiple Input Single Output：多輸入單輸出)方式之通訊系統。MISO方式的情況 下，於發送裝置適用預編碼及相位變更之點係如目前為止的說明。另，接收裝置係採取第7圖所示構成中未有天線701_Y、無線部703_Y、調變訊號z1之通道變動推定部707_1、調變訊號z2之通道變動推定部707_2之構成，但該情況下，藉由執行本說明書所示之處理，仍可推定發送裝置所發送的資料。再者，於同一頻帶、同一時間發送之複數個訊號，能夠以1個天線接收、解碼，此為習知事項(於1天線接收時，施行ML運算等(Max-Log APP等)處理即可。)，於本說明書，若於第7圖之訊號處理部711，進行考慮到發送側所用之預編碼及相位變更之解調(檢波)即可。
於本說明書，採用「預編碼」、「預編碼權重」、「預編碼矩陣」等用語，但稱呼方式本身可為任何稱呼方式(亦可稱為例如碼本(codebook))，於本發明，其訊號處理本身才是重點。
又，於本說明書，作為發送方法係以利用OFDM方式的情況為中心來說明，但不限於此，於利用OFDM方式以外之多載波方式、單載波方式的情況下亦可同樣地實施。此時，利用向量擴散通訊方式亦可。再者，利用單載波方式時，相位變更係於時間軸方向進行相位變更。
又，於本說明書，於接收裝置，利用ML運算、APP、Max-Log APP、ZF、MMSE等來說明，其結果獲得發送裝置所發送的資料之各位元之軟判斷結果(對數概似、對數概似比)或硬判斷結果(「0」或「1」)，但該等總稱為檢波、解調、檢測、推定、分離亦可。
藉由串流s1(t)、s2(t)(s1(i)、s2(i))來傳送不同資料或同一資料均可。
又，對於2串流之基頻訊號s1(i)、s2(i)(其中，i表現(時間或頻率(載波))順序)，進行規則之相位變更及預編碼(順序何者為先均可)而生成之兩者處理後之基頻訊號z1(i)、z2(i)，將兩者訊號處理後之基頻訊號z1(i)之同相I成分設為I1(i)，正交成分設為Q1(i)，兩者訊號處理後之基頻訊號z2(i)之同相I成分設為I2(i)，正交成分設為Q2(i)。此時，進行基頻成分之置換，且如同：‧置換後之基頻訊號r1(i)之同相成分設為I1(i)，正交成分設為Q2(i)，置換後之基頻訊號r2(i)之同相成分設為I2(i)，正交成分設為Q1(i)，如同於同一時刻，利用同一頻率，從發送天線1發送相當於置換後之基頻訊號r1(i)之調變訊號，從發送天線2發送相當於置換後之基頻訊號r2(i)之調變訊號一般，亦可於同一時刻，利用同一頻率，從不同天線發送相當於置換後之基頻訊號r1(i)之調變訊號、置換後之基頻訊號r2(i)。又，如下設定亦可：‧置換後之基頻訊號r1(i)之同相成分設為I1(i)，正交成分設為I2(i)，置換後之基頻訊號r2(i)之同相成分設為Q1(i)，正交成分設為Q2(i)；‧置換後之基頻訊號r1(i)之同相成分設為I2(i)，正交成分設為I1(i)，置換後之基頻訊號r2(i)之同相成分設為Q1(i)，正交成分設為Q2(i)； ‧置換後之基頻訊號r1(i)之同相成分設為I1(i)，正交成分設為I2(i)，置換後之基頻訊號r2(i)之同相成分設為Q2(i)，正交成分設為Q1(i)；‧置換後之基頻訊號r1(i)之同相成分設為I2(i)，正交成分設為I1(i)，置換後之基頻訊號r2(i)之同相成分設為Q2(i)，正交成分設為Q1(i)；‧置換後之基頻訊號r1(i)之同相成分設為I1(i)，正交成分設為Q2(i)，置換後之基頻訊號r2(i)之同相成分設為Q1(i)，正交成分設為I2(i)；‧置換後之基頻訊號r1(i)之同相成分設為Q2(i)，正交成分設為I1(i)，置換後之基頻訊號r2(i)之同相成分設為I2(i)，正交成分設為Q1(i)；‧置換後之基頻訊號r1(i)之同相成分設為Q2(i)，正交成分設為I1(i)，置換後之基頻訊號r2(i)之同相成分設為Q1(i)，正交成分設為I2(i)；‧置換後之基頻訊號r2(i)之同相成分設為I1(i)，正交成分設為I2(i)，置換後之基頻訊號r1(i)之同相成分設為Q1(i)，正交成分設為Q2(i)；‧置換後之基頻訊號r2(i)之同相成分設為I2(i)，正交成分設為I1(i)，置換後之基頻訊號r1(i)之同相成分設為Q1(i)，正交成分設為Q2(i)；‧置換後之基頻訊號r2(i)之同相成分設為I1(i)，正交成分設為I2(i)，置換後之基頻訊號r1(i)之同相成分設為Q2(i)，正交成分設為Q1(i)； ‧置換後之基頻訊號r2(i)之同相成分設為I2(i)，正交成分設為I1(i)，置換後之基頻訊號r1(i)之同相成分設為Q2(i)，正交成分設為Q1(i)；‧置換後之基頻訊號r2(i)之同相成分設為I1(i)，正交成分設為Q2(i)，置換後之基頻訊號r1(i)之同相成分設為I2(i)，正交成分設為Q1(i)；‧置換後之基頻訊號r2(i)之同相成分設為I1(i)，正交成分設為Q2(i)，置換後之基頻訊號r1(i)之同相成分設為Q1(i)，正交成分設為I2(i)；‧置換後之基頻訊號r2(i)之同相成分設為Q2(i)，正交成分設為I1(i)，置換後之基頻訊號r1(i)之同相成分設為I2(i)，正交成分設為Q1(i)；‧置換後之基頻訊號r2(i)之同相成分設為Q2(i)，正交成分設為I1(i)，置換後之基頻訊號r1(i)之同相成分設為Q1(i)，正交成分設為I2(i)。
又，上述說明有關對於2串流之訊號進行兩者訊號處理，置換兩者訊號處理後之訊號之同相成分與正交成分，但不限於此，亦可對於多於2串流之訊號進行兩者訊號處理，置換兩者訊號處理後之訊號之同相成分與正交成分。
又，於上述例，說明同一時刻(同一頻率((子)載波))之基頻訊號之置換，但並非同一時刻之基頻訊號之置換亦可。作為例子可記述如下：‧置換後之基頻訊號r1(i)之同相成分設為I1(i+v)，正交成分設為Q2(i+w)，置換後之基頻訊號r2(i)之同相成分設為 I2(i+w)，正交成分設為Q1(i+v)；‧置換後之基頻訊號r1(i)之同相成分設為I1(i+v)，正交成分設為I2(i+w)，置換後之基頻訊號r2(i)之同相成分設為Q1(i+v)，正交成分設為Q2(i+w)；‧置換後之基頻訊號r1(i)之同相成分設為I2(i+w)，正交成分設為I1(i+v)，置換後之基頻訊號r2(i)之同相成分設為Q1(i+v)，正交成分設為Q2(i+w)；‧置換後之基頻訊號r1(i)之同相成分設為I1(i+v)，正交成分設為I2(i+w)，置換後之基頻訊號r2(i)之同相成分設為Q2(i+w)，正交成分設為Q1(i+v)；‧置換後之基頻訊號r1(i)之同相成分設為I2(i+w)，正交成分設為I1(i+v)，置換後之基頻訊號r2(i)之同相成分設為Q2(i+w)，正交成分設為Q1(i+v)；‧置換後之基頻訊號r1(i)之同相成分設為I1(i+v)，正交成分設為Q2(i+w)，置換後之基頻訊號r2(i)之同相成分設為Q1(i+v)，正交成分設為I2(i+w)；‧置換後之基頻訊號r1(i)之同相成分設為Q2(i+w)，正交成分設為I1(i+v)，置換後之基頻訊號r2(i)之同相成分設為I2(i+w)，正交成分設為Q1(i+v)；‧置換後之基頻訊號r1(i)之同相成分設為Q2(i+w)，正交成分設為I1(i+v)，置換後之基頻訊號r2(i)之同相成分設為Q1(i+v)，正交成分設為I2(i+w)；‧置換後之基頻訊號r2(i)之同相成分設為I1(i+v)，正交成分設為I2(i+w)，置換後之基頻訊號r1(i)之同相成分設為 Q1(i+v)，正交成分設為Q2(i+w)；‧置換後之基頻訊號r2(i)之同相成分設為I2(i+w)，正交成分設為I1(i+v)，置換後之基頻訊號r1(i)之同相成分設為Q1(i+v)，正交成分設為Q2(i+w)；‧置換後之基頻訊號r2(i)之同相成分設為I1(i+v)，正交成分設為I2(i+w)，置換後之基頻訊號r1(i)之同相成分設為Q2(i+w)，正交成分設為Q1(i+v)；‧置換後之基頻訊號r2(i)之同相成分設為I2(i+w)，正交成分設為I1(i+v)，置換後之基頻訊號r1(i)之同相成分設為Q2(i+w)，正交成分設為Q1(i+v)；‧置換後之基頻訊號r2(i)之同相成分設為I1(i+v)，正交成分設為Q2(i+w)，置換後之基頻訊號r1(i)之同相成分設為I2(i+w)，正交成分設為Q1(i+v)；‧置換後之基頻訊號r2(i)之同相成分設為I1(i+v)，正交成分設為Q2(i+w)，置換後之基頻訊號r1(i)之同相成分設為Q1(i+v)，正交成分設為I2(i+w)；‧置換後之基頻訊號r2(i)之同相成分設為Q2(i+w)，正交成分設為I1(i+v)，置換後之基頻訊號r1(i)之同相成分設為I2(i+w)，正交成分設為Q1(i+v)；‧置換後之基頻訊號r2(i)之同相成分設為Q2(i+w)，正交成分設為I1(i+v)，置換後之基頻訊號r1(i)之同相成分設為Q1(i+v)，正交成分設為I2(i+w)。
第55圖係用以說明上述記載之基頻訊號置換部5502之圖。如第55圖所示，於兩者訊號處理後之基頻訊號 z1(i)5501_1、z2(i)5501_2，將兩者訊號處理後之基頻訊號z1(i)5501_1之同相I成分設為I1(i)，正交成分設為Q1(i)，兩者訊號處理後之基頻訊號z2(i)5501_2之同相I成分設為I2(i)，正交成分設為Q2(i)。然後，若置換後之基頻訊號r1(i)5503_1之同相成分設為Ir1(i)，正交成分設為Qr1(i)，置換後之基頻訊號r2(i)5503_2之同相成分設為Ir2(i)，正交成分設為Qr2(i)，則置換後之基頻訊號r1(i)5503_1之同相成分Ir1(i)、正交成分Qr1(i)、置換後之基頻訊號r2(i)5503_2之同相I成分Ir2(i)、正交成分Qr2(i)係以上述所說明之某一者來表現。再者，於此例，說明同一時刻(同一頻率((子)載波))之兩者訊號處理後之基頻訊號之置換，但如上述亦可為不同時刻(不同頻率((子)載波))之兩者訊號處理後之基頻訊號之置換。
發送裝置之發送天線、接收裝置之接收天線均為圖式所記載的1個天線，亦可藉由複數個天線來構成。
於本說明書，「」表現全稱記號(universal quantifier)，「」表現存在記號(existential quantifier)。
於本說明書，複數平面之例如偏角之相位單位設為「弧度(radian)」。
若利用複數平面，則作為藉由複數數目之極座標之顯示，可採極形式來顯示。於複數數目z=a+jb(a、b均為實數，j為虛數)，令複數平面上的點(a,b)對應時，該點為極座標，若表現作[r,θ]，則下式成立：a=r×cosθ
b=r×sinθ
r為z之絕對值(r=|z|)，θ為偏角(argument)。然後，z=a+jb表現作rejθ。
於本發明之說明中，基頻訊號、s1、s2、z1、z2為複數訊號，複數訊號係指同相訊號設為I，正交訊號設為Q時，複數訊號表現作I+jQ(j為虛數單位)。此時，I為零或Q為零均可。
於第46圖表示利用本說明書所說明的相位變更方法之播送系統之一例。於第46圖，影像編碼部4601係以影像作為輸入進行影像編碼，輸出影像編碼後之資料4602。聲音編碼部4603係以聲音作為輸入進行聲音編碼，輸出聲音編碼後之資料4604。資料編碼部4605係以資料作為輸入進行資料編碼(例如資料壓縮)，輸出資料編碼後之資料4606。匯總該等而設為資訊源編碼部4600。
發送部4607係以影像編碼後之資料4602、聲音編碼後之資料4604、資料編碼後之資料4606作為輸入，對該等資料之某一者，或將該等資料全部作為發送資料，施以錯誤更正編碼、調變、預編碼、相位變更等處理(例如第3圖之發送裝置之訊號處理)，輸出發送訊號4608_1~4608_N。然後，發送訊號4608_1~4608_N分別從天線4609_1~4609_N，作為電波發送。
接收部4612係以天線4610_1至4610_M所接收的接收 訊號4611_1至4611_M作為輸入，施以頻率轉換、相位變更、預編碼之解碼、對數概似比算出、錯誤更正解碼等處理(例如第7圖之接收裝置之處理)，輸出接收資料4613、4615、4617。資訊源解碼部4619係以接收資料4613、4615、4617作為輸入，影像解碼部4614係以接收資料4613作為輸入，進行影像用之解碼，並輸出影像訊號，影像顯示於電視、顯示器。又，聲音解碼部4616係以接收資料4615作為輸入，進行聲音用之解碼，並輸出聲音訊號，聲音從揚聲器播放。又，資料解碼部4618係以接收資料4617作為輸入，進行資料用之解碼並輸出資料之資訊。
又，於進行本發明說明之實施形態，如先前所說明，如OFDM方式之多載波傳送方式中，發送裝置所保有的編碼器數為任意數。因此，例如第4圖，於諸如OFDM方式之多載波傳送方式，當然亦可適用發送裝置具備1個編碼器而分配輸出的方法。此時，將第4圖之無線部310A、310B調換成第12圖之OFDM方式關連處理部1301A、1301B即可。此時，OFDM方式關連處理部之說明係如實施形態1。
又，於實施形態1，作為預編碼矩陣之例子係舉出式(36)，但作為有別於此之預編碼矩陣，可考慮利用下式之方法。
再者，於預編碼式(36)、(50)，作為α值雖記載設定式(37)、(38)，但不限於此，若設定α=1，由於成為簡單的預編碼矩陣，因此該值亦為有效值之一。
又，於實施形態A1，於第3圖、第4圖、第6圖、第12圖、第25圖、第29圖、第51圖、第53圖之相位變更部，作為週期N用之相位變更值(於第3圖、第4圖、第6圖、第12圖、第25圖、第29圖、第51圖、第53圖，僅對一方之基頻訊號賦予相位變更，因此為相位變更值)表現為PHASE[i](i=0、1、2、...、N-1、N-2(i為0以上、N-1以下之整數))。然後，於本說明書，對於一方之預編碼後之基頻訊號進行相位變更時(亦即第3圖、第4圖、第6圖、第12圖、第25圖、第29圖、第51圖、第53圖)，於第3圖、第4圖、第6圖、第12圖、第25圖、第29圖、第51圖、第53圖，僅對預編碼後之基頻訊號z2’賦予相位變更。此時，如以下賦予PHASE[k]。
此時，k=0、1、2、...、N-2、N-1(k為0以上、N-1以下之整數)。然後，於N=5、7、9、11、15之接收裝置，可獲得良好的資料接收品質。
又，於本說明書，詳細說明有關以複數個天線發送2個調變訊號時之相位變更方法，但不限於此，關於對於3個以 上之已進行調變方式之映射之基頻訊號，進行預編碼、相位變更，對於預編碼、相位變更後之基頻訊號進行預定處理，從複數個天線發送的情況，亦可同樣地實施。
再者，例如預先於ROM(Read Only Memory：唯讀記憶體)儲存執行上述通訊方法之程式，藉由CPU(Central Processor Unit：中央處理單元)令該程式動作亦可。
又，於電腦可讀取之記憶媒體，儲存執行上述通訊方法之程式，將儲存於記憶媒體之程式記錄於電腦之RAM(Random Access Memory：隨機存取記憶體)，按照該程式令電腦動作亦可。
然後，上述各實施形態等之各構成在典型上亦可作為積體電路之LSI(Large Scale Integration：大規模積體)而實現。該等係個別製成1晶片，或包含各實施形態之所有構成或一部分構成而製成1晶片均可。於此雖為LSI，但視積體程度差異，有時亦稱為IC(Integrated Circuit：積體電路)、系統LSI、特大型LSI、超大型LSI。又，積體電路化的手法不限於LSI，以專用電路或通用處理器來實現亦可。亦可利用於LSI製造後可程式化之FPGA(Field Programmable Gate Array：現場可程式化閘極陣列)，或可再構成LSI內部之電路胞(cell)之連接或設定之可重構處理器。
進而言之，若由於半導體技術進步或所衍生的其他技術，出現取代LSI之積體電路化技術時，當然亦可利用該技術來進行功能區塊之積體化。作為可能性可包括生化技術之應用等。
(實施形態C1)
於本實施形態，雖於實施形態1說明有關變更發送參數時，切換所使用的預編碼矩陣的情況，但於本實施形態，針對其詳細例，說明有關如上述(其他補充)所述，作為發送參數，於串流s1(t)、s2(t)，切換傳送不同資料的情況與傳送同一資料的情況時，所使用的預編碼矩陣之切換方法，及伴隨於其之相位變更方法。
於本實施形態，說明有關從不同2個天線分別發送調變訊號時，切換各調變訊號包含同一資料的情況、與於各調變訊號發送不同資料的情況。
第56圖係表示如前述切換發送方法時之發送裝置之構成之一例。於第56圖，關於與第54圖同樣動作者係附上同一符號。於第56圖，分配部404係以訊框構成訊號313作為輸入，此係與第54圖不同點。利用第57圖來說明分配部404之動作。
於第57圖表示發送同一資料的情況與發送不同資料的情況之分配部404之動作。如第57圖所示，若編碼後之資料設為x1、x2、x3、x4、x5、x6、...、則發送同一資料時，分配後之資料405A表現為x1、x2、x3、x4、x5、x6、...，同樣地，分配後之資料405B表現為x1、x2、x3、x4、x5、x6、...。
另，發送不同資料時，分配後之資料405A表現為x1、x3、x5、x7、x9、...，分配後之資料405B表現為x2、x4、x6、x8、x10、...。
再者，分配部404係藉由輸入訊號之訊框構成訊號313，來判斷發送模式為發送同一資料的情況亦或發送不同資料的情況。
作為上述之其他方法，如第58圖，進行同一資料發送時，分配部404係作為分配後之資料405A而輸出x1、x2、x3、x4、x5、x6、...，對分配後之資料405B不進行輸出。因此，訊框構成訊號313表示「同一資料發送」時，分配部404之動作係如上述，又，第56圖之交錯器304B、映射部306B不動作。然後，僅有第56圖之映射部306A之輸出即基頻訊號307A有效，成為加權合成部308A及308B雙方之輸入訊號。
於本實施形態，一特徵點係於發送模式進行切換發送同一資料的情況與發送不同資料的情況時，切換預編碼矩陣。如實施形態1之式(36)、式(39)所示，採用由w11、w12、w21、w22所構成的矩陣來表現時，發送同一資料的情況之預編碼矩陣係表現如以下即可。
於式(52)，a設為實數(a亦可為複數，但由於藉由預編碼來對輸入之基頻訊號賦予相位變更，因此若考慮儘量使電路規模不增大、不複雜，則以實數較佳。)又，a為1時，加權合成部308A、308B不進行加權合成動作，直接將輸入訊號輸出。
因此，「發送同一資料」時，作為加權合成部308A、308B之輸出訊號之加權合成後之基頻訊號309A與加權合成後之基頻訊號316B為同一訊號。
然後，相位變更部5201係於訊框構成訊號313表示「發送同一資料」時，對加權合成後之基頻訊號309A施行相位變更，輸出相位變更後之基頻訊號5202。然後，相位變更部317B係於訊框構成訊號313表示「發送同一資料」時，對加權合成後之基頻訊號316B施行相位變更，輸出相位變更後之基頻訊號309B。再者，若由相位變更部5201所施行的相位變更設為ejA(t)(或ejA(f)或ejA(t,f))(其中，t為時間，f為頻率)(因此，ejA(t)(或ejA(f)或ejA(t,f))係乘算於輸入之基頻訊號之值。)，由相位變更部307B所施行的相位變更設為ejB(t)(或ejB(f)或ejB(t,f))(其中，t為時間，f為頻率)(因此，ejB(t)(或ejB(f)或ejB(t,f))係乘算於輸入之基頻訊號之值。)，則符合以下條件甚為重要。
[數53]e jA(t) ≠e jB(t)
存在符合上式之時間t。
(或存在符合e jA(f) ≠e jB(f) 之頻率(載波)f。)
(或存在符合e jA(t,f) ≠e jB(t,f) 之頻率(載波)f及時間t。)
藉由如以上，發送訊號可減輕多通的影響，因此於接收裝置，可提升資料接收品質。(其中，相位變更僅對加權合成後之基頻訊號309A與加權合成後之基頻訊號316B中之一方進行之構成亦可。)
再者，於第56圖，相位變更後之基頻訊號5202利用 OFDM時，施行IFFT、頻率轉換等處理，從發送天線發送。(參考第13圖)(因此，相位變更後之基頻訊號5202視為第13圖之訊號1301A即可。)同樣地，相位變更後之基頻訊號309B利用OFDM時，施行IFFT、頻率轉換等處理，從發送天線發送。(參考第13圖)(因此，相位變更後之基頻訊號309B視為第13圖之訊號1301B即可。)
另，作為發送模式選擇「發送不同資料」時，如實施形態1所示，由式(36)、式(39)、式(50)之某一者來表現。此時，第56圖之相位變更部5201、317B進行與「發送同一資料」時不同之相位變更方法，此甚為重要。尤其在該情況下，如實施形態1所示，例如相位變更部5201進行相位變更，相位變更部317B不進行相位變更，或相位變更部5201不進行相位變更，相位變更部317B進行相位變更，若使得2個相位變更部中僅有某一方進行相位變更，則於LOS環境、NLOS環境兩者，接收裝置均可獲得良好的資料接收品質。
再者，作為發送模式選擇「發送不同資料」時，預編碼矩陣亦可利用式(52)，但若利用由式(36)、式(50)或式(39)所表現且與式(52)不同之預編碼矩陣，則於接收裝置，尤其可能可進一步提升LOS環境下之資料接收品質進一步提升。
又，於本實施形態，作為發送方法係以利用OFDM方式的情況為中心來說明，但不限於此，於利用OFDM方式以外之多載波方式、單載波方式的情況下亦可同樣地實施。此時，利用向量擴散通訊方式亦可。再者，利用單載波方式時，相位變更係於時間軸方向進行相位變更。
再者，如實施形態3所說明，「發送不同資料」之發送方法時，僅對於資料符元進行相位變更。然而，於本實施形態所說明「發送同一資料」之發送方法時，相位變更不限於資料符元，對於插入於發送訊號之發送訊框之前導符元或控制符元等符元，亦進行相位變更。(其中，對於前導符元或控制符元等符元不進行相位變更亦可，但若欲獲得分集增益，則進行相位變更即可。)
(實施形態C2)
於本實施形態，說明有關應用實施形態C1之基地台之構成方法。
於第59圖表示基地台(播送台)與終端裝置之關係。終端裝置P(5907)係接收從基地台A(5902A)之天線5904A所發送的發送訊號5903A、及從天線5906A所發送的發送訊號5905A，進行預定處理而獲得接收資料。
終端裝置Q(5908)係接收從基地台A(5902A)之天線5904A所發送的發送訊號5903A、及從基地台B(5902B)所發送的發送訊號5904B，進行預定處理而獲得接收資料。
第60圖及第61圖係表示基地台A(5902A)從天線5904A、天線5906A所發送的發送訊號5903A、發送訊號5905A之頻率分派，及基地台B(5902B)從天線5904B、天線5906B所發送的發送訊號5903B、發送訊號5905B之頻率分派。於第60圖、第61圖之圖中，橫軸設為頻率，縱軸設為發送功率。
如第60圖所示，基地台A(5902A)所發送的發送訊號 5903A、發送訊號5905A、及基地台B(5902B)所發送的發送訊號5903B、發送訊號5905B至少使用頻帶區X及頻帶區Y，利用頻帶區X進行第1通道之資料傳送，又，利用頻帶區Y進行第2通道之資料傳送。
因此，終端裝置P(5907)係接收從基地台A(5902A)之天線5904A發送之發送訊號5903A、及從天線5906A發送之發送訊號5905A，擷取頻帶區X，進行預定處理而獲得第1通道之資料。然後，終端裝置Q(5908)係接收從基地台A(5902A)之天線5904A發送之發送訊號5903A、及從基地台B(5902B)天線5904B發送之發送訊號5903B，擷取頻帶區Y，進行預定處理而獲得第2通道之資料。
說明此時之基地台A(5902A)及基地台B(5902B)之構成及動作。
基地台A(5902A)及基地台B(5902B)均如實施形態C1所說明，具備第56圖及第13圖所構成的發送裝置。然後，基地台A(5902A)係於如第60圖發送時，於頻帶區X，如實施形態C1所說明生成不同之2個調變訊號(進行預編碼、相位變更)，分別從第59圖之天線5904A及5906A發送第59圖之天線。於頻帶區Y，基地台A(5902A)係於第56圖，令交錯器304A、映射部306A、加權合成部3008A、相位變更部5201動作，生成調變訊號5202，從第13圖之天線1310A，亦即從第59圖之天線5904A，發送相當於調變訊號5202之發送訊號。同樣地，基地台B(5902B)係於第56圖，令交錯器304A、映射部306A、加權合成部3008A、相位變更部5201動作， 生成調變訊號5202，從第13圖之天線1310A，亦即從第59圖之天線5904B，發送相當於調變訊號5202之發送訊號。
再者，關於頻帶區Y之編碼後之資料製作，如第56圖，基地台個別地生成編碼後資料，或將某一基地台製作之編碼後資料傳輸至其他基地台均可。又，作為其他方法，某一基地台生成調變訊號，將生成之調變訊號交付給其他基地台之構成亦可。
又，於第59圖，訊號5901包含關於發送模式(「發送同一資料」或「發送不同資料」)之資訊，基地台藉由取得該訊號而切換各頻帶區之調變訊號之生成方法。在此，訊號5901係如第59圖，從其他機器或網路輸入，但例如基地台A(5902A)成為主台，對基地台B(5902B)交付相當於訊號5901之訊號亦可。
如以上說明，基地台「發送不同資料」時，設定適於該發送訊號之預編碼矩陣及相位變更方法而生成調變訊號。
另，「發送同一資料」時，2個基地台分別生成調變訊號而發送。此時，各基地台生成用以從1個天線發送之調變訊號，若一併考慮2個基地台時，相當於在2個基地台設定式(52)之預編碼矩陣。再者，關於相位變更方法係如實施形態C1所說明，例如符合(數53)之條件即可。
又，頻帶區X及頻帶區Y隨著時間變更發送方法亦可。因此，如第61圖，隨時間經過，從如第60圖之頻率分派變更為如第61圖之頻率分派亦可。
藉由如同本實施形態，就「發送同一資料」、「發送不 同資料」之任一情況，於接收裝置，均可獲得能夠提升資料接收品質的效果，並且於發送裝置，具有可進行相位變更部共有化的優點。
又，於本實施形態，作為發送方法係以利用OFDM方式的情況為中心來說明，但不限於此，於利用OFDM方式以外之多載波方式、單載波方式的情況下亦可同樣地實施。此時，利用向量擴散通訊方式亦可。再者，利用單載波方式時，相位變更係於時間軸方向進行相位變更。
再者，如實施形態3所說明，「發送不同資料」之發送方法時，僅對於資料符元進行相位變更。然而，於本實施形態所說明「發送同一資料」之發送方法時，相位變更不限於資料符元，對於插入於發送訊號之發送訊框之前導符元或控制符元等符元，亦進行相位變更。(其中，對於前導符元或控制符元等符元不進行相位變更亦可，但若欲獲得分集增益，則進行相位變更即可。)
(實施形態C3)
於本實施形態，說明有關應用實施形態C1之中繼器之構成方法。再者，中繼器有時稱為中繼台。
於第62圖表示基地台(播送台)、中繼器與終端裝置之關係。基地台6201係如第63圖所示，至少發送頻帶區X及頻帶區Y之調變訊號。基地台6201係從天線6202A及天線6202B分別發送調變訊號。關於此時之發送方法係後續利用第63圖來說明。
中繼器A(6203A)係將接收天線6204A所接收的接收訊 號6205A、及接收天線6206A所接收的接收訊號6207A進行解調等處理，獲得接收訊號。然後，為了將該接收資料傳送至終端裝置而施加發送處理，生成調變訊號6209A及6211A，並分別從天線6210A及6212A發送。
同樣地，中繼器B(6203B)係將接收天線6204B所接收的接收訊號6205B、及接收天線6206B所接收的接收訊號6207B進行解調等處理，獲得接收訊號。然後，為了將該接收資料傳送至終端裝置而施加發送處理，生成調變訊號6209B及6211B，並分別從天線6210B及6212B發送。再者，在此，中繼器B(6203B)係作為主中繼器而輸出控制訊號6208，中繼器A(6203A)係將該訊號作為輸入。再者，未必須設置主中繼器，基地台6201亦可對中繼器A(6203A)、中繼器B(6203B)個別地傳送控制資訊。
終端裝置P(5907)接收中繼器A(6203A)所發送的調變訊號而獲得資料。終端裝置Q(5908)係接收中繼器A(6203A)及中繼器B(6203B)所發送的訊號而獲得資料。終端裝置R(6213)係接收中繼器B(6203B)所發送的訊號而獲得資料。
第63圖係表示基地台所發送的發送訊號中，從天線6204A所發送的調變訊號之頻率分派，及從天線6202B所發送的調變訊號之頻率分派。於第63圖，橫軸設為頻率，縱軸設為發送功率。
如第63圖所示，天線6202A所發送的調變訊號及天線6202B所發送的調變訊號，至少使用頻帶區X及頻帶區Y，利用頻帶區X進行第1通道之資料傳送，又，利用頻帶區Y 進行與第1通道不同之第2通道之資料傳送。
然後，第1通道之資料系如實施形態C1所說明，利用頻帶區X，以「發送不同資料」模式而傳送。因此，如第63圖所示，從天線6202A所發送的調變訊號及從天線6202B所發送的調變訊號包含頻帶區X之成分。然後，頻帶區X之成分係由中繼器A及中繼器B接收。因此，頻帶區X之調變訊號係如實施形態1、實施形態C1所說明，對於映射後之訊號施加預編碼(加權合成)及相位變更。
第2通道之資料係於第63圖，藉由從第62圖之天線6202A所發送的頻帶區Y之成分傳送資料。然後，頻帶區Y之成分係由中繼器A及中繼器B接收。
第64圖係表示中繼器A、中繼器B所發送的發送訊號中，從中繼器A之天線6210A所發送的調變訊號6209A、從天線6212A所發送的調變訊號6211A之頻率分派，及從中繼器B之天線6210B所發送的調變訊號6209B、從天線6212B所發送的調變訊號6211B之頻率分派。於第64圖，橫軸設為頻率，縱軸設為發送功率。
如第64圖所示，天線6210A所發送的調變訊號6209A及天線6212A所發送的調變訊號6211A，至少使用頻帶區X及頻帶區Y，又，天線6210B所發送的調變訊號6209B及天線6212B所發送的調變訊號6211B，至少使用頻帶區X及頻帶區Y；利用頻帶區X進行第1通道之資料傳送，又，利用頻帶區Y進行第2通道之資料傳送。
然後，第1通道之資料系如實施形態C1所說明，利用頻 帶區X，以「發送不同資料」模式而傳送。因此，如第64圖所示，天線6210A所發送的調變訊號6209A及天線6212A所發送的調變訊號6211A包含頻帶區X之成分。然後，頻帶區X之成分係由終端裝置P接收。同樣地，如第64圖所示，天線6210B所發送的調變訊號6209B及天線6212B所發送的調變訊號6211B包含頻帶區X之成分。然後，頻帶區X之成分係由終端裝置R接收。因此，頻帶區X之調變訊號係如實施形態1、實施形態C1所說明，對於映射後之訊號施加預編碼(加權合成)及相位變更。
第2通道之資料係於第64圖，利用第62圖之中繼器A(6203A)之天線6210A及中繼器B(6203B)之天線621OB所發送的頻帶區Y之成分傳送。此時，藉由第62圖之中繼器A(6203A)之天線6210A所發送的調變訊號6209A之頻帶區Y之成分、及中繼器B(6203B)之天線6210B所發送的調變訊號6209B之頻帶區Y之成分，使用實施形態C1所說明「發送同一資料」發送模式。然後，頻帶區Y之成分係由終端裝置Q接收。
接著，利用第65圖說明第62圖之中繼器A(6203A)及中繼器B(6203B)之構成。
第65圖係表示中繼器之接收部及發送部之構成之一例，關於第56圖同樣動作者係附上同一符號。接收部6203X係以接收天線6501a所接收的接收訊號6502a、及接收天線6501b所接收的接收訊號6502b作為輸入，對於頻帶區X之成分施行訊號處理(訊號分離或合成、錯誤更正解碼等處理)， 獲得基地台利用頻帶區X所傳送的資料6204X，將其輸出至分配部404，並且獲得控制資訊所含之發送方法之資訊(亦獲得中繼器發送時之發送方法之資訊)、訊框構成訊號313。
再者，接收部6203X之後係用以生成為了以頻帶區X所發送的調變訊號之處理部。又，關於接收部，如第65圖所示，不僅具備頻帶區X之接收部，此外還具備其他頻帶區之接收部，於各接收部，具備用以生成為了以該頻帶區所發送的調變訊號之處理部。
分配部404之動作概要係與實施形態C2所述之基地台之分配部之動作相同。
中繼器A(6203A)及中繼器B(6203B)係於如第64圖發送時，於頻帶區X，如實施形態C1所說明，生成不同2個調變訊號(進行預編碼、相位變更)，2個調變訊號分別如下發送：中繼器A(6203A)係從第62圖之天線6210A及6212A發送，中繼器B(6203B)係從第62圖之天線6210B及6212B發送。
於頻帶區Y，中繼器A(6203A)係於第65圖，在對應於頻帶區X相關連之訊號處理部6500之頻帶區Y相關連之處理部6500(6500為頻帶區X相關連之訊號處理部，而針對頻帶區Y亦具備同樣的訊號處理部，因此以6500中之附加號碼來說明。)，令交錯器304A、映射部306A、加權合成部308A、相位變更部5201動作，生成調變訊號5202，從第13圖之天線1310A、亦即第62圖之天線6210A，發送相當於調變訊號5202之發送訊號。同樣地，中繼器B(6203B)係於第62圖，令頻帶區Y之交錯器304A、映射部306A、加權合成部 308A、相位變更部5201動作，生成調變訊號5202，從第13圖之天線1310A、亦即第62圖之天線6210B，發送相當於調變訊號5202之發送訊號。
再者，如第66圖所示(第66圖係基地台所發送的調變訊號之訊框構成，橫軸時間、縱軸頻率。)，基地台發送關於發送方法之資訊6601、關於中繼器所施加的相位變更之資訊6602、資料符元6603，中繼器藉由獲得關於發送方法之資訊6601、關於中繼器所施加的相位變更之資訊6602，可決定施加於發送訊號之相位變更之方法。又，關於第66圖之中繼器所施加的相位變更之資訊6602不包含於基地台所發送的訊號時，如第62圖所示，中繼器B(6203B)為主台，指示中繼器A(6203A)相位變更方法亦可。
如以上所說明，中繼器「發送不同資料」時，設定適於該發送方法之預編碼矩陣及相位變更方法，生成調變訊號。
另，「發送同一資料」時，2個中繼器分別生成調變訊號而發送。此時，各中繼器生成用以從1個天線發送之調變訊號，若一併考慮2個基地台時，相當於在2個中繼器設定式(52)之預編碼矩陣。再者，關於相位變更方法係如實施形態C1所說明，例如符合(數53)之條件即可。
又，如實施形態C1所說明，如頻帶區X，基地台及中繼器均從2個天線分別發送調變訊號，從2個天線發送同一資料亦可。關於此時之基地台及中繼器之動作係如實施形態C1所說明。
藉由如同本實施形態，就「發送同一資料」、「發送不 同資料」之任一情況，於接收裝置，均可獲得能夠提升資料接收品質的效果，並且於發送裝置，具有可進行相位變更部共有化的優點。
又，於本實施形態，作為發送方法係以利用OFDM方式的情況為中心來說明，但不限於此，於利用OFDM方式以外之多載波方式、單載波方式的情況下亦可同樣地實施。此時，利用向量擴散通訊方式亦可。再者，利用單載波方式時，相位變更係於時間軸方向進行相位變更。
再者，如實施形態3所說明，「發送不同資料」之發送方法時，僅對於資料符元進行相位變更。然而，於本實施形態所說明「發送同一資料」之發送方法時，相位變更不限於資料符元，對於插入於發送訊號之發送訊框之前導符元或控制符元等符元，亦進行相位變更。(其中，對於前導符元或控制符元等符元不進行相位變更亦可，但若欲獲得分集增益，則進行相位變更即可。)
(實施形態C4)
於本實施形態，說明有關與「實施形態1」、「其他補充」所說明的相位變更方法不同之相位變更方法。
於實施形態A1，作為預編碼矩陣例而賦予式(36)，於其他補充，作為預編碼矩陣例而賦予式(50)。然後，於實施形態A1，於第3圖、第4圖、第6圖、第12圖、第25圖、第29圖、第51圖、第53圖之相位變更部，作為週期N用之相位變更值(於第3圖、第4圖、第6圖、第12圖、第25圖、第29圖、第51圖、第53圖，僅對一方之基頻訊號賦予相位變更，因 此為相位變更值)表現為PHASE[i](i=0、1、2、...、N-1、N-2(i為0以上、N-1以下之整數))。然後，於本說明書，對於一方之預編碼後之基頻訊號進行相位變更時(亦即第3圖、第4圖、第6圖、第12圖、第25圖、第29圖、第51圖、第53圖)，於第3圖、第4圖、第6圖、第12圖、第25圖、第29圖、第51圖、第53圖，僅對預編碼後之基頻訊號z2’賦予相位變更。此時，如以下賦予PHASE[k]。
此時，k=0、1、2、...、N-2、N-1(k為0以上、N-1以下之整數)。
藉由如此，於接收裝置，尤其於電波傳遞環境為LOS環境時，可獲得提升資料接收品質的效果。此係由於在LOS環境下，不進行相位變更時為固定的相位關係，而由於進行相位變更而進行相位關係變更，因此可避免傳遞環境暴衝性地不佳的狀況。又，作為有別於式(54)之方法，亦可如下賦予PHASE[k]。
此時，k=0、1、2、...、N-2、N-1(k為0以上、N-1以 下之整數)。
又，作為別的相位變更方法，亦可如下賦予PHASE[k]。
此時，k=0、1、2、...、N-2、N-1(k為0以上、N-1以下之整數)，Z為固定值。
又，作為別的相位變更方法，亦可如下賦予PHASE[k]。
此時，k=0、1、2、...、N-2、N-1(k為0以上、N-1以下之整數)，Z為固定值。
如以上，藉由進行如本實施形態之相位變更，可獲得接收裝置獲得良好接收品質之可能性變高的效果。
本實施形態之相位變更不限於對單載波方式適用，亦可適用於多載波傳送的情況。因此，關於例如向量擴散通訊方式、OFDM方式、SC-FDMA、SC-OFDM方式、於非專利文獻7等所示之小波OFDM方式等情況，亦可同樣地實施。如前述，於本實施形態，作為進行相位變更之說明，雖說明有關於時間t軸方向進行相位變更的情況，但與實施形態1相同，於t方向之相位變更之說明中，將t調換f(f：頻 率((子)載波))來思考，藉此可將本實施形態所說明的相位變更變更，對頻率方向之相位變更來適用。又，本實施形態之相位變更方法係與實施形態1之說明相同，亦可對於時間-頻率方向之相位變更來適用。又，本實施形態所說明的相位變更方法若符合實施形態A1所示內容，則於接收裝置可獲得良好資料接收品質之可能性甚高。
(實施形態C5)
於本實施形態，說明有關與「實施形態1」、「其他補充」、「實施形態C4」所說明的相位變更方法不同之相位變更方法。
於實施形態1，作為預編碼矩陣例而賦予式(36)，於其他補充，作為預編碼矩陣例而賦予式(50)。然後，於實施形態A1，於第3圖、第4圖、第6圖、第12圖、第25圖、第29圖、第51圖、第53圖之相位變更部，作為週期N用之相位變更值(於第3圖、第4圖、第6圖、第12圖、第25圖、第29圖、第51圖、第53圖，僅對一方之基頻訊號賦予相位變更，因此為相位變更值)表現為PHASE[i](i=0、1、2、...、N-1、N-2(i為0以上、N-1以下之整數))。然後，於本說明書，對於一方之預編碼後之基頻訊號進行相位變更時(亦即第3圖、第4圖、第6圖、第12圖、第25圖、第29圖、第51圖、第53圖)，於第3圖、第4圖、第6圖、第12圖、第25圖、第29圖、第51圖、第53圖，僅對預編碼後之基頻訊號z2’賦予相位變更。
本實施形態之相位變更方法之特徵點在於表現為週期N=2n+1。然後，為了實現週期N=2n+1而準備之不同的相位 變更值為n+1個。然後，n+1個不同的相位變更值中，n個相位變更值係於1週期內分別利用2次，藉由1個相位變更值利用1次，來實現週期N=2n+1。以下詳細說明有關此時之相位變更值。
為了實現週期N=2n+1之規則地切換相位變更值之相位變更方法，所需要的n+1個不同的相位變更值設為PHASE[0]、PHASE[1]、...、PHASE[i]、...、PHASE[n-1]、PHASE[n](i=0、1、2、...、n-2、n-1、n(i為0以上、n以下之整數))。此時，如以下表現n+1個不同的相位變更值PHASE[0]、PHASE[1]、...、PHASE[i]、...、PHASE[n-1]、PHASE[n]之例。
此時，k=0、1、2、...、n-2、n-1、n(k為0以上、n以下之整數)。於式(58)之n+1個不同的相位變更值PHASE[0]、PHASE[1]、...、PHASE[i]、...、PHASE[n-1]、PHASE[n]，PHASE[0]利用1次，且PHASE[1]~PHASE[n]分別利用2次(PHASE[1]利用2次，PHASE[2]利用2次，...，PHASE[n-1]利用2次，PHASE[n]利用2次)，藉此成為週期N=2n+1之規則地切換相位變更值之相位變更方法，以便以較少相位變更值即可實現規則地切換相位變更值之相位變更方法，接收裝置可獲得良好的資料接收品質。由於所準備的相位變更值少， 因此可獲得能夠刪減發送裝置、接收裝置之效果的效果。如以上，於接收裝置，尤其於電波傳遞環境為LOS環境時，可獲得提升資料接收品質的效果。此係由於在LOS環境下，不進行相位變更時為固定的相位關係，而由於進行相位變更而進行相位關係變更，因此可避免傳遞環境暴衝性地不佳的狀況。又，作為有別於式(58)之方法，亦可如下賦予PHASE[k]。
此時，k=0、1、2、...、n-2、n-1、n(k為0以上、n以下之整數)。
於式(59)之n+1個不同的相位變更值PHASE[0]、PHASE[1]、...、PHASE[i]、...、PHASE[n-1]、PHASE[n]，PHASE[0]利用1次，且PHASE[1]~PHASE[n]分別利用2次(PHASE[1]利用2次，PHASE[2]利用2次，...，PHASE[n-1]利用2次，PHASE[n]利用2次)，藉此成為週期N=2n+1之規則地切換相位變更值之相位變更方法，以便以較少相位變更值即可實現規則地切換相位變更值之相位變更方法，接收裝置可獲得良好的資料接收品質。由於所準備的相位變更值少，因此可獲得能夠刪減發送裝置、接收裝置之效果的效果。
又，作為別的方法，亦可如下賦予PHASE[k]。
[數60]
此時，此時，k=0、1、2、...、n-2、n-1、n(k為0以上、n以下之整數)，Z為固定值。
於式(60)之n+1個不同的相位變更值PHASE[0]、PHASE[1]、...、PHASE[i]、...、PHASE[n-1]、PHASE[n]，PHASE[0]利用1次，且PHASE[1]~PHASE[n]分別利用2次(PHASE[1]利用2次，PHASE[2]利用2次，...，PHASE[n-1]利用2次，PHASE[n]利用2次)，藉此成為週期N=2n+1之規則地切換相位變更值之相位變更方法，以便以較少相位變更值即可實現規則地切換相位變更值之相位變更方法，接收裝置可獲得良好的資料接收品質。由於所準備的相位變更值少，因此可獲得能夠刪減發送裝置、接收裝置之效果的效果。
又，作為別的方法，亦可如下賦予PHASE[k]。
此時，此時，k=0、1、2、...、n-2、n-1、n(k為0以上、n以下之整數)，Z為固定值。
於式(61)之n+1個不同的相位變更值PHASE[0]、PHASE[1]、...、PHASE[i]、...、PHASE[n-1]、PHASE[n]， PHASE[0]利用1次，且PHASE[1]~PHASE[n]分別利用2次(PHASE[1]利用2次，PHASE[2]利用2次，...，PHASE[n-1]利用2次，PHASE[n]利用2次)，藉此成為週期N=2n+1之規則地切換相位變更值之相位變更方法，以便以較少相位變更值即可實現規則地切換相位變更值之相位變更方法，接收裝置可獲得良好的資料接收品質。由於所準備的相位變更值少，因此可獲得能夠刪減發送裝置、接收裝置之效果的效果。
如以上，藉由進行如本實施形態之相位變更，可獲得接收裝置獲得良好接收品質之可能性變高的效果。
本實施形態之相位變更不限於對單載波方式適用，亦可適用於多載波傳送的情況。因此，關於例如向量擴散通訊方式、OFDM方式、SC-FDMA、SC-OFDM方式、於非專利文獻7等所示之小波OFDM方式等情況，亦可同樣地實施。如前述，於本實施形態，作為進行相位變更之說明，雖說明有關於時間t軸方向進行相位變更的情況，但與實施形態1相同，於t方向之相位變更之說明中，將t調換f(f：頻率((子)載波))來思考，藉此可將本實施形態所說明的相位變更變更，對頻率方向之相位變更來適用。又，本實施形態之相位變更方法係與實施形態1之說明相同，亦可對於時間-頻率方向之相位變更來適用。
(實施形態C6)
於本實施形態，詳細說明關於如非專利文獻12~非專利文獻15所示，利用QC(Quasi Cyclic：類迴 圈)LDPC(Low-Density Parity-Check：低密度奇偶校驗)碼(非QC-LDPC碼之LDPC碼亦可)、LDPC碼與BCH碼(Bose-Chaudhuri-Hochquenghem)之連接碼等區塊碼、渦輪碼等區塊碼時之尤其是利用實施形態C5所述之規則地變更相位之方法。在此，作為一例而舉例說明發送s1、s2兩個串流的情況。其中，利用區塊碼進行編碼時，當不需要控制資訊等時，構成編碼後之區塊之位元數係與構成區塊碼之位元數(其中，如以下所記載的控制資訊等亦可包含於此之中)一致。利用區塊碼進行編碼時，若需要控制資訊等(例如CRC(cyclic redundancy check：循環冗餘校驗)、傳送參數等)時，構成編碼後之區塊之位元數有時為構成區塊碼之位元數與控制資訊等之位元數之和。
第34圖係表示利用區塊碼時之1個編碼後之區塊所必需的符元數、時槽數之變化之圖。第34圖係表示例如第4圖之發送裝置所示，發送s1、s2兩個串流，且發送裝置具有1個編碼器時之「利用區塊碼時，1個編碼後之區塊所必需的符元數、時槽數之變化之圖」。(此時，傳送方式係利用單載波傳送、如OFDM之多載波傳送之任一者均可。)
如第34圖所示，構成區塊碼之1個編碼後之區塊之位元數設為6000位元。為了發送該6000位元，調變方式為QPSK時需要3000符元，16QAM時需要1500符元，64QAM時需要1000符元。
然後，於第4圖之發送裝置，為了同時發送兩個串流，調變方式為QPSK時，前述3000符元係對s1分派1500符元， 對s2分派1500符元，因此為了以s1發送1500符元，並以s2發送1500符元，需要1500時槽(在此命名為「時槽」)。
同理來思考，調變方式為16QAM時，為了發送構成1個編碼後之區塊之所有位元，需要750時槽，調變方式為64QAM時，為了發送構成1個編碼後之區塊之所有位元，需要500時槽。
接著，就規則地變更相位之方法，說明關於上述所定義的時槽與相位之關係。
在此，為了週期5之規則地變更相位之方法所準備的相位變更值(或相位變更集合)設為5。總言之，為了第4圖之發送裝置之相位變更部而準備5個不同之相位變更值(或相位變更集合)。其中，如實施形態5所述，存在3個不同之相位變更值。因此，週期5用之5個相位變更值中，存在同一相位變更值。(如第6圖，僅對預編碼後之基頻訊號z2’進行相位變更時，為了進行週期5之相位變更，準備5個相位變更值即可。又，如第26圖，對於預編碼後之基頻訊號z1’及z2’兩者進行相位變更時，1個時槽需要2個相位變更值，該2個相位變更值稱為相位變更集合。因此，該情況下，為了進行週期5之相位變更，準備5個相位變更集合即可。)。週期5用之5個相位變更值(或相位變更集合)表現為P[0]、P[1]、P[2]、P[3]、P[4]。
接著，就規則地變更相位之方法，說明有關上述所定義的時槽與相位之關係。
調變方式為QPSK時，為了發送構成1個編碼後之區塊 之位元數6000位元之上述所述之1500時槽，使用相位變更值P[0]之時槽須為300時槽，使用相位變更值P[1]之時槽須為300時槽，使用相位變更值P[2]之時槽須為300時槽，使用相位變更值P[3]之時槽須為300時槽，使用相位變更值P[4]之時槽須為300時槽。此係由於若所使用的相位變更值有不均，則在資料之接收品質上，使用較多數目之相位變更值的影響大。
同樣地，調變方式為16QAM時，為了發送構成1個編碼後之區塊之位元數6000位元之上述所述之750時槽，使用相位變更值P[0]之時槽須為150時槽，使用相位變更值P[1]之時槽須為150時槽，使用相位變更值P[2]之時槽須為150時槽，使用相位變更值P[3]之時槽須為150時槽，使用相位變更值P[4]之時槽須為150時槽。
同樣地，調變方式為64QAM時，為了發送構成1個編碼後之區塊之位元數6000位元之上述所述之500時槽，使用相位變更值P[0]之時槽須為100時槽，使用相位變更值P[1]之時槽須為100時槽，使用相位變更值P[2]之時槽須為100時槽，使用相位變更值P[3]之時槽須為100時槽，使用相位變更值P[4]之時槽須為100時槽。
如以上，於實施形態C5所述之規則地變更相位變更值之相位變更方法，用以實現週期N=2n+1之相位變更值設為相位變更值P[0]、P[1]、...、P[2n-1]、P[2n](其中，P[0]、P[1]、...、P[2n-1]、P[2n]係由PHASE[0]、PHASE[1]、PHASE[2]、...、PHASE[n-1]、PHASE[n]所構成。(參考實 施形態C5))時，發送所有構成1個編碼後之區塊之位元時，使用相位變更值P[0]之時槽數設為K0，使用相位變更值P[1]之時槽數設為K1，使用相位變更值P[i]之時槽數設為Ki(i=0、1、2、...、2n-1、2n(i為0以上、2n以下之整數))，使用相位變更值P[2n]之時槽數設為K2n時，如下即可：
<條件#C01>
K0=K1=...=Ki=...=K2n，亦即Ka=Kb(for a、b，其中，a、b=0、1、2、...、2n-1、2n(a為0以上、2n以下之整數，b為0以上、2n以下之整數)，a≠b)
於實施形態C5所述之規則地切換相位變更值之相位變更方法中，在用以實現週期N=2n+1之不同之相位變更值PHASE[0]、PHASE[1]、PHASE[2]、...、PHASE[n-1]、PHASE[n]，於發送構成1個編碼後區塊之所有位元時，當使用相位變更值PHASE[0]之時槽數設為G0，使用相位變更值PHASE[1]之時槽數設為G1，使用相位變更值PHASE[i]之時槽數設為Gi(i=0、1、2、...、n-1、n(i為0以上、n以下之整數))，使用相位變更值PHASE[n]之時槽數設為Gn時，<條件#C01>可表現如以下。
<條件#C02>
2×G0=G1=...=Gi=...=Gn，亦即2×G0=Ga(for a，其中，a=1、2、...、n-1、n(a為1以上、n以下之整數))
然後，通訊系統支援複數種調變方式，從所支援的調變方式選擇使用時，於所支援的調變方式，<條件#C01>(<條件#C02>)成立即可。
然而，支援複數種調變方式時，依各調變方式不同，1符元可發送之位元數一般會不同(視情況而言，亦可能為同一位元數)，視情況而言，有時存在無法符合<條件#C01>(<條件#C02>)之調變方式。該情況下，符合以下條件來取代<條件#C01>即可。
<條件#C03>
Ka與Kb之差為0或1，亦即|Ka-Kb|為0或1
(for a、b，其中，a、b=0、1、2、...、2n-1、2n(a為0以上、2n以下之整數，b為0以上、2n以下之整數)，a≠b)
若將<條件#C03>採別的表現則為以下條件。
<條件#C04>
Ga與Gb之差為0、1或2，亦即|Ga-Gb|為0、1或2
(for a、a，其中，a、b=1、2、...、n-1、n(a為1以上、n以下之整數，b為1以上、n以下之整數)，a≠b)及2×G0與Ga之差為0、1或2，亦即|2×G0-Ga|為0、1或2(for a，其中，a=1、2、...、n-1、n(a為1以上、n以下之整數))
第35圖係表示利用區塊碼時之2個編碼後之區塊所必需的符元數、時槽數之變化之圖。第35圖係表示例如第3圖之發送裝置及第12圖之發送裝置所示，發送s1、s2兩個串流，且發送裝置具有2個編碼器時之「利用區塊碼時，1個編碼後之區塊所必需的符元數、時槽數之變化之圖」。(此時，傳送方式係利用單載波傳送、如OFDM之多載波傳送 之任一者均可。)
如第35圖所示，構成區塊碼之1個編碼後之區塊之位元數設為6000位元。為了發送該6000位元，調變方式為QPSK時需要3000符元，16QAM時需要1500符元，64QAM時需要1000符元。
然後，於第3圖之發送裝置及第12圖之發送裝置，由於同時發送兩個串流，或存在2個編碼器，因此於兩個串流傳送不同的碼區塊。因此，調變方式為QPSK時，藉由s1、s2，2個編碼區塊於同一區間內發送，因此例如藉由s1發送第1編碼後之區塊，藉由s2發送第2編碼後之區塊，因此為了發送第1、第2編碼後之區塊而需要3000時槽。
同理來思考，調變方式為16QAM時，為了發送構成2個編碼後之區塊之所有位元，需要1500時槽，調變方式為64QAM時，為了發送構成2個編碼後之區塊之所有位元，需要1000時槽。
接著，就規則地切換預編碼矩陣之方法，說明關於上述所定義的時槽與預編碼矩陣之關係。
在此，為了週期5之規則地變更相位之方法所準備的相位變更值(或相位變更集合)設為5。總言之，為了第4圖之發送裝置之相位變更部而準備5個不同之相位變更值(或相位變更集合)。其中，如實施形態5所述，存在3個不同之相位變更值。因此，週期5用之5個相位變更值中，存在同一相位變更值。(如第6圖，僅對預編碼後之基頻訊號z2’進行相位變更時，為了進行週期5之相位變更，準備5個相位變更 值即可。又，如第26圖，對於預編碼後之基頻訊號z1’及z2’兩者進行相位變更時，1個時槽需要2個相位變更值，該2個相位變更值稱為相位變更集合。因此，該情況下，為了進行週期5之相位變更，準備5個相位變更集合即可。)。週期5用之5個相位變更值(或相位變更集合)表現為P[0]、P[1]、P[2]、P[3]、P[4]。
調變方式為QPSK時，為了發送構成1個編碼後之區塊之位元數6000×2位元之上述所述之3000時槽，使用相位變更值P[0]之時槽須為600時槽，使用相位變更值P[1]之時槽須為600時槽，使用相位變更值P[2]之時槽須為600時槽，使用相位變更值P[3]之時槽須為600時槽，使用相位變更值P[4]之時槽須為600時槽。此係由於若所使用的預編碼矩陣有不均，則使用較多數目之相位影響大，於接收裝置，資料接收品質取決於該影響。
又，為了發送第1編碼區塊，使用相位變更值P[0]之時槽須為600次，使用相位變更值P[1]之時槽須為600次，使用相位變更值P[2]之時槽須為600次，使用相位變更值P[3]之時槽須為600次，使用相位變更值P[4]之時槽須為600次，又，為了發送第2編碼區塊，使用相位變更值P[0]之時槽須為600次，使用相位變更值P[1]之時槽為600次，使用相位變更值P[2]之時槽為600次，使用相位變更值P[3]之時槽為600次，使用相位變更值P[4]之時槽為600次即可。
同樣地，調變方式為16QAM時，為了發送構成2個編碼後之區塊之位元數6000×2位元之上述所述之1500時槽，使 用相位變更值P[0]之時槽須為300時槽，使用相位變更值P[1]之時槽須為300時槽，使用相位變更值P[2]之時槽須為300時槽，使用相位變更值P[3]之時槽須為300時槽，使用相位變更值P[4]之時槽須為300時槽。
又，為了發送第1編碼區塊，使用相位變更值P[0]之時槽須為300次，使用相位變更值P[1]之時槽須為300次，使用相位變更值P[2]之時槽須為300次，使用相位變更值P[3]之時槽須為300次，使用相位變更值P[4]之時槽須為300次，又，為了發送第2編碼區塊，使用相位變更值P[0]之時槽須為300次，使用相位變更值P[1]之時槽為300次，使用相位變更值P[2]之時槽為300次，使用相位變更值P[3]之時槽為300次，使用相位變更值P[4]之時槽為300次即可。
同樣地，調變方式為64QAM時，為了發送構成2個編碼後之區塊之位元數6000×2位元之上述所述之1000時槽，使用相位變更值P[0]之時槽須為200時槽，使用相位變更值P[1]之時槽須為200時槽，使用相位變更值P[2]之時槽須為200時槽，使用相位變更值P[3]之時槽須為200時槽，使用相位變更值P[4]之時槽須為200時槽。
又，為了發送第1編碼區塊，使用相位變更值P[0]之時槽須為200次，使用相位變更值P[1]之時槽須為200次，使用相位變更值P[2]之時槽須為200次，使用相位變更值P[3]之時槽須為200次，使用相位變更值P[4]之時槽須為200次，又，為了發送第2編碼區塊，使用相位變更值P[0]之時槽須為200次，使用相位變更值P[1]之時槽為200次，使用相位變 更值P[2]之時槽為200次，使用相位變更值P[3]之時槽為200次，使用相位變更值P[4]之時槽為200次即可。
如以上，於實施形態C5所述之規則地變更相位變更值之相位變更方法，用以實現週期N=2n+1之相位變更值設為相位變更值P[0]、P[1]、...、P[2n-1]、P[2n](其中，P[0]、P[1]、...、P[2n-1]、P[2n]係由PHASE[0]、PHASE[1]、PHASE[2]、...、PHASE[n-1]、PHASE[n]所構成。(參考實施形態C5))時，發送所有構成1個編碼後之區塊之位元時，使用相位變更值P[0]之時槽數設為K0，使用相位變更值P[1]之時槽數設為K1，使用相位變更值P[i]之時槽數設為Ki(i=0、1、2、...、2n-1、2n(i為0以上、2n以下之整數))，使用相位變更值P[2n]之時槽數設為K2n時，如下即可：
<條件#C05>
K0=K1=...=Ki=...=K2n，亦即Ka=Kb(for a、b，其中，a、b=0、1、2、...、2n-1、2n(a為0以上、2n以下之整數，b為0以上、2n以下之整數)，a≠b)
發送所有構成第1編碼後之區塊之位元時，使用相位變更值PHASE[0]之次數設為K0,1，使用相位變更值PHASE[1]之次數設為K1,1，使用相位變更值PHASE[i]之次數設為Ki,1(i=0、1、2、...、2n-1、2n(i為0以上、2n以下之整數))，使用相位變更值PHASE[2n]之次數設為K2n,1時，則如下：
<條件#C06>
K0,1=K1,1=...=Ki,1=...=K2n,1，亦即Ka,1=Kb,1(for a、b，其中，a、b=0、1、2、...、2n-1、2n(a為0以上、2n以下之整 數，b為0以上、2n以下之整數)，a≠b)
發送所有構成第2編碼後之區塊之位元時，使用相位變更值PHASE[0]之次數設為K0,2，使用相位變更值PHASE[1]之次數設為K1,2，使用相位變更值PHASE[i]之次數設為Ki,2(i=0、1、2、...、2n-1、2n(i為0以上、2n以下之整數))，使用相位變更值PHASE[2n]之次數設為K2n,2時，則如下即可：
<條件#C07>
K0,2=K1,2=...=Ki,2=...=K2n,2，亦即Ka,2=Kb,2(for a、b，其中，a、b=0、1、2、...、2n-1、2n(a為0以上、2n以下之整數，b為0以上、2n以下之整數)，a≠b)
於實施形態C5所述之規則地切換相位變更值之相位變更方法中，在用以實現週期N=2n+1之不同之相位變更值PHASE[0]、PHASE[1]、PHASE[2]、...、PHASE[n-1]、PHASE[n]，於發送構成2個編碼後區塊之所有位元時，當使用相位變更值PHASE[0]之時槽數設為G0，使用相位變更值PHASE[1]之時槽數設為G1，使用相位變更值PHASE[i]之時槽數設為Gi(i=0、1、2、...、n-1、n(i為0以上、n以下之整數))，使用相位變更值PHASE[n]之時槽數設為Gn時，<條件#C05>可表現如以下。
<條件#C08>
2×G0=G1=...=Gi=...=Gn，亦即2×G0=Ga(for a、b，其中，a=1、2、...、n-1、n(a為1以上、n以下之整數))
發送所有構成第1編碼後之區塊之位元時，使用相位變更值PHASE[0]之次數設為G0,1，使用相位變更值PHASE[1]之次 數設為K1,1，使用相位變更值PHASE[i]之次數設為Gi,1(i=0、1、2、...、n-1、n(i為0以上、n以下之整數))，使用相位變更值PHASE[n]之次數設為Gn,1時，則如下：
<條件#C09>
2×G0,1=G1,1=...=Gi,1=...=Gn,1，亦即2×G0,1=Ga,1(for a，其中，a=1、2、...、n-1、n(a為1以上、n以下之整數))
發送所有構成第2編碼後之區塊之位元時，使用相位變更值PHASE[0]之次數設為G0,2，使用相位變更值PHASE[1]之次數設為G1,2，使用相位變更值PHASE[i]之次數設為Gi,2(i=0、1、2、...、n-1、n(i為0以上、n以下之整數))，使用相位變更值PHASE[n]之次數設為Gn,2時，則如下即可：
<條件#C10>
2×G0,2=G1,2=...=Gi,2=...=Gn,2，亦即2×G0,2=Ga,2(for a，其中，a=1、2、...、n-1、n(a為1以上、n以下之整數))
然後，通訊系統支援複數種調變方式，從所支援的調變方式選擇使用時，於所支援的調變方式，<條件#C05>、<條件#C06>、<條件#C07>(<條件#C08>、<條件#C09>、<條件#C10>)成立即可。
然而，支援複數種調變方式時，依各調變方式不同，1符元可發送之位元數一般會不同(視情況而言，亦可能為同一位元數)，視情況而言，有時存在無法符合<條件#C05>、<條件#C06>、<條件#C07>(<條件#C08>、<條件#C09>、<條件#C10>)之調變方式。該情況下，符合以下條件來取代<條件#C05>、<條件#C06>、<條件#C07>即可。
<條件#C11>
Ka與Kb之差為0或1，亦即|Ka-Kb|為0或1
(for a、b，其中，a、b=0、1、2、...、2n-1、2n(a為0以上、2n以下之整數，b為0以上、2n以下之整數)，a≠b)
<條件#C12>
Ka,1與Kb,1之差為0或1，亦即|Ka,1-Kb,1|為0或1
(for a、b，其中，a、b=0、1、2、...、2n-1、2n(a為0以上、2n以下之整數，b為0以上、2n以下之整數)，a≠b)
<條件#C13>
Ka,2與Kb,2之差為0或1，亦即|Ka,2-Kb,2|為0或1
(for a、b，其中，a、b=0、1、2、...、2n-1、2n(a為0以上、2n以下之整數，b為0以上、2n以下之整數)，a≠b)
若將<條件#C11>、<條件#C12>、<條件#C13>採別的表現則為以下條件。
<條件#C14>
Ga與Gb之差為0、1或2，亦即|Ga-Gb|為0、1或2
(for a、b，其中，a、b=1、2、...、n-1、n(a為1以上、n以下之整數，b為1以上、n以下之整數)，a≠b)及2×G0與Ga之差為0、1或2，亦即|2×G0-Ga|為0、1或2(for a，其中，a=1、2、...、n-1、n(a為1以上、n以下之整數))
<條件#C15>
Ga,1與Gb,1之差為0、1或2，亦即|Ga,1-Gb,1|為0、1或2 (for a、b，其中，a、b=1、2、...、n-1、n(a為1以上、n以下之整數，b為1以上、n以下之整數)，a≠b)及2×G0,1與Ga,1之差為0、1或2，亦即|2×G0,1-Ga,1|為0、1或2(for a，其中，a=1、2、...、n-1、n(a為1以上、n以下之整數))
<條件#C16>
Ga,2與Gb,2之差為0、1或2，亦即|Ga,2-Gb,2|為0、1或2(for a、b，其中，a、b=1、2、...、n-1、n(a為1以上、n以下之整數，b為1以上、n以下之整數)，a≠b)及2×G0,2與Ga,2之差為0、1或2，亦即|2×G0,2-Ga,2|為0、1或2(for a，其中，a=1、2、...、n-1、n(a為1以上、n以下之整數))
如以上，藉由進行編碼後之區塊與相位變更值之關係建立，於為了傳送編碼區塊而使用之相位變更值，不均會消失，因此於接收裝置，可獲得資料接收品質提升的效果。
於本實施形態，在規則地變更相位之方法中，週期N之相位變更方法需要N個相位變更值(或相位變更集合)。此時，作為N個相位變更值(或相位變更集合)而準備P[0]、P[1]、P[2]、...、P[N-2]、P[N-1]，但亦有於頻率軸方向，排列為P[0]、P[1]、P[2]、...、P[N-2]、P[N-1]之順序的方法，但未必限於此，N個相位變更值(或相位變更集合)P[0]、P[1]、P[2]、...、P[N-2]、P[N-1]，可與實施形態1同樣藉 由對於時間軸、頻率-時間軸之區塊配置符元來變更相位。再者，雖說明週期N之相位變更方法，但隨機利用N個相位變更值(或相位變更集合)，亦可獲得同樣效果，總言之，未必須以具有規則週期的方式來利用N個相位變更值(或相位變更集合)，但符合上面所說明的條件係對於在接收裝置，獲得高資料接收品質方面甚為重要。
又，存在有空間多工MIMO傳送方式、預編碼矩陣固定之MIMO傳送方式、時空區塊編碼方式、僅發送1串流之模式、規則地變更相位之方法(實施形態1至實施形態4所說明的發送方法)之模式，發送裝置(播送台、基地台)可從該等模式選擇某一發送方法亦可。
再者，空間多工MIMO傳送方式係如非專利文獻3所示，從各不相同之天線，發送以選擇之調變方式映射之訊號s1、s2之方法；預編碼矩陣固定之MIMO傳送方式係於實施形態1至實施形態4，僅進行預編碼(不進行相位變更)之方式。又，時空區塊編碼方式係非專利文獻9、16、17所示之傳送方式。僅發送1串流之模式係將以選擇之調變方式映射之訊號s1之訊號進行預定處理，並從天線發送之方法。
又，利用如OFDM之多載波傳送方式，以諸如由複數個載波所構成的第1載波群、由複數個載波所構成不同於第1載波群之第2載波群、以此類推之複數個載波群來實現多載波傳送，就各載波群，設定空間多工MIMO傳送方式、預編碼矩陣固定之MIMO傳送方式、時空區塊編碼方式、僅發送1串流之模式、規則地變更相位之方法中之某一方法亦 可，尤其於選擇規則地變更相位之方法之(子)載波群，實施本實施形態即可。
再者，對於一方之預編碼後之基頻訊號進行相位變更時，例如P[i]之相位變更值設為「X弧度」時，於第3圖、第4圖、第6圖、第12圖、第25圖、第29圖、第51圖、第53圖之相位變更部，對預編碼後之基頻訊號z2’乘算ejX。然後，對於兩者之預編碼後之基頻訊號進行相位變更時，例如P[i]之相位變更值設為「X弧度」及「Y弧度」時，於第26圖、第27圖、第28圖、第52圖、第54圖之相位變更部，對預編碼後之基頻訊號z2’乘算ejX，對預編碼後之基頻訊號z1’乘算ejY。
(實施形態C7)
於本實施形態，詳細說明關於如非專利文獻12~非專利文獻15所示，利用QC(Quasi Cyclic：類迴圈)LDPC(Low-Density Parity-Check：低密度奇偶校驗)碼(非QC-LDPC碼之LDPC碼亦可)、LDPC碼與BCH碼(Bose-Chaudhuri-Hochquenghem)之連接碼等區塊碼、渦輪碼等區塊碼時，令實施形態A1、實施形態C6一般化的情況。在此，作為一例而舉例說明發送s1、s2兩個串流的情況。其中，利用區塊碼進行編碼時，當不需要控制資訊等時，構成編碼後之區塊之位元數係與構成區塊碼之位元數(其中，如以下所記載的控制資訊等亦可包含於此之中)一致。利用區塊碼進行編碼時，若需要控制資訊等(例如CRC(cyclic redundancy check：循環冗餘校驗)、傳送參數等) 時，構成編碼後之區塊之位元數有時為構成區塊碼之位元數與控制資訊等之位元數之和。
第34圖係表示利用區塊碼時之1個編碼後之區塊所必需的符元數、時槽數之變化之圖。第34圖係表示例如第4圖之發送裝置所示，發送s1、s2兩個串流，且發送裝置具有1個編碼器時之「利用區塊碼時，1個編碼後之區塊所必需的符元數、時槽數之變化之圖」。(此時，傳送方式係利用單載波傳送、如OFDM之多載波傳送之任一者均可。)
如第34圖所示，構成區塊碼之1個編碼後之區塊之位元數設為6000位元。為了發送該6000位元，調變方式為QPSK時需要3000符元，16QAM時需要1500符元，64QAM時需要1000符元。
然後，於第4圖之發送裝置，為了同時發送兩個串流，調變方式為QPSK時，前述3000符元係對s1分派1500符元，對s2分派1500符元，因此為了以s1發送1500符元，並以s2發送1500符元，需要1500時槽(在此命名為「時槽」)。
同理來思考，調變方式為16QAM時，為了發送構成1個編碼後之區塊之所有位元，需要750時槽，調變方式為64QAM時，為了發送構成1個編碼後之區塊之所有位元，需要500時槽。
接著，就規則地變更相位之方法，說明關於上述所定義的時槽與相位之關係。
在此，為了週期5之規則地變更相位之方法所準備的相位變更值(或相位變更集合)設為5。為了週期5之規則地變更 相位之方法而準備之相位變更值(或相位變更集合)設為P[0]、P[1]、P[2]、P[3]、P[4]。其中，P[0]、P[1]、P[2]、P[3]、P[4]至少包含2個以上不同之相位變更值即可(P[0]、P[1]、P[2]、P[3]、P[4]亦可包含同一相位變更值。)(如第6圖，僅對預編碼後之基頻訊號z2’進行相位變更時，為了進行週期5之相位變更，準備5個相位變更值即可。又，如第26圖，對於預編碼後之基頻訊號z1’及z2’兩者進行相位變更時，1個時槽需要2個相位變更值，該2個相位變更值稱為相位變更集合。因此，該情況下，為了進行週期5之相位變更，準備5個相位變更集合即可)。
調變方式為QPSK時，為了發送構成1個編碼後之區塊之位元數6000位元之上述所述之1500時槽，使用相位變更值P[0]之時槽須為300時槽，使用相位變更值P[1]之時槽須為300時槽，使用相位變更值P[2]之時槽須為300時槽，使用相位變更值P[3]之時槽須為300時槽，使用相位變更值P[4]之時槽須為300時槽。此係由於若所使用的相位變更值有不均，則在資料之接收品質上，使用較多數目之相位變更值的影響大。
同樣地，調變方式為16QAM時，為了發送構成1個編碼後之區塊之位元數6000位元之上述所述之750時槽，使用相位變更值P[0]之時槽須為150時槽，使用相位變更值P[1]之時槽須為150時槽，使用相位變更值P[2]之時槽須為150時槽，使用相位變更值P[3]之時槽須為150時槽，使用相位變更值P[4]之時槽須為150時槽。
同樣地，調變方式為64QAM時，為了發送構成1個編碼後之區塊之位元數6000位元之上述所述之500時槽，使用相位變更值P[0]之時槽須為100時槽，使用相位變更值P[1]之時槽須為100時槽，使用相位變更值P[2]之時槽須為100時槽，使用相位變更值P[3]之時槽須為100時槽，使用相位變更值P[4]之時槽須為100時槽。
如以上，為了週期N之規則地切換相位變更值之相位變更方法之相位變更值表現為P[0]、P[1]、...、P[N-2]、P[N-1]。其中，P[0]、P[1]、...、P[N-2]、P[N-1]至少由2個以上不同之相位變更值所構成。(P[0]、P[1]、...、P[N-2]、P[N-1]亦可包含同一相位變更值。)發送所有構成1個編碼後之區塊之位元時，使用相位變更值P[0]之時槽數設為K0，使用相位變更值P[1]之時槽數設為K1，使用相位變更值P[i]之時槽數設為Ki(i=0、1、2、...、N-1(i為0以上、N-1以下之整數))，使用相位變更值P[N-1]之時槽數設為KN-1時，如下即可：
<條件#C17>
K0=K1=...=Ki=...=KN-1，亦即Ka=Kb(for a、b，其中，a、b=0、1、2、...、N-1(a為0以上、N-1以下之整數，b為0以上、N-1以下之整數)，a≠b)
然後，通訊系統支援複數種調變方式，從所支援的調變方式選擇使用時，於所支援的調變方式，<條件#C17>成立即可。
然而，支援複數種調變方式時，依各調變方式不同，1 符元可發送之位元數一般會不同(視情況而言，亦可能為同一位元數)，視情況而言，有時存在無法符合<條件#C17>之調變方式。該情況下，符合以下條件來取代<條件#C17>即可。
<條件#C18>
Ka與Kb之差為0或1，亦即|Ka-Kb|為0或1
(for a、b，其中，a、b=0、1、2、...、N-1(a、b為0至N-1之整數)，a≠b)
第35圖係表示利用區塊碼時之2個編碼後之區塊所必需的符元數、時槽數之變化之圖。第35圖係表示例如第3圖之發送裝置及第12圖之發送裝置所示，發送s1、s2兩個串流，且發送裝置具有2個編碼器時之「利用區塊碼時，1個編碼後之區塊所必需的符元數、時槽數之變化之圖」。(此時，傳送方式係利用單載波傳送、如OFDM之多載波傳送之任一者均可。)
如第35圖所示，構成區塊碼之1個編碼後之區塊之位元數設為6000位元。為了發送該6000位元，調變方式為QPSK時需要3000符元，16QAM時需要1500符元，64QAM時需要1000符元。
然後，於第3圖之發送裝置及第12圖之發送裝置，由於同時發送兩個串流，或存在2個編碼器，因此於兩個串流傳送不同的碼區塊。因此，調變方式為QPSK時，藉由s1、s2，2個編碼區塊於同一區間內發送，因此例如藉由s1發送第1編碼後之區塊，藉由s2發送第2編碼後之區塊，因此為了發 送第1、第2編碼後之區塊而需要3000時槽。
同理來思考，調變方式為16QAM時，為了發送構成2個編碼後之區塊之所有位元，需要1500時槽，調變方式為64QAM時，為了發送構成2個編碼後之區塊之所有位元，需要1000時槽。
接著，就規則地切換預編碼矩陣之方法，說明關於上述所定義的時槽與預編碼矩陣之關係。
在此，為了週期5之規則地變更相位之方法所準備的相位變更值(或相位變更集合)設為5。總言之，為了第4圖之發送裝置之相位變更部而準備5個不同之相位變更值(或相位變更集合)P[0]、P[1]、P[2]、P[3]、P[4]。其中，P[0]、P[1]、P[2]、P[3]、P[4]至少包含2個以上不同之相位變更值即可(P[0]、P[1]、P[2]、P[3]、P[4]亦可包含同一相位變更值。)(如第6圖，僅對預編碼後之基頻訊號z2’進行相位變更時，為了進行週期5之相位變更，準備5個相位變更值即可。又，如第26圖，對於預編碼後之基頻訊號z1’及z2’兩者進行相位變更時，1個時槽需要2個相位變更值，該2個相位變更值稱為相位變更集合。因此，該情況下，為了進行週期5之相位變更，準備5個相位變更集合即可。)。週期5用之5個相位變更值(或相位變更集合)表現為P[0]、P[1]、P[2]、P[3]、P[4]。
調變方式為QPSK時，為了發送構成1個編碼後之區塊之位元數6000×2位元之上述所述之3000時槽，使用相位變更值P[0]之時槽須為600時槽，使用相位變更值P[1]之時槽 須為600時槽，使用相位變更值P[2]之時槽須為600時槽，使用相位變更值P[3]之時槽須為600時槽，使用相位變更值P[4]之時槽須為600時槽。此係由於若所使用的預編碼矩陣有不均，則使用較多數目之相位影響大，於接收裝置，資料接收品質取決於該影響。
又，為了發送第1編碼區塊，使用相位變更值P[0]之時槽須為600次，使用相位變更值P[1]之時槽須為600次，使用相位變更值P[2]之時槽須為600次，使用相位變更值P[3]之時槽須為600次，使用相位變更值P[4]之時槽須為600次，又，為了發送第2編碼區塊，使用相位變更值P[0]之時槽須為600次，使用相位變更值P[1]之時槽為600次，使用相位變更值P[2]之時槽為600次，使用相位變更值P[3]之時槽為600次，使用相位變更值P[4]之時槽為600次即可。
同樣地，調變方式為16QAM時，為了發送構成2個編碼後之區塊之位元數6000×2位元之上述所述之1500時槽，使用相位變更值P[0]之時槽須為300時槽，使用相位變更值P[1]之時槽須為300時槽，使用相位變更值P[2]之時槽須為300時槽，使用相位變更值P[3]之時槽須為300時槽，使用相位變更值P[4]之時槽須為300時槽。
又，為了發送第1編碼區塊，使用相位變更值P[0]之時槽須為300次，使用相位變更值P[1]之時槽須為300次，使用相位變更值P[2]之時槽須為300次，使用相位變更值P[3]之時槽須為300次，使用相位變更值P[4]之時槽須為300次，又，為了發送第2編碼區塊，使用相位變更值P[0]之時槽須 為300次，使用相位變更值P[1]之時槽為300次，使用相位變更值P[2]之時槽為300次，使用相位變更值P[3]之時槽為300次，使用相位變更值P[4]之時槽為300次即可。
同樣地，調變方式為64QAM時，為了發送構成2個編碼後之區塊之位元數6000×2位元之上述所述之1000時槽，使用相位變更值P[0]之時槽須為200時槽，使用相位變更值P[1]之時槽須為200時槽，使用相位變更值P[2]之時槽須為200時槽，使用相位變更值P[3]之時槽須為200時槽，使用相位變更值P[4]之時槽須為200時槽。
又，為了發送第1編碼區塊，使用相位變更值P[0]之時槽須為200次，使用相位變更值P[1]之時槽須為200次，使用相位變更值P[2]之時槽須為200次，使用相位變更值P[3]之時槽須為200次，使用相位變更值P[4]之時槽須為200次，又，為了發送第2編碼區塊，使用相位變更值P[0]之時槽須為200次，使用相位變更值P[1]之時槽為200次，使用相位變更值P[2]之時槽為200次，使用相位變更值P[3]之時槽為200次，使用相位變更值P[4]之時槽為200次即可。
如以上，為了週期N之規則地切換相位變更值之相位變更方法之相位變更值表現為P[0]、P[1]、...、P[N-2]、P[N-1]。其中，P[0]、P[1]、...、P[N-2]、P[N-1]至少由2個以上不同之相位變更值所構成。(P[0]、P[1]、...、P[N-2]、P[N-1]亦可包含同一相位變更值。)發送所有構成2個編碼後之區塊之位元時，使用相位變更值P[0]之時槽數設為K0，使用相位變更值P[1]之時槽數設為K1，使用相位變更 值P[i]之時槽數設為Ki(i=0、1、2、...、N-1(i為0以上、N-1以下之整數))，使用相位變更值P[N-1]之時槽數設為KN-1時，如下即可：
<條件#C19>
K0=K1=...=Ki=...=KN-1，亦即Ka=Kb(for a、b，其中，a、b=0、1、2、...、N-1(a為0以上、N-1以下之整數，b為0以上、N-1以下之整數)，a≠b)
發送所有構成第1編碼後之區塊之位元時，使用相位變更值P[0]之次數設為K0,1，使用相位變更值P[1]之次數設為K1,1，使用相位變更值P[i]之次數設為Ki,1(i=0、1、2、...、N-1(i為0以上、N-1以下之整數))，使用相位變更值P[N-1]之次數設為KN-1,1時，則如下：
<條件#C20>
K0,1=K1,1=...=Ki,1=...=KN-1,1，亦即Ka,1=Kb,1(for a、b，其中，a、b=0、1、2、...、N-1(a為0以上、N-1以下之整數，b為0以上、N-1以下之整數)，a≠b)
發送所有構成第2編碼後之區塊之位元時，使用相位變更值P[0]之次數設為K0,2，使用相位變更值P[1]之次數設為K1,2，使用相位變更值P[i]之次數設為Ki,2(i=0、1、2、...、2n-1、2n(i為0以上、N-1以下之整數))，使用相位變更值P[N-1]之次數設為KN-1,2時，則如下即可：
<條件#C21>
K0,2=K1,2=...=Ki,2=...=KN-1,2，亦即Ka,2=Kb,2(for a、b，其中，a、b=0、1、2、...、N-1(a為0以上、N-1以下之整數， b為0以上、N-1以下之整數)，a≠b)
然後，通訊系統支援複數種調變方式，從所支援的調變方式選擇使用時，於所支援的調變方式，<條件#C19>、<條件#C20>、<條件#C21>成立即可。
然而，支援複數種調變方式時，依各調變方式不同，1符元可發送之位元數一般會不同(視情況而言，亦可能為同一位元數)，視情況而言，有時存在無法符合<條件#C19>、<條件#C20>、<條件#C21>之調變方式。該情況下，符合以下條件來取代<條件#C19>、<條件#C20>、<條件#C21>即可。
<條件#C22>
Ka與Kb之差為0或1，亦即|Ka-Kb|為0或1
(for a、b，其中，a、b=0、1、2、...、N-1(a為0以上、N-1以下之整數，b為0以上、N-1以下之整數)，a≠b)
<條件#C23>
Ka,1與Kb,1之差為0或1，亦即|Ka,1-Kb,1|為0或1
(for a、b，其中，a、b=0、1、2、...、N-1(a為0以上、N-1以下之整數，b為0以上、N-1以下之整數)，a≠b)
<條件#C24>
Ka,2與Kb,2之差為0或1，亦即|Ka,2-Kb,2|為0或1
(for a、b，其中，a、b=0、1、2、...、N-1(a為0以上、N-1以下之整數，b為0以上、N-1以下之整數)，a≠b)
如以上，藉由進行編碼後之區塊與相位變更值之關係建立，於為了傳送編碼區塊而使用之相位變更值，不均會消失，因此於接收裝置，可獲得資料接收品質提升的效果。
於本實施形態，在規則地變更相位之方法中，週期N之相位變更方法需要N個相位變更值(或相位變更集合)。此時，作為N個相位變更值(或相位變更集合)而準備P[0]、P[1]、P[2]、...、P[N-2]、P[N-1]，但亦有於頻率軸方向，排列為P[0]、P[1]、P[2]、...、P[N-2]、P[N-1]之順序的方法，但未必限於此，N個相位變更值(或相位變更集合)P[0]、P[1]、P[2]、...、P[N-2]、P[N-1]，可與實施形態1同樣藉由對於時間軸、頻率-時間軸之區塊配置符元來變更相位。再者，雖說明週期N之相位變更方法，但隨機利用N個相位變更值(或相位變更集合)，亦可獲得同樣效果，總言之，未必須以具有規則週期的方式來利用N個相位變更值(或相位變更集合)，但符合上面所說明的條件係對於在接收裝置，獲得高資料接收品質方面甚為重要。
又，存在有空間多工MIMO傳送方式、預編碼矩陣固定之MIMO傳送方式、時空區塊編碼方式、僅發送1串流之模式、規則地變更相位之方法(實施形態1至實施形態4所說明的發送方法)之模式，發送裝置(播送台、基地台)可從該等模式選擇某一發送方法亦可。
再者，空間多工MIMO傳送方式係如非專利文獻3所示，從各不相同之天線，發送以選擇之調變方式映射之訊號s1、s2之方法；預編碼矩陣固定之MIMO傳送方式係於實施形態1至實施形態4，僅進行預編碼(不進行相位變更)之方式。又，時空區塊編碼方式係非專利文獻9、16、17所示之傳送方式。僅發送1串流之模式係將以選擇之調變方式映射 之訊號s1之訊號進行預定處理，並從天線發送之方法。
又，利用如OFDM之多載波傳送方式，以諸如由複數個載波所構成的第1載波群、由複數個載波所構成不同於第1載波群之第2載波群、以此類推之複數個載波群來實現多載波傳送，就各載波群，設定空間多工MIMO傳送方式、預編碼矩陣固定之MIMO傳送方式、時空區塊編碼方式、僅發送1串流之模式、規則地變更相位之方法中之某一方法亦可，尤其於選擇規則地變更相位之方法之(子)載波群，實施本實施形態即可。
再者，對於一方之預編碼後之基頻訊號進行相位變更時，例如P[i]之相位變更值設為「X弧度」時，於第3圖、第4圖、第6圖、第12圖、第25圖、第29圖、第51圖、第53圖之相位變更部，對預編碼後之基頻訊號z2’乘算ejX。然後，對於兩者之預編碼後之基頻訊號進行相位變更時，例如P[i]之相位變更值設為「X弧度」及「Y弧度」時，於第26圖、第27圖、第28圖、第52圖、第54圖之相位變更部，對預編碼後之基頻訊號z2’乘算ejX，對預編碼後之基頻訊號z1’乘算ejY。
(實施形態D1)
於本實施形態，首先說明有關實施形態1之變形例。第67圖係本實施形態之發送裝置之構成之一例，關於與第3圖同樣地動作者係附上同一符號，又，關於與第3圖之說明同樣地動作的部分，以下係省略說明。然後，第67圖與第3圖之相異點，係緊接於加權合成部之後插入有基頻訊號置換 部6702之部分。因此，以下係以基頻訊號置換部6702周邊的動作為中心來進行說明。
於第21圖表示加權合成部(308A、308B)之構成。於第21圖由點線所圍住的區域為加權合成部。基頻訊號307A係與w11乘算而生成w11‧s1(t)，與W21乘算而生成w21‧s1(t)。同樣地，基頻訊號307B係與w12乘算而生成w12‧s2(t)，與w22乘算而生成w22‧s2(t)。接著，獲得z1(t)=w11‧s1(t)+w12‧s2(t)、z2(t)=w21‧s1(t)+w22‧s2(t)。此時，從上述說明可知，s1(t)及s2(t)係BPSK(Binary Phase Shift Keying：二元相位位移鍵控)、QPSK、8PSK(8 Phase Shift Keying：8相位位移鍵控)、16QAM、32QAM(32 Quadrature Amplitude Modulation：正交調幅)、64QAM、256QAM、16APSK(16 Amplitude Phase Shift Keying：16振幅相位位移鍵控)等調變方式之基頻訊號。在此，兩加權合成部係利用固定之預編碼矩陣執行加權，作為預編碼矩陣，其一例包括基於下述式(63)或式(64)而利用式(62)之方法。但此為一例，α值不限於式(63)、式(64)，其他值亦可例如將α設為1或0(α為0以上之實數，或α為虛數均可。)。
再者，預編碼矩陣如下：
其中，於上述式(62)，α如下：
或者，於上述式(62)，α如下：
又，預編碼矩陣不限於式(62)，亦可利用式(65)所示之矩陣。
以a=Aejδ11、b=Bejδ12、c=Cejδ21、d=Dejδ22來表現即可。又，a、b、c、d之某一者為「零」亦可。例如如下構成亦可：(1)a為零，b、c、d非零；(2)b為零，a、c、d非零；(3)c為零，a、b、d非零；(4)d為零，a、b、c非零。
又，a、b、c、d中之2個值設為零亦可。例如(1)a及d為零，b、c非零；(2)b及c為零，a、d非零之方法有效。
再者，調變方式、錯誤更正訊號、其編碼率之某一者變更時，設定、變更所使用的預編碼矩陣，固定地使用該預編碼矩陣亦可。
接著，說明有關第67圖之基頻訊號置換部6702。基頻訊號置換部6702係以加權合成後之訊號309A及加權合成後之訊號316B作為輸入，進行基頻訊號置換，並輸出置換後基頻訊號6701A及置換後基頻訊號6701B。再者，關於基頻訊號置換之細節係如利用第55圖所說明。本實施形態之基頻訊號之置換係基頻訊號置換用之訊號與第55圖不同。以下利用第68圖來說明本實施形態之基頻訊號之置換。
於第68圖，加權合成後之訊號309A(p1(i))之同相I成分表現為Ip1(i)，正交Q成分表現為Qp1(i)，加權合成後之訊號316B(p2(i))之同相I成分表現為Ip2(i)，正交Q成分表現為Qp2(i)。然後，置換後基頻訊號6701A(q1(i))之同相I成分表現為Iq1(i)，正交Q成分表現為Qq1(i)，置換後基頻訊號6701B(q2(i))之同相I成分表現為Iq2(i)，正交Q成分表現為Qq2(i)。(其中，i表現(時間或頻率(載波))順序)。於第67圖之例子，i為時間，但將第67圖適用於如第12圖利用OFDM方式時之情況下，i亦可為頻率(載波)。關於該點係於後續說明。)
此時，基頻訊號置換部6702進行基頻成分之置換，且如同：‧置換後之基頻訊號q1(i)之同相成分設為Ip1(i)，正交成分設為Qp2(i)，置換後之基頻訊號q2(i)之同相成分設為Ip2(i)，正交成分設為Qp1(i)，如同於同一時刻，利用同一頻率，從發送天線1發送相當於置換後之基頻訊號q1(i)之調變訊號，從發送天線2發送 相當於置換後之基頻訊號q2(i)之調變訊號一般，亦可於同一時刻，利用同一頻率，從不同天線發送相當於置換後之基頻訊號q1(i)之調變訊號、置換後之基頻訊號q2(i)。又，如下設定亦可：‧置換後之基頻訊號q1(i)之同相成分設為Ip1(i)，正交成分設為Ip2(i)，置換後之基頻訊號q2(i)之同相成分設為Qp1(i)，正交成分設為Qp2(i)；‧置換後之基頻訊號q1(i)之同相成分設為Ip2(i)，正交成分設為Ip1(i)，置換後之基頻訊號q2(i)之同相成分設為Qp1(i)，正交成分設為Qp2(i)；‧置換後之基頻訊號q1(i)之同相成分設為Ip1(i)，正交成分設為Ip2(i)，置換後之基頻訊號q2(i)之同相成分設為Qp2(i)，正交成分設為Qp1(i)；‧置換後之基頻訊號q1(i)之同相成分設為Ip2(i)，正交成分設為Ip1(i)，置換後之基頻訊號q2(i)之同相成分設為Qp2(i)，正交成分設為Qp1(i)；‧置換後之基頻訊號q1(i)之同相成分設為Ip1(i)，正交成分設為Qp2(i)，置換後之基頻訊號q2(i)之同相成分設為Qp1(i)，正交成分設為Ip2(i)；‧置換後之基頻訊號q1(i)之同相成分設為Qp2(i)，正交成分設為Ip1(i)，置換後之基頻訊號q2(i)之同相成分設為Ip2(i)，正交成分設為Qp1(i)；‧置換後之基頻訊號q1(i)之同相成分設為Qp2(i)，正交成分設為Ip1(i)，置換後之基頻訊號q2(i)之同相成分設為 Qp1(i)，正交成分設為Ip2(i)；‧置換後之基頻訊號q2(i)之同相成分設為Ip1(i)，正交成分設為Ip2(i)，置換後之基頻訊號q1(i)之同相成分設為Qp1(i)，正交成分設為Qp2(i)；‧置換後之基頻訊號q2(i)之同相成分設為Ip2(i)，正交成分設為Ip1(i)，置換後之基頻訊號q1(i)之同相成分設為Qp1(i)，正交成分設為Qp2(i)；‧置換後之基頻訊號q2(i)之同相成分設為Ip1(i)，正交成分設為Ip2(i)，置換後之基頻訊號q1(i)之同相成分設為Qp2(i)，正交成分設為Qp1(i)；‧置換後之基頻訊號q2(i)之同相成分設為Ip2(i)，正交成分設為Ip1(i)，置換後之基頻訊號q1(i)之同相成分設為Qp2(i)，正交成分設為Qp1(i)；‧置換後之基頻訊號q2(i)之同相成分設為Ip1(i)，正交成分設為Qp2(i)，置換後之基頻訊號q1(i)之同相成分設為Ip2(i)，正交成分設為Qp1(i)；‧置換後之基頻訊號q2(i)之同相成分設為Ip1(i)，正交成分設為Qp2(i)，置換後之基頻訊號q1(i)之同相成分設為Qp1(i)，正交成分設為Ip2(i)；‧置換後之基頻訊號q2(i)之同相成分設為Qp2(i)，正交成分設為Ip1(i)，置換後之基頻訊號q1(i)之同相成分設為Ip2(i)，正交成分設為Qp1(i)；‧置換後之基頻訊號q2(i)之同相成分設為Qp2(i)，正交成分設為Ip1(i)，置換後之基頻訊號q1(i)之同相成分設為 Qp1(i)，正交成分設為Ip2(i)。
又，上述說明有關加權合成後之訊號309A及加權合成後之訊號316B之同相成分與正交成分之置換，但不限於此，亦可進行多於2個訊號之訊號同相成分與正交成分之置換。
又，於上述例，說明同一時刻(同一頻率((子)載波))之基頻訊號之置換，但並非同一時刻之基頻訊號之置換亦可。作為例子可記述如下：‧置換後之基頻訊號q1(i)之同相成分設為Ip1(i+v)，正交成分設為Qp2(i+w)，置換後之基頻訊號q2(i)之同相成分設為Ip2(i+w)，正交成分設為Qp1(i+v)；‧置換後之基頻訊號q1(i)之同相成分設為Ip1(i+v)，正交成分設為Ip2(i+w)，置換後之基頻訊號q2(i)之同相成分設為Qp1(i+v)，正交成分設為Qp2(i+w)；‧置換後之基頻訊號q1(i)之同相成分設為Ip2(i+w)，正交成分設為Ip1(i+v)，置換後之基頻訊號q2(i)之同相成分設為Qp1(i+v)，正交成分設為Qp2(i+w)；‧置換後之基頻訊號q1(i)之同相成分設為Ip1(i+v)，正交成分設為Ip2(i+w)，置換後之基頻訊號q2(i)之同相成分設為Qp2(i+w)，正交成分設為Qp1(i+v)；‧置換後之基頻訊號q1(i)之同相成分設為Ip2(i+w)，正交成分設為Ip1(i+v)，置換後之基頻訊號q2(i)之同相成分設為Qp2(i+w)，正交成分設為Qp1(i+v)；‧置換後之基頻訊號q1(i)之同相成分設為Ip1(i+v)，正交成分設為Qp2(i+w)，置換後之基頻訊號q2(i)之同相成分設 為Qp1(i+v)，正交成分設為Ip2(i+w)；‧置換後之基頻訊號q1(i)之同相成分設為Qp2(i+w)，正交成分設為Ip1(i+v)，置換後之基頻訊號q2(i)之同相成分設為Ip2(i+w)，正交成分設為Qp1(i+v)；‧置換後之基頻訊號q1(i)之同相成分設為Qp2(i+w)，正交成分設為Ip1(i+v)，置換後之基頻訊號q2(i)之同相成分設為Qp1(i+v)，正交成分設為Ip2(i+w)；‧置換後之基頻訊號q2(i)之同相成分設為Ip1(i+v)，正交成分設為Ip2(i+w)，置換後之基頻訊號q1(i)之同相成分設為Qp1(i+v)，正交成分設為Qp2(i+w)；‧置換後之基頻訊號q2(i)之同相成分設為Ip2(i+w)，正交成分設為Ip1(i+v)，置換後之基頻訊號q1(i)之同相成分設為Qp1(i+v)，正交成分設為Qp2(i+w)；‧置換後之基頻訊號q2(i)之同相成分設為Ip1(i+v)，正交成分設為Ip2(i+w)，置換後之基頻訊號q1(i)之同相成分設為Qp2(i+w)，正交成分設為Qp1(i+v)；‧置換後之基頻訊號q2(i)之同相成分設為Ip2(i+w)，正交成分設為Ip1(i+v)，置換後之基頻訊號q1(i)之同相成分設為Qp2(i+w)，正交成分設為Qp1(i+v)；‧置換後之基頻訊號q2(i)之同相成分設為Ip1(i+v)，正交成分設為Qp2(i+w)，置換後之基頻訊號q1(i)之同相成分設為Ip2(i+w)，正交成分設為Qp1(i+v)；‧置換後之基頻訊號q2(i)之同相成分設為Ip1(i+v)，正交成分設為Qp2(i+w)，置換後之基頻訊號q1(i)之同相成分設 為Qp1(i+v)，正交成分設為Ip2(i+w)；‧置換後之基頻訊號q2(i)之同相成分設為Qp2(i+w)，正交成分設為Ip1(i+v)，置換後之基頻訊號q1(i)之同相成分設為Ip2(i+w)，正交成分設為Qp1(i+v)；‧置換後之基頻訊號q2(i)之同相成分設為Qp2(i+w)，正交成分設為Ip1(i+v)，置換後之基頻訊號q1(i)之同相成分設為Qp1(i+v)，正交成分設為Ip2(i+w)。
加權合成後之訊號309A(p1(i))之同相I成分表現為Ip1(i)，正交Q成分表現為Qp1(i)，加權合成後之訊號316B(p2(i))之同相I成分表現為Ip2(i)，正交Q成分表現為Qp2(i)。然後，置換後基頻訊號6701A(q1(i))之同相I成分表現為Iq1(i)，正交Q成分表現為Qq1(i)，置換後基頻訊號6701B(q2(i))之同相I成分表現為Iq2(i)，正交Q成分表現為Qq2(i)。
第68圖係用以說明上述記載之圖；如前述所記載，加權合成後之訊號309A(p1(i))之同相I成分表現為Ip1(i)，正交Q成分表現為Qp1(i)，加權合成後之訊號316B(p2(i))之同相I成分表現為Ip2(i)，正交Q成分表現為Qp2(i)。然後，置換後基頻訊號6701A(q1(i))之同相I成分表現為Iq1(i)，正交Q成分表現為Qq1(i)，置換後基頻訊號6701B(q2(i))之同相I成分表現為Iq2(i)，正交Q成分表現為Qq2(i)。
如此一來，置換後基頻訊號6701A(q1(i))之同相I成分Iq1(i)、正交Q成分Qq1(i)，及置換後基頻訊號6701B(q2(i))之同相I成分Iq2(i)、正交Q成分Qq2(i)，係如上述所說明的某 一者來表現。
然後，如同於同一時刻，利用同一頻率，從發送天線312A發送相當於置換後基頻訊號6701A(q1(i))之調變訊號，從發送天線312B發送相當於置換後基頻訊號6701B(q2(i))之調變訊號，於同一時刻，利用同一頻率，從不同天線發送相當於置換後基頻訊號6701A(q1(i))之調變訊號及相當於置換後基頻訊號6701B(q2(i))之調變訊號。
相位變更部317B係以加權合成後之訊號6701B及關於訊號處理方法之資訊315作為輸入，規則地變更該訊號6701B之相位而輸出。規則地變更係指以預先決定的週期(例如每n個符元(n為1以上之整數)或每預先決定的時間)，按照預先決定之相位變更模式來變更相位。關於相位變更模式的細節係於下述實施形態4說明。
無線部310B係以加權合成後之訊號309B作為輸入，施以正交調變、帶區限制、頻率轉換、放大等處理，並輸出發送訊號311B，發送訊號311B係從天線312B作為電波輸出。
再者，第67圖係如第3圖說明編碼器為複數的情況，但對於第67圖，如第4圖具備編碼器及分配部，分配器所輸出的訊號分別作為交錯器之輸入訊號，之後則承襲第67圖之構成的情況下，亦可與上述同樣地動作。
第5圖係表示本實施形態之發送裝置之時間軸之訊框構成之一例。符元500_1係用以對接收裝置通知發送方法之符元，傳送例如為了傳送資料符元所用之錯誤更正方式、其編碼率之資訊、為了傳送資料符元所用之調變方式之資 訊等。
符元501_1係用以推定發送裝置所發送的調變訊號z1(t){其中，t為時間}之通道變動之符元。符元502_1係調變訊號z1(t)發送給(時間軸)之符元號碼u之資料符元，符元503_1係調變訊號z1(t)發送給(時間軸)之符元號碼u+1之資料符元。
符元501_2係用以推定發送裝置所發送的調變訊號z2(t){其中，t為時間}之通道變動之符元。符元502_2係調變訊號z2(t)發送給(時間軸)之符元號碼u之資料符元，符元503_2係調變訊號z2(t)發送給(時間軸)之符元號碼u+1之資料符元。
此時，於z1(t)之符元及z2(t)之符元，同一時刻(同一時間)之符元係利用同一(共通)頻率而從發送天線發送。
說明有關發送裝置所發送的調變訊號z1(t)與調變訊號z2(t)、及接收裝置之接收訊號r1(t)、r2(t)之關係。
於第5圖，504#1、504#2係表示發送裝置之發送天線，505#1、505#2係表示接收裝置之接收天線；發送裝置係從發送天線504#1發送調變訊號z1(t)，從發送天線504#2發送調變訊號z2(t)。此時，調變訊號z1(t)及調變訊號z2(t)係佔有同一(共同)頻率(帶區)。發送裝置之各發送天線及接收裝置之各天線之通道變動分別設為h11(t)、h12(t)、h21(t)、h22(t)，若接收裝置之接收天線505#1所接收的接收訊號設為r1(t)，接收裝置之接收天線505#2所接收的接收訊號設為r2(t)，則以下關係式會成立。
第69圖係與本實施形態之加權方法(預編碼(Precoding)方法)、基頻訊號之置換及相位變更方法相關聯之圖；加權合成部600係統合第67圖之加權合成部308A與308B兩者之加權合成部。如第69圖所示，串流s1(t)及串流s2(t)相當於第3圖之基頻訊號307A及307B，總言之，其為按照QPSK、16QAM、64QAM等調變方式之映射之基頻訊號同相I、正交Q成分。然後，如第69圖之訊框成分，串流s1(t)係將符元號碼u之訊號表現為s1(u)，將符元號碼u+1之訊號表現為s1(u+1)，以此類推。同樣地，串流s2(t)係將符元號碼u之訊號表現為s2(u)，將符元號碼u+1之訊號表現為s2(u+1)，以此類推。然後，加權合成部600係以第67圖之基頻訊號307A(s1(t))及307B(s2(t))、關於加權資訊之資訊315作為輸入，施以按照關於加權資訊之資訊315之加權方法，並輸出第67圖之加權合成後之訊號309A(p1(t))、316B(p2(t))。
此時，若固定之預編碼矩陣F之第1列向量設為W1=(w11,w12)，則p1(t)可由以下式(67)來表現。
[數67]p1(t)=W1s1(t)...式(67)
另，若固定之預編碼矩陣F之第2列向量設為 W2=(w21,w22)，則p2(t)可由以下式(68)來表現。
[數68]p2(t)=W2s2(t)...式(68)
因此，預編碼矩陣F可由下式來表現。
已進行基頻訊號置換後之置換後基頻訊號6701A(q1(i))之同相I成分Iq1(i)、正交Q成分Qq1(i)，及置換後基頻訊號6701B(q2(i))之同相I成分Iq2(i)、正交Q成分Qq2(i)與p1(t))及p2(t)之關係係如上述。然後，相位變更部之相位變更式若設為y(t)，則相位變更後之基頻訊號309B(q2’(i))可由下式(70)來表現。
[數70]q 2'(t)=y(t)q 2(t)...式(70)
在此，y(t)係用以按照預先決定之方法來變更相位之數式，例如若週期設為4，則時刻u之相位變更式可由例如式(71)來表現。
[數71]y(u)=e j0...式(71)
同樣地，時刻u+1之相位變更式可由例如式(72)來表現。
亦即，時刻u+k之相位變更式可由式(73)來表現。
再者，式(71)~(73)所示之規則地相位變更例僅為一例。
規則地相位變更之週期不限於4。該週期數越多，則越可能得以促使接收裝置之接收性能(更正確而言應為錯誤更正性能)提升(並非週期越大越佳，宜避開如2的小值之可能性高。)。
又，於上述式(71)~(73)所示之相位變更例，係表示逐次僅旋轉預定相位(於上述式各旋轉π/2)之構成，但非僅旋轉預定相位而隨機地變更相位亦可。例如y(t)按照預先決定之週期，變更如式(74)或式(75)所示之順序所乘之相位亦可。在相位之規則變更中，重要處在於調變訊號之相位規則地受到變更，關於受到變更之相位程度儘量均等，例如對於從-π弧度到π弧度，雖期望呈均勻分布，但隨機亦可。
[數74]
如此，第6圖之加權合成部600係以預先決定之固定的預編碼權重來執行預編碼，基頻訊號置換部係進行上述基頻訊號之置換，相位變更部係一面規則地改變其變更程度，一面變更輸入訊號之相位。
於LOS環境，若利用特殊的預編碼矩陣，雖可能大幅改善接收品質，但該特殊的預編碼矩陣係依直接波之狀況而不同。然而，於LOS環境存在某規則，若按照該規則而規則地切換特殊的預編碼矩陣，則會大幅改善接收品質。本發明係提案改善LOS環境之訊號處理方法。
第7圖係表示本實施形態之接收裝置700之構成之一例。無線部703_X係以天線701_X所接收的接收訊號702_X作為輸入，施以頻率轉換、正交解調等處理，並輸出基頻訊號704_X。
由發送裝置所發送的調變訊號z1之通道變動推定部705_1係以基頻訊號704_X作為輸入，擷取第5圖之通道推定 用之參考符元501_1，推定相當於式(66)之h11之值，並輸出通道推定訊號706_1。
由發送裝置所發送的調變訊號z2之通道變動推定部705_2係以基頻訊號704_X作為輸入，擷取第5圖之通道推定用之參考符元501_2，推定相當於式(66)之h12之值，並輸出通道推定訊號706_2。
無線部703_Y係以天線701_Y所接收的接收訊號702_Y作為輸入，施以頻率轉換、正交解調等處理，並輸出基頻訊號704_Y。
由發送裝置所發送的調變訊號z1之通道變動推定部707_1係以基頻訊號704_Y作為輸入，擷取第5圖之通道推定用之參考符元501_1，推定相當於式(66)之h21之值，並輸出通道推定訊號708_1。
由發送裝置所發送的調變訊號z2之通道變動推定部707_2係以基頻訊號704_Y作為輸入，擷取第5圖之通道推定用之參考符元501_2，推定相當於式(66)之h22之值，並輸出通道推定訊號708_2。
控制資訊解碼部709係以基頻訊號704_X及704_Y作為輸入，檢測用以通知第5圖之發送方法之符元500_1，並輸出關於發送裝置所通知的發送方法之資訊之訊號710。
訊號處理部711係以基頻訊號704_X、704Y、通道推定訊號706_1、706_2、708_1、708_2、及關於發送裝置所通知的發送方法之資訊之訊號710作為輸入，進行檢波、解碼，並輸出接收資料712_1及712_2。
接著，詳細說明有關第7圖之訊號處理部711之動作。第8圖係表示本實施形態之訊號處理部711之構成之一例。第8圖主要由內部MIMO檢波部及軟入/軟出解碼器、係數生成部所構成。關於該構成之反覆解碼方法，其細節已於非專利文獻2、非專利文獻3敘述，但非專利文獻2、非專利文獻3所記載的MIMO傳送方式為空間多工MIMO傳送方式，而本實施形態之傳送方式係隨著時間變更訊號之相位，且使用預編碼矩陣之MIMO傳送方式，該點係與非專利文獻2、非專利文獻3之相異點。若式(66)之(通道)矩陣設為H(t)，第69圖之預編碼權重矩陣設為F(在此，預編碼權重矩陣係於1之接收訊號中為不變更之固定矩陣)，第69圖之相位變更部之相位變更式之矩陣設為Y(t)(在此，Y(t)係依t而變化)，從基頻訊號之置換，可導出接收向量R(t)=(r1(t),r2(t))T與串流向量S(t)=(s1(t),s2(t))T之關係，對於接收向量R(t)適用非專利文獻2、非專利文獻3之解碼方法而進行MIMO檢波。
因此，第8圖之加權係數生成部819係以關於發送裝置所通知的發送方法之資訊(用以特定出所利用的固定之預編碼矩陣及相位已變更時之相位變更模式之資訊)之訊號818(相當於第7圖之710)作為輸入，輸出關於加權係數之資訊之訊號820。
內部MIMO檢波部803係以關於加權係數之資訊之訊號820作為輸入，利用該訊號進行反覆檢波‧解碼，針對該動作來說明。
於第8圖之訊號處理部，為了進行反覆解碼(反覆檢 波)，須進行如第10圖之處理方法。首先，進行調變訊號(串流)s1之1碼字(或1訊框)及調變訊號(串流)s2之1碼字(或1訊框)之解碼。其結果，從軟入/軟出解碼器，獲得調變訊號(串流)s1之1碼字(或1訊框)及調變訊號(串流)s2之1碼字(或1訊框)之各位元之對數概似比(LLR：Log-Likelihood Ratio)。然後，利用該LLR再次進行檢波‧解碼。該操作進行複數次(該操作稱為反覆解碼(反覆檢波))。下文係以1訊框之預定時間之符元之對數概似比(LLR)之做成方法為中心來說明。
於第8圖，記憶部815係以基頻訊號801X(相當於第7圖之基頻訊號704_X)、通道推定訊號群802X(相當於第7圖之通道推定訊號706_1、706_2)、基頻訊號801Y(相當於第7圖之基頻訊號704_Y)、通道推定訊號群802Y(相當於第7圖之通道推定訊號708_1、708_2)作為輸入，為了實現反覆解碼(反覆檢波)，將所算出的矩陣記憶作變形通道訊號群。然後，記憶部815係於必要時，將上述訊號作為基頻訊號816X、變形通道推定訊號群817X、基頻訊號816Y、變形通道推定訊號群817Y而輸出。
關於其後之動作，分為初始檢波的情況與反覆解碼(反覆檢波)的情況來說明。
<初始檢波的情況>
內部MIMO檢波部803係以基頻訊號801X、通道推定訊號群802X、基頻訊號801Y、通道推定訊號群802Y作為輸入。在此，調變訊號(串流)s1、調變訊號(串流)s2之調變方式係說明作16QAM。
內部MIMO檢波部803首先從通道推定訊號群802X、通道推定訊號群802Y，求出與基頻訊號801X相對應之候補訊號點。於第11圖表示當時狀況。於第11圖，●(黑圓點)為IQ平面之候補訊號點，由於調變方式為16QAM，因此候補訊號存在有256個。(其中，於第11圖，由於表示示意圖，因此未表示256個候補訊號點。)在此，若以調變訊號s1傳送之4位元設為b0、b1、b2、b3，以調變訊號s2傳送之4位元設為b4、b5、b6、b7，則於第11圖存在有與(b0、b1、b2、b3、b4、b5、b6、b7)相對應之候補訊號點。然後，求出接收訊號點1101(相當於基頻訊號801X)與各候補訊號點之歐氏距離平方。然後，以雜訊之偏差σ2來除算各個歐氏距離平方。因此，求出以雜訊之偏差除算與(b0、b1、b2、b3、b4、b5、b6、b7)相對應之候補訊號點與接收訊號點歐氏距離平方後之值，即求出Ex(b0、b1、b2、b3、b4、b5、b6、b7)。再者，各基頻訊號、調變訊號s1、s2為複數訊號。
同樣地，從通道推定訊號群802X、通道推定訊號群802Y，匯總與基頻訊號801Y相對應之候補訊號點，求出與接收訊號點(相當於基頻訊號801Y)之歐氏距離平方，以雜訊之偏差σ2來除算該歐氏距離平方。因此，求出以雜訊之偏差除算與(b0、b1、b2、b3、b4、b5、b6、b7)相對應之候補訊號點與接收訊號點歐氏距離平方後之值，即求出EY(b0、b1、b2、b3、b4、b5、b6、b7)。
然後，求出EX(b0、b1、b2、b3、b4、b5、b6、b7)+EY(b0、b1、b2、b3、b4、b5、b6、b7=E(b0、b1、b2、b3、b4、b5、 b6、b7)。
內部MIMO檢波部803係將E(b0、b1、b2、b3、b4、b5、b6、b7)作為訊號804而輸出。
對數概似算出部805A係以訊號804作為輸入，算出位元b0、b1、b2及b3之對數概似(log likelihood)，並輸出對數概似訊號806A。其中，於對數概似算出中，算出“1”時之對數概似及“0”時之對數概似。其算出方法係如式(28)、式(29)、式(30)所示，關於細節則表示於非專利文獻2、非專利文獻3。
同樣地，對數概似算出部805B係以訊號804作為輸入，算出位元b4、b5、b6及b7之對數概似，並輸出對數概似訊號806B。
解交錯器(807A)係以對數概似訊號806A作為輸入，進行與交錯器(第3圖之交錯器(304A))相對應之解交錯，並輸出解交錯後之對數概似訊號808A。
同樣地，解交錯器(807B)係以對數概似訊號806B作為輸入，進行與交錯器(第3圖之交錯器(304B))相對應之解交錯，並輸出解交錯後之對數概似訊號808B。
對數概似比算出部809A係以解交錯後之對數概似訊號808A作為輸入，算出以第67圖之編碼器302A編碼後之位元之對數概似比(LLR：Log-Likelihood Ratio)，輸出對數概似比訊號810A。
同樣地，對數概似比算出部809B係以解交錯後之對數概似訊號808B作為輸入，算出以第67圖之編碼器302B編碼後之位元之對數概似比(LLR：Log-Likelihood Ratio)，輸出 對數概似比訊號810B。
軟入/軟出解碼器811A係以對數概似比訊號810A作為輸入，進行解碼並輸出解碼後之對數概似比812A。
同樣地，軟入/軟出解碼器811B係以對數概似比訊號810B作為輸入，進行解碼並輸出解碼後之對數概似比812B。
<反覆解碼(反覆檢波)的情況、反覆次數k>
交錯器(813A)係以第k-1次軟入/軟出解碼所獲得的解碼後之對數概似比812A作為輸入，進行交錯並輸出交錯後之對數概似比814A。此時，交錯(813A)之交錯模式係與第67圖之交錯器(304A)之交錯模式相同。
交錯器(813B)係以第k-1次軟入/軟出解碼所獲得的解碼後之對數概似比812B作為輸入，進行交錯並輸出交錯後之對數概似比814B。此時，交錯(813B)之交錯模式係與第67圖之交錯器(304B)之交錯模式相同。
內部MIMO檢波部803係以基頻訊號816X、變形通道推定訊號群817X、基頻訊號816Y、變形通道推定訊號群817Y、交錯後之對數概似比814A、交錯後之對數概似比814B作為輸入。在此，不利用基頻訊號801X、通道推定訊號群802X、基頻訊號801Y、通道推定訊號群802Y而利用基頻訊號816X、變形通道推定訊號群817X、基頻訊號816Y、變形通道推定訊號群817Y，此係由於反覆解碼會發生延遲時間。
內部MIMO檢波部803之反覆解碼時之動作與初始檢波 時之動作之相異點在於，將交錯後之對數概似比814A、交錯後之對數概似比814B利用在訊號處理時。內部MIMO檢波部803首先與初始檢波時同樣地求出E(b0、b1、b2、b3、b4、b5、b6、b7)。此外還從交錯後之對數概似比814A、交錯後之對數概似比814B，求出相當於式(11)、式(32)之係數。然後，利用該求出之係數來修正E(b0、b1、b2、b3、b4、b5、b6、b7)之值，該值設為E’(b0、b1、b2、b3、b4、b5、b6、b7)並作為訊號804而輸出。
對數概似算出部805A係以訊號804作為輸入，算出位元b0、b1、b2及b3之對數概似(log likelihood)，並輸出對數概似訊號806A。其中，於對數概似算出中，算出“1”時之對數概似及“0”時之對數概似。其算出方法係如式(31)、式(32)、式(33)、式(34)、式(35)所示，並表示於非專利文獻2、非專利文獻3。
同樣地，對數概似算出部805B係以訊號804作為輸入，算出位元b4、b5、b6及b7之對數概似，並輸出對數概似訊號806B。解交錯以後的動作係與初始檢波相同。
再者，於第8圖雖表示有關進行反覆檢波時之訊號處理部之構成，但反覆檢波並非獲得良好接收品質時所必需的構成，在構成上亦可不具有僅對反覆檢波所必要的構成部分、交錯器813A、813B。此時，內部MIMO檢波部803不進行反覆性檢波。
再者，如非專利文獻5等所示，利用QR分解來進行初始檢波、反覆檢波亦可。又，如非專利文獻11所示，進行 MMSE(Minimum Mean Square Error：最小均方誤差)、ZF(Zero Forcing：零強制)之線性運算而進行初始檢波亦可。
第9圖係與第8圖不同之訊號處理部之構成，其為對於第67圖適用第4圖之編碼器、分配部之發送裝置所發送的調變訊號用之訊號處理部。與第8圖之相異點在於軟入/軟出解碼器之數目，軟入/軟出解碼器901係以對數概似比訊號810A、810B作為輸入，進行解碼並輸出解碼後之對數概似比902。分配部903係以解碼後之對數概似比902作為輸入而進行分配。關於其他部分則與第8圖為同樣動作。
如以上，如本實施形態，MIMO傳送系統之發送裝置從複數個天線發送複數個調變訊號時，隨著時間切換預編碼權重，並且規則地進行切換，藉此可於直接波所支配的LOS環境下，獲得與以往採用空間多工MIMO傳送時相比，更提升傳送品質的效果。
於本實施形態，尤其關於接收裝置之構成係限定天線數而說明動作，但天線數增加時，亦可同樣地實施。總言之，接收裝置之天線數不會對本實施形態之動作、效果造成影響。
又，於本實施形態，編碼不特別限於LDPC碼，又，關於解碼方法而言，軟入/軟出解碼器不限於以和積解碼為例，尚有其他軟入/軟出之解碼方法，例如BCJR運算法、SOVA運算法、Max-log-MAP運算法等。關於細節係表示於非專利文獻6。
又，於上述雖以單載波為例來說明，但不限於此，進 行多載波傳送時亦可同樣地實施。因此，關於例如向量擴散通訊方式、OFDM(Orthogonal Frequency-Division Multiplexing：正交分頻多工)方式、SC-FDMA(Single Carrier Frequency Division Multiple Access：單載波分頻多重存取)、SC-OFDM(Single Carrier Orthogonal Frequency-Division Multiplexing：單載波正交分頻多工)方式、於非專利文獻7等所示之小波OFDM方式等情況，亦可同樣地實施。又，於本實施形態，資料符元以外之符元，例如前導符元(前文、單一字元等)、控制資訊傳送用之符元等可於訊框任意配置。
接著，說明採用OFDM方式時之例子，來作為多載波方式之一例。
第70圖係表示採用OFDM時之發送裝置之構成。於第70圖，關於與第3圖、第12圖、第67圖同樣動作者係附上同一符號。
OFDM方式關連處理部1201A係以加權後之訊號309A作為輸入，施以OFDM方式關連的處理，並輸出發送訊號1202A。同樣地，OFDM方式關連處理部1201B係以相位變更後之訊號309B作為輸入，施以OFDM方式關連的處理，並輸出發送訊號1202B。
第13圖係表示第70圖之OFDM方式關連處理部1201A、1201B後續之構成之一例，從第70圖之1201A關連到312A之部分為1301A至1310A，從1201B關連到312B之部分為1301B至1310B。
序列並列轉換部1302A係將置換後之基頻訊號1301A(相當於第70圖之置換後之基頻訊號6701A)進行序列並列轉換，並輸出並列訊號1303A。
重排部1304A係以並列訊號1303A作為輸入進行重排，並輸出重排後之訊號1305A。再者，關於重排係於下文詳細敘述。
反快速傅利葉轉換部1306A係以重排後之訊號1305A作為輸入，施以反快速傅利葉轉換，並輸出反傅利葉轉換後之訊號1307A。
無線部1308A係以反傅利葉轉換後之訊號1307A作為輸入，進行頻率轉換、放大等處理，並輸出調變訊號1309A，調變訊號1309A係從天線1310A作為電波輸出。
序列並列轉換部1302B係將加權後之訊號1301B(相當於第12圖之相位變更後之訊號309B)進行序列並列轉換，並輸出並列訊號1303B。
重排部1304B係以並列訊號1303B作為輸入進行重排，並輸出重排後之訊號1305B。再者，關於重排係於下文詳細敘述。
反快速傅利葉轉換部1306B係以重排後之訊號1305B作為輸入，施以反快速傅利葉轉換，並輸出反傅利葉轉換後之訊號1307B。
無線部1308B係以反傅利葉轉換後之訊號1307B作為輸入，進行頻率轉換、放大等處理，並輸出調變訊號1309B，調變訊號1309B係從天線1310B作為電波輸出。
於第67圖之發送裝置，由於並非利用多載波之傳送裝置，因此如第69圖以4週期的方式變更相位，於時間軸方向配置相位變更後之符元。採用如第70圖所示之OFDM方式般之多載波傳送方式時，當然可考慮如第67圖進行預編碼、基頻訊號置換，於時間軸方向配置相位變更後之符元，就各(子)載波進行配置之方式，但多載波傳送方式時，可考慮利用頻率軸方向、或頻率軸‧時間軸兩者而配置之方法。下文說明有關該點。
第14圖係表示橫軸頻率、縱軸時間之第13圖之重排部1301A、1301B之符元之重排方法之一例；頻率軸係由(子)載波0至(子)載波9所構成，調變訊號z1及z2係於同一時刻(時間)使用同一頻帶，第14(A)圖係表示調變訊號z1之符元之重排方法，第14(B)圖係表示調變訊號z2之符元之重排方法。序列並列轉換部1302A係對於作為輸入之加權後之訊號1301A之符元，依序派分號碼#0、#1、#2、#3、...。在此，由於考慮週期4的情況，因此#0、#1、#2、#3為一週期份。若同樣地考慮，則#4n、#4n+1、#4n+2、#4n+3(n為0以上之整數)為一週期份。
此時，如第14(a)圖，從載波0依序配置符元#0、#1、#2、#3、...，於時刻$1配置符元#0至#9，其後於時刻$2配置符元#10至#19，如上規則地配置。再者，調變訊號z1及z2為複數訊號。
同樣地，序列並列轉換部1302B係對於作為輸入之加權且相位變更後之訊號1301B之符元，依序派分號碼#0、#1、 #2、#3、...。在此，由於考慮週期4的情況，因此#0、#1、#2、#3進行各異之相位變更，#0、#1、#2、#3為一週期份。若同樣地考慮，則#4n、#4n+1、#4n+2、#4n+3(n為0以上之整數)進行各異之相位變更，#4n、#4n+1、#4n+2、#4n+3為一週期份。
此時，如第14(b)圖，從載波0依序配置符元#0、#1、#2、#3、...，於時刻$1配置符元#0至#9，其後於時刻$2配置符元#10至#19，如上規則地配置。
然後，第14(B)圖所示之符元群1402係採用第69圖所示之相位變更方法時之1週期份之符元，符元#0係利用第69圖之時刻u之相位時之符元；符元#1係利用第69圖之時槽u+1之相位時之符元；符元#2係利用第69圖之時槽u+2之相位時之符元；符元#3係利用第69圖之時刻u+3之相位時之符元。因此，於符元#x，x mod 4為0(以4除以x時之餘數，因此mod：modulo)時，符元#x係利用第69圖之時刻u之相位時之符元；x mod 4為1時，符元#x係利用第69圖之時刻u+1之相位時之符元；x mod 4為2時，符元#x係利用第69圖之時刻u+2之相位時之符元；x mod 4為3時，符元#x係利用第69圖之時刻u+3之相位時之符元。
再者，於本實施形態，第14(A)圖所示之調變訊號z1未受到相位變更。
如此，採用OFDM方式等多載波傳送方式時，與單載波傳送時不同，具有可將符元排在頻率軸方向之特徵。然後，關於符元之排列方式並不限於如第14圖之排列方式。 利用第15圖、第16圖來說明其他例。
第15圖係表示與第14圖不同之橫軸頻率、縱軸時間之第13圖之重排部1301A、1301B之符元之重排方法之一例；第15(A)圖係表示調變訊號z1之符元之重排方法，第15(B)圖係表示調變訊號z2之符元之重排方法。第15(A)、(B)圖與第14圖之不同點係調變訊號z1之符元之重排方法與調變訊號z2之符元之重排方法不同之點；於第15(B)圖，將符元#0至#5配置於載波4至載波9，將符元#6至#9配置於載波0至載波3，其後以同樣規則，將符元#10至#19配置於各載波。此時，與第14(B)圖相同，第15(B)圖所示之符元群1502係採用第6圖所示之相位變更方法時之1週期份之符元。
第16圖係表示與第14圖不同之橫軸頻率、縱軸時間之第13圖之重排部1301A、1301B之符元之重排方法之一例；第16(A)圖係表示調變訊號z1之符元之重排方法，第16(B)圖係表示調變訊號z2之符元之重排方法。第16(A)、(B)圖與第14圖之不同點係相對於在第14圖，將符元按順序配置於載波，而於第16圖，不將符元按順序配置於載波之點。無須贅述，於第16圖亦可與第15圖相同，使得調變訊號z1之符元之重排方法與調變訊號z2之重排方法不同。
第17圖係表示與第14~16圖不同之橫軸頻率、縱軸時間之第13圖之重排部1301A、1301B之符元之重排方法之一例；第17(A)圖係表示調變訊號z1之符元之重排方法，第17(B)圖係表示調變訊號z2之符元之重排方法。於第14~16圖，將符元排列於頻率軸方向，而於第17圖，利用頻率、 時間軸兩者來配置符元。
於第69圖，說明以4時槽切換預編碼權重的情況之例子，而在此以8時槽切換的情況為例來說明。第17圖所示之符元群1702係採用相位變更方法時之1週期份之符元(故為8符元)，符元#0係利用時刻u之相位時之符元；符元#1係利用時刻u+1之相位時之符元；符元#2係利用時刻u+2之相位時之符元；符元#3係利用時刻u+3之相位時之符元；符元#4係利用時刻u+4之相位時之符元；符元#5係利用時刻u+5之相位時之符元；符元#6係利用時刻u+6之相位時之符元；符元#7係利用時刻u+7之相位時之符元。因此，於符元#x，x mod 8為0時，符元#x係利用時刻u之相位時之符元；x mod 8為1時，符元#x係利用時刻u+1之相位時之符元；x mod 8為2時，符元#x係利用時刻u+2之相位時之符元；x mod 8為3時，符元#x係利用時刻u+3之相位時之符元；x mod 8為4時，符元#x係利用時刻u+4之相位時之符元；x mod 8為5時，符元#x係利用時刻u+5之相位時之符元；x mod 8為6時，符元#x係利用時刻u+6之相位時之符元；x mod 8為7時，符元#x係利用時刻u+7之相位時之符元。於第17圖之排列方式中，於時間軸方向利用4時槽，於頻率軸方向利用2時槽，合計利用4×2=8時槽來配置1週期份之符元，此時，若1週期份之符元數設為m×n(亦即，預編碼權重存在有m×n種)，配置1週期份之符元所使用的頻率軸方向之時槽(載波數)設為n，使用於時間軸方向之時槽設為m，則m>n即可。此係與頻率軸方向之變動相比較，直接波之相位在時間軸 方向之變動較為和緩。因此，由於為了減少固定性的直接波影響而進行本實施形態之預編碼權重變更，故於進行預編碼權重變更之週期內，欲減少直接波的變動。因此，m>n即可。又，若考慮以上觀點，比起僅於頻率軸方向或僅於時間軸方向重排符元，如第17圖利用頻率軸與時間軸兩者來進行重排，直接波變成固定的可能性較高，在效果上易獲得本發明效果。其中，若排列於頻率軸方向，則頻率軸變動激烈，因此可能可獲得分集增益，故利用頻率軸與時間軸兩者來進行重排的方法，未必是最佳方法。
第18圖係表示與第17圖不同之橫軸頻率、縱軸時間之第13圖之重排部1301A、1301B之符元之重排方法之一例；第18(A)圖係表示調變訊號z1之符元之重排方法，第18(B)圖係表示調變訊號z2之符元之重排方法。第18圖係與第17圖相同，利用頻率、時間軸兩者來配置符元，而與第17圖之相異點在於，第17圖係以頻率方向優先，其後於時間軸方向配置符元，相對於此，第18圖係以時間軸方向優先，其後於時間軸方向配置符元之點。於第18圖，符元群1802係採用相位變更方法時之1週期份之符元。
再者，於第17圖、第18圖，與第15圖相同，以調變訊號z1之符元之配置方法與調變訊號z2之符元配置方法不同的方式來配置，仍可同樣地實施，又，可獲得能得到高接收品質的效果。又，於第17圖、第18圖，未如第16圖按順序配置符元，仍可同樣地實施，又，可獲得能得到高接收品質的效果。
第22圖係表示與上述不同之橫軸頻率、縱軸時間之第13圖之重排部1301A、130B之符元之重排方法之一例。其考慮利用如第69圖之時刻u~u+3之4時槽規則地切換預編碼矩陣的情況。於第22圖，特徵點係於頻率軸方向依序配置符元，但朝時間軸方向前進時，令循環進行n(於第22圖之例為n=1)符元循環移位之點。於第22圖之頻率軸方向之符元群2210所示之4符元中，進行第69圖之時刻u~u+3之相位變更。
此時，於#0的符元係進行利用時刻u之相位之相位變更，於#1係進行利用時刻u+1之相位之相位變更，於#2係進行利用時刻u+2之相位之相位變更，於#3係進行利用時刻u+3之相位之相位變更。
關於頻率軸方向之符元群2220亦相同，於#4的符元係進行利用時刻u之相位之相位變更，於#5係進行利用時刻u+1之相位之相位變更，於#6係進行利用時刻u+2之相位之相位變更，於#7進行利用時刻u+3之相位之相位變更。
於時間$1的符元，進行如上述之相位變更，於時間軸方向，由於進行循環移位，因此符元群2201、2202、2203、2204係如以下進行相位變更。
於時間軸方向之符元群2201，於#0的符元係進行利用時刻u之相位之相位變更，於#9係進行利用時刻u+1之相位之相位變更，於#18係進行利用時刻u+2之相位之相位變更，於#27進行利用時刻u+3之相位之相位變更。
於時間軸方向之符元群2202，於#28的符元係進行利用 時刻u之相位之相位變更，於#1係進行利用時刻u+1之相位之相位變更，於#10係進行利用時刻u+2之相位之相位變更，於#19進行利用時刻u+3之相位之相位變更。
於時間軸方向之符元群2203，於#20的符元係進行利用時刻u之相位之相位變更，於#29係進行利用時刻u+1之相位之相位變更，於#2係進行利用時刻u+2之相位之相位變更，於#11進行利用時刻u+3之相位之相位變更。
於時間軸方向之符元群2204，於#12的符元係進行利用時刻u之相位之相位變更，於#21係進行利用時刻u+1之相位之相位變更，於#30係進行利用時刻u+2之相位之相位變更，於#3進行利用時刻u+3之相位之相位變更。
於第22圖之特徵係於例如著眼於#11的符元時，同一時刻之頻率軸方向兩旁之符元(#10及#12)均利用與#11不同之相位來進行相位變更，並且#11的符元之同一載波之時間軸方向兩旁之符元(#2及#20)均利用與#11不同之相位來進行相位變更。然後，此不限於#11的符元，於頻率軸方向及時間軸方向，兩旁存在有符元之所有符元均與#11的符元具有同樣特徵。藉此以有效變更相位，不易受到對於直接波之固定性狀況的影響，因此資料接收品質改善的可能性變高。
於第22圖設定n=1而說明，但不限於此，即便設定n=3仍可同樣地實施。又，於第22圖，於頻率軸排列符元，時間朝軸方向前進時，藉由具有令符元之配置順序進行循環移位之特徵來實現上述特徵，但亦有藉由隨機(亦可採規則性)配置符元來實現上述特徵的方法。
再者，於本實施形態，作為實施形態1之變形例而表示於相位變更前，插入基頻訊號置換部之構成，但亦可組合本實施形態與實施形態2，於第26圖、第28圖，於進行相位變更前插入基頻訊號之置換部而實施。因此，於第26圖，相位變更部317A係以置換後基頻訊號6701A(q1(i))作為輸入，相位變更部317B係以置換後基頻訊號6701B(q2(i))作為輸入。又，關於第28圖之相位變更部317A及相位變更部317B亦同理。
接著，揭示有關從發送裝置看來分散在各處之接收裝置，無論接收裝置配置於何處，用以使得各接收裝置獲得良好的資料接收品質之手法。
第31圖係表示於規則地變更相位之發送方式，利用如OFDM之多載波方式時之時間-頻率軸之訊號之一部分符元之訊框構成之一例。
第31圖係表示第67圖所示之相位變更部317B之輸入即調變訊號z2’之訊框構成，由於1個四角係表示符元(其中，由於進行預編碼，因此一般包含s1及s2兩者訊號，但端視預編碼矩陣之構成，有時僅包含s1及s2之一訊號。)。
在此，著眼於有關第31圖之載波2、時刻$2之符元3100。再者，在此雖記載為載波，但有時稱為子載波。
於載波2，在時間上最鄰接時刻$2之頻率之符元，亦即載波2之時刻$1之符元3103及時刻$3之符元3101各者之通道狀態，係與載波2、時刻$2之符元610a之通道狀態具有非常高度相關。
同樣地，於時刻$2，在頻率軸方向最鄰接時刻$2之頻率之符元，亦即載波1之時刻$2之符元3104及時刻$2、載波3之符元3104之通道狀態，均與載波2、時刻$2之符元3100之通道狀態具有非常高度相關。
如上述，符元3101、3102、3103、3104各者之通道狀態係與符元3100之通道狀態具有非常高度相關。
於本說明書，就規則地變更相位之發送方法，作為相乘之相位係準備N種相位(其中，N為2以上之整數)。於第31圖所示之符元，例如雖附有「ej0」之記載，但此係意味對於該符元之第6圖之訊號z2’乘以「ej0」而變更相位。總言之，第31圖之各符元所記載的值係式(70)之y(t)值。
於本實施形態，揭示一種相位經變更之符元之符元配置，係利用該頻率軸方向相鄰接之符元及/或時間軸方向相鄰接之符元之通道狀態之高相關性，於接收裝置側可獲得高資料接收品質者。
於該接收側，作為可獲得高資料接收品質之條件，可考慮條件#D1-1、條件#D1-2。
<條件#D1-1>
如第69圖對於置換後之基頻訊號q2，規則地變更相位之發送方法，利用如OFDM之多載波傳送方式時，時間X‧載波Y為資料傳送用之符元(以下稱為資料符元)，於時間軸方向鄰接之符元，亦即時間X-1‧載波Y及時間X+1‧載波Y兩者均為資料符元，在對應於該等3個資料符元之置換後之基頻訊號q2，亦即時間X‧載波Y、時間X-1‧載波Y及 時間X+1‧載波Y各者之置換後之基頻訊號q2，均進行不同之相位變更。
<條件#D1-2>
如第69圖對於置換後之基頻訊號q2，規則地變更相位之發送方法，利用如OFDM之多載波傳送方式時，時間X‧載波Y為資料傳送用之符元(以下稱為資料符元)，於頻率軸方向鄰接之符元，亦即時間X‧載波Y-1及時間X‧載波Y+1兩者均為資料符元，在對應於該等3個資料符元之置換後之基頻訊號q2，亦即時間X‧載波Y、時間X‧載波Y-1及時間X‧載波Y+1各者之置換後之基頻訊號q2，均進行不同之相位變更。
然後，存在符合<條件#D1-1>之資料符元即可。同樣地，存在符合<條件#D1-2>之資料符元即可。
導出該<條件#D1-1>、<條件#D1-2>之理由如下。
於發送訊號中有某符元(以下稱為符元A)，與該符元A在時間上鄰接之符元各自之通道狀態係如上述與符元A之通道狀態具高度相關。
因此，若於時間上鄰接之3符元利用不同相位，則於LOS環境下，即便符元A為惡劣的接收品質(作為SNR雖獲得高接收品質，但由於直接波之相位關係為惡劣狀況，因此接收品質為不佳狀態)，剩餘與符元A相鄰接之2符元可獲得良好接收品質之可能性仍舊非常高，其結果，錯誤更正編碼後可獲得良好接收品質。
同樣地，發送訊號中有某符元(以下稱為符元A)，與該 符元A在頻率上鄰接之符元各自之通道狀態係如上述與符元A之通道狀態具高度相關。
因此，若於頻率上鄰接之3符元利用不同相位，則於LOS環境下，即便符元A為惡劣的接收品質(作為SNR雖獲得高接收品質，但由於直接波之相位關係為惡劣狀況，因此接收品質為不佳狀態)，剩餘與符元A相鄰接之2符元可獲得良好接收品質之可能性仍舊非常高，其結果，錯誤更正編碼後可獲得良好接收品質。
又，若組合<條件#D1-1>與<條件#D1-2>，則於接收裝置可能可令資料之接收品質更提升。因此，可導出以下條件。
<條件#D1-3>
如第69圖對於置換後之基頻訊號q2，規則地變更相位之發送方法，利用如OFDM之多載波傳送方式時，時間X‧載波Y為資料傳送用之符元(以下稱為資料符元)，於時間軸方向鄰接之符元，亦即時間X-1‧載波Y及時間X+1‧載波Y兩者均為資料符元，且於頻率軸方向鄰接之符元，亦即時間X‧載波Y-1及時間X‧載波Y+1兩者均為資料符元時，在對應於該等5個資料符元之置換後之基頻訊號q2，亦即時間X‧載波Y、時間X-1‧載波Y、時間X+1‧載波Y、時間X‧載波Y-1及時間X‧載波Y+1各者之置換後之基頻訊號q2，均進行不同之相位變更。
在此，關於「不同之相位變更」進行補充。相位變更係以0弧度至2π弧度來定義。例如若於時間X‧載波Y，對於第69圖之置換後之基頻訊號q2所施行的相位變更設為 ejθX,Y，於時間X-1‧載波Y，對於第69圖之置換後之基頻訊號q2所施行的相位變更設為ejθX-1,Y，於時間X+1‧載波Y，對於第69圖之置換後之基頻訊號q2所施行的相位變更設為ejθX+1,Y，則0弧度θX,Y 2π、0弧度θX-1,Y 2π、0弧度θX+1,Y 2π。因此，於<條件#D1-1>，θX,Y≠θX-1,Y且θX,Y≠θX+1,Y且θX+1,Y≠θX-1,Y成立。若同樣地思考，於<條件#D1-2>，θX,Y≠θX-1,Y且θX,Y≠θX,Y+1且θX,Y-1≠θX-1,Y+1成立，於<條件#3>，θX,Y≠θX-1,Y且θX,Y≠θX+1,Y且θX,Y≠θX,Y-1且θX,Y≠θX,Y+1且θX-1,Y≠θX+1,Y且θX-1,Y≠θX,Y-1且θX-1,Y≠θX,Y+1且θX+1,Y≠θX,Y-1且θX+1,Y≠θX,Y+1且θX,Y-1≠θX,Y+1成立。
然後，存在符合<條件#D1-3>之資料符元即可。
第31圖為<條件#D1-3>的例子，以下相位配置成互異：與該當於符元A之符元3100相當之第69圖之預編碼後之基頻訊號q2相乘之相位；與該符元3100在時間上鄰接之符元3101相當之第69圖之置換後之基頻訊號q2、相當於3103之第69圖之置換後之基頻訊號q2相乘之相位；與在頻率上鄰接之符元3102相當之第69圖之置換後之基頻訊號q2、相當於3104之第69圖之置換後之基頻訊號q2相乘之相位；藉此，於接收側，即便符元3100之接收品質惡劣，由於其鄰接符元之接收品質非常高，因此可確保錯誤更正解碼後之高接收品質。
於第32圖表示在該條件下，變更相位而獲得之符元之配置例。
觀察第32圖可知，就任一資料符元而言，其相位對於 在頻率軸方向及時間軸方向雙方相鄰接之符元被變更之相位程度，均為互異之相位變更量。藉此，可進而令接收裝置之錯誤更正能力提升。
總言之，於第32圖，在時間軸方向鄰接之符元存在有資料符元時，<條件#D1-1>係於所有X、所有Y成立。
同樣地，於第32圖，在頻率軸方向鄰接之符元存在有資料符元時，<條件#D1-2>係於所有X、所有Y成立。
同樣地，於第32圖，在頻率軸方向鄰接之符元存在有資料符元，且在時間軸方向鄰接之符元存在有資料符元時時，<條件#D1-3>係於所有X、所有Y成立。
接著，以實施形態2所說明、對2個置換後之基頻訊號q2進行相位變更時(參考第68圖)之例子來說明。
對置換後之基頻訊號q1及置換後之基頻訊號q2兩者賦予相位變更時，關於相位變更方法包括數種方法。就該點詳細說明。
作為方法1，置換後之基頻訊號q2之相位變更係如前述，如第32圖進行相位變更。於第32圖，置換後之基頻訊號q2之相位變更係設為週期10。然而，如於前面所述，為了符合<條件#D1-1>、<條件#D1-2>、<條件#D1-3>，於(子)載波1，隨著時間而變更施加於置換後之基頻訊號q2之相位變更。(於第32圖施以該類變更，但設為週期10之其他相位變更方法亦可)然後，置換後之基頻訊號q1之相位變更係如第33圖，置換後之基頻訊號q2之相位變更為週期10之1週期份之相位變更值一定。於第33圖，於包含(置換後之基頻訊 號q2之相位變更之)1週期份之時刻$1，置換後之基頻訊號q1之相位變更值設為ejo，於包含下一個(置換後之基頻訊號q2之相位變更之)1週期份之時刻$2，置換後之基頻訊號q2之相位變更值設為ejπ/9，以此類推。
再者，於第33圖所示之符元，例如雖附有「ej0」之記載，但此係意味對於該符元之第26圖之訊號q1乘以「ej0」而變更相位。
置換後之基頻訊號q1之相位變更係如第33圖，置換後之基頻訊號q2之相位變更為週期10之1週期份之相位變更值一定，相位變更值係隨著1週期份之號碼變更。(如上述，於第33圖，於第1之1週期份設為ej0，於第2之1週期份設為ejπ/9，以此類推。)
藉由如以上，置換後之基頻訊號q2之相位變更雖為週期10，但可獲得能夠使得考慮到置換後之基頻訊號q1之相位變更及置換後之基頻訊號q2之相位變更兩者時之週期大於10之效果。藉此，接收裝置之資料接收品質可能會提升。
作為方法2，置換後之基頻訊號q2之相位變更係如前述，如第32圖進行相位變更。於第32圖，置換後之基頻訊號q2之相位變更係設為週期10。然而，如於前面所述，為了符合<條件#D1-1>、<條件#D1-2>、<條件#D1-3>，於(子)載波1，隨著時間而變更施加於置換後之基頻訊號q2之相位變更。(於第32圖施以該類變更，但設為週期10之其他相位變更方法亦可)然後，置換後之基頻訊號q2之相位變更係如第30圖，置換後之基頻訊號q2之相位變更係以不同於週期 10之週期3進行相位變更。
再者，於第30圖所示之符元，例如雖附有「ej0」之記載，但此係意味對於該符元之置換後之基頻訊號q1乘以「ej0」而變更相位。
藉由如以上，置換後之基頻訊號q2之相位變更雖為週期10，但考慮到置換後之基頻訊號q1之相位變更及置換後之基頻訊號q2之相位變更兩者時之週期成為30，可獲得能夠使得考慮到置換後之基頻訊號q1之相位變更及置換後之基頻訊號q2之相位變更兩者時之週期大於10之效果。藉此，接收裝置之資料接收品質可能會提升。作為方法2之一有效方法，若置換後之基頻訊號q1之相位變更之週期設為N，置換後之基頻訊號q2之相位變更之週期設為M時，尤其N與M為互質關係時，雖具有考慮到置換後之基頻訊號q1之相位變更及置換後之基頻訊號q2之相位變更兩者時之週期為N×M，可容易設定為大的週期之優點，但即便N與M為互質關係，仍可增大週期。
再者，上述相位變更方法為一例，不限於此，於頻率軸方向進行相位變更，亦或於時間軸方向進行相位變更，亦或於時間-頻率之區塊進行相位變更，均同樣具有可令接收裝置之資料接收品質提升的效果。
除了上述所說明的訊框構成以外，亦可考慮於資料符元間，插入前導符元(SP(Scattered Pilot：分散前導)或傳送控制資訊之符元等。詳細說明該情況下之相位變更。
第47圖係表示調變訊號(置換後之基頻訊號q1)z1或z1’ 及調變訊號(置換後之基頻訊號q2)z2’之時間-頻率軸之訊框構成；第47(a)圖係表示調變訊號(置換後之基頻訊號q1)z1或z1’之時間-頻率軸之訊框構成，第47(b)圖係表示調變訊號(置換後之基頻訊號q2)z2’之時間-頻率軸之訊框構成。於第47圖，4701係表示前導符元，4702係表示資料符元，資料符元4702係表示經施以預編碼、或經施以預編碼及相位變更之符元。
第47圖係如第69圖表示對於置換後之基頻訊號q2，進行相位變更時之符元配置(對置換後之基頻訊號q1不進行相位變更)。(再者，於第69圖雖表示於時間軸方向進行相位變更的情況，但於第69圖，將時間t調換為載波f來思考，藉此相當於進行在頻率方向之相位變更，藉由將時間t調換為時間t、頻率f，亦即將(t)調換為(t、f)來思考，則相當於以時間頻率之區塊來進行相位變更。)因此，第47圖之置換後之基頻訊號q2之符元所記載的數值，係表示相位之變更值。再者，第47圖之置換後之基頻訊號q1(z1)之符元由於不進行相位變更，因此不記載數值。
於第47圖，重要點在於對於置換後之基頻訊號q2之相位變更係對於資料符元，亦即對於已施加預編碼之符元來施行。(在此，雖記載作符元，但在此記載之符元已施行預編碼，因此包含s1之符元及s2之符元兩者。)因此，對於插入於z2’之前導符元不施行相位變更。
第48圖係表示調變訊號(置換後之基頻訊號q1)z1或z1’及調變訊號(置換後之基頻訊號q2)z2’之時間-頻率軸之訊 框構成；第48(a)圖係表示調變訊號(置換後之基頻訊號q1)z1或z1’之時間-頻率軸之訊框構成，第48(b)圖係表示調變訊號(置換後之基頻訊號q2)z2’之時間-頻率軸之訊框構成。於第48圖，4701係表示前導符元，4702係表示資料符元，資料符元4702係表示經施以預編碼及相位變更之符元。
第48圖係表示對於置換後之基頻訊號q1及置換後之基頻訊號q2，進行相位變更時之符元配置。因此，第48圖之置換後之基頻訊號q1及置換後之基頻訊號q2之符元所記載的數值，係表示相位之變更值。
於第48圖，重要點在於對於置換後之基頻訊號q1之相位變更係對於資料符元，亦即對於已施加預編碼之符元來施行，又，對於置換後之基頻訊號q2之相位變更係對於資料符元，亦即對於已施加預編碼之符元來施行。(在此，雖記載作符元，但在此記載之符元已施行預編碼，因此包含s1之符元及s2之符元兩者。)因此，對於插入於z1’之前導符元不施行相位變更，又，對於插入於z2’之前導符元不施行相位變更。
第49圖係表示調變訊號(置換後之基頻訊號q1)z1或z1’及調變訊號(置換後之基頻訊號q2)z2’之時間-頻率軸之訊框構成；第49(a)圖係表示調變訊號(置換後之基頻訊號q1)z1或z1’之時間-頻率軸之訊框構成，第49(b)圖係表示調變訊號(置換後之基頻訊號q2)z2’之時間-頻率軸之訊框構成。於第49圖，4701為前導符元，4702為資料符元，4901為空符元，基頻訊號之同相成分I=0，正交成分Q=0。此時， 資料符元4702係表示經施以預編碼、或經施以預編碼及相位變更之符元。第49圖與第47圖之差異在於資料符元以外之符元之構成方法，於調變訊號z1’插入有前導符元之時間及載波，調變訊號z2’係成為空符元，反之，於調變訊號z2’插入有前導符元之時間及載波，調變訊號z1’係成為空符元。
第49圖係如第69圖表示對於置換後之基頻訊號q2，進行相位變更時之符元配置(對置換後之基頻訊號q1不進行相位變更)。(再者，於第69圖雖表示於時間軸方向進行相位變更的情況，但於第6圖，將時間t調換為載波f來思考，藉此相當於進行在頻率方向之相位變更，藉由將時間t調換為時間t、頻率f，亦即將(t)調換為(t、f)來思考，則相當於以時間頻率之區塊來進行相位變更。)因此，第49圖之置換後之基頻訊號q2之符元所記載的數值，係表示相位之變更值。再者，第49圖之置換後之基頻訊號q1之符元由於不進行相位變更，因此不記載數值。
於第49圖，重要點在於對於置換後之基頻訊號q2之相位變更係對於資料符元，亦即對於已施加預編碼之符元來施行。(在此，雖記載作符元，但在此記載之符元已施行預編碼，因此包含s1之符元及s2之符元兩者。)因此，對於插入於z2’之前導符元不施行相位變更。
第50圖係表示調變訊號(置換後之基頻訊號q1)z1或z1’及調變訊號(預編碼後之基頻訊號)z2’之時間-頻率軸之訊框構成；第50(a)圖係表示調變訊號(置換後之基頻訊號q1)z1或z1’之時間-頻率軸之訊框構成，第50(b)圖係表示調 變訊號(置換後之基頻訊號q2)z2’之時間-頻率軸之訊框構成。於第50圖，4701為前導符元，4702為資料符元，4901為空符元，基頻訊號之同相成分I=0，正交成分Q=0。此時，資料符元4702係表示經施以預編碼、或經施以預編碼及相位變更之符元。第50圖與第48圖之差異在於資料符元以外之符元之構成方法，於調變訊號z1’插入有前導符元之時間及載波，調變訊號z2’係成為空符元，反之，於調變訊號z2’插入有前導符元之時間及載波，調變訊號z1’係成為空符元。
第50圖係表示對於置換後之基頻訊號q1及置換後之基頻訊號q2，進行相位變更時之符元配置。因此，第50圖之置換後之基頻訊號q1及置換後之基頻訊號q2之符元所記載的數值，係表示相位之變更值。
於第50圖，重要點在於對於置換後之基頻訊號q1之相位變更係對於資料符元，亦即對於已施加預編碼之符元來施行，又，對於置換後之基頻訊號q2之相位變更係對於資料符元，亦即對於已施加預編碼之符元來施行。(在此，雖記載作符元，但在此記載之符元已施行預編碼，因此包含s1之符元及s2之符元兩者。)因此，對於插入於z1’之前導符元不施行相位變更，又，對於插入於z2’之前導符元不施行相位變更。
第51圖係表示生成第47圖、第49圖之訊框構成之調變訊號而發送之發送裝置之構成之一例，關於與第4圖同樣地動作者係附上同一符號。再者，於第51圖，雖未圖示第67圖或第70圖所示之基頻訊號置換部，但對於第51圖，與第 67圖或第70圖同樣於加權合成部與相位變更部之間，插入基頻訊號置換部即可。
於第51圖，加權合成部308A、308B、相位變更部317B及基頻訊號置換部係僅於訊框構成訊號313表示資料符元之時序動作。
第51圖之前導符元(兼生成空符元)生成部5101係於表示訊框構成訊號313為前導符元(且空符元)時，輸出前導符元之基頻訊號5102A及5102B。
於第47圖至第50圖之訊框構成雖未表示，但未施行預編碼(及未施行相位旋轉)之例如從1天線發送調變訊號之方式，或採用利用時空碼(尤其是時空區碼)之傳送方式，發送控制資訊符元時，控制資訊符元5104係以控制資訊5103、訊框構成訊號313作為輸入，於訊框構成訊號313表示控制資料符元時，輸出控制資訊符元之基頻訊號5102A、5102B。
第51圖之無線部310A、310B係根據作為輸入之複數個基頻訊號中之訊框構成訊號313，從複數個基頻訊號選擇所需之基頻訊號。然後，施行OFDM關連之訊號處理，分別輸出按照訊框構成之調變訊號311A、311B。
第52圖係表示生成第48圖、第50圖之訊框構成之調變訊號而發送之發送裝置之構成之一例，關於與第4圖、第51圖同樣地動作者係附上同一符號。對於第51圖追加之相位變更部317A係僅於訊框構成訊號313表示資料符元之時序動作。關於其他則與第51圖同樣動作。再者，於第52圖，雖未圖示第67圖或第70圖所示之基頻訊號置換部，但對於 第52圖，與第67圖或第70圖同樣於加權合成部與相位變更部之間，插入基頻訊號置換部即可。
第53圖係與第51圖不同之發送裝置之構成方法。再者，於第53圖，雖未圖示第67圖或第70圖所示之基頻訊號置換部，但對於第53圖，與第67圖或第70圖同樣於加權合成部與相位變更部之間，插入基頻訊號置換部即可。以下說明有關不同點。相位變更部317B係如第53圖，以複數個基頻訊號作為輸入。然後，訊框構成訊號313表示資料符元時，相位變更部317B對於預編碼後之基頻訊號316B施行相位變更。然後，訊框構成訊號313表示前導符元(或空符元)或控制資訊符元時，相位變更部317B停止相位變更的動作，直接輸出各符元之基頻訊號。(作為其解釋，視為強制進行相當於「ej0」之相位旋轉即可。)選擇部5301係以複數個基頻訊號作為輸入，選擇訊框構成訊號313所示符元之基頻訊號而輸出。
第54圖係與第52圖不同之發送裝置之構成方法。再者，於第54圖，雖未圖示第67圖或第70圖所示之基頻訊號置換部，但對於第54圖，與第67圖或第70圖同樣於加權合成部與相位變更部之間，插入基頻訊號置換部即可。以下說明有關不同點。相位變更部317B係如第54圖，以複數個基頻訊號作為輸入。然後，訊框構成訊號313表示資料符元時，相位變更部317B對於預編碼後之基頻訊號316B施行相位變更。然後，訊框構成訊號313表示前導符元(或空符元)或控制資訊符元時，相位變更部317B停止相位變更的動 作，直接輸出各符元之基頻訊號。(作為其解釋，視為強制進行相當於「ej0」之相位旋轉即可。)
同樣地，相位變更部5201係如第54圖，以複數個基頻訊號作為輸入。然後，訊框構成訊號313表示資料符元時，相位變更部5201對於預編碼後之基頻訊號309A施行相位變更。然後，訊框構成訊號313表示前導符元(或空符元)或控制資訊符元時，相位變更部5201係停止相位變更的動作，直接輸出各符元之基頻訊號。(作為其解釋，視為強制進行相當於「ej0」之相位旋轉即可。)
於上述說明，雖舉例說明前導符元、控制符元及資料符元，但不限於此，重點在於若是採用與預編碼不同之傳送方法，例如1天線發送、利用時空區碼之傳送方法等來傳送之符元，則同樣不給予相位變更；反之，於本發明中，重點在於對於已進行預編碼及基頻訊號置換之符元，進行相位變更。
因此，本發明之特徵點在於，並非於時間-頻率軸之訊框構成之所有符元進行相位變更，僅對已進行預編碼之訊號給予相位變更。
詳細說明關於如非專利文獻12~非專利文獻15所示，利用QC(Quasi Cyclic：類迴圈)LDPC(Low-Density Parity-Check：低密度奇偶校驗)碼(非QC-LDPC碼之LDPC碼亦可)、LDPC碼與BCH碼(Bose-Chaudhuri-Hochquenghem)之連接碼等區塊碼、渦輪碼等區塊碼時之規則地變更相位之方法。在此，作為一例而舉例說明發送s1、s2兩個串流的情況。其 中，利用區塊碼進行編碼時，當不需要控制資訊等時，構成編碼後之區塊之位元數係與構成區塊碼之位元數(其中，如以下所記載的控制資訊等亦可包含於此之中)一致。利用區塊碼進行編碼時，若需要控制資訊等(例如CRC(cyclic redundancy check：循環冗餘校驗)、傳送參數等)時，構成編碼後之區塊之位元數有時為構成區塊碼之位元數與控制資訊等之位元數之和。
第34圖係表示利用區塊碼時之1個編碼後之區塊所必需的符元數、時槽數之變化之圖。第34圖係表示例如對於第69圖、第70圖之發送裝置，適用如第4圖之編碼器及分配部而發送s1、s2兩個串流，且發送裝置具有1個編碼器時之「利用區塊碼時，1個編碼後之區塊所必需的符元數、時槽數之變化之圖」。(此時，傳送方式係利用單載波傳送、如OFDM之多載波傳送之任一者均可。)
如第34圖所示，構成區塊碼之1個編碼後之區塊之位元數設為6000位元。為了發送該6000位元，調變方式為QPSK時需要3000符元，16QAM時需要1500符元，64QAM時需要1000符元。
然後，於上述發送裝置，為了同時發送兩個串流，調變方式為QPSK時，前述3000符元係對s1分派1500符元，對s2分派1500符元，因此為了以s1發送1500符元，並以s2發送1500符元，需要1500時槽(在此命名為「時槽」)。
同理來思考，調變方式為16QAM時，為了發送構成1個編碼後之區塊之所有位元，需要750時槽，調變方式為 64QAM時，為了發送構成1個編碼後之區塊之所有位元，需要500時槽。
接著，就規則地變更相位之方法，說明關於上述所定義的時槽與相位之關係。
在此，為了規則地變更相位之方法所準備的相位變更值(或相位變更集合)設為5。總言之，為了上述發送裝置之相位變更部而準備5個不同之相位變更值(或相位變更集合)(如第69圖，僅對置換後之基頻訊號q2進行相位變更時，為了進行週期5之相位變更，準備5個相位變更值即可。又，對於置換後之基頻訊號q1及置換後之基頻訊號q2兩者進行相位變更時，1個時槽需要2個相位變更值。因此，該2個相位變更值稱為相位變更集合。因此，該情況下，為了進行週期5之相位變更，準備5個相位變更集合即可)該5個相位變更值(或相位變更集合)表現為PHASE[0]、PHASE[1]、PHASE[2]、PHASE[3]、PHASE[4]。
調變方式為QPSK時，為了發送構成1個編碼後之區塊之位元數6000位元之上述所述之1500時槽，使用相位PHASE[0]之時槽須為300時槽，使用相位PHASE[1]之時槽須為300時槽，使用相位PHASE[2]之時槽須為300時槽，使用相位PHASE[3]之時槽須為300時槽，使用相位PHASE[4]之時槽須為300時槽。此係由於若所使用的預編碼矩陣有不均，則在資料之接收品質上，使用較多數目之預編碼矩陣的影響大。
同樣地，調變方式為16QAM時，為了發送構成1個編碼 後之區塊之位元數6000位元之上述所述之750時槽，使用相位PHASE[0]之時槽須為150時槽，使用相位PHASE[1]之時槽須為150時槽，使用相位PHASE[2]之時槽須為150時槽，使用相位PHASE[3]之時槽須為150時槽，使用相位PHASE[4]之時槽須為150時槽。
同樣地，調變方式為64QAM時，為了發送構成1個編碼後之區塊之位元數6000位元之上述所述之500時槽，使用相位PHASE[0]之時槽須為100時槽，使用相位PHASE[1]之時槽須為100時槽，使用相位PHASE[2]之時槽須為100時槽，使用相位PHASE[3]之時槽須為100時槽，使用相位PHASE[4]之時槽須為100時槽。
如以上，於規則地變更相位之方法，所準備的相位變更值(或相位變更集合)設為N個(N個不同之相位表現為PHASE[0]、PHASE[1]、PHASE[2]、...、PHASE[N-2]、PHASE[N-1])時，發送所有構成1個編碼後之區塊之位元時，使用相位PHASE[0]之時槽數設為K0，使用相位PHASE[1]之時槽數設為K1，使用相位PHASE[i]之時槽數設為Ki(i=0、1、2、...、N-1(i為0以上、N-1以下之整數))，使用相位PHASE[N-1]之時槽數設為KN-1時，如下即可：
<條件#D1-4>
K0=K1=...=Ki=...=KN-1，亦即Ka=Kb(for a、b，其中，a、b=0、1、2、...、N-1(a為0以上、N-1以下之整數，b為0以上、N-1以下之整數)，a≠b)
然後，通訊系統支援複數種調變方式，從所支援的調 變方式選擇使用時，於所支援的調變方式，<條件#D1-4>成立即可。
然而，支援複數種調變方式時，依各調變方式不同，1符元可發送之位元數一般會不同(視情況而言，亦可能為同一位元數)，視情況而言，有時存在無法符合<條件#D1-4>之調變方式。該情況下，符合以下條件來取代<條件#D1-4>即可。
<條件#D1-5>
Ka與Kb之差為0或1，亦即|Ka-Kb|為0或1
(for a、b，其中，a、b=0、1、2、...、N-1(a為0以上、N-1以下之整數，b為0以上、N-1以下之整數)，a≠b)
第35圖係表示利用區塊碼時之2個編碼後之區塊所必需的符元數、時槽數之變化之圖。第35圖係表示例如第67圖之發送裝置及第70圖之發送裝置所示，發送s1、s2兩個串流，且發送裝置具有2個編碼器時之「利用區塊碼時，1個編碼後之區塊所必需的符元數、時槽數之變化之圖」。(此時，傳送方式係利用單載波傳送、如OFDM之多載波傳送之任一者均可。)
如第35圖所示，構成區塊碼之1個編碼後之區塊之位元數設為6000位元。為了發送該6000位元，調變方式為QPSK時需要3000符元，16QAM時需要1500符元，64QAM時需要1000符元。
然後，於第67圖之發送裝置及第70圖之發送裝置，由於同時發送兩個串流，或存在2個編碼器，因此於兩個串流 傳送不同的碼區塊。因此，調變方式為QPSK時，藉由s1、s2，2個編碼區塊於同一區間內發送，因此例如藉由s1發送第1編碼後之區塊，藉由s2發送第2編碼後之區塊，因此為了發送第1、第2編碼後之區塊而需要3000時槽。
同理來思考，調變方式為16QAM時，為了發送構成2個編碼後之區塊之所有位元，需要1500時槽，調變方式為64QAM時，為了發送構成2個編碼後之區塊之所有位元，需要1000時槽。
接著，就規則地變更相位之方法，說明關於上述所定義的時槽與相乘相位之關係。
在此，為了規則地變更相位之方法所準備的相位變更值(或相位變更集合)設為5。總言之，為了第67圖及第70圖之發送裝置之相位變更部而準備5個相位變更值(或相位變更集合)(如第69圖，僅對置換後之基頻訊號q2進行相位變更時，為了進行週期5之相位變更，準備5個相位變更值即可。 又，對於置換後之基頻訊號q1及置換後之基頻訊號q2兩者進行相位變更時，1個時槽需要2個相位變更值。該2個相位變更值稱為相位變更集合。因此，該情況下，為了進行週期5之相位變更，準備5個相位變更集合即可)。該5個相位變更值(或相位變更集合)表現為PHASE[0]、PHASE[1]、PHASE[2]、PHASE[3]、PHASE[4]。
調變方式為QPSK時，為了發送構成2個編碼後之區塊之位元數6000×2位元之上述所述之3000時槽，使用相位PHASE[0]之時槽須為600時槽，使用相位PHASE[1]之時槽 須為600時槽，使用相位PHASE[2]之時槽須為600時槽，使用相位PHASE[3]之時槽須為600時槽，使用相位PHASE[4]之時槽須為600時槽。此係由於若所使用的預編碼矩陣有不均，則使用較多數目之相位影響大，於接收裝置，資料接收品質取決於該影響。
又，為了發送第1編碼區塊，使用相位PHASE[0]之時槽須為600次，使用相位PHASE[1]之時槽須為600次，使用相位PHASE[2]之時槽須為600次，使用相位PHASE[3]之時槽須為600次，使用相位PHASE[4]之時槽須為600次，又，為了發送第2編碼區塊，使用相位PHASE[0]之時槽須為600次，使用相位PHASE[1]之時槽為600次，使用相位PHASE[2]之時槽為600次，使用相位PHASE[3]之時槽為600次，使用相位PHASE[4]之時槽為600次即可。
同樣地，調變方式為16QAM時，為了發送構成2個編碼後之區塊之位元數6000×2位元之上述所述之1500時槽，使用相位PHASE[0]之時槽須為300時槽，使用相位PHASE[1]之時槽須為300時槽，使用相位PHASE[2]之時槽須為300時槽，使用相位PHASE[3]之時槽須為300時槽，使用相位PHASE[4]之時槽須為300時槽。
又，為了發送第1編碼區塊，使用相位PHASE[0]之時槽須為300次，使用相位PHASE[1]之時槽須為300次，使用相位PHASE[2]之時槽須為300次，使用相位PHASE[3]之時槽須為300次，使用相位PHASE[4]之時槽須為300次，又，為了發送第2編碼區塊，使用相位PHASE[0]之時槽須為300 次，使用相位PHASE[1]之時槽為300次，使用相位PHASE[2]之時槽為300次，使用相位PHASE[3]之時槽為300次，使用相位PHASE[4]之時槽為300次即可。
同樣地，調變方式為64QAM時，為了發送構成2個編碼後之區塊之位元數6000×2位元之上述所述之1000時槽，使用相位PHASE[0]之時槽須為200時槽，使用相位PHASE[1]之時槽須為200時槽，使用相位PHASE[2]之時槽須為200時槽，使用相位PHASE[3]之時槽須為200時槽，使用相位PHASE[4]之時槽須為200時槽。
又，為了發送第1編碼區塊，使用相位PHASE[0]之時槽須為200次，使用相位PHASE[1]之時槽須為200次，使用相位PHASE[2]之時槽須為200次，使用相位PHASE[3]之時槽須為200次，使用相位PHASE[4]之時槽須為200次，又，為了發送第2編碼區塊，使用相位PHASE[0]之時槽須為200次，使用相位PHASE[1]之時槽為200次，使用相位PHASE[2]之時槽為200次，使用相位PHASE[3]之時槽為200次，使用相位PHASE[4]之時槽為200次即可。
如以上，於規則地變更相位之方法，所準備的相位變更值(或相位變更集合)設為N個(N個不同之相位表現為PHASE[0]、PHASE[1]、PHASE[2]、...、PHASE[N-2]、PHASE[N-1])時，發送所有構成2個編碼後之區塊之位元時，使用相位PHASE[0]之時槽數設為K0，使用相位PHASE[1]之時槽數設為K1，使用相位PHASE[i]之時槽數設為Ki(i=0、1、2、...、N-1(i為0以上、N-1以下之整數))， 使用相位PHASE[N-1]之時槽數設為KN-1時，如下即可：
<條件#D1-6>
K0=K1=...=Ki=...=KN-1，亦即Ka=Kb(for a、b，其中，a、b=0、1、2、...、N-1(a為0以上、N-1以下之整數，b為0以上、N-1以下之整數)，a≠b)
發送所有構成第1編碼後之區塊之位元時，使用相位PHASE[0]之次數設為K0,1，使用相位PHASE[1]之次數設為K1,1，使用相位PHASE[i]之次數設為Ki,1(i=0、1、2、...、N-1(i為0以上、N-1以下之整數))，使用相位PHASE[N-1]之次數設為KN-1,1時，則如下：
<條件#D1-7>
K0,1=K1,1=...=Ki,1=...=KN-1,1，亦即Ka,1=Kb,1(for a、b，其中，a、b=0、1、2、...、N-1(a為0以上、N-1以下之整數，b為0以上、N-1以下之整數)，a≠b)
發送所有構成第2編碼後之區塊之位元時，使用相位PHASE[0]之次數設為K0,2，使用相位PHASE[1]之次數設為K1,2，使用相位PHASE[i]之次數設為Ki,2(i=0、1、2、...、N-1(i為0以上、N-1以下之整數))，使用相位PHASE[N-1]之次數設為KN-1,2時，則如下即可：
<條件#D1-8>
K0,2=K1,2=...=Ki,2=...=KN-1,2，亦即Ka,2=Kb,2(for a、b，其中，a、b=0、1、2、...、N-1(a為0以上、N-1以下之整數，b為0以上、N-1以下之整數)，a≠b)
然後，通訊系統支援複數種調變方式，從所支援的調 變方式選擇使用時，於所支援的調變方式，<條件#D1-6>、<條件#D1-7>、<條件#D1-8>成立即可。
然而，支援複數種調變方式時，依各調變方式不同，1符元可發送之位元數一般會不同(視情況而言，亦可能為同一位元數)，視情況而言，有時存在無法符合<條件#D1-6>、<條件#D1-7>、<條件#D1-8>之調變方式。該情況下，符合以下條件來取代<條件#D1-6>、<條件#D1-7>、<條件#D1-8>即可。
<條件#D1-9>
Ka與Kb之差為0或1，亦即|Ka-Kb|為0或1
(for a、b，其中，a、b=0、1、2、...、N-1(a為0以上、N-1以下之整數，b為0以上、N-1以下之整數)，a≠b)
<條件#D1-10>
Ka,1與Kb,1之差為0或1，亦即|Ka,1-Kb,1|為0或1
(for a、b，其中，a、b=0、1、2、...、N-1(a為0以上、N-1以下之整數，b為0以上、N-1以下之整數)，a≠b)
<條件#D1-11>
Ka,2與Kb,2之差為0或1，亦即|Ka,2-Kb,2|為0或1
(for a、b，其中，a、b=0、1、2、...、N-1(a為0以上、N-1以下之整數，b為0以上、N-1以下之整數)，a≠b)
如以上，藉由進行編碼後之區塊與預編碼矩陣之關係建立，於為了傳送編碼區塊而使用之相位，不均會消失，因此於接收裝置，可獲得資料接收品質提升的效果。
於上述，在規則地變更相位之方法中，週期N之相位變 更方法需要N個相位變更值(或相位變更集合)。此時，作為N個相位變更值(或相位變更集合)而準備PHASE[0]、PHASE[1]、PHASE[2]、...、PHASE[N-2]、PHASE[N-1]，但亦有於頻率軸方向，排列為PHASE[0]、PHASE[1]、PHASE[2]、...、PHASE[N-2]、PHASE[N-1]之順序的方法，但未必限於此，N個相位變更值(或相位變更集合)PHASE[0]、PHASE[1]、PHASE[2]、...、PHASE[N-2]、PHASE[N-1]，亦可藉由對於時間軸、頻率-時間軸之區塊配置符元來變更相位。再者，雖說明週期N之相位變更方法，但隨機利用N個相位變更值(或相位變更集合)，亦可獲得同樣效果，總言之，未必須以具有規則週期的方式來利用N個相位變更值(或相位變更集合)，但符合上面所說明的條件係對於在接收裝置，獲得高資料接收品質方面甚為重要。
又，存在有空間多工MIMO傳送方式、預編碼矩陣固定之MIMO傳送方式、時空區塊編碼方式、僅發送1串流之模式、規則地變更相位之方法之模式，發送裝置(播送台、基地台)可從該等模式選擇某一發送方法亦可。
再者，空間多工MIMO傳送方式係如非專利文獻3所示，從各不相同之天線，發送以選擇之調變方式映射之訊號s1、s2之方法；預編碼矩陣固定之MIMO傳送方式係僅進行預編碼(不進行相位變更)之方式。又，時空區塊編碼方式係非專利文獻9、16、17所示之傳送方式。僅發送1串流之模式係將以選擇之調變方式映射之訊號s1之訊號進行預定處理，並從天線發送之方法。
又，利用如OFDM之多載波傳送方式，以諸如由複數個載波所構成的第1載波群、由複數個載波所構成不同於第1載波群之第2載波群、以此類推之複數個載波群來實現多載波傳送，就各載波群，設定空間多工MIMO傳送方式、預編碼矩陣固定之MIMO傳送方式、時空區塊編碼方式、僅發送1串流之模式、規則地變更相位之方法中之某一方法亦可，尤其於選擇規則地變更相位之方法之(子)載波群實施上述即可。
再者，於本實施形態所說明的施行預編碼、基頻訊號置換、相位變更之發送裝置，及本說明書所說明的內容可組合使用，尤其可對於本實施形態所說明的相位變更部，組合使用本說明書所說明的所有關於相位變更之內容。
(實施形態D2)
於本實施形態，說明有關第4圖之發送裝置的情況下，對於第4圖之發送裝置，在支援如OFDM方式之多載波方式時，對於第67圖、第70圖之發送裝置，如第4圖適用1個編碼器及分配部的情況下，本說明書中所說明規則地進行相位變更時之相位變更之初始化方法。
思考如非專利文獻12~非專利文獻15所示，利用QC(Quasi Cyclic：類迴圈)LDPC(Low-Density Parity-Check：低密度奇偶校驗)碼(非QC-LDPC碼之LDPC碼亦可)、LDPC碼與BCH碼(Bose-Chaudhuri-Hochquenghem)之連接碼、利用去尾迴旋之渦輪碼或雙二進位渦輪碼等區塊碼時之規則地變更相位之情況。
在此，作為一例而舉例說明發送s1、s2兩個串流的情況。其中，利用區塊碼進行編碼時，當不需要控制資訊等時，構成編碼後之區塊之位元數係與構成區塊碼之位元數(其中，如以下所記載的控制資訊等亦可包含於此之中)一致。利用區塊碼進行編碼時，若需要控制資訊等(例如CRC(cyclic redundancy check：循環冗餘校驗)、傳送參數等)時，構成編碼後之區塊之位元數有時為構成區塊碼之位元數與控制資訊等之位元數之和。
第34圖係表示利用區塊碼時之1個編碼後之區塊所必需的符元數、時槽數之變化之圖。第34圖係表示例如第4圖之發送裝置所示，發送s1、s2兩個串流，且發送裝置具有1個編碼器時之「利用區塊碼時，1個編碼後之區塊所必需的符元數、時槽數之變化之圖」。(此時，傳送方式係利用單載波傳送、如OFDM之多載波傳送之任一者均可。)
如第34圖所示，構成區塊碼之1個編碼後之區塊之位元數設為6000位元。為了發送該6000位元，調變方式為QPSK時需要3000符元，16QAM時需要1500符元，64QAM時需要1000符元。
然後，於上述發送裝置，為了同時發送兩個串流，調變方式為QPSK時，前述3000符元係對s1分派1500符元，對s2分派1500符元，因此為了以s1發送1500符元，並以s2發送1500符元，需要1500時槽(在此命名為「時槽」)。
同理來思考，調變方式為16QAM時，為了發送構成1個編碼後之區塊之所有位元，需要750時槽，調變方式為 64QAM時，為了發送構成1個編碼後之區塊之所有位元，需要500時槽。
接著，思考在如第71圖之訊框構成，發送裝置發送調變訊號的情況。第71(a)圖係表示調變訊號z1’或z1(以天線312A發送)之時間及頻率軸之訊框構成。又，第71(b)圖係表示調變訊號z2(以天線312B發送)之時間及頻率軸之訊框構成。此時，調變訊號z1’或z1所利用的頻率(頻帶)與調變訊號z2所利用的頻率(頻帶)相同，於同一時刻存在有調變訊號z1’或z1與調變訊號z2。
如第71(a)圖所示，發送裝置在區間A發送前文(控制符元)，其係用以對通訊對象傳送控制資訊之符元，尤其在此包含用以傳送第1、第2編碼區塊之調變方式之資訊。發送裝置在區間B發送第1編碼區塊。發送裝置在區間C發送第2編碼區塊。
發送裝置在區間D發送前文(控制符元)，其係用以對通訊對象傳送控制資訊之符元，尤其在此包含用以傳送第3、第4、...編碼區塊之調變方式之資訊。發送裝置在區間E發送第3編碼區塊。發送裝置在區間F發送第4編碼區塊。
如第71(b)圖所示，發送裝置在區間A發送前文(控制符元)，其係用以對通訊對象傳送控制資訊之符元，尤其在此包含用以傳送第1、第2編碼區塊之調變方式之資訊。發送裝置在區間B發送第1編碼區塊。發送裝置在區間C發送第2編碼區塊。
發送裝置在區間D發送前文(控制符元)，其係用以對通 訊對象傳送控制資訊之符元，尤其在此包含用以傳送第3、第4、...編碼區塊之調變方式之資訊。發送裝置在區間E發送第3編碼區塊。發送裝置在區間F發送第4編碼區塊。
第72圖係表示在如第34圖傳送編碼區塊時，尤其於第1編碼區塊，利用16QAM作為調變方式時所使用的時槽數，為了傳送第1編碼區塊而需要750時槽。
同樣地，表示於第2編碼區塊，利用QPSK作為調變方式時所使用的時槽數，為了傳送第2編碼區塊而需要1500時槽。
第73圖係表示在如第34圖傳送編碼區塊時，尤其於第3編碼區塊，利用QPSK作為調變方式時所使用的時槽數，為了傳送第3編碼區塊而需要1500時槽。
然後，如本說明書所說明，思考對於調變訊號z1，亦即對於以天線312A所發送的調變訊號，不進行相位變更，對於調變訊號z2，亦即對於以天線312B所發送的調變訊號，進行相位變更的情況。此時，於第72圖、第73圖，表示有關進行相位變更之方法。
首先，作為前提，為了相位變更而準備7個預編碼矩陣，將7個預編碼矩陣命名為#0、#1、#2、#3、#4、#5、#6。又，規則且週期性地利用相位變更。總言之，相位變更係如#0、#1、#2、#3、#4、#5、#6、#0、#1、#2、#3、#4、#5、#6、#0、#1、#2、#3、#4、#5、#6、...一般，規則且週期性地進行變更。
如第72圖所示，首先，於第1區塊編碼區塊，由於存在有750時槽，因此若從#0開始使用相位變更值，則為#0、#1、 #2、#3、#4、#5、#6、#0、#1、#2、...、#4、#5、#6、#0，第750個時槽係利用#0而結束。
接著，對於第2編碼區塊之各時槽，適用相位變更。於本說明書，由於設想適用於多載波通訊、播送，因此考慮某接收終端裝置不需要第1編碼區塊而僅擷取第2編碼區塊的情況。該情況下，設定由於為了發送第1編碼區塊之最後時槽而利用相位變更值#0，因此為了傳送第2編碼區塊，最初利用相位變更值#1。如此一來，可考慮以下方法：(a)：前述終端裝置監視第1編碼區塊如何發送，亦即第1編碼區塊之最後時槽發送時，預編碼矩陣為何種模式，以推定使用於第2編碼區塊之最初時槽之預編碼矩陣；及(b)：為了不進行(a)，發送裝置傳送使用於第2編碼區塊之最初時槽之預編碼矩陣之資訊。
(a)的情況下，終端裝置須監視第1編碼區塊之傳送，因此消耗電力增大，(b)的情況下，則導致資料傳送效率降低。
因此，如上述之預編碼矩陣之分派尚有改善的餘地，故提案一種固定為了傳送各編碼區塊之最初時槽而使用之預編碼矩陣的方法。因此，如第72圖所示，為了傳送第2編碼區塊之最初時槽而使用之預編碼矩陣，係與為了傳送第1編碼區塊之最初時槽而使用之預編碼矩陣同樣設為#0。
同樣地，如第73圖所示，為了傳送第3編碼區塊之最初時槽而使用之預編碼矩陣並不設為#3，而與為了傳送第1、第2編碼區塊之最初時槽而使用之預編碼矩陣同樣設為#0。
藉由如以上，能夠獲得可抑制在(a)、(b)所發生課題之 效果。
再者，於本實施形態，雖敘述有關依各編碼區塊來將預編碼矩陣初始化之方法，亦即敘述有關使用於任一編碼區塊之最初時槽之相位變更值固定為#0之方法，但作為別的方法，亦能以訊框單位來進行。例如就用以傳送前文或控制符元傳送後之資訊之符元，於最初時槽所使用的相位變更值固定為#0亦可。
(實施形態D3)
再者，於上述各實施形態，以複數表現加權合成部使用於預編碼之預編碼矩陣，但亦能夠以實數表現預編碼矩陣。
總言之，例如2個映射後之(所使用調變方式之)基頻訊號設為s1(i)、s2(i)(其中，i為時間或頻率)，預編碼所獲得的2個預編碼後之基頻訊號設為z1(i)、z2(i)。然後，若映射後之(所使用調變方式之)基頻訊號s1(i)之同相成分設為Is1(i)、正交成分設為Qs1(i)，映射後之(所使用調變方式之)基頻訊號s2(i)之同相成分設為Is2(i)、正交成分設為Qs2(i)，預編碼後之基頻訊號z1(i)之同相成分設為Iz1(i)、正交成分設為Qz1(i)，預編碼後之基頻訊號z2(i)之同相成分設為Iz2(i)、正交成分設為Qz2(i)，當利用由實數所構成的預編碼矩陣Hr時，則以下關係式成立。
[數76]
其中，由實數所構成的預編碼矩陣Hr時係表現如下。
此時，a11、a12、a13、a14、a21、a22、a23、a24、a31、a32、a33、a34、a41、a42、a43、a44為實數。其中，{a11=0且a12=0且a13=0且a14=0}不成立，{a21=0且a22=0且a23=0且a24=0}不成立，{a31=0且a32=0且a33=0且a34=0}不成立，{a41=0且a42=0且a43=0且a44=0}不成立。然後，{a11=0且a21=0且a31=0且a41=0}不成立，{a12=0且a22=0且a32=0且a42=0}不成立，{a13=0且a23=0且a33=0且a43=0}不成立，{a14=0且a24=0且a34=0且a44=0}不成立。
(實施形態E1)
於本實施形態，說明有關本說明書中所說明規則地進行相位變更時之相位變更之初始化方法，其係可適用於如下3種情況中之任一情況；(1)第4圖之發送裝置的情況；(2) 對於第4圖之發送裝置，對應於諸如OFDM方式之多載波方式的情況；及(3)對於第67圖、第70圖之發送裝置，如第4圖適用了1個編碼器及分配部的情況。
思考如非專利文獻12~非專利文獻15所示，利用QC(Quasi Cyclic：類迴圈)LDPC(Low-Density Parity-Check：低密度奇偶校驗)碼(非QC-LDPC碼之LDPC碼亦可)、LDPC碼與BCH碼(Bose-Chaudhuri-Hochquenghem)之連接碼、利用去尾迴旋之渦輪碼或雙二進位渦輪碼等區塊碼時之規則地變更相位之情況。
在此，作為一例而舉例說明發送s1、s2兩個串流的情況。其中，利用區塊碼進行編碼時，當不需要控制資訊等時，構成編碼後之區塊之位元數係與構成區塊碼之位元數(其中，如以下所記載的控制資訊等亦可包含於此之中)一致。利用區塊碼進行編碼時，若需要控制資訊等(例如CRC(cyclic redundancy check：循環冗餘校驗)、傳送參數等)時，構成編碼後之區塊之位元數有時為構成區塊碼之位元數與控制資訊等之位元數之和。
第34圖係表示利用區塊碼時之1個編碼後之區塊所必需的符元數、時槽數之變化之圖。第34圖係表示例如第4圖之發送裝置所示，發送s1、s2兩個串流，且發送裝置具有1個編碼器時之「利用區塊碼時，1個編碼後之區塊所必需的符元數、時槽數之變化之圖」。(此時，傳送方式係利用單載波傳送、如OFDM之多載波傳送之任一者均可。)
如第24圖所示，構成區塊碼之1個編碼後之區塊之位元 數設為6000位元。為了發送該6000位元，調變方式為QPSK時需要3000符元，16QAM時需要1500符元，64QAM時需要1000符元。
然後，於上述發送裝置，為了同時發送兩個串流，調變方式為QPSK時，前述3000符元係對s1分派1500符元，對s2分派1500符元，因此為了以s1發送1500符元，並以s2發送1500符元，需要1500時槽(在此命名為「時槽」)。
同理來思考，調變方式為16QAM時，為了發送構成1個編碼後之區塊之所有位元，需要750時槽，調變方式為64QAM時，為了發送構成1個編碼後之區塊之所有位元，需要500時槽。
接著，思考在如第71圖之訊框構成，發送裝置發送調變訊號的情況。第71(a)圖係表示調變訊號z1’或z1(以天線312A發送)之時間及頻率軸之訊框構成。又，第71(b)圖係表示調變訊號z2(以天線312B發送)之時間及頻率軸之訊框構成。此時，調變訊號z1’或z1所利用的頻率(頻帶)與調變訊號z2所利用的頻率(頻帶)相同，於同一時刻存在有調變訊號z1’或z1與調變訊號z2。
如第71(a)圖所示，發送裝置在區間A發送前文(控制符元)，其係用以對通訊對象傳送控制資訊之符元，尤其在此包含用以傳送第1、第2編碼區塊之調變方式之資訊。發送裝置在區間B發送第1編碼區塊。發送裝置在區間C發送第2編碼區塊。
發送裝置在區間D發送前文(控制符元)，其係用以對通 訊對象傳送控制資訊之符元，尤其在此包含用以傳送第3、第4、...編碼區塊之調變方式之資訊。發送裝置在區間E發送第3編碼區塊。發送裝置在區間F發送第4編碼區塊。
如第71(b)圖所示，發送裝置在區間A發送前文(控制符元)，其係用以對通訊對象傳送控制資訊之符元，尤其在此包含用以傳送第1、第2編碼區塊之調變方式之資訊。發送裝置在區間B發送第1編碼區塊。發送裝置在區間C發送第2編碼區塊。
發送裝置在區間D發送前文(控制符元)，其係用以對通訊對象傳送控制資訊之符元，尤其在此包含用以傳送第3、第4、...編碼區塊之調變方式之資訊。發送裝置在區間E發送第3編碼區塊。發送裝置在區間F發送第4編碼區塊。
第72圖係表示在如第34圖傳送編碼區塊時，尤其於第1編碼區塊，利用16QAM作為調變方式時所使用的時槽數，為了傳送第1編碼區塊而需要750時槽。
同樣地，表示於第2編碼區塊，利用QPSK作為調變方式時所使用的時槽數，為了傳送第2編碼區塊而需要1500時槽。
第73圖係表示在如第34圖傳送編碼區塊時，尤其於第3編碼區塊，利用QPSK作為調變方式時所使用的時槽數，為了傳送第3編碼區塊而需要1500時槽。
然後，如本說明書所說明，思考對於調變訊號z1，亦即對於以天線312A所發送的調變訊號，不進行相位變更，對於調變訊號z2，亦即對於以天線312B所發送的調變訊號，進行相位變更的情況。此時，於第72圖、第73圖，表 示有關進行相位變更之方法。
首先，作為前提，為了相位變更而準備7個預編碼矩陣，將7個預編碼矩陣命名為#0、#1、#2、#3、#4、#5、#6。 又，規則且週期性地利用相位變更。總言之，相位變更係如#0、#1、#2、#3、#4、#5、#6、#0、#1、#2、#3、#4、#5、#6、#0、#1、#2、#3、#4、#5、#6、...一般，規則且週期性地進行變更。
如第72圖所示，首先，於第1區塊編碼區塊，由於存在有750時槽，因此若從#0開始使用相位變更值，則為#0、#1、#2、#3、#4、#5、#6、#0、#1、#2、...、#4、#5、#6、#0，第750個時槽係利用#0而結束。
接著，對於第2編碼區塊之各時槽，適用相位變更。於本說明書，由於設想適用於多載波通訊、播送，因此考慮某接收終端裝置不需要第1編碼區塊而僅擷取第2編碼區塊的情況。該情況下，設定由於為了發送第1編碼區塊之最後時槽而利用相位變更值#0，因此為了傳送第2編碼區塊，最初利用相位變更值#1。如此一來，可考慮以下方法：(a)：前述終端裝置監視第1編碼區塊如何發送，亦即第1編碼區塊之最後時槽發送時，預編碼矩陣為何種模式，以推定使用於第2編碼區塊之最初時槽之預編碼矩陣；及(b)：為了不進行(a)，發送裝置傳送使用於第2編碼區塊之最初時槽之預編碼矩陣之資訊。
(a)的情況下，終端裝置須監視第1編碼區塊之傳送，因此消耗電力增大，(b)的情況下，則導致資料傳送效率降低。
因此，如上述之預編碼矩陣之分派尚有改善的餘地，故提案一種固定為了傳送各編碼區塊之最初時槽而使用之預編碼矩陣的方法。因此，如第72圖所示，為了傳送第2編碼區塊之最初時槽而使用之預編碼矩陣，係與為了傳送第1編碼區塊之最初時槽而使用之預編碼矩陣同樣設為#0。
同樣地，如第73圖所示，為了傳送第3編碼區塊之最初時槽而使用之預編碼矩陣並不設為#3，而與為了傳送第1、第2編碼區塊之最初時槽而使用之預編碼矩陣同樣設為#0。
藉由如以上，能夠獲得可抑制在(a)、(b)所發生課題之效果。
再者，於本實施形態，雖敘述有關依各編碼區塊來將預編碼矩陣初始化之方法，亦即敘述有關使用於任一編碼區塊之最初時槽之相位變更值固定為#0之方法，但作為別的方法，亦能以訊框單位來進行。例如就用以傳送前文或控制符元傳送後之資訊之符元，於最初時槽所使用的相位變更值固定為#0亦可。
例如於第71圖，若解釋為訊框從前文開始，則於第1訊框，最初的編碼區塊為第1編碼區塊，於第2訊框，最初的編碼區塊為第3編碼區塊，如利用第72圖、第73圖在上述所說明的情況下，則為上述「以訊框為單位，在最初的時槽所使用的相位變更值(其為#0)係固定的相位變更值」的例子。
接著，說明有關適用於利用了DVB(Digital Video Broading：數位視訊廣播)-T2(T：Terrestrial(地面))規格之播送系統的情況。首先，說明有關利用DVB-T2規格之播送 系統之訊框構成。
第74圖係DVB-T2規格之播送台所發送的訊框構成之概要。於DVB-T2規格，由於採用OFDM方式，因此於時間-頻率軸構成訊框。第74圖係表示時間-頻率軸之訊框構成，訊框係由P1發訊資料(7401)、L1預發訊資料(7402)、L1後發訊資料(7403)、共用PLP(7404)、PLP#1~#N(7405_1~7405_N)所構成(PLP：Physical LayerPipe(實體層管路))。(在此，L1預發訊資料(7402)、L1後發訊資料(7403)稱為P2符元。)如此，由P1發訊資料(7401)、L1預發訊資料(7402)、L1後發訊資料(7403)、共用PLP(7404)、PLP#1~#N(7405_1~7405_N)所構成的訊框稱為T2訊框，成為訊框構成之一個單位。
藉由P1發訊資料(7401)，接收裝置傳送用以進行訊號檢測、頻率同步(亦包含頻率偏移推定)之符元，同時為訊框之FFT(Fast Fourier Transform：快速傅利葉轉換)尺寸之資訊、以SISO(Single-Input Single-Output：單輸入單輸出)/MISO(Multiple-Input Single-Output：多輸入單輸出)之何方式發送調變訊號之資訊等。(SISO方式的情況係發送1個調變訊號之方式，MISO方式的情況係發送複數個調變訊號之方法，且利用非專利文獻9、16、17所示之時空區塊碼。)
L1預發訊資料(7402)係傳送發送訊框所使用的保護區間之資訊、關於PAPR(Peak to Average Power Ratio：峰值均值功率比)之方法之資訊、傳送L1後發訊資料時之調變方式、錯誤更正方式(FEC：ForwardError Correction(正向錯誤更正))、錯誤更正方式之編碼率資訊、L1後發訊資料之尺 寸及資訊尺寸之資訊、前導模式之資訊、胞(頻率區域)固有號碼之資訊、利用一般模式及延伸模式(一般模式與延伸模式係用於資料傳送之子載波數不同)之何方式之資訊等。
L1後發訊資料(7403)係傳送各PLP之固有號碼之資訊、傳送各PLP所使用的調變方式、錯誤更正方式、錯誤更正方式之編碼率資訊、各PLP發送之區塊數資訊等。
共用PLP(7404)、PLP#1~#N(7405_1~7405_N)係用以傳送資料之區域。
於第74圖之訊框構成，雖記載如P1發訊資料(7401)、L1預發訊資料(7402)、L1後發訊資料(7403)、共用PLP(7404)、PLP#1~#N(7405_1~7405_N)採分時發送，但實際上於同一時刻存在有兩種以上之訊號。於第75圖表示其例。如第75圖所示，於同一時刻存在有L1預發訊資料、L1後發訊資料、共用PLP，亦或有時於同一時刻存在有PLP#1、PLP#2。總言之，各訊號並用分時及分頻而構成有訊框。
第76圖係表示對於DVB-T2規格之(播送台)之發送裝置，適用預編碼後(或預編碼及基頻訊號置換後)之訊號進行相位變更之發送方法之發送裝置之構成之一例。
PLP訊號生成部7602係以PLP用之發送資料7601(複數個PLP用資料)、控制訊號7609作為輸入，根據控制訊號7609所含之各PLP之錯誤更正編碼資訊、調變方式之資訊等資訊，進行根據錯誤更正編碼、調變方式之映射，輸出PLP之(正交)基頻訊號7603。
P2符元訊號生成部7605係以P2符元用發送資料7604、控制訊號7609作為輸入，根據控制訊號7609所含之P2符元之錯誤更正資訊、調變方式之資訊等資訊，進行根據錯誤更正編碼、調變方式之映射，輸出P2符元之(正交)基頻訊號7606。
控制訊號生成部7608係以P1符元用之發送資料7607、P2符元用發送資料7604作為輸入，將第74圖之各符元群(P1發訊資料(7401)、L1預發訊資料(7402)、L1後發訊資料(7403)、共用PLP(7404)、PLP#1~#N(7405_1~7405_N))之發送方法(包含錯誤更正碼、錯誤更正碼之編碼率、調變方式、區塊長、訊框構成、規則地切換預編碼矩陣之發送方法之經選擇之發送方法、前導符元插入方法、IFFT(Inverse Fast Fourier Transform：反傅利葉轉換)/FFT之資訊等、PAPR刪減方法之資訊、保護區間插入方法之資訊)之資訊作為控制訊號7609而輸出。
訊框構成部7610係以PLP之基頻訊號7603、P2符元之基頻訊號7606、控制訊號7609作為輸入，根據控制訊號所含之訊框構成資訊，施以頻率、時間軸之重排，輸出按照訊框構成之串流1之(正交)基頻訊號7611_1(映射後之訊號，亦即根據所使用的調變方式之基頻訊號)、串流2之(正交)基頻訊號7611_2(映射後之訊號，亦即根據所使用的調變方式之基頻訊號)。
訊號處理部7612係以串流1之基頻訊號7611_1、串流2之基頻訊號7611_2及控制訊號7609作為輸入，輸出根據控 制訊號7609所含之發送方法之訊號處理後之調變訊號1(7613_1)及訊號處理後之調變訊號2(7613_2)。
在此，特徵點在於選擇對預編碼後(或預編碼及基頻訊號置換後)之訊號進行相位變更之發送方法時，訊號處理部係與第6圖、第25圖、第26圖、第27圖、第28圖、第29圖、第69圖相同，進行對預編碼後(或預編碼及基頻訊號置換後)之訊號進行相位變更之處理，已進行該訊號處理之訊號為訊號處理後之調變訊號1(7613_1)及訊號處理後之調變訊號2(7613_2)。
前導插入部7614_1係以訊號處理後之調變訊號1(7613_1)、控制訊號7609作為輸入，根據關於控制訊號7609所含之前導符元插入方法之資訊，於訊號處理後之調變訊號1(7613_1)插入前導符元，輸出前導符元插入後之調變訊號7615_1。
前導插入部7614_2係以訊號處理後之調變訊號2(7613_2)、控制訊號7609作為輸入，根據關於控制訊號7609所含之前導符元插入方法之資訊，於訊號處理後之調變訊號2(7613_2)插入前導符元，輸出前導符元插入後之調變訊號7615_2。
IFFT(Inverse Fast Fourier Transform：反快速傅利葉轉換)部7616_1係以前導符元插入後之調變訊號7615_1、控制訊號7609作為輸入，根據控制訊號7609所含之IFFT方法之資訊施以IFFT，輸出IFFT後之訊號7617_1。
IFFT部7616_2係以前導符元插入後之調變訊號 7615_2、控制訊號7609作為輸入，根據控制訊號7609所含之IFFT方法之資訊施以IFFT，輸出IFFT後之訊號7617_2。
PAPR刪減部7618_1係以IFFT後之訊號7617_1、控制訊號7609作為輸入，根據控制訊號7609所含關於PAPR刪減之資訊，於IFFT後之訊號7617_1施以PAPR刪減用之處理，輸出PAPR刪減後之訊號7619_1。
PAPR刪減部7618_2係以IFFT後之訊號7617_2、控制訊號7609作為輸入，根據控制訊號7609所含關於PAPR刪減之資訊，於IFFT後之訊號7617_2施以PAPR刪減用之處理，輸出PAPR刪減後之訊號7619_2。
保護區間插入部7620_1係以PAPR刪減後之訊號7619_1、控制訊號7609作為輸入，根據控制訊號7609所含關於保護區間之插入方法之資訊，於PAPR刪減後之訊號7619_1插入保護區間，輸出保護區間插入後之訊號7621_1。
保護區間插入部7620_2係以PAPR刪減後之訊號7619_2、控制訊號7609作為輸入，根據控制訊號7609所含關於保護區間之插入方法之資訊，於PAPR刪減後之訊號7619_2插入保護區間，輸出保護區間插入後之訊號7621_2。
P1符元插入部7622係以保護區間插入後之訊號7621_1、保護區間插入後之訊號7621_2、P1符元用之發送資料7607作為輸入，從P1符元用之發送資料7607生成P1符元之訊號，對於保護區間插入後之訊號7621_1附加P1符元，對於P1符元用處理後之訊號7623_1及保護區間插入後之訊號7621_2，附加P1符元，輸出P1符元用處理後之訊號 7623_2。再者，P1符元之訊號係附加於P1符元用處理後之訊號7623_1、P1符元用處理後之訊號7623_2兩者，或附加於某一方均可。附加於一方時，在受到附加之訊號之附加區間中，於未受到附加之訊號存在有作為基頻訊號之零訊號。
無線處理部7624_1係以P1符元用處理後之訊號7623_1作為輸入，施以頻率轉換、放大等處理，並輸出發送訊號7625_1。然後，發送訊號7625_1係從天線7626_1作為電波輸出。
無線處理部7624_2係以P1符元用處理後之訊號7623_2、控制訊號7609作為輸入，施以頻率轉換、放大等處理，並輸出發送訊號7625_2。然後，發送訊號7625_2係從天線7626_2作為電波輸出。
如上述所說明，藉由P1符元、P2符元、控制符元群，將各PLP之傳送方法(例如發送1個調變訊號之發送方法、對預編碼後(或預編碼及基頻訊號置換後)之訊號進行相位變更之發送方法)及所使用的調變方式之資訊傳送給終端裝置。此時，終端裝置若僅切出作為資訊所必需的PLP而進行解調(包含訊號分離、訊號檢波)、錯誤更正解碼，則終端裝置僅需少許消耗電力即可。因此，與利用第71圖~第73圖說明時相同，作為傳送方法係提案一種對預編碼後(或預編碼及基頻訊號置換後)之訊號，於利用規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法而傳送之PLP之開頭時槽所使用的預編碼矩陣(其為#0)為固定之方法。再者，PLP之傳送方法不限於上述，亦可指定非專利文獻9、非專利文獻16、非專利文獻 17所示之時空碼、或其他發送方法。
例如播送台係依據第74圖之訊框構成而發送各符元。此時，作為一例，於第77圖表示播送台係對預編碼後(或預編碼及基頻訊號置換後)之訊號，利用相位變更來發送PLP(為了避免混淆而從#1變更為$1)$1及PLP$K時之頻率-時間軸之訊框構成。
再者，作為前提，於以下說明，作為一例而對預編碼後(或預編碼及基頻訊號置換後)之訊號，規則地進行相位變更之發送方法中，準備7個相位變更值，將7個相位變更值命名為#0、#1、#2、#3、#4、#5、#6。又，規則且週期性地利用相位變更值。總言之，相位變更值係如#0、#1、#2、#3、#4、#5、#6、#0、#1、#2、#3、#4、#5、#6、#0、#1、#2、#3、#4、#5、#6、...一般，規則且週期性地進行變更。
如第77圖，PLP$1係以時刻T、載波3(第77圖之7701)作為時槽之開頭，以時刻T+4、載波4(第77圖之7702)作為時槽之最後，存在有時槽(符元)(參考第77圖)。
總言之，對於PLP$1而言，時刻T、載波3為第1個時槽，第2個時槽為時刻T、載波4，第3個時槽為時刻T、載波5，...，第7個時槽為時刻T+1、載波1，第8個時槽為時刻T+1、載波2，第9個時槽為時刻T+1、載波3，...，第14個時槽為時刻T+1、載波8，第15個時槽為時刻T+2、載波1，以此類推。
然後，PLP$K係以時刻S、載波4(第77圖之7703)作為時槽之開頭，以時刻S+8、載波4(第77圖之7704)作為時槽之最後，存在有時槽(符元)(參考第77圖)。
總言之，對於PLP$K而言，時刻S、載波4為第1個時槽，第2個時槽為時刻S、載波5，第3個時槽為時刻S、載波6，...，第5個時槽為時刻S、載波8，第9個時槽為時刻S+1、載波2，第10個時槽為時刻S+1、載波2，...，第16個時槽為時刻S+1、載波8，第17個時槽為時刻S+2、載波0，以此類推。
再者，包含各PLP之開頭時槽(符元)之資訊與最後時槽(符元)之資訊之各PLP所使用的時槽資訊，係藉由P1符元、P2符元、控制符元群等控制符元來傳送。
此時，與利用第71圖~第73圖來說明時相同，PLP$1之開頭時槽即時刻T、載波3(第77圖之7701)係利用預編碼矩陣#0來將時槽進行相位變更。同樣地，PLP$K-1之最後時槽即時刻S、載波3(第77圖之7705)係不論在時槽所用之預編碼矩陣的號碼為何，PLP$K之開頭時槽即時刻S、載波4(第77圖之7703)之時槽均利用預編碼矩陣#0來進行相位變更。(其中，如到目前所說明，進行相位變更前先進行預編碼(或預編碼及基頻訊號置換)。)
又，利用對預編碼後(或預編碼及基頻訊號置換後)之訊號，規則地進行相位變更之發送方法而發送之其他PLP之開頭時槽，係利用預編碼矩陣#0進行預編碼。
藉由如以上，能夠獲得可抑制上面所述之以實施形態D2所說明的課題(a)及(b)之效果。
無須贅述，接收裝置係從P1符元、P2符元、控制符元群等控制符元所含之各PLP所使用的時槽資訊，擷取所必需的PLP而進行解調(包含訊號分離、訊號檢波)、錯誤更正解 碼。又，接收裝置以預先得知對預編碼後(或預編碼及基頻訊號置換後)之訊號，規則地進行相位變更之發送方法之相位變更規則(有複數個規則時，發送裝置傳送所使用規則之資訊，接收裝置獲得該資訊而得知所使用規則)，可根據各PLP之開頭時槽之號碼，使相位變更之切換規則之時序配合而解調資訊符元(包含訊號分離、訊號檢波)。
接著，以如第78圖之訊框構成來思考(由第78圖之符元群所構成的訊框稱為主訊框)播送台(基地台)發送調變訊號的情況。於第78圖，關於與第74圖同樣動作者，係附上同一符號。特徵點係於(終端裝置之)接收裝置，為了容易調整接收訊號之增益控制，於主訊框分離為發送1個調變訊號之子訊框、與發送複數個調變訊號之子訊框之點。再者，「發送1個調變訊號」亦包含生成複數個與從1個天線發送1個調變訊號時同一調變訊號，從複數個不同天線發送該複數個訊號的情況。
於第78圖，藉由PLP#1(7405_1)~PLP#N(7405_N)來構成發送1個調變訊號之子訊框7800，子訊框7800僅由PLP所構成，並且不存在藉由複數個調變訊號所發送的PLP。然後，藉由PLP$1(7802_1)~PLP$M(7802_M)來構成發送複數個調變訊號之子訊框7801，子訊框7801僅由PLP所構成，並且不存在發送1個調變訊號之PLP。
此時，如迄今所說明時相同，於子訊框7801，利用對預編碼後(或預編碼及基頻訊號置換後)之訊號，規則地進行相位變更之發送方法時，PLP(PLP$1(7802_1)~PLP$M (7802_M))之開頭時槽係利用預編碼矩陣#0進行預編碼(稱為預編碼矩陣之初始化)。其中，於PLP$1(7802_1)~PLP$M(7802_M)，利用別的發送方法，例如利用不進行相位變更之預編碼方法之發送方法、利用時空區塊碼之發送方法、利用空間多工MIMO傳送方法(參考第23圖)之某一方法之PLP係與上面所述之預編碼矩陣之初始化無關。
又，如第79圖，PLP$1係發送第X主訊框之複數個調變訊號之子訊框之最初PLP，PLP$1’係發送第Y(但與X不同)主訊框之複數個調變訊號之子訊框之最初PLP。然後，PLP$1、PLP$1’兩者均利用對預編碼後(或預編碼及基頻訊號置換後)之訊號，規則地進行相位變更之發送方法。再者，於第79圖，與第77圖同樣者係附上同一符號。
此時，發送第X主訊框之複數個調變訊號之子訊框之最初PLP即PLP$1之開頭時槽(第79圖之7701(時刻T、載波3之時槽))，係利用相位變更值#0進行相位變更。
同樣地，發送第Y主訊框之複數個調變訊號之子訊框之最初PLP即PLP$1’之開頭時槽(第79圖之7901(時刻T’、載波7之時槽))，係利用相位變更值#0進行相位變更。
如以上，於各主訊框，其特徵係於發送複數個調變訊號之子訊框之最初PLP之最初時槽，利用相位變更值#0進行相位變更。
如此係對於抑制實施形態D2所說明的課題(a)及(b)甚為重要。
再者，由於PLP$1之開頭時槽(第79圖之7701(時刻T、 載波3之時槽))，係利用相位變更值#0進行相位變更，因此欲對頻率軸更新相位變更值時，時刻T、載波4之時槽係利用相位變更值#1來進行相位變更，時刻T、載波5之時槽係利用相位變更值#2來進行相位變更，時刻T、載波6之時槽係利用相位變更值#3來進行相位變更，以此類推。
同樣地，由於PLP$1’之開頭時槽(第79圖之7901(時刻T’、載波7之時槽))，係利用相位變更值#0進行相位變更，因此欲對頻率軸更新相位變更值時，時刻T’、載波8之時槽係利用相位變更值#1來進行相位變更，時刻T’+1、載波1之時槽係利用相位變更值#2來進行相位變更，時刻T’+2、載波1之時槽係利用相位變更值#3來進行相位變更，時刻T’+3、載波1之時槽係利用相位變更值#4來進行相位變更，以此類推。
再者，本實施形態係舉例說明如第4圖之發送裝置的情況，對於第4圖之發送裝置對應於諸如OFDM方式之多載波方式時，對於第67圖、第70圖之發送裝置，如第4圖適用了1個編碼器及分配部的情況；但關於如第3圖之發送裝置、第12圖之發送裝置、第67圖之發送裝置、第70圖之發送裝置，發送s1、s2之2個串流，且發送裝置具有2個編碼器的情況，亦可適用本實施形態所說明之相位變更值之初始化。
再者，於本說明書之發明相關連之發送裝置之圖式，即第3圖、第4圖、第12圖、第13圖、第51圖、第52圖、第67圖、第70圖、第76圖等，當從2個發送天線所發送的調變訊號分別設為調變訊號#1、調變訊號#2時，調變訊號#1之 平均發送電力及調變訊號#2之平均發送電力可任意設定。例如設定兩調變訊號之平均發送電力不同時，藉由適用一般無線通訊系統所用之發送電力控制技術，可將調變訊號#1之平均發送電力及調變訊號#2之平均發送電力設定為不同。此時，發送電力控制係以基頻訊號之狀態(例如於所用調變方式之映射時點進行發送電力控制)來進行訊號之電力控制，或以緊接於天線前之電力放大器(功率放大器)進行發送電力控制均可。
(實施形態F1)
對於實施形態1-4、實施形態A1、實施形態C1-C7、實施形態D1-D3及實施形態E1所說明對於預編碼後之調變訊號，規則地變更相位之方法，係可對於映射到I-Q平面之任意基頻訊號s1及s2適用。因此，於實施形態1-4、實施形態A1、實施形態C1-C7、實施形態D1-D3及實施形態E1，並未針對基頻訊號s1及s2詳細說明。另一方面，例如對於從受到錯誤更正編碼之資料所生成的基頻訊號s1及s2，適用對於預編碼後之調變訊號規則地變更相位之方法時，藉由控制s1及s2之平均電力(平均值)，可能可獲得更良好的接收品質。於本實施形態，敘述有關對於從受到錯誤更正編碼之資料所生成的基頻訊號s1及s2，適用對於預編碼後之調變訊號規則地變更相位之方法時之s1及s2之平均電力(平均值)之設定方法。
在此，作為一例而說明對於基頻訊號s1適用之調變方式為QPSK，對於基頻訊號s2適用之調變方式為16QAM。
由於s1之調變方式為QPSK，因此s1係每1符元傳送2位元之資料。該傳送之2位元命名為b0、b1。相對於此，由於s2之調變方式為16QAM，因此s2係每1符元傳送4位元之資料。該傳送之4位元命名為b2、b3、b4、b5。由於發送裝置發送由s1之1符元及s2之1符元所構成的1時槽，因此每1時槽傳送b0、b1、b2、b3、b4、b5之6位元資料。
例如在I-Q平面之16QAM之訊號點配置之一例之第80圖，(b2、b3、b4、b5)=(0、0、0、0)映射到(I、Q)=(3×g、3×g)，(b2、b3、b4、b5)=(0、0、0、1)映射到(I、Q)=(3×g、1×g)，(b2、b3、b4、b5)=(0、0、1、0)映射到(I、Q)=(1×g、3×g)，(b2、b3、b4、b5)=(0、0、1、1)映射到(I、Q)=(1×g、1×g)，(b2、b3、b4、b5)=(0、1、0、0)映射到(I、Q)=(3×g、-3×g)，...，(b2、b3、b4、b5)=(1、1、1、0)映射到(I、Q)=(-1×g、-3×g)，(b2、b3、b4、b5)=(1、1、1、1)映射到(I、Q)=(-1×g、-1×g)。再者，第80圖之右上所示之b2至b5係分別表示I-Q平面所示數值各自之位元的排列。
又，在I-Q平面之QPSK之訊號點配置之一例之第81圖，(b0、b1)=(0、0)映射到(I、Q)=(1×h、1×h)，(b0、b1)=(0、1)映射到(I、Q)=(1×h、-1×h)，(b0、b1)=(1、0)映射到(I、Q)=(-1×h、1×h)，(b0、b1)=(1、1)映射到(I、Q)=(-1×h、-1×h)。再者，第81圖之右上所示之b0、b1係分別表示I-Q平面所示數值各自之位元的排列。
在此，假定使得s1之平均電力與s2之平均電力相等時，亦即假定第81圖所示之h以下述式(78)表現，第80圖所 示之g以下述式(79)表現的情況。
於第82圖表示此情況下之接收裝置所獲得的對數概似比關係。第82圖係模式性地表示接收裝置求出對數概似比時，上述b0至b5之對數概似比絕對值之圖。於第82圖，8200為b0之對數概似比絕對值，8201為b1之對數概似比絕對值，8202為b2之對數概似比絕對值，8203為b3之對數概似比絕對值，8204為b4之對數概似比絕對值，8205為b5之對數概似比絕對值。此時，如第82圖所示，若比較依據QPSK所傳送的b0及b1之對數概似比絕對值、與藉由16QAM所傳送的b2至b5之對數概似比絕對值，b0及b1之對數概似比絕對值大於b2至b5之對數概似比絕對值。這即是b0及b1之接收裝置之可靠度高於b2至b5之接收裝置之可靠度。此係由於相對於在第80圖中，g設成如式(79)時，QPSK之I-Q平面之訊號點的最小歐氏距離如下： 而於第81圖中，h設成如式(78)時，QPSK之I-Q平面之訊號點的最少歐氏距離如下：
接收裝置在此狀況下進行錯誤更正解碼(例如通訊系統利用LDPC時，則進行和積解碼等可靠度傳遞解碼)時，由於「b0及b1之對數概似比絕對值大於b2至b5之對數概似比絕對值」之可靠度差距而受到b2至b5之對數概似比絕對值影響，發生接收裝置之資料接收品質劣化的問題。
為了克服此問題，如第83圖所示，與第82圖相比較，設成「縮小b0及b1之對數概似比絕對值與b2至b5之對數概似比絕對值的差距」即可。
因此，考慮「使得s1之平均電力(平均值)與s2之平均電力(平均值)不同」。於第84圖、第85圖，表示與功率變更部(在此雖稱為功率變更部，但亦可稱為振幅變更部、加權部)及加權合成(預編碼)部有關連之訊號處理部之構成例。再者，於第84圖，關於與第3圖、第6圖同樣地動作者係附上同一符號。又，於第85圖，關於與第3圖、第6圖、第84圖同樣地動作者係附上同一符號。
以下針對功率變更部之動作，說明數個例子。
(例1)
首先，利用第84圖來說明動作之一例。再者，s1(t)為 調變方式QPSK之基頻訊號(映射後之訊號)，映射方法係如第81圖，h係如式(78)。又，s2(t)為調變方式16QAM之基頻訊號(映射後之訊號)，映射方法係如第80圖，g係如式(79)。再者，t為時間，於本實施形態係以時間軸方向為例來說明。
功率變更部(8401B)係以調變方式16QAM之基頻訊號(映射後之訊號)307B、控制訊號(8400)作為輸入，若根據控制訊號(8400)而設定之功率變更用之值設為u，則輸出調變方式16QAM之基頻訊號(映射後之訊號)307B成為u倍後之訊號(8402B)。再者，u為實數，u>1.0。若對於預編碼後之調變訊號規則地變更相位之方法之預編碼矩陣設為F，用以規則地進行相位變更之相位變更值設為y(t)(y(t)係絕對值為1之虛數(包含實數)，亦即可表現為ejθ(t))，則下式成立。
因此，QPSK之平均電力與16QAM之平均電力的比設定為1：u2。藉此，由於接收狀態可獲得第83圖所示之對數概似比絕對值，因此可提升接收裝置之資料接收品質。
例如針對QPSK之平均電力與16QAM之平均電力的比1：u2，如下設定u： 則可使得QPSK之I-Q平面之訊號點之最小歐氏距離、與16QAM之I-Q平面之訊號點之最小歐氏距離相等，可能可獲得良好的接收品質。
但使得兩種不同之調變方式之I-Q平面之訊號點之最小歐氏距離相等的條件，僅只是設定QPSK之平均電力與16QAM之平均電力的比的方法之一例。例如視用於錯誤更正編碼之錯誤更正碼之碼長或編碼率等其他條件，將功率變更用之值u的值，設定成與兩種不同之調變方式之I-Q平面之訊號點之最小歐氏距離會相等之值不同的值(較大值或較小值)，較可能可獲得良好的接收品質。又，若考慮增大接收時所獲得的候補訊號點之最初距離，則例如設定如下之方法可視為一例： 可依系統所需要的要求條件來適當設定。關於細節係於後面敘述。
以往，發送電力控制一般係根據來自通訊對象之回授資訊進行發送電力的控制。於本實施形態，無關於來自通訊對象之回授資訊而控制電力，此點為本發明之特徵，詳細說明有關此點。
於上面雖敘述「藉由控制訊號(8400)設定功率變更用之值u」，但於以下，詳細說明關於用以進一步提升接收裝置之資料接收品質時，藉由控制訊號(8400)之功率變更用之值 u之設定手法。
(例1-1)
說明有關發送裝置支援複數個區塊長(構成編碼後之1區塊之位元數，亦稱為碼長)之錯誤更正碼時，因應施加於用在生成s1及s2之資料之錯誤生成碼之區塊長，來設定s1及s2之平均電力(平均值)之方法。
錯誤更正碼係例如進行去尾迴旋之渦輪碼或雙二進位渦輪碼、及LDPC碼等區塊碼，於諸多通訊系統或播送系統係支援複數個區塊長。從支援之複數個區塊長所選擇的區塊長之已施行錯誤更正編碼之編碼後資料，係分配給2系統。分配給2系統之編碼後資料係分別以s1之調變方式與s2之調變方式調變，生成基頻訊號(映射後之訊號)s1(t)及s2(t)。
控制訊號(8400)係表示上述所選擇的錯誤更正碼之區塊長之訊號，功率變更部(8401B)係因應控制訊號(8400)來設定功率變更用之值u。
本發明之特徵係功率變更部(8401B)因應控制訊號(8400)所示之選擇區塊長，來設定功率變更用之值u。在此，以uLX之形式來記載因應區塊長X之功率變更用之值。
例如選擇區塊長為1000時，功率變更部(8401B)設定功率變更用之值uL1000，選擇區塊長為1500時，功率變更部(8401B)設定功率變更用之值uL1500，選擇區塊長為3000時，功率變更部(8401B)設定功率變更用之值uL3000。此時，例如藉由將uL1000、uL15000、uL3000設為各異之值，可於各碼長時 獲得高度的錯誤更正能力。其中，依所設定的碼長，可能變更功率變更用之值仍無法獲得效果。屆時，即便變更碼長，亦無須變更功率變更用之值(例如可能出現uL1000=uL1500，重要的是在(uL1000、uL1500、uL3000)之中存在有2個以上的值)。
於上述舉例說明3個碼長的情況，但不限於此，重要點係於發送裝置，在可設定2個以上碼長時，可設定之功率變更用之值存在有2個以上，設定碼長時，發送裝置可從複數個可設定之功率變更用之值中，選擇某一個功率變更用之值而進行功率變更。
(例1-2)
說明有關發送裝置支援複數個編碼率之錯誤更正碼時，因應施加於用在生成s1及s2之資料之錯誤生成碼之編碼率，來設定s1及s2之平均電力(平均值)之方法。
錯誤更正碼係例如進行去尾迴旋之渦輪碼或雙二進位渦輪碼、及LDPC碼等區塊碼，於諸多通訊系統或播送系統係支援複數個編碼率。從支援之複數個編碼率所選擇的編碼率之已施行錯誤更正編碼之編碼後資料，係分配給2系統。分配給2系統之編碼後資料係分別以s1之調變方式與s2之調變方式調變，生成基頻訊號(映射後之訊號)s1(t)及s2(t)。
控制訊號(8400)係表示上述所選擇的錯誤更正碼之編碼率之訊號，功率變更部(8401B)係因應控制訊號(8400)來設定功率變更用之值u。
本發明之特徵係功率變更部(8401B)因應控制訊號 (8400)所示之選擇編碼率，來設定功率變更用之值u。在此，以urX之形式來記載因應編碼率rx之功率變更用之值。
例如選擇編碼率為r1時，功率變更部(8401B)設定功率變更用之值ur1，選擇編碼率為r2時，功率變更部(8401B)設定功率變更用之值ur2，選擇編碼率為r3時，功率變更部(8401B)設定功率變更用之值ur3。此時，例如藉由將ur1、ur2、ur3設為各異之值，可於各編碼率時獲得高度的錯誤更正能力。其中，依所設定的碼長，可能變更功率變更用之值仍無法獲得效果。屆時，即便變更編碼率，亦無須變更功率變更用之值(例如可能出現ur1=ur2，重要的是在(ur1、ur2、ur3)之中存在有2個以上的值)。
再者，作為上述r1、r2、r3之一例，可考慮在錯誤更正碼為LDPC時，分別為1/2、2/3、3/4之編碼率。
於上述舉例說明3個編碼率的情況，但不限於此，重要點係於發送裝置，在可設定2個以上編碼率時，可設定之功率變更用之值存在有2個以上，設定編碼率時，發送裝置可從複數個可設定之功率變更用之值中，選擇某一個功率變更用之值而進行功率變更。
(例1-3)
為了讓接收裝置獲得更佳之資料接收品質，實施以下事項係甚為重要。
說明有關發送裝置支援複數種調變方式時，因應用在生成s1及s2之調變方式來設定s1及s2之平均電力(平均值)之方法。
在此，作為例子而考慮將s1之調變方式固定為QPSK，藉由控制訊號來將s2之調變方式從16QAM變更為64QAM(又，可設定為16QAM、64QAM之某一者)的情況。再者，將s2(t)之調變方式設為64QAM時，s2(t)之映射方式係如第86圖，於第86圖中，k係如下： 若進行該類映射，則於QPSK時對於第81圖設h為式(78)時、與於16QAM時對於第80圖設g為式(79)時，其平均電力(平均值)相等。又，64QAM之映射係從6位元之輸入而決定I、Q的值，關於該點，可與QPSK、16QAM之映射的說明同樣地實施。
總言之，於I-Q平面之64QAM之訊號點配置之一例之第86圖，(b0、b1、b2、b3、b4、b5)=(0、0、0、0、0、0)係映射到(I、Q)=(7×k、7×k)，(b0、b1、b2、b3、b4、b5)=(0、0、0、0、0、1)係映射到(I、Q)=(7×k、5×k)，(b0、b1、b2、b3、b4、b5)=(0、0、0、0、1、0)係映射到(I、Q)=(5×k、7×k)，(b0、b1、b2、b3、b4、b5)=(0、0、0、0、1、1)係映射到(I、Q)=(5×k、5×k)，(b0、b1、b2、b3、b4、b5)=(0、0、0、1、0、0)係映射到(I、Q)=(7×k、1×k)，...，(b0、b1、b2、b3、b4、b5)=(1、1、1、1、1、0)係映射到(I、Q)=(-3×k、-1×k)，(b0、b1、b2、b3、b4、b5)=(1、1、1、1、1、1)係 映射到(I、Q)=(-3×k、-3×k)。再者，第86圖之右上所示之b0至b5係分別表示I-Q平面所示數值各自之位元的排列。
於第84圖，s2之調變方式為16QAM時，功率變更部8401B係設定u=u16，s2之調變方式為64QAM時，功率變更部8401B係設定u=u64。此時，從最小歐氏距離之關係來看，若u16<u64，則s2之調變方式為16QAM、64QAM中之任一者時，接收裝置均可獲得高資料接收品質。
再者，於上述說明中，雖說明「將s1之調變方式固定為QPSK」，但可考慮「將s2之調變方式固定為QPSK」。此時，對於固定之調變方式(在此為QPSK)不進行功率變更，對於複數種可設定之調變方式(在此為16QAM及64QAM)進行功率變更。總言之，該情況下，發送裝置並非第84圖所示之構成，而是從第84圖所示之構成去除功率變更部8401B，於s1(t)側設置功率變更部而構成。如此一來，將固定之調變方式(在此為QPSK)設定於s2時，以下關係式(86)會成立。
如此一來，即便「將s2之調變方式固定為QPSK，將s1之調變方式從16QAM變更為64QAM(又，可設定為16QAM、64QAM之某一者)」，若u16<u64即可(再者，於16QAM時，功 率變更用而乘算之值為u16，於64QAM時，功率變更用而乘算之值為u64，QPSK不進行功率變更)。
又，(s1之調變方式、s2之調變方式)之組配可設定為(QPSK、16QAM)、(16QAM、QPSK)、(QPSK、64QAM)、(64QAM、QPSK)之某一者時，符合u16<u64之關係即可。
以下，說明關於將上述內容予以一般化的情況。
將s1之調變方式固定，採用I-Q平面之訊號點數為c個之調變方式C。s2之調變方式可設定為I-Q平面之訊號點數為a個之調變方式A、與I-Q平面之訊號點數為b個之調變方式B(a>b>c)之某一者(其中，調變方式A之s2時點之平均電力值(平均值)與調變方式B之s2時點之平均電力值(平均值)相等)。
此時，s2之調變方式設定為調變方式A時，設定之功率變更用之值設為ua。又，s2之調變方式設定為調變方式B時，設定之功率變更用之值設為ub。此時，若ub<ua，則接收裝置可獲得高資料接收品質。
對於固定之調變方式(在此為調變方式C)不進行功率變更，對於複數種可設定之調變方式(在此為調變方式A與調變方式B)進行功率變更。如此一來，即便是「將s2之調變方式固定為調變方式C，將s1之調變方式從調變方式A變更為調變方式B(設定為調變方式A、調變方式B之某一者)」的情況，若ub<ua即可。又，(s1之調變方式、s2之調變方式)之組配可設定為(調變方式C、調變方式A)、(調變方式A、調變方式C)、(調變方式C、調變方式B)或(調變方式B、調 變方式C)之某一者時，符合ub<ua之關係即可。
(例2)
利用第84圖來說明與例1不同動作之例。再者，s1(t)設為調變方式64QAM之基頻訊號(映射後之訊號)，映射方法係如第86圖，k則如式(85)。又，s2(t)設為調變方式16QAM之基頻訊號(映射後之訊號)，映射方法係如第80圖，g則如式(79)。再者，t為時間，於本實施形態係以時間軸方向為例來說明。
功率變更部(8401B)係以調變方式16QAM之基頻訊號(映射後之訊號)307B、控制訊號(8400)作為輸入，根據控制訊號(8400)，若已設定之功率變更用之值為u時，則輸出使調變方式16QAM之基頻訊號(映射後之訊號)307B成為u倍後之訊號(8402B)。再者，u為實數，u<1.0。若對於預編碼後之調變訊號規則地變更相位之方法之預編碼矩陣設為F，用以規則地進行相位變更之相位變更值設為y(t)(y(t)係絕對值為1之虛數(包含實數)，亦即可表現為ejθ(t))，則式(82)成立。
因此，64QAM之平均電力與16QAM之平均電力的比設定為1：u2。藉此而成為可獲得第83圖之接收狀態，因此可提升接收裝置之資料接收品質。
以往，發送電力控制一般係根據來自通訊對象之回授資訊進行發送電力的控制。於本實施形態，無關於來自通訊對象之回授資訊而控制電力，此點為本發明之特徵，詳細說明有關此點。
於上面雖敘述「藉由控制訊號(8400)設定功率變更用之值u」，但於以下，詳細說明關於用以進一步提升接收裝置之資料接收品質時，藉由控制訊號(8400)之功率變更用之值u之設定手法。
(例2-1)
說明有關發送裝置支援複數個區塊長(構成編碼後之1區塊之位元數，亦稱為碼長)之錯誤更正碼時，因應施加於用在生成s1及s2之資料之錯誤生成碼之區塊長，來設定s1及s2之平均電力(平均值)之方法。
錯誤更正碼係例如進行去尾迴旋之渦輪碼或雙二進位渦輪碼、及LDPC碼等區塊碼，於諸多通訊系統或播送系統係支援複數個區塊長。從支援之複數個區塊長所選擇的區塊長之已施行錯誤更正編碼之編碼後資料，係分配給2系統。分配給2系統之編碼後資料係分別以s1之調變方式與s2之調變方式調變，生成基頻訊號(映射後之訊號)s1(t)及s2(t)。
控制訊號(8400)係表示上述所選擇的錯誤更正碼之區塊長之訊號，功率變更部(8401B)係因應控制訊號(8400)來設定功率變更用之值u。
本發明之特徵係功率變更部(8401B)因應控制訊號(8400)所示之選擇區塊長，來設定功率變更用之值u。在此，以uLX之形式來記載因應區塊長X之功率變更用之值。
例如選擇區塊長為1000時，功率變更部(8401B)設定功率變更用之值uL1000，選擇區塊長為1500時，功率變更部 (8401B)設定功率變更用之值uL1500，選擇區塊長為3000時，功率變更部(8401B)設定功率變更用之值uL3000。此時，例如藉由將uL1000、uL15000、uL3000設為各異之值，可於各碼長時獲得高度的錯誤更正能力。其中，依所設定的碼長，可能變更功率變更用之值仍無法獲得效果。屆時，即便變更碼長，亦無須變更功率變更用之值(例如可能出現uL1000=uL1500，重要的是在(uL1000、uL1500、uL3000)之中存在有2個以上的值)。
於上述舉例說明3個碼長的情況，但不限於此，重要點係於發送裝置，在可設定2個以上碼長時，可設定之功率變更用之值存在有2個以上，設定碼長時，發送裝置可從複數個可設定之功率變更用之值中，選擇某一個功率變更用之值而進行功率變更。
(例2-2)
說明有關發送裝置支援複數個編碼率之錯誤更正碼時，因應施加於用在生成s1及s2之資料之錯誤生成碼之編碼率，來設定s1及s2之平均電力(平均值)之方法。
錯誤更正碼係例如進行去尾迴旋之渦輪碼或雙二進位渦輪碼、及LDPC碼等區塊碼，於諸多通訊系統或播送系統係支援複數個編碼率。從支援之複數個編碼率所選擇的編碼率之已施行錯誤更正編碼之編碼後資料，係分配給2系統。分配給2系統之編碼後資料係分別以s1之調變方式與s2之調變方式調變，生成基頻訊號(映射後之訊號)s1(t)及s2(t)。
控制訊號(8400)係表示上述所選擇的錯誤更正碼之編碼率之訊號，功率變更部(8401B)係因應控制訊號(8400)來設定功率變更用之值u。
本發明之特徵係功率變更部(8401B)因應控制訊號(8400)所示之選擇編碼率，來設定功率變更用之值u。在此，以urx之形式來記載因應編碼率rx之功率變更用之值。
例如選擇編碼率為r1時，功率變更部(8401B)設定功率變更用之值ur1，選擇編碼率為r2時，功率變更部(8401B)設定功率變更用之值ur2，選擇編碼率為r3時，功率變更部(8401B)設定功率變更用之值ur3。此時，例如藉由將ur1、ur2、ur3設為各異之值，可於各編碼率時獲得高度的錯誤更正能力。其中，依所設定的碼長，可能變更功率變更用之值仍無法獲得效果。屆時，即便變更編碼率，亦無須變更功率變更用之值(例如可能出現ur1=ur2，重要的是在(ur1、ur2、ur3)之中存在有2個以上的值)。
再者，作為上述r1、r2、r3之一例，可考慮在錯誤更正碼為LDPC時，分別為1/2、2/3、3/4之編碼率。
於上述舉例說明3個編碼率的情況，但不限於此，重要點係於發送裝置，在可設定2個以上編碼率時，可設定之功率變更用之值存在有2個以上，設定編碼率時，發送裝置可從複數個可設定之功率變更用之值中，選擇某一個功率變更用之值而進行功率變更。
(例2-3)
為了讓接收裝置獲得更佳之資料接收品質，實施以下 事項係甚為重要。
說明有關發送裝置支援複數種調變方式時，因應用在生成s1及s2之調變方式來設定s1及s2之平均電力(平均值)之方法。
在此，作為例子而考慮將s1之調變方式固定為64QAM，藉由控制訊號來將s2之調變方式從16QAM變更為QPSK(又，可設定為16QAM、QPSK之某一者)的情況。s1之調變方式設為64QAM時，s1(t)之映射方法係如第86圖，於第86圖，k為式(85)。s2之調變方式設為16QAM時，s2(t)之映射方法係如第80圖，於第80圖，g為式(79)，又，s2(t)之調變方式設為QPSK時，s2(t)之映射方法係如第81圖，於第81圖，h為式(78)。
若進行該映射，則於16QAM時與QPSK時，其平均電力(平均值)相等。
於第84圖，s2之調變方式為16QAM時，功率變更部8401B係設定u=u16，s2之調變方式為QPSK時，設定u=u4。此時，從最小歐氏距離之關係來看，若u4<u16，則s2之調變方式為16QAM、QPSK中之任一者時，接收裝置均可獲得高資料接收品質。
再者，於上述說明中，雖說明「將s1之調變方式固定為64QAM」，但即便「將s2之調變方式固定為64QAM，將s1之調變方式從16QAM變更為QPSK(設定為16QAM、QPSK之某一者)」，若u4<u16即可(與例1-3的說明同樣思考即可)。(再者，於16QAM時，功率變更用而乘算之值為u16， 於QPSK時，功率變更用而乘算之值為u4，64QAM不進行功率變更。)又，(s1之調變方式、s2之調變方式)之組配可設定為(64QAM、16QAM)、(16QAM、64QAM)、(64QAM、QPSK)、(QPSK、64QAM)之某一者時，符合u4<u16之關係即可。
以下，說明關於將上述內容予以一般化的情況。
將s1之調變方式固定，採用I-Q平面之訊號點數為c個之調變方式C。s2之調變方式可設定為I-Q平面之訊號點數為a個之調變方式A、與I-Q平面之訊號點數為b個之調變方式B(c>b>a)之某一者(其中，調變方式A之s2時點之平均電力值(平均值)與調變方式B之s2時點之平均電力值(平均值)相等)。
此時，s2之調變方式設定為調變方式A時，設定之功率變更用之值設為ua。又，s2之調變方式設定為調變方式B時，設定之功率變更用之值設為ub。此時，若ua<ub，則接收裝置可獲得高資料接收品質。
對於固定之調變方式(在此為調變方式C)不進行功率變更，對於複數種可設定之調變方式(在此為調變方式A與調變方式B)進行功率變更。如此一來，即便是「將s2之調變方式固定為調變方式C，將s1之調變方式從調變方式A變更為調變方式B(設定為調變方式A、調變方式B之某一者)」的情況，若ua<ub即可。又，(s1之調變方式、s2之調變方式)之組配可設定為(調變方式C、調變方式A)、(調變方式A、調變方式C)、(調變方式C、調變方式B)或(調變方式B、調 變方式C)之某一者時，符合ua<ub之關係即可。
(例3)
利用第84圖來說明與例1不同動作之例。再者，s1(t)設為調變方式16QAM之基頻訊號(映射後之訊號)，映射方法係如第80圖，g則如式(79)。又，s2(t)設為調變方式64QAM之基頻訊號(映射後之訊號)，映射方法係如第86圖，k則如式(85)。再者，t為時間，於本實施形態係以時間軸方向為例來說明。
功率變更部(8401B)係以調變方式64QAM之基頻訊號(映射後之訊號)307B、控制訊號(8400)作為輸入，根據控制訊號(追加400)，若已設定之功率變更用之值為u時，則輸出使調變方式64QAM之基頻訊號(映射後之訊號)307B成為u倍後之訊號(8402B)。再者，u為實數，u>1.0。若對於預編碼後之調變訊號規則地變更相位之方法之預編碼矩陣設為F，用以規則地進行相位變更之相位變更值設為y(t)(y(t)係絕對值為1之虛數(包含實數)，亦即可表現為ejθ(t))，則式(82)成立。
因此，16QAM之平均電力與64QAM之平均電力的比設定為1：u2。藉此而成為可獲得第83圖之接收狀態，因此可提升接收裝置之資料接收品質。
以往，發送電力控制一般係根據來自通訊對象之回授資訊進行發送電力的控制。於本實施形態，無關於來自通訊對象之回授資訊而控制電力，此點為本發明之特徵，詳細說明有關此點。
於上面雖敘述「藉由控制訊號(8400)設定功率變更用之值u」，但於以下，詳細說明關於用以進一步提升接收裝置之資料接收品質時，藉由控制訊號(8400)之功率變更用之值u之設定手法。
(例3-1)
說明有關發送裝置支援複數個區塊長(構成編碼後之1區塊之位元數，亦稱為碼長)之錯誤更正碼時，因應施加於用在生成s1及s2之資料之錯誤生成碼之區塊長，來設定s1及s2之平均電力(平均值)之方法。
錯誤更正碼係例如進行去尾迴旋之渦輪碼或雙二進位渦輪碼、及LDPC碼等區塊碼，於諸多通訊系統或播送系統係支援複數個區塊長。從支援之複數個區塊長所選擇的區塊長之已施行錯誤更正編碼之編碼後資料，係分配給2系統。分配給2系統之編碼後資料係分別以s1之調變方式與s2之調變方式調變，生成基頻訊號(映射後之訊號)s1(t)及s2(t)。
控制訊號(8400)係表示上述所選擇的錯誤更正碼之區塊長之訊號，功率變更部(8401B)係因應控制訊號(8400)來設定功率變更用之值u。
本發明之特徵係功率變更部(8401B)因應控制訊號(8400)所示之選擇區塊長，來設定功率變更用之值u。在此，以uLX之形式來記載因應區塊長X之功率變更用之值。
例如選擇區塊長為1000時，功率變更部(8401B)設定功率變更用之值uL1000，選擇區塊長為1500時，功率變更部 (8401B)設定功率變更用之值uL1500，選擇區塊長為3000時，功率變更部(8401B)設定功率變更用之值uL3000。此時，例如藉由將uL1000、uL15000、uL3000設為各異之值，可於各碼長時獲得高度的錯誤更正能力。其中，依所設定的碼長，可能變更功率變更用之值仍無法獲得效果。屆時，即便變更碼長，亦無須變更功率變更用之值(例如可能出現uL1000=uL1500，重要的是在(uL1000、uL1500、uL3000)之中存在有2個以上的值)。
於上述舉例說明3個碼長的情況，但不限於此，重要點係於發送裝置，在可設定2個以上碼長時，可設定之功率變更用之值存在有2個以上，設定碼長時，發送裝置可從複數個可設定之功率變更用之值中，選擇某一個功率變更用之值而進行功率變更。
(例3-2)
說明有關發送裝置支援複數個編碼率之錯誤更正碼時，因應施加於用在生成s1及s2之資料之錯誤生成碼之編碼率，來設定s1及s2之平均電力(平均值)之方法。
錯誤更正碼係例如進行去尾迴旋之渦輪碼或雙二進位渦輪碼、及LDPC碼等區塊碼，於諸多通訊系統或播送系統係支援複數個編碼率。從支援之複數個編碼率所選擇的編碼率之已施行錯誤更正編碼之編碼後資料，係分配給2系統。分配給2系統之編碼後資料係分別以s1之調變方式與s2之調變方式調變，生成基頻訊號(映射後之訊號)s1(t)及s2(t)。
控制訊號(8400)係表示上述所選擇的錯誤更正碼之編碼率之訊號，功率變更部(8401B)係因應控制訊號(8400)來設定功率變更用之值u。
本發明之特徵係功率變更部(8401B)因應控制訊號(8400)所示之選擇編碼率，來設定功率變更用之值u。在此，以urx之形式來記載因應編碼率rx之功率變更用之值。
例如選擇編碼率為r1時，功率變更部(8401B)設定功率變更用之值ur1，選擇編碼率為r2時，功率變更部(8401B)設定功率變更用之值ur2，選擇編碼率為r3時，功率變更部(8401B)設定功率變更用之值ur3。此時，例如藉由將ur1、ur2、ur3設為各異之值，可於各編碼率時獲得高度的錯誤更正能力。其中，依所設定的碼長，可能變更功率變更用之值仍無法獲得效果。屆時，即便變更編碼率，亦無須變更功率變更用之值(例如可能出現ur1=ur2，重要的是在(ur1、ur2、ur3)之中存在有2個以上的值)。
再者，作為上述r1、r2、r3之一例，可考慮在錯誤更正碼為LDPC時，分別為1/2、2/3、3/4之編碼率。
於上述舉例說明3個編碼率的情況，但不限於此，重要點係於發送裝置，在可設定2個以上編碼率時，可設定之功率變更用之值存在有2個以上，設定編碼率時，發送裝置可從複數個可設定之功率變更用之值中，選擇某一個功率變更用之值而進行功率變更。
(例3-3)
為了讓接收裝置獲得更佳之資料接收品質，實施以下 事項係甚為重要。
說明有關發送裝置支援複數種調變方式時，因應用在生成s1及s2之調變方式來設定s1及s2之平均電力(平均值)之方法。
在此，作為例子而考慮將s1之調變方式固定為16QAM，藉由控制訊號來將s2之調變方式從64QAM變更為QPSK(又，可設定為64QAM、QPSK之某一者)的情況。s1之調變方式設為16QAM時，s2(t)之映射方法係如第80圖，於第80圖，g為式(79)。s2之調變方式設為64QAM時，s1(t)之映射方法係如第86圖，於第86圖，k為式(85)，又，s2(t)之調變方式設為QPSK時，s2(t)之映射方法係如第81圖，於第81圖，h為式(78)。
若進行該映射，則於16QAM時與QPSK時，其平均電力相等。
於第84圖，s2之調變方式為64QAM時，設定u=u64，s2之調變方式為QPSK時，設定u=u4。此時，從最小歐氏距離之關係來看，若u4<u64，則s2之調變方式為16QAM、64QAM中之任一者時，接收裝置均可獲得高資料接收品質。
再者，於上述說明中，雖說明「將s1之調變方式固定為16QAM」，但即便「將s2之調變方式固定為16QAM，將s1之調變方式從64QAM變更為QPSK(設定為64QAM、QPSK之某一者)」，若u4<u64即可(與例1-3的說明同樣思考即可)。(再者，於64QAM時，功率變更用而乘算之值為u64，於QPSK時，功率變更用而乘算之值為u4，16QAM不進行功 率變更。)又，(s1之調變方式、s2之調變方式)之組配可設定為(16QAM、64QAM)、(64QAM、16QAM)、(16QAM、QPSK)、(QPSK、16QAM)之某一者時，符合u4<u64之關係即可。
以下，說明關於將上述內容予以一般化的情況。
將s1之調變方式固定，採用I-Q平面之訊號點數為c個之調變方式C。s2之調變方式可設定為I-Q平面之訊號點數為a個之調變方式A、與I-Q平面之訊號點數為b個之調變方式B(c>b>a)之某一者(其中，調變方式A之s2時點之平均電力值(平均值)與調變方式B之s2時點之平均電力值(平均值)相等)。
此時，s2之調變方式設定為調變方式A時，設定之功率變更用之值設為ua。又，s2之調變方式設定為調變方式B時，設定之功率變更用之值設為ub。此時，若ua<ub，則接收裝置可獲得高資料接收品質。
對於固定之調變方式(在此為調變方式C)不進行功率變更，對於複數種可設定之調變方式(在此為調變方式A與調變方式B)進行功率變更。如此一來，即便是「將s2之調變方式固定為調變方式C，將s1之調變方式從調變方式A變更為調變方式B(設定為調變方式A、調變方式B之某一者)」的情況，若ua<ub即可。又，(s1之調變方式、s2之調變方式)之組配可設定為(調變方式C、調變方式A)、(調變方式A、調變方式C)、(調變方式C、調變方式B)或(調變方式B、調變方式C)之某一者時，符合ua<ub之關係即可。
(例4)
於上述，敘述有關變更s1、s2中一方之功率的情況，在此，說明有關變更s1、s2兩者之功率的情況。
利用第85圖來說明動作之一例。再者，s1(t)設為調變方式QPSK之基頻訊號(映射後之訊號)，映射方法係如第81圖，h則如式(78)。又，s2(t)設為調變方式16QAM之基頻訊號(映射後之訊號)，映射方法係如第80圖，g則如式(79)。再者，t為時間，於本實施形態係以時間軸方向為例來說明。
功率變更部(8401A)係以調變方式QPSK之基頻訊號(映射後之訊號)307A、控制訊號(8400)作為輸入，根據控制訊號(8400)，若已設定之功率變更用之值為v時，則輸出使調變方式QPSK之基頻訊號(映射後之訊號)307A成為v倍後之訊號(8402A)。
功率變更部(8401B)係以調變方式16QAM之基頻訊號(映射後之訊號)307B、控制訊號(8400)作為輸入，根據控制訊號(8400)，若已設定之功率變更用之值為u時，則輸出使調變方式16QAM之基頻訊號(映射後之訊號)307B成為u倍後之訊號(8402B)。然後，設定u=v×w(w>1.0)。
若規則地變更相位之方法之預編碼矩陣設為F[t]，則下式(87)成立。
若對於預編碼後之調變訊號規則地變更相位之方法之預編碼矩陣設為F，用以規則地進行相位變更之相位變更值設為y(t)(y(t)係絕對值為1之虛數(包含實數)，亦即可表現為ejθ(t))，則下式(87)成立。
因此，QPSK之平均電力與16QAM之平均電力的比設定為v2：u2=v2：v2×w2=1：w2。藉此而成為可獲得第83圖所示對數概似比之絕對值之接收狀態，因此可提升接收裝置之資料接收品質。
再者，若考慮式(83)、式(84)，QPSK之平均電力與16QAM之平均電力的比為v2：u2=v2：v2×w2=1：w2=1：5或QPSK之平均電力與16QAM之平均電力的比為v2：u2=v2：v2×w2=1：w2=1：2可視為有效例，但可依系統要求的要求條件而適當設定。
以往，發送電力控制一般係根據來自通訊對象之回授資訊進行發送電力的控制。於本實施形態，無關於來自通訊對象之回授資訊而控制電力，此點為本發明之特徵，詳細說明有關此點。
於上面雖敘述「藉由控制訊號(8400)設定功率變更用之值v、u」，但於以下，詳細說明關於用以進一步提升接收裝置之資料接收品質時，藉由控制訊號(8400)設定功率變更用之值v、u。
(例4-1)
說明有關發送裝置支援複數個區塊長(構成編碼後之1區塊之位元數，亦稱為碼長)之錯誤更正碼時，因應施加於用在生成s1及s2之資料之錯誤生成碼之區塊長，來設定s1及s2之平均電力(平均值)之方法。
錯誤更正碼係例如進行去尾迴旋之渦輪碼或雙二進位渦輪碼、及LDPC碼等區塊碼，於諸多通訊系統或播送系統係支援複數個區塊長。從支援之複數個區塊長所選擇的區塊長之已施行錯誤更正編碼之編碼後資料，係分配給2系統。分配給2系統之編碼後資料係分別以s1之調變方式與s2之調變方式調變，生成基頻訊號(映射後之訊號)s1(t)及s2(t)。
控制訊號(8400)係表示上述所選擇的錯誤更正碼之區塊長之訊號，功率變更部(8401A)係因應控制訊號(8400)來設定功率變更用之值v。同樣地，功率變更部(8401B)係因應控制訊號(8400)來設定功率變更用之值u。
本發明之特徵係功率變更部(8401A、8401B)因應控制訊號(8400)所示之選擇區塊長，來設定功率變更用之值v、u。在此，以vLX、uLX之形式來記載因應區塊長X之功率變更用之值。
例如選擇區塊長為1000時，功率變更部(8401A)設定功率變更用之值vL1000，選擇區塊長為1500時，功率變更部(8401A)設定功率變更用之值vL1500，選擇區塊長為3000時，功率變更部(8401A)設定功率變更用之值vL3000。
另，選擇區塊長為1000時，功率變更部(8401B)設定功 率變更用之值uL1000，選擇區塊長為1500時，功率變更部(8401B)設定功率變更用之值uL1500，選擇區塊長為3000時，功率變更部(8401B)設定功率變更用之值uL3000。
此時，例如藉由將vL1000、vL15000、vL3000設為各異之值，可於各碼長時獲得高度的錯誤更正能力。同樣地，藉由將uL1000、uL15000、uL3000設為各異之值，可於各碼長時獲得高度的錯誤更正能力。其中，依所設定的碼長，可能變更功率變更用之值仍無法獲得效果。屆時，即便變更碼長，亦無須變更功率變更用之值(例如可能出現uL1000=uL1500，又，亦可能出現vL1000=vL1500，重要的是在(vL1000、vL1500、vL3000)之組配中存在有2個以上的值。又，在(uL1000、uL1500、uL3000)之組配中存在有2個以上的值。)。再者，vLX及uLX係如上述設定為符合平均電力值之比1：w2。
於上述舉例說明3個碼長的情況，但不限於此，重要點係於發送裝置，在可設定2個以上碼長時，可設定之功率變更用之值uLX存在有2個以上，設定碼長時，發送裝置可從複數個可設定之功率變更用之值uLX中，選擇某一個功率變更用之值而進行功率變更；又，於發送裝置，在可設定2個以上碼長時，可設定之功率變更用之值vLX存在有2個以上，設定碼長時，發送裝置可從複數個可設定之功率變更用之值vLX中，選擇某一個功率變更用之值而進行功率變更，此亦為重要點。
(例4-2)
說明有關發送裝置支援複數個編碼率之錯誤更正碼 時，因應施加於用在生成s1及s2之資料之錯誤生成碼之編碼率，來設定s1及s2之平均電力(平均值)之方法。
錯誤更正碼係例如進行去尾迴旋之渦輪碼或雙二進位渦輪碼、及LDPC碼等區塊碼，於諸多通訊系統或播送系統係支援複數個編碼率。從支援之複數個編碼率所選擇的編碼率之已施行錯誤更正編碼之編碼後資料，係分配給2系統。分配給2系統之編碼後資料係分別以s1之調變方式與s2之調變方式調變，生成基頻訊號(映射後之訊號)s1(t)及s2(t)。
控制訊號(8400)係表示上述所選擇的錯誤更正碼之區塊長之訊號，功率變更部(8401A)係因應控制訊號(8400)來設定功率變更用之值v。同樣地，功率變更部(8401B)係因應控制訊號(8400)來設定功率變更用之值u。
本發明之特徵係功率變更部(8401A、8401B)因應控制訊號(8400)所示之選擇區塊長，來設定功率變更用之值v、u。在此，以vrx、urx之形式來記載因應區塊長rx之功率變更用之值。
例如選擇編碼率為r1時，功率變更部(8401A)設定功率變更用之值vr1，選擇編碼率為r2時，功率變更部(8401A)設定功率變更用之值vr2，選擇編碼率為r3時，功率變更部(8401A)設定功率變更用之值vr3。
又，選擇編碼率為r1時，功率變更部(8401B)設定功率變更用之值ur1，選擇編碼率為r2時，功率變更部(8401B)設定功率變更用之值ur2，選擇編碼率為r3時，功率變更部 (8401B)設定功率變更用之值ur3。
此時，例如藉由將vr1、vr2、vr3設為各異之值，可於各編碼率時獲得高度的錯誤更正能力。同樣地，藉由將ur1、ur2、ur3設為各異之值，可於各編碼率時獲得高度的錯誤更正能力。其中，依所設定的碼長，可能變更功率變更用之值仍無法獲得效果。屆時，即便變更編碼率，亦無須變更功率變更用之值(例如亦可能出現vr1=vr2或ur1=ur2，重要的是在(vr1、vr2、vr3)之組配中存在有2個以上的值，又，重要的是在(ur1、ur2、ur3)之中存在有2個以上的值)。再者，vrX及urX係如上述設定為符合平均電力值之比1：w2。
又，作為上述r1、r2、r3之一例，可考慮在錯誤更正碼為LDPC時，分別為1/2、2/3、3/4之編碼率。
於上述舉例說明3個編碼率的情況，但不限於此，重要點係於發送裝置，在可設定2個以上編碼率時，可設定之功率變更用之值urx存在有2個以上，設定編碼率時，發送裝置可從複數個可設定之功率變更用之值urx中，選擇某一個功率變更用之值而進行功率變更；又，於發送裝置，在可設定2個以上編碼率時，可設定之功率變更用之值vrX存在有2個以上，設定編碼率時，發送裝置可從複數個可設定之功率變更用之值vrX中，選擇某一個功率變更用之值而進行功率變更，此亦為重要點。
(例4-3)
為了讓接收裝置獲得更佳之資料接收品質，實施以下事項係甚為重要。
說明有關發送裝置支援複數種調變方式時，因應用在生成s1及s2之調變方式來設定s1及s2之平均電力(平均值)之方法。
在此，作為例子而考慮將s1之調變方式固定為QPSK，藉由控制訊號來將s2之調變方式從16QAM變更為64QAM(又，可設定為16QAM、64QAM之某一者)的情況。s1之調變方式設為QPSK時，s1(t)之映射方法係如第81圖，於第81圖，h為式(78)。s2之調變方式設為16QAM時，s2(t)之映射方法係如第80圖，於第80圖，g為式(79)，又，s2(t)之調變方式設為64QAM時，s2(t)之映射方法係如第86圖，於第86圖，k為式(85)。
於第85圖，s1之調變方式為QPSK，s2之調變方式為16QAM時，v=α，設定u=α×w16。此時，QPSK之平均電力與16QAM之平均電力的比為v2：u2=α2：α2×w16 2=1：w16 2。
然後，於第85圖，s1之調變方式為QPSK，s2之調變方式為64QAM時，v=β，設定u=β×w64。此時，QPSK之平均電力與64QAM之平均電力的比為v：u=β2：β2×w64 2=1：w64 2。此時，從最小歐氏距離之關係來看，若1.0<w16<w64，則s2之調變方式為16QAM、64QAM中之任一者時，接收裝置均可獲得高資料接收品質。
再者，於上述說明中，雖說明「將s1之調變方式固定為QPSK」，但可考慮「將s2之調變方式固定為QPSK」。此時，對於固定之調變方式(在此為QPSK)不進行功率變更，對於複數種可設定之調變方式(在此為16QAM及64QAM)進 行功率變更。如此一來，將固定之調變方式(在此為QPSK)設定於s2時，以下關係式(88)會成立。
如此一來，即便「將s2之調變方式固定為QPSK，將s1之調變方式從16QAM變更為64QAM(又，可設定為16QAM、64QAM之某一者)」，若1.0<w16<w64即可(再者，於16QAM時，功率變更用而乘算之值為u=α×w16，於64QAM時，功率變更用而乘算之值為u=β×w64，QPSK之功率變更用之值係於複數種可設定之調變方式為16QAM時，v=α，於複數種可設定之調變方式為16QAM時，v=β)。又，(s1之調變方式、s2之調變方式)之組配可設定為(QPSK、16QAM)、(16QAM、QPSK)、(QPSK、64QAM)、(64QAM、QPSK)之某一者時，符合1.0<w16<w64之關係即可。
以下，說明關於將上述內容予以一般化的情況。
一般化的情況，將s1之調變方式固定，採用I-Q平面之訊號點數為c個之調變方式C。s2之調變方式可設定為I-Q平面之訊號點數為a個之調變方式A、與I-Q平面之訊號點數為b個之調變方式B(a>b>c)之某一者。此時，s1之調變方式為 調變方式C，作為其平均電力與s2之調變方式設定調變方式A時，其平均電力的比設為1：wa 2。s1之調變方式為調變方式C，作為其平均電力與s2之調變方式設定調變方式B時，其平均電力的比設為1：wb 2。此時，若wb<wa，則接收裝置可獲得高資料接收品質。
因此，於上述例，雖說明「將s1之調變方式固定為調變方式C」，但即便是「將s2之調變方式固定為調變方式C，將s1之調變方式從調變方式A變更為調變方式B(設定為調變方式A、調變方式B之某一者)」的情況，關於平均電力而言，若wb<wa即可(此時，與上述相同，當調變方式C之平均電力設為1時，調變方式A之平均電力為wa 2，調變方式B之平均電力為wb 2)。又，(s1之調變方式、s2之調變方式)之組配可設定為(調變方式C、調變方式A)、(調變方式A、調變方式C)、(調變方式C、調變方式B)或(調變方式B、調變方式C)之某一者時，關於平均電力而言，若符合wb<wa之關係即可。
(例5)
利用第85圖來說明與例4不同動作之一例。再者，s1(t)設為調變方式64QAM之基頻訊號(映射後之訊號)，映射方法係如第86圖，k則如式(85)。又，s2(t)設為調變方式16QAM之基頻訊號(映射後之訊號)，映射方法係如第80圖，g則如式(79)。再者，t為時間，於本實施形態係以時間軸方向為例來說明。
功率變更部(8401A)係以調變方式64QAM之基頻訊號 (映射後之訊號)307B、控制訊號(8400)作為輸入，根據控制訊號(8400)，若已設定之功率變更用之值為v時，則輸出使調變方式64QAM之基頻訊號(映射後之訊號)307A成為v倍後之訊號(8402A)。
功率變更部(8401B)係以調變方式16QAM之基頻訊號(映射後之訊號)307B、控制訊號(8400)作為輸入，根據控制訊號(8400)，若已設定之功率變更用之值為u時，則輸出使調變方式16QAM之基頻訊號(映射後之訊號)307B成為u倍後之訊號(8402B)。然後，設定u=v×w(w<1.0)。
若對於預編碼後之調變訊號規則地變更相位之方法之預編碼矩陣設為F，用以規則地進行相位變更之相位變更值設為y(t)(y(t)係絕對值為1之虛數(包含實數)，亦即可表現為ejθ(t))，則上述式(87)成立。
因此，64QAM之平均電力與16QAM之平均電力之比設定為v2：u2=v2：v2×w2=1：w2。藉此而成為可獲得第83圖所示對數概似比之絕對值之接收狀態，因此可提升接收裝置之資料接收品質。
以往，發送電力控制一般係根據來自通訊對象之回授資訊進行發送電力的控制。於本實施形態，無關於來自通訊對象之回授資訊而控制電力，此點為本發明之特徵，詳細說明有關此點。
於上面雖敘述「藉由控制訊號(8400)設定功率變更用之值v、u」，但於以下，詳細說明關於用以進一步提升接收裝置之資料接收品質時，藉由控制訊號(8400)設定功率變更用 之值v、u。
(例5-1)
說明有關發送裝置支援複數個區塊長(構成編碼後之1區塊之位元數，亦稱為碼長)之錯誤更正碼時，因應施加於用在生成s1及s2之資料之錯誤生成碼之區塊長，來設定s1及s2之平均電力(平均值)之方法。
錯誤更正碼係例如進行去尾迴旋之渦輪碼或雙二進位渦輪碼、及LDPC碼等區塊碼，於諸多通訊系統或播送系統係支援複數個區塊長。從支援之複數個區塊長所選擇的區塊長之已施行錯誤更正編碼之編碼後資料，係分配給2系統。分配給2系統之編碼後資料係分別以s1之調變方式與s2之調變方式調變，生成基頻訊號(映射後之訊號)s1(t)及s2(t)。
控制訊號(8400)係表示上述所選擇的錯誤更正碼之區塊長之訊號，功率變更部(8401A)係因應控制訊號(8400)來設定功率變更用之值v。同樣地，功率變更部(8401B)係因應控制訊號(8400)來設定功率變更用之值u。
本發明之特徵係功率變更部(8401A、8401B)因應控制訊號(8400)所示之選擇區塊長，來設定功率變更用之值v、u。在此，以vLX、uLX之形式來記載因應區塊長X之功率變更用之值。
例如選擇區塊長為1000時，功率變更部(8401A)設定功率變更用之值vL1000，選擇區塊長為1500時，功率變更部(8401A)設定功率變更用之值vL1500，選擇區塊長為3000時， 功率變更部(8401A)設定功率變更用之值vL3000。
另，選擇區塊長為1000時，功率變更部(8401B)設定功率變更用之值uL1000，選擇區塊長為1500時，功率變更部(8401B)設定功率變更用之值uL1500，選擇區塊長為3000時，功率變更部(8401B)設定功率變更用之值uL3000。
此時，例如藉由將vL1000、vL15000、vL3000設為各異之值，可於各碼長時獲得高度的錯誤更正能力。同樣地，藉由將uL1000、uL15000、uL3000設為各異之值，可於各碼長時獲得高度的錯誤更正能力。其中，依所設定的碼長，可能變更功率變更用之值仍無法獲得效果。屆時，即便變更碼長，亦無須變更功率變更用之值(例如可能出現uL1000=uL1500，又，亦可能出現vL1000=vL1500，重要的是在(vL1000、vL1500、vL3000)之組配中存在有2個以上的值。又，在(uL1000、uL1500、uL3000)之組配中存在有2個以上的值。)。再者，vLX及uLX係如上述設定為符合平均電力值之比1：w2。
於上述舉例說明3個碼長的情況，但不限於此，重要點係於發送裝置，在可設定2個以上碼長時，可設定之功率變更用之值uLX存在有2個以上，設定碼長時，發送裝置可從複數個可設定之功率變更用之值uLX中，選擇某一個功率變更用之值而進行功率變更；又，於發送裝置，在可設定2個以上碼長時，可設定之功率變更用之值vLX存在有2個以上，設定碼長時，發送裝置可從複數個可設定之功率變更用之值vLX中，選擇某一個功率變更用之值而進行功率變更，此亦為重要點。
(例5-2)
說明有關發送裝置支援複數個編碼率之錯誤更正碼時，因應施加於用在生成s1及s2之資料之錯誤生成碼之編碼率，來設定s1及s2之平均電力(平均值)之方法。
錯誤更正碼係例如進行去尾迴旋之渦輪碼或雙二進位渦輪碼、及LDPC碼等區塊碼，於諸多通訊系統或播送系統係支援複數個編碼率。從支援之複數個編碼率所選擇的編碼率之已施行錯誤更正編碼之編碼後資料，係分配給2系統。分配給2系統之編碼後資料係分別以s1之調變方式與s2之調變方式調變，生成基頻訊號(映射後之訊號)s1(t)及s2(t)。
控制訊號(8400)係表示上述所選擇的錯誤更正碼之區塊長之訊號，功率變更部(8401A)係因應控制訊號(8400)來設定功率變更用之值v。同樣地，功率變更部(8401B)係因應控制訊號(8400)來設定功率變更用之值u。
本發明之特徵係功率變更部(8401A、8401B)因應控制訊號(8400)所示之選擇區塊長，來設定功率變更用之值v、u。在此，以vrx、urx之形式來記載因應編碼率rx之功率變更用之值。
例如選擇編碼率為r1時，功率變更部(8401A)設定功率變更用之值vr1，選擇編碼率為r2時，功率變更部(8401A)設定功率變更用之值vr2，選擇編碼率為r3時，功率變更部(8401A)設定功率變更用之值vr3。
又，選擇編碼率為r1時，功率變更部(8401B)設定功率 變更用之值ur1，選擇編碼率為r2時，功率變更部(8401B)設定功率變更用之值ur2，選擇編碼率為r3時，功率變更部(8401B)設定功率變更用之值ur3。
此時，例如藉由將vr1、vr2、vr3設為各異之值，可於各編碼率時獲得高度的錯誤更正能力。同樣地，藉由將ur1、ur2、ur3設為各異之值，可於各編碼率時獲得高度的錯誤更正能力。其中，依所設定的碼長，可能變更功率變更用之值仍無法獲得效果。屆時，即便變更編碼率，亦無須變更功率變更用之值(例如亦可能出現vr1=vr2或ur1=ur2，重要的是在(vr1、vr2、vr3)之組配中存在有2個以上的值，又，重要的是在(ur1、ur2、ur3)之中存在有2個以上的值)。再者，vrX及urX係如上述設定為符合平均電力值之比1：w2。
再者，作為上述r1、r2、r3之一例，可考慮在錯誤更正碼為LDPC時，分別為1/2、2/3、3/4之編碼率。
於上述舉例說明3個編碼率的情況，但不限於此，重要點係於發送裝置，在可設定2個以上編碼率時，可設定之功率變更用之值urx存在有2個以上，設定編碼率時，發送裝置可從複數個可設定之功率變更用之值urx中，選擇某一個功率變更用之值而進行功率變更；又，於發送裝置，在可設定2個以上編碼率時，可設定之功率變更用之值vrX存在有2個以上，設定編碼率時，發送裝置可從複數個可設定之功率變更用之值vrX中，選擇某一個功率變更用之值而進行功率變更，此亦為重要點。
(例5-3)
為了讓接收裝置獲得更佳之資料接收品質，實施以下事項係甚為重要。
說明有關發送裝置支援複數種調變方式時，因應用在生成s1及s2之調變方式來設定s1及s2之平均電力(平均值)之方法。
在此，作為例子而考慮將s1之調變方式固定為64QAM，藉由控制訊號來將s2之調變方式從16QAM變更為QPSK(又，可設定為16QAM、QPSK之某一者)的情況。s1之調變方式設為64QAM時，s1(t)之映射方法係如第86圖，於第86圖，k為式(85)。s2之調變方式設為16QAM時，s2(t)之映射方法係如第80圖，於第80圖，g為式(79)，又，s2(t)之調變方式設為QPSK時，s2(t)之映射方法係如第81圖，於第81圖，h為式(78)。
於第85圖，s1之調變方式設為64QAM，s2之調變方式為16QAM時，v=α，設定u=α×w16。此時，64QAM之平均電力與16QAM之平均電力的比為v2：u2=α2：α2×w16 2=1：w16 2。
然後，於第85圖，s1之調變方式設為64QAM，s2之調變方式為QPSK時，v=β，設定u=β×w4。此時，64QAM之平均電力與QPSK之平均電力的比為v2：u2=β2：β2×w4 2=1：w4 2。此時，從最小歐氏距離之關係來看，若w4<w16<1.0，則s2之調變方式為16QAM、64QAM中之任一者時，接收裝置均可獲得高資料接收品質。
再者，於上述說明中，雖說明「將s1之調變方式固定 為64QAM」，但即便「將s2之調變方式固定為64QAM，將s1之調變方式從16QAM變更為QPSK(設定為16QAM、QPSK之某一者)」，若w4<w16<1.0即可(與例4-3之說明同樣地思考即可)。(再者，於16QAM時，功率變更用而乘算之值為u=α×w16，於QPSK時，功率變更用而乘算之值為u=β×w4，64QAM之功率變更用之值係於複數種可設定之調變方式為16QAM時，v=α，於複數種可設定之調變方式為QPSK時，v=β)。又，(s1之調變方式、s2之調變方式)之組配可設定為(64QAM、16QAM)、(16QAM、64QAM)、(64QAM、QPSK)、(QPSK、64QAM)之某一者時，符合w4<w16<1.0之關係即可。
以下，說明關於將上述內容予以一般化的情況。
將s1之調變方式固定，採用I-Q平面之訊號點數為c個之調變方式C。s2之調變方式可設定為I-Q平面之訊號點數為a個之調變方式A、與I-Q平面之訊號點數為b個之調變方式B(c>b>a)之某一者。此時，s1之調變方式為調變方式C，作為其平均電力與s2之調變方式設定調變方式A時，其平均電力的比設為1：wa 2。s1之調變方式為調變方式C，作為其平均電力與s2之調變方式設定調變方式B時，其平均電力的比設為1：wb 2。此時，若wa<wb，則接收裝置可獲得高資料接收品質。
因此，雖說明「將s1之調變方式固定為調變方式C」，但即便是「將s2之調變方式固定為調變方式C，將s1之調變方式從調變方式A變更為調變方式B(設定為調變方式A、調 變方式B之某一者)」的情況，關於平均電力而言，若wa<wb即可(此時，與上述相同，當調變方式C之平均電力設為1時，調變方式A之平均電力為wa 2，調變方式B之平均電力為wb 2)。又，(s1之調變方式、s2之調變方式)之組配可設定為(調變方式C、調變方式A)、(調變方式A、調變方式C)、(調變方式C、調變方式B)或(調變方式B、調變方式C)之某一者時，關於平均電力而言，若符合wa<wb之關係即可。
(例6)
利用第85圖來說明與例4不同動作之一例。再者，s1(t)設為調變方式16QAM之基頻訊號(映射後之訊號)，映射方法係如第86圖，g則如式(79)。又，s2(t)設為調變方式64QAM之基頻訊號(映射後之訊號)，映射方法係如第86圖，k則如式(85)。再者，t為時間，於本實施形態係以時間軸方向為例來說明。
功率變更部(8401A)係以調變方式16QAM之基頻訊號(映射後之訊號)307A、控制訊號(8400)作為輸入，根據控制訊號(8400)，若已設定之功率變更用之值為v時，則輸出使調變方式16QAM之基頻訊號(映射後之訊號)307A成為v倍後之訊號(8402A)。
功率變更部(8401B)係以調變方式64QAM之基頻訊號(映射後之訊號)307B、控制訊號(8400)作為輸入，根據控制訊號(8400)，若已設定之功率變更用之值為u時，則輸出使調變方式64QAM之基頻訊號(映射後之訊號)307B成為u倍後之訊號(8402B)。然後，設定u=v×w(w<1.0)。
若對於預編碼後之調變訊號規則地變更相位之方法之預編碼矩陣設為F，用以規則地進行相位變更之相位變更值設為y(t)(y(t)係絕對值為1之虛數(包含實數)，亦即可表現為ejθ(t))，則上述式(87)成立。
因此，64QAM之平均電力與16QAM之平均電力之比設定為v2：u2=v2：v2×w2=1：w2。藉此而成為可獲得第83圖所示對數概似比之絕對值之接收狀態，因此可提升接收裝置之資料接收品質。
以往，發送電力控制一般係根據來自通訊對象之回授資訊進行發送電力的控制。於本實施形態，無關於來自通訊對象之回授資訊而控制電力，此點為本發明之特徵，詳細說明有關此點。
於上面雖敘述「藉由控制訊號(8400)設定功率變更用之值v、u」，但於以下，詳細說明關於用以進一步提升接收裝置之資料接收品質時，藉由控制訊號(8400)設定功率變更用之值v、u。
(例6-1)
說明有關發送裝置支援複數個區塊長(構成編碼後之1區塊之位元數，亦稱為碼長)之錯誤更正碼時，因應施加於用在生成s1及s2之資料之錯誤生成碼之區塊長，來設定s1及s2之平均電力(平均值)之方法。
錯誤更正碼係例如進行去尾迴旋之渦輪碼或雙二進位渦輪碼、及LDPC碼等區塊碼，於諸多通訊系統或播送系統係支援複數個區塊長。從支援之複數個區塊長所選擇的區塊 長之已施行錯誤更正編碼之編碼後資料，係分配給2系統。分配給2系統之編碼後資料係分別以s1之調變方式與s2之調變方式調變，生成基頻訊號(映射後之訊號)s1(t)及s2(t)。
控制訊號(8400)係表示上述所選擇的錯誤更正碼之區塊長之訊號，功率變更部(8401A)係因應控制訊號(8400)來設定功率變更用之值v。同樣地，功率變更部(8401B)係因應控制訊號(8400)來設定功率變更用之值u。
本發明之特徵係功率變更部(8401A、8401B)因應控制訊號(8400)所示之選擇區塊長，來設定功率變更用之值v、u。在此，以vLX、uLX之形式來記載因應區塊長X之功率變更用之值。
例如選擇區塊長為1000時，功率變更部(8401A)設定功率變更用之值vL1000，選擇區塊長為1500時，功率變更部(8401A)設定功率變更用之值vL1500，選擇區塊長為3000時，功率變更部(8401A)設定功率變更用之值vL3000。
另，選擇區塊長為1000時，功率變更部(8401B)設定功率變更用之值uL1000，選擇區塊長為1500時，功率變更部(8401B)設定功率變更用之值uL1500，選擇區塊長為3000時，功率變更部(8401B)設定功率變更用之值uL3000。
此時，例如藉由將vL1000、vL15000、vL3000設為各異之值，可於各碼長時獲得高度的錯誤更正能力。同樣地，藉由將uL1000、uL15000、uL3000設為各異之值，可於各碼長時獲得高度的錯誤更正能力。其中，依所設定的碼長，可能變更功率變更用之值仍無法獲得效果。屆時，即便變更碼長，亦 無須變更功率變更用之值(例如可能出現uL1000=uL1500，又，亦可能出現vL1000=vL1500，重要的是在(vL1000、vL1500、vL3000)之組配中存在有2個以上的值。又，在(uL1000、uL1500、uL3000)之組配中存在有2個以上的值。)。再者，vLX及uLX係如上述設定為符合平均電力值之比1：w2。
於上述舉例說明3個碼長的情況，但不限於此，重要點係於發送裝置，在可設定2個以上碼長時，可設定之功率變更用之值uLX存在有2個以上，設定碼長時，發送裝置可從複數個可設定之功率變更用之值uLX中，選擇某一個功率變更用之值而進行功率變更；又，於發送裝置，在可設定2個以上碼長時，可設定之功率變更用之值vLX存在有2個以上，設定碼長時，發送裝置可從複數個可設定之功率變更用之值vLX中，選擇某一個功率變更用之值而進行功率變更，此亦為重要點。
(例6-2)
說明有關發送裝置支援複數個編碼率之錯誤更正碼時，因應施加於用在生成s1及s2之資料之錯誤生成碼之編碼率，來設定s1及s2之平均電力(平均值)之方法。
錯誤更正碼係例如進行去尾迴旋之渦輪碼或雙二進位渦輪碼、及LDPC碼等區塊碼，於諸多通訊系統或播送系統係支援複數個編碼率。從支援之複數個編碼率所選擇的編碼率之已施行錯誤更正編碼之編碼後資料，係分配給2系統。分配給2系統之編碼後資料係分別以s1之調變方式與s2之調變方式調變，生成基頻訊號(映射後之訊號)s1(t)及s2(t)。
控制訊號(8400)係表示上述所選擇的錯誤更正碼之區塊長之訊號，功率變更部(8401A)係因應控制訊號(8400)來設定功率變更用之值v。同樣地，功率變更部(8401B)係因應控制訊號(8400)來設定功率變更用之值u。
本發明之特徵係功率變更部(8401A、8401B)因應控制訊號(8400)所示之選擇區塊長，來設定功率變更用之值v、u。在此，以vrx、urx之形式來記載因應編碼率rx之功率變更用之值。
例如選擇編碼率為r1時，功率變更部(8401A)設定功率變更用之值vr1，選擇編碼率為r2時，功率變更部(8401A)設定功率變更用之值vr2，選擇編碼率為r3時，功率變更部(8401A)設定功率變更用之值vr3。
又，選擇編碼率為r1時，功率變更部(8401B)設定功率變更用之值ur1，選擇編碼率為r2時，功率變更部(8401B)設定功率變更用之值ur2，選擇編碼率為r3時，功率變更部(8401B)設定功率變更用之值ur3。
此時，例如藉由將vr1、vr2、vr3設為各異之值，可於各編碼率時獲得高度的錯誤更正能力。同樣地，藉由將ur1、ur2、ur3設為各異之值，可於各編碼率時獲得高度的錯誤更正能力。其中，依所設定的碼長，可能變更功率變更用之值仍無法獲得效果。屆時，即便變更編碼率，亦無須變更功率變更用之值(例如亦可能出現vr1=vr2或ur1=ur2，重要的是在(vr1、vr2、vr3)之組配中存在有2個以上的值，又，重要的是在(ur1、ur2、ur3)之中存在有2個以上的值)。再者，vrX 及urX係如上述設定為符合平均電力值之比1：w2。
再者，作為上述r1、r2、r3之一例，可考慮在錯誤更正碼為LDPC時，分別為1/2、2/3、3/4之編碼率。
於上述舉例說明3個編碼率的情況，但不限於此，重要點係於發送裝置，在可設定2個以上編碼率時，可設定之功率變更用之值urX存在有2個以上，設定編碼率時，發送裝置可從複數個可設定之功率變更用之值urx中，選擇某一個功率變更用之值而進行功率變更；又，於發送裝置，在可設定2個以上編碼率時，可設定之功率變更用之值vrX存在有2個以上，設定編碼率時，發送裝置可從複數個可設定之功率變更用之值vrX中，選擇某一個功率變更用之值而進行功率變更，此亦為重要點。
(例6-3)
為了讓接收裝置獲得更佳之資料接收品質，實施以下事項係甚為重要。
說明有關發送裝置支援複數種調變方式時，因應用在生成s1及s2之調變方式來設定s1及s2之平均電力(平均值)之方法。
在此，作為例子而考慮將s1之調變方式固定為16QAM，藉由控制訊號來將s2之調變方式從64QAM變更為QPSK(又，可設定為16QAM、QPSK之某一者)的情況。s1之調變方式設為16QAM時，s1(t)之映射方法係如第80圖，於第80圖，g為式(79)。s2之調變方式設為64QAM時，s2(t)之映射方法係如第86圖，於第86圖，k為式(85)，又，s2(t) 之調變方式設為QPSK時，s2(t)之映射方法係如第81圖，於第81圖，h為式(78)。
於第85圖，s1之調變方式設為16QAM，s2之調變方式為64QAM時，v=α，設定u=α×w64。此時，64QAM之平均電力與16QAM之平均電力的比為v2：u2=α2：α2×w64 2=1：w64 2。
然後，於第85圖，s1之調變方式設為16QAM，s2之調變方式為QPSK時，v=β，設定u=β×w4。此時，64QAM之平均電力與QPSK之平均電力的比為v2：u2=β2：β2×w4 2=1：w4 2。此時，從最小歐氏距離之關係來看，若w4<w16，則s2之調變方式為64QAM、QPSK中之任一者時，接收裝置均可獲得高資料接收品質。
再者，於上述說明中，雖說明「將s1之調變方式固定為16QAM」，但即便「將s2之調變方式固定為16QAM，將s1之調變方式從64QAM變更為QPSK(設定為16QAM、QPSK之某一者)」，若w4<w64即可(與例4-3之說明同樣地思考即可)。(再者，於16QAM時，功率變更用而乘算之值為u=α×w16，於QPSK時，功率變更用而乘算之值為u=β×w4，64QAM之功率變更用之值係於複數種可設定之調變方式為16QAM時，v=α，於複數種可設定之調變方式為QPSK時，v=β)。又，(s1之調變方式、s2之調變方式)之組配可設定為(16QAM、64QAM)、(64QAM、16QAM)、(16QAM、QPSK)、(QPSK、16QAM)之某一者時，符合w4<w64之關係即可。
以下，說明關於將上述內容予以一般化的情況。
一般化的情況下，將s1之調變方式固定，採用I-Q平面之訊號點數為c個之調變方式C。s2之調變方式可設定為I-Q平面之訊號點數為a個之調變方式A、與I-Q平面之訊號點數為b個之調變方式B(c>b>a)之某一者。此時，s1之調變方式為調變方式C，作為其平均電力與s2之調變方式設定調變方式A時，其平均電力的比設為1：wa 2。s1之調變方式為調變方式C，作為其平均電力與s2之調變方式設定調變方式B時，其平均電力的比設為1：wb 2。此時，若wa<wb，則接收裝置可獲得高資料接收品質。
因此，雖說明「將s1之調變方式固定為調變方式C」，但即便是「將s2之調變方式固定為調變方式C，將s1之調變方式從調變方式A變更為調變方式B(設定為調變方式A、調變方式B之某一者)」的情況，關於平均電力而言，若wa<wb即可(此時，與上述相同，當調變方式C之平均電力設為1時，調變方式A之平均電力為wa 2，調變方式B之平均電力為wb 2)。又，(s1之調變方式、s2之調變方式)之組配可設定為(調變方式C、調變方式A)、(調變方式A、調變方式C)、(調變方式C、調變方式B)或(調變方式B、調變方式C)之某一者時，關於平均電力而言，若符合wa<wb之關係即可。
於上述「實施形態1」等所示之本說明書中，就用在規則地變更相位之方法之預編碼矩陣的式(36)而言，若設定α=1，則如上述，即便「s1之調變方式與s2之調變方式不同時，使得s1之平均電力與s2之平均電力不同」，z1之平均電力與z2之平均電力仍相等，不會導致發送裝置所具備的發 送電力放大器之PAPR(Peak-to-Average Power Ratio)(峰值電力對平均電力的比)變大，因此能夠獲得可減少發送裝置之消耗電力的效果。
其中，即便α≠1，仍存在有對於PAPR影響小之用在規則地變更相位之方法之預編碼矩陣。例如實現利用實施形態1中以式(36)所表現的預編碼矩陣，來規則地變更相位之方法時，即便α≠1，PAPR的影響仍小。
(接收裝置之動作)
接著，說明有關接收裝置之動作。關於接收裝置之動作係如實施形態1等所說明，例如接收裝置之構成係如第7圖、第8圖、第9圖所示。
從第5圖的關係來看，接收訊號r1(t)、r2(t)若利用通道變動值、h11(t)、h12(t)、h21(t)、h22(t)，則如第84圖、第85圖，發送裝置發送調變訊號時，以下兩個數式之某一者的關係會成立。
例1、例2、例3的情況下，可從第5圖導出以下式(89)所示之關係。
...式(89)
又，如以例1、例2、例3所說明，有時則成為如以下式(90)之關係。
接收裝置係利用上述關係來進行解調(檢波)(推定發送裝置已發送之位元)(與實施形態1等說明時同樣地實施即可)。
另，例4、例5、例6的情況下，可從第5圖導出以下式(91)所示之關係。
...式(91)
又，如以例3、例4、例5所說明，有時則成為如以下式(92)之關係。
接收裝置係利用上述關係來進行解調(檢波)(推定發送裝置已發送之位元)(與實施形態1等說明時同樣地實施即可)。
再者，於例1~例6係表示對發送裝置追加功率變更部之構成，但亦可於映射階段進行功率變更。
又，如以例1、例2、例3所說明，尤其如式(89)所示，亦有第3圖、第4圖之映射部306B輸出u×s2(t)的情況，亦可省略功率變更部。該情況下，對於映射後之訊號s1(t)及映射後之訊號u×s2(t)，適用對於預編碼後之調變訊號規則地變更相位之方法。
然後，如以例1、例2、例3所說明，尤其如式(90)所示，亦有第3圖、第4圖之映射部306A輸出u×s1(t)的情況，亦可 省略功率變更部。該情況下，對於映射後之訊號u×s1(t)及映射後之訊號s2(t)，適用對於預編碼後之調變訊號規則地變更相位之方法。
又，例4、例5、例6的情況，尤其如式(91)所示，亦有第3圖、第4圖之映射部306A輸出v×s1(t)，映射部306B輸出u×s2(t)的情況，亦可省略功率變更部。該情況下，對於映射後之訊號v×s1(t)及映射後之訊號u×s2(t)，適用對於預編碼後之調變訊號規則地變更相位之方法。
然後，例4、例5、例6的情況，尤其如式(92)所示，亦有第3圖、第4圖之映射部306A輸出u×s1(t)，映射部306B輸出v×s2(t)的情況，亦可省略功率變更部。該情況下，對於映射後之訊號u×s1(t)及映射後之訊號v×s2(t)，適用對於預編碼後之調變訊號規則地變更相位之方法。
再者，式(89)~(92)所示之F係用於時間t之預編碼矩陣，y(t)為相位變更值。接收裝置係利用上述所示之r1(t)、r2(t)與s1(t)、s2(t)之關係來進行解調(檢波)(與實施形態1等說明時同樣地實施即可)。其中，於上述所示之數式中，雜訊成分、頻率偏移、通道推定誤差等扭曲成分並未表現於數式，以含該等的形式進行解調(檢波)。再者，關於發送裝置為了進行功率變更而使用之u、v值，發送裝置發送關於該等之資訊，亦或發送所使用的發送模式(發送方法、調變方式、錯誤更正方式等)之資訊，接收裝置獲得該資訊而可得知發送裝置所用之u、v值，藉此導出上面所示之關係式而進行解調(檢波)。
於本實施形態，舉例說明於時間軸方向，對於預編碼後之調變訊號切換相位變更值的情況，但與其他實施形態之說明相同，利用如OFDM方式之多載波傳送時，針對於頻率軸方向，對於預編碼後之調變訊號切換相位變更值的情況亦可同樣地實施。此時，將本實施形態所用之t調換為f(頻率((子)載波))。
故，於時間軸方向切，對於預編碼後之調變訊號切換相位變更值的情況下，就z1(t)、z2(t)而言，同一時間之z1(t)、z2(t)係從不同天線，利用同一頻率發送。然後，於頻率軸方向，對於預編碼後之調變訊號切換相位變更值的情況下，就z1(f)、z2(f)而言，同一頻率(同一子載波)之z1(f)、z2(f)係從不同天線，利用同一頻率發送。
又，於時間-頻率軸方向，對於預編碼後之調變訊號切換相位變更值的情況，亦可如其他實施形態所述般同樣地實施。再者，本實施形態之對於預編碼後之調變訊號切換相位變更方法的方法，不限於本說明書所說明對於預編碼後之調變訊號切換相位變更方法的方法。
又，對於2串流之基頻訊號s1(i)、s2(i)(其中，i表現(時間或頻率(載波))順序)，進行規則之相位變更及預編碼(順序何者為先均可)而生成之兩者處理後之基頻訊號z1(i)、z2(i)，將兩者訊號處理後之基頻訊號z1(i)之同相I成分設為I1(i)，正交成分設為Q1(i)，兩者訊號處理後之基頻訊號z2(i)之同相I成分設為I2(i)，正交成分設為Q2(i)。此時，進行基頻成分之置換，且如同：
‧置換後之基頻訊號r1(i)之同相成分設為I1(i)，正交成分設為Q2(i)，置換後之基頻訊號r2(i)之同相成分設為I2(i)，正交成分設為Q1(i)，如同於同一時刻，利用同一頻率，從發送天線1發送相當於置換後之基頻訊號r1(i)之調變訊號，從發送天線2發送相當於置換後之基頻訊號r2(i)之調變訊號一般，亦可於同一時刻，利用同一頻率，從不同天線發送相當於置換後之基頻訊號r1(i)之調變訊號、置換後之基頻訊號r2(i)。又，如下設定亦可：‧置換後之基頻訊號r1(i)之同相成分設為I1(i)，正交成分設為I2(i)，置換後之基頻訊號r2(i)之同相成分設為Q1(i)，正交成分設為Q2(i)；‧置換後之基頻訊號r1(i)之同相成分設為I2(i)，正交成分設為I1(i)，置換後之基頻訊號r2(i)之同相成分設為Q1(i)，正交成分設為Q2(i)；‧置換後之基頻訊號r1(i)之同相成分設為I1(i)，正交成分設為I2(i)，置換後之基頻訊號r2(i)之同相成分設為Q2(i)，正交成分設為Q1(i)；‧置換後之基頻訊號r1(i)之同相成分設為I2(i)，正交成分設為I1(i)，置換後之基頻訊號r2(i)之同相成分設為Q2(i)，正交成分設為Q1(i)；‧置換後之基頻訊號r1(i)之同相成分設為I1(i)，正交成分設為Q2(i)，置換後之基頻訊號r2(i)之同相成分設為Q1(i)，正交成分設為I2(i)； ‧置換後之基頻訊號r1(i)之同相成分設為Q2(i)，正交成分設為I1(i)，置換後之基頻訊號r2(i)之同相成分設為I2(i)，正交成分設為Q1(i)；‧置換後之基頻訊號r1(i)之同相成分設為Q2(i)，正交成分設為I1(i)，置換後之基頻訊號r2(i)之同相成分設為Q1(i)，正交成分設為I2(i)；‧置換後之基頻訊號r2(i)之同相成分設為I1(i)，正交成分設為I2(i)，置換後之基頻訊號r1(i)之同相成分設為Q1(i)，正交成分設為Q2(i)；‧置換後之基頻訊號r2(i)之同相成分設為I2(i)，正交成分設為I1(i)，置換後之基頻訊號r1(i)之同相成分設為Q1(i)，正交成分設為Q2(i)；‧置換後之基頻訊號r2(i)之同相成分設為I1(i)，正交成分設為I2(i)，置換後之基頻訊號r1(i)之同相成分設為Q2(i)，正交成分設為Q1(i)；‧置換後之基頻訊號r2(i)之同相成分設為I2(i)，正交成分設為I1(i)，置換後之基頻訊號r1(i)之同相成分設為Q2(i)，正交成分設為Q1(i)；‧置換後之基頻訊號r2(i)之同相成分設為I1(i)，正交成分設為Q2(i)，置換後之基頻訊號r1(i)之同相成分設為I2(i)，正交成分設為Q1(i)；‧置換後之基頻訊號r2(i)之同相成分設為I1(i)，正交成分設為Q2(i)，置換後之基頻訊號r1(i)之同相成分設為Q1(i)，正交成分設為I2(i)； ‧置換後之基頻訊號r2(i)之同相成分設為Q2(i)，正交成分設為I1(i)，置換後之基頻訊號r1(i)之同相成分設為I2(i)，正交成分設為Q1(i)；‧置換後之基頻訊號r2(i)之同相成分設為Q2(i)，正交成分設為I1(i)，置換後之基頻訊號r1(i)之同相成分設為Q1(i)，正交成分設為I2(i)。
又，上述說明有關對於2串流之訊號進行兩者訊號處理，置換兩者訊號處理後之訊號之同相成分與正交成分，但不限於此，亦可對於多於2串流之訊號進行兩者訊號處理，置換兩者訊號處理後之訊號之同相成分與正交成分。
此外，亦可進行如下之訊號置換。例如：‧置換後之基頻訊號r1(i)之同相成分設為I2(i)，正交成分設為Q2(i)，置換後之基頻訊號r2(i)之同相成分設為I1(i)，正交成分設為Q1(i)。
再者，關於此置換可藉由第55圖之構成來實現。
又，於上述例，說明同一時刻(同一頻率((子)載波))之基頻訊號之置換，但並非同一時刻之基頻訊號之置換亦可。作為例子可記述如下：‧置換後之基頻訊號r1(i)之同相成分設為I1(i+v)，正交成分設為Q2(i+w)，置換後之基頻訊號r2(i)之同相成分設為I2(i+w)，正交成分設為Q1(i+v)；‧置換後之基頻訊號r1(i)之同相成分設為I1(i+v)，正交成分設為I2(i+w)，置換後之基頻訊號r2(i)之同相成分設為Q1(i+v)，正交成分設為Q2(i+w)； ‧置換後之基頻訊號r1(i)之同相成分設為I2(i+w)，正交成分設為I1(i+v)，置換後之基頻訊號r2(i)之同相成分設為Q1(i+v)，正交成分設為Q2(i+w)；‧置換後之基頻訊號r1(i)之同相成分設為I1(i+v)，正交成分設為I2(i+w)，置換後之基頻訊號r2(i)之同相成分設為Q2(i+w)，正交成分設為Q1(i+v)；‧置換後之基頻訊號r1(i)之同相成分設為I2(i+w)，正交成分設為I1(i+v)，置換後之基頻訊號r2(i)之同相成分設為Q2(i+w)，正交成分設為Q1(i+v)；‧置換後之基頻訊號r1(i)之同相成分設為I1(i+v)，正交成分設為Q2(i+w)，置換後之基頻訊號r2(i)之同相成分設為Q1(i+v)，正交成分設為I2(i+w)；‧置換後之基頻訊號r1(i)之同相成分設為Q2(i+w)，正交成分設為I1(i+v)，置換後之基頻訊號r2(i)之同相成分設為I2(i+w)，正交成分設為Q1(i+v)；‧置換後之基頻訊號r1(i)之同相成分設為Q2(i+w)，正交成分設為I1(i+v)，置換後之基頻訊號r2(i)之同相成分設為Q1(i+v)，正交成分設為I2(i+w)；‧置換後之基頻訊號r2(i)之同相成分設為I1(i+v)，正交成分設為I2(i+w)，置換後之基頻訊號r1(i)之同相成分設為Q1(i+v)，正交成分設為Q2(i+w)；‧置換後之基頻訊號r2(i)之同相成分設為I2(i+w)，正交成分設為I1(i+v)，置換後之基頻訊號r1(i)之同相成分設為Q1(i+v)，正交成分設為Q2(i+w)； ‧置換後之基頻訊號r2(i)之同相成分設為I1(i+v)，正交成分設為I2(i+w)，置換後之基頻訊號r1(i)之同相成分設為Q2(i+w)，正交成分設為Q1(i+v)；‧置換後之基頻訊號r2(i)之同相成分設為I2(i+w)，正交成分設為I1(i+v)，置換後之基頻訊號r1(i)之同相成分設為Q2(i+w)，正交成分設為Q1(i+v)；‧置換後之基頻訊號r2(i)之同相成分設為I1(i+v)，正交成分設為Q2(i+w)，置換後之基頻訊號r1(i)之同相成分設為I2(i+w)，正交成分設為Q1(i+v)；‧置換後之基頻訊號r2(i)之同相成分設為I1(i+v)，正交成分設為Q2(i+w)，置換後之基頻訊號r1(i)之同相成分設為Q1(i+v)，正交成分設為I2(i+w)；‧置換後之基頻訊號r2(i)之同相成分設為Q2(i+w)，正交成分設為I1(i+v)，置換後之基頻訊號r1(i)之同相成分設為I2(i+w)，正交成分設為Q1(i+v)；‧置換後之基頻訊號r2(i)之同相成分設為Q2(i+w)，正交成分設為I1(i+v)，置換後之基頻訊號r1(i)之同相成分設為Q1(i+v)，正交成分設為I2(i+w)。
此外，亦可進行如下之訊號置換。例如：‧置換後之基頻訊號r1(i)之同相成分設為I2(i+w)，正交成分設為Q2(i+w)，置換後之基頻訊號r2(i)之同相成分設為I1(i+v)，正交成分設為Q1(i+v)。
再者，關於此亦可藉由第55圖之構成來實現。
第55圖係用以說明上述記載之基頻訊號置換部5502之 圖。如圖式1所示，於兩者訊號處理後之基頻訊號z1(i)5501_1、z2(i)5501_2，將兩者訊號處理後之基頻訊號z1(i)5501_1之同相I成分設為I1(i)，正交成分設為Q1(i)，兩者訊號處理後之基頻訊號z2(i)5501_2之同相I成分設為I2(i)，正交成分設為Q2(i)。然後，若置換後之基頻訊號r1(i)5503_1之同相成分設為Ir1(i)，正交成分設為Qr1(i)，置換後之基頻訊號r2(i)5503_2之同相成分設為Ir2(i)，正交成分設為Qr2(i)，則置換後之基頻訊號r1(i)5503_1之同相成分Ir1(i)、正交成分Qr1(i)、置換後之基頻訊號r2(i)5503_2之同相I成分Ir2(i)、正交成分Qr2(i)係以上述所說明之某一者來表現。再者，於此例，說明同一時刻(同一頻率((子)載波))之兩者訊號處理後之基頻訊號之置換，但如上述亦可為不同時刻(不同頻率((子)載波))之兩者訊號處理後之基頻訊號之置換。
又，上述置換亦可規則地切換置換方法。例如亦可如下：於時間0，置換後之基頻訊號r1(0)之同相成分設為I1(0)，正交成分設為Q1(0)，置換後之基頻訊號r2(0)之同相成分設為I2(0)，正交成分設為Q2(0)；於時間1，置換後之基頻訊號r1(1)之同相成分設為I2(1)，正交成分設為Q2(1)，置換後之基頻訊號r2(1)之同相成分設為I1(1)，正交成分設為Q1(1)； 以此類推，亦即如下：時間2k時(k為整數)置換後之基頻訊號r1(2k)之同相成分設為I1(2k)，正交成分設為Q1(2k)，置換後之基頻訊號r2(2k)之同相成分設為I2(2k)，正交成分設為Q2(2k)；時間2k+1時(k為整數)置換後之基頻訊號r1(2k+1)之同相成分設為I2(2k+1)，正交成分設為Q2(2k+1)，置換後之基頻訊號r2(2k+1)之同相成分設為I1(2k+1)，正交成分設為Q1(2k+1)。又，亦可如下：時間2k時(k為整數)置換後之基頻訊號r1(2k)之同相成分設為I2(2k)，正交成分設為Q2(2k)，置換後之基頻訊號r2(2k)之同相成分設為I1(2k)，正交成分設為Q1(2k)；時間2k+1時(k為整數)置換後之基頻訊號r1(2k+1)之同相成分設為I1(2k+1)，正交成分設為Q1(2k+1)，置換後之基頻訊號r2(2k+1)之同相成分設為I2(2k+1)，正交成分設為Q2(2k+1)。
同樣地，於頻率軸方向切換亦可。亦即亦可如下：頻率((子)載波)2k時(k為整數)置換後之基頻訊號r1(2k)之同相成分設為I1(2k)，正交成分設為Q1(2k)，置換後之基頻訊號r2(2k)之同相成分設為I2(2k)，正交成分設為Q2(2k)；頻率((子)載波)2k+1時(k為整數) 置換後之基頻訊號r1(2k+1)之同相成分設為I2(2k+1)，正交成分設為Q2(2k+1)，置換後之基頻訊號r2(2k+1)之同相成分設為I1(2k+1)，正交成分設為Q1(2k+1)。 又，亦可如下：頻率((子)載波)2k時(k為整數)置換後之基頻訊號r1(2k)之同相成分設為I2(2k)，正交成分設為Q2(2k)，置換後之基頻訊號r2(2k)之同相成分設為I1(2k)，正交成分設為Q1(2k)；頻率((子)載波)2k+1時(k為整數)置換後之基頻訊號r1(2k+1)之同相成分設為I1(2k+1)，正交成分設為Q1(2k+1)，置換後之基頻訊號r2(2k+1)之同相成分設為I2(2k+1)，正交成分設為Q2(2k+1)。
(實施形態G1)
於本實施形態，作為一例而說明關於在發送已施加QPSK之映射之調變訊號、及已施加16QAM之映射之調變訊號時，設定為使得已施加QPSK之映射之調變訊號之平均電力、與已施加16QAM之映射之調變訊號之平均電力不同之方法之與實施形態F1不同的方法。
如實施形態F1所說明，s1之之調變訊號之調變方式設為QPSK，s2之之調變訊號之調變方式設為16QAM(或s1之之調變訊號之調變方式設為16QAM，s2之之調變訊號之調變方式設為QPSK)，設定為使得已施加QPSK之映射之調變訊號之平均電力、與已施加16QAM之映射之調變訊號之平均電力不同時，依發送裝置所使用的預編碼矩陣，發送裝 置所具備的發送電力放大器之PAPR(Peak-to-Average Power Ratio)(峰值電力對平均電力的比)變大，可能發生發送裝置之消耗電力變大的問題。
於本實施形態，敘述有關於「實施形態1」等所示之本說明書中，於用在規則地變更相位之方法之預編碼矩陣之式(36)，即使α≠1，對PAPR的影響仍少之預編碼後規則地進行相位變更之方法。
於本實施形態，作為一例，針對s1、s2之調變方式為QPSK、16QAM之某一方式時來進行說明。
首先，說明有關QPSK之映射及16QAM之映射方法。再者，本實施形態之s1、s2係根據以下所述之QPSK之映射或16QAM之映射之某一者之訊號。
首先，關於16QAM之映射，利用第80圖來說明。第80圖係表示同相I-正交Q平面之16QAM之訊號點配置例。第80圖之訊號點8000係發送之位元(輸入位元)設為b0~b3時，例如發送之位元為(b0、b1、b2、b3)=(1、0、0、0)(該值係記載於第80圖之值)時，同相l-正交Q平面之座標為(I、Q)=(-3×g、3×g)，該I、Q值為映射後之訊號。再者，發送之位元(b0、b1、b2、b3)為其他值時，亦根據(b0、b1、b2、b3)，從第80圖決定(I、Q)之組配，I、Q值為映射後之訊號(s1及s2)。
接著，關於QPSK之映射，利用第81圖來說明。第81圖係表示同相I-正交Q平面之QPSK之訊號點配置例。第81圖之訊號點8100係發送之位元(輸入位元)設為b0、b1時，例如發送之位元為(b0、b1)=(1、0)(該值係記載於第81圖之值) 時，同相l-正交Q平面之座標為(I、Q)=(-1×h、1×h)，該I、Q值為映射後之訊號。再者，發送之位元(b0、b1)為其他值時，亦根據(b0、b1)，從第81圖決定(I、Q)之組配，I、Q值為映射後之訊號(s1及s2)。
再者，s1、s2之調變方式為QPSK、16QAM之某一者時，為了使得QPSK之平均電力與16QAM之平均電力相等，h成為式(78)，g成為式(79)。
利用第85圖所示之預編碼關連之訊號處理部時，於第87圖、第88圖表示調變方式、功率變更值在時間軸(或頻率軸、時間及頻率軸)之變更方法例。
於第87圖之例子，作為表而表示時間t=0至t=11之各時間之設定的調變方式、功率變更值(u、v)、相位變更值(y[t])。再者，於z1(t)、z2(t)，同一時間之z1(t)、z2(t)係從不同天線利用同一頻率發送。(於第87圖，雖以時間軸記載，但利用如OFDM方式之多載波傳送方式時，於時間軸方向不切換各種方法(調變方式、功率變更值、相位變更值)，於頻率(子載波)軸方向切換各種方法亦可。因此，如第87圖所示，將t=0調換為f=f0，將t=1調換為f=f1來思考即可(f表示頻率(子載波)，f0、f1、...表示所使用的頻率(子載波))。此時，於z1(f)、z2(f)，同一頻率(同一子載波)之z1(f)、z2(f)係從不同天線利用同一頻率發送。)
如第87圖所示，調變方式為QPSK時，對於QPSK之調變訊號，在功率變更部(在此雖稱為功率變更部，亦可稱為振幅變更部、加權部)係乘算a(a為實數)。然後，調變方式 為16QAM時，對於16QAM之調變訊號，在功率變更部(在此雖稱為功率變更部，亦可稱為振幅變更部、加權部)係乘算b(b為實數)。
於第87圖，作為在預編碼後規則地進行相位變更之方法中所用之相位變更值，準備y[0]、y[1]、y[2]三種，作為在預編碼後規則地進行相位變更之方法之切換週期為3。(以t0~t2、t3~t5、...形成週期)。再者，於本實施形態，如第85圖之例，於預編碼後，為了對於一方之預編碼後訊號進行相位變更，y[i]係處理絕對值為1之複數(因此，y[i]可表現為ejθ)。然而，如本說明書所示，亦可對複數個預編碼後訊號予以相位變更。此時，對於複數個預編碼後訊號，分別存在相位變更值。
然後，s1(t)之調變方式在t0~t2為QPSK，在t3~t5為16QAM，以此類推，s2(t)之調變方式在t0~t2為16QAM，在t3~t5為QPSK，以此類推。因此，(s1(t)之調變方式、s2(t)之調變方式)之組配為(QPSK、16QAM)或(16QAM、QPSK)。
此時，重要點係如下：「以y[0]進行相位變更時之(s1(t)之調變方式、s2(t)之調變方式)之組配存在有(QPSK、16QAM)、(16QAM、QPSK)兩者之點；同樣地，以y[1]進行相位變更時之(s1(t)之調變方式、s2(t)之調變方式)之組配存在有(QPSK、16QAM)、(16QAM、QPSK)兩者；又，同樣地，以y[2]進行相位變更時之(s1(t)之調變方式、s2(t)之調變方式)之組配存在有(QPSK、16QAM)、(16QAM、QPSK)兩者。」。
又，功率變更部(8501A)係於s1(t)之調變方式為QPSK時，對s1(t)乘算a並輸出a×s1(t)，於s1(t)之調變方式為16QAM時，對s1(t)乘算b並輸出b×s1(t)。
功率變更部(8501B)係於s2(t)之調變方式為QPSK時，對s2(t)乘算a並輸出a×s2(t)，於s2(t)之調變方式為16QAM時，對s2(t)乘算b並輸出b×s2(t)。
再者，關於設定為使得已施加QPSK之映射之調變訊號之平均電力、與已施加16QAM之映射之調變訊號之平均電力不同時之方法，係如實施形態F1所說明。
因此，若考慮(s1(t)之調變方式、s2(t)之調變方式)之組配，如第87圖所示，考慮到預編碼矩陣及調變方式切換時之週期為6=3×2(3：作為在預編碼後規則地進行相位變更之方法所用之相位變更值而準備之相位變更值之數目；2：於各相位變更值，(s1(t)之調變方式、s2(t)之調變方式)之組配存在有(QPSK、16QAM)、(16QAM、QPSK)兩者)。
如以上，藉由使得(s1(t)之調變方式、s2(t)之調變方式)之組配存在有(QPSK、16QAM)、(16QAM、QPSK)，且使得作為在預編碼後規則地進行相位變更之方法所用之相位變更值而準備之相位變更值之各相位變更值，(s1(t)之調變方式、s2(t)之調變方式)之組配存在有(QPSK、16QAM)、(16QAM、QPSK)兩者，即便設定使得QPSK之平均電力與16QAM之平均電力不同，仍可減少對於發送裝置所具備的發送電力放大器之PAPR所造成的影響，可減少對發送裝置之消耗電力所造成的影響，並且如本說明書所說明，能夠獲 得可改善LOS環境下之接收裝置之資料接收品質的效果。
再者，於上述說明中，說明(s1(t)之調變方式、s2(t)之調變方式)之組配為(QPSK、16QAM)、(16QAM、QPSK)的情況，但不限於此，(s1(t)之調變方式、s2(t)之調變方式)之組配為(QPSK、64QAM)、(64QAM、QPSK)，(s1(t)之調變方式、s2(t)之調變方式)之組配存在有(16QAM、64QAM)、(64QAM、16QAM)，(s1(t)之調變方式、s2(t)之調變方式)之組配存在有(128QAM、64QAM)、(64QAM、128QAM)，(s1(t)之調變方式、s2(t)之調變方式)之組配存在有(256QAM、64QAM)、(64QAM、256QAM)等亦可，總言之，若準備不同的兩種調變方式，設定為使得(s1(t)之調變方式與s2(t)之調變方式不同，即可同樣地實施。
第88圖係作為表而表示時間t=0至t=11之各時間之設定的調變方式、功率變更值、相位變更值。再者，於z1(t)、z2(t)，同一時間之z1(t)、z2(t)係從不同天線利用同一頻率發送。(於第88圖，雖以時間軸記載，但利用如OFDM方式之多載波傳送方式時，於時間軸方向不切換各種方法，於頻率(子載波)軸方向切換各種方法亦可。因此，如第88圖所示，將t=0調換為f=f0，將t=1調換為f=f1，以此類推來思考即可(f表示頻率(子載波)，f0、f1、...表示所使用的頻率(子載波))。此時，於z1(f)、z2(f)，同一頻率(同一子載波)之z1(f)、z2(f)係從不同天線利用同一頻率發送。)再者，第88圖係符合第87圖所說明要件之與第87圖不同之例。
如第88圖所示，調變方式為QPSK時，對於QPSK之調 變訊號，在功率變更部(在此雖稱為功率變更部，亦可稱為振幅變更部、加權部)係乘算a(a為實數)。然後，調變方式為16QAM時，對於16QAM之調變訊號，在功率變更部(在此雖稱為功率變更部，亦可稱為振幅變更部、加權部)係乘算b(b為實數)。
於第88圖，作為在預編碼後規則地進行相位變更之方法所用之相位變更值，準備y[0]、y[1]、y[2]三種，作為預編碼後規則地進行相位變更之方法之切換週期為3。(以t0~t2、t3~t5、...形成週期)。
然後，s1(t)之調變方式係於時間軸上交替設定為QPSK與16QAM，又，關於該點，針對s2(t)亦同樣。然後，(s1(t)之調變方式、s2(t)之調變方式)之組配為(QPSK、16QAM)或(16QAM、QPSK)。
此時，重要點係如下：「以y[0]進行預編碼時之(s1(t)之調變方式、s2(t)之調變方式)之組配存在有(QPSK、16QAM)、(16QAM、QPSK)兩者之點；同樣地，以y[1]進行預編碼時之(s1(t)之調變方式、s2(t)之調變方式)之組配存在有(QPSK、16QAM)、(16QAM、QPSK)兩者；又，同樣地，以y[2]進行預編碼時之(s1(t)之調變方式、s2(t)之調變方式)之組配存在有(QPSK、16QAM)、(16QAM、QPSK)兩者。」。
又，功率變更部(8501A)係於s1(t)之調變方式為QPSK時，對s1(t)乘算a並輸出a×s1(t)，於s1(t)之調變方式為16QAM時，對s1(t)乘算b並輸出b×s1(t)。
功率變更部(8501B)係於s2(t)之調變方式為QPSK時，對s2(t)乘算a並輸出a×s2(t)，於s2(t)之調變方式為16QAM時，對s2(t)乘算b並輸出b×s2(t)。
因此，若考慮(s1(t)之調變方式、s2(t)之調變方式)之組配，如第88圖所示，考慮到預編碼矩陣及調變方式切換時之週期為6=3×2(3：作為在預編碼後規則地進行相位變更之方法所用之相位變更值所準備的相位變更值之數目；2：於各相位變更值，(s1(t)之調變方式、s2(t)之調變方式)之組配存在有(QPSK、16QAM)、(16QAM、QPSK)兩者)。
如以上，藉由使得(s1(t)之調變方式、s2(t)之調變方式)之組配存在有(QPSK、16QAM)、(16QAM、QPSK)，且使得於作為在預編碼後規則地進行相位變更之方法所用之相位變更值所準備的各相位變更值，(s1(t)之調變方式、s2(t)之調變方式)之組配存在有(QPSK、16QAM)、(16QAM、QPSK)兩者，即便設定使得QPSK之平均電力與16QAM之平均電力不同，仍可減少對於發送裝置所具備的發送電力放大器之PAPR所造成的影響，可減少對發送裝置之消耗電力所造成的影響，並且如本說明書所說明，能夠獲得可改善LOS環境下之接收裝置之資料接收品質的效果。
再者，於上述說明中，說明(s1(t)之調變方式、s2(t)之調變方式)之組配為(QPSK、16QAM)、(16QAM、QPSK)的情況，但不限於此，(s1(t)之調變方式、s2(t)之調變方式)之組配為(QPSK、64QAM)、(64QAM、QPSK)，(s1(t)之調變方式、s2(t)之調變方式)之組配存在有(16QAM、 64QAM)、(64QAM、16QAM)，(s1(t)之調變方式、s2(t)之調變方式)之組配存在有(128QAM、64QAM)、(64QAM、128QAM)，(s1(t)之調變方式、s2(t)之調變方式)之組配存在有(256QAM、64QAM)、(64QAM、256QAM)等亦可，總言之，若準備不同的兩種調變方式，設定為使得(s1(t)之調變方式與s2(t)之調變方式不同，即可同樣地實施。
又，各時間(各頻率)所設定的調變方式、功率變更值、相位變更值之關係不限於第87圖、第88圖。
匯總以上為以下重要點。
使得(s1(t)之調變方式、s2(t)之調變方式)之組配存在有(調變方式A、調變方式B)、(調變方式B、調變方式A)，並設定為使得調變方式A之平均電力與調變方式B之平均電力不同。
然後，功率變更部(8501A)係於s1(t)之調變方式為調變方式A時，對s1(t)乘算a並輸出a×s1(t)，於s1(t)之調變方式為調變方式B時，對s1(t)乘算b並輸出b×s1(t)。同樣地，功率變更部(8501B)係於s2(t)之調變方式為調變方式A時，對s2(t)乘算a並輸出a×s2(t)，於s2(t)之調變方式為調變方式B時，對s2(t)乘算b並輸出b×s2(t)。
又，作為在預編碼後規則地進行相位變更之方法所用之相位變更值所準備的相位變更值，存在有y[0]、y[1]、...、y[N-2]、y[N-1](亦即於y[k]，k為0以上、N-1以下)。然後，於y[k]，(s1(t)之調變方式、s2(t)之調變方式)之組配存在有(調變方式A、調變方式B)、(調變方式B、調變方式A)兩者。 (此時，「於所有k，在y[k]，(s1(t)之調變方式、s2(t)之調變方式)之組配存在有(調變方式A、調變方式B)、(調變方式B、調變方式A)兩者」亦可，又，「於y[k]，存在有(s1(t)之調變方式、s2(t)之調變方式)之組配存在有(調變方式A、調變方式B)、(調變方式B、調變方式A)兩者之K)」亦可。)
如以上，藉由使得(s1(t)之調變方式、s2(t)之調變方式)之組配存在有(調變方式A、調變方式B)、(調變方式B、調變方式A)，且作為在預編碼後規則地進行相位變更之方法所用之相位變更值所準備的相位變更值，使得(s1(t)之調變方式、s2(t)之調變方式)之組配存在有(調變方式A、調變方式B)、(調變方式B、調變方式A)兩者，即便設定使得調變方式A之平均電力與調變方式B之平均電力不同，仍可減少對於發送裝置所具備的發送電力放大器之PAPR所造成的影響，可減少對發送裝置之消耗電力所造成的影響，並且如本說明書所說明，能夠獲得可改善LOS環境下之接收裝置之資料接收品質的效果。
與上述相關連，以下說明有關s1(t)、s2(t)之生成方法。如第3圖、第4圖所示，s1(t)係由映射部306A所生成，s2(t)係由映射部306B所生成。因此，於上述例，按照第87圖、第88圖，映射部306A、306B係切換進行QPSK之映射的情況與進行16QAM之映射的情況。
再者，於第3圖、第4圖，雖分別設置用以生成s1(t)之映射部與用以生成s2(t)之映射部，但未必須限於此，例如第89圖，映射部(8902)輸入數位資料(8901)，例如按照第87 圖、第88圖生成s1(t)、s2(t)，將s1(t)作為映射後之訊號307A而輸出，又，將s2(t)作為映射後之訊號307B而輸出。
第90圖係表示與第85圖、第89圖不同之加權合成部(預編碼部)周邊構成之一例。於第90圖，關於與第3圖、第85圖同樣動作者係附上同一符號。然後，第91圖係對於第90圖，作為表而表示時間t=0至t=11之各時間之設定的調變方式、功率變更值、相位變更值。再者，於z1(t)、z2(t)，同一時間之z1(t)、z2(t)係從不同天線利用同一頻率發送。(於第91圖，雖以時間軸記載，但利用如OFDM方式之多載波傳送方式時，於時間軸方向不切換各種方法，於頻率(子載波)軸方向切換各種方法亦可。因此，如第91圖所示，將t=0調換為f=f0，將t=1調換為f=f1，以此類推來思考即可(f表示頻率(子載波)，f0、f1、...表示所使用的頻率(子載波))。此時，於z1(f)、z2(f)，同一頻率(同一子載波)之z1(f)、z2(f)係從不同天線利用同一頻率發送。)
如第91圖所示，調變方式為QPSK時，對於QPSK之調變訊號，在功率變更部(在此雖稱為功率變更部，亦可稱為振幅變更部、加權部)係乘算a(a為實數)。然後，調變方式為16QAM時，對於16QAM之調變訊號，在功率變更部(在此雖稱為功率變更部，亦可稱為振幅變更部、加權部)係乘算b(b為實數)。
於第91圖，作為在預編碼後規則地進行相位變更之方法所用之相位變更值，準備y[0]、y[1]、y[2]三種，規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法之切換週期為3(以t0~t2、t3 ~t5、...形成週期)。
然後，s1(t)之調變方式固定為QPSK，s2(t)之調變方式固定為16QAM。然後，第90圖之訊號置換部(9001)係以映射後之訊號307A、307B及控制訊號(8500)作為輸入，根據控制訊號(8500)，對於映射後之訊號307A、307B進行置換(有時不進行置換)，並輸出置換後之訊號(9002A：Ω1(t))及置換後之訊號(9002B：Ω2(t))。
此時，重要點係如下：「以y[0]進行預編碼時之(Ω1(t)之調變方式、Ω2(t)之調變方式)之組配存在有(QPSK、16QAM)、(16QAM、QPSK)兩者之點；同樣地，以y[1]進行預編碼時之(Ω1(t)之調變方式、Ω2(t)之調變方式)之組配存在有(QPSK、16QAM)、(16QAM、QPSK)兩者；又，同樣地，以y[2]進行預編碼時之(Ω1(t)之調變方式、Ω2(t)之調變方式)之組配存在有(QPSK、16QAM)、(16QAM、QPSK)兩者。」。
又，功率變更部(8501A)係於Ω1(t)之調變方式為QPSK時，對Ω1(t)乘算a並輸出a×Ω1(t)，於Ω1(t)之調變方式為16QAM時，對Ω1(t)乘算b並輸出b×Ω1(t)。
功率變更部(8501B)係於Ω2(t)之調變方式為QPSK時，對Ω2(t)乘算a並輸出a×Ω2(t)，於Ω2(t)之調變方式為16QAM時，對Ω2(t)乘算b並輸出b×Ω2(t)。
再者，關於設定為使得已施加QPSK之映射之調變訊號之平均電力、與已施加16QAM之映射之調變訊號之平均電力不同時之方法，係如實施形態F1所說明。
因此，若考慮(Ω1(t)之調變方式、Ω2(t)之調變方式)之組配，如第91圖所示，考慮到相位變更及調變方式切換時之週期為6=3×2(3：作為在預編碼後規則地進行相位變更之方法所用之相位變更值所準備的相位變更值之數目；2：於各相位變更值，(Ω1(t)之調變方式、Ω2(t)之調變方式)之組配存在有(QPSK、16QAM)、(16QAM、QPSK)兩者)。
如以上，藉由使得(Ω1(t)之調變方式、Ω2(t)之調變方式)之組配存在有(QPSK、16QAM)、(16QAM、QPSK)，且使得於作為在預編碼後規則地進行相位變更之方法所用之相位變更值所準備的各相位變更值，(Ω1(t)之調變方式、Ω2(t)之調變方式)之組配存在有(QPSK、16QAM)、(16QAM、QPSK)兩者，即便設定使得QPSK之平均電力與16QAM之平均電力不同，仍可減少對於發送裝置所具備的發送電力放大器之PAPR所造成的影響，可減少對發送裝置之消耗電力所造成的影響，並且如本說明書所說明，能夠獲得可改善LOS環境下之接收裝置之資料接收品質的效果。
再者，於上述說明中，說明(Ω1(t)之調變方式、Ω2(t)之調變方式)之組配為(QPSK、16QAM)、(16QAM、QPSK)的情況，但不限於此，(Ω1(t)之調變方式、Ω2(t)之調變方式)之組配為(QPSK、64QAM)、(64QAM、QPSK)，(Ω1(t)之調變方式、Ω2(t)之調變方式)之組配存在有(16QAM、64QAM)、(64QAM、16QAM)，(Ω1(t)之調變方式、Ω2(t)之調變方式)之組配存在有(128QAM、64QAM)、(64QAM、128QAM)，(Ω1(t)之調變方式、Ω2(t)之調變方式)之組配存 在有(256QAM、64QAM)、(64QAM、256QAM)等亦可，總言之，若準備不同的兩種調變方式，設定為使得(Ω1(t)之調變方式與Ω2(t)之調變方式不同，即可同樣地實施。
第92圖係對於第90圖，作為表而表示時間t=0至t=11之各時間之設定的調變方式、功率變更值、相位變更值，其係與第91圖不同之表。再者，於z1(t)、z2(t)，同一時間之z1(t)、z2(t)係從不同天線利用同一頻率發送。(於第92圖，雖以時間軸記載，但利用如OFDM方式之多載波傳送方式時，於時間軸方向不切換各種方法，於頻率(子載波)軸方向切換各種方法亦可。因此，如第92圖所示，將t=0調換為f=f0，將t=1調換為f=f1，以此類推來思考即可(f表示頻率(子載波)，f0、f1、...表示所使用的頻率(子載波))。此時，於z1(f)、z2(f)，同一頻率(同一子載波)之z1(f)、z2(f)係從不同天線利用同一頻率發送。)
如第92圖所示，調變方式為QPSK時，對於QPSK之調變訊號，在功率變更部(在此雖稱為功率變更部，亦可稱為振幅變更部、加權部)係乘算a(a為實數)。然後，調變方式為16QAM時，對於16QAM之調變訊號，在功率變更部(在此雖稱為功率變更部，亦可稱為振幅變更部、加權部)係乘算b(b為實數)。
於第92圖，作為在預編碼後規則地進行相位變更之方法所用之相位變更值，準備y[0]、y[1]、y[2]三種，作為預編碼後規則地進行相位變更之方法之切換週期為3(以t0~t2、t3~t5、...形成週期)。
然後，s1(t)之調變方式固定為QPSK，s2(t)之調變方式 固定為16QAM。然後，第90圖之訊號置換部(9001)係以映射後之訊號307A、307B及控制訊號(8500)作為輸入，根據控制訊號(8500)，對於映射後之訊號307A、307B進行置換(有時不進行置換)，並輸出置換後之訊號(9002A：Ω1(t))及置換後之訊號(9002B：Ω2(t))。
此時，重要點係如下：「以y[0]進行預編碼時之(Ω1(t)之調變方式、Ω2(t)之調變方式)之組配存在有(QPSK、16QAM)、(16QAM、QPSK)兩者之點；同樣地，以y[1]進行預編碼時之(Ω1(t)之調變方式、Ω2(t)之調變方式)之組配存在有(QPSK、16QAM)、(16QAM、QPSK)兩者；又，同樣地，以y[2]進行預編碼時之(Ω1(t)之調變方式、Ω2(t)之調變方式)之組配存在有(QPSK、16QAM)、(16QAM、QPSK)兩者。」。
又，功率變更部(8501A)係於Ω1(t)之調變方式為QPSK時，對Ω1(t)乘算a並輸出a×Ω1(t)，於Ω1(t)之調變方式為16QAM時，對Ω1(t)乘算b並輸出b×Ω1(t)。
功率變更部(8501B)係於Ω2(t)之調變方式為QPSK時，對Ω2(t)乘算a並輸出a×Ω2(t)，於Ω2(t)之調變方式為16QAM時，對Ω2(t)乘算b並輸出b×Ω2(t)。
再者，關於設定為使得已施加QPSK之映射之調變訊號之平均電力、與已施加16QAM之映射之調變訊號之平均電力不同時之方法，係如實施形態F1所說明。
因此，若考慮(Ω1(t)之調變方式、Ω2(t)之調變方式)之組配，如第92圖所示，考慮到相位變更及調變方式切換時 之週期為6=3×2(3：作為在預編碼後規則地進行相位變更之方法所用之相位變更值所準備的相位變更值之數目；2：於各相位變更值，(Ω1(t)之調變方式、Ω2(t)之調變方式)之組配存在有(QPSK、16QAM)、(16QAM、QPSK)兩者)。
如以上，藉由使得(Ω1(t)之調變方式、Ω2(t)之調變方式)之組配存在有(QPSK、16QAM)、(16QAM、QPSK)，且使得於作為在預編碼後規則地進行相位變更之方法所用之相位變更值之各相位變更值，(Ω1(t)之調變方式、Ω2(t)之調變方式)之組配存在有(QPSK、16QAM)、(16QAM、QPSK)兩者，即便設定使得QPSK之平均電力與16QAM之平均電力不同，仍可減少對於發送裝置所具備的發送電力放大器之PAPR所造成的影響，可減少對發送裝置之消耗電力所造成的影響，並且如本說明書所說明，能夠獲得可改善LOS環境下之接收裝置之資料接收品質的效果。
再者，於上述說明中，說明(Ω1(t)之調變方式、Ω2(t)之調變方式)之組配為(QPSK、16QAM)、(16QAM、QPSK)的情況，但不限於此，(Ω1(t)之調變方式、Ω2(t)之調變方式)之組配為(QPSK、64QAM)、(64QAM、QPSK)，(Ω1(t)之調變方式、Ω2(t)之調變方式)之組配存在有(16QAM、64QAM)、(64QAM、16QAM)，(Ω1(t)之調變方式、Ω2(t)之調變方式)之組配存在有(128QAM、64QAM)、(64QAM、128QAM)，(Ω1(t)之調變方式、Ω2(t)之調變方式)之組配存在有(256QAM、64QAM)、(64QAM、256QAM)等亦可，總言之，若準備不同的兩種調變方式，設定為使得(Ω1(t)之調 變方式與Ω2(t)之調變方式不同，即可同樣地實施。
又，各時間(各頻率)所設定的調變方式、功率變更值、相位變更值之關係不限於第91圖、第92圖。
匯總以上為以下重要點。
使得(Ω1(t)之調變方式、Ω2(t)之調變方式)之組配存在有(調變方式A、調變方式B)、(調變方式B、調變方式A)，並設定為使得調變方式A之平均電力與調變方式B之平均電力不同。
然後，功率變更部(8501A)係於Ω1(t)之調變方式為調變方式A時，對Ω1(t)乘算a並輸出a×Ω1(t)，於Ω1(t)之調變方式為調變方式B時，對Ω1(t)乘算b並輸出b×Ω1(t)。同樣地，功率變更部(8501B)係於Ω2(t)之調變方式為調變方式A時，對Ω2(t)乘算a並輸出a×Ω2(t)，於Ω2(t)之調變方式為調變方式B時，對Ω2(t)乘算b並輸出b×Ω2(t)。
又，作為在預編碼後規則地進行相位變更之方法所用之相位變更值所準備的相位變更值，存在有y[0]、y[1]、...、y[N-2]、y[N-1](亦即於y[k]，k為0以上、N-1以下)。然後，於y[k]，(Ω1(t)之調變方式、Ω2(t)之調變方式)之組配存在有(調變方式A、調變方式B)、(調變方式B、調變方式A)兩者。(此時，「於所有k，在y[k]，(Ω1(t)之調變方式、Ω2(t)之調變方式)之組配存在有(調變方式A、調變方式B)、(調變方式B、調變方式A)兩者」亦可，又，「於y[k]，存在有(Ω1(t)之調變方式、Ω2(t)之調變方式)之組配存在有(調變方式A、調變方式B)、(調變方式B、調變方式A)兩者之k)」亦可。)
如以上，藉由使得(Ω1(t)之調變方式、Ω2(t)之調變方式)之組配存在有(調變方式A、調變方式B)、(調變方式B、調變方式A)，且作為在預編碼後規則地進行相位變更之方法所用之相位變更值所準備的相位變更值，使得(Ω1(t)之調變方式、Ω2(t)之調變方式)之組配存在有(調變方式A、調變方式B)、(調變方式B、調變方式A)兩者，即便設定使得調變方式A之平均電力與調變方式B之平均電力不同，仍可減少對於發送裝置所具備的發送電力放大器之PAPR所造成的影響，可減少對發送裝置之消耗電力所造成的影響，並且如本說明書所說明，能夠獲得可改善LOS環境下之接收裝置之資料接收品質的效果。
接著，說明有關接收裝置之動作。關於接收裝置之動作係如實施形態1等所說明，例如接收裝置之構成係表示於第7圖、第8圖、第9圖。
從第5圖之關係來看，當接收訊號r1(t)、r2(t)利用通道變動值、h11(t)、h12(t)、h21(t)、h22(t)時，如第87圖、第88圖、第91圖、第92圖，發送裝置發送調變訊號時，以下兩式之某一式之關係會成立。
[數93]
其中，式(G1)、式(G2)所示之F係用於時間t之預編碼矩陣，y(t)為相位變更值。接收裝置係利用上述兩式之關係來進行解調(檢波)(與實施形態1之說明同樣地實施即可)。其中，於上述兩式中，雜訊成分、頻率偏移、通道推定誤差等扭曲成分並未表現於數式，以含該等的形式進行解調(檢波)。再者，關於發送裝置為了進行功率變更而使用之u、v值，發送裝置發送關於該等之資訊，亦或發送所使用的發送模式(發送方法、調變方式、錯誤更正方式等)之資訊，接收裝置獲得該資訊而可得知發送裝置所用之u、v值，藉此 導出上面所示之關係式而進行解調(檢波)。
於本實施形態，舉例說明於時間軸方向切換相位變更值的情況，但與其他實施形態之說明相同，利用如OFDM方式之多載波傳送時，針對於頻率軸方向切換相位變更值的情況，亦可同樣地實施。此時，將本實施形態所用之t調換為f(頻率((子)載波))。又，於時間-頻率軸方向切換預編碼矩陣時，亦可同樣地實施。再者，本實施形態之預編碼後規則地進行相位變更之方法不限於本說明書所說明預編碼後規則地進行相位變更之方法，又，不進行相位變更，對於進行預編碼之方式適用本實施形態，亦可獲得對PAPR之影響少的效果。
(實施形態G2)
於本實施形態，說明有關播送(或通訊)系統支援s1之調變方式為QPSK、s2之調變方式為16QAM時，及支援s1之調變方式為16QAM、s2之調變方式為16QAM時，可刪減電路規模之預編碼後規則地進行相位變更之方法。
首先，敘述有關s1之調變方式為16QAM、s2之調變方式為16QAM時之預編碼後規則地進行相位變更之方法。
已於實施形態1，表示用於s1之調變方式為16QAM、s2之調變方式為16QAM時之預編碼後規則地進行相位變更之方法之預編碼矩陣例。以下式表示預編碼矩陣F。
...式(G3)
以下，作為s1之調變方式為16QAM、s2之調變方式為16QAM時之預編碼後規則地進行相位變更之方法之預編碼矩陣，舉例說明利用式(G3)的情況。
於第93圖表示本實施形態之支援s1之調變方式為QPSK、s2之調變方式為16QAM時與s1之調變方式為16QAM、s2之調變方式為16QAM時之加權合成(預編碼)部周邊之構成。於第93圖，關於與第3圖、第6圖、第85圖同樣地動作者係附上同一符號，在此省略說明。
第93圖之基頻訊號置換部9301係以預編碼後之訊號309A(z1(t))及預編碼後之訊號309B(z2(t))、控制訊號8500作為輸入，控制訊號8500表示「不進行訊號置換」，因此作為訊號9302A(r1(t))而輸出預編碼後之訊號309A(z1(t))，作為訊號9302B(r2(t))而輸出預編碼‧相位變更後之訊號309B(z2(t))。
然後，控制訊號8500表示「進行訊號置換」時，基頻訊號置換部8501係如下動作：時間2k時(k為整數)作為訊號9302A(r1(2k))而輸出預編碼後之訊號309A(z1(2k))，作為訊號9302B(r2(2k))而輸出預編碼‧相位變更後之訊號309B(z2(2k))；時間2k+1時(k為整數)作為訊號9302A(r1(2k+1))而輸出預編碼‧相位變更後之訊號309B(z2(2k+1))，作為訊號9302B(r2(2k+1))而輸出預編碼 後之訊號309A(z1(2k+1))。又，時間2k時(k為整數)作為訊號9302A(r1(2k))而輸出預編碼後之訊號309B(z2(2k))，作為訊號9302B(r2(2k))而輸出預編碼‧相位變更後之訊號309A(z1(2k))；時間2k+1時(k為整數)作為訊號9302A(r1(2k+1))而輸出預編碼後之訊號309A(z1(2k+1))，作為訊號9302B(r2(2k+1))而輸出預編碼‧相位變更後之訊號309B(z2(2k+1))。(其中，上述訊號置換為一例，並不限於此，「進行訊號置換」時，重點在於有進行訊號置換。)
然後，如第3圖、第4圖、第5圖、第12圖、第13圖等所說明，訊號9302A(r1(t))係取代z1(t)而從天線發送(其中，如第3圖、第4圖、第5圖、第12圖、第13圖等所示，進行預定的處理。)。又，訊號9302B(r2(t))係取代z2(t)而從天線發送(其中，如第3圖、第4圖、第5圖、第12圖、第13圖等所示，進行預定的處理。)。此時，訊號9302A(r1(t))與訊號9302B(r2(t))係從不同天線發送。
再者，該訊號置換係對於進行預編碼之符元來進行，不適用於其他插入的符元，例如前導符元或不進行預編碼之用以傳送資訊之符元(例如控制資訊符元)。又，於上述說明有關在時間軸方向，適用預編碼後規則地進行相位變更之方法的情況，但不限於此，於頻率軸，或於時間-頻率軸， 適用預編碼後規則地進行相位變更之方法的情況，亦可同樣地適用本實施形態，又，關於訊號置換，於上述雖以時間軸方法來進行說明，但於頻率軸，或於時間-頻率軸，進行訊號置換亦可。
接著，說明有關s1之調變方式為16QAM，s2之調變方式為16QAM時之第93圖之各部的動作。
由於s1(t)及s2(t)為調變方式16QAM之基頻訊號(映射後之訊號)，因此映射方法係如第80圖，g則如式(79)。
功率變更部(8501A)係以調變方式16QAM之基頻訊號(映射後之訊號)307A、控制訊號(8500)作為輸入，根據控制訊號(8500)，若已設定之功率變更用之值為v時，則輸出使調變方式16QAM之基頻訊號(映射後之訊號)307A成為v倍後之訊號(功率變更後之訊號：8502A)。
功率變更部(8501B)係以調變方式16QAM之基頻訊號(映射後之訊號)307B、控制訊號(8500)作為輸入，根據控制訊號(8500)，若已設定之功率變更用之值為u時，則輸出使調變方式16QAM之基頻訊號(映射後之訊號)307B成為u倍後之訊號(功率變更後之訊號：8502B)。
此時，v=u=Ω，v2：u2=1：1。藉此，接收裝置可獲得高資料接收品質。
加權合成部600係以功率變更後之訊號8502A(調變方式16QAM之基頻訊號(映射後之訊號)307A成為v倍後之訊號)及功率變更後之訊號8502B(調變方式16QAM之基頻訊號(映射後之訊號)307B成為u倍後之訊號)、關於加權合成方 法之資訊315作為輸入，根據關於加權合成方法之資訊315，進行根據規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法之預編碼，輸出預編碼後之訊號309A(z1(t))及預編碼後之訊號316B(z2’(t))。
相位變更部317B係以預編碼後之訊號316B(z2’(t))、關於加權合成方法之資訊315作為輸入，對於預編碼後之訊號316B(z2’(t))，施行根據關於加權合成方法之資訊315之相位變更方法，並輸出關於預編碼‧相位變更後之訊號309B(z2(t))。
此時，若預編碼後規則地進行相位變更之方法之預編碼矩陣設為F，相位變更值設為y(t)，則以下關係式成立。
其中，y(t)係絕對值為1之複數(因此，y(t)可表現為ejθ)。
s1之調變方式為16QAM、s2之調變方式為16QAM時，適用預編碼後規則地進行相位變更之方法時之預編碼矩陣F以式(G3)表現時，如實施形態1所示，式(37)係適合作為α之值。α以式(37)表現時，z1(t)、z2(t)均如第94圖，於I-Q平面相當於256點之某一訊號點之基頻訊號。再者，第94圖 為一例，亦可能為以原點為中心，令相位旋轉的形式之256點之訊號點配置。
由於s1之調變方式為16QAM，s2之調變方式為16QAM，因此經加權合成及相位變更之訊號z1(t)、z2(t)係均於16QAM傳送4位元、於16QAM傳送4位元之合計傳送8位元，故如第94圖成為256點之訊號點，此時，由於訊號點之最小歐氏距離大，因此於接收裝置可獲得更佳的資料接收品質。
基頻訊號置換部9301係以預編碼後之訊號309A(z1(t))及預編碼後之訊號309B(z2(t))、控制訊號8500作為輸入，由於s1之調變方式為16QAM，s2之調變方式為16QAM，故控制訊號8500表示「不進行訊號置換」，因此作為訊號9302(r1(t))而輸出預編碼後之訊號309A(z1(t))，作為訊號9302B(r2(t))而輸出預編碼後之訊號309B(z2(t))。
接著，說明有關s1之調變方式為QPSK，s2之調變方式為16QAM時之第116圖之各部的動作。
s1(t)為調變方式QPSK之基頻訊號(映射後之訊號)，映射方法係如第81圖，h則如式(78)。s2(t)為調變方式16QAM之基頻訊號(映射後之訊號)，映射方法係如第80圖，g則如式(79)。
功率變更部(8501A)係以調變方式QPSK之基頻訊號(映射後之訊號)307A、控制訊號(8500)作為輸入，根據控制訊號(8500)，若已設定之功率變更用之值為v時，則輸出使調變方式QPSK之基頻訊號(映射後之訊號)307A成為v倍後之 訊號(功率變更後之訊號：8502A)。
功率變更部(8501B)係以調變方式16QAM之基頻訊號(映射後之訊號)307B、控制訊號(8500)作為輸入，根據控制訊號(8500)，若已設定之功率變更用之值為u時，則輸出使調變方式16QAM之基頻訊號(映射後之訊號)307B成為u倍後之訊號(功率變更後之訊號：8502B)。
此時，於實施形態F1，「QPSK之平均電力與16QAM之平均電力的比為v2：u2=1：5」表示一較佳例。(藉此，接收裝置可獲得高資料接收品質。)以下說明有關此時之預編碼後規則地進行相位變更之方法。
加權合成部600係以功率變更後之訊號8502A(調變方式QPSK之基頻訊號(映射後之訊號)307A成為v倍後之訊號)及功率變更後之訊號8502B(調變方式16QAM之基頻訊號(映射後之訊號)307B成為u倍後之訊號)、關於加權合成方法之資訊315作為輸入，根據關於加權合成方法之資訊315進行預編碼，輸出預編碼後之訊號309A(z1(t))及預編碼後之訊號316B(z2’(t))。
此時，若預編碼後規則地進行相位變更之方法之預編碼矩陣設為F，相位變更值設為y(t)，則以下關係式成立。
[數97]
其中，y(t)係絕對值為1之複數(因此，y(t)可表現為ejθ)。
s1之調變方式為QPSK，s2之調變方式為16QAM時，適用預編碼後規則地進行相位變更之方法時之預編碼矩陣F以式(G3)表現時，與s1之調變方式為16QAM、s2之調變方式為16QAM時相同，式(37)係適於作為α之值。說明有關其理由。
第95圖係表示上述發送狀態之16QAM之I-Q平面之16點訊號點與QPSK之I-Q平面之4點訊號點之位置關係；○為16QAM之訊號點，●為QPSK之訊號點。從第95圖可知，16QAM之16個訊號點中之4個與QPSK之4個訊號點呈重疊狀態。該狀況下，適用預編碼後規則地進行相位變更之方法時之預編碼矩陣F係以式(G3)表現，α設為式(37)時，z1(t)、z2(t)均相當於對於s1之調變方式為16QAM、s2之調變方式為16QAM時之第94圖之256點訊號點擷取出64點之訊號點之基頻訊號。再者，第94圖為一例，亦有以原點為中心令相位旋轉的形式之256點之訊號配置。
由於s1之調變方式為QPSK，s2之調變方式為16QAM，因此經加權合成‧相位變更之訊號z1(t)、z2(t)係於QPSK傳 送2位元、於16QAM傳送4位元之合計傳送6位元，故成為64點之訊號點，此時，由於為上面所說明的64點訊號點，因此訊號點之最小歐氏距離大，故於接收裝置可獲得更佳的資料接收品質。
基頻訊號置換部9301係以預編碼後之訊號309A(z1(t))及預編碼後之訊號309B(z2(t))、控制訊號8500作為輸入，由於s1之調變方式為QPSK，s2之調變方式為16QAM，故控制訊號8500表示「進行訊號置換」，因此基頻訊號置換部9301係例如如下動作：時間2k時(k為整數)，作為訊號9302A(r1(2k))而輸出預編碼後之訊號309A(z1(2k))，作為訊號9302B(r2(2k))而輸出預編碼‧相位變更後之訊號309B(z2(2k))；時間2k+1時(k為整數)作為訊號9302A(r1(2k+1))而輸出預編碼後之訊號309B(z2(2k+1))，作為訊號9302B(r2(2k+1))而輸出預編碼‧相位變更後之訊號309A(z1(2k+1))。又，時間2k時(k為整數)作為訊號9302A(r1(2k))而輸出預編碼後之訊號309B(z2(2k))，作為訊號9302B(r2(2k))而輸出預編碼‧相位變更後之訊號309A(z1(2k))；時間2k+1時(k為整數)作為訊號9302A(r1(2k+1))而輸出預編碼後之訊號 309A(z1(2k+1))，作為訊號9302B(r2(2k+1))而輸出預編碼‧相位變更後之訊號309B(z2(2k+1))。
再者，於上述，s1之調變方式為QPSK、s2之調變方式為16QAM時，進行訊號置換。藉由如此，如實施形態F1所記載，可刪減PAPR，因此能夠獲得可抑制發送裝置之消耗電力的效果。其中，當發送裝置之消耗電力不視為問題時，則與s1之調變方式為16QAM，s2之調變方式為16QAM時同樣不進行訊號置換亦可。
又，由於s1之調變方式為QPSK，s2之調變方式為16QAM時，設為v2：u2=1：5的情況為較佳例，因此以此時為例來說明，但於v2<u2的條件下，使得s1之調變方式為QPSK、s2之調變方式為16QAM時之規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法與s1之調變方式為16QAM、s2之調變方式為16QAM時之預編碼後規則地進行相位變更之方法為同一方法，在兩者的情況下，存在有可獲得良好接收品質的情況。因此，不限於v2：u2=1：5。
如以上，藉由使得s1之調變方式為QPSK、s2之調變方式為16QAM時之預編碼後規則地進行相位變更之方法與s1之調變方式為16QAM、s2之調變方式為16QAM時之預編碼後規則地進行相位變更之方法為同一方法，可刪減發送裝置之電路規模，並且雖然接收裝置根據式(G4)及式(G5)、訊號置換方法進行解調，但如上述，由於共有訊號點，因此可共有求出接收候補訊號點之運算部，故於接收裝置，能夠獲得可刪減電路規模的效果。
再者，於本實施形態，舉例說明式(G3)之預編碼後規則地進行相位變更之方法，但規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法不限於此。
本發明之要點如下。
‧支援s1之調變方式為QPSK、s2之調變方式為16QAM時與s1之調變方式為16QAM、s2之調變方式為16QAM時，使得兩者之情況下所使用的預編碼後規則地進行相位變更之方法為同一方法。
‧s1之調變方式為16QAM、s2之調變方式為16QAM時，符合v2=u2，s1之調變方式為QPSK、s2之調變方式為16QAM時，符合v2<u2之條件。
再者，於接收裝置，作為可獲得良好接收品質之較佳例如下：
例1(符合以下2個項目)：
‧s1之調變方式為16QAM、s2之調變方式為16QAM時，符合v2=u2，s1之調變方式為QPSK、s2之調變方式為16QAM時，符合v2：u2=1：5之條件。
‧s1之調變方式為16QAM、s2之調變方式為16QAM時，s1之調變方式為QPSK、s2之調變方式為16QAM時，任一情況均利用同一預編碼後規則地進行相位變更之方法。
例2(符合以下2個項目)：
‧s1之調變方式為16QAM、s2之調變方式為16QAM時，符合v2=u2，s1之調變方式為QPSK、s2之調變方式為16QAM時，符合v2<u2之條件。
‧支援s1之調變方式為QPSK、s2之調變方式為16QAM時與s1之調變方式為16QAM、s2之調變方式為16QAM時，使得兩者之情況下所使用的預編碼後規則地進行相位變更之方法為同一方法，預編碼矩陣以式(G3)表現。
例3(符合以下2個項目)：
‧s1之調變方式為16QAM、s2之調變方式為16QAM時，符合v2=u2，s1之調變方式為QPSK、s2之調變方式為16QAM時，符合v2<u2之條件。
‧支援s1之調變方式為QPSK、s2之調變方式為16QAM時與s1之調變方式為16QAM、s2之調變方式為16QAM時，使得兩者之情況下所使用的預編碼後規則地進行相位變更之方法為同一方法，預編碼矩陣以式(G3)表現，α以式(37)表現。
例4(符合以下2個項目)：
‧s1之調變方式為16QAM、s2之調變方式為16QAM時，符合v2=u2，s1之調變方式為QPSK、s2之調變方式為16QAM時，符合v2：u2=1：5之條件。
‧支援s1之調變方式為QPSK、s2之調變方式為16QAM時與s1之調變方式為16QAM、s2之調變方式為16QAM時，使得兩者之情況下所使用的預編碼後規則地進行相位變更之方法為同一方法，預編碼矩陣以式(G3)表現，α以式(37)表現。
再者，本實施形態係舉例QPSK及16QAM時來說明調變方式，但不限於此。因此，若延伸本實施形態，則可考慮如下。存在有調變方式A及調變方式B，調變方式A之I-Q平面之訊號點數設為a，調變方式B之I-Q平面之訊號點數設 為b，a<b。如此一來，本發明之要點可如下賦予。
符合以下2個項目。
‧支援s1之調變方式為調變方式A、s2之調變方式為調變方式B時與s1之調變方式為調變方式B、s2之調變方式為調變方式B時，使得兩者之情況下所使用的預編碼後規則地進行相位變更之方法為同一方法。
‧s1之調變方式為調變方式B、s2之調變方式為調變方式B時，符合v2=u2，s1之調變方式為調變方式A、s2之調變方式為調變方式B時，符合v2<u2之條件。
此時，實施或不實施利用第93圖所說明的基頻訊號置換均可。其中，s1之調變方式為調變方式A、s2之調變方式為調變方式B時，若考慮PAPR的影響，則實施上面所述之基頻訊號置換即可。
或符合以下2個項目。
‧支援s1之調變方式為調變方式A、s2之調變方式為調變方式B時與s1之調變方式為調變方式B、s2之調變方式為調變方式B時，使得兩者之情況下所使用的預編碼後規則地進行相位變更之方法為同一方法，預編碼矩陣以式(G3)表現。
‧s1之調變方式為調變方式B、s2之調變方式為調變方式B時，符合v2=u2，s1之調變方式為調變方式A、s2之調變方式為調變方式B時，符合v2<u2之條件。
此時，實施或不實施利用第93圖所說明的基頻訊號置換均可。其中，s1之調變方式為調變方式A、s2之調變方式為調變方式B時，若考慮PAPR的影響，則實施上面所述之 基頻訊號置換即可。
作為調變方式A與調變方式B之組配，(調變方式A、調變方式B)包括(QPSK、64QAM)、(16QAM、64QAM)、(64QAM、128QAM)、(64QAM、256QAM)。
於上述說明中，舉例說明對於一方之預編碼後訊號進行相位變更的情況，但不限於此，如本說明書所示，關於對複數個預編碼後訊號予以相位變更的情況，亦可實施本實施形態，只要符合上面所述之調變訊號的組配與預編碼矩陣之關係(本發明的重點)即可。
又，於本實施形態，將預編碼矩陣F說明作式(G3)，但不限於此，例如設定為以下之某一者亦可。
[數101] 其中，於式(G9)、式(G10)，θ11、θ21、λ為固定值(單位為弧度)。
於本實施形態，舉例說明於時間軸方向切換相位變更值的情況，但與其他實施形態之說明相同，利用如OFDM方式之多載波傳送時，針對於頻率軸方向切換相位變更值的情況，亦可同樣地實施。此時，將本實施形態所用之t調換為f(頻率((子)載波))。又，於時間-頻率軸方向切換相位變更值時，亦可同樣地實施。再者，本實施形態之預編碼後規則地進行相位變更之方法不限於本說明書所說明的預編碼後規則地進行相位變更之方法。
又，接收裝置係於本實施形態之兩種調變方式之設定模式下，利用實施形態F1所述之接收方法來進行解調、檢波。
(實施形態I1)
於本實施形態，說明有關對s1之調變方式、s2之調變方式設為8QAM(8 Quadrature Amplitude Modulation：8正交調幅)時之預編碼後訊號，施行相位變更之訊號處理方法。
本實施形態係關於已在實施形態1等所說明、對於預編 碼之訊號適用進行相位變更之訊號處理方法時之8QAM之映射方法。於本實施形態，於施行實施形態1等所說明之第6圖之預編碼(加權合成)後，進行相位變更之訊號處理方法中，將s1(t)之調變方式設為8QAM，將s2(t)之調變方式設為8QAM。於第96圖，表示同相I-正交Q平面之8QAM之訊號點配置。於第96圖，平均(發送)電力設定為z時，第96圖之u值係由下式賦予。
再者，於QPSK時，平均電力設為z時所用之係數係表示於式(78)，於16QAM時，平均電力設為z時所用之係數係表示於式(79)，於64QAM時，平均電力設為z時所用之係數係表示於式(85)，發送裝置可選擇QPSK、16QAM、64QAM、8QAM作為調變方式，為了使8QAM之平均電力與QPSK、16QAM、64QAM之平均電力為同一平均電力，式(#I1)為重要值。
於第96圖，發送之3位元即b0、b1、b2為“b0 b1 b2”=“000”時，選擇9601作為訊號點，相當於訊號點9601之I、Q(I=1×u、Q=1×u)成為8QAM之同相成分(I)、正交成分(Q)。“b0 b1 b2”為“001”至“111”時亦同樣地生成8QAM之同相成分(I)、正交成分(Q)。
接著，說明有關s1之調變方式為8QAM、s2之調變方式 為8QAM時之施行預編碼後進行相位變更之訊號處理方法。
關於本實施形態之施行預編碼後進行相位變更之訊號處理方法之構成，係如實施形態1等所述之第6圖。於第6圖，映射後之訊號307A(s1(t))之調變方式為8QAM，映射後之訊號307B(s2(t))之調變方式為8QAM，此為本實施形態之特徵。
然後，第6圖之加權合成部600係施行預編碼。此時所用之預編碼用之矩陣(F)係實施形態G2所示之式(G3)、式(G6)、式(G7)、式(G8)、式(G9)、式(G10)之某一者可視為例子。但該等預編碼矩陣為例子，亦可利用其他式所表現的矩陣作為預編碼矩陣。
接著，說明有關預編碼矩陣表現如式(G3)、式(G6)、式(G7)、式(G8)、式(G9)、式(G10)之某一者時之適當的α值之一例。
如實施形態1所說明，如第6圖表現施行預編碼及相位變更後之訊號為z1(t)、z2(t)(t：時間)。此時，z1(t)、z2(t)為同一頻率(同一(子)載波)之訊號，從不同天線發送(再者，在此作為一例，以時間軸之訊號為例來說明，但如其他實施形態所說明，亦可為z1(f)、z2(f)(f為(子)載波)，此時，z1(f)、z2(f)為同一時間之訊號，從不同天線發送。)
由於z1(t)、z2(t)係均調變方式8QAM之訊號與8QAM之訊號被加權合成後之訊號，因此若考慮8QAM傳送3位元，在2系統合計傳送6位元，則訊號點不重疊時存在有64點之訊號點。
第97圖係表示預編碼矩陣為式(G3)、式(G6)、式(G7)、式(G8)、式(G9)、式(G10)之某一者時，適當的α值之一例設為α=3/2(或2/3)時之預編碼後之訊號z1(t)、z2(t)之同相I-正交Q平面之訊號點之一例。如第97圖所示，若設為α=3/2(或2/3)，則鄰接之訊號點之訊號點矩陣大多相等，因此64點之訊號點係於同相I-正交Q平面上密集配置。
在此，z1(t)、z2(t)係如第5圖從不同天線發送，此時，思考從2支發送天線中某一支所發送的訊號未於終端之接收裝置傳播的狀況。於第97圖，未發生訊號點縮退(訊號點數目成為少於64點的值)，而且由於64點之訊號點係於同相I-正交Q平面上密集配置，因此於接收裝置進行檢波及錯誤更正解碼的結果，可得到能獲得高資料接收品質之效果。
接著，說明有關與第96圖不同之訊號點配置之8QAM。於施行實施形態1等所說明之第6圖之預編碼(加權合成)後，進行相位變更之訊號處理方法中，將s1(t)之調變方式設為8QAM，將s2(t)之調變方式設為8QAM。於第98圖，表示與第96圖不同之同相I-正交Q平面之8QAM之訊號點配置。
於第98圖，平均發送電力設定為z時，第98圖之v值係由下式賦予。
再者，於QPSK時，平均電力設為z時所用之係數係表 示於式(78)，於16QAM時，平均電力設為z時所用之係數係表示於式(79)，於64QAM時，平均電力設為z時所用之係數係表示於式(85)，發送裝置可選擇QPSK、16QAM、64QAM、8QAM作為調變方式，為了使8QAM之平均電力與QPSK、16QAM、64QAM之平均電力為同一平均電力，式(#I2)為重要值。
於第98圖，發送之3位元即b0、b1、b2為“b0 b1 b2”=“000”時，選擇9801作為訊號點，相當於訊號點9801之I、Q(I=1×u、Q=1×u)成為8QAM之同相成分(I)、正交成分(Q)。“b0 b1 b2”為“001”至“111”時亦同樣地生成8QAM之同相成分(I)、正交成分(Q)。
接著，說明有關s1之調變方式為第98圖之8QAM、s2之調變方式為第98圖之8QAM時之施行預編碼後進行相位變更之訊號處理方法。
關於本實施形態之施行預編碼後進行相位變更之訊號處理方法之構成，係如實施形態1等所述之第6圖。於第6圖，映射後之訊號307A(s1(t))之調變方式為第98圖之8QAM，映射後之訊號307B(s2(t))之調變方式為第98圖之8QAM，此為本實施形態之特徵。
然後，第6圖之加權合成部600係施行預編碼。此時所用之預編碼用之矩陣(F)係實施形態G2所示之式(G3)、式(G6)、式(G7)、式(G8)、式(G9)、式(G10)之某一者可視為例子。但該等預編碼矩陣為例子，亦可利用其他式所表現的矩陣作為預編碼矩陣。
接著，說明有關預編碼矩陣表現如式(G3)、式(G6)、式(G7)、式(G8)、式(G9)、式(G10)之某一者時之適當的α值之一例。
如實施形態1所說明，如第6圖表現施行預編碼及相位變更後之訊號為z1(t)、z2(t)(t：時間)。此時，z1(t)、z2(t)為同一頻率(同一(子)載波)之訊號，從不同天線發送(再者，在此作為一例，以時間軸之訊號為例來說明，但如其他實施形態所說明，亦可為z1(f)、z2(f)(f為(子)載波)，此時，z1(f)、z2(f)為同一時間之訊號，從不同天線發送。)
由於z1(t)、z2(t)係均調變方式8QAM之訊號與8QAM之訊號被加權合成後之訊號，因此若考慮8QAM傳送3位元，在2系統合計傳送6位元，則訊號點不重疊時存在有64點之訊號點。
第99圖係表示預編碼矩陣為式(G3)、式(G6)、式(G7)、式(G8)、式(G9)、式(G10)之某一者時，適當的α值之一例設為α=3/2(或2/3)時之預編碼後之訊號z1(t)、z2(t)之同相I-正交Q平面之訊號點之一例。如第99圖所示，若設為α=3/2(或2/3)，則鄰接之訊號點之訊號點矩陣大多相等，因此64點之訊號點係於同相I-正交Q平面上密集配置。
在此，z1(t)、z2(t)係如第5圖從不同天線發送，此時，思考從2支發送天線中某一支所發送的訊號未於終端之接收裝置傳播的狀況。於第99圖，未發生訊號點縮退(訊號點數目成為少於64點的值)，而且由於64點之訊號點係於同相I-正交Q平面上密集配置，因此於接收裝置進行檢波及錯誤 更正解碼的結果，可得到能獲得高資料接收品質之效果。
再者，關於第6圖之相位變更部317B之相位變更方法之實施方法，係如本說明書所記載(如其他實施形態所記載)。
接著，說明本實施形態之接收裝置之動作。
已施行上述所說明第6圖之預編碼及相位變更時，從第5圖可導出以下關係。
再者，F為預編碼矩陣，y(t)為相位變更值。接收裝置係利用上述所示之r1(t)、r2(t)與s1(t)、s2(t)之關係來進行解調(檢波)(與實施形態1等說明時同樣地實施即可)。其中，於上述所示之數式中，雜訊成分、頻率偏移、通道推定誤差等扭曲成分並未表現於數式，以含該等的形式進行解調(檢波)。因此，根據接收訊號、通道推定值、預編碼矩陣、相位變更值來進行解調(檢波)。再者，檢波結果獲得硬值(「0」、「1」的結果)、軟值(對數概似或對數概似比)均可，根據檢波所獲得的結果來進行錯誤更正解碼。
於本實施形態，舉例說明於時間軸方向切換相位變更值的情況，但與其他實施形態之說明相同，利用如OFDM方式之多載波傳送時，於頻率軸方向切換相位變更值的情況亦可同樣地實施。此時，將本實施形態所用之t調換為f(頻 率((子)載波))。
故，於時間軸方向切切換相位變更值的情況下，就z1(t)、z2(t)而言，同一時間之z1(t)、z2(t)係從不同天線，利用同一頻率發送。然後，於頻率軸方向切換相位變更值的情況下，就z1(f)、z2(f)而言，同一頻率(同一子載波)之z1(f)、z2(f)係從不同天線，利用同一頻率發送。又，於時間-頻率軸方向切換相位變更值的情況，亦可如其他實施形態所述般同樣地實施。
又，如第13圖所示，對於訊號z1(t)、z2(t)(或z1(f)、z2(f)、或z1(t,f)、z2(t,f))，(例如以符元單位)進行重排亦可。
(實施形態I2)
於本實施形態，針對s1之調變方式、s2之調變方式設為8QAM(8 Quadrature Amplitude Modulation：8正交調幅)時之預編碼後訊號，施行相位變更之訊號處理方法，說明與實施形態I1不同的方法。
本實施形態係關於已在實施形態G2所說明、對於預編碼之訊號適用進行相位變更之訊號處理方法時之8QAM之映射方法。關於本實施形態中施行預編碼(加權合成)後進行相位變更之訊號處理方法之構成圖，係如第100圖，關於與第93圖同樣地動作者係附上同一符號。
於第100圖，將s1(t)之調變方式設為8QAM，將s2(t)之調變方式設為8QAM。於第96圖，表示同相I-正交Q平面之8QAM之訊號點配置。於第96圖，平均(發送)電力設定為z時，第96圖之u值係由式(#I1)賦予。
再者，於QPSK時，平均電力設為z時所用之係數係表示於式(78)，於16QAM時，平均電力設為z時所用之係數係表示於式(79)，於64QAM時，平均電力設為z時所用之係數係表示於式(85)，發送裝置可選擇QPSK、16QAM、64QAM、8QAM作為調變方式，為了使8QAM之平均電力與QPSK、16QAM、64QAM之平均電力為同一平均電力，式(#I1)為重要值。
於第96圖，發送之3位元即b0、b1、b2為“b0 b1 b2”=“000”時，選擇9601作為訊號點，相當於訊號點9601之I、Q(I=1×u、Q=1×u)成為8QAM之同相成分(I)、正交成分(Q)。“b0 b1 b2”為“001”至“111”時亦同樣地生成8QAM之同相成分(I)、正交成分(Q)。
接著，說明有關s1之調變方式為8QAM、s2之調變方式為8QAM時之施行預編碼後進行相位變更之訊號處理方法。
關於本實施形態之施行預編碼後進行相位變更之訊號處理方法之構成，係如第100圖。於第100圖，映射後之訊號307A(s1(t))之調變方式為8QAM，映射後之訊號307B(s2(t))之調變方式為8QAM，此為本實施形態之一特徵。
然後，第100圖之加權合成部600係施行預編碼。此時所用之預編碼用之矩陣(F)係實施形態G2所示之式(G3)、式(G6)、式(G7)、式(G8)、式(G9)、式(G10)之某一者可視為例子。但該等預編碼矩陣為例子，亦可利用其他式所表現的矩陣作為預編碼矩陣。
第100圖之加權合成部600係輸出預編碼後之訊號z1(t) 及z2’(t)，而於本實施形態，對於預編碼後之訊號z2’(t)施行相位變更。因此，第100圖之相位變更部317B係以預編碼後之訊號316B(z2’(t))作為輸入而施行相位變更，並輸出相位變更後之訊號309B(z2(t))。
然後，第100圖之基頻訊號置換部9301係以預編碼後之訊號309A(z1(t))及相位變更後之訊號309B(z2’(t))作為輸入，進行基頻訊號置換(基頻訊號輸出組配選擇)，輸出基頻訊號9302A(r1(t))及9302B(r2(t))。
此時，以第101圖及第102圖為例來說明有關基頻訊號9302A(r1(t))及9302B(r2(t))之構成方法。
第101圖係表示從時間t=0至t=11之相位變更值及r1(t)、r2(t)之構成方法之一例。如第101圖所示，為了第100圖之相位變更部317B而準備y[0]、y[1]、y[2]之3種不同值作為相位變更值。然後，如第101圖所示，進行依據週期3之相位變更之切換。
(r1(t)、r2(t))之組配係選擇(z1(t)、z2(t))或(z2(t)、z1(t))之某一組配。於第101圖係如下：
(r1(t=0)、r2(t=0))=(z1(t=0)、z2(t=0))
(r1(t=1)、r2(t=1))=(z1(t=1)、z2(t=1))
(r1(t=2)、r2(t=2))=(z1(t=2)、z2(t=2))
(r1(t=3)、r2(t=3))=(z2(t=3)、z1(t=3))
(r1(t=4)、r2(t=4))=(z2(t=4)、z1(t=4))
(r1(t=5)、r2(t=5))=(z2(t=5)、z1(t=5))
‧
‧
‧
此時之特徵係於選擇了相位變更值y[i]時(i=0、1、2)，存在有(r1(t)、r2(t))=(z1(t)、z2(t))成立的情況及(r1(t)、r2(t))=(z2(t)、z1(t))成立的情況。因此，如第101圖所記述，考慮到相位變更與基頻訊號置換(基頻訊號輸出組配選擇)時之週期為相位變更週期之2倍即6。
再者，於第101圖，相位變更週期設為3，但不限於此，例如相位變更週期設為N時，使得「於選擇了相位變更值y[i]時(i=0、1、、...、N-2、N-1(i為0以上、N-1以下之整數))，存在有(r1(t)、r2(t))=(z1(t)、z2(t))成立的情況及(r1(t)、r2(t))=(z2(t)、z1(t))成立的情況」，考慮到相位變更與基頻訊號置換(基頻訊號輸出組配選擇)時之週期設為相位變更週期之2倍即2×N，此係本實施形態之特徵。第100圖之基頻訊號置換部9301係進行如此之基頻訊號輸出選擇。
第102圖係表示與第101圖不同、從時間t=0至t=11之相位變更值及r1(t)、r2(t)之構成方法例。於第102圖，以下亦成立：「相位變更週期設為N時，使得於選擇了相位變更值y[i]時(i=0、1、...、N-2、N-1(i為0以上、N-1以下之整數))，存在有(r1(t)、r2(t))=(z1(t)、z2(t))成立的情況及(r1(t)、r2(t))=(z2(t)、z1(t))成立的情況，考慮到相位變更與基頻訊號置換(基頻訊號輸出組配選擇)時之週期設為相位變更週期之2倍即2×N」。
再者，第101圖、第102圖為例子，不限於第101圖、第102圖，若符合上述條件，則於接收裝置可獲得高資料接收品質。
接著，說明有關預編碼矩陣表現如式(G3)、式(G6)、式(G7)、式(G8)、式(G9)、式(G10)之某一者時之適當的α值之一例。
如第100圖表現施行預編碼及相位變更後之訊號為z1(t)、z2(t)(t：時間)。此時，z1(t)、z2(t)為同一頻率(同一(子)載波)之訊號，從不同天線發送(再者，在此作為一例，以時間軸之訊號為例來說明，但如其他實施形態所說明，亦可為z1(f)、z2(f)(f為(子)載波)，此時，z1(f)、z2(f)為同一時間之訊號，從不同天線發送。)
由於z1(t)、z2(t)係均調變方式8QAM之訊號與8QAM之訊號被加權合成後之訊號，因此若考慮8QAM傳送3位元，在2系統合計傳送6位元，則訊號點不重疊時存在有64點之訊號點。
第97圖係表示預編碼矩陣為式(G3)、式(G6)、式(G7)、式(G8)、式(G9)、式(G10)之某一者時，適當的α值之一例設為α=3/2(或2/3)時之預編碼後之訊號z1(t)、z2(t)之同相I-正交Q平面之訊號點之一例。如第97圖所示，若設為α=3/2(或2/3)，則鄰接之訊號點之訊號點矩陣大多相等，因此64點之訊號點係於同相I-正交Q平面上密集配置。
在此，z1(t)、z2(t)被轉換為r1(t)、r2(t)，如第5圖從不同天線發送，此時，思考從2支發送天線中某一支所發送的 訊號未於終端之接收裝置傳播的狀況。於第97圖，未發生訊號點縮退(訊號點數目成為少於64點的值)，而且由於64點之訊號點係於同相I-正交Q平面上密集配置，因此於接收裝置進行檢波及錯誤更正解碼的結果，可得到能獲得高資料接收品質之效果。
接著，說明有關與第96圖不同之訊號點配置之8QAM。於施行第100圖之預編碼(加權合成)後，進行相位變更之訊號處理方法中，將s1(t)之調變方式設為8QAM，將s2(t)之調變方式設為8QAM。於第98圖，表示與第96圖不同之同相I-正交Q平面之8QAM之訊號點配置。
於第98圖，平均發送電力設定為z時，第98圖之v值係由式(#I2)賦予。
再者，於QPSK時，平均電力設為z時所用之係數係表示於式(78)，於16QAM時，平均電力設為z時所用之係數係表示於式(79)，於64QAM時，平均電力設為z時所用之係數係表示於式(85)，發送裝置可選擇QPSK、16QAM、62QAM、8QAM作為調變方式，為了使8QAM之平均電力與QPSK、16QAM、64QAM之平均電力為同一平均電力，式(#I2)為重要值。
於第98圖，發送之3位元即b0、b1、b2為“b0 b1 b2”=“000”時，選擇9801作為訊號點，相當於訊號點9801之I、Q(I=2×v、Q=2×v)成為8QAM之同相成分(I)、正交成分(Q)。“b0 b1 b2”為“001”至“111”時亦同樣地生成8QAM之同相成分(I)、正交成分(Q)。
接著，說明有關s1之調變方式為第98圖之8QAM、s2之調變方式為第98圖之8QAM時之施行預編碼後進行相位變更之訊號處理方法。
關於本實施形態之施行預編碼後進行相位變更之訊號處理方法之構成，係如第100圖。於第100圖，映射後之訊號307A(s1(t))之調變方式為第98圖之8QAM，映射後之訊號307B(s2(t))之調變方式為第98圖之8QAM，此為本實施形態之一特徵。
然後，第100圖之加權合成部600係施行預編碼。此時所用之預編碼用之矩陣(F)係實施形態G2所示之式(G3)、式(G6)、式(G7)、式(G8)、式(G9)、式(G10)之某一者可視為例子。但該等預編碼矩陣為例子，亦可利用其他式所表現的矩陣作為預編碼矩陣。
第100圖之加權合成部600係輸出預編碼後之訊號z1(t)及z2’(t)，而於本實施形態，對於預編碼後之訊號z2’(t)施行相位變更。因此，第100圖之相位變更部317B係以預編碼後之訊號316B(z2’(t))作為輸入而施行相位變更，並輸出相位變更後之訊號309B(z2(t))。
然後，第100圖之基頻訊號置換部9301係以預編碼後之訊號309A(z1(t))及相位變更後之訊號309B(z2’(t))作為輸入，進行基頻訊號置換(基頻訊號輸出組配選擇)，輸出基頻訊號9302A(r1(t))及9302B(r2(t))。
此時，以第101圖及第102圖為例來說明有關基頻訊號9302A(r1(t))及9302B(r2(t))之構成方法。
第101圖係表示從時間t=0至t=11之相位變更值及r1(t)、r2(t)之構成方法之一例。如第101圖所示，為了第100圖之相位變更部317B而準備y[0]、y[1]、y[2]之3種不同值作為相位變更值。然後，如第101圖所示，進行依據週期3之相位變更之切換。
(r1(t)、r2(t))之組配係選擇(z1(t)、z2(t))或(z2(t)、z1(t))之某一組配。於第101圖係如下：
(r1(t=0)、r2(t=0))=(z1(t=0)、z2(t=0))
(r1(t=1)、r2(t=1))=(z1(t=1)、z2(t=1))
(r1(t=2)、r2(t=2))=(z1(t=2)、z2(t=2))
(r1(t=3)、r2(t=3))=(z2(t=3)、z1(t=3))
(r1(t=4)、r2(t=4))=(z2(t=4)、z1(t=4))
(r1(t=5)、r2(t=5))=(z2(t=5)、z1(t=5))
‧
‧
‧
此時之特徵係於選擇了相位變更值y[i]時(i=0、1、2)，存在有(r1(t)、r2(t))=(z1(t)、z2(t))成立的情況及(r1(t)、r2(t))=(z2(t)、z1(t))成立的情況。因此，如第101圖所記述，考慮到相位變更與基頻訊號置換(基頻訊號輸出組配選擇)時之週期為相位變更週期之2倍即6。
再者，於第101圖，相位變更週期設為3，但不限於此，例如相位變更週期設為N時，使得「於選擇了相位變更值y[i]時(i=0、1、、...、N-2、N-1(i為0以上、N-1以下之整數))， 存在有(r1(t)、r2(t))=(z1(t)、z2(t))成立的情況及(r1(t)、r2(t))=(z2(t)、z1(t))成立的情況」，考慮到相位變更與基頻訊號置換(基頻訊號輸出組配選擇)時之週期設為相位變更週期之2倍即2×N，此係本實施形態之特徵。第100圖之基頻訊號置換部9301係進行如此之基頻訊號輸出選擇。
第102圖係表示與第101圖不同、從時間t=0至t=11之相位變更值及r1(t)、r2(t)之構成方法例。於第102圖，以下亦成立：「相位變更週期設為N時，使得於選擇了相位變更值y[i]時(i=0、1、...、N-2、N-1(i為0以上、N-1以下之整數))，存在有(r1(t)、r2(t))=(z1(t)、z2(t))成立的情況及(r1(t)、r2(t))=(z2(t)、z1(t))成立的情況，考慮到相位變更與基頻訊號置換(基頻訊號輸出組配選擇)時之週期設為相位變更週期之2倍即2×N」。
再者，第101圖、第102圖為例子，不限於第101圖、第102圖，若符合上述條件，則於接收裝置可獲得高資料接收品質。
接著，說明有關預編碼矩陣表現如式(G3)、式(G6)、式(G7)、式(G8)、式(G9)、式(G10)之某一者時之適當的α值之一例。
如第100圖表現施行預編碼及相位變更後之訊號為z1(t)、z2(t)(t：時間)。此時，z1(t)、z2(t)為同一頻率(同一(子)載波)之訊號，從不同天線發送(再者，在此作為一例，以時間軸之訊號為例來說明，但如其他實施形態所說明，亦可 為z1(f)、z2(f)(f為(子)載波)，此時，z1(f)、z2(f)為同一時間之訊號，從不同天線發送。)
由於z1(t)、z2(t)係均調變方式8QAM之訊號與8QAM之訊號被加權合成後之訊號，因此若考慮8QAM傳送3位元，在2系統合計傳送6位元，則訊號點不重疊時存在有64點之訊號點。
第99圖係表示預編碼矩陣為式(G3)、式(G6)、式(G7)、式(G8)、式(G9)、式(G10)之某一者時，適當的α值之一例設為α=3/2(或2/3)時之預編碼後之訊號z1(t)、z2(t)之同相I-正交Q平面之訊號點之一例。如第99圖所示，若設為α=3/2(或2/3)，則鄰接之訊號點之訊號點矩陣大多相等，因此64點之訊號點係於同相I-正交Q平面上密集配置。
在此，z1(t)、z2(t)係如第5圖從不同天線發送，此時，思考從2支發送天線中某一支所發送的訊號未於終端之接收裝置傳播的狀況。於第99圖，未發生訊號點縮退(訊號點數目成為少於64點的值)，而且由於64點之訊號點係於同相I-正交Q平面上密集配置，因此於接收裝置進行檢波及錯誤更正解碼的結果，可得到能獲得高資料接收品質之效果。
再者，關於第100圖之相位變更部317B之相位變更方法之實施方法，係如本說明書所記載(如其他實施形態所記載)。
接著，說明本實施形態之接收裝置之動作。
已施行上述所說明第100圖之預編碼及相位變更時，從第5圖可導出以下關係。
再者，F為預編碼矩陣，y(t)為相位變更值，r1(t)、r2(t)為第5圖之r1(t)、r2(t)。接收裝置係利用上述所示之r1(t)、r2(t)與s1(t)、s2(t)之關係來進行解調(檢波)(與實施形態1等說明時同樣地實施即可)。其中，於上述所示之數式中，雜訊成分、頻率偏移、通道推定誤差等扭曲成分並未表現於數式，以含該等的形式進行解調(檢波)。因此，根據接收訊號、通道推定值、預編碼矩陣、相位變更值來進行解調(檢波)。再者，檢波結果獲得硬值(「0」、「1」的結果)、軟值(對數概似或對數概似比)均可，根據檢波所獲得的結果來進行錯誤更正解碼。
於本實施形態，舉例說明於時間軸方向切換相位變更值的情況，但與其他實施形態之說明相同，利用如OFDM方式之多載波傳送時，於頻率軸方向切換相位變更值的情況亦可同樣地實施。此時，將本實施形態所用之t調換為f(頻率((子)載波))。
故，於時間軸方向切切換相位變更值的情況下，就 z1(t)、z2(t)而言，同一時間之z1(t)、z2(t)係從不同天線，利用同一頻率發送。然後，於頻率軸方向切換相位變更值的情況下，就z1(f)、z2(f)而言，同一頻率(同一子載波)之z1(f)、z2(f)係從不同天線，利用同一頻率發送。又，於時間-頻率軸方向切換相位變更值的情況，亦可如其他實施形態所述般同樣地實施。
又，如第13圖所示，對於訊號z1(t)、z2(t)(或z1(f)、z2(f)、或z1(t,f)、z2(t,f))，(例如以符元單位)進行重排亦可。
再者，於本說明書雖舉例說明BPSK、QPSK、8QAM、16QAM、64QAM等調變方式，但調變方式不限於此，亦可利用PAM(Pulse Amplitude Modulation：脈衝調幅)，而且I-Q平面之2個、4個、8個、16個、64個、128個、256個、1024個等訊號點之配置方法(具有2個、4個、8個、16個、64個、128個、256個、1024個等訊號點之調變方式)不限於本說明書所示方法(例如QPSK之訊號點配置、16QAM之訊號點配置)。因此，根據複數個位元來輸出同相成分與正交成分之功能，係映射部的功能，其後預編碼及相位變更之施行係本發明之一有效功能。
(實施形態J1)
於實施形態F1、實施形態G1、實施形態G2中，就調變訊號s1(預編碼及相位變更前之調變訊號)及調變訊號s2(預編碼及相位變更前之調變訊號)，說明了s1之調變方式與s2之調變方式不同，尤其是s1之調變方式之調變多值數與s2之調變多值數不同時之預編碼及相位變更方法。
又，於實施形態C1，對於利用式(52)之預編碼，說明了對預編碼後之調變訊號進行相位變更之發送方法。
於本實施形態，說明有關在s1之調變方式與s2之調變方式不同時，對於利用式(52)之預編碼，適用對預編碼後之調變訊號進行相位變更之發送方法的情況。尤其說明有關在s1之調變方式與s2之調變方式不同時，對於利用式(52)之預編碼，切換對預編碼後之調變訊號進行相位變更之發送方法、與從1個天線發送1個調變訊號之發送方法的情況下之天線使用方法。(再者，關於切換利用了預編碼及相位變更之發送方法、與從1個天線發送1個調變訊號之發送方法，已於實施形態3、實施形態A1敘述。)
思考有關例如第3圖、第4圖、第12圖等之發送裝置對於調變訊號s1及調變訊號s2，切換施行預編碼及相位變更之發送方法、與從1個天線發送1個調變訊號之發送方法的情況。於第103圖表示此時之第3圖、第4圖、第12圖等之發送裝置。於第103圖，第103(a)圖係表示調變訊號s1之訊框構成，第103(b)圖係表示調變訊號s2之訊框構成之一例。再者，於第103圖，橫軸為時間，縱軸為頻率，調變訊號s1與調變訊號s2係利用同一(共通)頻帶區。
如第103圖所示，時間t0至時間t1之間，包含用以傳送資訊之符元之訊框#1-s1(10301-1)存在於調變訊號s1。另，於時間t0至時間t1不發送調變訊號s2。
於時間t2至時間t3之間，包含用以傳送資訊之符元之訊框#2-s1(10302-1)存在於調變訊號s1。又，於時間t2至時間 t3之間，包含用以傳送資訊之符元之訊框#2-s2(10302-2)存在於調變訊號s2。
時間t4至時間t5之間，包含用以傳送資訊之符元之訊框#3-s1(10303-1)存在於調變訊號s1。另，於時間t4至時間t5不發送調變訊號s2。
於本實施形態，如先前所述，尤其於利用同一頻帶區，同時發送s1之調變訊號與s2之調變訊號時，施行利用式(52)之預編碼及相位變更，又，處理為了s1之調變訊號所用之調變方式與為了s2之調變訊號所用之調變方式不同的情況。作為一例，於以下說明有關QPSK、16QAM的情況作為不同調變方式。如實施形態F1、實施形態G1、實施形態G2所述，將QPSK之調變訊號與16QAM之調變訊號施行預編碼及相位變更而發送時，當QPSK之調變訊號之平均電力設為GQPSK，16QAM之平均電力設為G16QAM時，於接收裝置為了獲得良好的資料接收品質，設為G16QAM>GQPSK即可。
再者，關於QPSK之I-Q平面之訊號配置點、功率變更方法(功率變更值之設定方法)、平均電力之賦予方法，係如實施形態F1、實施形態G1、實施形態G2所述，又，關於16QAM之I-Q平面之訊號配置點、功率變更方法(功率變更值之設定方法)、平均電力之賦予方法，係如實施形態F1、實施形態G1、實施形態G2所述。
然後，利用同一頻帶區，同時發送s1之調變訊號與s2之調變訊號時，已施行利用式(52)之預編碼及相位變更時， 從第85圖來看則成為第85圖之z1(t)=u×s1(t)、z2(t)=y(t)×v×s2(t)。因此，發送z1(t)之發送天線之平均發送電力係分派給s1(t)之調變方式之平均電力，發送z2(t)之發送天線之平均發送電力係分派給s2(t)之調變方式之平均電力。
接著，說明有關s1之調變方式與s2之調變方式不同時，對於利用式(52)之預編碼，切換對預編碼後之調變訊號進行相位變更之發送方法、與從1個天線發送1個調變訊號之發送方法的情況下之天線使用方法。如先前所述，尤其於利用同一頻帶區，同時發送s1之調變訊號與s2之調變訊號時，施行利用式(52)之預編碼及相位變更，又，為了s1之調變訊號所用之調變方式之調變多值數與為了s2之調變訊號所用之調變方式之調變多值數不同。
在從1個天線發送1個調變訊號之發送方法中所使用的天線命名為第1天線。又，於利用同一頻帶區，同時發送s1之調變訊號與s2之調變訊號時，施行利用式(52)之預編碼及相位變更，又，為了s1之調變訊號所用之調變方式之調變多值數與為了s2之調變訊號所用之調變方式之調變多值數設為不同時，為了s1之調變訊號所用之調變方式之調變多值數設為Ms1，為了s2之調變訊號所用之調變方式之調變多值數設為Ms2時，Ms1>Ms2。此時，採用於利用同一頻帶區，同時發送s1之調變訊號與s2之調變訊號時，施行利用式(52)之預編碼及相位變更之發送方法時，提案從第1天線發送調變多值數大的調變方式之調變訊號(平均電力大的調變方式之調變訊號)，亦即在此係發送s1之調變訊號之預 編碼後訊號，亦即發送第85圖之z1(t)=u×s1(t)。因此，作為例子，以下將s1之調變訊號之調變方式設為16QAM，s2之調變訊號之調變方式設為QPSK來進行說明。(再者，調變方式之組合不限於此。例如(s1之調變訊號之調變方式、s2之調變訊號之調變方式)之組配亦可為(64QAM、16QAM)、(256QAM、64QAM)、(1024QAM、256QAM)、(4096QAM、1024QAM)、(64QAM、QPSK)、(256QAM、16QAM)、(1024QAM、64QAM)、(4096QAM、256QAM)等。)
第104圖係表示如第103圖切換發送方法時之發送電力之切換方法。
如第103圖所示，時間t0至時間t1之間，包含用以傳送資訊之符元之訊框#1-s1(10301-1)存在於調變訊號s1。另，於時間t0至時間t1不發送調變訊號s2。因此，如第104圖所示，調變訊號s1係從天線312A，以發送電力P發送。此時，從天線312B，在與調變訊號s1同一頻帶區不發送調變訊號。(其中，利用OFDM等多載波方式時，亦可從天線312B，發送與調變訊號s1不同頻帶區之調變訊號。又，於不存在調變訊號s1之符元，從天線312B發送控制符元、前文、參考符元、前導符元亦可。因此，於第104圖雖記載發送電力「0」，但有時會例外地從天線312B發送符元。)
如第103圖所示，於時間t2至時間t3之間，包含用以傳送資訊之符元之訊框#2-s1(10302-1)存在於調變訊號s1。又，於時間t2至時間t3之間，包含用以傳送資訊之符元之訊框#2-s2(10302-2)存在於調變訊號s2。由於發送裝置係採用 施行利用式(52)之預編碼及相位變更之發送方法，因此如第104圖所示，發送裝置係從天線312A，以發送電力P’發送相當於調變訊號s1之調變訊號。如前述亦已說明，調變訊號s1之調變方式設為例如16QAM。此時，發送裝置係從天線312B，以發送電力P”發送相當於調變訊號s2之調變訊號。如前述亦已說明，調變訊號s2之調變方式設為例如QPSK。如前述亦已說明，P’>P”成立。
如第103圖所示，時間t4至時間t5之間，包含用以傳送資訊之符元之訊框#3-s1(10303-1)存在於調變訊號s1。另，於時間t4至時間t5不發送調變訊號s2。因此，如第104圖所示，調變訊號s1係從天線312A，以發送電力P發送。此時，從天線312B，在與調變訊號s1同一頻帶區不發送調變訊號。(其中，利用OFDM等多載波方式時，亦可從天線312B，發送與調變訊號s1不同頻帶區之調變訊號。又，於不存在調變訊號s1之符元，從天線312B發送控制符元、前文、參考符元、前導符元亦可。因此，於第104圖雖記載發送電力「0」，但有時會例外地從天線312B發送符元。)
說明有關實施如以上提案之天線使用方法之效果。於第104圖，天線312A之發送電力係變化如P、P’、P”(命名為第1發送電力分配方法)。作為另一方法，發送電力係變化如P、P”、P(命名為第2發送電力分配方法)。此時，第1發送電力分配方法之發送電力變化係比第2發送電力方法小。於天線312A之前配置有發送電力放大器，於天線312B之前配置有發送電力放大器，若「發送電力變化小」，則給 予發送電力放大器的負載少，因此具有可減少消耗電力的優點。因此，第1發送電力方法較適宜。又，若「發送電力變化小」，則於接收裝置，對於接收訊號進行自動增益控制，亦導致可獲得能夠容易進行該控制之效果。
於第104圖，天線312B之發送電力係變化如0、P”、0(命名為第3發送電力分配方法)。作為另一方法，發送電力係變化如0、P”、0(命名為第4發送電力分配方法)。
此時，第3發送電力分配方法之發送電力變化係比第4發送電力方法小。與前述相同，第3發送電力方法係就減低消耗電力方面而言較適宜。又，若「發送電力變化小」，則於接收裝置，對於接收訊號進行自動增益控制，亦導致可獲得能夠容易進行該控制之效果。
如以上，提案同時實施第1發送電力分配方法與第3發送電力分配方法之天線使用方法。係具備如上述優點之適宜的天線使用方法。
再者，於上述，如第85圖，為了從z2’(t)變成z2(t)而設置相位變更部，如第105圖所示，為了從z1’(t)變成z1(t)而設置相位變更部亦可。以下說明屆時之實施方法。
亦如先前所述，尤其於利用同一頻帶區，同時發送s1之調變訊號與s2之調變訊號時，施行利用式(52)之預編碼及相位變更，又，處理為了s1之調變訊號所用之調變方式與為了s2之調變訊號所用之調變方式不同的情況。作為一例，於以下說明有關QPSK、16QAM的情況作為不同調變方式。如實施形態F1、實施形態G1、實施形態G2所述，將 QPSK之調變訊號與16QAM之調變訊號施行預編碼及相位變更而發送時，當QPSK之調變訊號之平均電力設為GQPSK，16QAM之平均電力設為G16QAM時，於接收裝置為了獲得良好的資料接收品質，設為G16QAM>GQPSK即可。
再者，關於QPSK之I-Q平面之訊號配置點、功率變更方法(功率變更值之設定方法)、平均電力之賦予方法，係如實施形態F1、實施形態G1、實施形態G2所述，又，關於16QAM之I-Q平面之訊號配置點、功率變更方法(功率變更值之設定方法)、平均電力之賦予方法，係如實施形態F1、實施形態G1、實施形態G2所述。
然後，利用同一頻帶區，同時發送s1之調變訊號與s2之調變訊號時，已施行利用式(52)之預編碼及相位變更時，從第105圖來看則成為第105圖之z1(t)=y(t)×u×s1(t)、z2(t)=v×s2(t)。因此，發送z1(t)之發送天線之平均發送電力係分派給s1(t)之調變方式之平均電力，發送z2(t)之發送天線之平均發送電力係分派給s2(t)之調變方式之平均電力。
接著，說明有關s1之調變方式與s2之調變方式不同時，對於利用式(52)之預編碼，切換對預編碼後之調變訊號進行相位變更之發送方法、與從1個天線發送1個調變訊號之發送方法的情況下之天線使用方法。如先前所述，尤其於利用同一頻帶區，同時發送s1之調變訊號與s2之調變訊號時，施行利用式(52)之預編碼及相位變更，又，為了s1之調變訊號所用之調變方式之調變多值數與為了s2之調變訊號所用之調變方式之調變多值數不同。
在從1個天線發送1個調變訊號之發送方法中所使用的天線命名為第1天線。又，於利用同一頻帶區，同時發送s1之調變訊號與s2之調變訊號時，施行利用式(52)之預編碼及相位變更，又，為了s1之調變訊號所用之調變方式之調變多值數與為了s2之調變訊號所用之調變方式之調變多值數設為不同時，為了s1之調變訊號所用之調變方式之調變多值數設為Ms1，為了s2之調變訊號所用之調變方式之調變多值數設為Ms2時，Ms1>Ms2。此時，採用於利用同一頻帶區，同時發送s1之調變訊號與s2之調變訊號時，施行利用式(52)之預編碼及相位變更之發送方法時，提案從第1天線發送調變多值數大的調變方式之調變訊號(平均電力大的調變方式之調變訊號)，亦即在此係發送s1之調變訊號之預編碼後訊號，亦即發送第105圖之z1(t)=y(t)×u×s1(t)。因此，作為例子，以下將s1之調變訊號之調變方式設為16QAM，s2之調變訊號之調變方式設為QPSK來進行說明。(再者，調變方式之組合不限於此。例如(s1之調變訊號之調變方式、s2之調變訊號之調變方式)之組配亦可為(64QAM、16QAM)、(256QAM、64QAM)、(1024QAM、256QAM)、(4096QAM、1024QAM)、(64QAM、QPSK)、(256QAM、16QAM)、(1024QAM、64QAM)、(4096QAM、256QAM)等。)
第104圖係表示如第103圖切換發送方法時之發送電力之切換方法。
如第103圖所示，時間t0至時間t1之間，包含用以傳送 資訊之符元之訊框#1-s1(10301-1)存在於調變訊號s1。另，於時間t0至時間t1不發送調變訊號s2。因此，如第104圖所示，調變訊號s1係從天線312A，以發送電力P發送。此時，從天線312B，在與調變訊號s1同一頻帶區不發送調變訊號。(其中，利用OFDM等多載波方式時，亦可從天線312B，發送與調變訊號s1不同頻帶區之調變訊號。又，於不存在調變訊號s1之符元，從天線312B發送控制符元、前文、參考符元、前導符元亦可。因此，於第104圖雖記載發送電力「0」，但有時會例外地從天線312B發送符元。)
如第103圖所示，於時間t2至時間t3之間，包含用以傳送資訊之符元之訊框#2-s1(10302-1)存在於調變訊號s1。又，於時間t2至時間t3之間，包含用以傳送資訊之符元之訊框#2-s2(10302-2)存在於調變訊號s2。由於發送裝置係採用施行利用式(52)之預編碼及相位變更之發送方法，因此如第104圖所示，發送裝置係從天線312A，以發送電力P’發送相當於調變訊號s1之調變訊號。如前述亦已說明，調變訊號s1之調變方式設為例如16QAM。此時，發送裝置係從天線312B，以發送電力P”發送相當於調變訊號s2之調變訊號。如前述亦已說明，調變訊號s2之調變方式設為例如QPSK。如前述亦已說明，P’>P”成立。
如第103圖所示，時間t4至時間t5之間，包含用以傳送資訊之符元之訊框#3-s1(10303-1)存在於調變訊號s1。另，於時間t4至時間t5不發送調變訊號s2。因此，如第104圖所示，調變訊號s1係從天線312A，以發送電力P發送。此時， 從天線312B，在與調變訊號s1同一頻帶區不發送調變訊號。(其中，利用OFDM等多載波方式時，亦可從天線312B，發送與調變訊號s1不同頻帶區之調變訊號。又，於不存在調變訊號s1之符元，從天線312B發送控制符元、前文、參考符元、前導符元亦可。因此，於第104圖雖記載發送電力「0」，但有時會例外地從天線312B發送符元。)
說明有關實施如以上提案之天線使用方法之效果。於第104圖，天線312A之發送電力係變化如P、P’、P(命名為第1發送電力分配方法)。作為另一方法，發送電力係變化如P、P”、P(命名為第2發送電力分配方法)。此時，第1發送電力分配方法之發送電力變化係比第2發送電力方法小。於天線312A之前配置有發送電力放大器，於天線312B之前配置有發送電力放大器，若「發送電力變化小」，則給予發送電力放大器的負載少，因此具有可減少消耗電力的優點。因此，第1發送電力方法較適宜。又，若「發送電力變化小」，則於接收裝置，對於接收訊號進行自動增益控制，亦導致可獲得能夠容易進行該控制之效果。
於第104圖，天線312B之發送電力係變化如0、P”、0(命名為第3發送電力分配方法)。作為另一方法，發送電力係變化如0、P”、0(命名為第4發送電力分配方法)。
此時，第3發送電力分配方法之發送電力變化係比第4發送電力方法小。與前述相同，第3發送電力方法係就減低消耗電力方面而言較適宜。又，若「發送電力變化小」，則於接收裝置，對於接收訊號進行自動增益控制，亦導致可 獲得能夠容易進行該控制之效果。
如以上，提案同時實施第1發送電力分配方法與第3發送電力分配方法之天線使用方法。係具備如上述優點之適宜的天線使用方法。
上述係說明了第85圖、第105圖之兩個例子。此時，說明將相位變更賦予z1(t)、z2(t)之某一方的例子，但針對組合第85圖與第105圖，對於兩者賦予相位變更的情況，亦可與上述兩個例子同樣地實施。此時，相位變更部係如同從第85圖、第105圖可知，具備z1(t)用相位變更部、z2(t)用相位變更部之兩個相位變更部。因此，構成圖係如第106圖。再者，於第106圖，於同一時刻(或同一頻率(載波))，相位變更部317A與317B均給予相位變更亦可。又，於同一時刻(或同一頻率(載波))，僅相位變更部317A施行相位變更亦可，另一方面，於同一時刻(或同一頻率(載波))，僅相位變更部317B施行相位變更亦可。(再者，不施行相位變更時，zx’(t)=zx(t)成立(x=1、2)。)。
又，於本實施形態，作為第85圖、第105圖、第106圖之加權合成部800之預編碼，以式(52)為例來說明，但不限於此，例如式(G3)、式(G6)、式(G7)、式(G8)、式(G9)、式(G10)亦可。此時，以使得z1(t)之平均電力大於z2(t)之平均電力的方式，設定式(G3)、式(G6)、式(G7)、式(G8)、式(G9)、式(G10)之α值即可。又，若是使得z1(t)之平均電力大於z2(t)之平均電力的預編碼矩陣均可，亦可利用式(52)、式(G3)、式(G6)、式(G7)、式(G8)、式(G9)、式(G10)以外之預編碼 矩陣。
(循環Q延遲(cyclic Q delay))
敘述關於本說明書中所記載的循環Q延遲之適用。於非專利文獻10，記載有循環Q延遲(cyclic Q delay)之概要。以下說明有關利用循環Q延遲時之s1、s2之生成方法之具體例。
第107圖係表示調變方式為16QAM時之同相I-正交Q平面之訊號點配置之一例。輸入位元設為b0、b1、b2、b3時，b0、b1、b2、b3為0000至1111之某一值，例如b0、b1、b2、b3為0000時，選擇第107之訊號點10701，根據訊號點10701之同相成分值設為基頻訊號之同相成分，根據訊號點10701之正交成分值設為基頻訊號之正交成分。b0、b1、b2、b3為其他值時，亦同樣地生成基頻訊號之同相成分與正交成分。
第108圖係表示適用循環Q延遲時，用以從(二進位)資料生成調變訊號s1(t)(t：時間)(或s1(f)，f：頻率)及s2(t)(t：時間)(或s2(f)，f：頻率)之訊號生成部之構成之一例。
映射部10802係以資料10801及控制訊號10306作為輸入，根據控制訊號10306之調變方式選擇例如16QAM作為調變方式時，按照第107圖之規則進行映射，輸出映射後之基頻訊號之同相成分10803_A及正交成分10803_B。再者，調變方式不限於16QAM，其他調變方式的情況下亦可同樣地實施。
此時，對應於第107圖之b0、b1、b2、b3之時點1之資料，以b01、b11、b21、b31來表現。映射部10802根據時點 1之資料b01、b11、b21、b31，輸出時點1之基頻訊號之同相成分I1及正交成分Q1。同樣地，映射部10802輸出時點2之基頻訊號之同相成分I2及正交成分Q2。
記憶及訊號置換部10804係以基頻訊號之同相成分10803_A及正交成分10803_B、控制訊號10306作為輸入，根據控制訊號10306，記憶基頻訊號之同相成分10803_A及正交成分10803_B並進行訊號之重組，輸出調變訊號s1(t)(10805_A)及調變訊號s2(t)(10805_B)。再者，關於調變訊號s1(t)、s2(t)之生成方法，以下詳細進行說明。
如說明書所記載，對於調變訊號s1(t)、s2(t)施行預編碼及相位變更。此時，如本說明書所示，於某一階段施行相位變更、功率變更、訊號置換等訊號處理亦可。然後，藉由對於調變訊號s1(t)、s2(t)進行預編碼及相位變更而獲得之調變訊號r1(t)及r2(t)，係於同一(共通)時間利用同一頻帶區發送。
再者，上述雖以時間軸t來說明，但利用OFDM等多載波傳送方式時，可將s1(t)、s2(t)思考為s1(f)、s2(f)(f：(子)載波)。此時，藉由對於調變訊號s1(f)、s2(f)適用規則地切換預編碼矩陣之預編碼方法而獲得之調變訊號r1(f)及r2(f)，係於同一(共通)時間發送(無須贅述，r1(f)、r2(f)為同一頻帶區之訊號。)。又，如本說明書所示，亦可將s1(t)、s2(t)思考為s1(t,f)、s2(t,f)。
接著，說明有關調變訊號s1(t)、s2(t)之生成方法。第109圖係利用循環Q延遲時之s1(t)、s2(t)之生成方法之第1例。
第109(a)圖係表示由第108之映射部10802所獲得的基頻訊號之同相成分及正交成分。如第109(a)圖所示，又如第108圖之映射部10802之已進行的說明，映射部10802係依時點1之基頻訊號之同相成分I1及正交成分Q1、時點2之基頻訊號之同相成分I2及正交成分Q2、時點3之基頻訊號之同相成分I3及正交成分Q3、...的順序輸出基頻訊號之同相成分及正交成分。
第109(b)圖係表示於第108圖之記憶及訊號置換部10804，進行訊號置換時之基頻訊號之同相成分及正交成分之組配例。於第109(b)圖，以時點1與時點2、時點3與時點4、時點5與時點6，亦即以時點2i+1與時點2i+2(i為0以上之整數)為組配，於組配內，例如於時點1與時點2，進行基頻訊號之正交成分置換。
因此，由於基頻訊號之同相成分未進行訊號置換，因此時點1之基頻訊號之同相成分為I1，時點2之基頻訊號之同相成分為I2，時點3之基頻訊號之同相成分為I3，以此類推。
然後，由於基頻訊號之正交成分係於組配內進行訊號置換，因此時點1之基頻訊號之正交成分為Q2，時點2之基頻訊號之正交成分為Q1，時點3之基頻訊號之正交成分為Q4，時點4之基頻訊號之正交成分為Q3，以此類推。
第109(c)圖係表示適用施行預編碼及相位變更之方法時，預編碼前之調變訊號s1(t)、s2(t)之構成之一例。例如第109(c)圖所示，將如第109(b)圖生成之基頻訊號交替地分派給s1(t)、s2(t)。因此，s1(t)之第1時槽為(I1,Q2)，s2(t)之 第1時槽為(I2,Q1)。s1(t)之第2時槽為(I3,Q4)，s2(t)之第2時槽為(I4,Q3)，以此類推。
再者，第109圖係以時間軸方向為例來說明，但頻率軸方向亦可同樣地實施(如上述已說明)。此時，記作s1(f)、s2(f)。
然後，對於第N時槽之s1(t)及第N時槽之s2(t)，進行預編碼及相位變更，獲得第N時槽之預編碼‧相位變更後之訊號r1(t)、r2(t)。關於該點係如本說明書中已說明。
第110圖係表示用以獲得第109圖之第N時槽之s1(t)、s2(t)之與第108圖不同之構成方法。映射部11002係以資料11001、控制訊號11004作為輸入，進行根據控制訊號11004之調變方式，例如考慮到第109圖之置換之映射，生成映射後之訊號(基頻訊號之同相成分及正交成分)，從映射後之訊號生成調變訊號s1(t)(11003_A)及調變訊號s2(t)(11003_B)並輸出。再者，調變訊號s1(t)(11003_A)係與第108圖之調變訊號10805_A為同一訊號，又，調變訊號s2(t)(11003_B)係與第108圖之調變訊號10805_B為同一訊號，如第109(c)圖所示。因此，調變訊號s1(t)(11003_A)之第1時槽為(I1,Q2)，調變訊號s2(t)(11003_B)之第1時槽為(I2,Q1)，調變訊號s1(t)(11003_A)之第2時槽為(I3,Q4)，調變訊號s2(t)(11003_B)之第2時槽為(I4,Q3)，以此類推。
為了補充而說明有關第110圖之映射部11002之調變訊號s1(t)(11003_A)之第1時槽(I1,Q2)、調變訊號s2(t)(11003_B)之第1時槽(I2,Q1)之生成方法。
於第110圖，11001為資料，時點1之資料設為b01、b11、b21、b31，時點2之資料設為b02、b12、b22、b32。第110圖之映射部11002係從b01、b11、b21、b31及b02、b12、b22、b32，生成上述所說明的I1、Q1、I2、Q2。然後，第110圖之映射部11002可從I1、Q1、I2、Q2，生成調變訊號s1(t)、s2(t)。
第111圖係表示用以獲得第109圖之第N時槽之s1(t)、s2(t)之與第108圖、第110圖不同之構成方法。映射部11101_A係以資料11001、控制訊號11004作為輸入，進行根據控制訊號11004之調變方式，例如考慮到第109圖之置換之映射，生成映射後之訊號(基頻訊號之同相成分及正交成分)，從映射後之訊號生成調變訊號s1(t)(11003_A)並輸出。映射部11101_B係以資料11001、控制訊號11004作為輸入，進行根據控制訊號11004之調變方式，例如考慮到第109圖之置換之映射，生成映射後之訊號(基頻訊號之同相成分及正交成分)，從映射後之訊號生成調變訊號s2(t)(11003_B)並輸出。
再者，映射部11101_A之輸入即資料11001與映射部11101_B之輸入即資料11001當然為同一資料。又，調變訊號s1(t)(11003_A)係與第108圖之調變訊號10805_A為同一訊號，又，調變訊號s2(t)(11003_B)係與第108圖之調變訊號10805_B為同一訊號，如第109(c)圖所示。
因此，調變訊號s1(t)(11003_A)之第1時槽為(I1,Q2)，調變訊號s2(t)(11003_B)之第1時槽為(I2,Q1)，調變訊號 s1(t)(11003_A)之第2時槽為(I3,Q4)，調變訊號s2(t)(11003_B)之第2時槽為(I4,Q3)，以此類推。
為了補充而說明有關第111圖之映射部11101_A之調變訊號s1(t)(11003_A)之第1時槽(I1,Q2)之生成方法。於第111圖，11001為資料，時點1之資料設為b01、b11、b21、b31，時點2之資料設為b02、b12、b22、b32。第111圖之映射部11101_A係從b01、b11、b21、b31及b02、b12、b22、b32，生成上述所說明的I1、Q2。然後，第111圖之映射部11101_A可從I1、Q2，生成調變訊號s1(t)。
說明有關第111圖之映射部11101_B之調變訊號s2(t)(11003_B)之第1時槽(I2,Q1)之生成方法。於第111圖，11001為資料，時點1之資料設為b01、b11、b21、b31，時點2之資料設為b02、b12、b22、b32。第111圖之映射部11101_B係從b01、b11、b21、b31及b02、b12、b22、b32，生成上述所說明的I2、Q1。然後，第111圖之映射部11101_B可從I2、Q1，生成調變訊號s2(t)。
接著，於第112圖表示利用循環Q延遲時之s1(t)、s2(t)之生成方法之與第109圖不同之第2例。再者，於第112圖，關於第109圖同一者(基頻訊號之同相成分及正交成分)係附上同一記號。
第112(a)圖係表示由第108之映射部10802所獲得的基頻訊號之同相成分及正交成分。第112(a)圖係與第109(a)圖相同，因此省略說明。
第112(b)圖係表示進行訊號置換前之s1(t)、s2(t)之基頻 訊號之同相成分及正交成分之之構成，於第112(b)圖，以時點2i+1之基頻訊號分派給s1(t)，時點2i+2之基頻訊號分派給s2(t)(i為0以上之整數)。
第112(c)圖係表示於第108圖之記憶及訊號置換部10804，進行訊號置換時之基頻訊號之同相成分及正交成分之組配例。第112(c)圖之特徵(與第109圖不同點)係在s1(t)內進行訊號置換，以及在s2(t)內進行訊號置換之點。
因此，於第112(c)圖，對於第112(b)圖，在s1(t)進行Q1與Q3之置換，並進行Q5與Q7之置換，以後進行同樣的置換。又，於第112(c)圖，對於第112(b)圖，在s2(t)進行Q2與Q4之置換，並進行Q6與Q8之置換，以後進行同樣的置換。
故，s1(t)之第1時槽之基頻訊號之同相成分為I1，正交成分為Q3，s2(t)之第1時槽之基頻訊號之同相成分為I2，正交成分為Q4。又，s1(t)之第2時槽之基頻訊號之同相成分為I3，正交成分為Q1，s2(t)之第2時槽之基頻訊號之同相成分為I4，正交成分為Q2。第3、第4時槽係如第112(c)圖所表現，以後的時槽亦同。
然後，對於第N時槽之s1(t)及第N時槽之s2(t)，進行預編碼及相位變更，獲得第N時槽之預編碼‧相位變更後之訊號r1(t)、r2(t)。關於該點係如本說明書中已說明。
第113圖係表示用以獲得第112圖之第N時槽之s1(t)、s2(t)之與第108圖不同之構成方法。映射部11002係以資料11001、控制訊號11004作為輸入，進行根據控制訊號11004之調變方式，例如考慮到第112圖之置換之映射，生成映射 後之訊號(基頻訊號之同相成分及正交成分)，從映射後之訊號生成調變訊號s1(t)(11003_A)及調變訊號s2(t)(11003_B)並輸出。再者，調變訊號s1(t)(11003_A)係與第108圖之調變訊號10805_A為同一訊號，又，調變訊號s2(t)(11003_B)係與第108圖之調變訊號10805_B為同一訊號，如第112(c)圖所示。因此，調變訊號s1(t)(11003_A)之第1時槽為(I1,Q3)，調變訊號s2(t)(11003_B)之第1時槽為(I2,Q4)，調變訊號s1(t)(11003_A)之第2時槽為(I3,Q1)，調變訊號s2(t)(11003_B)之第2時槽為(I4,Q2)，以此類推。
為了補充而說明有關第113圖之映射部11002之調變訊號s1(t)(11003_A)之第1時槽(I1,Q3)、調變訊號s2(t)(11003_B)之第1時槽(I2,Q4)、調變訊號s1(t)(11003_A)之第2時槽(I3,Q1)、調變訊號s2(t)(11003_B)之第1時槽(I4,Q2)之生成方法。
於第113圖，11001為資料，時點1之資料設為b01、b11、b21、b31，時點2之資料設為b02、b12、b22、b32，時點3之資料設為b03、b13、b23、b33，時點4之資料設為b04、b14、b24、b34。第113圖之映射部11002係從b01、b11、b21、b31及b02、b12、b22、b32及b03、b13、b23、b33及b04、b14、b24、b34，生成上述所說明的I1、Q1、I2、Q2、I3、Q3、I4、Q4。然後，第113圖之映射部11002可從I1、Q1、I2、Q2、I3、Q3、I4、Q4，生成調變訊號s1(t)、s2(t)。
第114圖係表示用以獲得第112圖之第N時槽之s1(t)、s2(t)之與第108圖、第113圖不同之構成方法。分配部11401 係以資料11001、控制訊號11004作為輸入，根據控制訊號11004來分配資料，輸出第1資料11402_A及第2資料11402_B。映射部11101_A係以第1資料11402_A、控制訊號11004作為輸入，進行根據控制訊號11004之調變方式，例如考慮到第112圖之置換之映射，生成映射後之訊號(基頻訊號之同相成分及正交成分)，從映射後之訊號生成調變訊號s1(t)(11003_A)並輸出。映射部11101_B係以第2資料11402_B、控制訊號11004作為輸入，進行根據控制訊號11004之調變方式，例如考慮到第112圖之置換之映射，生成映射後之訊號(基頻訊號之同相成分及正交成分)，從映射後之訊號生成調變訊號s2(t)(11003_B)並輸出。
調變訊號s1(t)(11003_A)之第1時槽為(I1,Q3)，調變訊號s2(t)(11003_B)之第1時槽為(I2,Q4)，調變訊號s1(t)(11003_A)之第2時槽為(I3,Q1)，調變訊號s2(t)(11003_B)之第2時槽為(I4,Q2)，以此類推。
為了補充而說明有關第114圖之映射部11101_A之調變訊號s1(t)(11003_A)之第1時槽(I1,Q3)、第2時槽(I3,Q1)之生成方法。於第114圖，11001為資料，時點1之資料設為b01、b11、b21、b31，時點2之資料設為b02、b12、b22、b32，時點3之資料設為b03、b13、b23、b33，時點4之資料設為b04、b14、b24、b34。分配部11401係將時點1之資料b01、b11、b21、b31及時點3之資料b03、b13、b23、b33作為第1資料11402_A輸出，將時點2之資料b02、b12、b22、b32及時點4之資料b04、b14、b24、b34作為第2資料802_B輸出。 第114圖之映射部11101_A係從b01、b11、b21、b31及b03、b13、b23、b33，生成第1時槽(I1,Q3)、第2時槽(I3,Q1)。第3時槽以後亦進行同樣的操作。
說明有關第114圖之映射部11101_B之調變訊號s2(t)(11003_B)之第1時槽(I2,Q4)、第2時槽(I4,Q2)之生成方法。第114圖之映射部11101_B係從時點2之資料b02、b12、b22、b32及時點4之資料b04、b14、b24、b34，生成第1時槽(I2,Q4)、第2時槽(I4,Q2)。第3時槽以後亦進行同樣的操作。
以上說明有關兩種循環Q延遲之方法，但如第109圖，於時槽內進行訊號置換時，於接收裝置之解調(檢波)部可抑制候補訊號點的數目，因此具有可減少運算規模(電路規模)的優點。另，如第112圖，於s1(t)之訊號內、s2(t)之訊號內進行訊號置換時，於接收裝置之解調(檢波)部，候補訊號點的數目變多，但可獲得時間分集增益(於頻率軸上進行置換時，則可獲得頻率分集增益)，具有可能能夠進一步提升資料接收品質的優點。
再者，於上述說明中，以調變方式設為16QAM時為例來說明，但不限於此，關於QPSK、8QAM、32QAM、64QAM、128QAM、256QAM等調變方式的情況，亦可同樣地實施。
又，循環Q延遲之方法不限於上述兩種方法。例如於上述兩例中，均針對基頻訊號之正交成分進行置換，但亦可置換同相成分。又，於2個時點進行置換(例如於時點1及時點2，置換基頻訊號之正交成分)，但於複數個時點，進行 基頻訊號之同相成分或(亦可為「及」)正交成分之訊號置換亦可。因此，如第109(a)圖產生基頻訊號之同相成分及正交成分，並進行循環Q延遲時，「存在有表示時點i之循環Q延遲後之基頻訊號之同相成分為Ii，時點i之循環Q延遲後之基頻訊號之正交成分為Qj(i≠j)之符元」，或「存在有表示時點i之循環Q延遲後之基頻訊號之同相成分為Ij，時點i之循環Q延遲後之基頻訊號之正交成分為Qi(i≠j)之符元」，或「存在有表示時點i之循環Q延遲後之基頻訊號之同相成分為Ij，時點i之循環Q延遲後之基頻訊號之正交成分為Qk(i≠j、i≠k、j≠k)之符元」。
然後，對於藉由施行上面所述之循環Q延遲而獲得之調變訊號s1(t)(或s1(f)、或s1(t,f))、調變訊號s2(t)(或s2(f)、或s2(t,f))，施行預編碼及相位變更。(其中，如本說明書所示，於某一階段施行相位變更、功率變更、訊號置換等訊號處理亦可。)此時，作為對於藉由施行循環Q延遲而獲得之調變訊號，施行預編碼及相位變更之方法，可適用本說明書所說明的所有施行預編碼及相位變更之方法。
<實施形態M>
於本實施形態，說明有關例如本說明書所記載，從複數個天線，(利用同一頻帶區，於同一時刻)發送藉由播送台進行預編碼，且進行相位變更而獲得之複數個調變訊號，接收由播送台發送之複數個調變訊號時，對家庭內之訊號引入方法例。(預編碼矩陣為本說明書所記載的預編碼矩陣之任一者均可，又，利用與本說明書不同的預編碼矩陣時， 亦可實施本實施形態中對家庭內之訊號引入方法。此外，於本說明書說明有關施行預編碼及相位變更之發送方法，但本實施形態所說明對家庭內之訊號引入方法可針對未施行相位變更的情況，以及未施行預編碼的情況來實施。)
第115圖所示之接收系統11501係由中繼裝置11502及家庭內之電視11503、11505所構成，特別是中繼裝置11502係用以對於複數住宅，接收由播送台發送之調變訊號，並進行配送的裝置。再者，在此作為一例係以電視為例來說明，但不限於電視，若為需要資訊之終端裝置均可同樣地實施。
中繼裝置11502具備接收播送波(播送台所發送的複數個調變訊號)之功能，中繼裝置11502之特徵在於具有以下兩種功能：透過1條纜線11504，對電視11503送出接收到之訊號；及透過2條纜線11506a、11506b，對電視11505送出接收到之訊號。
再者，中繼裝置11502之設置方法包括例如為了因高樓大廈等影響而難以接收電波之住宅密集地，建設於高樓大廈屋頂等，藉此，於各住宅可對於播送台所發送的調變訊號，獲得良好的接收品質。然後，由於各住宅可獲得播送台利用同一頻率所發送的複數個調變訊號，因此可獲得資料傳送速度提升的效果。
利用第116圖，來說明如本說明書已說明，播送台利用不同天線發送同一頻帶之複數種調變訊號時，中繼裝置係接收前述複數個調變訊號，利用1條訊號線，對家庭(住宅) 中繼時之詳細動作。
接著，利用第116圖，說明有關以1條訊號線對家庭內引入的詳細情況。
如第116圖所示，中繼裝置11502係利用2支天線#1、天線#2接收播送波(播送台所發送的複數個調變訊號)。
頻率轉換部11611係將天線#1所接收的接收訊號，轉換為中間頻率#1(該訊號稱為中間頻率#1之訊號)。
頻率轉換部11612係將天線#2所接收的接收訊號，轉換為中間頻率#2(頻率與中間頻率#1不同)(該訊號稱為中間頻率#2之訊號)。
然後，加算器11613係加算中間頻率#1之訊號與中間頻率#2之訊號。因此，藉由進行頻率分割，來傳送天線#1所接收的接收訊號與天線#2所接收的接收訊號。
於電視11503，以分支器11623，將來自1條訊號線之訊號分支為兩路。
然後，頻率轉換部11621進行關於中間頻率#1之頻率轉換，獲得基頻訊號#1。因此，基頻訊號#1係相當於天線#1所接收的接收訊號之訊號。
又，頻率轉換部11622進行關於中間頻率#2之頻率轉換，獲得基頻訊號#2。因此，基頻訊號#2係相當於天線#2所接收的接收訊號之訊號。
再者，對家庭內引入所使用的中間頻率#1及#2，係利用在中繼裝置及電視之間預先決定之頻帶，或利用某種通訊媒體，對於電視11503發送關於中繼裝置11502所使用的 中間頻率#1及#2之資訊均可。又，電視11503亦可對於中繼裝置11502，利用某種通訊媒體，發送(指示)希望其使用之中間頻率#1及#2。
MIMO檢波部11624係進行MLD(最概似檢測、Maximum Likelihood Detection)等MIMO用檢波，獲得各位元之對數概似比。)(在此稱為MIMO檢波部，但由於檢波之訊號處理係與一般習知之MIMO檢波部同樣地動作，因此稱為MIMO檢波部。其中，對家庭內之引入之傳送方法係與一般的MIMO系統不同，利用分頻方式傳送天線#1所接收的接收訊號與天線#2所接收的接收訊號。以下有關該類情況，雖亦稱為MIMO檢波部，但視為「檢波部」即可。)
再者，如本說明書所記載，播送台利用複數個天線，發送藉由進行預編碼且進行相位變更而獲得之複數種調變訊號時，如其他實施形態已說明，MIMO檢波部11624係令預編碼‧相位變更反映出來而進行檢波，輸出例如各位元之對數概似比。
接下來，利用第117圖來說明有關以兩路訊號對家庭內引入時之例子(方法1~方法2)。
(方法1：以中間頻率引入)
方法1係如第117圖所示，將天線#1所接收的接收訊號轉換為中間頻率#1之訊號，將天線#2所接收的接收訊號轉換為中間頻率#2之訊號，以個別的訊號線(11506a及11506b)對家庭內之11505引入。此情況下，中間頻率#1與中間頻率#2為同一頻率或不同頻率均可。
(方法2：以RF頻率引入)
方法2係將天線#1所接收的接收訊號及天線#2所接收的接收訊號，均維持中繼裝置所接收的頻率(RF頻率)而引入家庭內。亦即，如第118圖所示，於中繼裝置11502，天線#1所接收的接收訊號及天線#2所接收的接收訊號係分別經由不具有頻率轉換功能之中繼部11811、11812，然後經過纜線(訊號線)11506a、纜線(訊號線)11506b。因此，天線#1所接收的接收訊號及天線#2所接收的接收訊號，係維持RF頻率而被引入家庭內之電視11505。再者，於中繼部11811、11812進行波形整形(帶區限制、雜訊去除等)亦無妨。
再者，就對家庭內之訊號引入方法而言，亦可考慮判斷在電視側，受到中繼的接收訊號要利用中間頻率，或者使用RF頻率，依據所使用的頻率來適當切換動作之構成。
如第119圖所示，電視11901具備判斷部11931。判斷部11931係藉由監視所接收的接收訊號位準，來判斷接收訊號是使用中間頻率，或者使用RF頻率。
若判斷是使用中間頻率，則判斷部11931係藉由控制訊號11932，對頻率轉換部11621指示進行關於中間頻率#1之頻率轉換，對頻率轉換部11622指示進行關於中間頻率#2之頻率轉換。
若判斷是使用RF頻率，則判斷部11931係藉由控制訊號11932，對頻率轉換部11621、11622指示進行關於RF頻率之頻率轉換。
然後，頻率轉換後之訊號係由MIMO檢波部11624自動 檢波。
再者，不藉由判斷部11931自動判斷，藉由電視11901所具備的切換器(例如切換器)，進行關於對家庭內引入方式之設定(「訊號線1條或訊號線複數條」、「使用RF頻率或使用中間頻率」等)亦無妨。
利用第115圖至第119圖，說明有關播送台利用複數個天線，發送同一頻帶區之複數個調變訊號時，經由中繼裝置對家庭內拉設訊號線的方法。如本說明書所說明，可思考以下發送調變訊號的情況：播送台適當切換「利用複數個天線，發送同一頻帶區之複數個調變訊號之發送方法」與「利用1個天線(複數個天線)發送1個調變訊號之發送方法」，或者進行分頻，例如於頻帶區A，採用「利用複數個天線，發送同一頻帶區之複數個調變訊號之發送方法」，於頻帶區B，「利用1個天線(複數個天線)發送1個調變訊號之發送方法」。
於播送台適當切換「利用複數個天線，發送同一頻帶區之複數個調變訊號之發送方法」與「利用1個天線(複數個天線)發送1個調變訊號之發送方法」的情況下，採用「利用複數個天線，發送同一頻帶區之複數個調變訊號之發送方法」時，如上述所說明，藉由對家庭內以「訊號線1條或訊號線數條」引入之方法之某一方法，電視可獲得播送台所發送的資料。
然後，採用「利用1個天線(複數個天線)發送1個調變訊號之發送方法」時，同樣藉由對家庭內以「訊號線1條或訊 號線數條」引入之方法之某一方法，電視可獲得播送台所發送的資料。再者，信號線1條時，於第116圖，以天線#1、天線#2兩者來接收訊號亦可。(此時，若電視11505之MIMO檢波部11624進行最大比合成，則可獲得高資料接收品質。)又，對家庭內僅傳送以一天線接收之接收訊號亦可。此時，加算器11613不進行加算動作，讓一方的訊號直接通過。(此時，電視11505之MIMO檢波部11624進行1個調變訊號被傳送、接收時之一般檢波(解調)，不進行MIMO用之檢波。)
又，進行分頻，例如於頻帶區A，採用「利用複數個天線，發送同一頻帶區之複數個調變訊號之發送方法」，於頻帶區B，「利用1個天線(複數個天線)發送1個調變訊號之發送方法」而發送調變訊號時，電視係就各頻帶區，進行如上面所述之檢波(解調)。總言之，電視解調頻帶區A之調變訊號時，進行如利用第116圖至第119圖所說明之檢波(解調)。然後，解調頻帶區B之調變訊號時，進行上述所說明「利用1個天線(複數個天線)發送1個調變訊號之發送方法」時之檢波(解調)。又，即便存在有頻帶區A、B以外之頻帶區，仍可同樣地實施。
再者，於第115圖之中繼系統，作為一例而表示複數個住宅使用共同天線時之中繼系統。因此，對於複數個住宅，配送天線所接收的接收訊號，而作為別的實施方法，各住宅亦可個別保有相當於第115圖之中繼系統。此時，於第115圖係表示佈線經由中繼器裝置而到達各住宅之示意圖，但各住宅個別保有中繼系統時，則僅於該住宅進行佈線。然 後，佈線條數為1條或複數條均可。
於第120圖表示對於第115圖之中繼系統，附加了新構成之中繼裝置。
中繼裝置12010係以用以接收地面(terrestrial)數位電視播送之電波之天線12000_1所接收的接收訊號12001_1、用以接收地面(terrestrial)數位電視播送之電波之天線12000_2所接收的接收訊號12001_2、及用以接收衛星播送之電波之天線12000_3所接收的接收訊號12001_3作為輸入，並輸出合成訊號12008。中繼裝置12010包含濾波器12003、複數種調變訊號存在用頻率轉換部12004及合成部12007而構成。
對應於天線12001_1及天線12001_2所接收的接收訊號(12001_1、12001_2)之播送台所發送的調變訊號，可模式性地表示如第121(a)圖。再者，於第121(a)、(b)圖，橫軸為頻率，意味於四角部分之頻帶區存在有發送訊號。
於第121(a)圖，於通道1(CH_1)所存在的頻帶區，由於在同一頻帶區不存在其他發送訊號，因此意味發送地面波之電波之播送台係從天線僅發送(1個)通道1(CH_1)之調變訊號。同樣地，於通道L(CH_L)所存在的頻帶區，由於在同一頻帶區不存在其他發送訊號，因此意味發送地面波之電波之播送台係從天線僅發送(1個)通道L(CH_L)之調變訊號。
另，於第121(a)圖，於通道K(CH_K)所存在的頻帶區，在同一頻帶區存在2個調變訊號。(因此，於第121(a)圖，於同一頻帶區存在2個四角。記作串流(Stream)1、串流(Stream)2。)此時，串流1之調變訊號及串流2之調變訊號係 各自從不同天線，於同一時間發送。再者，如先前亦已敘述，串流1及串流2為藉由施行預編碼及相位變更而獲得之調變訊號，或僅進行預編碼而獲得之調變訊號，或不進行預編碼而獲得之調變訊號均可。同樣地，於通道M(CH_M)所存在的頻帶區，在同一頻帶區存在2個調變訊號。(因此，於第121(a)圖，於同一頻帶區存在2個四角。記作串流(Stream)1、串流(Stream)2。)此時，串流1之調變訊號及串流2之調變訊號係各自從不同天線，於同一時間發送。再者，如先前亦已敘述，串流1及串流2為藉由施行預編碼及相位變更而獲得之調變訊號，或僅進行預編碼而獲得之調變訊號，或不進行預編碼而獲得之調變訊號均可。
又，對應於BS天線12000_3所接收的接收訊號12001_3之播送台(衛星)所發送的調變訊號，可模式性地表示如第121(b)圖。
於第121(b)圖，於BS通道1(CH1)所存在的頻帶區，由於在同一頻帶區不存在其他發送訊號，因此意味發送衛星播送之電波之播送台係從天線僅發送(1個)通道1(CH1)之調變訊號。同樣地，於BS通道2(CH2)所存在的頻帶區，由於在同一頻帶區不存在其他發送訊號，因此意味發送衛星播送之電波之播送台係從天線僅發送(1個)通道L(CH2)之調變訊號。
再者，第121(a)圖及第121(b)圖係表示同一頻帶區之頻率分派。
於第120圖，作為例子而記載地面波(terrestrial)之播送 台所發送的調變訊號及BS所發送的調變訊號，但不限於此，存在有CS(communication satellite：通訊衛星)所發送的調變訊號，或存在有其他不同發送系統所發送的調變訊號均可。此時，於第120圖存在接收部，用以接收各播送系統所發送的調變訊號。
受理接收訊號12001_1之濾波器12003係阻隔接收訊號12001_1所含之「存在複數個調變訊號之頻帶區之訊號」，輸出濾波後之訊號12005。
例如若接收訊號12001_1之頻率分派為第121(a)圖，則濾波器12003係如第122(b)圖所示，輸出已去除通道K及通道M之頻帶區之訊號之訊號12005。
複數種調變訊號存在用頻率轉換部12004係於本實施形態中，具有上述作為中繼裝置(11502等)所說明的裝置之功能。具體而言，於播送台，檢測在同一頻帶區，利用不同天線在同一時間發送複數個調變訊號之頻帶區之訊號，對於檢測到之訊號進行頻率轉換。亦即，複數種調變訊號存在用頻率轉換部12004係以使得「存在複數個調變訊號之頻帶區之訊號」，存在於2個不同頻帶之方式進行轉換。
例如複數種調變訊號存在用頻率轉換部12004具備第116圖所示之構成，複數種調變訊號存在用頻率轉換部12004係將2個天線所接收的接收訊號中之「存在複數個調變訊號之頻帶區之訊號」，轉換成2個中間頻率，其結果成為轉換成與原本的頻帶區不同之頻帶區之構成。
第120圖之複數種調變訊號存在用頻率轉換部12004係 以接收訊號12001_1作為輸入，如第123圖所示，擷取存在複數個調變訊號(複數個串流)之頻帶區，亦即通道K(CH_K)12301及通道M(CH_M)12302之訊號，將該2個頻帶區之調變訊號分別轉換為不同的頻帶區。因此，通道K(CH_K)12301之訊號係如第123(b)圖轉換為頻帶區12303之訊號，又，通道M(CH_M)12302係如第123(b)圖轉換為頻帶區12304之訊號。
除此之外，第120圖之複數種調變訊號存在用頻率轉換部12004係以接收訊號12001_2作為輸入，如第123圖所示，擷取存在複數個調變訊號(複數個串流)之頻帶區，亦即通道K(CH_K)12301及通道M(CH_M)12302之訊號，將該2個頻帶區之調變訊號分別轉換為不同的頻帶區。因此，通道K(CH_K)12301之訊號係如第123(b)圖轉換為頻帶區12305之訊號，又，通道M(CH_M)12302係如第123(b)圖轉換為頻帶區12306之訊號。
然後，第120圖之複數種調變訊號存在用頻率轉換部12004係輸出包含第123(b)圖所示之4個頻帶區之成分。
再者，於第123圖，第123(a)圖及第123(b)圖之橫軸為頻率，第123(a)圖及第123(b)圖係表示同一頻帶區之頻率分派。第123(a)圖所示之訊號所存在的頻帶區與第123(b)圖之訊號所存在的頻帶區不會重疊。
第120圖之合成部12007係以濾波器12003所輸出的訊號(12005)、複數種調變訊號存在用頻率轉換部12004所輸出的訊號(12006)、及從BS天線12000_3所輸入之訊號(接收訊 號12001_3)作為輸入，於頻率軸上進行合成。因此，第120圖之合成部12007係獲得具有第125圖之頻率成分之訊號(12008)而輸出。電視12009係以該訊號(12008)作為輸入。因此，藉由拉設1條訊號線，能夠以高資料接收品質來收看電視。
接著，作為其他例，說明複數種調變訊號存在用頻率轉換部12004具備第116圖所示之構成，複數種調變訊號存在用頻率轉換部12004係使得2個天線所接收的接收訊號中之「存在複數個調變訊號之頻帶區之訊號」，成為維持原來之頻帶區與1個中間頻帶區之方法。
第120圖之複數種調變訊號存在用頻率轉換部12004係以接收訊號12001_1作為輸入，如第124圖所示，擷取存在複數個調變訊號(複數個串流)之頻帶區，亦即通道K(CH_K)12401及通道M(CH_M)12402之訊號，將該2個頻帶區之調變訊號分別轉換為不同的頻帶區。因此，通道K(CH_K)12401之訊號係如第124(b)圖轉換為頻帶區12403之訊號，又，通道M(CH_M)12402係如第124(b)圖轉換為頻帶區12304之訊號。
除此之外，第120圖之複數種調變訊號存在用頻率轉換部12004係以接收訊號12001_2作為輸入，如第124圖所示，擷取存在複數個調變訊號(複數個串流)之頻帶區，亦即通道K(CH_K)12401及通道M(CH_M)12402之訊號，分別配置於原本的頻帶區及同一頻帶區。因此，通道K(CH_K)12401之訊號係如第124(b)圖成為頻帶區12405之訊號，又，通道 M(CH_M)12402係如第124(b)圖轉換為頻帶區12406之訊號。
然後，第120圖之複數種調變訊號存在用頻率轉換部12004係輸出包含第124(b)圖所示之4個頻帶區之成分。
再者，於第124圖，第124(a)圖及第124(b)圖之橫軸為頻率，第124(a)圖及第124(b)圖係表示同一頻帶區之頻率分派。12401與12405為同一頻帶區，又，12402與12406為同一頻帶區。
第120圖之合成部12007係以濾波器12003所輸出的訊號(12005)、複數種調變訊號存在用頻率轉換部12004所輸出的訊號(12006)、及從BS天線12000_3所輸入之訊號(接收訊號12001_3)作為輸入，於頻率軸上進行合成。因此，第120圖之合成部12007係獲得具有第126圖之頻率成分之訊號(12008)而輸出。電視12009係以該訊號(12008)作為輸入。因此，藉由拉設1條訊號線，能夠以高資料接收品質來收看電視。
因此，藉由對於頻率軸之播送台所發送的訊號中，以複數個天線(利用同一頻帶區，於同一時刻)發送複數個調變訊號之發送方法之頻帶區，進行上述所記載對家庭內拉設訊號線，電視(終端裝置)可獲得高資料接收品質，且具有可減少家庭內之訊號線佈線的優點。此時，如上述，存在採用播送台利用1支以上之天線，發送1個調變訊號之發送方法之頻帶區亦可。
再者，於本實施形態，說明了如第115圖(第127(a)圖)所示，於例如集合式住宅屋頂等配置中繼裝置的例子。然 而，中繼裝置之配置位置不限於此，如上述例如第127(b)圖所示，對各家庭之電視等引入訊號時，就1私人住宅配置1個中繼裝置之構成亦可。或者，如第127(c)圖所示，有線電視業者接收播送波(播送台所發送的複數個調變訊號)，採有線(纜線)再配送各家庭等所接收的播送波時，作為有線電視業者之中繼系統的一部分來利用亦可。
亦即，本實施形態所示之第116圖、第117圖、第118圖、第119圖、第120圖各自之中繼裝置，如第127(a)圖配置於集合式住宅屋頂等，或如第127(b)圖，對各家庭之電視等引入訊號時，就1私人住宅配置1個中繼裝置，或如第127(c)圖所示，有線電視業者接收播送波(播送台所發送的複數個調變訊號)，採有線(纜線)再配送各家庭等所接收的播送波時，作為有線電視業者之中繼系統的一部分來利用均可。
<實施形態N>
於本實施形態，說明有關以有線電視(纜線)，再配送如本說明書所記載的實施形態所示，接收進行預編碼並且規則地進行相位變更，從複數個天線，於同一頻帶區同時發送之複數個調變訊號之系統。(再者，預編碼矩陣為本說明書所記載的任一預編碼矩陣均可，又，利用與本說明書不同之預編碼矩陣時，亦可實施本實施形態。除此之外，於本說明書，雖說明有關施行預編碼及相位變更之發送方法，但本實施形態所說明的方法亦可針對未施行相位變更的情況、及未施行預編碼的情況來實施。)
有線電視業者保有接收採無線發送之播送波之電波的 裝置，對播送波不易到達之例如各家庭，採有線再配送資料(例如動畫、聲音、資料資訊等)，就廣義上，有時亦提供網際網路之連接服務、電話線路之連接服務。
播送台以複數個天線，(於同一頻帶，在同一時間)發送複數個調變訊號時，對該有線電視業者有時會發生問題。以下說明該問題。
播送台用以發送各播送波之發送頻率係預先已決定。於第128圖，橫軸為頻率，如第128圖所示，播送台係於某通道(第128圖的情況為CH_K)，以複數個天線，(於同一頻帶，在同一時間)發送複數個調變訊號時。再者，於CH_K之串流1(Stream1)與串流2(Stream2)包含不同資料，從串流1(Stream1)與串流2(Stream2)生成複數個調變訊號。
此時，播送台係對有線電視業者，採無線，利用複數個天線(於同一頻帶，在同一時間)發送通道K(CH_K)之複數個調變訊號。因此，有線電視業者係如本說明書所記載的實施形態所示，對於通道K(CH_K)之頻帶，接收播送台利用複數個天線同時發送之訊號，並予以解調‧解碼。
然而，如第128圖所示，於通道K(CH_K)，由於發送複數個調變訊號(第128圖為2個)，因此採用讓該等直接通過的方式配送給纜線(1條有線)時，在纜線一端的各家庭，通道K(CH_K)所含資料之資料接收品質會大幅劣化。
因此，如上述實施形態M所示，有線電視業者雖可考慮對於通道K(CH_K)之複數個接收訊號，分別進行頻率轉換，轉換為2個以上不同之頻帶，並發送所合成的訊號，但 其他頻帶被別的通道或衛星播送通道等所佔有，有時在使用上有困難。
因此，於本實施形態，揭示一種即便在頻率轉換困難的情況下，仍可採有線，再配送播送台所發送，於同一頻帶、在同一時間發送之複數個調變訊號之手法。
於第129圖表示有線電視業者之中繼裝置之構成。在此，表示在2×2MIMO之通訊系統的情況下，亦即播送台在同一頻帶，於同一時間發送2個調變訊號，中繼裝置利用2個天線接收的情況。
有線電視業者之中繼裝置具備接收部12902及配送用資料生成部12904。
天線12900_1及天線12900_2所接收的接收訊號(12900_1、12900_2)係如本說明書所記載，於接收部12902，施行預編碼之反轉換處理及/或復原相位之處理等，接收部12902獲得資料訊號rs1(12803_1)及資料訊號rs2(12803_2)，並輸出至配送用資料生成部12804。又，接收部12902係將關於利用在接收到之訊號之解調‧解碼之訊號處理方法之資訊、及關於播送台利用於發送調變訊號之發送方法之資訊，作為關於訊號處理方法之資訊12903_3而輸出至配送用資料生成部12904。
再者，於第129圖，雖表示接收部12902以資料訊號rs1(12803_1)及資料訊號rs2(12803_2)之兩系統輸出資料的情況，但不限於此(在此為一例)，例如以一系統輸出資料亦可。
具體而言，接收部12902具備本說明書所記載第7圖所示之無線部703_X、703_Y、調變訊號z1之通道變動推定部705_1、調變訊號z2之通道變動推定部705_2、調變訊號Z1之通道變動推定部707_1、調變訊號Z2之通道變動推定部707_2、控制資訊解碼部709、訊號處理部711所組成的構成。第129圖所示之天線12900_1及12900_2分別對應於第7圖所示之天線701_X及701_Y。其中，於本實施形態，訊號處理部711係與實施形態1之第8圖所示之訊號處理部不同，具備第130圖所示之構成。
如第130圖所示，本實施形態之接收部12902所具備的訊號處理部係由內部MIMO檢波部803、記憶部815、對數概似算出部13002A、對數概似算出部13002B、硬判斷部13004A、硬判斷部13004B及係數生成部13001所組成。
於第130圖，關於與第8圖共通的部分係附上同一符號，在此省略其說明。
對數概似算出部13002A係與第8圖所示之對數概似算出部805A同樣算出對數概似，將對數概似訊號13003A輸出至硬判斷部13004A。
同樣地，對數概似算出部13002B係與第8圖所示之對數概似算出部805B同樣算出對數概似，將對數概似訊號13003B輸出至硬判斷部13004B。
硬判斷部13004A係對於對數概似訊號13003A進行硬判斷，獲得其位元值，將其作為資料訊號rs1(12903_1)而輸出至配送用資料生成部12904。
同樣地，硬判斷部13004B係對於對數概似訊號13003B進行硬判斷，獲得其位元值，將其作為資料訊號rs2(12903_2)而輸出至配送用資料生成部12904。
係數生成部13001係除了與係數生成部819同樣生成係數，輸出至內部MIMO檢波部803以外，還從播送台(發送裝置)所通知關於發送方法之資訊(用以特定出所利用固定之預編碼矩陣及變更了相位時之相位變更模式之資訊或調變方式等)之訊號818，擷取用於2個訊號之至少有關調變方式之資訊，將該包含調變方式之資訊之訊號處理方法之資訊之訊號12909_3，輸出至配送用資料生成部12904。
如以上說明可知，接收部12902係雖進行求出對數概似，進行硬判斷之解調，但在此之一例並未執行到錯誤更正。
再者，於第130圖，採用具備對數概似算出部、硬判斷部之構成，但內部MIMO檢波部803不進行軟判斷而進行硬判斷亦可，此時，無須具備對數概似算出部、硬判斷部。 又，硬判斷之結果無須設為rs1、rs2，各位元之軟判斷的結果設為rs1、rs2亦可。
第129圖之配送用資料生成部12904係以資料訊號rs1(12903_1)與資料訊號rs2(12903_2)、及關於訊號處理方法之資訊12903_3作為輸入，生成配送訊號12905，並配送至簽約對象之各家庭等。
自此利用第131圖~第133圖，詳細說明有關第129圖之配送用資料生成部12904生成配送訊號12905之方法。
第131圖係表示配送用資料生成部12904之構成之方塊 圖。如第131圖所示，配送用資料生成部12904係由結合部13101、調變部13103及配送部13105所構成。
結合部13101係以資料訊號rs1(12903_1)與資料訊號rs2(12903_2)、及關於訊號處理方法之資訊及關於播送台用於發送調變訊號之發送方法之資訊(12903_3)作為輸入，匯總由關於訊號處理方法之資訊及播送台用於發送調變訊號之發送方法之資訊所決定的資料訊號rs1及資料訊號rs2，並將資料結合訊號13102輸出至調變部13103。再者，於第131圖雖記載作資料訊號rs1(12903_1)及資料訊號rs2(12903_2)，但如上面所述，於第130圖，可考慮匯總rs1與rs2，以一系統輸出資料之構成。此時，可刪除第131圖之結合部13101。
調變部13103係以資料結合訊號13102、及關於訊號處理方法之資訊及關於播送台用於發送調變訊號之發送方法之資訊12903_3作為輸入，進行按照已設定之調變方式之映射，生成調變訊號13104而輸出。關於調變方式之詳細設定方法係於後面敘述。
配送部13105係以調變訊號13104、與關於訊號處理方法之資訊及關於播送台用於發送調變訊號之發送方法12903_3作為輸入，並對簽約對象之各家庭等，經由纜線(有線)，作為調變訊號13104及各家庭之電視接收機等之解調‧解碼用之控制訊號，除了配送用於配送訊號12905之調變方式之資訊以外，還配送包含表示錯誤更正碼之資訊(碼資訊、錯誤更正碼之編碼率等)之控制資訊之配送訊號 12905。
利用第132圖及第133圖，來說明第131圖之結合部13101及調變部13103之詳細處理。
第132圖係對配送用資料生成部12904之輸入，即資料訊號rs1及資料訊號rs2之概念圖。於第132圖，橫軸取定時間軸，第132圖之四角分別表示須於各時間配送一次之資料區塊。作為錯誤更正碼，利用組織碼或非組織碼均可。該資料區塊係由錯誤更正編碼後之資料來構成。
在此，用於發送資料訊號rs1及資料訊號rs2之調變方式均設為16QAM。換言之，用以發送第128圖之通道K(CH_K)之串流1(Stream1)之調變方式設為16QAM，用以發送串流2(Stream2)之調變方式設為16QAM。
此情況下，構成資料訊號rs1之1符元之位元數為4位元，構成資料訊號rs2之1符元之位元數為4位元，因此第132圖所示之各資料區塊(rs1_1、rs1_2、rs1_3、rs1_4、rs2_1、rs2_2、rs2_3、rs2_4)分別為4位元之資料。
如第132圖所示，資料訊號rs1_1及資料訊號rs2_1係於時刻t1解調，資料訊號rs1_2及資料訊號rs2_2係於時刻t2解調，資料訊號rs1_3及資料訊號rs2_3係於時刻t3解調，資料訊號rs1_4及資料訊號rs2_4係於時刻t4解調之資料。
再者，若第132圖所示之資料訊號rs1_1、rs1_2均於相同時序配送至各家庭等，則具有播送台所發送的資料送達電視(終端裝置)之延遲小的優點。同樣地，資料訊號rs1_2、rs2_2亦於相同時序配送，資料訊號rs1_3、rs2_3亦於相同時 序配送，資料訊號rs1_4、rs2_4亦於相同時序配送即可。
因此，第129圖之配送用資料生成部12904係執行如下處理：可從接收部12902所受理的資料訊號rs1及資料訊號rs2，將相同時序發送之資料(符元)匯總為一，以1個符元發送。
亦即，如第133圖所示，以合併了rs1_1之1符元與rs2_1之1符元之資料，來構成1個資料符元。具體而言，假定依據硬判斷，判斷rs1_1為「0000」之4位元之資料，判斷rs1_2為「1111」之4位元之資料時，如第132圖所示之rs1_1+rs2_1為「00001111」之資料。將該8位元之資料設為1個資料符元。同樣地，將合併了rs1_2之1符元與rs2_2之1符元之資料rs1_2+rs2_2設為1個資料符元，將合併了rs1_3之1符元與rs2_3之1符元之資料rs1_3+rs2_3設為1個資料符元，將合併了rs1_4之1符元與rs2_4之1符元之資料rs1_4+rs2_4設為1個資料符元。再者，第133圖係表示橫軸取定時間軸，1個四角為一次應發送之資料符元。又，於第133圖，為了方便而採記號「+」表現，但第133圖之「+」並非意味加算。於第133圖，「+」係單純意味設成形式排列有2個資料之資料。
然而，資料rs1_1+rs2_1、rs1_2+rs2_2、rs1_3+rs2_3、rs1_4+rs2_4分別為8位元之資料，其係須同時對各家庭配送之資料。但資料訊號rs1、rs2分別用於發送之調變方式為16QAM，而以16QAM無法同時匯總送出8位元之資料。
因此，調變部13103係以可一次發送8位元之資料之調變方式，亦即以256QAM，將輸入之資料結合訊號13102予 以調變。總言之，資料結合訊號13102係採以下調變方式進行調變：從關於訊號處理之資訊12903_3，取得用於發送2個資料訊號之調變方式之資訊，將乘算所獲得兩種調變方式各自之星座點數而獲得之值，設為星象點數。然後，調變部13103係將由新調變方式(在此之說明為256QAM)調變而獲得之調變訊號13104輸出至配送部13105。
再者，從播送台發送之調變訊號為1個時，接收部12902及配送用資料生成部12904係將以直接通過方式所接收的訊號，直接配送給纜線(有線)。(在此，說明了進行硬判斷，再次進行調變的方法，但不限於此，例如放大接收到的訊號本身而發送亦可。)
於第129圖，由纜線(有線)配送之配送訊號12905係由第134圖所示之電視接收機13400接收。第134圖所示之...係具備與第37圖所示之接收機3700大致同等的構成，關於具備同樣功能者，係附上相同符號並省略說明。
從纜線13401受理配送訊號12905之調諧器3701係擷取指定通道之訊號，並輸出至解調部13402。
解調部13402係除了具備第37圖所示之解調部3700之功能以外，進一步具備以下功能。若解調部13402按照配送訊號12905所含之控制資訊，檢測到從調諧器3701傳達之訊號是從播送台，於同一頻帶、在同一時間發送了2以上之調變訊號之訊號，則按照該控制資訊，將輸入之1個訊號分割為2以上之訊號。亦即，執行使第133圖之狀態之訊號，復原為第132圖之狀態之處理，並將所獲得的訊號輸出至串流 輸出入部3703。解調部13402求出接收到之訊號之對數概似，進行硬判斷，因應複數個訊號之混合比率分割所獲得的訊號，對於分割後之資料進行錯誤更正等處理而獲得資料。
如此，即便是從播送台到有線電視業者，於同一頻帶，在同一時間進行了複數個調變訊號之發送之通道，各家庭等之電視接收機13400仍可解調‧解碼由纜線(有線)配送之播送。
然而，於本實施形態，用於2個資料訊號rs1、rs2之發送之調變方式均為16QAM，但發送複數個調變訊號時，用於各個調變訊號之調變方式的組合不限於16QAM與16QAM的組合。作為一例可考慮如以下表2所示之組合。
表2係將播送台所生成的2個串流數(表2之發送調變訊號數)、用以生成2個串流之調變方式之組合(表2之#1為串流1 之調變方式，#2為串流2之調變方式)、與調變部13103對於各組合再調變時所用之調變方式即再調變方式建立對應之表。
於第131圖，對應於與調變部13103作為輸入之關於訊號處理方法之資訊、及關於播送台用於發送調變訊號之發送方法之資訊12903_3所示之調變方式之組合一致之再調變方式，係於調變部13103所採用的調變方式。在此所示組合為一例，從表2可知，再調變方式之星座點數係相當於2個串流之調變方式的組配之星座點數之乘算值，亦即將#1所使用的調變方式之I(同相)-Q(正交)平面之訊號點數、與#2所使用的調變方式之I(同相)-Q(正交)平面之訊號點數乘算後之值。再者，再調變方式之星座點數(I(同相)-Q(正交)平面之再調變方式之訊號點數)若超過該乘算值，則亦可利用表2所示再調變方式以外之調變方式。
進而言之，播送台所發送的串流數為3以上時，亦從各個串流所用之調變方式之星座點數之乘算值，來決定調變部13103所用之調變方式。
再者，於本實施形態，表示於中繼裝置進行硬判斷，並進行資料結合的情況，但其為軟判斷亦可。利用軟判斷時，須根據軟判斷值來修正再調變方式之經映射之基頻訊號。
又，如上述所記載，於第129圖係存在有rs1及rs2之構成，但將該等匯總為一而由接收部12902輸出亦可。此時，資料線為1條，而在以串流1之1符元所傳送的位元數為4，以串流2之1符元所傳送的位元數為4時，於前述匯總為一之訊號線，接收部12902係將8位元作為1符元而輸出。此時， 第131圖之調變部13103用於再調變之調變方式係與上述說明相同，例如為256QAM。總言之，可利用表2。
於第135圖表示第129圖所示之有線電視業者之中繼裝置之其他構成例。第135圖所示之中繼裝置之接收部13502及配送用資料生成部13504係與第129圖不同，僅針對播送台在同一頻帶、於同一時間發送之複數個調變訊號之訊號執行處理。然後，配送用資料生成部13504係如上述說明來結合複數個訊號，生成使得以調變方式不同於播送台發送時之調變方式調變後之訊號，載置於該頻帶區訊號13505並輸出。
另，天線12900_1所接收的接收訊號12901_1除了供給至接收部13502以外，亦供給至濾波器13506。
濾波器13506係從接收訊號12901_1，於播送台在同一時間、於同一頻帶發送複數個調變訊號時，僅阻隔該頻帶之訊號，將濾波後之訊號13507輸出至合成部13508。
然後，合成部13508係合成濾波後之訊號13507、與從配送用資料生成部13504輸出之訊號13505，生成配送訊號12905，以纜線(有線)配送至各家庭等。
藉由設成該類構成，有線電視業者之中繼裝置係針對複數個調變訊號在同一時間發送之頻帶以外之頻帶的訊號，無須進行處理即可。
再者，於本實施形態，說明了關於有線電視業者之中繼裝置，但不限定於此。本實施形態所示之中繼裝置相當於第127(c)圖之形態，但不限於此，如第127(a)、(b)圖所示，可作為集合式住宅用之中繼裝置，或各私人住宅用之中繼 裝置等來使用。
又，於本實施形態，對於發送了複數個調變訊號之頻帶區未進行頻率轉換，但對於發送了複數個調變訊號之頻帶區，進行如實施形態M所示之頻率轉換亦可。
(實施形態O)
於其他實施形態，敘述了有關對播送系統，利用進行預編碼碼並且規則地進行相位變更處理的方法，於本實施形態，說明用於通訊系統的情況。用於通訊系統時，如第136圖，可考慮以下3種通訊形態。
(1)多播通訊的情況...與其他實施形態相同，基地台若利用進行預編碼，並且規則地進行相位變更之發送方法，則可對於許多終端裝置傳送資料。
可用於例如從基地台13601，同時對行動終端裝置13602a~13602c同時配送內容之多播通訊。(第136(a)圖)
(2)單播通訊且為閉環時(從通訊終端裝置有回授資訊時(回授CSI(Channel State Information：通道狀態資訊)，或於終端裝置側，指定要基地台使用之預編碼矩陣))...基地台係從準備之預編碼矩陣，根據終端裝置所發送的CSI資訊、及/或要基地台使用之預編碼矩陣之資訊，選擇預編碼矩陣，利用其對於複數個調變訊號施行預編碼，從複數個天線，於同一時間利用同一頻帶區，發送複數個調變訊號。於第136(b)圖表示一例。
(3)單播通訊且為開環時(不根據來自終端裝置之資訊變更預編碼矩陣)...基地台係利用進行預編碼，並且規則地 進行相位變更之發送方法。於第136(c)圖表示一例。
再者，於第136圖例示基地台與通訊終端裝置之間之通訊例，但基地台彼此或通訊終端裝置彼此之通訊亦可。
以下說明有關用以實現該等通訊形態之基地台(發送機)及行動終端裝置(接收機)之構成。
第137圖係本實施形態之基地台之收發機之構成例。第137圖所示之基地台之收發機係針對與第4圖所示之發送機之構成具有同等功能者，附上同一符號並省略說明，針對不同構成來說明。
如第137圖所示，基地台之收發機係除了第4圖之構成以外，還具備天線13701、無線部13703及回授資訊解析部13704。又，取代訊號處理方法資訊生成部314而具備訊號處理方法資訊生成部13714，取代相位變更部317B而具備相位變更部13717。
天線13701係用以接收基地台之收發機之通訊對象所發送資料之天線。此時，於第137圖所示之基地台之接收機部分，獲得通訊對象所發送的回授資訊。
無線部13703係解調‧解碼由天線13701所接收的接收訊號13702，將獲得之資料訊號13704輸出至回授資訊解析部13705。
回授資訊解析部13705係從資料訊號13704，取得通訊對象所發送的回授資訊之例如CSI資訊、及/或要基地台使用之預編碼矩陣之資訊、對基地台要求之通訊方法(多播通訊亦或單播通訊之要求資訊、及開環亦或閉環之要求資 訊)，並作為回授資訊13706而輸出。
訊號處理方法資訊生成部13714係以訊框構成訊號13713及回授資訊13706作為輸入，根據訊框構成訊號13713及回授資訊13706兩者(終端裝置之要求優先，或基地台的需求優先均可)，來決定採取本實施形態之(1)、(2)、(3)之某一者之通訊方法，輸出包含所決定的通訊方法之資訊之控制資訊13715。再者，選擇本實施形態之(1)、(3)之發送方法時，於控制資訊13715包含關於進行預編碼並且規則地進行相位變更之發送方法之資訊，選擇本實施形態之(2)之發送方法時，於控制資訊13715包含所使用的預編碼矩陣之資訊。
加權合成部308A、308B係以包含所決定的通訊方法之資訊之控制資訊13715作為輸入，根據已指定之預編碼矩陣進行預編碼的處理。
相位變更部13717係以包含所決定的通訊方法之資訊之控制資訊13715作為輸入，選擇了本實施形態之(1)、(3)之發送方法時，對於相位變更部13717之輸入即預編碼後之訊號316B，施行規則的相位變更處理，選擇了本實施形態之(2)之發送方法時，對於相位變更部13717之輸入即預編碼後之訊號316B，以指定的相位執行固定的相位變更處理(不施行相位變更的處理亦可。)。然後，相位變更部13717輸出相位變更後之訊號309B。
藉由如此，於發送機可執行對應於上述3種情況之發送。再者，基地台為了將選擇了本實施形態之(1)、(2)、(3)之某一者之通訊方法等發送方法之資訊，通知通訊對象之 終端裝置，無線部310A係以包含所決定的通訊方法之資訊之控制資訊13715作為輸入。無線部310A生成用以傳送所決定的通訊方法之資訊之符元，插入於發送訊框，包含該符元之發送訊號311A係從天線312A作為電波送出。
第138圖係表示本實施形態之終端裝置之接收機之構成例之圖。如第138圖所示，接收機具備接收部13803、CSI生成部13805、回授資訊生成部13807及發送部13809。
接收部13803具備與上述實施形態1之第7圖、第8圖所示構成同等之構成，以天線13801A所接收到的接收訊號13802A、及天線13801B所接收到的接收訊號13802B作為輸入，獲得發送機所發送的資料。
此時，接收部13803係將獲得資料的過程中得到的通道推定資訊之訊號13804，輸出至CSI生成部13805。通道推定資訊之訊號13804係從例如第7圖所示之各通道變動推定部(705_1、705_2、707_1、707_2)輸出。
CSI生成部13805係依據輸入之通道推定資訊之訊號13804，生成作為回授給發送機之回授資訊(CSI：通道狀態資訊)之基本資訊之CQI(Channel Quality Information：通道數量資訊)、RI(Rank Indication：秩數指標)、PCI(Phase Change Information：相位改變資訊)，並輸出至回授資訊生成部13807。CQI、RI係以習知手法來生成。推測對於接收機而言，可更適宜地接收訊號時，PCI係於基地台之發送機決定相位變更值時有用的資訊，CSI生成部13805係從輸入之通道推定資訊之訊號13804，生成更適宜的資訊來作為 PCI。(有用的資訊可考慮例如直接波成分影響程度、通道推定值之相位變動狀況等。)
回授資訊生成部13807係從CSI生成部13805所生成的CQI、RI、PCI生成CSI。於第139圖表示回授資訊(CSI)之訊框構成例。再者，在此表示CSI不包含PMI(Precoding Matrix Indicatior：預編碼矩陣指示符)的形式，但於CSI包含PMI亦可。PMI係指定接收機期望發送機所進行之預編碼用之預編碼矩陣之資訊。
發送部13809係調變從回授資訊生成部13807傳達之回授資訊(CSI)，從天線13811發送調變訊號13810至發送機。
再者，終端裝置係對基地台，回授第139圖之所有資訊，或對基地台回授第139圖之一部分資訊均可。又，所回授的資訊不限於第139圖之資訊。基地台係以來自終端裝置之回授資訊作為1個標準，來選擇本實施形態之(1)、(2)、(3)之某一者之通訊方法，但基地台未必須選擇利用複數個天線發送複數個調變訊號之發送方法，亦可根據來自終端裝置之回授資訊而選擇其他發送方法，例如從1支以上的天線發送1個調變訊號之發送方法。
藉由如以上，可對於本實施形態之(1)、(2)、(3)所記載的通訊形態，選擇適宜的發送方法，藉此於任何通訊形態的情況下，終端裝置均可獲得良好的資料接收品質。
(實施形態P1)
就本說明書已說明之傳送資料之符元而言，於對於基頻訊號(根據調變訊號映射後之訊號)s1及s2，進行預編碼及 規則之相位變更後之調變訊號(資料符元)，一般插入前導符元(SP(Scattered Pilot：分散前導碼))或傳送控制資訊之符元等。
前導符元係例如利用PSK調變予以調變後之符元，且係按照規則施以PSK後之符元，接收機可從接收到之接收訊號，容易地推定發送器所發送的前導符元，因此接收機係利用前導符元來進行頻率同步(及頻率偏移推定)、時間同步、(各調變訊號)通道推定(CSI(Channel State Information：通道狀態資訊))等。
就本說明書以說明之傳送資料之符元，說明了對於基頻訊號(根據調變訊號映射後之訊號)s1及s2，進行預編碼及規則之相位變更後之調變訊號設為z1、z2時，使得調變訊號z1、z2之平均電力相等的情況，及藉由變更平均電力，使得z1之平均電力變更後之訊號之平均電力、與z2之平均電力變更後之訊號之平均電力不同的情況，但兩者中任一者之情況下，均為了確保時間同步、通道推定之精度，不宜於前述兩種情況下大幅變更前導符元之插入方法，尤其不宜大幅變更前導符元之平均電力(I-Q平面之訊號點振幅(前導符元用之訊號點與原點之距離)(或訊號點功率(前導符元用之訊號點與原點之功率))。
於進行預編碼及規則之相位變更後之調變訊號z1及z2，利用相同模式插入平均電力相同之前導符元時，設定為進行預編碼及規則之相位變更後之z1中已進行預編碼及規則之相位變更之符元之平均電力GD1、與進行預編碼及 規則之相位變更後之z2中已進行預編碼及規則之相位變更之符元之平均電力GD2不相等(於本說明書中說明具體例)。然後，包含進行預編碼及規則之相位變更後之z1中已進行預編碼及規則之相位變更之符元及前導符元、控制符元等之發送訊號(亦即，從第1天線發送之發送訊號)之平均電力G1、與包含進行預編碼及規則之相位變更後之z2中已進行預編碼及規則之相位變更之符元及前導符元、控制符元等之發送訊號(亦即，從與第1天線不同之第2天線發送之發送訊號)之平均電力G2之比G1/G2，係與GD1/GD2不一致。
因此，例如進行預編碼及規則之相位變更後之z1中已進行預編碼及規則之相位變更之符元之平均電力GD1，為進行預編碼及規則之相位變更後之z2中已進行預編碼及規則之相位變更之符元之平均電力GD2之1/2(電力位準比3dB)時，從第1天線發送之發送訊號之平均電力G1與從第2天線發送之發送訊號之平均電力G2之比G1/G2並非1/2，G1/G2會依前導符元之插入頻率及平均電力而變化。在此，若欲謀求同時達到接收機之接收資料之接收品質提升與資料傳送速度提升時，則成為前導符元之插入模式並非1種插入模式、插入頻率亦非1種插入頻率之系統。於第142圖表示時間-頻率軸之前導符元之插入模式例。再者，第142(a)圖、第142(b)圖均不限於圖示之載波數及時刻，載波數(橫軸)、時刻(縱軸)均可為任意大小，關於未圖示之載波及時刻則為圖示模式之重複。
針對第142圖，利用第140圖來詳細說明。
於第140圖表示對於DVB-T2規格之(例如播送台之)發送裝置，對預編碼後之訊號進行相位變更之發送裝置之構成之一例。再者，於第140圖，關於與第76圖同樣動作者係附上同一符號。再者，第140圖之動作係於後續進行說明。在此針對第142圖之訊框構成詳細說明。
第142(a)圖係發送訊號之頻率-時間軸之訊框構成，從第140圖之天線7626_1發送之發送訊號之訊框構成為第142(a)圖時，從第140圖之天線7626_2發送之發送訊號之訊框構成亦為第142(a)圖。
此時，從第140圖之天線7626_1發送之發送訊號係於前導符元插入之頻率、時間，成為根據BPSK調變之符元。同樣地，從第140圖之天線7626_2發送之發送訊號係於前導符元插入之頻率、時間，成為根據BPSK調變之符元。
從第140圖之天線7626_1發送之發送訊號係於資料符元插入之頻率、時間，於後續所示之數式(#P4)中，當θ為0或π弧度時，資料符元僅包含s1之成分。又，當θ為π/2或(3×π)/2弧度時，資料符元僅包含s2之成分。又，當0弧度θ<2×π弧度，且θ≠0弧度、且θ≠π弧度、且θ≠π/2弧度、且θ≠(3×π)/2弧度時，資料符元包含s1及s2之成分。
從第140圖之天線7626_2發送之發送訊號係於資料符元插入之頻率、時間，於後續所示之數式(#P4)中，當θ為0或π弧度時，資料符元僅包含s2之成分。又，當θ為π/2或(3×π)/2弧度時，資料符元僅包含s1之成分。又，當0弧度 θ<2×π弧度，且θ≠0弧度、且θ≠π弧度、且θ≠π/2弧度、且θ≠(3×π)/2弧度時，資料符元包含s1及s2之成分。
第142(b)圖係與第142(a)圖不同之頻率-時間軸之訊框構成，其特徵在於前導符元之插入頻率與第142(a)圖不同。又，從第140圖之天線7626_1發送之發送訊號之訊框構成為第142(b)圖時，從第140圖之天線7626_2發送之發送訊號之訊框構成亦為第142(b)圖。
此時，從第140圖之天線7626_1發送之發送訊號係於前導符元插入之頻率、時間，成為根據BPSK調變之符元。同樣地，從第140圖之天線7626_2發送之發送訊號係於前導符元插入之頻率、時間，成為根據BPSK調變之符元。
從第140圖之天線7626_1發送之發送訊號係於資料符元插入之頻率、時間，於後續所示之數式(#P4)中，當θ為0或π弧度時，資料符元僅包含s1之成分。又，當θ為π/2或(3×π)/2弧度時，資料符元僅包含s2之成分。又，當0弧度θ<2×π弧度，且θ≠0弧度、且θ≠π弧度、且θ≠π/2弧度、且θ≠(3×π)/2弧度時，資料符元包含s1及s2之成分。
從第140圖之天線7626_2發送之發送訊號係於資料符元插入之頻率、時間，於後續所示之數式(#P4)中，當θ為0或π弧度時，資料符元僅包含s2之成分。又，當θ為π/2或(3×π)/2弧度時，資料符元僅包含s1之成分。又，當0弧度θ<2×π弧度，且θ≠0弧度、且θ≠π弧度、且θ≠π/2弧度、且θ≠(3×π)/2弧度時，資料符元包含s1及s2之成分。
再者，第142圖係僅由前導符元及資料符元所構成的 圖，但包含控制符元等符元亦可，又，亦可存在有僅於一發送符元存在符元(於另一者不存在符元)之頻率、時間。又，資料符元係已施行如其他實施形態所說明的預編碼‧相位變更之符元，或已進行預編碼之符元，或未進行預編碼之符元(亦即已藉由預定之調變方式映射之符元)，或已對於未進行預編碼之符元進行了相位變更之符元均可。
於實施形態F1、實施形態G1~G2，對於從經錯誤更正編碼之資料所生成的基頻訊號(已藉由預定之調變方式映射之訊號)s1及s2，說明了有關對於預編碼後之調變訊號，適用規則地變更相位之方法時之s1及s2之平均電力(平均值)之設定方法。又，於實施形態J1，說明了有關進行預編碼及規則之相位變更後之z1之平均電力(平均值)、與進行預編碼及規則之相位變更後之z2之平均電力(平均值)不同的情況。
於本實施形態，組合實施形態F1、實施形態G1~G2、實施形態J1來考慮，設定為進行預編碼及規則之相位變更後之調變訊號p1(t)(參考第140圖)中已進行預編碼及規則之相位變更之符元之平均電力GD1、與進行預編碼及規則之相位變更後之調變訊號p2(t)(參考第140圖)中已進行預編碼及規則之相位變更之符元之平均電力GD2不相等，說明有關例如利用相同模式(訊框之插入方法)插入平均電力相等之前導符元，用以使得從第1天線(第140圖之7626_1)發送之發送訊號之平均電力、與從第2天線(第140圖之7626_2)發送之發送訊號之平均電力成為所需比率之預編碼後之基頻訊 號之平均電力設定方法。
再者，作為前提，以下說明中係說明從經錯誤更正編碼之資料生成之基頻訊號(已藉由特定調變方式映射之訊號)s1之平均電力與s2之平均電力相等。
於第140圖表示對於DVB-T2規格之(例如播送台之)發送裝置，對預編碼後之訊號進行相位變更之發送裝置之構成之一例。再者，於第140圖，關於與第76圖同樣動作者係附上同一符號。
前導插入部7614_1係以訊號處理後之調變訊號p1(7613_1)、控制訊號7609作為輸入，根據控制訊號7609所含之關於前導符元之插入方法之資訊，於訊號處理後之調變訊號p1(7613_1)插入前導符元，輸出前導符元插入後之調變訊號x1(7615_1)。
前導插入部7614_2係以訊號處理後之調變訊號p2(7613_2)、控制訊號7609作為輸入，根據控制訊號7609所含之關於前導符元之插入方法之資訊，於訊號處理後之調變訊號p2(7613_2)插入前導符元，輸出前導符元插入後之調變訊號x2(7615_2)。
關於該點，利用第144圖來說明有關前導符元之I-Q平面之訊號點配置與前導符元之平均電力。第144圖係表示前導符元之I-Q平面之訊號點配置，在此作為一例，用於前導符元之調變方式為BPSK(Binary Phase Shift Keying：二進制相移鍵控)。因此，前導符元係取定第144圖之2個○中之任一個訊號點。因此，前導符元在I-Q平面之座標為 (I,Q)=(1×vp、0)或(-1×vp、0)。此時，前導符元之平均電力為vp 2。(再者，前導符元之訊號點與原點之距離的平方(前導符元之功率)為vp 2，前導符元之訊號點與原點之距離(前導符元之振幅)為vp。)然後，以下會詳細說明，vp值係藉由前導符元之插入方法(插入間隔等)來改變。例如以第142(a)圖之訊框構成與第142(b)圖之訊框構成來改變vp值亦可。又，於第142(a)圖，準備2種以上之vp值，選擇某一值來利用亦可。同樣地，於第142(b)圖，準備2種以上之vp值，選擇某一值來利用亦可。
於第141圖、第143圖表示構成第140圖之訊號處理部7612之功率變更部及加權合成部之構成例。再者，於第141圖，關於與第3圖、第6圖、第85圖同樣動作者係附上同一符號。又，於第143圖，關於與第3圖、第6圖、第85圖、第140圖同樣動作者係附上同一符號。
以下詳細說明有關為了使得從第1發送天線發送之發送訊號tr1(7623_1)與從第2發送天線發送之發送訊號tr2(7623_2)之平均電力位準成為所需比之用以控制預編碼後之基頻訊號之平均電力之方法。
(例1)
首先，利用第141圖來說明動作之一例。s1(t)、s2(t)係已藉由預定之調變方法映射之基頻訊號。再者，t為時間，於本實施形態說明時間軸方向作為例子。(如本說明書之其他實施形態所說明，將t變更為f(頻率)亦可同樣地實施。)
第141圖之功率變更部(14101A)係以預編碼後之基頻 訊號309A、及控制訊號(14100)作為輸入，根據控制訊號(14100)，若已設定之功率變更用之值設為Q時，則輸出預編碼後之基頻訊號309A成為Q倍後之訊號(功率變更後之訊號14103A)(p1(t))。再者，功率變更後之訊號14103A(p1(t))相當於第140圖之7613_1(p1(t))。
功率變更部(14101B)係以預編碼後之基頻訊號316BB、及控制訊號(14100)作為輸入，根據控制訊號(14100)，若已設定之功率變更用之值設為q時，則輸出預編碼後之基頻訊號316B成為q倍後之訊號(功率變更後之訊號14102B)(p2’(t))。
相位變更部(317B)係以功率變更後之訊號14102B(p2’(t))及關於訊號處理方法之資訊315作為輸入，規則地變更功率變更後之訊號14102B(p2’(t))之相位，並輸出相位變更後之訊號14103B(p2(t))。再者，相位變更後之訊號14103B(p2(t))相當於第140圖之7613_2(p2(t))。
又，控制訊號(8500)、控制訊號(14100)及關於訊號處理之資訊315係對於第140圖之訊號處理部(7612)，由控制訊號生成部(7608)所送出的控制訊號7609之一部分，Q及q為0以外之實數。
此時，預編碼矩陣設為F，就對於預編碼後之調變訊號規則地變更相位之方法而言，用以規則地進行相位變更之相位變更值設為y(t)(y(t)係絕對值為1之虛數(包含實數)，亦即可表現為ejθ(t))，則下式成立。
[數108]
在此，預編碼矩陣F若設定如： 則成為下式：
故，預編碼矩陣F亦可由下式來表現以取代式(#P2)。
與第141圖不同構成之第143圖係可實現與第141圖同 樣的動作。故，說明有關第143圖之動作。
第143圖與第141圖之相異點在於置換相位變更部317B與功率變更部14101B之順序。
第143圖之(相位變更部317B)係以預編碼後之基頻訊號316B及關於訊號處理方法之資訊315作為輸入，根據關於訊號處理方法之資訊315規則地變更預編碼後之基頻訊號316B之相位，並輸出相位變更後之訊號14301B(p2”(t))。
功率變更部14101B係以相位變更後之訊號14301B(p2”(t))、及控制訊號14100作為輸入，根據控制訊號(14100)，若已設定之功率變更用之值設為q時，則輸出相位變更後之訊號14301B(p2”(t))成為q倍後之訊號(功率變更後之訊號14302B)(p2’(t))。再者，相位變更後之訊號14302B(p2(t))相當於第140圖之7613_2(p2(t))。
此時，預編碼矩陣設為F，就對於預編碼後之調變訊號規則地變更相位之方法而言，用以規則地進行相位變更之相位變更值設為y(t)(y(t)係絕對值為1之虛數(包含實數)，亦即可表現為ejθ(t))，則下式成立。
在此，預編碼矩陣F若設定如式(#P2)： 則成為下式：
故，預編碼矩陣F亦可由式(#P4)來表現以取代式(#P2)。
再者，從式(#P3)及式(#P6)來看，第140圖所得之p1(t)與第141圖所得之p1(t)相等，第140圖所得之p2(t)與第141圖所得之p2(t)相等。
然而，雖記載了「使得從第1發送天線發送之發送訊號tr1(7623_1)與從第2發送天線發送之發送訊號tr2(7623_2)之平均電力位準成為所需比」，但於發送訊框內存在有僅發送1個調變訊號之符元時，「從第1發送天線發送之發送訊號tr1(7623_1)之平均電力位準」及「從第2發送天線發送之發送訊號tr2(7623_2)之平均電力位準」有複數種規定方法。 因此，於本實施形態，說明有關不存在僅發送1個調變訊號之符元時，亦即利用第142圖來說明有關「使得從第1發送天線發送之發送訊號tr1(7623_1)與從第2發送天線發送之發送訊號tr2(7623_2)之平均電力位準成為所需比」之本發明之方法。
再者，於第140圖存在P1符元插入部7622，而P1符元係藉由1個調變訊號發送。因此，於第142圖之訊框構成，思考有關發送前導符元及資料符元的情況即可。
以下說明有關本發明之具體要件，該要件係針對與上述情況不同之訊框構成的情況，例如藉由1個調變訊號發送資料符元的情況或於發送訊框插入有P1符元的情況，亦為有用要件。
於第140圖，前導符元插入後之調變訊號設為x1(t)及x2(t)，插入於調變訊號p1(t)及p2(t)之前導符元之平均電力設為GP，前導符元插入後之調變訊號x1(t)及x2(t)中相對於全符元之前導符元的比率設為Ps。
又，進行預編碼及規則之相位變更後之p1(t)(參考第140圖)中已進行預編碼及規則之相位變更之符元之平均電力設為GD1，進行預編碼及規則之相位變更後之p2(t)(參考第140圖)中已進行預編碼及規則之相位變更之符元之平均電力設為GD2。
如此一來，從第1發送天線發送之發送訊號tr1(7623_1)之平均電力G1、從第2發送天線發送之發送訊號tr2(7623_2)之平均電力G1亦可設定如下：
在此，說明有關從第1發送天線發送之訊號tr1(t)之平均 電力為從第2發送天線發送之訊號tr2(t)之平均電力之1/2，亦即G1：G2=1：2時之控制預編碼後之基頻訊號之平均電力的方法。
例如關於前導符元之插入方法採如下4種插入方法來進行。
<規則#1>
訊框之插入間隔(插入方法)設為第142(a)圖，前導符元之映射方法設為vp=z×v1。總言之，從第140圖之天線7626_1發送之發送訊號所含之前導符元、從第140圖之天線7626_2發送之發送訊號所含之前導符元均為vp=z×v1。(再者，vp係如上面所述，如同於第144圖所記載。)
<規則#2>
訊框之插入間隔(插入方法)設為第142(a)圖，前導符元之映射方法設為vp=z×v2(其中，v1≠v2)。總言之，從第140圖之天線7626_1發送之發送訊號所含之前導符元、從第140圖之天線7626_2發送之發送訊號所含之前導符元均為vp=z×v2。(再者，vp係如上面所述，如同於第144圖所記載。)
<規則#3>
訊框之插入間隔(插入方法)設為第142(b)圖，前導符元之映射方法設為vp=z×v3。總言之，從第140圖之天線7626_1發送之發送訊號所含之前導符元、從第140圖之天線7626_2發送之發送訊號所含之前導符元均為vp=z×v3。(再者，vp係如上面所述，如同於第144圖所記載。)
<規則#4>
訊框之插入間隔(插入方法)設為第142(b)圖，前導符元之映射方法設為vp=z×v4(其中，v3≠v4)。總言之，從第140圖之天線7626_1發送之發送訊號所含之前導符元、從第140圖之天線7626_2發送之發送訊號所含之前導符元均為vp=z×v4。(再者，vp係如上面所述，如同於第144圖所記載。)
再者，於前導符元插入後之調變訊號x1(t)及x2(t)，採<規則#i>之方法(i為1以上、4以下之整數)插入前導符元時，(從第1發送天線發送之發送訊號tr1(7623_1)平均電力(調變訊號x1(t)之平均電力)係全符元數所佔之前導符元數之比率設為Psi時表現如下：G1=vp 2×Psi+GD1×(1-Psi)=z2×vi 2×Psi+GD1×(1-Psi)
同樣地，從第2發送天線發送之發送訊號tr2(7623_2)(調變訊號x2(t)之平均電力)係表現如下：G2=z2×vi 2×Psi+GD2×(1-Psi)
(例1-1)
以基頻訊號s1(t)之調變方式設為QPSK，基頻訊號s2(t)之調變方式設為16QAM，對於s1(t)、s2(t)進行預編碼的情況為例來說明。
QPSK之I-Q平面上之訊號點配置係如第81圖，16QAM之I-Q平面上之訊號點配置係如第80圖。然後，為了使得QPSK之基頻訊號即s1(t)之平均電力與16QAM之基頻訊號即s2(t)之平均電力相等，須符合以下二式。
[數115] 再者，關於該點亦已於實施形態F1說明。
然後，於(例1-1)，從第1發送天線發送之發送訊號tr1(7623_1)之平均電力(調變訊號x1(t)之平均電力)，設為從第2發送天線發送之發送訊號tr2(7623_2)(調變訊號x2(t)之平均電力)之1/2(G1=G2/2，亦即G1：G2=1：2)。(G1：G2設為所需比1：2。)
說明有關屆時之第140圖之訊號處理部7612之動作，亦即第141圖(或第143圖)之動作。
設為QPSK之基頻訊號s1(t)，16QAM之基頻訊號s2(t)時，於接收裝置為了獲得高資料接收品質，預編碼矩陣F係對於式(#P2)，設定α=0(亦即，對於式(#P4)，θ=0°(0度(0 degree)))。
再者，亦可利用下式來取代式(#P10)。
然後，第141圖(第143圖)之功率變更部8501A、8501B之功率變更用值設定為v2=u2=0.5。
此時，由於調變訊號p1(t)及p2(t)表現如下式：
因此調變訊號p1(t)之平均電力(每1符元之I-Q平面上之訊號點振幅之平方之平均值)為GD1=Q2v2×2h2=Q2z2/2，p2(t)之平均電力為GD2=q2u2×10g2=q2z2/2。
然後，為了符合從第1發送天線發送之發送訊號tr1(7623_1)之平均電力(調變訊號x1(t)之平均電力)，設為從第2發送天線發送之發送訊號tr2(7623_2)(調變訊號x2(t)之平均電力)之1/2(G1=G2/2，亦即G1：G2=1：2)，第141圖(第143圖)之功率變更部14101A、14101B之功率變更用之值Q及q係如上述，因應插入於調變訊號p1(t)及p2(t)之前導符元之平均電力(亦即第144圖之vp)及前導符元之插入頻率來變更。
利用例子來說明有關該點。
於上面所述之前導符元之插入方法<規則#1>中，為了 符合從第1發送天線發送之發送訊號tr1(7623_1)之平均電力(調變訊號x1(t)之平均電力)，設為從第2發送天線發送之發送訊號tr2(7623_2)(調變訊號x2(t)之平均電力)之1/2(G1=G2/2，亦即G1：G2=1：2)，第141圖(第143圖)之功率變更部14101A、14101B之功率變更用之值Q及q係分別設為Q#1及q#1。(再者，Q#1<q#1成立。)
同樣地，於上面所述之前導符元之插入方法<規則#2>中，為了符合從第1發送天線發送之發送訊號tr1(7623_1)之平均電力(調變訊號x1(t)之平均電力)，設為從第2發送天線發送之發送訊號tr2(7623_2)(調變訊號x2(t)之平均電力)之1/2(G1=G2/2，亦即G1：G2=1：2)，第141圖(第143圖)之功率變更部14101A、14101B之功率變更用之值Q及q係分別設為Q#2及q#2。(再者，Q#2<q#2成立。)
同樣地，於上面所述之前導符元之插入方法<規則#3>中，為了符合從第1發送天線發送之發送訊號tr1(7623_1)之平均電力(調變訊號x1(t)之平均電力)，設為從第2發送天線發送之發送訊號tr2(7623_2)(調變訊號x2(t)之平均電力)之1/2(G1=G2/2，亦即G1：G2=1：2)，第141圖(第143圖)之功率變更部14101A、14101B之功率變更用之值Q及q係分別設為Q#3及q#3。(再者，Q#3<q#3成立。)
同樣地，於上面所述之前導符元之插入方法<規則#4>中，為了符合從第1發送天線發送之發送訊號tr1(7623_1)之平均電力(調變訊號x1(t)之平均電力)，設為從第2發送天線發送之發送訊號tr2(7623_2)(調變訊號x2(t)之平均電力)之 1/2(G1=G2/2，亦即G1：G2=1：2)，第141圖(第143圖)之功率變更部14101A、14101B之功率變更用之值Q及q係分別設為Q#4及q#4。(再者，Q#4<q#4成立。)
雖記載從第1發送天線發送之發送訊號tr1(7623_1)之平均電力(調變訊號x1(t)之平均電力)，設定為從第2發送天線發送之發送訊號tr2(7623_2)(調變訊號x2(t)之平均電力)之1/2(G1=G2/2，亦即G1：G2=1：2)，但實際上「從第1發送天線發送之發送訊號tr1(7623_1)之平均電力(調變訊號x1(t)之平均電力)，設定為從第2發送天線發送之發送訊號tr2(7623_2)(調變訊號x2(t)之平均電力)之約1/2」。此時，由於從第1發送天線發送之發送訊號tr1(7623_1)之平均電力(調變訊號x1(t)之平均電力)，與從第2發送天線發送之發送訊號tr2(7623_2)(調變訊號x2(t)之平均電力)之差距甚大，因此須藉由前導符元之插入方法，來變更第141圖(第143圖)之功率變更部14101A、14101B之功率變更用之值Q及q。
因此符合以下條件。
<條件#P-1>
i設為1以上、4以下之整數，j設為1以上、4以下之整數，存在符合i≠j、符合Q#i≠Q#j之i、j。同樣地符合以下條件。
<條件#P-2>
i設為1以上、4以下之整數，j設為1以上、4以下之整數，存在符合i≠j、符合q#i≠q#j之i、j。
前導符元之插入方法亦可考慮與上述<規則#1>至<規 則#4>不同的方法。例如從第140圖之天線7626_1發送之發送訊號所含之前導符元之平均電力(vp值)、與從第140圖之天線7626_2發送之發送訊號所含之前導符元之平均電力(vp值)不同亦可。(再者，就接收裝置之通道推定之推定精度提升方面而言，宜如上述<規則#1>至<規則#4>，從第140圖之天線7626_1發送之發送訊號所含之前導符元之平均電力(vp值)、與從第140圖之天線7626_2發送之發送訊號所含之前導符元之平均電力(vp值)相等。)(再者，vp係如上面所述，如同於第144圖所記載。)
例如關於前導符元之插入方法採如下4種插入方法來進行。
<規則#5>
從第140圖之天線7626_1發送之發送訊號之訊框構成為第142(a)圖，從第140圖之天線7626_2發送之發送訊號之訊框構成亦為第142(a)圖。然後，就從第140圖之天線7626_1發送之發送訊號所含之前導訊號而言，vp=z×v5,1成立，就從第140圖之天線7626_2發送之發送訊號所含之前導訊號而言，vp=z×v5,2成立。其中，v5,1≠v5,2。(再者，vp係如上面所述，如同於第144圖所記載。)
<規則#6>
從第140圖之天線7626_1發送之發送訊號之訊框構成為第142(a)圖，從第140圖之天線7626_2發送之發送訊號之訊框構成亦為第142(a)圖。然後，就從第140圖之天線7626_1發送之發送訊號所含之前導訊號而言，vp=z×v6,1成立，就 從第140圖之天線7626_2發送之發送訊號所含之前導訊號而言，vp=z×v6,2成立。其中，v6,1≠v6,2。又，v5,1≠v6,1且v5,2≠v6,1成立，或v5,1≠v6,2且v5,2≠v6,2成立。(再者，vp係如上面所述，如同於第144圖所記載。)
<規則#7>
從第140圖之天線7626_1發送之發送訊號之訊框構成為第142(b)圖，從第140圖之天線7626_2發送之發送訊號之訊框構成亦為第142(b)圖。然後，就從第140圖之天線7626_1發送之發送訊號所含之前導訊號而言，vp=z×v7,1成立，就從第140圖之天線7626_2發送之發送訊號所含之前導訊號而言，vp=z×v7,2成立。其中，v7,1≠v7,2。(再者，vp係如上面所述，如同於第144圖所記載。)
<規則#8>
從第140圖之天線7626_1發送之發送訊號之訊框構成為第142(b)圖，從第140圖之天線7626_2發送之發送訊號之訊框構成亦為第142(b)圖。然後，就從第140圖之天線7626_1發送之發送訊號所含之前導訊號而言，vp=z×v8,1成立，就從第140圖之天線7626_2發送之發送訊號所含之前導訊號而言，vp=z×v8,2成立。其中，v8,1≠v8,2。又，v7,1≠v8,1且v7,2≠v8,1成立，或v7,1≠v8,2且v7,2≠v8,2成立。(再者，vp係如上面所述，如同於第144圖所記載。)
基頻訊號s1(t)之調變方式為QPSK，基頻訊號s2(t)之調變方式為16QAM，及各調變方式之映射方法係如上述所說明。又，關於預編碼方法、第141圖(第143圖)之功率變更部 8501A、8501B之功率變更用之值亦如上述所說明(θ=0°、v2=u2=0.5)。
於上面所述之前導符元之插入方法<規則#5>中，為了符合從第1發送天線發送之發送訊號tr1(7623_1)之平均電力(調變訊號x1(t)之平均電力)，設為從第2發送天線發送之發送訊號tr2(7623_2)(調變訊號x2(t)之平均電力)之1/2(G1=G2/2，亦即G1：G2=1：2)，第141圖(第143圖)之功率變更部14101A、14101B之功率變更用之值Q及q係分別設為Q#5及q#5。(再者，Q#5<q#5成立。)
同樣地，於上面所述之前導符元之插入方法<規則#6>中，為了符合從第1發送天線發送之發送訊號tr1(7623_1)之平均電力(調變訊號x1(t)之平均電力)，設為從第2發送天線發送之發送訊號tr2(7623_2)(調變訊號x2(t)之平均電力)之1/2(G1=G2/2，亦即G1：G2=1：2)，第141圖(第143圖)之功率變更部14101A、14101B之功率變更用之值Q及q係分別設為Q#6及q#6。(再者，Q#6<q#6成立。)
同樣地，於上面所述之前導符元之插入方法<規則#7>中，為了符合從第1發送天線發送之發送訊號tr1(7623_1)之平均電力(調變訊號x1(t)之平均電力)，設為從第2發送天線發送之發送訊號tr2(7623_2)(調變訊號x2(t)之平均電力)之1/2(G1=G2/2，亦即G1：G2=1：2)，第141圖(第143圖)之功率變更部14101A、14101B之功率變更用之值Q及q係分別設為Q#7及q#7。(再者，Q#7<q#7成立。)
同樣地，於上面所述之前導符元之插入方法<規則#8> 中，為了符合從第1發送天線發送之發送訊號tr1(7623_1)之平均電力(調變訊號x1(t)之平均電力)，設為從第2發送天線發送之發送訊號tr2(7623_2)(調變訊號x2(t)之平均電力)之1/2(G1=G2/2，亦即G1：G2=1：2)，第141圖(第143圖)之功率變更部14101A、14101B之功率變更用之值Q及q係分別設為Q#8及q#8。(再者，Q#8<q#8成立。)
雖記載從第1發送天線發送之發送訊號tr1(7623_1)之平均電力(調變訊號x1(t)之平均電力)，設定為從第2發送天線發送之發送訊號tr2(7623_2)(調變訊號x2(t)之平均電力)之1/2(G1=G2/2，亦即G1：G2=1：2)，但實際上「從第1發送天線發送之發送訊號tr1(7623_1)之平均電力(調變訊號x1(t)之平均電力)，設定為從第2發送天線發送之發送訊號tr2(7623_2)(調變訊號x2(t)之平均電力)之約1/2」。此時，由於從第1發送天線發送之發送訊號tr1(7623_1)之平均電力(調變訊號x1(t)之平均電力)，與從第2發送天線發送之發送訊號tr2(7623_2)(調變訊號x2(t)之平均電力)之差距甚大，因此須藉由前導符元之插入方法，來變更第141圖(第143圖)之功率變更部14101A、14101B之功率變更用之值Q及q。
因此符合以下條件。
<條件#P-3>
i設為5以上、8以下之整數，j設為5以上、8以下之整數，存在符合i≠j、符合Q#i≠Q#j之i、j。
同樣地符合以下條件。
<條件#P-4>
i設為5以上、8以下之整數，j設為5以上、8以下之整數，存在符合i≠j、符合q#i≠q#j之i、j。
再者，發送裝置選擇如下某一前導符元插入方法均可：如上面所述前導符元之插入方法<規則#1>至<規則#4>，從第140圖之天線7626_1發送之發送訊號所含之前導符元之平均電力(vp值)、與從第140圖之天線7626_2發送之發送訊號所含之前導符元之平均電力(vp值)相等之前導符元插入方法；及如上面所述前導符元之插入方法<規則#5>至<規則#8>，從第140圖之天線7626_1發送之發送訊號所含之前導符元之平均電力(vp值)、與從第140圖之天線7626_2發送之發送訊號所含之前導符元之平均電力(vp值)不相等之前導符元插入方法。
例如思考發送裝置選擇上面所述前導符元之插入方法<規則#1>至<規則#8>之某一前導符元插入方法，來發送調變訊號的情況。
雖記載從第1發送天線發送之發送訊號tr1(7623_1)之平均電力(調變訊號x1(t)之平均電力)，設定為從第2發送天線發送之發送訊號tr2(7623_2)(調變訊號x2(t)之平均電力)之1/2(G1=G2/2，亦即G1：G2=1：2)，但實際上「從第1發送天線發送之發送訊號tr1(7623_1)之平均電力(調變訊號x1(t)之平均電力)，設定為從第2發送天線發送之發送訊號tr2(7623_2)(調變訊號x2(t)之平均電力)之約1/2」。此時，由於從第1發送天線發送之發送訊號tr1(7623_1)之平均電力(調變訊號x1(t)之平均電力)，與從第2發送天線發送之發送 訊號tr2(7623_2)(調變訊號x2(t)之平均電力)之差距甚大，因此須藉由前導符元之插入方法，來變更第141圖(第143圖)之功率變更部14101A、14101B之功率變更用之值Q及q。
因此符合以下條件。
<條件#P-5>
i設為1以上、8以下之整數，j設為1以上、8以下之整數，存在符合i≠j、符合Q#i≠Q#j之i、j。
同樣地符合以下條件。
<條件#P-6>
i設為1以上、8以下之整數，j設為1以上、8以下之整數，存在符合i≠j、符合q#i≠q#j之i、j。
(例1-2)
以基頻訊號s1(t)之調變方式設為16QAM，基頻訊號s2(t)之調變方式設為16QAM，對於s1(t)、s2(t)進行預編碼的情況為例來說明。
16QAM之I-Q平面上之訊號點配置係如第80圖。然後，為了使得16QAM之基頻訊號即s1(t)之平均電力與16QAM之基頻訊號即s2(t)之平均電力相等，須符合式(#P9)。再者，關於該點亦已於實施形態F1說明。
然後，於(例1-2)，從第1發送天線發送之發送訊號tr1(7623_1)之平均電力(調變訊號x1(t)之平均電力)，設為從第2發送天線發送之發送訊號tr2(7623_2)(調變訊號x2(t)之平均電力)之1/2(G1=G2/2，亦即G1：G2=1：2)。(G1：G2設為所需比1：2。)
說明有關屆時之第140圖之訊號處理部7612之動作，亦即第141圖(或第143圖)之動作。
設為16QAM之基頻訊號s1(t)，16QAM之基頻訊號s2(t)時，於接收裝置為了獲得高資料接收品質，預編碼矩陣F係對於式(#P4)，設定θ=25°(25度(25 degree))。
然後，第141圖(第143圖)之功率變更部8501A、8501B之功率變更用值設定為v2=u2=0.5。
為了符合從第1發送天線發送之發送訊號tr1(7623_1)之平均電力(調變訊號x1(t)之平均電力)，設為從第2發送天線發送之發送訊號tr2(7623_2)(調變訊號x2(t)之平均電力)之1/2(G1=G2/2，亦即G1：G2=1：2)，第141圖(第143圖)之功率變更部14101A、14101B之功率變更用之值Q及q係如上述，因應插入於調變訊號p1(t)及p2(t)之前導符元之平均電力(亦即第144圖之vp)及前導符元之插入頻率來變更。
利用例子來說明有關該點。
於上面所述之前導符元之插入方法<規則#1>中，為了符合從第1發送天線發送之發送訊號tr1(7623_1)之平均電力(調變訊號x1(t)之平均電力)，設為從第2發送天線發送之發送訊號tr2(7623_2)(調變訊號x2(t)之平均電力)之1/2(G1=G2/2，亦即G1：G2=1：2)，第141圖(第143圖)之功率變更部14101A、14101B之功率變更用之值Q及q係分別設為Q#1及q#1。(再者，Q#1<q#1成立。)
同樣地，於上面所述之前導符元之插入方法<規則#2>中，為了符合從第1發送天線發送之發送訊號tr1(7623_1)之 平均電力(調變訊號x1(t)之平均電力)，設為從第2發送天線發送之發送訊號tr2(7623_2)(調變訊號x2(t)之平均電力)之1/2(G1=G2/2，亦即G1：G2=1：2)，第141圖(第143圖)之功率變更部14101A、14101B之功率變更用之值Q及q係分別設為Q#2及q#2。(再者，Q#2<q#2成立。)
同樣地，於上面所述之前導符元之插入方法<規則#3>中，為了符合從第1發送天線發送之發送訊號tr1(7623_1)之平均電力(調變訊號x1(t)之平均電力)，設為從第2發送天線發送之發送訊號tr2(7623_2)(調變訊號x2(t)之平均電力)之1/2(G1=G2/2，亦即G1：G2=1：2)，第141圖(第143圖)之功率變更部14101A、14101B之功率變更用之值Q及q係分別設為Q#3及q#3。(再者，Q#3<q#3成立。)
同樣地，於上面所述之前導符元之插入方法<規則#4>中，為了符合從第1發送天線發送之發送訊號tr1(7623_1)之平均電力(調變訊號x1(t)之平均電力)，設為從第2發送天線發送之發送訊號tr2(7623_2)(調變訊號x2(t)之平均電力)之1/2(G1=G2/2，亦即G1：G2=1：2)，第141圖(第143圖)之功率變更部14101A、14101B之功率變更用之值Q及q係分別設為Q#4及q#4。(再者，Q#4<q#4成立。)
雖記載從第1發送天線發送之發送訊號tr1(7623_1)之平均電力(調變訊號x1(t)之平均電力)，設定為從第2發送天線發送之發送訊號tr2(7623_2)(調變訊號x2(t)之平均電力)之1/2(G1=G2/2，亦即G1：G2=1：2)，但實際上「從第1發送天線發送之發送訊號tr1(7623_1)之平均電力(調變訊號 x1(t)之平均電力)，設定為從第2發送天線發送之發送訊號tr2(7623_2)(調變訊號x2(t)之平均電力)之約1/2」。此時，由於從第1發送天線發送之發送訊號tr1(7623_1)之平均電力(調變訊號x1(t)之平均電力)，與從第2發送天線發送之發送訊號tr2(7623_2)(調變訊號x2(t)之平均電力)之差距甚大，因此須藉由前導符元之插入方法，來變更第141圖(第143圖)之功率變更部14101A、14101B之功率變更用之值Q及q。
因此符合以下條件。
<條件#P-7>
i設為1以上、4以下之整數，j設為1以上、4以下之整數，存在符合i≠j、符合Q#i≠Q#j之i、j。
同樣地符合以下條件。
<條件#P-8>
i設為1以上、4以下之整數，j設為1以上、4以下之整數，存在符合i≠j、符合q#i≠q#j之i、j。
前導符元之插入方法亦可考慮與上述<規則#1>至<規則#4>不同的方法。例如從第140圖之天線7626_1發送之發送訊號所含之前導符元之平均電力(vp值)、與從第140圖之天線7626_2發送之發送訊號所含之前導符元之平均電力(vp值)不同亦可。(再者，就接收裝置之通道推定之推定精度提升方面而言，宜如上述<規則#1>至<規則#4>，從第140圖之天線7626_1發送之發送訊號所含之前導符元之平均電力(vp值)、與從第140圖之天線7626_2發送之發送訊號所含之前導符元之平均電力(vp值)相等。)(再者，vp係如上面所述， 如同於第144圖所記載。)
例如關於前導符元之插入方法係與(例1-1)相同，採如下4種插入方法來進行。
<規則#5>
從第140圖之天線7626_1發送之發送訊號之訊框構成為第142(a)圖，從第140圖之天線7626_2發送之發送訊號之訊框構成亦為第142(a)圖。然後，就從第140圖之天線7626_1發送之發送訊號所含之前導訊號而言，vp=z×v5,1成立，就從第140圖之天線7626_2發送之發送訊號所含之前導訊號而言，vp=z×v5,2成立。其中，v5,1≠v5,2。(再者，vp係如上面所述，如同於第144圖所記載。)
<規則#6>
從第140圖之天線7626_1發送之發送訊號之訊框構成為第142(a)圖，從第140圖之天線7626_2發送之發送訊號之訊框構成亦為第142(a)圖。然後，就從第140圖之天線7626_1發送之發送訊號所含之前導訊號而言，vp=z×v6,1成立，就從第140圖之天線7626_2發送之發送訊號所含之前導訊號而言，vp=z×v6,2成立。其中，v6,1≠v6,2。又，v5,1≠v6,1且v5,2≠v6,1成立，或v5,1≠v6,2且v5,2≠v6,2成立。(再者，vp係如上面所述，如同於第144圖所記載。)
<規則#7>
從第140圖之天線7626_1發送之發送訊號之訊框構成為第142(b)圖，從第140圖之天線7626_2發送之發送訊號之訊框構成亦為第142(b)圖。然後，就從第140圖之天線7626_1 發送之發送訊號所含之前導訊號而言，vp=z×v7,1成立，就從第140圖之天線7626_2發送之發送訊號所含之前導訊號而言，vp=z×v7,2成立。其中，v7,1≠v7,2。(再者，vp係如上面所述，如同於第144圖所記載。)
<規則#8>
從第140圖之天線7626_1發送之發送訊號之訊框構成為第142(b)圖，從第140圖之天線7626_2發送之發送訊號之訊框構成亦為第142(b)圖。然後，就從第140圖之天線7626_1發送之發送訊號所含之前導訊號而言，vp=z×v8,1成立，就從第140圖之天線7626_2發送之發送訊號所含之前導訊號而言，vp=z×v8,2成立。其中，v8,1≠v8,2。又，v7,1≠v8,1且v7,2≠v8,1成立，或v7,1≠v8,2且v7,2≠v8,2成立。(再者，vp係如上面所述，如同於第144圖所記載。)
基頻訊號s1(t)之調變方式為16QAM，基頻訊號s2(t)之調變方式為16QAM，及各調變方式之映射方法係如上述所說明。又，關於預編碼方法、第141圖(第143圖)之功率變更部8501A、8501B之功率變更用之值亦如上述所說明(θ=25°、v2=u2=0.5)。
於上面所述之前導符元之插入方法<規則#5>中，為了符合從第1發送天線發送之發送訊號tr1(7623_1)之平均電力(調變訊號x1(t)之平均電力)，設為從第2發送天線發送之發送訊號tr2(7623_2)(調變訊號x2(t)之平均電力)之1/2(G1=G2/2，亦即G1：G2=1：2)，第141圖(第143圖)之功率變更部14101A、14101B之功率變更用之值Q及q係分別設 為Q#5及q#5。(再者，Q#5<q#5成立。)
同樣地，於上面所述之前導符元之插入方法<規則#6>中，為了符合從第1發送天線發送之發送訊號tr1(7623_1)之平均電力(調變訊號x1(t)之平均電力)，設為從第2發送天線發送之發送訊號tr2(7623_2)(調變訊號x2(t)之平均電力)之1/2(G1=G2/2，亦即G1：G2=1：2)，第141圖(第143圖)之功率變更部14101A、14101B之功率變更用之值Q及q係分別設為Q#6及q#6。(再者，Q#6<q#6成立。)
同樣地，於上面所述之前導符元之插入方法<規則#7>中，為了符合從第1發送天線發送之發送訊號tr1(7623_1)之平均電力(調變訊號x1(t)之平均電力)，設為從第2發送天線發送之發送訊號tr2(7623_2)(調變訊號x2(t)之平均電力)之1/2(G1=G2/2，亦即G1：G2=1：2)，第141圖(第143圖)之功率變更部14101A、14101B之功率變更用之值Q及q係分別設為Q#7及q#7。(再者，Q#7<q#7成立。)
同樣地，於上面所述之前導符元之插入方法<規則#8>中，為了符合從第1發送天線發送之發送訊號tr1(7623_1)之平均電力(調變訊號x1(t)之平均電力)，設為從第2發送天線發送之發送訊號tr2(7623_2)(調變訊號x2(t)之平均電力)之1/2(G1=G2/2，亦即G1：G2=1：2)，第141圖(第143圖)之功率變更部14101A、14101B之功率變更用之值Q及q係分別設為Q#8及q#8。(再者，Q#8<q#8成立。)
雖記載從第1發送天線發送之發送訊號tr1(7623_1)之平均電力(調變訊號x1(t)之平均電力)，設定為從第2發送天 線發送之發送訊號tr2(7623_2)(調變訊號x2(t)之平均電力)之1/2(G1=G2/2，亦即G1：G2=1：2)，但實際上「從第1發送天線發送之發送訊號tr1(7623_1)之平均電力(調變訊號x1(t)之平均電力)，設定為從第2發送天線發送之發送訊號tr2(7623_2)(調變訊號x2(t)之平均電力)之約1/2」。此時，由於從第1發送天線發送之發送訊號tr1(7623_1)之平均電力(調變訊號x1(t)之平均電力)，與從第2發送天線發送之發送訊號tr2(7623_2)(調變訊號x2(t)之平均電力)之差距甚大，因此須藉由前導符元之插入方法，來變更第141圖(第143圖)之功率變更部14101A、14101B之功率變更用之值Q及q。
因此符合以下條件。
<條件#P-9>
i設為5以上、8以下之整數，j設為5以上、8以下之整數，存在符合i≠j、符合Q#i≠Q#j之i、j。
同樣地符合以下條件。
<條件#P-10>
i設為5以上、8以下之整數，j設為5以上、8以下之整數，存在符合i≠j、符合q#i≠q#j之i、j。
再者，發送裝置選擇如下某一前導符元插入方法均可：如上面所述前導符元之插入方法<規則#1>至<規則#4>，從第140圖之天線7626_1發送之發送訊號所含之前導符元之平均電力(vp值)、與從第140圖之天線7626_2發送之發送訊號所含之前導符元之平均電力(vp值)相等之前導符元插入方法；及如上面所述前導符元之插入方法<規則#5> 至<規則#8>，從第140圖之天線7626_1發送之發送訊號所含之前導符元之平均電力(vp值)、與從第140圖之天線7626_2發送之發送訊號所含之前導符元之平均電力(vp值)不相等之前導符元插入方法。
例如思考發送裝置選擇上面所述前導符元之插入方法<規則#1>至<規則#8>之某一前導符元插入方法，來發送調變訊號的情況。
雖記載從第1發送天線發送之發送訊號tr1(7623_1)之平均電力(調變訊號x1(t)之平均電力)，設定為從第2發送天線發送之發送訊號tr2(7623_2)(調變訊號x2(t)之平均電力)之1/2(G1=G2/2，亦即G1：G2=1：2)，但實際上「從第1發送天線發送之發送訊號tr1(7623_1)之平均電力(調變訊號x1(t)之平均電力)，設定為從第2發送天線發送之發送訊號tr2(7623_2)(調變訊號x2(t)之平均電力)之約1/2」。此時，由於從第1發送天線發送之發送訊號tr1(7623_1)之平均電力(調變訊號x1(t)之平均電力)，與從第2發送天線發送之發送訊號tr2(7623_2)(調變訊號x2(t)之平均電力)之差距甚大，因此須藉由前導符元之插入方法，來變更第141圖(第143圖)之功率變更部14101A、14101B之功率變更用之值Q及q。
因此符合以下條件。
<條件#P-11>
i設為1以上、8以下之整數，j設為1以上、8以下之整數，存在符合i≠j、符合Q#i≠Q#j之i、j。
同樣地符合以下條件。
<條件#P-12>
i設為1以上、8以下之整數，j設為1以上、8以下之整數，存在符合i≠j、符合q#i≠q#j之i、j。
(例1-3)
以基頻訊號s1(t)之調變方式設為16QAM，基頻訊號s2(t)之調變方式設為64QAM，對於s1(t)、s2(t)進行預編碼的情況為例來說明。
16QAM之I-Q平面上之訊號點配置係如第80圖，64QAM之I-Q平面上之訊號點配置係如第86圖。然後，為了使得16QAM之基頻訊號即s1(t)之平均電力與64QAM之基頻訊號即s2(t)之平均電力相等，須符合式(#P9)及下式。
再者，關於該點亦已於實施形態F1說明。
然後，於(例1-3)，從第1發送天線發送之發送訊號tr1(7623_1)之平均電力(調變訊號x1(t)之平均電力)，設為從第2發送天線發送之發送訊號tr2(7623_2)(調變訊號x2(t)之平均電力)之1/2(G1=G2/2，亦即G1：G2=1：2)。(G1：G2設為所需比1：2。)
說明有關屆時之第140圖之訊號處理部7612之動作，亦即第141圖(或第143圖)之動作。
設為16QAM之基頻訊號s1(t)，64QAM之基頻訊號s2(t) 時，於接收裝置為了獲得高資料接收品質，預編碼矩陣F係對於式(#P4)，設定θ=15°(15度(15 degree))。
然後，第141圖(第143圖)之功率變更部8501A、8501B之功率變更用值設定為v2=u2=0.5。
為了符合從第1發送天線發送之發送訊號tr1(7623_1)之平均電力(調變訊號x1(t)之平均電力)，設為從第2發送天線發送之發送訊號tr2(7623_2)(調變訊號x2(t)之平均電力)之1/2(G1=G2/2，亦即G1：G2=1：2)，第141圖(第143圖)之功率變更部14101A、14101B之功率變更用之值Q及q係如上述，因應插入於調變訊號p1(t)及p2(t)之前導符元之平均電力(亦即第144圖之vp)及前導符元之插入頻率來變更。
利用例子來說明有關該點。
於上面所述之前導符元之插入方法<規則#1>中，為了符合從第1發送天線發送之發送訊號tr1(7623_1)之平均電力(調變訊號x1(t)之平均電力)，設為從第2發送天線發送之發送訊號tr2(7623_2)(調變訊號x2(t)之平均電力)之1/2(G1=G2/2，亦即G1：G2=1：2)，第141圖(第143圖)之功率變更部14101A、14101B之功率變更用之值Q及q係分別設為Q#1及q#1。(再者，Q#1<q#1成立。)
同樣地，於上面所述之前導符元之插入方法<規則#2>中，為了符合從第1發送天線發送之發送訊號tr1(7623_1)之平均電力(調變訊號x1(t)之平均電力)，設為從第2發送天線發送之發送訊號tr2(7623_2)(調變訊號x2(t)之平均電力)之1/2(G1=G2/2，亦即G1：G2=1：2)，第141圖(第143圖)之功 率變更部14101A、14101B之功率變更用之值Q及q係分別設為Q#2及q#2。(再者，Q#2<q#2成立。)
同樣地，於上面所述之前導符元之插入方法<規則#3>中，為了符合從第1發送天線發送之發送訊號tr1(7623_1)之平均電力(調變訊號x1(t)之平均電力)，設為從第2發送天線發送之發送訊號tr2(7623_2)(調變訊號x2(t)之平均電力)之1/2(G1=G2/2，亦即G1：G2=1：2)，第141圖(第143圖)之功率變更部14101A、14101B之功率變更用之值Q及q係分別設為Q#3及q#3。(再者，Q#3<q#3成立。)
同樣地，於上面所述之前導符元之插入方法<規則#4>中，為了符合從第1發送天線發送之發送訊號tr1(7623_1)之平均電力(調變訊號x1(t)之平均電力)，設為從第2發送天線發送之發送訊號tr2(7623_2)(調變訊號x2(t)之平均電力)之1/2(G1=G2/2，亦即G1：G2=1：2)，第141圖(第143圖)之功率變更部14101A、14101B之功率變更用之值Q及q係分別設為Q#4及q#4。(再者，Q#4<q#4成立。)
雖記載從第1發送天線發送之發送訊號tr1(7623_1)之平均電力(調變訊號x1(t)之平均電力)，設定為從第2發送天線發送之發送訊號tr2(7623_2)(調變訊號x2(t)之平均電力)之1/2(G1=G2/2，亦即G1：G2=1：2)，但實際上「從第1發送天線發送之發送訊號tr1(7623_1)之平均電力(調變訊號x1(t)之平均電力)，設定為從第2發送天線發送之發送訊號tr2(7623_2)(調變訊號x2(t)之平均電力)之約1/2」。此時，由於從第1發送天線發送之發送訊號tr1(7623_1)之平均電力 (調變訊號x1(t)之平均電力)，與從第2發送天線發送之發送訊號tr2(7623_2)(調變訊號x2(t)之平均電力)之差距甚大，因此須藉由前導符元之插入方法，來變更第141圖(第143圖)之功率變更部14101A、14101B之功率變更用之值Q及q。
因此符合以下條件。
<條件#P-13>
i設為1以上、4以下之整數，j設為1以上、4以下之整數，存在符合i≠j、符合Q#i≠Q#j之i、j。
同樣地符合以下條件。
<條件#P-14>
i設為1以上、4以下之整數，j設為1以上、4以下之整數，存在符合i≠j、符合q#i≠q#j之i、j。
前導符元之插入方法亦可考慮與上述<規則#1>至<規則#4>不同的方法。例如從第140圖之天線7626_1發送之發送訊號所含之前導符元之平均電力(vp值)、與從第140圖之天線7626_2發送之發送訊號所含之前導符元之平均電力(vp值)不同亦可。(再者，就接收裝置之通道推定之推定精度提升方面而言，宜如上述<規則#1>至<規則#4>，從第140圖之天線7626_1發送之發送訊號所含之前導符元之平均電力(vp值)、與從第140圖之天線7626_2發送之發送訊號所含之前導符元之平均電力(vp值)相等。)(再者，vp係如上面所述，如同於第144圖所記載。)
例如關於前導符元之插入方法係與(例1-1)、(例1-2)相同，採如下4種插入方法來進行。
<規則#5>
從第140圖之天線7626_1發送之發送訊號之訊框構成為第142(a)圖，從第140圖之天線7626_2發送之發送訊號之訊框構成亦為第142(a)圖。然後，就從第140圖之天線7626_1發送之發送訊號所含之前導訊號而言，vp=z×v5,1成立，就從第140圖之天線7626_2發送之發送訊號所含之前導訊號而言，vp=z×v5,2成立。其中，v5,1≠v5,2。(再者，vp係如上面所述，如同於第144圖所記載。)
<規則#6>
從第140圖之天線7626_1發送之發送訊號之訊框構成為第142(a)圖，從第140圖之天線7626_2發送之發送訊號之訊框構成亦為第142(a)圖。然後，就從第140圖之天線7626_1發送之發送訊號所含之前導訊號而言，vp=z×v6,1成立，就從第140圖之天線7626_2發送之發送訊號所含之前導訊號而言，vp=z×v6,2成立。其中，v6,1≠v6,2。又，v5,1≠v6,1且v5,2≠v6,1成立，或v5,1≠v6,2且v5,2≠v6,2成立。(再者，vp係如上面所述，如同於第144圖所記載。)
<規則#7>
從第140圖之天線7626_1發送之發送訊號之訊框構成為第142(b)圖，從第140圖之天線7626_2發送之發送訊號之訊框構成亦為第142(b)圖。然後，就從第140圖之天線7626_1發送之發送訊號所含之前導訊號而言，vp=z×v7,1成立，就從第140圖之天線7626_2發送之發送訊號所含之前導訊號而言，vp=z×v7,2成立。其中，v7,1≠v7,2。(再者，vp係如上面 所述，如同於第144圖所記載。)
<規則#8>
從第140圖之天線7626_1發送之發送訊號之訊框構成為第142(b)圖，從第140圖之天線7626_2發送之發送訊號之訊框構成亦為第142(b)圖。然後，就從第140圖之天線7626_1發送之發送訊號所含之前導訊號而言，vp=z×v8,1成立，就從第140圖之天線7626_2發送之發送訊號所含之前導訊號而言，vp=z×v8,2成立。其中，v8,1≠v8,2。又，v7,1≠v8,1且v7,2≠v8,1成立，或v7,1≠v8,2且v7,2≠v8,2成立。(再者，vp係如上面所述，如同於第144圖所記載。)
基頻訊號s1(t)之調變方式為16QAM，基頻訊號s2(t)之調變方式為64QAM，及各調變方式之映射方法係如上述所說明。又，關於預編碼方法、第141圖(第143圖)之功率變更部8501A、8501B之功率變更用之值亦如上述所說明(θ=25°、v2=u2=0.5)。
於上面所述之前導符元之插入方法<規則#5>中，為了符合從第1發送天線發送之發送訊號tr1(7623_1)之平均電力(調變訊號x1(t)之平均電力)，設為從第2發送天線發送之發送訊號tr2(7623_2)(調變訊號x2(t)之平均電力)之1/2(G1=G2/2，亦即G1：G2=1：2)，第141圖(第143圖)之功率變更部14101A、14101B之功率變更用之值Q及q係分別設為Q#5及q#5。(再者，Q#5<q#5成立。)
同樣地，於上面所述之前導符元之插入方法<規則#6>中，為了符合從第1發送天線發送之發送訊號tr1(7623_1)之 平均電力(調變訊號x1(t)之平均電力)，設為從第2發送天線發送之發送訊號tr2(7623_2)(調變訊號x2(t)之平均電力)之1/2(G1=G2/2，亦即G1：G2=1：2)，第141圖(第143圖)之功率變更部14101A、14101B之功率變更用之值Q及q係分別設為Q#6及q#6。(再者，Q#6<q#6成立。)
同樣地，於上面所述之前導符元之插入方法<規則#7>中，為了符合從第1發送天線發送之發送訊號tr1(7623_1)之平均電力(調變訊號x1(t)之平均電力)，設為從第2發送天線發送之發送訊號tr2(7623_2)(調變訊號x2(t)之平均電力)之1/2(G1=G2/2，亦即G1：G2=1：2)，第141圖(第143圖)之功率變更部14101A、14101B之功率變更用之值Q及q係分別設為Q#7及q#7。(再者，Q#7<q#7成立。)
同樣地，於上面所述之前導符元之插入方法<規則#8>中，為了符合從第1發送天線發送之發送訊號tr1(7623_1)之平均電力(調變訊號x1(t)之平均電力)，設為從第2發送天線發送之發送訊號tr2(7623_2)(調變訊號x2(t)之平均電力)之1/2(G1=G2/2，亦即G1：G2=1：2)，第141圖(第143圖)之功率變更部14101A、14101B之功率變更用之值Q及q係分別設為Q#8及q#8。(再者，Q#8<q#8成立。)
雖記載從第1發送天線發送之發送訊號tr1(7623_1)之平均電力(調變訊號x1(t)之平均電力)，設定為從第2發送天線發送之發送訊號tr2(7623_2)(調變訊號x2(t)之平均電力)之1/2(G1=G2/2，亦即G1：G2=1：2)，但實際上「從第1發送天線發送之發送訊號tr1(7623_1)之平均電力(調變訊號 x1(t)之平均電力)，設定為從第2發送天線發送之發送訊號tr2(7623_2)(調變訊號x2(t)之平均電力)之約1/2」。此時，由於從第1發送天線發送之發送訊號tr1(7623_1)之平均電力(調變訊號x1(t)之平均電力)，與從第2發送天線發送之發送訊號tr2(7623_2)(調變訊號x2(t)之平均電力)之差距甚大，因此須藉由前導符元之插入方法，來變更第141圖(第143圖)之功率變更部14101A、14101B之功率變更用之值Q及q。
因此符合以下條件。
<條件#P-15>
i設為5以上、8以下之整數，j設為5以上、8以下之整數，存在符合i≠j、符合Q#i≠Q#j之i、j。
同樣地符合以下條件。
<條件#P-16>
i設為5以上、8以下之整數，j設為5以上、8以下之整數，存在符合i≠j、符合q#i≠q#j之i、j。
再者，發送裝置選擇如下某一前導符元插入方法均可：如上面所述前導符元之插入方法<規則#1>至<規則#4>，從第140圖之天線7626_1發送之發送訊號所含之前導符元之平均電力(vp值)、與從第140圖之天線7626_2發送之發送訊號所含之前導符元之平均電力(vp值)相等之前導符元插入方法；及如上面所述前導符元之插入方法<規則#5>至<規則#8>，從第140圖之天線7626_1發送之發送訊號所含之前導符元之平均電力(vp值)、與從第140圖之天線7626_2發送之發送訊號所含之前導符元之平均電力(vp值)不相等 之前導符元插入方法。
例如思考發送裝置選擇上面所述前導符元之插入方法<規則#1>至<規則#8>之某一前導符元插入方法，來發送調變訊號的情況。
雖記載從第1發送天線發送之發送訊號tr1(7623_1)之平均電力(調變訊號x1(t)之平均電力)，設定為從第2發送天線發送之發送訊號tr2(7623_2)(調變訊號x2(t)之平均電力)之1/2(G1=G2/2，亦即G1：G2=1：2)，但實際上「從第1發送天線發送之發送訊號tr1(7623_1)之平均電力(調變訊號x1(t)之平均電力)，設定為從第2發送天線發送之發送訊號tr2(7623_2)(調變訊號x2(t)之平均電力)之約1/2」。此時，由於從第1發送天線發送之發送訊號tr1(7623_1)之平均電力(調變訊號x1(t)之平均電力)，與從第2發送天線發送之發送訊號tr2(7623_2)(調變訊號x2(t)之平均電力)之差距甚大，因此須藉由前導符元之插入方法，來變更第141圖(第143圖)之功率變更部14101A、14101B之功率變更用之值Q及q。
因此符合以下條件。
<條件#P-17>
i設為1以上、8以下之整數，j設為1以上、8以下之整數，存在符合i≠j、符合Q#i≠Q#j之i、j。
同樣地符合以下條件。
<條件#P-18>
i設為1以上、8以下之整數，j設為1以上、8以下之整數，存在符合i≠j、符合q#i≠q#j之i、j。
(例2)
接著，說明有關控制從第1發送天線發送之訊號tr1(t)之平均電力為從第2發送天線發送之訊號tr2(t)之平均電力之1/4，亦即G1：G2=1：4時之預編碼後之基頻訊號之平均電力的方法。
與上述相同，作為前導符元之插入方法係利用上面所述之<規則#1>至<規則#4>。
(例2-1)
以基頻訊號s1(t)之調變方式設為QPSK，基頻訊號s2(t)之調變方式設為16QAM，對於s1(t)、s2(t)進行預編碼的情況為例來說明。
QPSK之I-Q平面上之訊號點配置係如第81圖，16QAM之I-Q平面上之訊號點配置係如第80圖。然後，為了使得16QAM之基頻訊號即s1(t)之平均電力與16QAM之基頻訊號即s2(t)之平均電力相等，須符合式(#P8)、式(#P9)。再者，關於該點亦已於實施形態F1說明。
然後，於(例2-1)，從第1發送天線發送之發送訊號tr1(7623_1)之平均電力(調變訊號x1(t)之平均電力)，設為從第2發送天線發送之發送訊號tr2(7623_2)(調變訊號x2(t)之平均電力)之1/4(G1=G2/4，亦即G1：G2=1：4)。(G1：G2設為所需比1：4。)
說明有關屆時之第140圖之訊號處理部7612之動作，亦即第141圖(或第143圖)之動作。
設為QPSK之基頻訊號s1(t)，16QAM之基頻訊號s2(t) 時，於接收裝置為了獲得高資料接收品質，預編碼矩陣F係對於式(#P4)，設定θ=0°(0度(0 degree))。因此，預編碼矩陣F為式(#P10)。再者，亦可利用式(#P11)來取代式(#P10)。
然後，第141圖(第143圖)之功率變更部8501A、8501B之功率變更用值設定為v2=u2=0.5。
為了符合從第1發送天線發送之發送訊號tr1(7623_1)之平均電力(調變訊號x1(t)之平均電力)，設為從第2發送天線發送之發送訊號tr2(7623_2)(調變訊號x2(t)之平均電力)之1/4(G1=G2/4，亦即G1：G2=1：4)，第141圖(第143圖)之功率變更部14101A、14101B之功率變更用之值Q及q係如上述，因應插入於調變訊號p1(t)及p2(t)之前導符元之平均電力(亦即第144圖之vp)及前導符元之插入頻率來變更。
利用例子來說明有關該點。
於上面所述之前導符元之插入方法<規則#1>中，為了符合從第1發送天線發送之發送訊號tr1(7623_1)之平均電力(調變訊號x1(t)之平均電力)，設為從第2發送天線發送之發送訊號tr2(7623_2)(調變訊號x2(t)之平均電力)之1/2(G1=G2/4，亦即G1：G2=1：4)，第141圖(第143圖)之功率變更部14101A、14101B之功率變更用之值Q及q係分別設為Q#1及q#1。(再者，Q#1<q#1成立。)
同樣地，於上面所述之前導符元之插入方法<規則#2>中，為了符合從第1發送天線發送之發送訊號tr1(7623_1)之平均電力(調變訊號x1(t)之平均電力)，設為從第2發送天線發送之發送訊號tr2(7623_2)(調變訊號x2(t)之平均電力)之 1/4(G1=G2/4，亦即G1：G2=1：4)，第141圖(第143圖)之功率變更部14101A、14101B之功率變更用之值Q及q係分別設為Q#2及q#2。(再者，Q#2<q#2成立。)
同樣地，於上面所述之前導符元之插入方法<規則#3>中，為了符合從第1發送天線發送之發送訊號tr1(7623_1)之平均電力(調變訊號x1(t)之平均電力)，設為從第2發送天線發送之發送訊號tr2(7623_2)(調變訊號x2(t)之平均電力)之1/4(G1=G2/4，亦即G1：G2=1：4)，第141圖(第143圖)之功率變更部14101A、14101B之功率變更用之值Q及q係分別設為Q#3及q#3。(再者，Q#3<q#3成立。)
同樣地，於上面所述之前導符元之插入方法<規則#4>中，為了符合從第1發送天線發送之發送訊號tr1(7623_1)之平均電力(調變訊號x1(t)之平均電力)，設為從第2發送天線發送之發送訊號tr2(7623_2)(調變訊號x2(t)之平均電力)之1/4(G1=G2/4，亦即G1：G2=1：4)，第141圖(第143圖)之功率變更部14101A、14101B之功率變更用之值Q及q係分別設為Q#4及q#4。(再者，Q#4<q#4成立。)
雖記載從第1發送天線發送之發送訊號tr1(7623_1)之平均電力(調變訊號x1(t)之平均電力)，設定為從第2發送天線發送之發送訊號tr2(7623_2)(調變訊號x2(t)之平均電力)之1/4(G1=G2/4，亦即G1：G2=1：4)，但實際上「從第1發送天線發送之發送訊號tr1(7623_1)之平均電力(調變訊號x1(t)之平均電力)，設定為從第2發送天線發送之發送訊號tr2(7623_2)(調變訊號x2(t)之平均電力)之約1/4」。此時，由 於從第1發送天線發送之發送訊號tr1(7623_1)之平均電力(調變訊號x1(t)之平均電力)，與從第2發送天線發送之發送訊號tr2(7623_2)(調變訊號x2(t)之平均電力)之差距甚大，因此須藉由前導符元之插入方法，來變更第141圖(第143圖)之功率變更部14101A、14101B之功率變更用之值Q及q。
因此符合以下條件。
<條件#P-19>
i設為1以上、4以下之整數，j設為1以上、4以下之整數，存在符合i≠j、符合Q#i≠Q#j之i、j。
同樣地符合以下條件。
<條件#P-20>
i設為1以上、4以下之整數，j設為1以上、4以下之整數，存在符合i≠j、符合q#i≠q#j之i、j。
前導符元之插入方法亦可考慮與上述<規則#1>至<規則#4>不同的方法。例如從第140圖之天線7626_1發送之發送訊號所含之前導符元之平均電力(vp值)、與從第140圖之天線7626_2發送之發送訊號所含之前導符元之平均電力(vp值)不同亦可。(再者，就接收裝置之通道推定之推定精度提升方面而言，宜如上述<規則#1>至<規則#4>，從第140圖之天線7626_1發送之發送訊號所含之前導符元之平均電力(vp值)、與從第140圖之天線7626_2發送之發送訊號所含之前導符元之平均電力(vp值)相等。)(再者，vp係如上面所述，如同於第144圖所記載。)
例如關於前導符元之插入方法係與(例1-1)、(例1-2)、 (例1-3)相同，採如下4種插入方法來進行。
<規則#5>
從第140圖之天線7626_1發送之發送訊號之訊框構成為第142(a)圖，從第140圖之天線7626_2發送之發送訊號之訊框構成亦為第142(a)圖。然後，就從第140圖之天線7626_1發送之發送訊號所含之前導訊號而言，vp=z×v5,1成立，就從第140圖之天線7626_2發送之發送訊號所含之前導訊號而言，vp=z×v5,2成立。其中，v5,1≠v5,2。(再者，vp係如上面所述，如同於第144圖所記載。)
<規則#6>
從第140圖之天線7626_1發送之發送訊號之訊框構成為第142(a)圖，從第140圖之天線7626_2發送之發送訊號之訊框構成亦為第142(a)圖。然後，就從第140圖之天線7626_1發送之發送訊號所含之前導訊號而言，vp=z×v6,1成立，就從第140圖之天線7626_2發送之發送訊號所含之前導訊號而言，vp=z×v6,2成立。其中，v6,1≠v6,2。又，v5,1≠v6,1且v5,2≠v6,1成立，或v5,1≠v6,2且v5,2≠v6,2成立。(再者，vp係如上面所述，如同於第144圖所記載。)
<規則#7>
從第140圖之天線7626_1發送之發送訊號之訊框構成為第142(b)圖，從第140圖之天線7626_2發送之發送訊號之訊框構成亦為第142(b)圖。然後，就從第140圖之天線7626_1發送之發送訊號所含之前導訊號而言，vp=z×v7,1成立，就從第140圖之天線7626_2發送之發送訊號所含之前導訊號 而言，vp=z×v7,2成立。其中，v7,1≠v7,2。(再者，vp係如上面所述，如同於第144圖所記載。)
<規則#8>
從第140圖之天線7626_1發送之發送訊號之訊框構成為第142(b)圖，從第140圖之天線7626_2發送之發送訊號之訊框構成亦為第142(b)圖。然後，就從第140圖之天線7626_1發送之發送訊號所含之前導訊號而言，vp=z×v8,1成立，就從第140圖之天線7626_2發送之發送訊號所含之前導訊號而言，vp=z×v8,2成立。其中，v8,1≠v8,2。又，v7,1≠v8,1且v7,2≠v8,1成立，或v7,1≠v8,2且v7,2≠v8,2成立。(再者，vp係如上面所述，如同於第144圖所記載。)
基頻訊號s1(t)之調變方式為QPSK，基頻訊號s2(t)之調變方式為16QAM，及各調變方式之映射方法係如上述所說明。又，關於預編碼方法、第141圖(第143圖)之功率變更部8501A、8501B之功率變更用之值亦如上述所說明(θ=0°、v2=u2=0.5)。
於上面所述之前導符元之插入方法<規則#5>中，為了符合從第1發送天線發送之發送訊號tr1(7623_1)之平均電力(調變訊號x1(t)之平均電力)，設為從第2發送天線發送之發送訊號tr2(7623_2)(調變訊號x2(t)之平均電力)之1/4(G1=G2/4，亦即G1：G2=1：4)，第141圖(第143圖)之功率變更部14101A、14101B之功率變更用之值Q及q係分別設為Q#5及q#5。(再者，Q#5<q#5成立。)
同樣地，於上面所述之前導符元之插入方法<規則#6> 中，為了符合從第1發送天線發送之發送訊號tr1(7623_1)之平均電力(調變訊號x1(t)之平均電力)，設為從第2發送天線發送之發送訊號tr2(7623_2)(調變訊號x2(t)之平均電力)之1/4(G1=G2/4，亦即G1：G2=1：4)，第141圖(第143圖)之功率變更部14101A、14101B之功率變更用之值Q及q係分別設為Q#6及q#6。(再者，Q#6<q#6成立。)
同樣地，於上面所述之前導符元之插入方法<規則#7>中，為了符合從第1發送天線發送之發送訊號tr1(7623_1)之平均電力(調變訊號x1(t)之平均電力)，設為從第2發送天線發送之發送訊號tr2(7623_2)(調變訊號x2(t)之平均電力)之1/4(G1=G2/4，亦即G1：G2=1：4)，第141圖(第143圖)之功率變更部14101A、14101B之功率變更用之值Q及q係分別設為Q#7及q#7。(再者，Q#7<q#7成立。)
同樣地，於上面所述之前導符元之插入方法<規則#8>中，為了符合從第1發送天線發送之發送訊號tr1(7623_1)之平均電力(調變訊號x1(t)之平均電力)，設為從第2發送天線發送之發送訊號tr2(7623_2)(調變訊號x2(t)之平均電力)之1/4(G1=G2/4，亦即G1：G2=1：4)，第141圖(第143圖)之功率變更部14101A、14101B之功率變更用之值Q及q係分別設為Q#8及q#8。(再者，Q#8<q#8成立。)
雖記載從第1發送天線發送之發送訊號tr1(7623_1)之平均電力(調變訊號x1(t)之平均電力)，設定為從第2發送天線發送之發送訊號tr2(7623_2)(調變訊號x2(t)之平均電力)之1/4(G1=G2/4，亦即G1：G2=1：4)，但實際上「從第1發 送天線發送之發送訊號tr1(7623_1)之平均電力(調變訊號x1(t)之平均電力)，設定為從第2發送天線發送之發送訊號tr2(7623_2)(調變訊號x2(t)之平均電力)之約1/4」。此時，由於從第1發送天線發送之發送訊號tr1(7623_1)之平均電力(調變訊號x1(t)之平均電力)，與從第2發送天線發送之發送訊號tr2(7623_2)(調變訊號x2(t)之平均電力)之差距甚大，因此須藉由前導符元之插入方法，來變更第141圖(第143圖)之功率變更部14101A、14101B之功率變更用之值Q及q。
因此符合以下條件。
<條件#P-21>
i設為5以上、8以下之整數，j設為5以上、8以下之整數，存在符合i≠j、符合Q#i≠Q#j之i、j。
同樣地符合以下條件。
<條件#P-22>
i設為5以上、8以下之整數，j設為5以上、8以下之整數，存在符合i≠j、符合q#i≠q#j之i、j。
再者，發送裝置選擇如下某一前導符元插入方法均可：如上面所述前導符元之插入方法<規則#1>至<規則#4>，從第140圖之天線7626_1發送之發送訊號所含之前導符元之平均電力(vp值)、與從第140圖之天線7626_2發送之發送訊號所含之前導符元之平均電力(vp值)相等之前導符元插入方法；及如上面所述前導符元之插入方法<規則#5>至<規則#8>，從第140圖之天線7626_1發送之發送訊號所含之前導符元之平均電力(vp值)、與從第140圖之天線7626_2 發送之發送訊號所含之前導符元之平均電力(vp值)不相等之前導符元插入方法。
例如思考發送裝置選擇上面所述前導符元之插入方法<規則#1>至<規則#8>之某一前導符元插入方法，來發送調變訊號的情況。
雖記載從第1發送天線發送之發送訊號tr1(7623_1)之平均電力(調變訊號x1(t)之平均電力)，設定為從第2發送天線發送之發送訊號tr2(7623_2)(調變訊號x2(t)之平均電力)之1/4(G1=G2/4，亦即G1：G2=1：4)，但實際上「從第1發送天線發送之發送訊號tr1(7623_1)之平均電力(調變訊號x1(t)之平均電力)，設定為從第2發送天線發送之發送訊號tr2(7623_2)(調變訊號x2(t)之平均電力)之約1/4」。此時，由於從第1發送天線發送之發送訊號tr1(7623_1)之平均電力(調變訊號x1(t)之平均電力)，與從第2發送天線發送之發送訊號tr2(7623_2)(調變訊號x2(t)之平均電力)之差距甚大，因此須藉由前導符元之插入方法，來變更第141圖(第143圖)之功率變更部14101A、14101B之功率變更用之值Q及q。
因此符合以下條件。
<條件#P-23>
i設為1以上、8以下之整數，j設為1以上、8以下之整數，存在符合i≠j、符合Q#i≠Q#j之i、j。
同樣地符合以下條件。
<條件#P-24>
i設為1以上、8以下之整數，j設為1以上、8以下之整數，存 在符合i≠j、符合q#i≠q#j之i、j。
(例2-2)
以基頻訊號s1(t)之調變方式設為16QAM，基頻訊號s2(t)之調變方式設為16QAM，對於s1(t)、s2(t)進行預編碼的情況為例來說明。
16QAM之I-Q平面上之訊號點配置係如第80圖。然後，為了使得16QAM之基頻訊號即s1(t)之平均電力與16QAM之基頻訊號即s2(t)之平均電力相等，須符合式(#P9)。再者，關於該點亦已於實施形態F1說明。
然後，於(例2-2)，從第1發送天線發送之發送訊號tr1(7623_1)之平均電力(調變訊號x1(t)之平均電力)，設為從第2發送天線發送之發送訊號tr2(7623_2)(調變訊號x2(t)之平均電力)之1/4(G1=G2/4，亦即G1：G2=1：4)。(G1：G2設為所需比1：4。)
說明有關屆時之第140圖之訊號處理部7612之動作，亦即第141圖(或第143圖)之動作。
設為16QAM之基頻訊號s1(t)，16QAM之基頻訊號s2(t)時，於接收裝置為了獲得高資料接收品質，預編碼矩陣F係對於式(#P4)，設定θ=0°(0度(0 degree))。因此，預編碼矩陣F為式(#P10)。再者，亦可利用式(#P11)來取代式(#P10)。
然後，第141圖(第143圖)之功率變更部8501A、8501B之功率變更用值設定為v2=u2=0.5。
為了符合從第1發送天線發送之發送訊號tr1(7623_1)之平均電力(調變訊號x1(t)之平均電力)，設為從第2發送天 線發送之發送訊號tr2(7623_2)(調變訊號x2(t)之平均電力)之1/4(G1=G2/4，亦即G1：G2=1：4)，第141圖(第143圖)之功率變更部14101A、14101B之功率變更用之值Q及q係如上述，因應插入於調變訊號p1(t)及p2(t)之前導符元之平均電力(亦即第144圖之vp)及前導符元之插入頻率來變更。
利用例子來說明有關該點。
於上面所述之前導符元之插入方法<規則#1>中，為了符合從第1發送天線發送之發送訊號tr1(7623_1)之平均電力(調變訊號x1(t)之平均電力)，設為從第2發送天線發送之發送訊號tr2(7623_2)(調變訊號x2(t)之平均電力)之1/2(G1=G2/4，亦即G1：G2=1：4)，第141圖(第143圖)之功率變更部14101A、14101B之功率變更用之值Q及q係分別設為Q#1及q#1。(再者，Q#1<q#1成立。)
同樣地，於上面所述之前導符元之插入方法<規則#2>中，為了符合從第1發送天線發送之發送訊號tr1(7623_1)之平均電力(調變訊號x1(t)之平均電力)，設為從第2發送天線發送之發送訊號tr2(7623_2)(調變訊號x2(t)之平均電力)之1/4(G1=G2/4，亦即G1：G2=1：4)，第141圖(第143圖)之功率變更部14101A、14101B之功率變更用之值Q及q係分別設為Q#2及q#2。(再者，Q#2<q#2成立。)
同樣地，於上面所述之前導符元之插入方法<規則#3>中，為了符合從第1發送天線發送之發送訊號tr1(7623_1)之平均電力(調變訊號x1(t)之平均電力)，設為從第2發送天線發送之發送訊號tr2(7623_2)(調變訊號x2(t)之平均電力)之 1/4(G1=G2/4，亦即G1：G2=1：4)，第141圖(第143圖)之功率變更部14101A、14101B之功率變更用之值Q及q係分別設為Q#3及q#3。(再者，Q#3<q#3成立。)
同樣地，於上面所述之前導符元之插入方法<規則#4>中，為了符合從第1發送天線發送之發送訊號tr1(7623_1)之平均電力(調變訊號x1(t)之平均電力)，設為從第2發送天線發送之發送訊號tr2(7623_2)(調變訊號x2(t)之平均電力)之1/4(G1=G2/4，亦即G1：G2=1：4)，第141圖(第143圖)之功率變更部14101A、14101B之功率變更用之值Q及q係分別設為Q#4及q#4。(再者，Q#4<q#4成立。)
雖記載從第1發送天線發送之發送訊號tr1(7623_1)之平均電力(調變訊號x1(t)之平均電力)，設定為從第2發送天線發送之發送訊號tr2(7623_2)(調變訊號x2(t)之平均電力)之1/4(G1=G2/4，亦即G1：G2=1：4)，但實際上「從第1發送天線發送之發送訊號tr1(7623_1)之平均電力(調變訊號x1(t)之平均電力)，設定為從第2發送天線發送之發送訊號tr2(7623_2)(調變訊號x2(t)之平均電力)之約1/4」。此時，由於從第1發送天線發送之發送訊號tr1(7623_1)之平均電力(調變訊號x1(t)之平均電力)，與從第2發送天線發送之發送訊號tr2(7623_2)(調變訊號x2(t)之平均電力)之差距甚大，因此須藉由前導符元之插入方法，來變更第141圖(第143圖)之功率變更部14101A、14101B之功率變更用之值Q及q。
因此符合以下條件。
<條件#P-25>
i設為1以上、4以下之整數，j設為1以上、4以下之整數，存在符合i≠j、符合Q#i≠Q#j之i、j。
同樣地符合以下條件。
<條件#P-26>
i設為1以上、4以下之整數，j設為1以上、4以下之整數，存在符合i≠j、符合q#i≠q#j之i、j。
前導符元之插入方法亦可考慮與上述<規則#1>至<規則#4>不同的方法。例如從第140圖之天線7626_1發送之發送訊號所含之前導符元之平均電力(vp值)、與從第140圖之天線7626_2發送之發送訊號所含之前導符元之平均電力(vp值)不同亦可。(再者，就接收裝置之通道推定之推定精度提升方面而言，宜如上述<規則#1>至<規則#4>，從第140圖之天線7626_1發送之發送訊號所含之前導符元之平均電力(vp值)、與從第140圖之天線7626_2發送之發送訊號所含之前導符元之平均電力(vp值)相等。)(再者，vp係如上面所述，如同於第144圖所記載。)
例如關於前導符元之插入方法係與(例2-1)相同，採如下4種插入方法來進行。
<規則#5>
從第140圖之天線7626_1發送之發送訊號之訊框構成為第142(a)圖，從第140圖之天線7626_2發送之發送訊號之訊框構成亦為第142(a)圖。然後，就從第140圖之天線7626_1發送之發送訊號所含之前導訊號而言，vp=z×v5,1成立，就從第140圖之天線7626_2發送之發送訊號所含之前導訊號 而言，vp=z×v5,2成立。其中，v5,1≠v5,2。(再者，vp係如上面所述，如同於第144圖所記載。)
<規則#6>
從第140圖之天線7626_1發送之發送訊號之訊框構成為第142(a)圖，從第140圖之天線7626_2發送之發送訊號之訊框構成亦為第142(a)圖。然後，就從第140圖之天線7626_1發送之發送訊號所含之前導訊號而言，vp=z×v6,1成立，就從第140圖之天線7626_2發送之發送訊號所含之前導訊號而言，vp=z×v6,2成立。其中，v6,1≠v6,2。又，v5,1≠v6,1且v5,2≠v6,1成立，或v5,1≠v6,2且v5,2≠v6,2成立。(再者，vp係如上面所述，如同於第144圖所記載。)
<規則#7>
從第140圖之天線7626_1發送之發送訊號之訊框構成為第142(b)圖，從第140圖之天線7626_2發送之發送訊號之訊框構成亦為第142(b)圖。然後，就從第140圖之天線7626_1發送之發送訊號所含之前導訊號而言，vp=z×v7,1成立，就從第140圖之天線7626_2發送之發送訊號所含之前導訊號而言，vp=z×v7,2成立。其中，v7,1≠v7,2。(再者，vp係如上面所述，如同於第144圖所記載。)
<規則#8>
從第140圖之天線7626_1發送之發送訊號之訊框構成為第142(b)圖，從第140圖之天線7626_2發送之發送訊號之訊框構成亦為第142(b)圖。然後，就從第140圖之天線7626_1發送之發送訊號所含之前導訊號而言，vp=z×v8,1成立，就 從第140圖之天線7626_2發送之發送訊號所含之前導訊號而言，vp=z×v8,2成立。其中，v8,1≠v8,2。又，v7,1≠v8,1且v7,2≠v8,1成立，或v7,1≠v8,2且v7,2≠v8,2成立。(再者，vp係如上面所述，如同於第144圖所記載。)
基頻訊號s1(t)之調變方式為16QAM，基頻訊號s2(t)之調變方式為16QAM，及各調變方式之映射方法係如上述所說明。又，關於預編碼方法、第141圖(第143圖)之功率變更部8501A、8501B之功率變更用之值亦如上述所說明(θ=0°、v2=u2=0.5)。
於上面所述之前導符元之插入方法<規則#5>中，為了符合從第1發送天線發送之發送訊號tr1(7623_1)之平均電力(調變訊號x1(t)之平均電力)，設為從第2發送天線發送之發送訊號tr2(7623_2)(調變訊號x2(t)之平均電力)之1/4(G1=G2/4，亦即G1：G2=1：4)，第141圖(第143圖)之功率變更部14101A、14101B之功率變更用之值Q及q係分別設為Q#5及q#5。(再者，Q#5<q#5成立。)
同樣地，於上面所述之前導符元之插入方法<規則#6>中，為了符合從第1發送天線發送之發送訊號tr1(7623_1)之平均電力(調變訊號x1(t)之平均電力)，設為從第2發送天線發送之發送訊號tr2(7623_2)(調變訊號x2(t)之平均電力)之1/4(G1=G2/4，亦即G1：G2=1：4)，第141圖(第143圖)之功率變更部14101A、14101B之功率變更用之值Q及q係分別設為Q#6及q#6。(再者，Q#6<q#6成立。)
同樣地，於上面所述之前導符元之插入方法<規則#7> 中，為了符合從第1發送天線發送之發送訊號tr1(7623_1)之平均電力(調變訊號x1(t)之平均電力)，設為從第2發送天線發送之發送訊號tr2(7623_2)(調變訊號x2(t)之平均電力)之1/4(G1=G2/4，亦即G1：G2=1：4)，第141圖(第143圖)之功率變更部14101A、14101B之功率變更用之值Q及q係分別設為Q#7及q#7。(再者，Q#7<q#7成立。)
同樣地，於上面所述之前導符元之插入方法<規則#8>中，為了符合從第1發送天線發送之發送訊號tr1(7623_1)之平均電力(調變訊號x1(t)之平均電力)，設為從第2發送天線發送之發送訊號tr2(7623_2)(調變訊號x2(t)之平均電力)之1/4(G1=G2/4，亦即G1：G2=1：4)，第141圖(第143圖)之功率變更部14101A、14101B之功率變更用之值Q及q係分別設為Q#8及q#8。(再者，Q#8<q#8成立。)
雖記載從第1發送天線發送之發送訊號tr1(7623_1)之平均電力(調變訊號x1(t)之平均電力)，設定為從第2發送天線發送之發送訊號tr2(7623_2)(調變訊號x2(t)之平均電力)之1/4(G1=G2/4，亦即G1：G2=1：4)，但實際上「從第1發送天線發送之發送訊號tr1(7623_1)之平均電力(調變訊號x1(t)之平均電力)，設定為從第2發送天線發送之發送訊號tr2(7623_2)(調變訊號x2(t)之平均電力)之約1/4」。此時，由於從第1發送天線發送之發送訊號tr1(7623_1)之平均電力(調變訊號x1(t)之平均電力)，與從第2發送天線發送之發送訊號tr2(7623_2)(調變訊號x2(t)之平均電力)之差距甚大，因此須藉由前導符元之插入方法，來變更第141圖(第143圖) 之功率變更部14101A、14101B之功率變更用之值Q及q。
因此符合以下條件。
<條件#P-27>
i設為5以上、8以下之整數，j設為5以上、8以下之整數，存在符合i≠j、符合Q#i≠Q#j之i、j。
同樣地符合以下條件。
<條件#P-28>
i設為5以上、8以下之整數，j設為5以上、8以下之整數，存在符合i≠j、符合q#i≠q#j之i、j。
再者，發送裝置選擇如下某一前導符元插入方法均可：如上面所述前導符元之插入方法<規則#1>至<規則#4>，從第140圖之天線7626_1發送之發送訊號所含之前導符元之平均電力(vp值)、與從第140圖之天線7626_2發送之發送訊號所含之前導符元之平均電力(vp值)相等之前導符元插入方法；及如上面所述前導符元之插入方法<規則#5>至<規則#8>，從第140圖之天線7626_1發送之發送訊號所含之前導符元之平均電力(vp值)、與從第140圖之天線7626_2發送之發送訊號所含之前導符元之平均電力(vp值)不相等之前導符元插入方法。
例如思考發送裝置選擇上面所述前導符元之插入方法<規則#1>至<規則#8>之某一前導符元插入方法，來發送調變訊號的情況。
雖記載從第1發送天線發送之發送訊號tr1(7623_1)之平均電力(調變訊號x1(t)之平均電力)，設定為從第2發送天 線發送之發送訊號tr2(7623_2)(調變訊號x2(t)之平均電力)之1/4(G1=G2/4，亦即G1：G2=1：4)，但實際上「從第1發送天線發送之發送訊號tr1(7623_1)之平均電力(調變訊號x1(t)之平均電力)，設定為從第2發送天線發送之發送訊號tr2(7623_2)(調變訊號x2(t)之平均電力)之約1/4」。此時，由於從第1發送天線發送之發送訊號tr1(7623_1)之平均電力(調變訊號x1(t)之平均電力)，與從第2發送天線發送之發送訊號tr2(7623_2)(調變訊號x2(t)之平均電力)之差距甚大，因此須藉由前導符元之插入方法，來變更第141圖(第143圖)之功率變更部14101A、14101B之功率變更用之值Q及q。
因此符合以下條件。
<條件#P-29>
i設為1以上、8以下之整數，j設為1以上、8以下之整數，存在符合i≠j、符合Q#i≠Q#j之i、j。
同樣地符合以下條件。
<條件#P-30>
i設為1以上、8以下之整數，j設為1以上、8以下之整數，存在符合i≠j、符合q#i≠q#j之i、j。
(例2-3)
以基頻訊號s1(t)之調變方式設為16QAM，基頻訊號s2(t)之調變方式設為64QAM，對於s1(t)、s2(t)進行預編碼的情況為例來說明。
16QAM之I-Q平面上之訊號點配置係如第80圖。又，64QAM之I-Q平面上之訊號點配置係如第86圖。然後，為 了使得16QAM之基頻訊號即s1(t)之平均電力與64QAM之基頻訊號即s2(t)之平均電力相等，須符合式(#P9)及式(#P13)。再者，關於該點亦已於實施形態F1說明。
然後，於(例1-3)，從第1發送天線發送之發送訊號tr1(7623_1)之平均電力(調變訊號x1(t)之平均電力)，設為從第2發送天線發送之發送訊號tr2(7623_2)(調變訊號x2(t)之平均電力)之1/4(G1=G2/4，亦即G1：G2=1：4)。(G1：G2設為所需比1：4。)
說明有關屆時之第140圖之訊號處理部7612之動作，亦即第141圖(或第143圖)之動作。
設為16QAM之基頻訊號s1(t)，64QAM之基頻訊號s2(t)時，於接收裝置為了獲得高資料接收品質，預編碼矩陣F係對於式(#P4)，設定θ=0°(0度(0 degree))。因此，預編碼矩陣F為式(#P10)。再者，亦可利用式(#P11)來取代式(#P10)。
然後，第141圖(第143圖)之功率變更部8501A、8501B之功率變更用值設定為v2=u2=0.5。
為了符合從第1發送天線發送之發送訊號tr1(7623_1)之平均電力(調變訊號x1(t)之平均電力)，設為從第2發送天線發送之發送訊號tr2(7623_2)(調變訊號x2(t)之平均電力)之1/4(G1=G2/4，亦即G1：G2=1：4)，第141圖(第143圖)之功率變更部14101A、14101B之功率變更用之值Q及q係如上述，因應插入於調變訊號p1(t)及p2(t)之前導符元之平均電力(亦即第144圖之vp)及前導符元之插入頻率來變更。
利用例子來說明有關該點。
於上面所述之前導符元之插入方法<規則#1>中，為了符合從第1發送天線發送之發送訊號tr1(7623_1)之平均電力(調變訊號x1(t)之平均電力)，設為從第2發送天線發送之發送訊號tr2(7623_2)(調變訊號x2(t)之平均電力)之1/2(G1=G2/4，亦即G1：G2=1：4)，第141圖(第143圖)之功率變更部14101A、14101B之功率變更用之值Q及q係分別設為Q#1及q#1。(再者，Q#1<q#1成立。)
同樣地，於上面所述之前導符元之插入方法<規則#2>中，為了符合從第1發送天線發送之發送訊號tr1(7623_1)之平均電力(調變訊號x1(t)之平均電力)，設為從第2發送天線發送之發送訊號tr2(7623_2)(調變訊號x2(t)之平均電力)之1/4(G1=G2/4，亦即G1：G2=1：4)，第141圖(第143圖)之功率變更部14101A、14101B之功率變更用之值Q及q係分別設為Q#2及q#2。(再者，Q#2<q#2成立。)
同樣地，於上面所述之前導符元之插入方法<規則#3>中，為了符合從第1發送天線發送之發送訊號tr1(7623_1)之平均電力(調變訊號x1(t)之平均電力)，設為從第2發送天線發送之發送訊號tr2(7623_2)(調變訊號x2(t)之平均電力)之1/4(G1=G2/4，亦即G1：G2=1：4)，第141圖(第143圖)之功率變更部14101A、14101B之功率變更用之值Q及q係分別設為Q#3及q#3。(再者，Q#3<q#3成立。)
同樣地，於上面所述之前導符元之插入方法<規則#4>中，為了符合從第1發送天線發送之發送訊號tr1(7623_1)之平均電力(調變訊號x1(t)之平均電力)，設為從第2發送天線 發送之發送訊號tr2(7623_2)(調變訊號x2(t)之平均電力)之1/4(G1=G2/4，亦即G1：G2=1：4)，第141圖(第143圖)之功率變更部14101A、14101B之功率變更用之值Q及q係分別設為Q#4及q#4。(再者，Q#4<q#4成立。)
雖記載從第1發送天線發送之發送訊號tr1(7623_1)之平均電力(調變訊號x1(t)之平均電力)，設定為從第2發送天線發送之發送訊號tr2(7623_2)(調變訊號x2(t)之平均電力)之1/4(G1=G2/4，亦即G1：G2=1：4)，但實際上「從第1發送天線發送之發送訊號tr1(7623_1)之平均電力(調變訊號x1(t)之平均電力)，設定為從第2發送天線發送之發送訊號tr2(7623_2)(調變訊號x2(t)之平均電力)之約1/4」。此時，由於從第1發送天線發送之發送訊號tr1(7623_1)之平均電力(調變訊號x1(t)之平均電力)，與從第2發送天線發送之發送訊號tr2(7623_2)(調變訊號x2(t)之平均電力)之差距甚大，因此須藉由前導符元之插入方法，來變更第141圖(第143圖)之功率變更部14101A、14101B之功率變更用之值Q及q。
因此符合以下條件。
<條件#P-31>
i設為1以上、4以下之整數，j設為1以上、4以下之整數，存在符合i≠j、符合Q#i≠Q#j之i、j。
同樣地符合以下條件。
<條件#P-32>
i設為1以上、4以下之整數，j設為1以上、4以下之整數，存在符合i≠j、符合q#i≠q#j之i、j。
前導符元之插入方法亦可考慮與上述<規則#1>至<規則#4>不同的方法。例如從第140圖之天線7626_1發送之發送訊號所含之前導符元之平均電力(vp值)、與從第140圖之天線7626_2發送之發送訊號所含之前導符元之平均電力(vp值)不同亦可。(再者，就接收裝置之通道推定之推定精度提升方面而言，宜如上述<規則#1>至<規則#4>，從第140圖之天線7626_1發送之發送訊號所含之前導符元之平均電力(vp值)、與從第140圖之天線7626_2發送之發送訊號所含之前導符元之平均電力(vp值)相等。)(再者，vp係如上面所述，如同於第144圖所記載。)
例如關於前導符元之插入方法係與(例2-1)、(例2-2)相同，採如下4種插入方法來進行。
<規則#5>
從第140圖之天線7626_1發送之發送訊號之訊框構成為第142(a)圖，從第140圖之天線7626_2發送之發送訊號之訊框構成亦為第142(a)圖。然後，就從第140圖之天線7626_1發送之發送訊號所含之前導訊號而言，vp=z×v5,1成立，就從第140圖之天線7626_2發送之發送訊號所含之前導訊號而言，vp=z×v5,2成立。其中，v5,1≠v5,2。(再者，vp係如上面所述，如同於第144圖所記載。)
<規則#6>
從第140圖之天線7626_1發送之發送訊號之訊框構成為第142(a)圖，從第140圖之天線7626_2發送之發送訊號之訊框構成亦為第142(a)圖。然後，就從第140圖之天線7626_1 發送之發送訊號所含之前導訊號而言，vp=z×v6,1成立，就從第140圖之天線7626_2發送之發送訊號所含之前導訊號而言，vp=z×v6,2成立。其中，v6,1≠v6,2。又，v5,1≠v6,1且v5,2≠v6,1成立，或v5,1≠v6,2且v5,2≠v6,2成立。(再者，vp係如上面所述，如同於第144圖所記載。)
<規則#7>
從第140圖之天線7626_1發送之發送訊號之訊框構成為第142(b)圖，從第140圖之天線7626_2發送之發送訊號之訊框構成亦為第142(b)圖。然後，就從第140圖之天線7626_1發送之發送訊號所含之前導訊號而言，vp=z×v7,1成立，就從第140圖之天線7626_2發送之發送訊號所含之前導訊號而言，vp=z×v7,2成立。其中，v7,1≠v7,2。(再者，vp係如上面所述，如同於第144圖所記載。)
<規則#8>
從第140圖之天線7626_1發送之發送訊號之訊框構成為第142(b)圖，從第140圖之天線7626_2發送之發送訊號之訊框構成亦為第142(b)圖。然後，就從第140圖之天線7626_1發送之發送訊號所含之前導訊號而言，vp=z×v8,1成立，就從第140圖之天線7626_2發送之發送訊號所含之前導訊號而言，vp=z×v8,2成立。其中，v8,1≠v8,2。又，v7,1≠v8,1且v7,2≠v8,1成立，或v7,1≠v8,2且v7,2≠v8,2成立。(再者，vp係如上面所述，如同於第144圖所記載。)
基頻訊號s1(t)之調變方式為16QAM，基頻訊號s2(t)之調變方式為64QAM，及各調變方式之映射方法係如上述所 說明。又，關於預編碼方法、第141圖(第143圖)之功率變更部8501A、8501B之功率變更用之值亦如上述所說明(θ=0°、v2=u2=0.5)。
於上面所述之前導符元之插入方法<規則#5>中，為了符合從第1發送天線發送之發送訊號tr1(7623_1)之平均電力(調變訊號x1(t)之平均電力)，設為從第2發送天線發送之發送訊號tr2(7623_2)(調變訊號x2(t)之平均電力)之1/4(G1=G2/4，亦即G1：G2=1：4)，第141圖(第143圖)之功率變更部14101A、14101B之功率變更用之值Q及q係分別設為Q#5及q#5。(再者，Q#5<q#5成立。)
同樣地，於上面所述之前導符元之插入方法<規則#6>中，為了符合從第1發送天線發送之發送訊號tr1(7623_1)之平均電力(調變訊號x1(t)之平均電力)，設為從第2發送天線發送之發送訊號tr2(7623_2)(調變訊號x2(t)之平均電力)之1/4(G1=G2/4，亦即G1：G2=1：4)，第141圖(第143圖)之功率變更部14101A、14101B之功率變更用之值Q及q係分別設為Q#6及q#6。(再者，Q#6<q#6成立。)
同樣地，於上面所述之前導符元之插入方法<規則#7>中，為了符合從第1發送天線發送之發送訊號tr1(7623_1)之平均電力(調變訊號x1(t)之平均電力)，設為從第2發送天線發送之發送訊號tr2(7623_2)(調變訊號x2(t)之平均電力)之1/4(G1=G2/4，亦即G1：G2=1：4)，第141圖(第143圖)之功率變更部14101A、14101B之功率變更用之值Q及q係分別設為Q#7及q#7。(再者，Q#7<q#7成立。)
同樣地，於上面所述之前導符元之插入方法<規則#8>中，為了符合從第1發送天線發送之發送訊號tr1(7623_1)之平均電力(調變訊號x1(t)之平均電力)，設為從第2發送天線發送之發送訊號tr2(7623_2)(調變訊號x2(t)之平均電力)之1/4(G1=G2/4，亦即G1：G2=1：4)，第141圖(第143圖)之功率變更部14101A、14101B之功率變更用之值Q及q係分別設為Q#8及q#8。(再者，Q#8<q#8成立。)
雖記載從第1發送天線發送之發送訊號tr1(7623_1)之平均電力(調變訊號x1(t)之平均電力)，設定為從第2發送天線發送之發送訊號tr2(7623_2)(調變訊號x2(t)之平均電力)之1/4(G1=G2/4，亦即G1：G2=1：4)，但實際上「從第1發送天線發送之發送訊號tr1(7623_1)之平均電力(調變訊號x1(t)之平均電力)，設定為從第2發送天線發送之發送訊號tr2(7623_2)(調變訊號x2(t)之平均電力)之約1/4」。此時，由於從第1發送天線發送之發送訊號tr1(7623_1)之平均電力(調變訊號x1(t)之平均電力)，與從第2發送天線發送之發送訊號tr2(7623_2)(調變訊號x2(t)之平均電力)之差距甚大，因此須藉由前導符元之插入方法，來變更第141圖(第143圖)之功率變更部14101A、14101B之功率變更用之值Q及q。
因此符合以下條件。
<條件#P-33>
i設為5以上、8以下之整數，j設為5以上、8以下之整數，存在符合i≠j、符合Q#i≠Q#j之i、j。
同樣地符合以下條件。
<條件#P-34>
i設為5以上、8以下之整數，j設為5以上、8以下之整數，存在符合i≠j、符合q#i≠q#j之i、j。
再者，發送裝置選擇如下某一前導符元插入方法均可：如上面所述前導符元之插入方法<規則#1>至<規則#4>，從第140圖之天線7626_1發送之發送訊號所含之前導符元之平均電力(vp值)、與從第140圖之天線7626_2發送之發送訊號所含之前導符元之平均電力(vp值)相等之前導符元插入方法；及如上面所述前導符元之插入方法<規則#5>至<規則#8>，從第140圖之天線7626_1發送之發送訊號所含之前導符元之平均電力(vp值)、與從第140圖之天線7626_2發送之發送訊號所含之前導符元之平均電力(vp值)不相等之前導符元插入方法。
例如思考發送裝置選擇上面所述前導符元之插入方法<規則#1>至<規則#8>之某一前導符元插入方法，來發送調變訊號的情況。
雖記載從第1發送天線發送之發送訊號tr1(7623_1)之平均電力(調變訊號x1(t)之平均電力)，設定為從第2發送天線發送之發送訊號tr2(7623_2)(調變訊號x2(t)之平均電力)之1/4(G1=G2/4，亦即G1：G2=1：4)，但實際上「從第1發送天線發送之發送訊號tr1(7623_1)之平均電力(調變訊號x1(t)之平均電力)，設定為從第2發送天線發送之發送訊號tr2(7623_2)(調變訊號x2(t)之平均電力)之約1/4」。此時，由於從第1發送天線發送之發送訊號tr1(7623_1)之平均電力 (調變訊號x1(t)之平均電力)，與從第2發送天線發送之發送訊號tr2(7623_2)(調變訊號x2(t)之平均電力)之差距甚大，因此須藉由前導符元之插入方法，來變更第141圖(第143圖)之功率變更部14101A、14101B之功率變更用之值Q及q。
因此符合以下條件。
<條件#P-35>
i設為1以上、8以下之整數，j設為1以上、8以下之整數，存在符合i≠j、符合Q#i≠Q#j之i、j。
同樣地符合以下條件。
<條件#P-36>
i設為1以上、8以下之整數，j設為1以上、8以下之整數，存在符合i≠j、符合q#i≠q#j之i、j。
以上說明為例子，若將本實施形態所說明的發明予以一般化則如下。
「將從第1發送天線發送之訊號tr1之平均電力與從第2發送天線發送之訊號tr2之平均電力的比設定為預定比，為了符合此，於第141圖(或第143圖)，功率變更部14101A及14101B係藉由發送訊框之前導符元之插入頻率(例如於頻率軸變更前導符元之插入間隔，或於時間軸變更前導符元之插入間隔，或於頻率軸‧時間軸兩者變更前導符元之插入間隔)，分別變更Q值、q值。」或「將從第1發送天線發送之訊號tr1之平均電力與從第2發送天線發送之訊號tr2之平均電力的比設定為預定比，為了符 合此，於第141圖(或第143圖)，功率變更部14101A及14101B係藉由前導符元之平均電力值(vp值)(參考第144圖)，分別變更Q值、q值。」或「將從第1發送天線發送之訊號tr1之平均電力與從第2發送天線發送之訊號tr2之平均電力的比設定為預定比，為了符合此，於第141圖(或第143圖)，功率變更部14101A及14101B係藉由發送訊框之前導符元之插入頻率(例如於頻率軸變更前導符元之插入間隔，或於時間軸變更前導符元之插入間隔，或於頻率軸‧時間軸兩者變更前導符元之插入間隔)及前導符元之平均電力值(vp值)(參考第144圖)，分別變更Q值、q值。」
再者，於上述(例1-1)至(例1-3)及(例2-1)至(例2-3)，說明了存在資料符元及前導符元之訊框構成，但不限於此，存在P1符元或其他符元時，符合上面所述經一般化之本發明內容亦甚為重要。
藉由如此，發送裝置係符合使得從第1發送天線發送之訊號tr1之平均電力、與從第2發送天線發送之訊號tr2之平均電力符合預定比，於該條件下，由於接收裝置可令利用前導符元之通道推定之通道推定精度提升，因此具有可確保良好的資料接收品質之優點。
再者，例如第140圖之發送裝置如上面所述變更了Q值及q值時，於接收由第140圖之發送裝置所發送的調變訊號之接收裝置，藉由獲得第140圖之發送裝置所發送關於發送 方法之資訊，來推定所使用的Q值及q值，令其反映而得之例如式(#P1)(或式(#P3)、或式(#P12))之關係式，並且利用通道推定值(通道矩陣)來進行檢波(解調)。因此，重點在於發送裝置發送包含可推定所使用的Q值及q值之資訊之符元，又，接收裝置藉由接收該符元而可將資料予以檢波(檢波)。
(其他補充)
上述係對p2’(t)執行相位變更之構成，但不限於此。例如於第141圖，亦可於功率變更部14101A之後配置相位變更部。又，如實施形態2所說明，作為執行相位變更(方塊線圖上之)位置，於加權合成部600之預編碼前執行，或取代第141圖或第143圖所示之構成，於加權合成部600之前段設置相位變更部317B而構成均可。又，相位變更亦可對於兩調變訊號s1(t)、s2(t)雙方來執行。因此，如上述，於預編碼前執行相位變更，或對於s1(t)及s2(t)，分別設於加權合成部600之前段而構成均可。
又，未必需要相位變更部，例如於第141圖無相位變更部317B時，若執行上面所述之功率變更部14101A及14101B，則亦可獲得本實施形態所述之效果。
上述係於預編碼前，對於基頻訊號s1(t)、s2(t)雙方，藉由功率變更部14101A及14101B執行功率變更之構成，但不限於此。如實施形態F1所說明，省略功率變更部14101B之構成亦可(參考第145圖)，此時，與第141圖或第143圖中固定為q=1之構成同等。此時，本發明可視為如下。 「將從第1發送天線發送之訊號tr1之平均電力與從第2發送天線發送之訊號tr2之平均電力的比設定為預定比，為了符合此，於第145圖，功率變更部14101A係藉由發送訊框之前導符元之插入頻率(例如於頻率軸變更前導符元之插入間隔，或於時間軸變更前導符元之插入間隔，或於頻率軸‧時間軸兩者變更前導符元之插入間隔)變更Q值。」或「將從第1發送天線發送之訊號tr1之平均電力與從第2發送天線發送之訊號tr2之平均電力的比設定為預定比，為了符合此，於第145圖，功率變更部14101A係藉由前導符元之平均電力值(vp值)(參考第144圖)變更Q值。」或「將從第1發送天線發送之訊號tr1之平均電力與從第2發送天線發送之訊號tr2之平均電力的比設定為預定比，為了符合此，於第145圖，功率變更部14101A係藉由發送訊框之前導符元之插入頻率(例如於頻率軸變更前導符元之插入間隔，或於時間軸變更前導符元之插入間隔，或於頻率軸‧時間軸兩者變更前導符元之插入間隔)及前導符元之平均電力值(vp值)(參考第144圖)變更Q值。」或者，省略功率變更部14101A之構成亦可(參考第146圖)，此時，與第141圖或第143圖中固定為Q=1之構成同等。此時，本發明可視為如下。 「將從第1發送天線發送之訊號tr1之平均電力與從第2發送天線發送之訊號tr2之平均電力的比設定為預定比，為了符 合此，於第146圖，功率變更部14101B係藉由發送訊框之前導符元之插入頻率(例如於頻率軸變更前導符元之插入間隔，或於時間軸變更前導符元之插入間隔，或於頻率軸‧時間軸兩者變更前導符元之插入間隔)變更q值。」或「將從第1發送天線發送之訊號tr1之平均電力與從第2發送天線發送之訊號tr2之平均電力的比設定為預定比，為了符合此，於第146圖，功率變更部14101B係藉由前導符元之平均電力值(vp值)(參考第144圖)變更q值。」或「將從第1發送天線發送之訊號tr1之平均電力與從第2發送天線發送之訊號tr2之平均電力的比設定為預定比，為了符合此，於第146圖，功率變更部14101B係藉由發送訊框之前導符元之插入頻率(例如於頻率軸變更前導符元之插入間隔，或於時間軸變更前導符元之插入間隔，或於頻率軸‧時間軸兩者變更前導符元之插入間隔)及前導符元之平均電力值(vp值)(參考第144圖)變更q值。」
又，上述係針對基頻訊號s1及s2之調變方式之組合，說明了(s1之調變方式、s2之調變方式)為(16QAM、16QAM)、(QPSK、16QAM)、(16QAM、64QAM)之某一者的情況，但不限於此。基頻訊號s1及s2之調變方式之組合亦可為上述以外之組合。
又，上述係針對預編碼矩陣F由式(#P2)或式(#P4)表現的情況來說明，但不限於此。例如預編碼矩陣F亦可為如下 某一者： 其中，於式(#P17)、式(#P18)，θ11、θ12、λ為固定值。又，亦可利用本說明書所示之任一預編碼矩陣。
(實施形態Q1)
於本實施形態，說明有關預編碼矩陣之一例，係可利用於對上述各實施形態所說明的預編碼後之訊號，施行相位變更的方法者。
(例1)
以下說明有關預編碼矩陣之一例，係可利用於對已施行16QAM之映射之2個調變訊號，施行預編碼，對預編碼後之訊號施行相位變更的方法者。
首先，關於16QAM之映射，利用第80圖來說明。第80圖係表示同相I-正交Q平面之16QAM之訊號點配置例。第80圖之訊號點8000係發送之位元(輸入位元)設為b0~b3時，例如發送之位元為(b0、b1、b2、b3)=(1、0、0、0)(該值係記載於第80圖之值)時，同相1-正交Q平面之座標為(I、Q)=(-3×g、3×g)，該I、Q值為映射後之訊號。再者，發送之位元(b0、b1、b2、b3)為其他值時，亦根據(b0、b1、b2、b3)，從第80圖決定(I、Q)之組配，I、Q值為映射後之訊號(s1及s2)。
再者，s1、s2之調變方式切換為16QAM以外之調變方式時，使得16QAM之平均電力與其他調變方式之平均電力相等之g值之一例為式(79)。
於本實施形態作為一例來說明之下式(#Q1)，係表示對調變訊號s1(t)及s2(t)施行預編碼及相位變更而生成之基頻訊號z1(t)及z2(t)。
[數126]
以下說明有關預編碼前後不進行功率變更的情況。該情況下，式(#Q1)之功率變更用之值Q、q及v、u係分別設定為Q2=q2=0.5及v2=u2=0.5，式(#Q1)可變形如式(#Q2)。
以下說明有關發送裝置按照上述式(#Q1)或式(#Q2)，對於調變方式為16QAM之調變訊號s1(t)、s2(t)執行預編碼及相位變更時，可於接收裝置獲得高接收品質之預編碼矩陣例。首先，作為預編碼矩陣係說明利用下式(#Q3)的情況。
此時，α值設定如下：
s1(t)及s2(t)之調變方式分別為16QAM，於預編碼矩陣，α符合式(#Q4)時，z1(t)及z2(t)均相當於第147圖所示之配置於I-Q平面上互異位置之256點訊號點之某一訊號點之基頻訊號。再者，第147圖所示之訊號點配置係未施行相位旋轉的情況，亦即相位旋轉量為0時之訊號點配置。相位旋轉量非0(或2π之整數倍)時，z2(t)之訊號點配置係以原點為中心，令I-Q平面上之訊號點旋轉相位之訊號點配置。
由於調變方式為16QAM之s1(t)及s2(t)係分別從4位元之資料生成。因此，對s1(t)及s2(t)施行按照式(#Q3)之預編碼矩陣之預編碼所生成的z1(t)及z2(t)，均是從合計8位元之資料所生成的基頻訊號。如上述，α符合式(#Q4)時，預編碼後之訊號均為相當於I-Q平面上配置在互異位置之256點訊號點之某一訊號點之基頻訊號。亦即，8位元之資料所可能取得的256種值、與第147圖所示之I-Q平面上之256點訊號點係一對一地相對應，從互異之8位元之資料所生成的預編碼後之訊號不會配置於I-Q平面上之相同位置。
另，視α值而定，從具有互異值之第1資料及第2資料所生成的z1(t)會於I-Q平面上重複，亦即有時會配置於I-Q平面上之相同位置。該情況下，即便於接收側可完全分離出z1(t)與z2(t)，但無法辨別從z1(t)傳送之資料為第1資料亦或為第2資料，資料之接收品質可能會降低。該類問題亦同樣可能於z2(t)發生。相對於此，α符合式(#Q4)時，由於第147圖所示之I-Q平面上之256點訊號點之位置與8位元之資料值係一對一地相對應，因此不會引起訊號點位置重複，與 訊號點位置有重複的情況相比較，可獲得高接收品質的可能性甚高。
尤其是α符合式(#Q4)時，不僅第147圖所示之I-Q平面上之256點訊號點之位置與8位元之資料值一對一地相對應，而且第147圖所示之I-Q平面上之256點訊號點中，右上、右下、左上、左下之4點除外，252點訊號點中最鄰近之其他訊號點之間之歐氏距離互為相等。因此，α符合式(#Q4)時，於接收裝置可獲得高接收品質的可能性甚高。
接著，說明有關不利用式(#Q3)而利用下式(#Q5)作為預編碼矩陣的情況。
此時，θ值設定如下：
藉此，z1(t)及z2(t)均為相當於第147圖所示之256點訊號點之某一訊號點之基頻訊號，與在式(#Q3)之預編碼矩陣中α符合式(#Q4)時相同，於接收裝置可獲得高接收品質。
再者，即便θ值係作為近似值而設定如下：[數132] θ=51deg...式(#Q7)仍可獲得與θ符合式(#Q6)時同樣的效果。
又，上述係針對預編碼矩陣F由式(#Q3)或式(#Q5)表現的情況來說明，但不限於此。例如預編碼矩陣F為如下某一者： 且α符合式(#Q4)的情況亦可。又，例如預編碼矩陣F為如下某一者： 且θ符合式(#Q6)或式(#Q7)的情況亦可。
又，上述係說明有關基頻訊號z1(t)及z2(t)由式(#Q1)或式(#Q2)表現的情況，但基頻訊號z1(t)及z2(t)亦可由不同於式(#Q1)的算式來表現。例如基頻訊號z1(t)及z2(t)亦可表現如下： 其中，θ11(t)、θ21(t)為t之函數，λ係包含0在內之π/2之整數倍值。此時，若α符合式(#Q4)，則於式(#Q1)或式(#Q2)，使用式(#Q3)作為預編碼矩陣，可獲得與α符合式(#Q4)時同樣的效果。
再者，於本實施形態，說明了有關預編碼之前後不進行功率變更的情況，但預編碼之前不進行功率變更，預編碼之後進行功率變更而構成亦可。該情況下，對調變訊號 s1(t)及s2(t)進行預編碼及功率變更後之基頻訊號之訊號點配置，係因應功率變更用之值Q及q，將第147圖所示之I-Q平面上之256點訊號點予以變更振幅後之配置。
再者，於本實施形態，以對預編碼後之訊號施行相位變更的方法作為前提來說明，但即便是不施行相位變更時，藉由施行上述預編碼，預編碼後之訊號仍會成為相當於第147圖所示之256點訊號點之某一訊號點之基頻訊號。 因此，於預編碼後不進行相位變更的系統，藉由施行上述各預編碼，於接收裝置可獲得高接收品質的可能性仍舊甚高。
(例2)
以下說明有關預編碼矩陣之一例，係可利用於對已施行64QAM之映射之2個調變訊號，施行預編碼，對預編碼後之訊號施行相位變更的方法者。
關於64QAM之映射，利用第86圖來說明。第86圖係表示同相I-正交Q平面之64QAM之訊號點配置例。第86圖之訊號點8600係發送之位元(輸入位元)設為b0~b5時，例如發送之位元為(b0、b1、b2、b3、b4、b5)=(1、0、0、0、0、0)(該值係記載於第86圖之值)時，同相1-正交Q平面之座標為(I、Q)=(-7×k、7×k)，該I、Q值為映射後之訊號。再者，發送之位元(b0、b1、b2、b3、b4、b5)為其他值時，亦根據(b0、b1、b2、b3、b4、b5)，從第86圖決定(I、Q)之組配，I、Q值為映射後之訊號(s1及s2)。
再者，s1、s2之調變方式切換為64QAM以外之調變方 式時，使得64QAM之平均電力與其他調變方式之平均電力相等之k值之一例為式(85)。
以下說明有關發送裝置按照上述式(#Q1)或式(#Q2)，對於調變方式為64QAM之調變訊號s1(t)、s2(t)執行預編碼及相位變更時，可於接收裝置獲得高接收品質之預編碼矩陣例。首先，作為預編碼矩陣係說明利用式(#Q3)的情況。
調變訊號s1(t)及s2(t)係利用64QAM作為調變方式時，於式(#Q3)，將α設定如下：
此時，z1(t)及z2(t)均相當於第148圖所示之配置於I-Q平面上互異位置之4096點訊號點之某一訊號點之基頻訊號。再者，第148圖所示之訊號點配置係未施行相位旋轉的情況，亦即相位旋轉量為0時之訊號點配置。相位旋轉量非0(或2π之整數倍)時，z2(t)之訊號點配置係以原點為中心，令第148圖所示之I-Q平面上之訊號點旋轉相位之訊號點配置。
由於調變方式為64QAM之s1(t)及s2(t)係分別從6位元之資料生成。因此，對s1(t)及s2(t)施行按照式(#Q3)之預編碼矩陣之預編碼所生成的z1(t)及z2(t)，均是從合計12位元之資料所生成的基頻訊號。如上述，α符合式(#Q15)時，預編碼後之訊號均為相當於I-Q平面上配置在互異位置之 4096點訊號點之某一訊號點之基頻訊號。亦即，12位元之資料所可能取得的4096種值、與第148圖所示之I-Q平面上之4096點訊號點係一對一地相對應，從互異之12位元之資料所生成的預編碼後之訊號不會配置於I-Q平面上之相同位置。
另，視α值而定，從具有互異值之第1資料及第2資料所生成的z1(t)會於I-Q平面上重複，亦即有時會配置於I-Q平面上之相同位置。該情況下，即便於接收側可完全分離出z1(t)與z2(t)，但無法辨別從z1(t)傳送之資料為第1資料亦或為第2資料，資料之接收品質可能會降低。該類問題亦同樣可能於z2(t)發生。相對於此，α符合式(#Q15)時，由於第148圖所示之I-Q平面上之4096點訊號點之位置與12位元之資料值係一對一地相對應，因此不會引起訊號點位置重複，與訊號點位置有重複的情況相比較，可獲得高接收品質的可能性甚高。
尤其是α符合式(#Q15)時，不僅第148圖所示之I-Q平面上之4096點訊號點之位置與16位元之資料值一對一地相對應，而且第147圖所示之I-Q平面上之4096點訊號點中，右上、右下、左上、左下之4點除外，4092點訊號點中最鄰近之其他訊號點之間之歐氏距離互為相等。因此，α符合式(#Q15)時，於接收裝置可獲得高接收品質的可能性甚高。
接著，說明有關不利用式(#Q3)而利用下式(#Q5)作為預編碼矩陣的情況。
調變訊號s1(t)及s2(t)係利用64QAM作為調變方式時， 於式(#Q5)，將θ設定如下：
藉此，z1(t)及z2(t)均為相當於第148圖所示之4096點訊號點之某一訊號點之基頻訊號，與在式(#Q3)之預編碼矩陣中α符合式(#Q15)時相同，於接收裝置可獲得高接收品質。
再者，即便θ值係作為近似值而設定如下： 仍可獲得與θ符合式(#Q16)時同樣的效果。
又，上述係針對預編碼矩陣F由式(#Q3)或式(#Q5)表現的情況來說明，但不限於此。例如預編碼矩陣F為式(#Q8)、式(#Q9)、式(#Q10)之某一者，且α符合式(#Q15)的情況亦可。又，例如預編碼矩陣F為式(#Q11)、式(#Q12)、式(#Q13)之某一者，且θ符合式(#Q16)或式(#Q17)的情況亦可。
又，上述係說明有關基頻訊號z1(t)及z2(t)由式(#Q1)或式(#Q2)表現的情況，但基頻訊號z1(t)及z2(t)由式(#Q14)來表現，α符合式(#Q15)的情況亦可。
再者，於本實施形態，說明了有關預編碼之前後不進行功率變更的情況，但預編碼之前不進行功率變更，預編碼之後進行功率變更而構成亦可。該情況下，對調變訊號 s1(t)及s2(t)進行預編碼及功率變更後之基頻訊號之訊號點配置，係因應功率變更用之值Q及q，將第148圖所示之I-Q平面上之4096點訊號點予以變更振幅後之配置。
再者，於本實施形態，以對預編碼後之訊號施行相位變更的方法作為前提來說明，但即便是不施行相位變更時，藉由施行上述預編碼，預編碼後之訊號仍會成為相當於第148圖所示之4096點訊號點之某一訊號點之基頻訊號。因此，於預編碼後不進行相位變更的系統，藉由施行上述各預編碼，於接收裝置可獲得高接收品質的可能性仍舊甚高。
(例3)
以下說明有關預編碼矩陣之一例，係可利用於對已施行256QAM之映射之2個調變訊號，施行預編碼，對預編碼後之訊號施行相位變更的方法者。
關於256QAM之映射，利用第149圖來說明。第149圖係表示同相I-正交Q平面之256QAM之訊號點配置例。第149圖之訊號點14900係發送之位元(輸入位元)設為b0~b7時，例如發送之位元為(b0、b1、b2、b3、b4、b5、b6、b7)=(1、0、0、0、0、0、0、0)(該值係記載於第149圖之值)時，同相1-正交Q平面之座標為(I、Q)=(-15×r、15×r)，該I、Q值為映射後之訊號。再者，發送之位元(b0、b1、b2、b3、b4、b5、b6、b7)為其他值時，亦根據(b0、b1、b2、b3、b4、b5、b6、b7)，從第149圖決定(I、Q)之組配，I、Q值為映射後之訊號(s1及s2)。
再者，s1、s2之調變方式切換為256QAM以外之調變方式時，使得256QAM之平均電力與其他調變方式之平均電力相等之k值之一例為式(#Q18)。
再者，式(#Q18)之z若與式(79)、式(85)為相同值，則可為任意值。作為一例，於式(#Q18)、式(79)及式(85)中，共通使用z=1。
以下說明有關發送裝置按照上述式(#Q1)或式(#Q2)，對於調變方式為256QAM之調變訊號s1(t)、s2(t)執行預編碼及相位變更時，可於接收裝置獲得高接收品質之預編碼矩陣例。首先，作為預編碼矩陣係說明利用式(#Q3)的情況。
調變訊號s1(t)及s2(t)係利用256QAM作為調變方式時，於式(#Q3)，將α設定如下：
此時，z1(t)及z2(t)均相當於第148圖所示之I-Q平面上配置於互異位置之65536點訊號點之某一訊號點之基頻訊號。再者，關於調變訊號s1(t)及s2(t)係使用256QAM作為調變方式時，由於訊號點數多達65536點，於圖式中難以識別 訊號點，因此於本說明書省略圖式。
由於調變方式為256QAM之s1(t)及s2(t)係分別從8位元之資料生成。因此，對s1(t)及s2(t)施行按照式(#Q3)之預編碼矩陣之預編碼所生成的z1(t)及z2(t)，均是從合計16位元之資料所生成的基頻訊號。亦即，16位元之資料所可能取得的65536種值、與上述之I-Q平面上配置於互異位置之65536點訊號點係一對一地相對應，從互異之16位元之資料所生成的預編碼後之訊號不會配置於I-Q平面上之相同位置。
另，視α值而定，從具有互異值之第1資料及第2資料所生成的z1(t)會於I-Q平面上重複，亦即有時會配置於I-Q平面上之相同位置。該情況下，即便於接收側可完全分離出z1(t)與z2(t)，但無法辨別從z1(t)傳送之資料為第1資料亦或為第2資料，資料之接收品質可能會降低。該類問題亦同樣可能於z2(t)發生。相對於此，α符合式(#Q19)時，由於I-Q平面上配置於互異位置之65536點訊號點之位置與16位元之資料值係一對一地相對應，因此不會引起訊號點位置重複，與訊號點位置有重複的情況相比較，可獲得高接收品質的可能性甚高。
尤其是α符合式(#Q19)時，不僅I-Q平面上配置於互異位置之65536點訊號點之位置與16位元之資料值一對一地相對應，而且I-Q平面上之65536點訊號點中，右上、右下、左上、左下之4點除外，65536點訊號點中最鄰近之其他訊號點之間之歐氏距離互為相等。因此，α符合式(#Q19)時， 於接收裝置可獲得高接收品質的可能性甚高。
接著，說明有關不利用式(#Q3)而利用下式(#Q5)作為預編碼矩陣的情況。
調變訊號s1(t)及s2(t)係利用256QAM作為調變方式時，於式(#Q5)，將θ設定如下：
藉此，z1(t)及z2(t)均為相當於I-Q平面上配置於互異位置之65536點訊號點之某一訊號點之基頻訊號，與在式(#Q3)之預編碼矩陣中α符合式(#Q19)時相同，於接收裝置可獲得高接收品質。
再者，即便θ值係作為近似值而設定如下： 仍可獲得與θ符合式(#Q20)時同樣的效果。
又，上述係針對預編碼矩陣F由式(#Q3)或式(#Q5)表現的情況來說明，但不限於此。例如預編碼矩陣F為式(#Q8)、式(#Q9)、式(#Q10)之某一者，且α符合式(#Q19)的情況亦可。又，例如預編碼矩陣F為式(#Q11)、式(#Q12)、式(#Q13)之某一者，且θ符合式(#Q20)或式(#Q21)的情況亦可。
又，上述係說明有關基頻訊號z1(t)及z2(t)由式(#Q1)或 式(#Q2)表現的情況，但基頻訊號z1(t)及z2(t)由式(#Q14)來表現，α符合式(#Q19)的情況亦可。
再者，於本實施形態，說明了有關預編碼之前後不進行功率變更的情況，但預編碼之前不進行功率變更，預編碼之後進行功率變更而構成亦可。該情況下，對調變訊號s1(t)及s2(t)進行預編碼及功率變更後之基頻訊號之訊號點配置，係因應功率變更用之值Q及q，將I-Q平面上配置於互異位置之65536點訊號點予以變更振幅後之配置。
再者，於本實施形態，以對預編碼後之訊號施行相位變更的方法作為前提來說明，但即便是不施行相位變更時，藉由施行上述預編碼，預編碼後之訊號仍會成為相當於I-Q平面上配置於互異位置之65536點訊號點之某一訊號點之基頻訊號。因此，於預編碼後不進行相位變更的系統，藉由施行上述各預編碼，於接收裝置可獲得高接收品質的可能性仍舊甚高。
產業上之可利用性
本發明可廣泛適用於從複數個天線，發送各不相同之調變訊號之無線系統，適宜適用於例如OFDM-MIMO通訊系統。又，在具有複數個發送處之有線通訊系統(例如PLC(Power Line Communication：電力線通訊)系統、光通訊系統、DSL(Digital Subscriber Line：數位用戶線)系統)中，進行MIMO傳送時亦可適用，此時係利用複數個發送處，來發送如本發明所說明的複數個調變訊號。又，調變訊號亦可從複數個發送處發送。
307A、307B‧‧‧基頻訊號
309A、316B‧‧‧加權合成後之訊號
315‧‧‧關於加權合成方法之資訊
317B‧‧‧相位變更部
600‧‧‧加權合成部
8500、14100‧‧‧控制訊號
8501A、8501B、14101A、14101B‧‧‧功率變更部
8502A、8502B、14102B、14103A、p1(t)、p2’(t)‧‧‧功率變更後之訊號
14103B、p2(t)‧‧‧相位變更後之訊號
s1(t)、s2(t)‧‧‧串流

Claims (2)

  1. 一種訊號生成方法，係從複數個基頻訊號，生成在同一頻帶且在同一時刻從複數個天線發送之複數個訊號、及在同一頻帶且在同一時刻從複數個天線發送之複數個前導(pilot)訊號者；從第1複數個位元生成第1基頻訊號s1，從第2複數個位元生成第2基頻訊號s2；對於前述第1基頻訊號s1及前述第2基頻訊號s2雙方進行相位變更，生成相位變更後之第1基頻訊號s1’及相位變更後之第2基頻訊號s2’；對於前述相位變更後之第1基頻訊號s1’及前述相位變更後之第2基頻訊號s2’，進行因應預定矩陣F之加權合成，生成第1加權合成訊號z1及第2加權合成訊號z2；對前述第1加權合成訊號z1及前述第2加權合成訊號z2進行功率變更，作為前述在同一頻帶且在同一時刻發送之複數個訊號而生成第1功率變更後之訊號z1’及第2功率變更後之訊號z2’；生成與前述第1功率變更後之訊號z1’從相同天線發送之第1前導訊號p1、及與前述第2功率變更後之訊號z2’從相同天線發送之第2前導訊號p2；前述第1加權合成訊號z1及前述第2加權合成訊號z2係符合(z1、z2)T=F(s1’、s2’)T；前述第1功率變更後之訊號z1’之平均電力與前述第2功率變更後之訊號z2’之平均電力的比，係與前述第 1前導訊號p1之平均電力與前述第2前導訊號p2之平均電力的比不同。
  2. 一種訊號生成裝置，係從複數個基頻訊號，生成在同一頻帶且在同一時刻從複數個天線發送之複數個訊號、及在同一頻帶且在同一時刻從複數個天線發送之複數個前導訊號者，且包含有：映射部，係從第1複數個位元生成第1基頻訊號s1，從第2複數個位元生成第2基頻訊號s2者；相位變更部，係對於前述第1基頻訊號s1及前述第2基頻訊號s2雙方進行相位變更，生成相位變更後之第1基頻訊號s1’及相位變更後之第2基頻訊號s2’者；加權合成部，係對於前述相位變更後之第1基頻訊號s1’及前述相位變更後之第2基頻訊號s2’，進行因應預定矩陣F之加權合成，生成第1加權合成訊號z1及第2加權合成訊號z2者；功率變更部，係對前述第1加權合成訊號z1及前述第2加權合成訊號z2進行功率變更，作為前述在同一頻帶且在同一時刻發送之複數個訊號而生成第1功率變更後之訊號z1’及第2功率變更後之訊號z2’者；及前導訊號插入部，係生成與前述第1功率變更後之訊號z1’從相同天線發送之第1前導訊號p1、及與前述第2功率變更後之訊號z2’從相同天線發送之第2前導訊號p2者；前述第1加權合成訊號z1及前述第2加權合成訊號 z2係符合(z1、z2)T=F(s1’、s2’)T；前述第1功率變更後之訊號z1’之平均電力與前述第2功率變更後之訊號z2’之平均電力的比，係與前述第1前導訊號p1之平均電力與前述第2前導訊號p2之平均電力的比不同。
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