TW201127177A - Analog front end for system simultaneously receiving GPS and GLONASS signals - Google Patents

Description

201127177 … 六、發明說明： 【發明所屬之技術領域】 _1] 相關申請案 此申請案主張於2010年1月25曰提出申請，案名“同時 接收GPS及GLONASS信號的系統與方法”的美國暫時專利 申請案第61/298, 187號的優先權。 本發明相關於幫助決定位置的人造衛星系統，特別是相 關於一種讓來自GPS及GLONASS人造衛星系統的人造衛星 # 能同時提供即時位置決定的系統與方法。 〇 【先前技術】 [0002] GPS ( Global Posi tioni ng’System，全球定位系統） 是以無線電波為基礎的人造衛星系統，是由美國所發展 與操作，而GPS變得完全可使用則是在1995年的時候’為 了提供全球的覆蓋性，GPS使用了 24到32個之間的人造衛 星。假設使用最小數量的24個人造衛星時，4個人造衛星 會被部署在六個軌道的每一:姻k f，這六也軌道平面的 0 昇交點（ascending, .node? 被分開為相隔60度，在此 架構下，在任何時間、任何地點，最少都可以看得見六 個人造衛星。 所有的GPS人造衛星都是在1 575 MHz進行傳送，其中， 由於每一個信號都是利用對每一個人造衛星而言皆為獨 特的1023 “晶片”的一高速率偽隨機（PRN，pseudorandom ) 序歹來進 行編碼 ，因此 ，一 接收 器可以 區別來 自不同人造衛星的信號，並且，這些晶片（亦稱之為一 粗略擷取瑪（CA code，coarse acquisition code) )會不斷地重複，以讓該接收器的搜尋引擎能夠辨識到 099114431 表單編號A0101 第3頁/共127頁 0993319850-0 201127177 用於位置決定的該等人造衛星，舉例而言，GPS具有1023 chips/ms的晶片率，另外，一個CA相位（其代表在該重 複CA碼中的位置）亦可被用於決定可見的人造衛奚，取 決於在該接收器中的誤差更正，GPS可以提供介於1公分 以及15公尺之間的一位置準球率。 GLONASS (全球導航衛星系統，Global NavigaUon Satellite System)是以無線電波為基礎的人造衛星 系統，其是由前蘇聯所發展，而現在則是由俄羅斯進行 操作。自2009年起，GLONASS已具有全球的覆蓋性，為 了提供此全球覆蓋性，GLONASS囊括了 24個人造衛星’ 其中，21個人造衛星可被用來傳送信號，而3個人造衛星 可被用作為備用◊這24個人造衛星被部署在3個軌道中， 每一個軌道有8個人造衛星，而3個軌道平面昇交黠則是 被分開為相隔120度。在此架構下，於任材時間、任何指 定的地點最少應該要能看到5個人造衛星。 所有的GLONASS人造衛星都是丨傳遂_真,的崩準精度（SP ，standard precision)信號，但每一個人造衛星是 在一不同的頻率上進行傳送，特別地是，GLONASS使用集 中在1 602.0 MHz的一 15頻道FDMA(頻分多工存取）。 因此’每一個人造衛星會在1602 MHz + (N X 0.5625 MHz)進行傳送，其中，N是一頻率頻道數（n = -7，-6 ，一5 ’ · · .，5，6 )。另外，GLONASS的晶片率為511 chips/ms，GLONASS可以提供落在5-1〇公尺間的水平位 置準確度，以及15公尺内的垂直位置準確度。 需要有一種包括使用GPS以及GLONASS兩種信號來進行位 置決定的能力的系統。現行的系統包括對每一種型態的 099114431 表單編號A0101 0993319850-0 第4頁/共127頁 201127177 信號的分開的接收路徑，舉例而言，由Gradincic等人 於2006年10月30日提出申請（並於2007年5月3日公開） 的美國專利公開案第2〇〇7/〇〇9698〇號敘述了一RF接收器 ，其包括複數個獨立的信號路徑，且每一個信號路徑包 括一分開的中頻及基頻降頻器（IF and baseband down-converter)。另外，每一個信號路徑是利用選擇 外接IF濾波器而被調整至一特定的π頻帶。 ❹ [0003] 因此，需要一種接收GPS以及GLONASS信號的系統及方法 ，其能在讓構件最小化的同時，亦使得兩組信號都能被 用於決定位置，進而改善位置的準確度。 【發明内容】 — ,A." . L ^r.^^^^ ^ Ο 本發明提供一種接收GPS信號以及站〇球％信號的接收器 ，該接收器包括一類比前front end )’ 一GPS數位月ο 端（DFE，digital front end)與一 GLONASS DFE，以用於接收該afe的一輸出，以及一雙模 介面（DMI，dual mode interface)，以用於接收該 等GPS以及GLONASS DFEs的輸出。另外，亦會提供搜尋 引擎及追蹤引擎，各用於接收該DMI的輸出，要注意地是 ，該AFE的某些前端構件被建構為處理該等GPS信號以及 該等GLONASS信號兩者。 被建構為處理GPS以及GLONASS信號兩者的示範性前端構 件’可以包括一低雜訊放大器（LNA，low noise amp-lifier)，以及單一的混頻器組（亦即，單一的丨/Q混 頻器對），在一較佳實施例中，該前端構件可以包括單 一的本地振蘯器（L0 ’ local oscillator)，其中， 該L0為可調頻，可靜態、或動態地調頻。 099114431 表單編號A0101 第5頁/共127頁 η〇( 201127177 該AFE可以包括一GPS多相濾波器以及一gl〇nass多相濾 波器，在一實施例中，用於該GPS多相濾波器及/或該 GLONASS多相濾波器的該L〇頻率以及該濾波器中心頻率 可以是可調頻的（靜態、或動態地）。在此架構中，該 L0可以一整數N合成器，或是一小數N合成器（frac_ tional-N synthesizer )實施’在一另一實施例中， 該等GPS以及GLONASS多相濾波器的通帶具選擇性地可為 正頻率以及負頻率的其中之一（靜態、或動態地）。在 又一實施例中，用於該等GPS以及GLONASS多相濾波器的 每一個的濾波器位元寬度為可調頻（靜態、或動態地） .· . , ’此外’在一實施例中，這些渡波器的該多相功能可以 進行切換，以藉此將該等多相濾波器轉換為標準中間頻 率（IF，intermediate f requency )渡波器。 在一實施例中，該L0的頻率可被設定為介於GPS以及 GLONASS頻率之間，舉例而言，在一較佳實施例中，該 L0的頻率可以被設定為使該GPS IF低於該GLONASS IF 。在一實施例中，該L0頻率可以被用於最佳化該GPS信號 ，尤其是，當該L0的頻率大約為1581. 67 MHz時，所得 到的GPS信號的IF頻率會大約為6 MHz。該向下轉換的（ down-converted) GPS信號則是會在此IF附近佔據一有 限的位元寬度，例如’ 4至8 MHz，一般而言，若是一向 下轉換的信號頻譜於一頻帶内落在1至6 MHz之間時，則 該IF就會足夠高來避免DC偏移以及1M雜訊，但也足夠低 來最大化濾波器效能。因此，在此架構下，該GPS濾波器 的最佳化會有效地被賦予比該GLONASS濾波器更多的優先 性。 099114431 表單編號A0101 第6頁/共127頁 0993319850-0 201127177 該GPS DFE可以包括一低通濾波器（lpF)以及一多工器 ，其中，該LPF可以對該AFE的輸出信號進行濾波以及降 頻，該多工器可以選擇該AFE的輸出信號、或是該LpF的 一輸出信號。在一實施例中，該多工器可在該AFE的該輸 出信號為64 MHz時，選擇該LPF的該輸出，其中，該LpF 包括產生一32 MHz信號的一2 : 1降頻器，該Gps DFE亦 可以包括一帶通渡波器’以用於自該多工器的—輸出信 號中濾出干擾。 §亥GPS DFE可更進一步包括至少―突波評估消除（sec， spur estimation cancellation)區塊，以用於自該 多工器的該輸出信號中消除一已知的突波頻率，其中， 每一個SEC區塊可以包括一數字控制振盪器（NC〇, numerically-controlled oscillator)1’’ 以用於基於 一取樣而產生一突波的一相位，其中’該取樣是一突波 頻率/類比數位轉換器（ADC)頻率，另外，一Sin/C0s 表可以基於該NC0所提供的該相'位i而產生-四象限相量（ four quadrant phasor) ’ 一共輛乘法器可以將該四 象限相量的一共軛與該AFE的二輸世信號相乘。一總和區 塊可以對涵蓋一大區塊尺寸的該共軛乘法器的結果進行 平均’ 一複合乘法器（c〇mplex_by_c〇fflplex multiplier ) 可 以將來 自該總 和區塊 的一傾 印數值 （ d u m p e d va 1 ue )與該四象限相量相乘。一加法器可以將該AFE的 該輸出k號以及該複合乘法器（c〇mplex-by-complex multiplier)的一實數結果相加，以產生一SEC區塊輸 出。 該GPS DFE可以更進一步地包括一DC評估以及消除區塊 099114431 表單編號A0101 第7頁/共127頁 0993319850-0 201127177 ，以用於執行一累加器功能，其是藉由取樣計數而進行 標準化，具有優勢地是，該DEC的一輸出信號可以包括小 數位元（fractional bits)，以減少量化誤差（ quantization error) ° 該GPS DFE可以更進一步地包括一數位混頻器，以用於將 一中間頻率（IF)信號轉換為一基帶信號。較具優勢地 是’該數位混頻器可以在轉換之後提供大於一最大都卜 勒（Doppler)頻率的一剩餘頻率偏移，在一實施例中， 該數位混頻器具有一含一路徑入、二路徑（I/Q)出的架 構。 該GPS DFE可以更進一步地包括一積傾降頻：（ID2，in~ tegrate and dump decintation)區塊，其接收該數 位混頻器的輸出信號。在一實施例中，該ID2區塊包括一 產生16 MHz信號的2 : 1降頻器。 該GPS DFE可以更進一步地包括一量化器區塊，以將該 ID2區塊的輸出信號轉換成為一符號振元鉍及一強度位元 ，該量化器可以將該等符號以及強度位元結合為相容於 舊有裝置（legacy device )的』二位元格式。需要注 意地是，該等強度位元可以與一臨界值進行比較，而該 臨界值是基於包括有與該GPS DFE的一輸出處的一最大功 率相關的一所需信號功率以及與該量化器的一輸入處的 一最大功率相關的一所需信號功率的參數。 該GLONASS DFE可以包括至少一突波評估消除（SEC)區 塊，以用於消除一已知的突波頻率’ 一數位混頻器，一 LPF，以及一量化器。在一實施例中，該SEC區塊，該數 位混頻器，以及該LPF會於實質上相同於該GPS SEC區塊 099114431 表單編號A0101 第8頁/共127頁 0993319850-0 201127177 所提供者。該量化器區塊亦於實質上相同於該GPS DFE所 使用者，除了作為該臨界值的基礎的參數是包括與該 GLONASS DFE的一輸出處的一最大功率相關的一所需信 號功率以及與該量化器的一輸入處的一最大功率相關的 一所需信號功率。 具有優勢地是’此接收器可以包括一自動增益控制（AGC 5 automatic gain control )區塊，其中，該AGC區 塊的至少部分會提供對於施加至該等GPS信號以及該等 GLONASS信號兩者的一增益的共同控制，在一實施例中， 該增益會相關聯於·一低雜訊放大器（.LNA，low noise amplifier ) β提供的AGC可以包括，在(JPS信號路徑中 最佳化增益’以及接著在該GLONASS信號路徑中調整最佳 化增益。特別地是，對該AFE而言，提供的AGC可以包括 初始化GPS特有放大器、GLONASS特有放大器、以及GPS/ GLONASS共享放大器。然後’ GPS特有放大器以及一GPS/ GLONASS共享放大器的一增I益會利用該DFE的輸出而 進行修正，緊接在一GPS AGC區塊之後，GLONASS特有放 大器的增益會利用該GLONASS DFE:的輸出而進行修正。 在一實施例中，修正GPS特有放大器以及一GPS/GL0NASS 共享放大器的增益，以及修正GLONASS特有放大器的增益 ，可以利用一介面計數器裝置（ICD，interface counter device)而執行。需要注意地是，該GPS DFE 以及該GLONASS DFE的該等輸出可以是僅強度位元被計 數的量化輸出。在一實施例中，該I CD可以藉由測量在該 接收器中的其他量化輸出而進行除錯。 一種操作此接收器的方法可以包括利用一相同的搜尋引 099114431 表單編號A0101 第9頁/共127頁 0993319850-0 201127177 擎而處理—GPS信號以及一GLONASS信號。需要注意地是 ，5亥搜尋引擎可以執行相干積分以及非相干積分兩者， 並且，會將所產生的最大輸出數值發送至軟體，以用於 擷取決定。 此接收器可以更進一步包括— GPS預相關雜訊評估器（ pre correlation noise ，estimator)，其被建構 為自该雙模介面接收GPS特有信號，以及一GLONASS預相 關雜訊評估器，其被建構為自該雙模介面接收GLONASS特 有信號。需要注意地是，該Gps預相關雜訊評估器以及該 GLONASS雜訊評估器可以與任何的訓練引擎分開。該等 GPS以及GLONASS預相關雜訊評估器的每一個都可以包括 一第一積傾區塊，以移除一輸入信巍的！以及Q組成兩者 上的頻帶外（〇ut-〇f-band)雜訊。絕對值區塊可以提 供來自該第一積傾區塊的該等輸出的絕對值，一加法器 可以將該等絕對值區塊的輸出相加，一第二積傾區塊可 以對該加法器的一輸出進行處理，並產生一雜訊評估輸 出。另外’該等GPS以及GLONASS預相關雜訊評估器的每 一個更可以包括一計數器，'以計數每一個傾印。需要注 意地是’該GPS預相關雜訊評估器的該等絕對值區塊以及 該加法器的位元寬度可以不同於該GLONASS預相關雜訊評 估器的該等絕對值區塊以及該加法器的位元寬度。 用於此接收器的—接頭產生器可以包括一位移暫存器， 五個多工器，以及一控制電路’其中’該位移暫存器可 以被建構為會在一新的晶片被產生時進行位移，而該位 移暫存器的每一個暫存器則是可以儲存一不同的晶片 其中，一中間暫存器可以提供一及時編碼（prompt 099114431 0993319850-0 表單編號A0101 第10頁/共127頁 201127177 code)。可被建構為選擇該位移暫存器所儲存的該等晶 片的其中之—的每—個多I器，其會輸出-雜訊（N)編 碼’一非常早期（VE)編碼，一早期⑻編碼，一晚期 ⑴編碼’或一非常晚期（VL)編碼。該控制電路則是 可以控制該五個多工器，在—實施例中，該控制電路可 以包括五個加法器以及五個底層區塊（floor blocks) ，其中，每一個加法器可以在一接頭N , 一接頭VE，一接 -頁E接頭l ’或一接頭乂[，以及一編碼相位中加入一 ❹ «的接頭間隔（RTS，relative tap spaeing)，而 母-個底層區_是可被建構為會對該五個加法器所產 生的五個總和的其十之一進行底層化，以及產生用於該 五個夕工器的其中之一的一控制信號。 此接收器可以進行校準’錢得在該接㈣巾的滤波器 的延遲可《被修正，進而造成料Gps以及glqnass信號 的-等待時間可以為相等，在—實施例中，該修正可以 十對AFE而進行，例如，在一表面聲波（SAW，surface

aC〇UStic wave)濾波器中，另外，在一實施例中，一 溫度感測器可以被用來決練時需要校準、及/或調整-修正量，而渡波器可以包括中間頻率（if)濾波器。在 -實施例中’―校準信號可被用於計算在待修正的延遲 中的一差異’其中，該修正可以在該DFE中完成，例如， 在基帶濾、波器中°在-實施例中，該修正亦可以利用實 況（live) GPS信號來完成。 099114431 在實施例中，校準IF遽波器可以包括’使IF遽波器與 該接收器的任何前面的構件分離，此時，可以產生一複 〇曰調以輸入至該IF濾波器，而該複合音調可以藉由 表單編號A0101 第11頁/共127頁 0993319850-0 201127177 該1F渡波器而進雜波，之後，所產生的已渡波信號可 透過接續在該_波器之後的構件（包括類比數位轉換 (ADCs))而進行傳播。該纖3以及該複合音調的輪出 可以彼此產生相關。接著延遲校準數值就能夠以該 相關作為基礎而被產生，而此延遲校準數值可以被用: 校準該IF濾波器。 在一實施例中，校準該接收器的數位處理鏈可以包括， 為該等數位處理鏈的複數個數位構件建立一查表dUT， l〇〇k-Up table)，其中，該LUT可以包括當利用—類 比數位時鐘週期而進行計算時，用於每一個數位構件的 '""專待時間。 在一實施例中，一信號可以在於該接收器的—輪入處 偵測到強烈干擾時進行空白化。對於空白仲的控制可以 藉由在該接收器中的一低雜訊放大器（1ΝΑ)的—峰值偵 測器、與該接收器共存的一藍芽系統的一傳送指示器、 一 WiFi系統的一傳送指示器、及/或一抒動電話的—傳送 指示器而達成。在一實施例中，該峰^债測器以及該傳 送指示器的至少其中之一可具有一致能/失能特徵。空白 化可以被施加至下列的至少其中之一：該AGC，一追縱頻 道，以及一搜尋引擎。 在一實施例中，可以自一僅GPS模式，一GPS與GLONASS 固定模式，以及一GPS與GLONASS動態模式中選擇一種操 作模式，其中，該GPS與GLONASS固定模式中，GPS以及 GLONASS總是開啟，而該GPS與GLONASS動態模式中， GPS以及GLONASS的其中之一總是開啟，而另一個系統的 開啟則取決於預定的條件。 099114431 表單編號A0101 第12頁/共127頁 0993319850-0 201127177 在一實施例中，可提供有用於該接收器的去活性電路， 此去活性電路會在（1)不需要來自—第一系統（亦即， GPS、或GLONASS)的一相對應信號，或（2)單獨來自 一第二系統的信號提供了準確位置決定時，對該第一系 統的專屬電路進行去活性。此去活性電路可受到一導航 引擎的控制。 【實施方式】 [0004] Ο 在此敘述一種能夠同時接收GPS以及GL0NASS信號的接收 器，且此接收器可具優勢地被建構為分享構件，藉以顯 著地減少接收器的尺寸’__另外，此接收器亦可具優勢地 允許兩組信號同時被使用於位置決.走，藉此改善該接收 器的位置準確度。 ^ ^ 接收器概述 ： ο 第1圖舉例說明用於接收以及解碼GPS以及GLONASS兩種 信號的一示範性接收器，在一實施例ψ，該接收器可以 包括一二晶片（亦即，積體電路）解決方案，例如，一 RF晶片110，以及一蓦帶晶片111，其中，晶片1! 〇可 以包括一類比前端（AFE ’ Analog 'Front End) 101， 一用於GPS的數位前端（digital front end)( DFE—GPS) 102A，一用於GLONASS的DFE (DFE_GL0) 102B，以及一多工器（MUX) 103。 針對一已接收的GPS信號，AFE 10l·會在32、或64 MHz 輸出一類比數位轉換器（ADC，Analog to Digital Converter)信號，以及針對一已接收的GLONASS信號 ，會在64 MHz輸出一ADC信號，至於DFE_GPS 102A以及 DFE_GL0 102B的該DFE輸出則是會在16 MHz進行取樣。 099114431 表單編號A0101 第13頁/共127頁 0993319850-0 201127177 MUX 103可以對此二個輸出進行多工處理至32 MHz，以 在RF晶片11G的4出處產生—單一信號，以藉此節省該晶 片的接腳。 基帶晶片111可以包括一雙模介面104，複數個搜尋引擎 105A，以及複數個追蹤引擎1〇5B，其中，雙模介面1〇4 可以接收MUX 13的該輸出，並產生用於搜尋引擎1〇5A的 信號（例如，在16 MHz)，以及用於追蹤引擎1〇5B的信 號（例如，在8 MHz )。在一實施例中，該基帶晶片jj 可與執行這些功能的一標準晶片一起實現。 類比前端

接收一信號（GPS及/或GLONASS)的一低雜訊放大器（ LNA，low n〇ise amplifier) 2〇1。一表面聲波（SAW

，surface acoustic wave)濾波器202可以接收LNA 201的輸出，並提供帶通濾波。一緩衝器203可以接收 SAW濾波器202的該輸出，並將其已緩衝的信號提供至單 一混頻器組（亦即’一對單一的I/q混頻-)204，其中 ’混頻器組204的其中一個混頻器會更進一步地接收來自 一本地振盪器的一cos信號，而混頻器組204的其他混頻 器則是會更進一步地接收來自該本地振盪器的一sin信號 。藉由電流至電壓區塊（I2V，current-to-voltage) 205而自電流模式轉變為電壓模式的這些混頻器輸出，會 接著被提供至多相濾、波器（PPFs，polyphase filters )206A以及206B，在此，需要注意的是，PPFs 206A以 及206B具有複合的輸入（complex inputs) (I/Q)， 基本上會移除影像信號並具有實數輸出（real output )(I)。另外，電壓增益放大器（VGAs) 207A以及 099114431 表單編號A0101 第14頁/共127頁 0993319850-0 207B會分別接收ppfs 206A以及206B的輸出，類比數位 轉換器（ADCs) 208A以及208B (例如，二個8位元ADCs )會分別接收VGAs 207A以及207B的已放大輸出，然後 會將信號提供至DFE-GPS 102A以及DFE_GLO 102B (在 第2A圖甲以文字顯示）。因此，在上述的架構中，GPS以 及GLONASS會分享一前端接收器路徑，亦即，LNA 201， SAW濾波器202，緩衝器203，以及混頻器組204，然而， 在混頻器組204之後，GPS以及GLONASS則是會使用不同 的PPFs，AGCs，以及ADCs。

在一較佳實施例中，一單獨的本地振盪器（L0，local osci 1 lator ) 220可以被用來產生用於潭頻器組204的 cos以及si η兩種信號，在一實施例中.，L0 220的該RF頻 率可以被設定來獲得用於G PS以及G LO N ASS信號的預定IF 頻率，舉例而言，請參閱第3Α圖，該L0的一RF頻率302 可以被設定為1581.67 MHz，也就是介於為1575.42 MHz的一GPS頻率301 以及為 1601. 72 Mhb — GLONASS 頻率303之間。而在混頻器組204之後，所產生的GPS與 -：；,,, .............. ’ GLO IF頻率則分別會是6. 25 MHz (312)以及20. 05 MHz (313)，正如在第3B圖中所顯示（以文字形式顯示 為DC 311)。 在第3C圖中所顯示的一另一實施例中，該LO RF頻率304 可以被設定為1585 MHz。於此情況下，在混頻器組204 之後，該GPS以及GL0混合頻率分別會是10 MHz (314) 以及16 MHz (315)，如在第3D圖中所示。在此，需要 注意的是，當該L0頻率被移向更靠近該GLONASS頻率時 ，所產生的GPS以及GLONASS IF頻率也會變得更為靠近 表單編號A0101 第15頁/共127頁 201127177 在第3E圖所顯示的再一實施例中，該L0 RF頻率304可以 被設定為是介於GPS頻率301以及GLONASS頻率303之間 的一中頻。而於此情況下，在混頻器組204之後，該GPS 混合頻率316以及該GLONASS混合頻率317則是會在大約 13-14 MHz處重疊，正如在第3F圖中所示，在此，需要 注意的是，此設定會產生GLONASS的最低IF頻率。 特別地是，該L0頻率的設定可對用於GPS或GLONASS的濾 波器（例如，對多相濾波器206A以及206B)的實現產生 衝擊，尤其是，當該L0的頻率設定地更高時（舉例而言 ，利用頻率304取代頻率302 ) *會使得該GPS渡波器（ 亦即，多相濾波器206A)的實現變得:更為昂貴以及困難 ’並且也讓該GLONASS爐'波器（亦即’多相減波器2〇6b )的實現變得較不昂貴且較容易，另一方面，將該⑶頻 率設定地較低（舉例而言，利用頻率302取代頻率3〇4) 可以讓該GPS濾波器的實現較不昂貴且較容易以及該 GLONASS濾波器的實現更昂貴且困難。 在GPS以及GLONASS信號之間產生g別，也就是雖然在 第3F圖中指出信號會出現重疊，但該GPs信號事實上會是 一負的頻率’反之，GLONASS信號事實上會是一正的頻率 ，因此，多相濾波器206A以及206B可以具有為Gps以及 GLONASS 號量身定作的滤波器位元寬度（如圖所千，單 點虛線為GPS以及雙點虛線為GLONASS)，然而，需要注 意的是’此L0設定有可能會導致I/Q誤配（mismatch) ，依序可造成信號耦接至另一個信號路徑。而此作號柄 接可大大地降低接收器的效能。 099114431 表單編號A0101 第16頁/共127頁 0993319850-0 201127177 需要注意地是，具優勢地是，藉由使用LO頻率302、或LO 頻率304，多相濾波器206A以及206B亦可以是為了該GPS 以及GLONASS位元寬度而量身定作（如第3B圖以及第3D 圖中所示，單點虛線為GPS以及雙點虛線為GLONASS)。 此外，它們的IF頻率分開可以缓和I/Q誤配，藉此確保較 佳的接收器效能。然而，需要注意的是，在I/Q誤配的存 在下，此L0設定可能會造成GLONASS以及GPS路徑之間的 信號耦接。 Ο

在一較佳實施例中，該L0頻率302會被用來最佳化該GPS 信號，特別地是，GPS善號的一理想IF頻率是介於大約 1-6 MHz之間’其足夠高來避免DC偏務以及Ι/f雜訊，但 也夠低來最大化濾波器效能》在一實施例中，多相濾波 器106A的最佳化可以比多栢濾波器i〇6B更為優先，舉例 而言，L0頻率302可以提供一低的GPS IF頻率，藉此在 確保一低成本、容易執行的GPS濾波器的同時，也不會讓 該GLONASS濾波器過於昂貴、或難以實現。亦需注意的是 ’在第3B圖中所顯示的該等濾波位元寬度是清楚地彼此 分開’也因此’相較於在第,3D圖中所顯示者，其可以提 供較佳的接收器效能。 在一實施例中，該L〇頻率以及該多相濾波器中心頻率兩 者都可以進行調整，具有優勢地是，此調整可以被用來 避免犬波及/或容納不同的石英參考頻率（crystai reference freqUencies)，而此調整特徵也讓L〇 220可以和具有任意石英頻率的一整數-N合成器（in- 099114431 teger-N synthesizer) —起實現。一整數-N合成器具 有執行簡單且相位雜訊小的優點。在一實施例中’該L〇 表單編號A0101 第17頁/共127頁 0993319850-0 201127177 以及多相濾波器中心頻率的調整可以在正常的 作期間内動態地執行。 ' 在-另-實施例t，該多相遽波器位元寬度亦為可調。 具有優勢地是’此位元寬度輕允許在為了最佳化接收 器效能而考慮的干擾拒絕（interference )以及敏感度之間能有所取捨，舉例而言，若該位元寬 度決定為寬，則所需的信號就會有非常小的衰減，但也 允許更多干擾，換言之，若該位元寬度決定為窄，則干 擾可以被最小化，但所需的信號可能會部分地衰減。此 遽波器位元寬度調整能夠以靜態、或動態的方式執行。 在實施例中，多相濾波器的·每_一個的通帶可以被選擇 為正的頻率、或負的頻率，舉例而言，在一實施例中， 該GPS多相濾波器通帶可以被切換至正的頻率（以及該 GLONASS多相濾波器極性可以被切換至負的頻率），而如 此的切換則是可以被絲避免會干擾該等gps&gl〇nass 信號的其中-個的-突波。此通帶選择能夠以靜態、或 動態的方式執行。 需要注意的是，若驗不是由多域波來執行時，例如 ’若使用的是習知的IF滤波器時’則該遽波器位元寬度 就可以被調整至較寬的信號（亦即，該GLONASS信號）（ 僅單點虛線）。知的㈣波器架構會比—多相渡波 器更為簡單’再者，相較於—多相濾波器，—習知的滤 波器架構可以節省電力。然而’―習知的滤波器架構亦 可能受到影響而增加I/Q誤配，因而增加不想要的信號耦 接另外藉由使用一習知的濾波器架構，也可能會發 生一些偽號對雜訊（SNR)降級（例如，以3仙的等級） 表單編號A0101 第18頁/共127頁 0993319850-0 201127177 Ο 第2Β圖舉例說明一 AFE 101 ’的另一示範性實施例。在 此實施例中，I2V區塊205被刪除，以及混頻器組204被 混頻器210Α以及210Β所取代。在此架構中，每一個混頻 器組的混頻器會直接被提供至其分別的PPFs。需要注意 的是’ L0 220仍然可以被提供至混頻器組210A以及210B 中的每一個混頻器。相較於AFE 101 (第2A圖），AFE 10Γ可以提供較佳的線性以及雜訊效能。不過，AFE 101會具有較低負載的LNA 201，而此則是較有可能提供 較高的增益。 在一實施例中’ GPS自動增益控制（AGC，automat ic gain control)區塊2006A以及GLO AGC區塊2006B ( 晶片外（off-chip)，以It字形式顯示）可以分別從 DFE GPS 102A以及DFE GLO 102B接收輸入。在一實施 例中，AGC輸入可以是來自DFEs的16 MHz複合（I/Q) 2位元取樣，其中，GPS AGC 2006A控制緩衝器203、

PPF 206A、以及VGA 207A的增益，相對地，GPS ACG 2006B控制PPF 206B以及VGA 207B的增益。 GPS數位前端（DFE) 一般而言，一習知GPS接收器使用1、或2位元的ADC，而 這即已足夠，因為所接收的GPS信號通常會低於熱雜訊層 (thermal noise floor)。舉例而言，該熱雜訊功率 在與一典型的類比濾波器一起使用時大約會是-110 dBm ，而一GPS信號的接收功率則是在-130 dBm以及更低。 099114431 在此情況下’只要該ADC所引入的量化雜訊（quantization noise) 在相較於該熱雜訊下是可以忽略的 ，整體 表單編號A0101 第19頁/共127頁 0993319850-0 201127177 的效能就不會發生降級。 正如先前所描述的，其是假設僅有GPS信號以及熱雜訊出 現在該ADC輸入H若是同時亦有—干擾訊號在該 ADC輸入處時，則一些ADC動態範圍就必須要被分配給該 干擾，以避免嚴重的削波（clipping)。所以，如此的 結果是，所需信號的尺寸會較小，相關於該熱雜訊的量 化雜訊會增加，以及效能會發生降級。 在實際使用時，頻譜會與所有種類的耵信號包裹在一起 ’且其中的一些僅與所保護的GPS帶距離數十MHz。此外 ’在該晶片中的一數也時鐘的RF漏損（ieakage)、或 諧波（harmonics)可能會非常靠近該(^⑺帶，甚至就在 該GPS帶中。不過’遺憾地；|食’要讓該ADC輸入處沒有信 號干擾需要花費相當的成本在類比電路設計上，並且會 消耗相當可觀的電力及區域。 根據一改進的AFE的一實施例，該等類比設計的需求可以 變仔較為見鬆’尤其，可以使用多.位元應DC (例如， ADC 208A以及208B的每一個皆實施為8位元，第2A圖） ’以藉此讓一些干擾可以通過《然後，這干擾就可以數 位地被抑制。值得注意地是，因為相較於該AFE，該DFE 較小且功率較低，此實施方式在商業上較佳。而且，相 較於該AFE，由於積體電路技術繼續縮小至更小的尺寸， 該DFE的比例更好。 一般而言’該DFE的特徵是，其位在該ADC以及其他的基 帶模組之間，而接下來所敘述的DFE則是可以被架構來移 除一或多個突波’ DC偏移，以及阻擋物（blocker)。 在一實施例中，該DFE可以將一多位元輸入降低至一2位 099114431 表單編號A0101 第20頁/共127頁 0993319850-0 201127177 ❹ 元輸出，值得注意地是，該輸出位元寬度可以被載短至 一標準數量的ADC位元，因此該中心數位電路的區域以及 功率就可以獲得維持。 第4圖舉例說明一示範性DFE GPS 102Α (第1圖），豆可 以包括一低通渡波器（LPF) 402、一多工器（MUX) 403 、一帶通渡波器（BPF) 404、突波評估與消除（sec， spur estimation and cancellation)區塊405-406 、一DCs平估與消除（DEC)區塊407、一數位混頻器（dm )408、一積傾降頻（integrate and dump decimation) 區塊409 以及一 量化器410 。在一實施例中 ， BPF 404 ’ SECs 405與406，DEC 407，以及DM 408在32 MHz以及64 MHz兩種ADC模式中，都可以在32 MHz運作 ο 在此DFE GPS 120A的實施例中，MUX 403可以接收來自 ADC 208A (以文字形式顯示）以及LPF 402 (其是由 ADC 208接收其輸入）的輸入，並i ’可以提供一輸出至 一帶通濾波器（BPF ) 404。在此，需要注意地是，該 ADC取樣頻率可以落在32、或64MHz (二種操作模式）， 以避免失真。 099114431 當ADC 208在64 MHz運作時，LPF 402可以被用來抑制 於25-27 MHz的影像’在一實施例中，在LPF 402中的 一2 : 1降頻器（decimator)可以將該時鐘降低至32 MHz，相對地，當ADC 208在32 MHz運作時，LPF 402則 可以利用MUX 40 2而被繞過，另外，無論在哪個例子中， BPF 404 (在32 MHz運作）都可以濾出干擾。 在一實施例中，LPF 402可以實施為一固定係數的7-接 表單編號A0101 第21頁/共127頁 0993319850-0 201127177 頭（7-1 ap )濾波器（更詳細内容顯示在第5圖中）， LPF 402可以被建構為在該64 MHz至32 MHz降頻之前， 先利用30 dB來抑制於25-27 MHz的影像（對if = 5-7 MHz而言）。 第5圖舉例說明一示範性lpf 402，其包括在一菊鍊（ daisy chain)中的複數個暫存器5〇1(1)_5〇1(6)，以 及複數個乘法器502(0)-502(6)，其中，到達每一個暫 存器的輸入亦會被提供至其相關聯的乘法器（例如，到 達閂501(5)的一輸入亦會被提供至乘法器5〇2(5))，另 外’乘法器502(0 )_ 50 2 ( g)會更進一步地分別接收濾波 器係數H(0)-H(6)，在一實施例中，該等濾波器係數可 以被固定且相對於該中心接頭‘而為對稱，其中，該多工 操作可以藉由位元位移以及加法而執行，此外’每一個 接頭（例如，每一個混頻器）的輸出都會被提供至一總 和區塊（summation block) 503，以接著產生一輸出 504，在此，需要注意的是’由於該2 :丨降頻的關係，因 此，每2個輸出取樣令，僅有]値需要被計算，而該降頻 則是可以藉由將該等滤波器係數分開為二組（二相）而 在輸入處發生。 第6圖舉例說明一示範性BPF 404，其包括在一菊鍊中的 複數個暫存器601 (1 )-601 (12)，以及複數個乘法器 602(0)-602( 1 2)，其中，到達每一個暫存器的輸入亦會 被k供至其相關聯的乘法器（例如，到達暫存器6 〇 1 ( 1 1 ) 的一輸入亦會被提供至乘法器502(1 1 ))，另外，乘法器 5 0 2 ( 0 ) - 5 0 2 ( 1 1 )會更進一步地分別接收濾波器係數 H(0)-H(12)，其中，該乘法操作可以是藉由位元位移以 099114431 表單編號A0101 第22頁/共127頁 0993319850-0 201127177 及加法而實現’此外，該等接頭的該等輸出會被提供至 一總和區塊603，以接著產生一輸出6〇4。

被建構為會抑制頻帶外（〇ut_〇f_band)的阻檔物以及 雜訊的BPF 404 ’其可以被集中在該IF頻率，並利用一 通帶以及停止帶而具體指定，並且，因為該IF頻率可以 依據該參考石英而進行改變，以及該通帶以及停止帶可 以依據關聯蜂值的所需銳利度以及干擾拒絕而進行改變 ’因此’該等滤波器係數就可以利用軟體而進行建構， 為此’ 一般用途的乘法器就可被用來取代硬編碼接頭’ 在一實施例中’若沒有頻帶外的干擾出現時，則BpF 404 可以被繞過。

第7圖舉例說明—示範性SEC 405 ,在此實施例中，SEC 405會假設該突波是一單獨的音調，試著評估其振幅以及 相位，對該突波進行重新建構，以及將該突波減去，在 此，需要注意地是，雖然相位雜訊可能會污染該突波並 在該音調的周圍產生一 “裙襬（Skirt)，，，但在刪除該 單獨音調後’剩餘的誤差就會變得微不足道，並且因此 而可以被SEC 405所忽略’另外^更進一步需要注意地是 ’此早獨大波3平估/減去的效果會比將該信號通過一陷波 濾波器（notch filter)更好’因為當陷波位在一頻帶 中時’要在不使信號失真的情形下建立一窄陷波濟波器 是相當困難的。 在SEC 405中，一數字控制的振盪器（NC〇，numeFie ally controlled oscillator) 701 可以藉由利用. 已接收的突波頻率（f一spur—〇ver_f_ADC)而被用來產 生該突波的相位，在一實施例中，在SEC 4〇5中的該最大 099114431 表單編號A0101 第23頁/共127頁 0993319850-0 201127177 取樣率可以被設定為32 MHz，對0.01 Hz的一目標頻率 誤差（亦即’在1秒中内3. 6度的相位誤差）而言，可以 有32個位元被用在該NC〇之中（例如， I〇g2(32e6/0.〇i)-i = 31個位元，為了方便而增加至 3 2個位元）。 為了獲得一乾淨的消除（例如，剩下少於_丨3〇 dBm )， 就有需要正確地評估該突波振幅以及相位，因此，對於 sin/cos表702的解析度的需求就會比對於一都卜勒抹除 (Doppler wiper)(為本領域具通常知識者所熟知， 因此不再贅述）的需來得求更迫切，在此，需要注意的 疋，在一實施例中，該突波評估以及重新建構可以使用 一些小數位元（fractional bits)。 突波評估的演算式能以如下的方式進行計算。假設在進 來的信號中，該突波為： x{t) = acos(cot + θ) 則此數值可以乘上該突波相量（phasor)(由共輛產生 器（conjugate generator) 703計算所得）的共軛， 以得.吨) = exp(-y6Ji) 因此’一乘法器704的輸出就會是： y{t) = acos(at + θ) · exp(-/©i) =|(βχρ〇'(ωί + Θ)) + exp(-/(fl)i+Θ))) · exp(-；t»i) =|(exp〇6>) + exp(~j(2cx + Θ))) 此結果可以進行涵蓋大區塊尺寸的平均（藉由累加器 並被儲存在區塊706之中），在一實施例中，—％ 預設的尺 099114431 表單編號Α0101 第24頁/共127頁 201127177 寸可以是N = 4096個取樣’則最大尺寸就會是 218 = 262144個取樣、或8 ms (需要注意的是，當該傾印 信號（dump signal )被指向區塊706時，該評估會被 更 新）。而在此平均期間内’第二段期間會減少，而第〜 段期間（為一常數）會維持’所以，下面方程式所產生 的結果複合數值就代表了該突波的振幅以及相位：

2 N —Σ y(.O = eKP〇'0) 為了消除該突波，此複合數值可以乘上該突波相量（利 用乘法器7〇7 )，其中，隹數部分(由區塊708所儲存） 表示為·助= Re(6exp⑽，〇〇) =⑽ 此數值代表該已重建的突波，當蔣其自該原始信號中減 去時（利用加法器709 ) ’可有效地消除該突波。 在此實施例中，多工器704可以是一複舍乘法器（C0In-plex-by-complex multiplier)，累加器705可以是 支援該最大區塊尺寸的格式，乘法器707可以實施為用於 〇 突波消除的一複合乘法器（complex-complex m ulti- plier)。而加法器709的格式可以包括一些小數（ fractional)、符號（signed)位元’取決於是否有 使用SEC 406 (正如下面所要討論的）。另外，在一實施 例中，可以使用飽和（saturation)(如以第8圖做為 參考而討論者）。 在第4圖所顯示的實施例中，DFE_GPS 102A包括二個 SECs，亦即，SEC 405以及SEC 406。序連的SECs 405 以及406可允許對於二個分開的突波的評估以及消除。第 099114431 表單編號A0101 第25頁/共127頁 0993319850-0 201127177 8圖舉例說明了-示範性SEC 4〇6，其中，除了所敛述之 SEC 405的構件之外，更包括—整數化區塊（r〇under block) 801、一多工器802以及一飽和區塊（saturate block) 803。在此實施例中，已自SEC 4〇5接收的信號 可以（藉由整數化區塊（rounding bl〇ck) 8〇1)進^ 整數化，並且消除小數位元，以用於突波評估。此整數 化讓相同的乘法器可以在SEC 405中被重新利用。需要注 思的疋，因為該等小數位元代表的是在該第一突波頻率 的能量，不管是否進行整數化，SEC效能都不會退化。

若（當藉由該SEC2致能信號而決定為）sec 405以及SEc 406兩者都被使用時，貝ijMUX 802會選擇加法器709的輪 出作為其輸出，換言之，若僅SEC 405被使用，則_χ 802會選擇該所接收的信號作為其輸出（亦即，繞過加法 器709 )。而在該SEC 405輸出處維持為全範圍則是讓在 SEC 40 6處的一強烈突波可以被消除（反之，削波/失真 就可能會發生） 並且也讓SEC 405以及dEC 406的輪入 格式可以更為類似。在SEC 406之後，％信號尺寸可以被 大量地減少，因此，在一實施例中、飽和區塊803可以為 其輸出產生一減少的位元組。需要注意地是，該第二突 波的評估僅會在該第一突波的評估與消除已經開始之後 才發生，所以，此技術可以確保該評估與消除程序的穩 定性。 在一實施例中，若沒有突波出現’則SEC 405以及SEC 406兩者都可以藉由使用一多工器旁路（未顯示，但類似 於在第8圖中所顯示者）而被繞過’在此情況下，該MSBs 可以進行飽和化，妓且’該LSBs可以利用〇進行填充（ 099114431 表單編號A0101 第26頁/共127頁 0993319850-0 201127177

Padded)。

μ疋犬波D平估以及消除被致能，則在硬體重新設定以及 任何增益改變之後’就會執行-新的評估’該評估/消除 會選定彳s號的-個區塊，並在該區塊之後立刻為可利用 而要注意地是’該評估/、;肖除可以連續地、或週期性地 運作，若為週期性運作時’該職可以根據—可接受累 積相位誤差而决疋，舉例而言，在Μ mhz的取樣率以及 —32位元NC0的情形下，746 ms提供朝向末端大約丨度的 相位誤差。因此’在此情形下，該消除就應該要連續地 運作。另外，在一實施例中，最新近的突波振幅以及相 位評估可被使用，直到可獲得下”値評估為止。

第9圖舉例說明一示範性DEC 4〇ίί?，其可以提供Dc評估與 消除，在此實施例中’ DEC 4〇7寸以包括一累加器9〇5， 其是藉由取樣次數而進行標準化（n〇rm^lized)。])(：是 利用一個區塊的取樣（預設N = 4096,最大尺寸為 2 =32768、或1 ms)(藉由區塊9〇β而儲存且藉由該傾 印信號而觸發）而埠行評估，並且，結果可以在該區塊 之後立即地被應用。 在一實施例中’小數位元可以在區塊平均中被保留下來 ’以減少量化誤差，舉例而言’注意到在一8位元adc的 輸出中會由於非對稱的編碼字元（-128至127)而具有-0. 5*LSB的一系統偏壓。當該GPS信號的尺寸被縮小至留 下用於阻擋物的足夠頂部空間（headroom)時，相較於 該G P S彳§波本身’此0. 5 L S B可能就並非為可忽略。在此 情形下，若其不被移除，2位元量化器（QUAN) 410同樣 可能產生偏壓的輸出，因而不利地影響效能》需要注意 099114431 表單編號A0101 第27頁/共127頁 0993319850-0 201127177 地是’允許小數位元可以具有優勢地提供足夠的解析度 來移除如此小的、但非可忽略的D C數值。 。若DEC 407 (因該DEC致能信號的決定而）被使用，則 MUX 908可以選擇加法器907的輸出作為其輸出。另一方 面，若DEC 407被繞過，則MUX 908就可以選擇所接收的 k號（例如，來自SEC 406者）作為其輸出。在一實施例 中’一飽和區塊909可以自MUX 908接收該輸出，並產生 一輸出。當DEC 407被使用時，在硬體重新設定以及任何 增益改變之後，都可執行一新的評估。DEC評估可以連續 地、或週期性地運作，若為週期性運作時，該週期可以 是藉由該DC的漂移特徵（drifting charaeteristies )而決定。在一實施例中，該消除可以利用最新近的評 估而連續地運作，需要注意地是，當DEC 4〇7被繞過時， 任何的0小數位元都可以進行填充。 第10圖舉例說明一示範性DM 408,包括二個混頻器 1001A以及1001B ’其接收DEC 407的輸出。在一實施例 中’DM 408可以在32 MHz運作（亦即，在AFE 101中的 该DiE-GPS 102A輸出取樣率的兩倍速度）。⑽408可 以將集中在IF (ί〇)的通帶信號轉換為基帶。一載波NC〇 1 003可以是16位元寬。由於該輸入頻率的步長（step size)可以是fstep= 32 ΜΗζ/21δ= 488.28125 Hz 。 假設在轉換之後所需的剩餘頻率偏移至少為釭，其中， △f通常會大於最大都卜勒（D〇ppier)頻率，則整數化 的1F頻率可以計算為：以此計算 099114431 確保剩餘頻率 表單編號A0101 residual =/〇 ~ /〇 第28頁/共127頁 大於△£。正如在第1〇圖 0993319850-0 201127177 中所註記，DM 408具有一路徑（I )輸入，以及二路徑（ I/Q)輸出’其中，該I路徑可以被乘上cos(2g^)，以及該 Q路徑可以被乘上_sin(_。 ❸ 第11圖舉例說明一示範性ID2 409，其可以包括二積傾 區塊（integrate and dump blocks) 1101A以及 1102B ’以分別接收來自多工器1001A以及1001B的輸入 (以文字形式顯示）。在一實施例中，I&D區塊1101A以 及11 01B的每一個都可以利用一簡單的2 : 1積傾降頻（ integrate and dump decimation)實現，而將信號 自32 MHz向下取樣至16 MHz。需要注意地是，因為該信 號已經被混頻至基帶，且該BPF拒絕（rejection)是 + /-5 MHz以外的30 dB，因此，在該積傾之前並不需要 低通濾波器。I&Ds 1101A以及1101B的每一個都可以提 供2個位元至它們分別的QUAN 410量化器（以文字形式 顯示）。

第12圖舉例說明一示範性2位元量化器，其可以將其輸入 轉換為一符號位元（籍由符號區:塊12〇1而產生），以及 一強度位元（由強度區塊1 202而產生）^該符號位元若 為正時’其相等於“ 〇 ”，若為負時，則相等於“ 1，，。 該強度位元會與一臨界值進行比較（利用比較器12〇3) ，若該強度大於、或等於臨界值時，則比較器12〇3會輸 出一 “1” ，反之，比較器1203則是會輸出一 “〇” 。在 一實施例中，該符號以及該強度可以相結合（利用結合 區塊1204 )以利用一二位元格式（符號，強度）來代表‘

種程度，其中，〇〇 = +1，〇1 = +3，1〇 = 以及U 099114431 表單編號A0101 第29頁/乒127頁 ' 0993319850-0 201127177 二-3 (此可與該2位元A D C輸出格式相比較）。該量化臨 界值可以由所需的信號尺寸中決定。 第13A圖至第13F圖舉例說明一 64 MHz ADC頻率以及一 6 MHz IF頻率的示範性模擬結果，在此模擬中，在該已接 收信號中有三個突波位在距離IF為0，1，以及5 MHz的 位置，皆處於與-85 dBm相同的層次。第13A圖是一第一 關係圖，顯示在該ADC的輸出處的功率頻譜密度（PSD， power spectrum density)，第 13B圖是一第二關係 圖，顯示在該LPF的輸出處的PSD，第13C圖是一第三關 係圖，顯示在該BPF的輸出處的PSD，其中該5 MHz的突 波已經受到該BPF的抑制。第13D圖是一第四關係圖，顯 示在該SEC處的PSD，而該PSD則是被建構為對距離該載 波為0以及1 MHz的二個突波進行評估以及消除。需要注 意地是，雖然該突波在該消除之後幾乎很難看見，不過 ，一些功率低上許多的頻帶外突波則是會因為在該重新 建構突波中的量化雜訊而被創造出來。第13E圖是一第五 關係圖，顯示在該Μ輸出處的PSD，其中，處於-6 MHz 的信號會被旋轉至DC，以及處於+ 6 MHz的影像會被旋轉 至+ 12 MHz。第13F圖是一第六關係圖，顯示在該DPF的 輸出處的PSD，其中已進行ID2以及2位元量化。至此，信 號已經從32 Msps被向下取樣至16 Msps，雜訊層（ noise floor)會由於該量化而升高，至於在12 MHz ( 或-4 MHz)附近的凸起則是由影像雜訊所造成，並不會 影響頻帶中的訊號。 GL0數位前端（DFE ) 第15圖舉例說明一示範性DFE_GL0 102B，具有一介於 099114431 表單編號A0101 第30頁/共127頁 0993319850-0 201127177 19 MHz以及21 MHz之間的IF頻率，以及一64 MHz的ADC 取樣頻率，在此實施例中，DFE—GLO 1〇2Β (第1圖）可 以包括突波評估與消除（SEC)區塊1 502-1503、一數位 混頻器（DM) 1 504、低通濾波器150 5-1 506，以及一量 化器（QUAN) 1 507，所有皆_聯連接。需要注意地是， Ο

099114431 SEC 1502可以接收ADC 208B的輸出（以文字形式顯示 )’在一實施例中’SECs 1502-1503可以依需要獨立地 被致能/失能’而DM 1504、LPFs 1 505-1 506以及QUAN 150 7則總是會被致能。 第16圖舉例說明一示範性sec 15 0 2，要注意地是，S E C 15 0 2可以被建構以移除大的突波，级減―炎信號動態範圍 ’但仍可留下比該GPS SEC更大的剩#突波，也就是，因 為GLONASS是FDMA ’因此，一個壞掉的^道（具有較高 的剩餘突波功率者）可以更容易地被拋棄。而在SECs 1 502以及1503的輸出處維持全範圍讓頻帶外的強烈突波 以及阻擋物可以在LPF 1 505以及丄PF 150〗6處被抑制。 在SEC 1 502中，一數字控制的振盪器（NC0) 1601 (如 :32位元）可以被用來利用一已接皈的突波頻率而產生該 突波的相位。在一實施例中，在SEC 1 502中的最大取樣 率可以被設定為64 MHz。需要注意地是，該突波頻率會 被標記，且不再大於該取樣頻率的一半。 為了獲得一乾淨的消除（例如，具有剩下少於-130 dBm )’就需要準確評估該突波振幅以及相位。在sin/cos表 1 602的一實施例中，角度解析度可以是（pi*2)/512， 或是一個象限分為128個等級，以及該輸出位元寬度可以 為8。需要注意地是，符號延伸可以被用來涵蓋在sin/ 表單編號A0101 第31頁/共127頁 0993319850-0 201127177 COS表1 602中的四個象限。 在利用sin/cos表1602而計算該突波評估的演算式之後 ’此數值可以乘上該突波相量的共軛（c〇njugate)( 藉由共軛產生器1 603執行共軛，以及藉由乘法器16〇4執 行相乘）。乘法器16 0 4的輸出可以被平均（藉由累加器 1605來執行’且儲存在區塊16〇6之中）。在一實施例中 ’一預設尺寸可以是N = 81 92個取樣，則最大尺寸就 會是219 = 524288個取樣、或8 ms (需要注意的是，當該 傾印信號（dump signal )被指向區塊1 606時，該評估 | 會被更新）。為了消释該突波，區塊1606所儲存的該複 合數值可以利用乘法器1604而與該突波相量相乘。而該 已重建突波的實數部分（由區塊1608提供）可以利用加 法器1609而自該原始信號中被減去。 在此實施例中，多工器1 604可以是用於突波評估的一複 合乘法器（complex-by-complex multiplier)，累 加器1 05的格式可以是支援該最大區塊尺寸者，乘法器 1 607可以實施為用轸突波消除的一複合乘法器（com_

I plex-complex multiplier)。在一實施例中，可以使 用飽和（區塊1 610 )，以將該加法器1 609的輸出自一包 括小數位元的數值整數化至僅整數位元，以藉此降低下 游DFE_GL0模組（例如，該DM以及該LPFs)的位元寬度 〇 需要注意地是，SEC 1 503可以採用如上述SEC 1 502的 類似構件以及類似架構而實現，而序連SECs 1 502以及 150 3可允許了對二個分開的突波的評估以及消除。若是 SECs 1502以及1 503皆被致能時，則該突波評估僅會在 099114431 表單編號A0101 第32頁/共127頁 0993319850-0 201127177 該第一個突波已經被評估且消除已經開始之後才發生， 以藉此確保該評估與消除程序的穩定性。 第17圖舉例說明一示範性DM 1504，包括二個混頻器 1701A以及1701B，以接收SEC 1503的輪出。Μ 1504 可以將集中在IF (fQ)的通帶信號轉換為基帶，在一實施 例中’ 一载波NCO 1 703可以是16位元寬，該輸入頻率的 步長（step size)可以是f = 64 MHz/216 = step 976. 562 5 Hz。頻率可以被設定在該GLONASS頻帶的

中間，亦即，頻道-1以及頻道0的中間（20. 〇5 MHz)， 而最小的DM後（post-DM )剩餘頻道偏移則可以是3〇〇 •^0 jf& ^ fstep _ fstep kHz，因此，該數位IF頻率可計算為： 由於整數化的關係，使得該剩餘IF頻道可以是由整數化 區塊17 0 4 A以及17 0 4B分別以雙模介面中的混頻器17 〇 1A 以及1701B的輸出作為基礎所產生。 Ο 正如在第17圖中所顯示，讓輪入信號可购社複製為一^路 徑以及一Q路徑，該I路徑乘上⑺s(2^^/而該q路徑乘上 -sin_ 〇 LPFs 1505以及1506可以被建構為抑制3〇 dB的頻帶外 (例如，12-32 MHz )的阻擋物以及雜訊。第18圖舉例 說明一示範性LPF 1 505，包括一菊鍊（daisy chain) 中的複數個暫存器1801 (1 )-1801(6)，以及複數個乘法 器1802(0)-1802(6) ’其中，到達每一個暫存器的輸入 亦會被k供至其相關聯的乘法器（例如，到達暫存5| 1801(5)的一輸入亦會被提供至乘法器i8〇2(5))。乘法 099114431 表單編號A0101 第33頁/共127頁 0993319850-0 201127177 〇2(G)]8()2(6)會更進-步地分別接收渡波器係數 H(〇)-H(6) ’在一實施例中，該漉波器係數可以被固定 且相對於射心接頭而為對稱。該多1操作可以藉由位 元位移以及加法而實現，每—個接頭的輸出（亦即，每 一個混頻器）都會被提供至―累積區塊（acc_iati〇n b1〇ck) 1803,以接著產生一輸出18〇4。需要注意的是 ，由於該2 : 1降頻，因此，每2個輸出取樣中，僅有其中 1個會需要進行計算。該降頻可以藉由將職波器係數分 開為二組（二相）而在輸入處發生。 LPF 1506可以被建構為在該32龍2至】6仙2的降頻之 前，於12 MHz至16 MHz處提供30 (JB的更進一步地濾波 。在一實施例中，LPF 1506可以具有一類似於LPF 1 505的架構，但總和區塊1813的輸出則會具有相對而言 較少的位元。需要注意地是，在LPF2/DECI之後，該信 號尺寸可以被大量的減少，因此，就會有較少的位元被 a . 使用於輸出。在一實施例中，該小數位元（在此情形中 ’ 4個小數位元）會被維持在lpf 150&的輸出處，以增 加下游量化器的解析度。 QUAN 1507可以採用與所述該GPS QUAN (例如，第11圖 以及第12圖）類似的架構而實現，舉例而言，二個於μ MHz的2位元量化器可以被用於該I以及q頻道。在一實施 例中，這些2位元量化器可以總是開啟，這些量化器可以 利用2位元格式（符號，強度）而將它們的輸入轉換為4 種程度。 在一實施例中，該GLO C/A編碼可以提供一27 dB解擴展 增益（de-spreading gain)，一突波的該解擴展增益 099114431 表單編號A0101 第34頁/共丨27頁 09933】9850-0 201127177 是取決於其頻率，最大的解擴展增益可以在距離該信號η kHz處的一突波達成，其中η為整數。所有這些n kHz頻 率偏移的該解擴展增益是13.5 dB。 去活性電路 第1 9圖舉例說明去活性地電路1 90〇，其可具有優勢地控 制在第1圖中所示的該接收器的構件^在一實施例中，去 活性電路 1 900 可以控制 DFE_GPS 102、DFE_GLO 102B 、MUX 103以及雙模介面104。去活性電路1 900會受到一 導航引擎1901 (實施於軟體中）的控制。在一實施例中 ’當僅有一個GPS或GLONASS信號被該接收器所使用時， 去活性電路1900則是可以中斷被提供在DFE_GPS 102A 、DFE_GL0 102B及/或雙模介面1〇4中的某些專屬電路 Ο ..........……" ''- - ' 介面計數器裝置&自動增益控制 第20圖舉例說明一位置決定系統，包括RF晶片110 (如前 述）、基帶（BB)晶片111以及一GM,L (GNSS測量層SW) 2012。BB晶片111 (除了蔘4赛:1圖所述的該構件之外） 丨' X. ,f ..... 可以包括一解多工器2001 «吸一介面計數器裝置（ICD， interface counter device) 2002。該 ICD 2002 則 是可以採用該GPS DFE二路徑（I/Q) 2位元輸出、或該 GLO DFE二路徑（I/Q) 2位元輸出。 GML 2012可以包括一自動增益控制（AGC，automat i c gain control)單元2006，而該AGC單元2006可以包括 G P S A G C 2 0 0 6 A 以及 G L 0 A G C 2 0 0 6 B。A G C 單元 2 0 0 6 可 以連續地測量該信號功率，將所測量的信號功率與所需 的目標尺寸進行比較，並更新類比增益狀態，直到該功 099114431 表單編號A0101 第35頁/共127頁 0993319850-0 201127177 率達到該目標、或是增益的最大改變量已經到達為止。 在一實施例中，該AGC功率測量視窗尺寸可以設定在〇. 25 ms至32 ms之間。在一實施例中’ GPS AGC 2〇〇6A以及 GLO AGC 2006B可以利用介於2048至65536之間的區塊 長度而在16 MHz操作該功率測量。 。AGC單元2006可以調整該增益，直到強度為3的取樣的 比例到達所需目標為止。在正常的操作（於利用MUX 1〇3 進疗夕工操作以及利用DEMUX 2001進行解多工操作後） 中’ ICD 2002可以測量在GPS AGC操作期間的GPS DFE 102A的I2Q2輸出’或是在GLONASS AGC搡作期間的GLO DFE 102B的I2Q2輸出。需要往意的是，GPS以及GL0 AGC操作可以接續地、但非同時完成，以藉此讓〗CD 2002可以分享給GPS以及GLONASS兩者。 為了除錯’ ICD 2002亦可以被建構為會測量系統中其他 2位元量化器的輸出，例如，該等GLONASS頻道選擇混頻 器（以第24圖以及第25圖做為參考而進秄討論）的該 I2Q2輸出，以及在搜尋引擎l〇5A中的該粗略都卜勒抹除 (Doppler wiper)(請參閱第26圖中的混頻器2603 ) 的該I2Q2輸出，以計算該等2位元量化器臨界值。 舉例而言，請參考第26圖中所顯示的一示範性搜尋引擎 2600，在搜尋引擎2600内部的一模組可以將該粗略都卜 勒抹除（Doppler wiper) 2603 (IR粗略混頻器）輸 出量化至2位元，其中，該量化臨界值是取決於該DFE以 及該搜尋引擎操作模式，這是因為該DFE以及該搜尋引擎 操作模式會改變該雜訊功率頻譜密度，以及因此改變在 搜尋引擎2600中的一 I&D區塊2601的該輸出信號尺寸’ 099114431 表單編號A0101 第36頁/共127頁 0993319850-0 201127177 當該雜訊的頻帶越窄時，相關聯的取樣就會越多，並且 ’在積傾（I&D)之後的輸出也會越高，而當於I&D區塊 2601的輸出越高時，在IR粗略混頻器26〇3處的輸出就會 越高，因此就會需要一較高的量化臨界值，再者，在一 實施例中’一2位元量化臨界值（相等於該輸入信號的該 RMS)可造成大約33%的輸出取樣為+ /-3，所以，監控量 化器2606的輸出可具有優勢地讓硬體中的該臨界值最佳 化。 Ο 在一實施例中’一4 : 1多工器（未顯示，用於對ICD 2002除錯）可以接收:DfE_GPS M2A的I2Q2輸出 ’（2)0?£_610 1〇26的12公2輸出，（3)61^0^35頻 道選擇混頻器2403 ( 12個混頻器的其中任意）的I2Q2輸 出，以及（4)該粗略都卜勒抹除（Doppler wiper)輸 出（例如，混頻器2603 )的I2Q2輸出。 第21圖舉例說明一 GPS DFE操作2101以及一 GLO DFE操 作2106的示範性時序圖，在，實施例中，該GPS AGC.(

例如，GPF AGC 20I6A)可以控制由GPS以及GLONASS所 共享的該LNA (例如，LNA 201 !)的增益，而為了避免競 爭狀況（race conditions)以及該GPS AGC的效能降 級，該GLONASS AGC功率測量則是可以在GPS AGC操作 之後發生，舉例而言’在一AGC操作時段2102的期間’一 GPS AGC操作2103可以被執行’而在一結果GPS AGC鎖 (lock)之後，則是可以開始GPS突波評估（SE) 2105 ，在此同時，亦可以開始一GLO DFE操作21 06以及一GL0 AGC操作2107，接著，在一結果GLO AGC鎖之後’可以開 始一GLO SE操作2109。 099114431 表單編號A0101 第37頁/共127頁 0993319850-0 201127177 第22圖舉例說明一示範性GPS AGC操作2201，一短暫時 段2202會落在一突波評估時段2203以及一突波消除時段 2204之前’其中，會包括無效資料的該短暫時段2202會 發生在硬體重設、或一增益改變之後，因此，Dfe操作僅 會在短暫時段2202之後發生，在此實施例中，GPS DFE 可以包括突波評估（與消除）以及DC評估（與消除）兩 者，而為了避免突波評估對於])C評估的干擾（這在一突 波靠近DC時會是個問題），DC評估時段2205會在突波評 估時段2203之後才發生，且DC消除時段2206會跟隨在DC t 評估時段2205後面，因此，一秦“取樣區塊2210會被用 於突波評估’具有突波消除的一第二取樣區塊2211會被 用於DC消除，以及一第三取樣區塊2212 (以及所有接續 的取樣區塊）會同時具有突波以及DC消除，並且玎以被 使用在一AGC功率測量時段2207，在此，需要注意地是， 在第22圖中僅顯示一個突波評估時段2203以及突波消除 時段2204是為了簡化’因此’當二SEC單元皆被使用時， 會有一第二突波評估時段緊接在i第一突波評估時段22〇3 後面，其中，DC評估與消除時段將僅會在該第二突波評 估時段之後（亦即，在該第二突波消除時段期間）開始 〇 第23圖舉例說明一示範性GLONASS AGC操作230 1，一短 暫（無效資料）時段2302會落在一突波評估時段2303以 及一突波消除時段2304之前，需要注意地是’由於該 GLONASS DFE不具有DC評估、或消除，因此，一 GLONASS AGC功率測量時段會發生在突波評估時段完成 (假設突波評估是開啟的）之後，而此時序則是玎具有 099114431 表單編號A0101 第38頁/共127頁 0993319850-0 201127177 優勢地避免突波干優AGC功率測量。 =實施例中，感PS與⑽NASS的突波評估以及用於 的_估會在硬體重設之後以及每次AGC功率測量之 剛運作，接續地，突波與κ評估可以在—預定數量的區 塊之後進行週期性地重複，在—實施例中，若 定數量設定為〇時，則該評估就僅會運作一次，並且不會 重複’若該週期為！，則評估就會為每個區機進行、或連 續地進行。

該等GPS以及GL0NASS “(:操作可以週期地執行在一實 施例中，這些操作可戰餐—個接續的AGC操作時段期間 内重複’舉例而言，請回頭參閲㈣圖，在-接續AGC時 段2108期間，一GPS AGC操作2104可以落在—GL〇NASS AGC操作2109之前（為了簡化而未顯示其他操作），在此 ’需要注意地是’若此同時，有任何的突波、或dc評估 正在進行，則該突波、或队評估可以被重設，並開始一 新的評估。 1

雙模介面 .1 請回頭參閱第1圖，雙模介面（DMI，dual m〇de in一 ter face) l〇4可以將處理過的DFE輸出信號提供至搜尋 引擎105A以及追蹤引擎1〇5B，第24圖舉例說明一示範性 DMI 104，包括解多工器（DEMUX) 24〇1，頻道選擇混 頻器2403 ’二積傾（i&d)單元2404A以及2404B，一第 一切換矩陣2405 ’以及一第二切換矩陣2406，其中， MUX 103 (以文字形式顯示）會在RF晶片11〇的輸出處（ 請參閱第1圖）對該二個16 MHz GPS以及GLO信號一起進 行多工操作，因此，DEMUX 2402可以在基帶晶片111的 099114431 表單編號A0101 第39頁/共127頁 0993319850-0 201127177 輸入處將該二個信號分開。 GLONASS是一支持14個頻道的FDMA系統，頻道選擇混頻 器2403可以被用來將該等GLONASS信號向下轉換至基帶 (例如，在DC處、或大致在DC處），該些14個頻道的中 心頻率為：/A =1602Mfe + (k562.5)i^其中，k為-7，_ 6，-5，…，5 ’ 6。 該GLONASS頻道間隔為562. 5 kHz，在一實施例中，由 於該本地振盪器（L0)頻率為1581.67 Hz，以及該DMI 頻率為20. 05 MHz，因此，在每一個頻道選擇混頻器 24°3前面的輸入頻率會是]暴_2舉其中，k 為-7，-6，-5，·..，5，6〇 第25圖舉例說明一示範性頻道選擇混頻#2403A，其為了 方便而使用一載波NC0 2503的16個位元，以提供大約 250 Hz的解析度，其中，該程式化的頻道頻率可以如下 式進行計算： / _ mixer _ flooredk = [(/Α - /_ mixer _ offset _ min) / / _step^cf _ step /_ 卿= /_>/216 其中，f_in是頻道選擇混頻器2403的輸入取樣率（例如 ’在16 MHz附近）。 乘法器2501會將該等I/Q信號乘上5個位元，並將乘積 提供至一量化器（QUAN) 2504。第12圖舉例說明QUAN 2504的一示範性架構，需要注意地是，在此實施例中， 僅該等強度位元會在一功率決定中被計數，也就是，在 一習知功率決定中，符號以及強度兩者都會被平方以及 累加，不過，因為在GLONASS中僅可能有三個層次，因此 099114431 表單編號A0101 第40頁/共127頁 0993319850-0 201127177 ’此過程可以具有優勢地藉由僅計數該等強度位元以及 將此資訊提供至乘法器2501而獲得簡化。 在一實施例中，該第一個（亦即’符號）位元會在為正 時相等於“0” ，以及在為負時相等於“1” ，另外，作 為第二個位元的該強度會在QUAN 2504中與一臨界值進 行比較，若該強度大於該臨界值，則輸出會為“ρ ，反 之’輸出會為“0” ，該符號以及強度可以結合在一起而 Ο 利用二位元格式（符號，強度）來代表4種程度，其中， 00 = +1，01 = +3，10 = -1 ’ 以及11 = -3，此外， 在一實施例中，QUAN 2504的臨界值的a想值是29，此 臨界值可以經由一控制暫存器而進行程式化。 積傾（I&D)區塊2404A以及2404B可以實施為2位元入（ bit in)與3位元出（bit out)模組’以在DEMUX 2402以及頻道選擇混頻器2403的輸出上執行16 MHz至8 MHZ的降頻，在一實施例中，會有一個UD區塊2404A用 於GPS，以及14個10區塊2404Β用於GL_ASS (亦即，

每一個頻道選擇混頻器有一個I&D區塊），在此，需要注 意地是，相較於GP$為1023 chips/ms的晶片率， GLONASS有一較低的晶片率，亦即，511 chips/ms，因 此，在一實施例中，I&D 2404A可以具有與I&Ds 2404B 不同的一傾印時間（dump time)，另外，在一另一實 施例中，I&D 2404A以及I&Ds 2404B兩者則是具有一固 定的2 : 1比例，例如，輸入16 MHz，輸出8 MHz，再者 ，在一實施例中，該等傾印時間為可程式化，且可利用 軟體而決定。 切換矩陣2405可以被建構為會自所有數量的路徑（例如 099114431 表單編號A0101 第41頁/共127頁 0993319850-0 201127177 ，15個路徑：HilGpS加上14個GLONASS)中產生每一個 搜尋引擎的所需信號，在一實施例中，切換矩陣24〇5可 以被建構為會接收DEMUX 2402以及頻道選擇混頻器2403 的輸出’且會為該等搜尋引擎選擇自Se_〇〇_in [3:0]至 SE—07—IN [3:0]的輸出，在一實施例中，切換矩陣 2405的尺寸可以是15 X 8,且每個元件為4個位元以及 16 MHz。 切換矩陣2406可以接收I&Ds 2404A以及2404B的輸出， 以及產生用於該等追蹤引擎的輸出CORR_〇〇_IN [5:〇] 至C0RR_15_IN [5:0] ’ ％—另·-實施例中，頻道選擇 混頻器2403可以硬接線至該等追蹤引擎的每一個，因為 每一個頻道選擇混頻器都可以被程式化至任何的頻道， 需要注意地是，考量到硬體成本，頻道選擇混頻器、搜 尋引擎、及追蹤引擎的最終數量都可以有J6斤變化，舉例 而言’在一實施例中’可以使用丨4個頻道選擇混頻器， 以及16個追縱引擎。 第26圖舉例說明一示範性搜尋引擎2600，其可以形成搜 尋引擎105A (第1圖）的一部分，_在此實施例中，搜尋引 擎2600可以包括一積傾（I&D)單元26〇1，一混頻器 2603，一量化器2606 ’ 一相關器2607 ’ 一混頻器2609 ，一相干積分區塊（coherent integration block) 2612，一絕對值區塊2613，一非相干區塊（non coherent block) 2614 ， 以及一 MAX區塊 2615 ( 其提 供搜尋引擎2600的一輸出），皆以串聯方式連接，另外 ’ 一編碼NC0 2602可以提供輸入至I&D 260 1、二載波 NCOs 2605以及2611、相干積分區塊2612、以及非相干 099114431 表單編號A0101 第42頁/共127頁 0993319850-0 201127177 積分區塊2614，再者’載波NC0s 2605以及2611會分別 提供其輸出至sin/cos表2604以及2610，該等sin/cos 表則是會分別將其輸出提供至混頻器2603以及2609，其 中’搜尋引擎2600所執行的示範性操作（更詳細者顯示 於第27圖中）包括：積分/傾印、與粗略載波頻率混頻、 2位元量化、與參考編碼混頻及產生關聯、與精細載波頻 率混頻、相干積分（包括資料移位）、計算絕對值、非 相干積分（包括資料移位）、以及計算最大值。 Ο

在一實施例中’相關器2607可以利用一位移暫存器延遲 線（shift register delay line)為實現，其會將 其所儲存的位元與接收自編碼產生器2608 (亦即，GPS編 碼產生器2608A、或GLONASS編碼產生器2608B，接下來 會以第29圖以及第3〇圖做為參考而進行敘述者）的c/A編 瑪位元進行比較，在此，需要注意地是，編碼產生器 2608會接收一相位偏移（亦即，為該相位選擇器選擇該 G2產生器的某些輸出，...如下布速以及一 njis (navigation message sequencer ， 導般訊惠排序器 ）， 在一 實施例中’相關器26〇7可以每丨毫秒提供一相關結果，以 及相干積分的執行可少於20 ms (反之，該相干積分可能 會干擾關聯於一資料信號的一位元過渡）。 在一實施例中，該NMS可允許一較高敏感度的擷取模式， 特別地是，當位元邊界以及資料位元的極性為已知時， 就可以執行一較長的相干積分，需要注意地是’相較於 非相干積分’信號對雜訊比（SNR)可藉由相干積分而更 有效率地獲得提升（因為相干積分的雜訊會隨著時間而 被消除’但非相干積分不會），因此，在假設積分具有 099114431 表單編號A0101 第43頁/共127頁 0993319850-0 201127177 一固定時間的情形下，相干積分通常會比非相干積分更 具優勢，而如此的結果是，若該位元極性為已知（以及 是由NMS所提供）時，則由編碼產生器26〇8所執行的該 C/A編碼輪出就可以在受到26〇7的關聯之前，先利用該等 位元的極性而進行修正，以藉此允許相干積分區塊2612 執行較長的相干積分。 需要注意地是，由於GLONASS的編碼頻率是Gps頻率的一 半’因此，用於GLONASS的（關聯於⑽區塊26〇1的）該 第一積傾的輸出取樣率會是GPS的輸出取樣率的一半，舉 例而言，對1/2晶片解析度而言，Gps的該輸出取樣率會 是2 MHz’以及GL0NASS會是i MHz，而對1/4晶片解析 度而言’該輪出取樣率則會是GPS為4 MHz ,以及 GLONASS為2 MHz 。 一信號可以利用在粗略都卜勒抹除（D〇ppier wiper) (亦即，混頻器26〇3)之後的—量化器2606而進行自多 個位元至2位元的量化，-個理想化的2位元量化臨界值 會相等於該輸入信號的均方根（RMS，

Man-寧⑽）’需要注意地是’不同的雜訊形狀可能 會改變I&D區塊2601的輸出信號尺寸，另外，LpF 4〇2以 及BPF 404 (第4圖）_可能會改變雜訊功率頻譜， 其中，DFE—GPS腿可以改變雜訊形狀的四個架構為： ADC 208A在64 MHz運作’使用LPF 4〇2，以及使用BpF 4〇4;ADC 208A在64 Oz運作’使用LpF 4〇2，以及繞 過BPF 404;ADC 208A在32 MHz運作，繞過LpF 4〇2, 以及使用BPF 404;以及ADC 2_在32 MHz運作，繞過 LPF 402，以及繞過BPF 404。 099114431 0993319850-0 表單編號A0101 第44頁/共127頁 201127177 Ο 換言之，該1/2、或1/4 I&D操作模式會影響ι仙區塊 2601的輸出尺寸的別5，因此’1仙區塊26〇1可以具有四 種操作模式：在GPS 1/4晶片模式中，i&jj區塊260丨可以 執行16 MHz至2 MHz的轉換（8 : 1降頻）；在Gps 1/4 晶片模式中’ I&D區塊2601可以執行16 mhz至4 MHz的 轉換（4 : 1降頻）；在GLO 1/4晶片模式中，1&D區塊 2601可以執行16 MHz至1 MHz的轉換（1 6 : 1降頻）； 以及在GLONASS 1/4晶片模式中，i&d區塊2601可以執 行16 MHz至2 MHz的轉換（8 : 1降頻）。 第27圖舉例說明用於GPS的一示範性編瑪產生器26〇8A ( 編碼產生g|260:8A形成編瑪產生器26〇8 (第26圖）的一 部分）’在此實施例中’編碼產生器26〇8A包括一G1產生 器2701，以產生該G1編碼，一 G2產生器2702，以產生該 G2編碼，一起始區塊2703，一相位選擇器.2704，以及一 加法器2705 ’以產生該XGi C/A編碼，在此，需要注意 地是，在相位選擇器2704中，S1以及S2會::指示(；2產生器

2702的位移暫存器2712的哪些位元要被相加，以在每一 個時期（epoch)產生該G2-i，更需要注意地是，不同的 人造衛星會有不同的S1以及S2，舉例而言，削】可以 藉由加入來自位移暫存器2712的位元2削而產生以形 成該G2!位兀，反之，PRN 2可以藉由加入位元3以及7而 形成，進而形成該G2i位元。該XGi C/A編碼的產生可以 是藉由： a·利用起始區塊2703而將所有載人以產生器以及 G2產生H27G2中的兩個位移暫存器（27ιι以及2712)裡 099114431 表單編號A0101 第扔頁/共127頁 0993319850-0 201127177 b.計算所有該等X0R操作的總和，以決定當前時期的輸 出位元； c.將G1產生器2701以及G2產生器2702的二個暫存器向 右位移一個元件（element)，並將在該位移前才適當計 算獲得的位元載入G1產生器2701以及G2產生器2702的最 左邊元件；以及 d. 回到步驟2。 用於GPS的該等C/A編碼序列是藉由對二個PRN序列G1以 及G2進行XOR操作而相結合，該編碼頻率大約是1. 023 f MHz，在一實施例（顯示於第27獨）中，對應於產生01以 及G2的LFSRs的多項式是：

Gl(x) G2 (χ) =1 + X3 + X10 ==1 + χ2 + χ3 + χ6 + χ8 + χ9 + χ10 :： 第28圖舉例說明用於GLONASS的一示範性編碼產生器 2608B (編碼產生器2608B形成編碼產生器2608 (第26 圖）的一部份）’在此實施例中，編碼產生器2608B包括 用以產生該G1 / C A編碼.的一 G1產生器2 8 01、、用以產生 該G2 (無效（idle) y編碼的產生器2802、一起始 區塊2803、以及一相位選擇器2804。需要注意地是，在 相位選擇器2704中’ S1以及S2會指示G2產生器2802的位 移暫存器2812的哪些位元要被加入，以在每一個時期（ epoch)產生該G2i (無效）輸出。 在第28圖所顯示的編碼產生器2608B的架構中，該c/Α編 碼序列可僅取決於G1 ’而該編碼頻率則可為511 kHz。 在一實施例中’對應於產生G1以及G2的LFSRs的多項式 是：G1 (χ) = 1 + + χ9 099114431 0993319850-0 G2(X) = 1 + χ2 + x3 4- χ6 + x8 + x9 + χι〇 表單編號A0101 第46頁/共127頁 201127177 GL〇NASS的編碼序列是持續期間為1 ms的511晶片。該編 碼序列可藉由一9階（9-stage)最大長度位移暫存器（ MLSR，maximum length shift register)而產生， 所產生的多項式為G(x) =1+χ5 + χ9，且所有的起始狀態皆 都會被設定為1(利用起始區塊2803 )。在一實施例中， 編碼產生器2608Β可以利用一可重新建構編碼產生器 2608Α而來實現。 第29圖舉例說明—示範性glonaSS資料序列的產生。線 〇 2901顯示週期T = 10 ms的時脈；線2902顯示曲折信號 (T = 10 ms);線2903以相關的編碼顯示資料位元（τ =20 ms);線2904以雙二造先（bi-binary)編碼顯 示資料位元（T = 10 ms);以及線2905顯示時間標示 位元（T = 1〇 ms)。在第29圖中，每一個位元串（ string)包括1. 7秒的導航資料以及〇. 3秒的時間標示序 列。在一實施例中，週期2〇 ms的85個資料位元可以藉由 該曲折序列而進行修飾，％;該海折序列每1〇毫秒改變極 Q 性，此極性改變會造成持續,10厂ms的一有效資料位元。最 後的0 · 3秒是包括3 0個位元的_時間標示序列，其中，每 一個位元為10 ms長。在此情況下，該時間標示圖案的3〇 個位元會是[11111000110111010100001 0010110]。 追蹤引擎&預相關雜訊評估器 第30圖舉例說明在一接收器内的一示範性編碼追蹤迴路 3000。在此實施例中，追蹤迴路3000包括一正交（ quadrature)相關器區塊3001、一同相（in_phase) 相關器區塊3002、一編碼產生器3003、一鑑頻器（dis- 099114431 表單編號A0101 第47頁/共127頁 0993319850-0 201127177 criminator) 3〇〇4、一編碼迴路濾波器27〇5、以及一 編碼時脈產生器3006。 編碼產生器3003被建構為會根據某些序列參數以及一 prn 時脈訊號3018而局部地產生相關聯於一特殊人造衛星之 一 PRN編碼序列的一 pRN編碼序列。編碼產生器3〇〇3可以 產生針對相關聯人造衛星訊號而範圍是早期度數至晚期 度數之複數個PRN編碼序列的移相形式。 在一實施例中，編碼產生器3003產生5個PR信號3040 ( 3040-2至3040-6 ) ’相對應於該PRN編碼序列的非常早 期（VE) 3040-2、早期（E) 3040-3 ' 及時（P， prompt) 3040-4、晚期（l) 3040-5、以及非常晚期（ VL) 3〇4〇~6相位。舉例而言，該非常早期3040-2信號會 自該及時3040 一 4信號偏移0.75晶片時間（chip time) ’對稱地’該非常晚期3040-6信號亦會自該及時3040-4 ^號;偏移〇. 75晶片時間。在該早期信號3〇4〇_3會於時間 上比δ亥及時信號3〇4〇-4早0. 25晶片時間的同時，該晚期 ^號^040 — 5會比該及聘信號3040-4晚0. 25晶片時間。 »亥及時彳s號3040—4的時序對應於在用於一相對應人造衛 星^號的編竭追蹤迴路2700内的一當前時序以及相位評 估。 同相相關器區壤3〇02會接收該等PRN信號3040以及一同 相仏號1 (η) 3012，例如，來自切換矩陣24〇6的同相分 量輸出同相相關器區塊3〇〇2被建構為會以該同相輸入 1 (η) 3012以及該等PRN信號3040作為基礎而產生同相 相關取樣3014。舉例而言，該等同相相關取樣3G14可以 在同相信號i(n) 表單編鱿A0101 099114431 3012以及非常早期PRN信號3040-2之 9 0993319850-0 第48頁/共127頁 201127177 間包括對應於—相關函數的~IVE (同相，非常早期的） 信號。 該正又相關器區塊3〇〇1會接收該等pRN信號綱〇以及一 正又仏號q(n) 3011，例如，輸出自切換矩陣24〇6的正 又二量輪出。正交相關器區塊被建構為會以該正交 仏號q(n) 3011以及該等pRN信號3〇4〇作為基礎而產生 正交相關取樣3〇13。

該等正交相關取樣3013以及同相相關取樣3〇14會被傳送 至鑑頻器3GG4。利用這些相關取樣，鑑頻器綱4被建構 為會债測在該同相_入3〇13以及該及時刪信號 3040=4之間的湘位差異。鑑頻器》發&4會產生一鑑頻器輸 出H3015 ’其會指示該及時pRN編碼3{)4()_4的相位是 否落在該輸入i⑷3G13之前、魏、或是與之對齊。 換σ之，该鑑頻器輸出信號3〇15會指示由編碼產生器 3003所局部產生的該PRN編碼序列以及於該接收器的天線 處所接收的該人造衛星信號間的一相位差異。

該鑑頻器輸出信號3G1細及-比例輔助信號（rate aiding Signai)i6會被绪合於該編碼迴路濾波器 3005之中，以產生一編碼時脈控制信號⑽Μ ,在一實施 例中忒比例輔助信號3016會對應至擷取自一相關聯人 造衛星信號的—粗略時序信號。編碼迴路舰器3005則 是應該被建構為能夠在該鑑頻器輸出信號3〇15上執行一 低通操作。 該編碼時脈3006會以該編碼時脈控制信號3〇16作為基礎 而產生該PRN時脈6號3018。編碼時脈產生器3〇〇6、編 099114431 碼產生器3003、正交相關器區塊300!、 表單編號A0I01 第49頁/共127頁 同相相關器區塊 0993319850-0 201127177 0〇2、鐘頻器_4、以及編碼迴路渡波器祕形成了一 導航回饋控制迴路，其被建構來追縱同相輸入i(n)3012 的輪入編碼序列的相位對準、當編碼追縱迴路3000適當 地追蹤輸入i(n) 3〇12時，在該及時pRN信號難_4上 的過渡就會與該1(n) 3012信號内的過渡產生相位對準 。在所接收的PRN序列（同相輸入i(n) 3〇12)以及於本 地f生的PRN序列之間的相位差異，則是會被反應在該鑑 頻器輸出4號3〇15以及該編碼時脈控制信號go〗6之中。 該編碼時脈控制信號3016會控制編碼時脈產生器綱6以 及該PRN時脈仏號3 〇 18的結果相位，該pRN時脈信號3 〇】8 的相位會決定該本地產生削序列的相位。根據特殊的實 行需求，該編碼時脈產生器3006會藉由利用—頻率調整 、一相位調整、或是頻率與相位調整兩者而調整該pRN時 脈k號3018，以補償在該編碼時脈控制信號3〇16中所指 示的相位差異。 當該本地產生PRN序列同相地落在所搂，收的p R N序列前面 時，該鑑頻器輸出信號3015會指出一正的相位差異，以 使編碼時脈產圭器3 0 0 6據此而調整該p r n時脈信號3 〇 18 (減少頻率’減少相位漂移）^當該本地產生PRN序列同 相地落在所接收的PRN序列後面時，該鑑頻器輸出信號 3015會指出一負的相位差異，以使編碼時脈產生器3〇〇6 據此而調整該PRN時脈信號3018 (增加頻率，增加相位漂 移）。在一實施例中，輸入q(n) 3〇11以及Κη) 3〇12 會在編碼追蹤迴路3000的範圍到達相位對準，然而，正 交信號q(n) 3011則是取樣在該adc内與i(n) 3012偏移 90度的位置被取樣。本領域具通常知識者將可理解的是 099114431 表單編號A0101 第50頁/共127頁 nQ„, 201127177 鎖相^操作期_，在該負賴控_路中適當相位 接收的：：一6 1〇Ck)不發生降級的情形下，所 相位It碼相以及該本地產生的PRN編碼序列間的 …、自界值是可以存在於任何時間點。

=監頻响信譲5代_啊脈信綱8以及該 5目輸入Wn) 3Q12間的—相位誤差評估。該相位誤差 评估會㈣—碼時脈產生⑽〇6，妓蹤該同相 輸入“η) 3012的相位以及頻率。載波資訊（例如，以 該GPS載波内的都卜勒漂移作為基礎的-偽距（pseu-nge)率改變）可被用來調整編碼迴路滤波器議5 的位元寬度’巍實現雜訊效能以及動力效㈣的權益取 檢載波貝訊可以經由該比例輔助信號3〇16而進行運 、、/ r 5 -4f' ' "'Μ ^ ¢311¾ ν·,：/. ；ί；.!!ν|!, i|r：1：'.； 送0 — 二 ΐ q f *' 第31圖舉例說明追蹤引擎32GG (以第32圖做為參考而進 打敘述），編碼追蹤迴路3〇〇〇與編碼產生器33〇3 (以第 3〇圖做為參考而進行敘述），以及-6-接頭產生器4100

(將第41圖做為參考而進行敘述）簡刼示範性關係。正 如在第31圖中所述，6-接頭產生器4100是被包含在編碼 產生器3003之中，編碼產生器3003接著被包含在編碼追 縱迴路3000之中’以及編碼追蹤迴路3000接著被包含在 追縱引擎32〇〇之中。需要注意地是，在這些構件間的特 殊麵接會以第30圖、第32圖、第41圖做為參考而進行敘 述〇 在利用搜尋引擎105A找到GPS、及/或GLONASS人造衛星 後’追縱引擎105B能夠可視地追蹤每一個辨識到的人造 衛星’以提供連續的即時位置決定。在一實施例中，該 099114431 表單編號A0101 第51頁/共127頁 0993319850-0 201127177 GPS追縱引擎以及（形成追則擎1G5B的-部分的）該等 GLONASS追蹤引擎可以具有實質上類似的構件。至於Gps 以及GLONASS追蹤引擎間的差異則是會有更進一步的詳 細欽述。 正如前面所述，GLONASS是使用一FDMA*統來取代一 CDMA系統。然而，因為在雙模介面1〇4的該等頻道混頻器 中的頻道頻率偏差可以被移除，因此，就可以使用相同 的輸入取樣率以及資料位元寬度來追縱GPS以及GLONASS 人造係ί星。雖然GLONASS的導航位元持續期間與Gps (20 ms/bit)相同，但這些導航位元以10 ms曲折序列進行 Module-2調變。該曲折序列會導致1〇 ms的位元過渡， 其在位元串同步被偵測到之前，限制了 FLL (Frequency Lock Loop ’頻率鎖相迴路）以及DLL ( Delay Lock LOOP，延遲鎖相迴路）的該相干積分時fa]。更進一步需 要注意地是，GLONASS具有二倍的C/A晶片持續期間（約 2 us )，其在計量方面造成比GPS更大的編碼相位誤差。 第32圖舉例說明一示範性追蹤引擎3200，其包括一硬體 為基礎的相關器3210以及一韌體為基礎的GML演算式 3211。在此實施例中，相關器3210會包括串聯耦接的一 混頻器3201、一積傾（I&D)區塊3204、一混頻器3205 、以及一 I&D區塊3208。一編碼NC0 3203 (例如，32位 元）可以將其輸出提供昱一編碼產生器3202 ’而該編碼 產生器3202接著將其輸出提供至混頻器3201。一載波 NC0 3207 (例如，24位元）可以將其輸出提供至一sin/ cos表3206，而該sin/cos表3206接著將其輸出提供至 混頻器3205。作為GML 3211的一部分的去極器（De- 099114431 表單編號A0101 第52頁/共127頁 0993319850-0 201127177

polarizer ) 3209可以對I&D區塊3208所輸出的結果進 行去極化。這些極化的結果會被（軟體）用來提供追縱 控制。DLL、FLL、位元邊界決定、時間標示決定、以及 資料位元抽取。需要注意地是’軟體可以將一編碼頻率 提供至編碼NC0 3203，以及將—都卜勒頻率提供至載波 NC0 3207。在一實施例中，用於GPS以及用於GLONASS 的相關器3210可以是同樣的’除了編碼產生器3202 (參 見例如，GPS編碼產生器2608A (第29圖）以及GLONASS 〇

編碼產生器2608B (第30圖））以外。 GPS信號會被浸入該熟雜訊之中。舉例而言，一典型的信 號功率會少於-130 dBm，反之，熱雜訊（超過1 MHz的 位元寬度）則典型地約-11 〇 dBm。需要注意地是，可以 藉由測量雜訊功率來決定該信號的相關品'質。在第33圖 所顯示的一實施例中，為了提供此功能，一預相關GPS雜 訊評估器3301以及一預相關GLONASS雜訊評估器3302亦 可在相關操作之前，被用來測量談雜訊功率。而需要注 意地則是，預相關GPS雜訊評估器3301 (亦即，在追蹤引 擎3200的相關器3210之前）可以是由所有的GPS追蹤頻 道（I&D 2404A的輸出）一起分享。相對地，預相關 GLONASS雜訊評估器3302可以藉由利用一多工器（未顯 示）選擇輸入（來自I&D 2404B輸出的其中之一）而調 頻至一特定的GLONASS頻道。 在一實施例中，習知以雜訊接頭為主的（noise-tap based)雜訊評估器可以被保留在追蹤引擎3200的該等 追蹤頻道的内部。也就是說，一習知的追蹤引擎會包括 複數個接頭，且用於不同編碼相位的每一個接頭都會與 099114431 表單編號A0101 第53頁/共127頁 0993319850-0 201127177 該輸入信號產生相關。 為了讓該資料鎖 相迴路能夠運作

相迴路。遺憾地是， 此SNR計算會因其是跟隨在相關操作 (其相對而言較慢，每毫秒健供—侧量）之後而比 較晚出現。因此’就會需要數毫秒來提供_穩定的資料 鎖相迴路。該等預相關雜訊評估器（用於Gps以及 GLONASS者）3301以及3302可以在大部分的情形下有助 於一快速SNR計算。 需要注意地是，預相關雜訊評估器33Gpi；|及33〇2可能會 比該以雜訊接頭為主的雜訊評估器更容易受到窄頻帶干 擾的影響，因為該以雜訊接頭為主的雜訊評估器並不會 反應在s亥相關操作輸出上的干擾所造成的衝擊。因此， 正如上述，在一實施例中，該習知以雜訊接頭為主的雜 訊評估器可以被保留在系統之中。而在此情形下，預相 關雜訊評估器3301以及33 02就可以被用來補強該等習知 的雜訊評估器以及増強效能。 第3 4圖舉例說明一示範性g p S預相關雜訊評估器3 3 〇 i。 該輸入信號可以是具有I以及Q分量的一 8 MHz信號。一總 和區塊3402以及一傾印區塊3402可以執行一固定比例8 099114431 表單編號A0101 第54頁/共127頁 0993319850-0 201127177 :1的積傾操作，以移除頻帶外的雜訊。傾印區塊3402的 輸出會被提供至絕對值區塊3403A以及3403B。絕對值區 塊3403A以及3403B的輸出可以藉由加法器3404而相加在 一起。另一個總和區塊3405以及一傾印區塊3406可以在 加法器3404的輸出上執行一積傾操作。在此實施例中， 該傾印會受到一 1 ms時脈的驅動。需要注意地是，在每 一個傾印中的累積數量是會隨著傾印不同而有所變化（ 比例計數（ratio count) : 1)。 在一實施例中，總和區塊3405可以包括一計數器，以提 〇 供每一個傾印的一正確計數。此計數數值以及傾印區塊 3406所產生的該累加器輸出可以被傳遞至GML 3211 (第 32圖），以计异一正確的平均。或孝二者i擇—地， 的一額定數值（nominal value)可以接近該計 16 數數值’其中，是在基帶中的時脈库（例如，16 MHz) °GPS雜訊評估器3301的輸出可以每1㈣被傳遞至 Q GML 3211，以計算該評估雜訊功率。需要注意地是，因 為不同的GPS人造衛星會佔據栢同的頻帶，因此，所有的 GPS追縱頻道僅需要一個gps雜訊評估器3301。 第35圖舉例說明-示範性GL〇NASS預相關雜訊評估器 3302。要注意地是，GL〇NASS雜訊評估器33〇2會包括與 GPS雜訊s平估器3301 —樣的構件，但中間的區塊有不同的 降頻率以及位元寬度。 因為GLONASS是一FDMA系統，因此，一GL〇NASS雜訊評 估器3302可以針對每—個頻道（在移除該頻道頻率偏移 後）而被乂供。在一具資源效率的實施例中，用於 0993319850-0 099114431 表單編號A0101 第55頁/共127頁 201127177 GLONASS的一預相關雜訊評估器33〇2能夠以時間分享的 方式使用於所有活化的GLONASS頻道，而此實施例所仰賴 地則疋雜訊功率的穩定測量。請回頭參考第33圖，Μυχ 3303可以選擇-所需的頻道，並將該個頻道上的信號傳 送至預相關雜訊評估器33〇2。在一實施例中，一計數器 可以被包含為累加器3405的-部分，以計數累積的數量 。此計數可以在積分時間變化於*關道之間時痛保適 當的標準化（normalization)。 得自GPS預相關雜訊評估器3301、GLONASS預相關雜訊評 估器3302、以及追縱引擎105B中的習知接頭的結果可以 被用來決定是否只有白雜訊出現（例如，當來自該預相 關雜平估器以及該等習知接頭的結果為相同時）、是 否有一干擾源（interferer)出現（例如，當來自該預 相關雜訊評估^及該等習知接頭的結果不相同時）、 以及哪個（哪些）人造衛星應該要被去權重（de_ weighted)、或是可能甚至不適合被用來決定位置。在 一實施例中，一個雜訊測量的差異可以與一臨界值進行 比較，以決定是否存在有重大的干擾。在-另-實施例 中’此資訊可以料已評估«功率相結合 ，以決定該 相對應的人造衛星是否因為品質降級喊該被排除在決 定使用者位置的使用之外。 第36圖以及第37圖舉例說明分別針對-預相關雜訊評估 器（例如’ GPS預相關雜訊評估器、或gl隱^預相關雜 訊評估器3 3 0 2 )以及—f知雜訊接頭評估器的評估雜訊 功率對時間之示範性模_。在這些紐巾，總共連續 紀錄了 8GG個觀察點’而正如第％圖以及㈣圖之比較所 099114431 表單編號A0101 第56頁/共127 頁 0993319850-0 201127177 顯示的，相較於一習知雜訊接頭評估器。一預相關雜訊 評估器可以提供顯著更為穩定的評估，而提供穩定的雜 訊功率評估則是讓GML可以快速地獲得一正確的C/ΝΟ評估 具使用彈性的6-接頭產生器 一習知產生器支援在每一個追蹤頻道中有4個接頭：e ( 〇 早期）、P (及時）、L (晚期）、以及N (雜訊）。在此 產生器中，對2、4、以及8MHz的移位暫存器率（Shift Register Rate，SRR)而言，最小的接頭間隔分別為 1/2、1/4、以及ι/s晶片。根據一已改善追蹤引擎的特 徵，則疋可以包含—6-接頭產生器：&_......

具有優勢地是’當能夠執行多路徑遂解的雙三角（DD， double delta)延遲鎖相迴路被包括在該Gml中時，就 可以使用一個6-接頭產生器。在一實施例中，第丨個至第 5個接頭（亦即’VE (非常早期）、（E)早期、P(及時 )、L (晚期）、以及VL (非常晚期））可以被用來形成 一鑑頻器，而第6個接頭則是裤笨用作為一雜訊接頭。 099114431 。在此實施例中，編碼NC〇: 32〇3 (以文字形式顯示）可 以計數該及時接頭的瞬時編碼相位^其載波（例如，一 1 位το載波）會驅動CA編碼產生器32〇2 (亦以文字形式顯 ττΟ產生會於-9階位移暫存器32()7中進行緩衝的該編碼 序列I該位移暫存器38〇7中的該中間位元（以填滿形 式頁示）可以儲存用於該及時接頭的當前編碼位元（編 瑪P)彳有其他接頭的蝙瑪序列可以參考該及時接頭而 產生相位（編·、ve e、l、以及η)能 夠以4及時接頭蝙碼相位以及（藉由軟體而決定的）該 表單編號麵1 * 57 127 ! 0993319850-0 201127177 相關的接頭間隔（RTS ’ relative tap spacing)作為 基礎而進行計算。該等計算得到的編碼相位可以被使用 作為在位移暫存器3807中選擇適當位元的位址，以輸出 a亥等適當的晶片。需要注意地是由於一習知的接頭產 生窃會儲存晶片取樣，因此，6_接頭產生器38〇〇可以具 有優勢地最小化儲存資源。 第39圖舉例說明一示範性編碼NC〇 32〇1，其包括用以接 收一 32位兀頻率信號以及產生到達一多工器39〇2的一輸

入的一加法器3901。到達該多工器39〇2的另一個輸入則 , I 為一8位7C相位信號。多工器39〇2可以提供其輸出（藉由 該GML所產生的一SET信號所選擇，以起始;該叱〇、或藉 由增量而更新該NCO)至一32位元NCO暫存器3903 »編碼 NCO 3903的該1位元載波信號會被用來驅^該以編碼產 生器3202的時脈’而Nc〇暫存器39〇3的輸出則是會作為 一第二輸入而被提供至加法器3901以及一截短區塊（ truncate block) 3803。該截短區塊3803會將該編碼 相位截短至（提供31/32晶片解析度的）5個最重要位元 (MSB ’ most Significant bits)。在此架構下，位 移暫存器3807就可有效率地利用該載波信號而進行計時 ，亦即，每有一個新的晶片產生時，内容就可被變動。 位於及時”接頭處（亦即，及時位置3910)的晶片在 任何時間點都會被儲存在暫存器38〇7的中心（在多工器 3806A中標示為0)，以做為參考。，該晶片的片段編碼 相位會被儲存在一32位元NC0暫存器39〇3申。而任何其 他接頭的編碼相的計算則是可以藉由加法器38〇1 A利用截 短區塊3803以及該相關接頭間隔（RTS，relative tap 099114431 表單編號 A0101 第 58 頁/共 127 頁 0993319850-0 201127177 spacing)輸出至該及時接頭的該及時㈣編碼相位而達 成（在第则巾，RTS:N)。所計算的㈣相位會藉由 底層區塊（floor blcok) 3805A而進行底層化（ floored)(亦即，底層區塊38〇5八僅會使用加法器 3804A所產生的總和的整數部分），其中，該等底層化數 值會接著被使用作為自位移暫存器38〇7中（經由Μυχ 3806Α)選擇该所需晶片的_位址。由於該等rts數值（ Ο N =雜訊，VE=非常早期，e =早期，L=晚期，VL=非常晚期 )為S3. 5的格式，以及該p接頭片段編碼相位的最上面5 個位元會被格式為u 〇. 5，因而使得該接頭間隔解析度會 為1/32晶片’以及最終晶片時距（final chip邛抓） 會為-4至4晶片。 ；； 請回頭參考第38圖，複數個加法器38〇4B _ 38〇4E，底 層器3805B _ 3805E，以及多工器3806B - 3806E的 功能會類似於加法器3804A，底層器3805A，以及多工器 3806A，因此，位移暫存器38〇7的每一個暫存器都可留

有一不同的晶片，以藉此消除在接頭間隔以及接頭跨距 之間的權衡。 需要注意地是’為了獲得8 MHz相關解析度，在CA編碼產 生器3202以及底層區塊3805A - 3805E (亦即，該等 晶片選擇器）中的相位更新也可以在8 MHz運作。另外， 位移暫存器3807，CA編碼產生器3202，以及所有接頭的 晶片索引（chip indexing)都可以受到它們的載波信 號（例如，NC0暫存器3903的該載波訊號、或溢出（ overflow))的驅動，以節省電力。在一具有較低相關 解析度及具有電力節省特徵的實施例中，在CA編碼產生 099114431 表單編號A0101 第59頁/共127頁 0993319850-0 201127177 器3202以及底層區塊380 5A - 380 5E中的相位更新亦 可以在2、或4 MHz運作（亦即，一較低的頻率）。 具有優勢地是，由於前面所討論的分享架構，因此，位 置決定系統1 00可以在三種模式的其中一種中操作：僅 GPS、GPS與GLONASS (固定，總是開啟）、以及GPS與 GLONASS (動態）。在一實施例中，模式的選擇可以是基 於當前可獲得的功率（亦即，低功率可得性能夠觸發一 僅GPS模式，反之，高功率可得性則是可以觸發一GPS與 GLONASS (固定）模式）。在一實施例中，關聯於GPS以 及GLONASS的雜訊的羞異（因為操伟頻率的微小差異）可 以決定要選擇一僅GPS模式、或是一GPS與GLONASS模式 +:. :+ .J··λ "Λ ο ；;：： 1 ； 1| / !；： % 在一實施例中，該GPS與GLONASS (動態)模式的選擇可 以是基於搜尋引擎105A所辨識的GPS人造衛星的數量（例 如，當看得見的GPS人造衛星足夠時，該GL0NASS就可以 被關閉，以及當看見的GPS人造衛星不足時’則可以開啟 GLONASS)。在一實施例f，即使在可以看見足夠的GPS 人造衛星時，GLONASS人造衛星也玎以被用來更進一步地 精準化位置決定。也就是說，該等人造衛星能夠提供 時序以及基本位置的資訊，而藉由此資訊、GL0NASS人造 衛星的衛星星鑑（almanac)、以及一初略都卜勒頻率， 就可以執行一、或多個GLONASS人造衛星的一快速、有效 率棟取，進而藉此幫助位置決定的精準化。 硬體等待時間校準 等待時間相當的敏感。若該等待時間是固定的，則此衝 099114431 擊就可以吸收成為時脈偏移 表單編號A0101 第60頁/共127頁 ，並因此對pvt (位置’速度 0993319850-0 201127177 ’及時間）解答更為清楚。然而’若等待時間是隨著搜 尋引擎以及追蹤引擎而不同，則這差值就必須要被校準 ，以確保在擷取以及追蹤間的適當交接（handover)。 若此等待時間是隨著GLONASS以及GPS而不同，則這差值 亦必須要被校準，以刪除系統偏差。再者，若該等待時 間是因不同的硬體模式而不同，則這差值也需要被校準 ，以維持一致的1 PPS產生。 類比電路中的等待時間 SAW濾波器202可以在GPS頻帶以及GLONASS頻帶中具有 不同群的延遲。舉例而言，已知有最多8 ns的一群延遲 差值會在GPS以及GLONASS之間，以及至多為5 ns的一群 延遲差值會橫越各種GLONASS裝置中的GLONASS頻道。在 一實施例中，可以增加一固定的偏移來限制最糟的狀況 ，舉例而言，若變化是介於-9 ns以及+ 3 ns之間，則增 加一固定的3 ns將可以讓最糟狀況的絕對誤差9 ns被取 代為6 ns。在一另一實施例中，一查表（l〇〇k-up ta-ble)中可包括以溫度改變、及/或製輕邊界（process corners )作為基礎的群延_遲差值β在一實施例中，一溫 度感測器會被用來得知何時應該要執行校準。在一另一 實施例中，一溫度感測器則會被用來調整修正量（correction amount ) ° 需要注意地是，在LNA 201以及混頻器組204中的群延遲 差值非常的小，亦即’為1 ns的等級。因此，LNA 201、或混頻器組204都不需要進行校準。 GPS多相濾波器205A的一群延遲（亦即’通過此濾波器的 延遲）會是100 ns ’反之’ GLONASS多相滤波器205B的 099114431 表單編號A0101 第61頁/共127頁 0993319850-0 201127177 一群延遲在頻帶中心會是80 ns，以及在頻帶邊緣會是 160 - 210 ns。因此，多相濾波器205A以及205B的校 準是有需要的。 第40圖舉例說明AFE 101的一示範性校準架構，以補償 在多相濾波器206A以及206B中的不同延遲。在一實施例 中’多相濾波器206A是用於GPS，以及多相濾波器206B 是用於GLONASS。在此架構中，混頻器204會被耦接至電 流電壓轉換器（I2V 205)，其在正常使用期間内，會被 耦接至多相濾波器206A及206B，在一校準架構中，多相 渡波器20 6八及2086可％被耦接而分別接收來自一對卩八0 4002A以及4002B的輸入。此搞接可藉由多工器、電晶體 、或任何其他的技術可行裝置而提供》另外，會自一音 調產生器4001接收I以及Q輸入的DAC 4001A以及4002B 會產生一複合音調’並接著將其注入多相濾波器2〇6A以 及206B中。在一實施例中，DAC 4002A以及4002B可以 是由其他晶片上電路（例如，藍芽傳輸器）所“借來” 的。在一實施例中’一校準可以在系綠啟動的時候執行 ：：； ，在一另一實施例中，校卓__亦可以在任何會影響群延遲 的重要溫度改變（例如，毫秒的等級）之後執行。 該ADCs208A以及208B會被耗接至一多工器4004 (需要注 意地是，到達DFEs的連接應該為了 AGC操作而保留），多 工器4004會在ADC 208A以及208B的輸出之間選擇，並 將其輸出提供至一相關器4003，以使每—個adc輸出與其 相對應的DAC輸入產生相關，之後，該相關數值，亦即， 該延遲校準，會被呈報至軟體’並接著藉由軟體而被轉 換為相位偏移，此程序在一系列的頻率重複，以計算該 099114431 表單編號A0101 第62頁/共127頁 0993319850-0 201127177 群延遲。第41圖舉例說明一示範性相關器4〇〇3，包括結 合多工器/飽和構件4101A以及4l〇iB，以及累加區塊（ accumulation blocks) 4102A以及4102B，該X輸入是 複合測試音調（Re(X)以及Im(X))，反之，該γ輸入則 為實數ADC輸出，假設： / =』(0〇8(放)+ /3丨11(欲)）&11(17 = 5<；〇8(奴+的，其中’八為測試 音調的強度，B為在ADC輸出所接收的信號的強度，為 測試音調的頻率，t為時間，以及θ為所接收信號的相位 Ο 。則該相關的N點平均（其中N>> 1 )為： 2 =去ίχ · = -y.sin’該相位偏移可以被計 jV ffm\ 2a - 5--. 算為卜-a«g/e(Z)。此時，一系列的頻率就可以被用來得出 該相位的一斜率。而該群延遲則是可以藉由找出該相位 的衍生物而進行計算。 該DAC輸出範圍可以進行設計而使得在ADC的輸出能夠藉 由該IF濾波器與VGA的最大增益而到達完姜規模（full q scale)。若在ADC的輸出是由，於不足的增益而無法達到 完全範圍’則評估誤差就會增加。♦ 需要注意地是，多相濾波器206Α以及206Β是不同的’因 為一個適用於GPS，而另一個適用於GLONASS，在一實施 例中，相關器4003可以決定此變化，以執行一RF内建自 我測試（RB 1ST，built-in-self-test )，舉例而吕’ 音調產生器4001可以產生不同的音調，以及相關器4003 能夠以該些不同的音調（例如：距離正常中心+/- 1 Hz )作為基礎而執行一功率測量。根據這些音調的功率比 099114431 表單編號A0101 第63頁/共127頁 0993319850-0 201127177 較，相關杰4 0 0 3就可以計算該遽波器偏移，並接著可以 調頻在該濾波器t的電容器以及暫存器，而讓該濾波器 重新置中。因此，相關器4003亦可以被建構為會補償製 造變化。 數位電路中的等待時間 在位置決定系統的數位電路中的等待時間取決於特殊的 數位處理鏈，亦即，GPS、或GLONASS。第42圖舉例說明 作為不範的構件是來自對等待時間有貢獻的雙模介面丨〇4 的DFE—GPS 102A以及GPS所使用的構件（以文字形式顯 示的ADC 208A、搜尋引擎y 5在、以及追蹤引擎1 〇 5 B )

，第43油舉例說明作為示範的.構件是來自對等待時間有 貢獻的雙模介面104的DFE_Gt〇 102B以及GLONASS所使 用的構件（以文字形式顯示的ADC 208B、搜尋引擎105A 、以及追蹤引擎105B)。需要注意地是，因為在該GPS對 GLONASS數位處理鏈（GPS vs. GL〇NASS digital processing chains)中所提供的構件不同，因此這些 鏈本質上就有不同的等待時間，然而，對每一鏈而言， 該等待時間是可決定的，也因此可以被用來補償其他鏈 的等待時間。 時延等待時間查表 在一實施例中，每一個模組的處理等待時間都可以在一 查表中確定計數且進行儲存。該等待時間可以具體說明 為ADC時脈循環的數量。 邏輯上，若一區塊被繞過，其相關聯的等待時間就會被 刪除。在一實施例中，該查表會包括在該RTL設計中的每 一個構件的所有模式、及/或架構，並且，會考慮到不同 099114431 表單編號A0101 第64頁/共127頁 201127177 的時脈率、及/或溫度。，該差值可以被用來校準擷取與 追蹤間’以及GPS與GLONASS間的編碼相位。 、 在一實施例中，校準可以利用實況（live) 61^信號而來 執行。此校準會使用一已知的位置以及該等實況Gf>s信號 來決定一新的位置。藉由已知的使用者位置以及已知的 人造衛星位置，就可以計算出自人造衛星至使用者的實 際無線信號行進時間，然後，實際行進時間與所測量的 行進時間的差異會被映射至硬體等待時間。 進行不同的人造衛星校準 GPS以及GLONASS間、或是跨越不同GL〇NASS頻道的等待 時間差值可以被用來補償該PVT解答，亦即，在該Ls (最 小平方）、或Kalman濾波器（其會根據一系列的雜訊測 量而評估一線性動態系統的一狀態）之前調整該編碼相 位測量，此調整可以在GML、其他測量SW、或導航SW中完 成。 空白4匕 在一實施例中，當有強烈的干擾出現在該GPS/GL0NASS 接收器的輸入端時，該信號可以* “變得空白”，以避免 產生錯誤的AGC測量、擷取結果、以及追蹤結果。而該控 制信號觸發的空白化則是可以受到複數個來源的控制。 在一實施例中，空白化可以受到四個來源的控制，例如 ，（:1)在該GLONASS接收器中的該LNA的峰值偵測器， 其會在於該LNA處（内部）偵測到飽和時進行觸發，（2 )共存BT系統（内部）的傳送指示器，（3) WiFi傳送指 示器（外部，可選擇的），以及（4)〆行動電話傳送指 示器（外部、可選擇的）。 099114431 表單編號A0101 第65頁/共127頁 0993319850-0 201127177 在一實施例中，兩個内部控制信號可以結合成一個信號 ’舉例而言，請參閱第44圖，一AND閘極4401會接收該 峰值偵測器（Peak Det)以及一第一致能信號（enl) ’反之，一 AND閘極4402則是會接收該傳送指示器（BT Txl )以及一第二致能信號。該第一以及第二致能信號 enl以及en2可分別藉由該峰值偵測器以及該bt傳送器而 觸發空白化。AND閘極4401以及4402的輸出會被一OR閘 極4403所接收，其中，提供該空白致能（biank_en)信 號的OR閘極4403的輸出會被連接至該基帶晶片上的一通 用型輸入/輸出（GF【O，general purpose input/ . . .. . output)接腳。 在一實施例中，在該基帶晶片上會有用於該HFi以及行 動電話傳送信號的二個其他GPl〇接腳，可利用類似於第 44圖所描述的邏輯來控制空白化，進而將所有的控制信 號聯合在一起，在此，該用詞“blank_en”所指的是所 有聯合在一起的空白控制信號。 在任何的時間點，一藍芽信號都會剛好佔據1 MHz的位元 寬度’但中心頻率的改變每秒可達16〇〇次（每個時槽625 us)。而在主控裝置會於偶數時槽期間進行傳送的同時 ，從屬裝置則是會在奇數時槽期間進行傳送。當前的藍 芽規格亦允許多時槽傳送，其中，封包會佔據多個連續 的時槽（三、或五個）。 在耳機以及免持式裝置中所使用的最典型藍芽封包型態 是HV3。HV3每6個時槽會重複一次，其中，一主控在時槽 0中傳送，一從屬在時槽1中傳送，以及時槽2_5閒置。傳 輸的實際二中傳送時間大約為370 us，少於·一個時槽。 099114431 表單編號Α0101 第66頁/共127頁 0993319850-0 201127177 而活動情形則是顯示於第45圖中。由於GPS會與主控（例 如，智慧型手機）、或從屬（例如，PND)進行共同定位 ，因此，有效的啟動時間（on-time)是0.37 ms，以及 結束時間（off-time)為 3. 38 ms。 相對地，WiFi所使用的是CSMA，且為非同步。其封包長 度的變化範圍從數十微秒至數十毫秒。再者，取決於使 用者的活動，在傳輸之間的間隙也會有重大的改變。 關於行動電話傳送，每一個GSM頻率頻道都會被分割為 4.615 ms的訊框，一個訊框被分割為8個時槽，且每一 個時槽為577 us。由於一GSM手機會使用該等時槽的其 中之一來與基地台進行溝通，因此，該啟動時間會為 0. 58 ms，以及結束時間約為4. 04 ms。CDMA行動電話 ，則是會連續地傳送。

空白化AGC 當強力的干擾出現時，該ICD輸出會增加，並使得AGC進 行增益降低。此於增益中的降低卻是不受歡迎的，因為 當干擾消失後，會需要時間讓該AGC的增益上升回來。為 了避免此延遲，當blank_en相等於一預先決定的數值時 (例如，當blank_en = 1時），該AGC操作就會被珠結 〇 GML會週期性地每67 ms運作AGC—次。所以，在每一個 67 ms週期中可以取得四個10 ms測量。而在做出任何增 益改變決定之前，AGC會先累加所有的4個測量。 若在該測量期間的Blank_en = 1，則相對應的結果就會 變成無效。在一實施例中，該ICD可以利用在第46圖中所 顯示的一電路4600來產生一 ICD_valid位元。電路5700 099114431 表單編號A0101 第67頁/共127頁 0993319850-0 201127177 包括一反相器4601，以接收該Blank_en信號。AND閘極 4602則是會接收一反相的blank—en信號以及一暫存器 4603的一輸出^ AND閘極4602的該輸出即為該 ICD_valid信號。在一實施例中，該暫存器會被初始化 為1。而在所關注的時間内，若Blank_en來到1時，則該 ICD_va 1 id信號就會由於暫存器4603的回饋而被鎖定為〇

一採用空白化的示範性AGC操作可以包括下列的步驟。在 一第一步驟中，在該AGC測量之前，HW會將該ICD_valid 信號初始化為1。在一第二步驟中，若在測量期間的任何 時間點出現blank_en = 1，則該ICD 一 valid信號會被設 定為0。即使當blank_en回到了 〇 »談位元亦會維持在〇 ，在一第三步驟中，GML會在該測量完成後檢查結果，若 ICD—valid = 0 ’則結果會被摒棄。若觀l無法獲得4個 連續的有效ICD測量，則就不會做出任何增益改變。 空白化追蹤頻道 該追蹤頻道的3位元輸入是採用二補g格式（tw〇，s

complementary format) 致能位元（blank—en)為 。在一貪施例中，當一空白 1 時，3位元輸入會被設定 成全為0’以產生實數〇’ s。若在積分期間產生 blank_en = 1，則相對應的追蹤結果就會無效。在一實 施例中，每一個追蹤頻道都會根據blank—en (參閱第46 圖）而設定一有效追蹤位元（TRK_valid)。在一實施 例中，該操作則是可以包括下列的步驟。 在一第一步驟中，HW會在該開始該追蹤頻道前先將 099114431 TRK_valid初始化為1。在一第二步驟中 表單編號A0101 第68頁/共127頁 若在積分期間 0993319850-0 201127177 ❹ 的任何時間點出現blank_en = 1，則該TRK_valid信號 會被設定為0。即使當b 1 ank_eη回到了 0。該位元亦會維 持在0，在一第三步驟中，在編碼時期邊界（code epoch boundary)處，該等追蹤結果以及該TRK_valid 位元會被儲存在硬體中，以進一步遞送至GML。在下一個 編碼時期之前，TRK_valid會被重設為1。步驟2以及3可 以在每一個時期進行重複。需要注意地是，該編碼時期 是該追蹤頻道的C/A編碼邊界，而不是該TME時期的。每 一個追蹤頻道都應該要產生其自身的有效位元。 要被摒棄的資料單元可能是1 ms積分結果、或是積分結 果的PDI ms。若選擇的是該ms間隔，則對於遺失ms(s) 的測量就應該進行調整，此牽涉會到更多的編碼以及更 多的CPU使用。不過，此調整可以最小化空白化的衝擊， 也因此應該具有較佳的效能。若選擇的是該PDI間隔，則 該PDI間隔雖然會比較適合於當前的編碼結構，但空白化 的衝擊卻不會是最小。在一實施例中，所使用的即為該 τ*ν τ\ τ 0 a »»— ❹ KL»1间隔0 當追蹤結果為無效時，追蹤迴路就需要進行巡航，亦即 ，載波的頻率以及編碼NC0並未改變。若該空白化時段很 長，則此時段可能會造成信號漂移走，因此在該信號回 來後就有必要將其引入。 空白化搜尋引擎 在一實施例中，該等搜尋引擎的輸入是2位元（in 2-bit)(符號，強度）的格式。此輸入可以在該積傾單 元中被轉換成二補數。當blank_en = 1時，被轉換的信 099114431 號就會被設定為全為0，以藉此確保實數0’ s會取代+1’ s 表單編號A0101 第69頁/共127頁 0993319850-0 201127177 。由於擷取結果是由許多微秒的相干與非相干積分累加 所得，因此，就擷取而言，在空白化期間利用資料是最 為複雜的。有能權衡複雜度以及效率的不同方法。 第一種方法無須改變軟體，且可像往常一樣地使用該等 積分結果。此方法在空白化若僅帶走該信號能量的可忽 略部分且不會讓偵測機率下降的情形下運作的相當好。 然而，若空白化佔據了該積分時段相當多的部分時，則 積分數值將很可能無法通過該臨界值。再者，若不同的 積分數值是以不規則的方式進行空白化，在不同的積分 結果之間就會存在有偏差，而這則是會導致更高的假警 報。 第二種方法是，在整個積分時段期間產生一單獨的 AC0_valid位元並在AC0_valid = 0時摒棄積分結果。 一被摒棄的搜尋可以於稍後進行重試。此方法僅對短暫 的積分持續期間以及偶爾的干擾有良好的效果，否則， 重試的成本會過高，而重試的成功率也過低。 第三種方法是，利用更細微的間隔尺寸（granularity )(例如，一個時期的1 / 8 )來檢查有效性，並且累加有 效位元，以計算在每一個積分結果中的空白時段的百分 比。然後，資訊可以被遞送至軟體，以據此而接受/拒絕 該結果。 雖然本發明所舉例說明的實施例已參考所附圖式而於此 有詳盡的敘述，應該瞭解地是，本發明並未受到該些精 準敘述實施例的限制。 舉例而言，在一實施例中，GPS以及GLONASS間的位置正 確性差異會受到考慮。也就是說，GLONASS的誤差率是 099114431 表單編號A0101 第70頁/共127頁 0993319850-0 201127177 GPS的二倍。因此，來自GLONASS以及GPS的信號就會受 到不同的加權，亦即，GPS信號會比GLONASS信號獲得更 多的加權（一加權最小平方（weighted-least-squares)解決方案），以藉此最佳化系統效能

在此所敘述的該等實施例並非意欲於進行窮舉、或是將 本發明限制為所揭示的精準形式。就其本身而言，許多 的修飾以及改變皆為顯而易見。舉例而言，在一實施例 中’上述的追蹤引擎的執行可以利用專屬的追蹤引擎、 用於追蹤目的的搜尋引擎（例如，刪除第1圖中的追縱引 擎105B，而僅使用搜尋引擎105A)、或專屬追蹤引擎與 執行追蹤的搜尋引擎的一結合而達成，據此，本發明的 範圍是意欲於藉由接下來的申請專利範圍與其等義者來 進行定義。 【圖式簡單說明】

[0005] 第1圖：其舉例說明用於接收以及解碼GPS以及GLONASS 兩種信號的一示範性接收器； 一 第2A圖：其舉例說明第1圖的該接收器的一示範性類比前 端； 第2B圖：其舉例說明第1圖的該接收器的另一示範性類比 前端； 第3A圖至第3F圖··其舉例說明相關於所提供的GPS以及 GLONASS頻率的本地振盪器（L0 ’ local oscillator )頻率的各種位置，以及在混合後該些L0頻率的效果； 第4圖：其舉例說明用於GPS的一示範性數位前端（DFE ’ Digital Front End)； 099114431 表單編號A0101 第71頁/共127頁 0993319850-0 201127177 第5圖：其舉例說明用於該GPS DFE的一示範性低通濾波 器（LPE ， Low Pass Filter); 第6圖：其舉例說明用於該GPS DFE的一示範性帶通遽波 器（ΒΡΕ ， Band Pass Filter); 第7圖：其舉例說明用於該GPS DFE的一示範性突波評估 與消除（SEC ，spur estimation and cancellation )區塊； 第8圖：其舉例說明用於該GPS DFE的另一示範性SEC區 塊； 第9圖：其舉例說明用於該GPS DFE的一示範性dC評估與 消除（DEC，DC estimation and cancellation)區 塊； ΐ 第10圖：其舉例說明用於該GPS DFE的一示範性數位混 頻器（DM ’Digital Mixer); 第11圖：其舉例說明用於該GPS DFE的一示範性積傾（ I&D ’ integrate and dump)組（ID2); 第12圖：其舉例魂明用於該GPS ])吓的.一示範性2位元量 4匕器（quant i zer); 第13A圖至第13F圖：其舉例說明一 64河心的人此頻率以 及一 6 MHz的IF頻率的示範性模擬結果； 第14A圖.其為顯不對不同信號功率而言，§£偵測機率（ Pd (%))與突波功率位準的關係圖； 第14B圖：其為顯示對4個不同信號功率位準而言湖 測機率（Pd (%))與突波頻率的關係圖； 第14C圖：其為顯示對不同突波而言，_測機率⑼ (%))與該信號功率（信號指示器（dBm)的關係圖； 099114431 0993319850-0 表單編號A0101 第72頁/共ία頁 201127177 第14D圖：其為顯示SE偵測機率（Pd (%))與突波頻率 誤差（Hz)的關係圖； 第15圖：其舉例說明一示範性GLONASS DFE ; 第16圖：其舉例說明用於該GLONASS DFE的一示範性 SEC區塊； 第17圖：其舉例說明用於該GLONASS DFE的一示範性DM 第18圖：其舉例說明用於該GLONASS DFE的一示範性 LPF ；

〇 第19圖：其舉例說明可以控制皋第丨圖中所顯示的該接收 器的構件的去活性電路（deactivation circuitry ) 第20圖：其舉例說明包括多個晶片的一地點決定系統； 第21圖：其舉例說明一 GPS DFE操作以及一 GLO DFE操 作的一示範性時序圖； 第22圖：其舉例說明一示範性Gps AGC·# ; 第23圖：其舉例說明一示範性GL〇MSS AGC操作； 第24圖：其舉例說明一示範性雙模介面（DMI，Dual

Mode Interface); 第25圖：其舉例說明用於該j)Mi的一示範性頻道選擇混頻 器； 第26圖：其舉例說明一示範性搜尋引擎； 第27圖：其舉例說明一示範性gps編碼產生器； 第28圖：其舉例說明一示範性GL〇NASS編碼產生器； 第29圖：其舉例說明一示範性GL0NASS資料序列產生器 0993319850-0 099114431 表單編號A0101 第73頁/共127頁 201127177 該追蹤引 =:·其舉例說明一示範性編碼 =其舉例說明介於該編碼追〜及 竽之間的一不範性介面； 第32圖.其舉例說明—示範性追縱引擎； 第33圖：其舉例說明用於預相M (pre-c〇rrelati 雜訊評估器的一示範性位置； 第34圖.其舉例說明一示範性GPS預相關雜訊評估器； 第35圖：其舉例說明一示範性GL〇NASS預相關雜訊評估 器； 第36圖以及第37圖：其養例說明該評估雜訊功率分別與 用於一預相關雜訊評估器（亦即，該GPS预相關雜訊評估 器、或該GLONASS預相關雜訊評估器）的時間以及用於一 習知雜訊接頭評估器（n〇ise-tap estimator)的時間 之間的示範性模擬曲線圖； 第38圖：其舉例說明支援一先進雙三角編碼鑑頻器（ double-delta code discriminat.ojrO'ii的一示範性 6_ 接頭產生器（6-t a.:p g e n e r a t 〇 r ) ; 第39圖·其舉例說明顯示於第38圖的該6-接頭產生器（ 6-tap generator)的一示範性編碼數值控制振盈器（ NCO ’numerically-controlled oscillator); 第40圖：其舉例說明在第2A圖中所顯示的該AFE，其用於 補償在多相濾波器中的不同等待時間的一示範性校準架 構， 第41圖：其舉例說明用於第4 〇圖中所顯示的該校準架構 的一示範性相關器； 第42圖：其舉例說明來自對等待時間有貢獻的雙模介面 0993319850- 099114431 表單編號A0101 第74頁/共127頁 201127177 的該等GPS DFE以及GPS所使用的構件的示範性構件； 第43圖：其舉例說明來自對等待時間有貢獻的雙模介面 的該等GLONASS DFE以及GLONASS所使用的構件的示範 性構件； 第44圖：其舉例說明用於結合多個控制信號而產生一空 白致能信號的一示範性電路； 第45圖：其舉例說明使用於藍芽中的一示範性HV3傳輸； 以及 Ο [0006] ο 099114431 第46圖：其舉例說明用於接收一空白致能信號以及產生 一 ICD有效信號的一示範性電路。 【主要元件符號說明】 101 :類比（AFE) 102A:DFE_GPS(GPS 的數位前端）

GPS:全球定位系統 102B:GLONASS的DFE 103、403、802、908、2406、3303、3806、3902、 4004:MUX(多工器） 104:DMI(雙模介面） 105A、2600·.搜尋引擎 105B、3200:追蹤引擎 llihRF晶片 111 :基帶晶片 201 :LNA(低雜訊放大器） 202:SAW(表面聲波） 20 3 :緩衝 204、210A、210B:混頻器組 表單編號A0101 第75頁/共127頁 0993319850-0 201127177 205:電流電壓轉換器 206A、206B:多相濾波器 207A、207B:VGA(電壓增益放大器） 208A、208B:ADC(波頻率/類比數位轉換器） 20 0 6A:GPS自動增益控制區塊 2006B:GLO AGC區塊 GLO: GLONASS(全球導航衛星系統） AGC:自動增益控制單元 220:LO(本地振盡器） 301、30 2、303、312、313、314、315:頻率 304:LO RF頻率 316:GPS混合頻率 317:GLONASS混合頻率 402、1 505、1506:LPF ( 2 : 1 ) 7接頭 L P F :低通遽波器 404:BPF 13-接頭 BPF:帶通濾波器 405、406、1 502、1 503:SEC(突波評估消除區塊） 407 : DEC(評估與消除區塊） 408、1504:DM(數位混頻器） 409: ID2(積傾降頻區塊） 410、 1 200、1 507、2504、2606 :QUAN(量化器） 411、 1 003 ' 1 509、1601、1703 ' 2503、2605 ' 2611 、3207:載波NC0 NC0、701:數字控制的振盪器 099114431 表單編號A0101 第76頁/共127頁 0993319850-0 201127177 412、1 508:sin/cos pi/64 5位元出 501(1)-501(6) > 601(1)-601(12) > 1801(1 )-1801(6)、4603:暫存器 502(0)-502(6) ' 602(0)-602( 12) ' 704 > 707 ' 1604 、1607、1802(0)-1802(6)、2501 :乘法器 5 0 3、6 0 3 :總和區塊 504、604、1804 :輸出 f_spur_over_f_ADC :已接收的突波頻率 Ο 702、 1 002、1602、1 702、2502、2604、2610、 3206:sin/cos表 703、 1603:Con j(共軛產生器） 705、 905、1605 :累加器 教 706、 708、709、906、1606、1608:區’塊 801、1 704A、1704B:整數化區塊

803、909、1610:飽和 907、1 609、3404、3901:加法器 1001A、1001B、17i〇lA、Π01Β、2&G3、2609、3201 、3 205 :混頻器 1101A 、 1101B 、 2404A 、 2404B 、 3204 、 3208:I&D(積 傾區塊） 1201:符號 1202:強度 1 203:比較器 1204:結合 H(0)-H(6):濾波器係數 1 803:累積區塊 099114431 表單編號A0101 第77頁/共127頁 0993319850-0 201127177 1 9 0 0 :去活性電路 1901:導航引擎 2001、2402:DEMUX(解多工器） 2002: ICD(介面計數器裝置） 2012:GML (GNSS 測量層 SW) 2101:GPS DFE操作 D F E :示範性數位前端 2102:AGC操作時段 2108:AGC操作時段 2103:GPS AGC操作 2104:GPS AGC操作 2105:GPS SE操作 2106:GLO DFE操作 2107:GLO DFE操作 2109:GLO AGC操作、GLO SE操作 220 1、2301 : —個AGC操作 2202、 2302:短暫時段 2203、 2303:突波評估 2204、 2304:突波消除 2205:DC 評估 2206:DC 消除 2207、2307: AGC 功率測量 2210、2211、2212:取樣區塊 2403:頻道選擇混頻器 2405、2406 :切換矩陣 260 1 :積傾單元 099114431 表單編號A0101 第78頁/共127頁 0993319850-0 201127177

2602 ' 3201、3203 :編碼NCO 2607、 3210、4003:相關器 2608、 2608A:編碼產生器 2612:相干積分 2613、3403A、3403B:絕對值區塊 2614:非相干積分 2615:MAX 區塊 2701、 2801:G1產生器 2702、 2802: G2產生器

2703、 2803:起始區塊 2704、 2804:相位選擇器 2705、 3005:編碼迴路遽波器 2711、2712、2811、2812、3807 :位移暫存器 2901:時脈脈衝 2902:曲折 2903:相關編碼的資料位元

2904:雙二進元編碼的資料位元 2905:時間標示位元 3000 :編碼追蹤迴路 3001:正交相關器區塊 3002:同相相關器區塊 3003、3202:編碼產生器 3004:鑑頻器 3006 :編碼時脈 3011:正交信號 3012:同相輸入 099114431 表單編號A0101 第79頁/共127頁 0993319850-0 201127177 301 3:正交相關取樣 3014:同相相關取樣 3015:鑑頻器輸出信號 3 016 :比例輔助信號 3018:PRN時脈信號 PRN:高速率偽隨機序列 3040-2 ' 3040-3 、 3040-4 ' 3040-5 、 3040-5 ' 3040-6:PR 信號 4100、380(h6接頭產生器 3211 :GML演算式 330 1 :GPS預相關雜訊評估器 330 2: GLONASS預相關雜訊評估器 3402、3406:傾印區塊 3405:計數器

3 8 0 3 :編碼相位的截短5 M S E 3 8 0 4 :位址 3805 :底層 3903:NCO暫存器 3910 :及時位置 400 1:音調產生器 4101A、4101B:多工器/飽和構件 4102A、4102B:累加區塊 4401、4402、4602:AND閘極 440 3: OR 閘極 4601 :反相器 TRK_valid:有效追縱位元 099114431 表單編號A0101 第80頁/共127頁 0993319850-0

Claims (1)

1. 201127177 七、申請專利範圍： 1 . 一種接收GPS信號以及GLONASS信號的接收器，包括： 一類比前端（AFE，analog front end); 一GPS數位前端（DFE，digital front end)以及 一GLONASS DFE，以接收該AFE的一輸出； 一雙模介面（DMI，dual mode interface)，用於 接收該等GPS以及GLONASS DFE的輸出；以及 複數個搜尋引擎，用於接收該DMI的輸出， q 其中，該AFE的前端構件被建構為處理該等GPS信號以 及該等GLONASS信號兩者。 2. 如申請專利範圍第1項所述的接收器，其中，該前端構件 包括一低雜訊放大器（LNA，low noise amplifier) ο 3. 如申請專利範圍第1項所述的接收器，其中，該前端構件 包括一單獨的混頻器組。 4. 如申請專利範圍第1項所述的接收器，其中，該前端構件 Q 包括一單獨的I/Q混頻器對。 5 .如申請專利範圍第1項所述的接收器，其中，該前端構件 包括一單獨的本地振盡器（L0，local oscillator)。 6 .如申請專利範圍第5項所述的接收器，其中，該L0為可調 頻。 7 .如申請專利範圍第5項所述的接收器，其中，該L0為動態 可調頻。 8 .如申請專利範圍第5項所述的接收器，其中，該AFE包括 一GPS多相濾波器以及一GLONASS多相濾波器，以及其中 099114431 表單編號A0101 第81頁/共127頁 0993319850-0 201127177 ’用於該GPS多相濾波器與該GLONASS多相遽波器的至少 其中之一的一L0頻率以及一濾波器中心頻率為可調頻。 9 .如申請專利範圍第8項所述的接收器，其中，該L〇頻率以 及該濾波器中心頻率為動態可調頻。 10 .如申請專利範圍第5項所述的接收器，其中，該L〇為—整 數N合成器。 U .如申請專利範圍第8項所述的接收器，其中，該Gps多相 據波器以及該GLONASS多相濾、波器的通帶具選擇性地可為 正頻率以及負頻率的其中之一。 U .如申請專利範圍第所述的接收器，其中，通帶選擇為 靜態及動態其中之一》 13 ’如申請專利範圍第1項所述的接收器，其中，該με包括 — GPS多相濾波器以及一GL0NASS多相濾波器，以及其中 ，用於該GPS多相濾波器以及該GLONASS多相濾波器的每 —個的一濾波器位元寬度為可調頻。 14 .如申請專利範圍第13項所述的接收器，其中，該濾波器位 元寬度為動態可調頻。 15 .如申請專利範圍第〗項所述的接也器，其中，該AFE包括 一 GPS 中間頻率（if ’ intermediate frequency)濾 波器，以及一GLONASS IF濾波器。 6 .如申凊專利範圍第5項所述的接收器，其中，該l〇的一頻 率設定為介於GPS以及GLONASS頻率之間。 17 ·如申請專利範圍第16項所述的接收器，其中，該L〇的頻 率設定為使一 GPS中間頻率（IF)低於一 GLONASS IF。 18 .如申請專利範圍第17項所述的接收器，其中，該Gps 大約介於1 - 6 MHz之間。 099114431 表單編號A0101 第82頁/共127頁 0993319850-0 201127177 19 ·如申請專利範圍第18項所述的接收器’其中’該L0的頻 率大約為1581. 67 MHz。 20 . —種產生用於一接收器的一本地振盪器（L0)頻率的方法 ，其中，該接收器被建構為接收複數個GPS以及複數個 GLONASS信號兩者，該方法包括下列步驟： 將該L0頻率設定在GPS以及GLONASS頻率之間。 21 ·如申請專利範圍第20項所述的方法’其中，該L0頻率設 定為使一GPS中間頻率（IF )低於一GLONASS IF。 22 ·如申請專利範圍第21項所述的方法，其中’該L〇頻率設 ❹ 定為使該GPS IF大約介於1 一 6 MHz之間。 23 .如申請專利範圍第22項所述的方法，其中，該L0頻率設 定為使該L0的頻率大約為1581· 67 MHz。 24 . —種操作一接收器的方法，其中，該接收器被建構為接收 複數個GPS以及複數個GLONASS信號兩者，該方法包括下 列步驟： I 自一僅GPS模式，一GPS與GLONASS固定板k，以及一GPS ^ 與GLONASS動態模式中選擇一種操作模式， 〇 其中，該GPS與GLONASS固定模式中，GPS以及 GLONASS皆總是開啟；以及 其中，該GPS與GLONASS動態模式中，GPS以及 GLONASS的其中之一總是開啟，而另一個則取決於預設的 條件而開啟。 25 . 一種用於同時接收GPS以及GLONASS信號的接收器，包括 一類比前端（AFE); 一數位前端（DFE)，包括一GPS路徑以及一GLONASS 099114431 表箪編號A0101 第83頁/共127頁 0993319850-0 201127177 路控，其中，該DFE接收該AFE的一輸出； 一雙模介面（DMI)，用於接收該DFE的該輸出； 搜尋引擎’用於接收該DMI的輸出；以及 去活性電路’用於在不需要該GPS以及該glonass信 號的其中之一時’對該DFE以及該DMI的專屬電路進行去 活性。 26 .如申請專利範圍第25項所述的接收器，其中，該去活性電 路受到一導航引擎的控制。 27 . —種用於同時接收GPS以及GL〇NASS信號的接收器，包括 一類比前端（AFE); 一數位前端（DFE)，包括一GPS路:徑以及以及一 GL0NASS路徑’該DFE接收該AFE的一輸出； 一雙模介面（DMI)，用於接收該DtE的該輸出； 搜尋引擎’用於接收該DMI的輸出；以及 去活性電路，用於在單獨來自一第二系統的信號提供 了位置決定時’對一第一条統的專屬電路進行去活性。 28 . 一種用於同時接收複數個gps以及複數個GLONASS信號的 接收器，包括： 搜尋引擎，用於取得複數個人造衛星；以及 追蹤引擎，用於追蹤該複數個人造衛星， 其中’該等搜尋引擎以及該等追蹤引擎被建構為處理 該等GPS信號以及該等GL〇NASS信號。 099114431 表單編號A0101 第84頁/共127頁 0993319850-0