TW201103245A - Multi-phase switching power converting circuit - Google Patents

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201103245 六、發明說明： 【發明所屬之技術領域】 本案係關於一種電源轉換電路，尤指一種多相開 關電源轉換電路。 【先前技術】 隨著針對電源產品的高功率密度，高效率的要求 不斷提升，提升電路的工作頻率變得越來越重要。對 於常見脈衝寬度調變（pulse width modulation，PWM)模 式的電源轉換電路來說，高開關頻率能夠減小電源的 體積，但同時意味著較大的開關損耗。 諧振模式的電源轉換電路因為利用了諧振網路，開 關管的導通狀態損耗與脈衝寬度調變模式的電源轉換 電路相比可能會有所增加。但是隨著開關元件的進 步，開關元件的導通狀態電阻不斷下降，由於導通狀 態損耗帶來的損耗增加越來越有限。而諧振模式的電 源轉換電路往往擁有零電壓或零電流開關條件以減小 開關損耗，所以在高頻工作下能夠達到很高效率。同 時由於開關頻率的提高，電路體積也能夠減小。因此， 現在諧振模式的電源轉換電路越來越受到重視並得到 廣泛應用。諧振模式的電源轉換電路是達成高頻率， 高功率密度，高效率的重要方案之一。 請參閱第一圖，其係為傳統諧振模式的直流-直流 201103245 電源轉換電路之電路方塊示意圖。如第一圖所示，包 含多個開關管的開關電路A1將輸入電壓源Vin進行斬 波而產生一高頻脈動電壓，該高頻脈動電壓通過由言皆 振電感Lr、諧振電容Cr等組成的諧振網路A2進行證 振變換，使變壓器Tr之初級繞組(primary winding)產生 電壓變化，而將電能通過變壓器Tr傳送至連接於次級 繞組(secondary winding)的濾波整流輸出電路A3濾波 及整流而產生輸出電壓V。。其中，濾波整流輸出電路 A3往往包括輸出電容C。，整流開關管Sw(例如二極 體’ Mosfet)等，有時也包含輸出濾波電感L(^需要補 充說明的是，變壓器存在激磁電感和漏感，它們也可 以是諳振網路的一部分。例如在LLC線路中，當電路 的開關頻率低於LLC諧振網路的諧振頻率的情況下， 激磁電感參與諧振，此時諧振網路也包含了變壓器的 激磁電感。 請參閱第二圖並配合第一圖，第二圖係為傳統單相 半橋LLC諧振模式的電源轉換電路之電路示意圖。如 第二圖所示，其主要特點之一為初級繞組側之開關管 Si，S2之導通為零電壓導通（zer〇 voltage switching, ZVS)，而關斷為譜振關斷；當電路的開關頻率低於lLc 諧振網路的諧振頻率 /r =--- - f _1_ r 且高於- = 2 π.抓+LJ，Cr 時, 201103245 次級繞組側的開關管Dl，D2會零電流關斷，其中Lm為變壓 器Tr的激磁電感，該電感也可以通過在變壓器凡外與變壓 器Tr初級繞組並聯一個獨立的電感得到。由於該電路具備 了軟開關的工作條件，所以開關損耗很小，更因為電路架 構簡單’因此被廣泛應用於例如LCD-TV、筆記型電腦 (Notebook)、通信設備以及伺服器之供電電路。 β傳統單相半橋LLC譜振變換電路_有很多好處，但 • 是也有其缺點。比較大的缺點是隨著功率的增加，特別是 輸出電流的增加，輸出遽波器上的電流紋波會增加很多， 從而導致輸出電壓V。的紋波增大^ 了降低輸出的紋波， 必須加大輸出電容C。，甚至於輸出側設置較複雜的兩級式 濾波電路，而這些降低輸出紋波的手段，一方面增加了元 件數目與體積大小，另一方面也增加了成本。S ^ 當然’隨著輸出電流Ϊ。的增大，輸入電流L的紋波也 會對應增加，為了降低輸入電流以及輪出電流的紋波，兩 #相交錯雜模式的直流·直流電源轉換電路常常被採用。在 專利號觀317麗中，提出了兩相交錯半橋以諧振模 式的電源轉換電路’其中兩相電路之初級繞組側之開關管 在控制上料90度相移，且開關頻率相同。採用該交錯技 術以後，輸出電流和輸入電流的紋波都會大幅度降低。 而隨著功率的進-步提高，兩相交錯控制諸振模 式的電源轉換電路也無法滿足要求，需要使用多相交錯譜 振模式的直流直流電源轉換電路，例如三相交錯控制的譜 振模式的電源轉換電路以更加有效的減小輸出電流j。和輸 201103245 入電流iin的紋波。 月 > 閱第二圖’其係為·一種傳統二相交錯半橋LLC諸 振模式的電源轉換電路之電路示意圖。如第三圖所示，每 一相電路P1，P2, ！>3的輸入側與輸出側分別並聯連接在一 起，每—相電路Pl，P2, P3彼此之間除了輪入側與輸出側 有連接關係外’並沒有其他的連接關係。其中各相電路ρι P2, p3的第一控制信號Sia，S2a，S3a與第二控制信號\b，s&, φ S3b分別為互補關係；各相電路Ρ1，Ρ2，Ρ3的第一控制信號 Sla，S2a，S3a之間相位差為120度，對應各相電路ρι,ρ2，ρ3 的第一控制信號Slb，S% S%之間相位差亦為120度。 上述的這些方案應用於耗電量較高的電子產品時，在 各相電路中相互對應的元件參數，例如諧振電容值（c^，

Cd或、諧振電感值（Lrl，Lr2，Lr3)以及激磁電感值（Lmi，Lm2, Lm3) ’必需毫無偏差地相同的情況下，才能使各相電路具 有相同大小的電流值’且相位差為120度。從目前大規模 φ 生產的元件能夠達到的精確度來看，一般電感標示的電感 值與實際的電感值之間具有-159T+15%的偏差量 (tolerance)，而電容標示的電容值與實際的電容值之間具有 -20%~+20%的偏差量，若要進一步提高元件的精確度，價 格往往會成倍上升。由此可知，一般同樣標示值的元件例 如電感、電容等，電感與電容彼此之間實際之電感值與電 容值具有偏差量，會造成每相電路的諧振頻率有差異，且 差異值之範圍相當大，在同樣的輸入輸出條件下，由於元 件的一致性不好，傳統多相交錯諧振模式的電源轉換電路 201103245 的工作點也會隨之有很大的變化。請參閱第四圖，其係為 第三圖之電流波形示意圖。如第三圖所示，每一相電路因 為對應的元件彼此之間實際電感值與電容值具有偏差量， 導致第一相電流il、第二相電流i2以及第三相電流i3之電 流峰值大為不同。由上述可知，傳統多相交錯諧振模式的 電源轉換電路若各相電路中相互對應的元件參數之間有一 點偏差量，就會造成各相電路之間的電流值發生很大的偏 差，各相電路中變壓器之初級側（primary side)以及次級側 (secondary side)之電流值會嚴重不對稱，使整體電源轉換 電路的功率損失(power loss)增加且效率降低甚至于電路的 電子元件損壞，無法運作。

Sanken公司的一篇公開於2001年3月23日的日本專 利JP200178449中也發現此問題，可由此專利的第三圖得 知各相電路不均流的情況。針對這個問題，該專利提出一 個具體的解決方法，請參閱第五圖，其係為專利號 JP200178449之電源轉換電路之電路示意圖。如第五圖所 示，每一相電路之諧振網路迴路上串聯連接一個耦合電 感，分別為L12、L22和L32，這三個耦合電感彼此之間互相 耦合，藉由此額外串聯連接的耦合電感L12，L22，L32使每一 相電路之間有較好的均流。此方法需要在每一相電路中額 外加入一個元件，不但會降低電源轉換電路的效率，應用 於電子產品時更會增加電子產品的體積。因此，如何發展 一種可改善上述習知技術缺失之多相開關電源轉換電路， 實為相關技術領域者目前所迫切需要解決之問題。 201103245 【發明内容】 本案之目的在於提供一絲夕j 提供較高輸出電流至轉換電路’於 輸入輸出電流的紋波時’可以有效地降低 %入电流的電流值以及輸出電壓的 兩铋彳i更不用加大輸出電容或於輸出側設置較複雜的 兩，據波電路，元件數目不會增加、體積較小且成本較 電腦、手持式通信裝置電視(LCD_TV)、筆記型 元件參數之間有偏差旦七 益。此外，於各相對應的 考慮相位差下，不二較大的元件時’在不 子元丄丄ί 導致多相開關電源轉換電路的電 級側之ΐ流值：對稱作敕各相電路中變壓器之初級側與次 損失較小Γ效車整體多相開關電源轉換電路的功率 栽時負載處於高度耗電或高電流例如滿 的穩定度。 〜換電路可提供較快速的回應及良好 多相的’本案之一較廣義實施態樣為提供-種 生輪出電μ至負載n接收輸入電壓源之電能而產 轉換電路勺括^^ 大於等於三，多相開關電源 ，二丄=第其=開關電路之輸- :::，具::級繞-=二=】電 個變出“電路對應連接於多個變鞋之其中- 諧整流而產生輸出電屢至負載； ’路，為多相對稱之連接關係，具有多個對稱端和 201103245 相分支，諧振網路之每一 關電路其中之—個開關電略之=分別對應連接於多個開 :壓源之正端點：側：多相分支共同連接 於不同於輪人電壓源之正：出側’多相分支共 並形成星形連接；以及控第—參考端之譜振 共接端 源轉換電路之輪出與多個開牧分別連接於多相開關電 制端’用以因應輪出電 路之每-個開關電路之控 使輸入電壓源之電能選：個開關電路導通或戴止， 為達上述目的，本案也傳送至魏網路。 種多相開關電源轉換電路孝父廣義實施態樣為提供一 產生輸出電壓至負载，且^收輸人電壓源之電能而 源轉換電路包括：多個^ =大於等於三，多相開關電 入側連接於輸入電壓源之足:硌，其中每個開關電路之輸 器，每-個變壓器具有初=點與第-參考端；多個變壓 流電路，每-個輸出整流電次級繞組；多個輪出整 中-個變壓器之次級繞組，用以變壓器之其 二電路，環形電路之每一個環形接點連接於 別對應連接Γ多個ζ刀關電路且^振網路之每一個對稱端分 丈㈣夕個關私路其中之—個開關電路之 側；以及控制電路，分別連接於多相開關電源轉換電路之 輸出與多個開關電路之每-個開關電路之控制端，用以因 應輸出電壓㈣多個關電料通錢止，使輸人電 之電能選擇性地傳送至諧振網路。 Μ 為達上述目的，本案之另一較廣義實施態樣為提供一 201103245 種多相開關電源轉換電路，用以接收輸入電壓源之電能而 產生輸出電壓至負載，且總相數大於等於三，該多相開關 電源轉換電路包括··多個開關電路，其中每個開關電路之 輸入側連接於輸入電壓源之正端點與第一參考端；多個變 壓器，每一個變壓器具有初級繞組與次級繞組；多個輸出 整流電路，每一個輸出整流電路對應連接於多個變壓器之 其中一個變壓器之次級繞組，用以整流而產生輸出電壓至 負載；諧振網路，為多相對稱之連接關係，具有多個對稱 端與環形電路，環形電路之每一個環形接點連接於多個對 稱端對應之一個對稱端，且諧振網路之每一個對稱端分別 對應連接於多個開關電路其中之一個開關電路之輸出侧； 以及控制電路，分別連接於多相開關電源轉換電路之輸出 與多個開關電路之每一個開關電路之控制端，用以因應輸 出電壓控制多個開關電路導通或截止，使輸入電壓源之電 能選擇性地傳送至諧振網路。 【實施方式】 體現本案特徵與優點的一些典型實施例將在後段的 說明中詳細敘述。應理解的是本案能夠在不同的態樣上具 有各種的變化，其皆不脫離本案的範圍，且其中的說明及 圖示在本質上係當作說明之用，而非用以限制本案。 請參閱第六圖，其係為本案較佳實施例之多相（大於等 於三相）開關電源轉換電路之電路方塊示意圖。如第一圖所 示，本案之多相開關電源轉換電路1係用以接收輸入電壓 11 201103245 源vin之電能而產生額定的輸出電 %魘V。至負載9 施例中，該多相開關電源轉換電路1為三相，，於本弩 一開闕電路11a、第二開闕電路】】b、 目其包每：巧 弟二開闕電緣

諧振網路12、第一變壓器Tr]、第二變壓；τ 器Tr3、第一輸出整流電路13a _ 口 r2、箪 第三輸出整流電路13c、輸出遽波電^广電蹲13b: …其令，第-開關電路lla、第二開關 3挺制電％ ，第開關電路11a、第二開關電路ub以 路⑴之輪出各別對應連接於譜 、即關雙 電I源Vln之電能而夂兄丨丨客*哲. 吹輪A 第 變髮 電壓源Vin之電能而各別產生第— 乂2以及第三相電壓v” 电堙！弟 :本實施例中，第一激磁電感^、第二激磁 二^ ^Lm3分別並聯連接於第—變壓器^之初 ^ Λ Γ▲繞組Ν3ρ。、這些激磁電感可以是變壓器τη、 /外二3別並：激磁電感，也可以通過在變壓器Trl、Tr2、 r3外刀别並聯一個獨立的電感得到。 磁電ΓΓΓ 12之—部份包含第—激磁電感Lm】、第二激 磁電感Lm2以及第三激磁蛩 ^ 191 - 電感Lm3,且與諧振網路之另一部“、第:相二稱v之連接關係’用以分別因應第一相電二： 相冤々丨L ll、第二相電流i2、第三 ^Λι2 rl之初 12 201103245 相電流i3流入諧振網路12，且藉由諧振網路12之特性各 別使第一變壓器Trl之初級繞組NIp、第二變壓器Tr2之初 級繞組N2p以及第三變壓器Tr3之初級繞組N3p之電壓產生 變化，而對應使第一變壓器Trl之次級繞組Nls、第二變壓 器Tr2之次級繞組N2s以及第三變壓器Tr3之次級繞組N3s 產生感應電壓。 第一輸出整流電路13a、第二輸出整流電路13b以及 第三輸出整流電路13c之輸入側分別對應連接於第一變壓 器Trl之次級繞組Nls、第二變壓器Tr2之次級繞組N2s以及 第三變壓器Tr3之次級繞組N3s，而第一輸出整流電路13a、 第二輸出整流電路13b以及第三輸出整流電路13c之輸出 側連接於輸出濾波電路14之輸入側，用以分別實現整流功 能。輸出濾波電路14用以減小輸出電壓V。之紋波，其輸 出側連接於負載2。當然在實際運用時，各變壓器的次級 側也可以採用這樣的結構即每一個輸出整流電路的輸出側 都可以連接到各自對應的輸出濾波電路的輸入側，用以分 別實現各自的整流濾波功能，而各個對應的輸出濾波電路 的輸出側則共同連接於負載。 控制電路15分別連接於多相開關電源轉換電路1之輸 出、第一開關電路11a之控制端、第二開關電路lib之控 制端以及第三開關電路11c之控制端，用以因應輸出電壓 V。等信號產生第一相之第一控制訊號Sla、第一相之第二控 制訊號Slb、第二相之第一控制訊號S2a、第二相之第二控 制訊號S2b、第三相之第一控制訊號S3a以及第三相之第二 13 201103245 控制訊號S3b，藉由第一相之第一控制訊號s^、第一相之 ^二控制訊號sIb、第二相之第—控制訊號S2a、第二相之 第=控制訊號s2b、第三相之第—控制訊號、以及第三相 之第二控制訊號S3b各別控制第一開關電路lla、第二開關 電路lib以及第三開關電路lle導通或截止，使輸入電麼 源Vin之電能選擇性地經由第一開關電路lla、第二開關電 路Ub以及第三開關電路llc傳送至證振網路12，對應使 ,帛-開關電路1U、第二開關電路llb以及第三開關^路 11c分別產生第一相電壓Vi、第二相電壓％以及 壓v3。 第-相之第-控制訊號Sla、第—相之第二控制訊號 slb、第二相之第—㈣訊號S2a、第二相之第二控制訊號 hb、第三相之第-控制訊號S3a以及第三相之第二控制訊 號Ssb之開關頻率是因應輸出電靨V。而變化，當輸出電廢 V。低於額定電壓值時，控制電路15會減小開關頻率。反 φ之’當輸出電壓V。高於額定電壓值時，控制電路合 商開關頻率。 P請參閱第七圖並配合第六圖，第七圖係為本案較佳實 施例之多相開關電源轉換電路之細部電路示意圖。如第七 ，所示，第-開關電路lla包含第-開關Qla與第二開關 Qib組成的半橋線路，其中第一開關電路lla之第一開關 Qla之第一端與第二端分別連接於輸入電壓源之正端點 與諧振網路12之第一對稱端12a，而第一開關電路iia之 第二開關Qlb之第一端與第二端分別連接於諧振網路12之 201103245 第一對稱端12a與第一參考端COM1。至於第一開關電路 11a之第一開關Qla與第二開關Qlb之控制端則分別連接於 控制電路15(未圖示），且接收控制訊號Sla和SIb而分別因 應第一相之第一控制訊號Sla與第二控制訊號Slb導通或截 止，使輸入電壓源Vin之電能選擇性地經由第一開關Qla 傳送至諧振網路12之第一對稱端12a，而產生第一相電壓 V!。 相似地，第二開關電路lib包含第一開關Q2a與第二 開關Q2b組成的半橋線路，其中第二開關電路11b之第一 開關Q2a之第一端與第二端分別連接於輸入電壓源Vin之正 端點與諳振網路12之第二對稱端12b，而第二開關電路lib 之第二開關Q2b之第一端與第二端分別連接於諧振網路12 之第二對稱端12b與第一參考端COM1。至於第二開關電 路lib之第一開關Q2a與第二開關Q2b之控制端則分別連接 於控制電路15(未圖示），且接收控制訊號S2a和Slb而分別 因應第二相之第一控制訊號S2a與第二控制訊號S2b導通或 截止，使輸入電壓源Vin之電能選擇性地經由第一開關Q2a 傳送至諧振網路12之第二對稱端12b，而產生第二相電壓 V2。 相似地，第三開關電路11c包含第一開關Q3a與第二 開關Q3b組成的半橋線路，其中第三開關電路11c之第一 開關Q3a之第一端與第二端分別連接於輸入電壓源Vin之正 端點與諧振網路12之第三對稱端12c，而第三開關電路11c 之第二開關Q3b之第一端與第二端分別連接於諧振網路12 15 201103245 之第二對稱端nc與第一參考端c〇M1。至於第三開關電 路lie之第一開關Q3a與第二開關—之控制端分別連接於 控制電路15(未圖示），且接收控制訊號S3a和s3b而分別因 應第一相之第㉟制Λ號、與第二控制訊號&導通或截 止使輸入電壓源Vin之電能選擇性地經由第一開關（^如 傳送至諧振網路12之第三對稱端12c，而產生第三相電壓 v3。 於本實施例中，諧振網路12包含第一譜振電感Lrl、 ，-咕振電感Lr2、第二諧振電感Lf3、第―激磁電感、 第-激磁電感Lm2a及第三激磁電感Lm3、第—主諸振電容 、第二主諧振電容Cr2以及第三主諧振電容Cd。其中， 第-主諧振電容Cfl、第—激磁電感Lml以及第—諸振電感 Lrl串a聯連接構成第一相分支（branch)，第二主諧振電容 Cr2/第二激磁電感Lm2以及第二諧振電感Lr2串聯連接構 成第^相分支，第三主諧振電容（^3、第三激磁電感LW以 及第一 „自振電感Le串聯連接構成第三相分支。第一相分支 連接>於諧振網路12之第一對稱端12a與諧振共接端心之 間，第二相分支連接於諧振網路12之第二對稱端12b與諧 振共接端κΓ之間，第三相分支連接於譜振網路12之第三 對稱端12 c與諧振共接端Kr之間，三相分支行成一個星形 (Y形）連接，使得諧振網路12形成三相對稱。其中，該諧 振共接端心是一個不同於第一參考端c〇M1的一個端點。 第一輸出整流電路13a、第二輸出整流電路13b以及 第二輪出整流電路13c可以是但不限為半波整流或全波整

L

S 16 201103245 流，可以使用全橋整流等方式實現，更可以採用一般的整 流二極體整流或是採用同步整流管進行同步整流，於本實 施例中，第-輸出整流電路！3a、第二輪出整流電路二 以及第二輸出整流％路13c為全橋整流電路。其中，第一 %出整流電路13a包含第一二極體Dia(di〇de)、第二二極 體Dlb、第二一極體D〗c以及第四二極體〇】」，第一輸出敕 流電路Ua之第-二極體Dla與第二二極體〜之陰極端二 • 接於輸出渡波電路14之輸入側，第—輸出整流電路…之 第三二極體Dlc與第四二極體Dld之陽極端連接於第二泉考 端COM2’第一輸出整流電路13a之第一二極體心之陽極 端與第三二極體Dlc之陰極端連接於第一變壓器l之次級 繞組Nls之一端，第一輸出整流電路13a之第二二極體 之陽極端與第四二極體Dld之陰極端連接於第一變壓器τ" 之次級繞組Nls之另一端。 • 正a 一〜巾一二極體〇2a、： 輸出整流電路13b之第二二極體〜、第二輸出整流電; 13b之第二一極體D&以及第二輸出整流電路ub之第四_

二 極體Dm、第三輸出整流電路13c之第一二極體第三 輸出整流電路13C之第二二極體D3b、第三輸出整a流電： 13c之第三二極體D3c#及第三輸出整流電路i3c之第四二 極體Dm之連接關係相似於第一輪出整流電路丨％，在此不 再贅述。於本實施例中，輸出濾波電路14包含輸出電容 c。，且連接於多相開關電源轉換電路丨之輸出與第二參考 端COM2之間，用以消除輸出電壓v。之高頻雜訊。 201103245 由於本案之多相開關電源轉換電路1之諧振網路12 之連接關係為多相對稱，因此，諧振網路12

以簡單地等效為多相之等效阻抗(impedance)，且多相之等 效阻抗為多相對稱連接關係，以下將以三相舉例說明。請 參閱第八圖並配合第七圖，第人圖係為第七圖之諧振網路 之等效電路示意圖。如第八圖所示，振網路12等效為第 -相等效阻抗Zl、苐二相等效阻抗&以及第三相等效阻抗 Z3。第一相等效阻抗Zl連接於諧振網路12之第一對稱端 嶋接端Kr之間，第二相等效阻抗Z2連接於諸振 網路12之第二對稱端12b與諸振共接# Kr之間，第三相 等效阻抗&連接於諧振網路12之第三對稱端以盥譜振 共接端Kr之間。第一相等效阻抗Ζι、第二相等效阻抗z2 以及第二相等效阻抗Z3分別包含了諧振網路各分支的 阻抗以及個各相的負載資訊等。舉例而言，依據第：相輸 出功率和輸出電壓，可以得到該相負载阻抗。將該負載阻 抗等效至第一變壓器Trl之初級側再與第一變壓器之第 一激磁電感LmI並聯，之後再與第一諧振電慼L2、^ 一主 諧振電容Crl串聯，以此計算之阻抗即為第一相等效阻抗 Z!，同理可以分別求得第二相等效阻抗&與第三相等效阻 抗Z3 〇 為了簡化分析，可以採用諧振電路常用的頻域分析方 法，透過電路原理的分析，很容易得到如下公式。其中， 第一，電壓Vp第二相電壓V2以及第三相電壓v3^電壓 變化量（幅值)相同，且相位差等於360度除以總相數，於 18 201103245 本實施例中’相位差為120度，而第一相電流i!、第二相 電流i2、第三相電流i3之關係式如下： i=_^----y2 z,//z3 v3 z,//z2 ⑴， (Z2//Z3) + Z, (Z,//Z3) + Z2 Z, (Z,//Z2) + Z3 z, 1

L=——^----K Z2"z, K2 z,//z3 (Z,//Z2) + Z3 (Z2"Z3) + 2】z3 (z】//z3) + z2 z3 (3)。 由上述第一相電流h、第二相電流i2、第三相電流i3 之關係式（1)，（2)，（3)中可以看出，每一相的電流不僅和這 第一相電壓Vi、第二相電壓V2以及第三相電壓V3的幅值 和相位相關’還和第一相等效阻抗Zl、第二相等效阻抗Z2 以及第三相等效阻抗&相關。因此，第一相電壓Vi、第二 相電壓V2、第三相電壓V3、第一相電流“、第二相電流匕 以及第三相電流i3皆為向量。

當第一諧振電感Lrl、第二諧振電感Lr2以及第三諧振 電感LrS之電感值相等，第一主諧振電容、第二主諧振 電容Q2以及第三主諧振電容之電容值相等，第一激磁 電感Lml、第二激磁電感以及第三激磁電感之電感 值相等，即表示諧振網路12中每一相對應的元件參數相 等:相對地，第-相等效阻抗&、第二相等效阻抗&以及 第三相等效阻抗^會相等，對應使第一相電流^、第二相 電仙· I2、第二相電流h相等，且相位差為12〇度，在不 慮相位差相電流h、第二彳目糕i2、第三相電 19 201103245 之電流值實質上相等。 當第一諧振電感Lrl、第二諧振電感Lr2以及第三諳振 電感Lr3之電感值有偏差量，或第一主諧振電容Crl、第二 主諧振電容Cr2以及第三主諧振電容Cr3之電容值有偏差 量’或第·一激磁電感Lmi、第二激磁電感Lm2以及第二激磁 電感Lm3之電感值有偏差量，即表示諧振網路12中每一相 對應的元件參數有偏差量，會對應使第一相等效阻抗Zi、 I 第二相等效阻抗Z2以及第三相等效阻抗Z3有偏差量。 從上面關係式（1)，（2)，（3)可知，第一相電流i!不僅和 第一相電壓以及第一相等效阻抗Zi相關，更與第二相 電壓v2、第三相電壓v3、第二相等效阻抗z2以及第三相 等效阻抗z3之相關。第二相電流i2不僅和第二相電壓V2 以及第二相等效阻抗Z2相關，更與第一相電壓Vi、第三相 電壓V3、第一相等效阻抗A以及第三相等效阻抗Z3之相 關。第三相電流i3不僅和第三相電壓V3以及第三相等效阻 φ 抗z3相關，更與第一相電壓Vi、第二相電壓v2、第一相 等效阻抗Z〗以及第二相等效阻抗z2之相關。 由於，第一相電流ii、第二相電流i2、第三相電流i3 之電流值會受諧振網路12中每一相對應的元件參數影 響，因此，當諧振網路12中每一相對應的元件參數有偏差 量時，諧振網路12中每一相對應的元件參數會相互作用而 影響第一相電流ii、第二相電流、第三相電流丨3之電流 值，使第一相電流ii、第二相電流丨2、第三相電流丨3之電 流差值可以有效地被降低。 20 201103245

九圖A並配合第七圖，第九圖A係為第七圖 ^ “電源轉換電路之訊號時序示意圖。如第九圖A =係第蝴訊號Sia與第二控制訊號Slb為互 (enable)二第1:::控制訊號S13為高電位的使能狀態 態__，此時，第;訊號Slb為低電位的禁能狀 庳使-㈣二 關電路山的第—開關〜會因 μ吏月u第—控制訊號Sia而導通，輸 =能經由第一開關Qla傳送至言皆振網路12之第一對= :的第而-路1U的第二開關Qlb則會因應禁能狀 雍么一中/ 態時，第一相之第二控制訊號^化對 電位的使能狀態，此時，第一開關電路ua的第一 ΐ壓：V會因應禁能狀態的第-控制訊號Sla而截止，輸入 法經由第-開…送至譜振網路 _應=:制 12夕筮一控制訊^Sib而導通，使諧振網路 CONH &通過第二開關〜連接至第一參考端 同樣地’第二相之第一控制喊、與第二 ^為互補_，第三相之第—控制訊號〜與第二= 為互補關係:而第二開關電路仙之第—開關^口 :開關Q2b、第二開關電路Uc之第一開關〜和第二開 * 3b—樣會分別因應第二相之第一控帝⑽號第二 之第二控制訊號S2b、第三相之第一控制訊號^以及第三 21 201103245 態對應導通或 相之第一控制訊號S%之使能狀態或禁能狀 截止。 於本實施例中，諧振網路12為三相對稱，因此，第一 相之第-控制訊號SIa、第二相之第—控制訊號^以及第 二相之第一控制訊號Shi相位差設定為12〇度，對應使第 一相電壓V】、第二相電堡v2以及第三相電| v3之㈣差 為120度。 請參閱第九圖B並配合第七圖，第九圖B係為第七圖 之多相開關電源轉換電路之電路波形示意圖。如第九圖b 所示’在UMi時間區間，第—相之第—控制訊號L、第 =相之第二控制訊號s2b以及第三相之第一控制訊號^為 间電位的使能狀態，對應使第一開關電路lla之第一開關 、、第二開關電路lib之第二開關Q2bm開關電路 uc之第一開關QSa導通。在^—^時間區間，第三相之第 一控制訊號S3 a改變為低電位的禁能狀態，對應第三開關電 路lie之第一開關Q3a截止，所以U t2時間區間為第三開 關電路lie之第一開關Q3a與第二開_ Q3b的死區時間。此 時，正的第三相電流會對第三開關電路Uc之第二開關 Q%之寄生電容（未圖示）放電，在第三開關電路Uc之第二 開關Q%未再次導通之前，第三開關電路llc之第二開關 Q3b之寄生電容之電壓值會降低到零電壓值，從而實現零電 壓開通。之後，由於交錯相的工作方式，在17<8時間區間 亦為第三開關電路lie之第-開關Q3a與第二開關Q3b的死 區時間，此時，第三相之第一控制訊號S3a與第二控制訊號 22 201103245 s%同時為禁能狀態，對應使第三開關電路nc之第一開關 Qh與第二開關Q%同時戴止。相似地，在e_t4時間區間 為第二開關電路lib之第一開關〜與第二開關〜的死區 時間，在t5-t6時間區間為第一 ％關電路Ua之第一開關 Qla與第二開關Qlb的死區時間。 請參閱第九圖C並配合第七圖與第九圖B，第九圖c 係為第七圖之多相開關電源轉換電路之另一波形示意圖。 • 第一輸出整流電路13a輪出之第一輸出整流電流i0l、第二 輸出整流電路13 b輸出之第二輸出整流電流丨。2以及第三輸 出整流電路13c輸出之第三輸出整流電流丨。3分別為第一相 電流h、第二相電流h以及第三相電流^經過整流後得到， 即疋將第一相電流h、第二相電流匕以及第三相電流匕小 於零的部分依據時間輕軸對稱後變成大於零的整流電流。 因此如第九圖B所示之第一相電流“、第二相電流匕以及 第二相電流I3之相位差為12〇度，對應使第九圖c所示之 φ 第一輸出整流電路13a輸出之第一輸出整流電流iol、第二 輸出整流電路13b輸出之第二輸出整流電流i〇2以及第三輸 出整流電路13c輸出之第三輸出整流電流i〇3之相位差為6〇 度。 由於，第一輸出整流電流i〇i、第二輸出整流電流1。2 以及第三輸出整流電流i。3在不同時間為峰值（peak)，因 此，第一輸出整流電流i〇i、第二輸出整流電流〗。2以及第三 輸出整流電流丨。3相加後(i〇i+i〇2+i。3)之波形會具有較小的紋 波’對應使多相開關電源轉換電路1之輸出電流I。之紋波 23 201103245 有效地被降低。 同理，第一相電流h、第二相電流i2以及第三相電流 b在不同時間為峰值’因此’第一相電流h、第二相電流 b以及第三相電流b相加後（i!+i2+i3)之波形（未圖示）會具有 較小的紋波’同樣可以有效地降低多相開關電源轉換電路 1之輸入電流。之紋波。 請參閱表格1，其係為譜振網路中每一相的元件參數 值。如表格1所示，第一激磁電感Lmi、第二激磁電感Lm2 以及第三激磁電感Lm3之平均電感值為99.6微亨 (micro-henry，μΗ)，依計算式（al)定義並計算三相激磁電感 值的偏差度如下： (al)， (最大值-最小值)= (107.4-92.73) 一 s 14.7% ¥ 均值 ((98.69 + 92.73 + 107.4)/3) 可知三相的激磁電感值偏差度大約為15% °

LmrLm3hH) LrrLr3(pH) Crr Cr3(nF) 第一相 98.69 14.91 6.778 第二相 92.73 14.89 6.73 第三相 107.4 I —. 一 15.13 6.79 表格1 本案之多相開關電源轉換電路1即使諧振網路12中每 一相對應的元件參數有較大偏差量時，利用諧振網路12的 對稱特性以及各相之間的互相影響可以有效降低第一相電 24 201103245 流ii、第二相電流i2以及第三相電流i3之電流差值，以及 第一輸出整流電流i〇1、第二輸出整流電流io2以及第三輸出 整流電流i。3之電流差值，從而使第一相電流i〗、第二相電 流h以及第三相電流i3近似均流，且第一輸出整流電流 i〇1、第二輸出整流電流io2以及第三輸出整流電流io3亦近 似均流。為了衝量第一相電流ii、第二相電流i2、第三相 電流i3、第一輸出整流電流i〇i、第二輸出整流電流丨。2以及 第三輸出整流電流io3之電流差值與均流的程度，於此定義 均流誤差值（current sharing error, CSE)的概念，以三相 為例，輸出整流電流均流誤差值為 cjr Max(m/3) (4> ·

其中，I◦為多相開關電源轉換電路1之輸出電流，而 關係式(4)的含義是將輸出電流I。的三分之一作為基準，取 各相的輸出整流電流與該基準差值的最大值後再規一化 (normalization)以後得到均流誤差值。若均流誤差值越小， 表示第一輸出整流電流i01、第二輸出整流電流i〇2以及第三 輸出整流電流i。3之間的電流差值越小，均流的狀況越好。 同樣地，第一相電流L、第二相電流h以及第三相電流^ 之電流差值也越小。 3 請參閱表格2 ’其係為在表格1之元件參數值的情況 下輸出電流值與均流誤差值的關係表。如表格2所示，第 一行(row)為多相開關電源轉換電路之輸出電流j 值，且因應表格1所示之每一相元件參數俊， 。<電流 對應取得第 25 201103245 二行中傳統多相交錯開關電源轉換電路（如第三圖所示）之 第一均流誤差值CSE_al，以及第三行中本案之多相開關電 源轉換電路1之第二均流誤差值CSE_a2。 I〇(A) 6 9 12 15 18 21 CSE_al 45.50% 33.83% 25.58% 21.06% 17.08% 14.84% CSE_a2 4.30% 6.07% 5.60% 5.28% 4.38% 3.99% 表格2 請參閱第十圖A與表格2,第十圖A係為表格2之輸 出電流值與均流誤差值之對應關係圖。於本實施例中，三 相激磁電感之電感值大約為15%的偏差量，在此情況下， 不論輸出電流I。在輕載(例如6A，9A等）或滿載（例如21A) 下，本案之多相開關電源轉換電路1之第二均流誤差值 CSE_a2都能夠有效地降低到10%以下，具有非常好的效 果。反觀傳統多相交錯開關電源轉換電路，不但傳統多相 交錯開關電源轉換電路之第一均流誤差值CSE_al較大，第 一均流誤差值CSE_al更會隨著輸出電流I。產生較大的變 化。換言之，每一相對應的元件參數之偏差量除了會嚴重 影響第一相電流ii、第二相電流丨2、第三相電流丨3、第一輸 出整流電流i。:、第二輸出整流電流io2以及第三輸出整流電 流i〇3之電流差值與均流的程度之外，在輕載或滿載時所造 成的影響亦會不同。 請參閱表格3，其係為諧振網路中另一組每一相的元 件參數值。由於元件本身於製造時，相同參數標示值之元 26 201103245 件本身彼此於出廠時就存在無法避免之偏差值，表格3所 示為此情況。其中，第一主諧振電容Crl、第二主諧振電容 Cr2以及第三主諧振電容Cr3之平均電容值為7.1納法 (nano-farad, nF)，依計算式(a2)定義並計算主諧振電容的偏 差度如下： (最大值-最小值）_ (7.778-6.73) 平均值 ((7.778+6.73+6.79)/3) =14.8% (a2)， 主諧振電容的偏差度大約為15%。

Lml~ Lm3(pH) Lrl" ίΓ3(μΗ) Crr Cr3(nF) 第一相 90.23 14.91 7.778 第二相 89.85 14.89 6.73 第三相 89.5 15.13 6.79 表格3 • 請參閱表格4 ’其係為表格3之元件參數值所對應之 輸出電流值與均流誤差值。如表格4所示，第一行為多相 開關電源轉換電路之輸出電流I。之電流值，且因應表格3 所不之每一相元件參數值，對應取得第二行中傳統多相交 錯開關電源轉換電路（如第三圖所示）之第三均流誤差值 CSE_bl ’以及第三行中本案之多相開關電源轉換電路1之 第四均流誤差值CSE 。 27 201103245

請參閱第十圖B與表格4,第十圖B

=電流值與料誤差值之制_圖。於本實施例中， 諧振電容的偏差度大約15%，在此情況下，輸 q 二”1A)以上’本案之多相開關電源:換° 以下 Si流誤差值叫2都能夠有效地降低到⑽ =至即使㈣電流！。在輕載(例如从至9a)時，第四均 =ί值叫2也能降低到2〇%以下。反觀傳統多相開關 、=轉換電路，不但傳統多相開關電源轉換電路之第三均 =差值CSE_bl較A，第三均祕差值咖…也更容易隨 輸出電流I。變化而產生較大的變化。 正體而a ’本案之多相開關電源轉換電路丨即使諧振 網路12中每一相對應的元件參數值之具有較大偏差量 時，本案之多相開關電源轉換電路1可以在大多數的情況 下（例如半載以上）有效地將均流誤差值降低到10%以下， 使第一相電流ii、第二相電流i2以及第三相電流i3之電流 差值較小，同樣地，第一輸出整流電流icl、第二輸出整流 電流i。2以及第三輸出整流電流i〇3之電流差值亦較小’均 流的狀況較佳。 28 201103245 請參閱第十一圖並配合第七圖，第十一圖係為本案另 一較佳實施例之多相開關電源轉換電路之細部電路示意 圖。第十一圖與第七圖不同之處在於諧振網路12、第一變 壓器Trl、第二變壓器Tr2、第三變壓器Tr3、第一輸出整流 電路13a、第二輸出整流電路13b以及第三輸出整流電路 13c。如第十一圖所示，第一變壓器Trl之次級繞組Nls、第 二變壓器Tr2之次級繞組N2s以及第三變壓器Tr3之次級繞 組N3s更各別包含一中心抽頭（center tap)，第一輸出整流電 路13a、第二輸出整流電路13b以及第三輸出整流電路13c 為全波整流電路，且每一輸出整流電路僅包含兩個二極 體。以第一輸出整流電路13a為例，僅包含第一二極體Dla 與第二二極體Dlb，其中，第一二極體Dla與第二二極體 Dlb的陽極端連接於第二參考端COM2，第一二極體Dla與 第二二極體Dlb的陰極端各連接於第一變壓器Trl之次級繞 組Nls之一端，第一變壓器Trl之次級繞組Nls之中心抽頭 則連接於輸出濾波電路Η之輸入侧。當然該全波整流電路 也可以用同步整流管來實現。 至於，第十一圖與第七圖之諧振網路12不同之處在於 第一相分支、第二相分支以及第三相分支中之元件串聯連 接之順序不相同。於第十一圖中，第一相分支中之元件串 聯連接之順序依序為第一變壓器Trl之初級繞組Nlp、第一 諧振電感Lrl以及第一主諧振電容Crl，第二相分支中之元 件串聯連接之順序依序為第二變壓器Tr2之初級繞組N2p、 第二諳振電感Lr2以及第二主諧振電容Cr2，第三相分支中 29 201103245 之元件串聯連接之順序依序為第三變壓器L之初級繞組 N3p、第三譜振電感Lr3以及第三主譜振電容&同樣地， 第二相分支連接於諧振網路12之第一對稱端i2a與諧振共 接^ Kr之間，第二相分支連接於諧振網路12之第二對稱 ，12b與谐振共接端Kr之間’第三相分支連接於諧振網路 12之第： 12 _ 一對稱端12c與諧振共接端Kr之間，使得猎振網路 〜相對稱，元件串聯連接之順序的改變並不改 路的 哥性，闵 口此，電路特性同上所述，在此不再贅述。 另一:參閱第十二圖並配合第十一圖，第十二圖係為本案 車乂佳實施例之多相開關電源轉換電路之細部電路示意 圖。第+ _ 路12 一圖與第十一圖不同之處在於第十二圖之諧振網 2更包含第一次諧振電容Crib、第二次諧振電容Q2b以 次抵二二人諧振電容Cr3b。其中，第一次諧振電容CrH)、第二 相乂電各Cnb以及第二次諧振電容Cr3b分別連接於第一 用=支、第二相分支、第三相分支以及第一參考端COM1， 每改善或調整每一相之譜振特性，尤其在諧振網路12中 一 &相搿應的元件參數之偏差量過大時，藉由直接設置第 電自振電容Crlb、第二次諧振電容心加以及第三次諧振 奋Cr3b可以更有效地調整且改善每一相之諧振特性。 一itb於本實施例中，第一次諧振電容Crlb之一端連接於第 δ振電感Lrl與第一主諧振電容Crl，第一次楷振電容Crlb 一端與第一參考端COM1連接，第二次諧振電容d _心、連接於第二諧振電感Lr；z與第二主諧振電容第 人咱振電容Cub之另一端與第一參考端COM1連接，第 201103245 三次諧振電容Cr3b之一端連接於第三諧振電感Lr3與第三 主諧振電容Cr3,第三次諧振電容Cr3b之另一端與第一參考 端COM1連接。至於，諧振網路12之電路特性一樣可以簡 單地等效為多相之等效電抗，且多相之等效電抗為多相對 稱連接關係，因此，電路特性同上所述，在此不再贅述。 另外，各次諧振電容Crlb、Cr2b、Cr3b之另一端也可以與變 壓器的初級繞組側相對於第一參考端COM1固定的電位 點，例如輸入電壓源Vin的正端點相連接。 請參閱第十三圖並配合第十一圖，第十三圖係為本案 另一較佳實施例之多相開關電源轉換電路之細部電路示意 圖。第十三圖之多相開關電源轉換電路1為四相，除了諧 振網路12不同於第十一圖外，第十三圖之多相開關電源轉 換電路1更包含第四開關電路lid、第四輸出整流電路13d 以及第四變壓器Tr4。 相似地，第四開關電路lid之輸入與多相開關電源轉 φ 換電路1之輸入連接，第四開關電路lid之輸出與諧振網 路12之第四對稱端12d連接，用以接收輸入電壓源Vini 電能而產生第四相電壓V4。第四激磁電感Lm4與第四變壓 器Tr4之初級繞組N4p並聯，並同樣為諧振網路12之一部 份，相較於第十一圖，第十三圖之諧振網路12更包含第四 主諧振電容Cr4與第四諧振電感Lr4。於本實施例中，第四 激磁電感Lm4與第四變壓器Tr4之初級繞組N4p並聯後與第 四諧振電感Lr4以及第四主諧振電容Cr4串聯連接構成第四 相分支，且第四相分支連接於諧振網路12之第四對稱端 31 201103245 12d與諧振共接端Kr之間，四相分支連接於共接端Kr形成 一星形連接（該星形連接包含有四條分支，第七圖以及第 十一圖中的星形連接包含有三條分支，第十二圖中的諧振 網路12的部份電路即除去各相次諧振電容後第一相、第二 相以及第三相分支也形成了星形連接），使得諧振網路12 形成四相對稱。第四輸出整流電路13d之輸入側連接於第 四變壓器Tr4之次級繞組N4s，第四輸出整流電路13d之輸 出側連接於輸出濾波電路14之輸入側，用以將第四變壓器 Tr4之次級繞組N4s之感應電壓整流。 第十三圖與第十一圖之多相開關電源轉換電路1另一 不同處在於第一相電壓Vi、第二相電壓V2、第三相電壓 V3、第四相電壓V4，第'-*相電流i 1、弟—相電流丨2、第二 相電流i3、第四相電流丨4 ;第一輸出整流電流i〇i、第二輸 出整流電流i〇2、第三輸出整流電流i〇3、第四輸出整流電流 i〇4 ;第一相之第一控制訊號Sla、第二相之第一控制訊號 S2a、第三相之第一控制訊號S3a、第四相之第一控制訊號 S4a;第一相之第二控制訊號Slb、第二相之第二控制訊號 S2b、第三相之第二控制訊號S3b、第四相之第二控制訊號 S4b，之相位差為90度。至於，諧振網路12之電路特性一 樣可以簡單地等效為多相之等效電抗，且多相之等效電抗 為多相對稱連接關係，因此，電路特性同上所述，在此不 再贅述。 請參閱第十四圖並配合第十一圖，第十四圖係為本案 另一較佳實施例之多相開關電源轉換電路之細部電路示意 32 201103245 圖。第十四圖之諧振網路12之連接關係不同於第十一圖， 於第十四圖之實施例中，諧振網路12除了包含第一相分 支、第二相分支以及第三相分支外，更包含一環形電路（在 第十四圖中顯示為一三角形電路即△形電路，在電路原理 中星形和環形例如三角形電路之間可以做等價的轉換，也 就是說二者是等價的）。其中，第一相分支由第一主諧振電 容匚^與第一諧振電感Lrl串聯連接構成，第二相分支由第 二主諳振電容Cr2與第二諧振電感Lr2串聯連接構成，第三 相分支由第三主諧振電容Cr3與第三諧振電感Lr3串聯連接 構成。環形電路由第一變壓器Trl之初級繞組Nlp、第二變 壓器Tr2之初級繞組N2p以及第三變壓器Tr3之初級繞組N3p 互相環形連接構成，且相連接處分別為環形電路之第一環 形接點122a、第二環形接點122b以及第三環形接點122c， 其中第一激磁電感Lml、第二激磁電感Lm2、第三激磁電感 Lm3分別和Nlp、N2p、N3p並聯連接。 於本實施例中，第一相分支連接於諧振網路12之第一 對稱端12a與環形電路之第一環形接點122a，第二相分支 連接於諧振網路12之第二對稱端12b與環形電路之第二環 形接點122b，第三相分支連接於諧振網路12之第三對稱 端12b與環形電路之第三環形接點122c，使得諧振網路12 形成三相對稱。同樣地，諧振網路12之電路特性一樣可以 簡單地等效為多相之等效電抗，且多相之等效電抗為多相 對稱連接關係，因此，電路特性同上所述，在此不再贅述。 於一些實施例中，第一相分支由第一變壓器Trl之初 33 201103245 級繞組Nlp與第一諧振電感Lrl串聯連接構成，第二相分支 由第二變壓器Tr2之初級繞組N2p與第二諧振電感Lr2串聯 連接構成，第三相分支由第三變壓器Tr3之初級繞組N3p與 第三諧振電感Lr3串聯連接構成，環形電路由第一主諧振電 容Crl、第二主諧振電容Cr2以及第三主諧振電容Cr3互相 環形連接構成，諧振網路12同樣可以形成三相對稱。其 中，第一激磁電感Lml、第二激磁電感Lm2，第三激磁電感 Lm3分別和Nlp、N2p、N3p並聯連接。 於一些實施例中，第一諧振電感Lrl、第二諧振電感 Lr2以及第三諳振電感Lr3分別為第一變壓器Trl之初級繞組 Nlp、第二變壓器Tr2之初級繞組N2p以及第三變壓器Tr3之 初級繞組N3p之漏電感。 請參閱第十五圖並配合第十四圖，第十五圖係為本案 另一較佳實施例之多相開關電源轉換電路之細部電路示意 圖。第十五圖之諧振網路12之連接關係不同於第十四圖， 第十五圖之諧振網路12僅包含環形電路，不包含第一相分 支、第二相分支以及第三相分支，且環形電路之第一環形 接點122a、第一環形接點122a以及第二環形接點122b分 別連接於諧振網路12之第一對稱端12a、第二對稱端12b 以及第三對稱端12c。而環形電路本身同樣具備對稱性， 即各環形連接點122a, 122b, 122c連接起來的各環形電路 分支在電路特性上相同。 其中，第一主諧振電容Crl和第一諧振電感Lrl與第一 變壓器Trl之初級繞組Nlp串聯連接構成第一環形電路分 34 201103245 支，該環形電路分支對應的環形接點分別為第一環形接點 122a和第二環形接點12沘。相似地，第二主諧振電容匕2 和第二諧振電感與第二變壓器Τη之初級繞組N2p串聯 連接構成第二環形電路分支，第三主諧振電容Crs和第p三諧 振電感Lr3與第三變壓器几3之初級繞組NSp串聯連接構成 第二環形電路分支，最後，諧振網路12僅有環形分支。 清參閱第十六圖並配合第十一圖，第十六圖係為本案 • 另一較佳實施例之多相開關電源轉換電路之細部電路示意 圖。第十六圖之第一開關電路lla、第二開關電路m、； 三開關電路11c不同於第十一圖，如第十六圖所示，第一 開關電路Ua包含第三開關〜、第四開關〜、第五開關 Qle、第六開關Qlf、第一分壓電容Cia、第二分壓電容、 第一整流二極體Dle、第二整流二極體以及第一相電容 Clc’且控制電路15係因應輸出電壓v。等信號產生第一相 之第三控制訊號slc、第一相之第四控制訊號Sid、第一相 •之第五控制訊號Sle、第一相之第六控制訊號Slf、第二相 之第三控制訊號、第二相之第四控制訊號、第二相 之第五控制訊號SZe、第二相之第六控制訊號S2f、第三相 之第三控制訊號S3c、第三相之第四控制訊號&、第三相 之第五控制訊號s3e以及第三相之第六控制訊號 於第-開關電路lla中，第一相之第三開關Qlc連接 於輸入電壓源Vin之正端點與第一相之第一連接端K之 間，第一相之第四開關Qld連接於第一相之第一連接端laK 與譜振網路12之第一對稱端12a之間，第一相之第五開關a 35 201103245

Qle連接於諧振網路12之第一對稱端12a與第一相之第二 連接端Klb之間，第一相之第六開關Qlf連接於第一相之第 二連接端Klb與第一參考端COM1之間，第一相之第三開 關Qlc、第四開關Qld、第五開關Qle以及第六開關Qld之 控制端分別連接於控制電路15，第一相電容Clc連接於第 一相之第一連接端Kla與第一相之第二連接端Klb之間，第 一分壓電容Cla連接於輸入電壓源Vin之正端點與第一相之 第三連接端KIc之間，第二分壓電容Clb連接於第一相之第 三連接端Klc與第一參考端COM1之間，第一相之第一整 流二極體Dle連接於第一相之第三連接端Klc與第一連接端 Kla之間，第一相之第二整流二極體Dlf連接於第一相之第 二連接端Klb與第三連接端Klc之間。 其中，第一相之第一分壓電容Cla與第二分壓電容Clb 係構成對輸入電壓源Vin分壓電路，在正常情況下，各分壓 電容的電壓均為電壓源Vin電壓的一半。即在第一相之第三 連接端Klc產生分壓電壓也是電壓源Vin電壓的一半。第一 相之第三開關Qlc、第四開關Qld、第五開關Qle以及第六 開關Qlf分別因應第一相之第三控制訊號Slc、第四控制訊 號Sld、第五控制訊號Sle以及第六控制訊號Slf導通或截 止，使輸入電壓源Vin2電能選擇性地經由第一相之第三開 關Qic或/及第四開關Qif傳送至諧振網路12之第一對稱端 12a，而產生第一相電壓V^。 當第一相之第三控制訊號Slc與第四控制訊號Sld為使 能狀態，而第一相之第五控制訊號Sle與第六控制訊號Slf 36 201103245 為禁能狀悲時，弟一相之莖二pg n h 應導通，使輸入電壓源弟四開關^會對 7、1!之包此經由第三開關Qlc與第四 開關Qld傳送至It振網路12之第—對稱端以，而第―相 之第五開關Qle與第六開關〜則會對應截止，此時，第一 相電壓V〗等於輸入電壓源。 田第相之第四控制訊號Sld為使能狀態，而第一相 2第三控制tfl號Slc、第五控制訊號Sie與第六控制訊號心 為π能狀態時，第-相之第四開關Qld會對應導通，使輸 入電壓源Vin之電能經由第一相之第一分壓電容L、第一 I /瓜極體D〗e以及第四開關Qh傳送至諸振網路12之 一對稱端12a，而第一相之第三開關I第五開關Qle與第 六開關Qld則會對應截止，此時，第一相電塵 壓源 Vin 的一半(0.5Vin)e € 处:第，之第二控制訊號Sic與第四控制訊號&為禁 b狀〜、而第相之第五控制訊號Sle與第六控制訊號Sif 為使能狀態時’第—相之第三開關〜與第四關〜會對 應截止’而第-相之第五開關〜與第六開關&則會對應 導通二使譜振網路12之第一對稱端仏通過第五開關〜 與第六開關Q】d連接至第一參考端c〇M1，此時，第一相 電壓V!為零電壓值。 本戶'轭例中，第一開關電路lla產生之第一相電壓V】 的包壓可以;^ Vin、〇 5Vin或G三種情況，因此被稱為三電 平電路。由於在第一相電壓以及第一參考端或輸入電壓源 Vln之正端點之間連接有2個開關，因此，每個開關的電壓 37 201103245 應力可以降低一半，在採用同樣的電子元件下，輸入電壓 源vin之電壓上限值可以是原來的兩倍。所以，三電平電路 特別適合應用於輸入電壓源Vin2電壓值較高之電子產 品。至於，第二開關電路11b與第三開關電路11c之電路 連接關係相似於第一開關電路11a，且運作方式亦相似，於 此不再贅述。於本實施例中，多相開關電源轉換電路1為 三相電路，因此第一相、第二相以及第三相之控制訊說之 間相位差為120度。 當然，前面的各種實施方式都可以應用在第十六圖中 的三電平線路中，例如第十六圖中的多相開關電源轉換電 路可以為四相電路，如第十三圖所示，則各相之間的控制 訊號之間的相位差為90度，也可以為更多相，則各相之間 的控制訊號之間的相位差等於360度除以總相數；第十六 圖中的多相開關電源轉換電路中的諧振網路12，輸出整流 電路13，輸出濾波電路14也可以採用前述實施例中的各 種變化電路。 本案之控制電路15可以是但不限定為脈衝寬度調變 控制器（pulse width modulation controller, PWM controller)、脈衝頻率調變控制器（pulse frequency modulation controller, PFM controller)或數位訊號處理器 (digital signal processor，DSP)。對應不同的控制器多相開關 電源轉換電路工作於不同的模式下。例如控制電路15為一 脈衝頻率調變控制器時，多相開關電源轉換電路工作於調 頻模式下，並且多相開關電源轉換電路可以是一個諧振電 38 201103245 路；控制電路15為一脈衝寬度調變控制器時，多相開關電 源轉換電路工作於脈衝寬度調變模式下；控制電路15也可 以兼有脈衝寬度調變以及脈衝頻率調變兩種功能，則多相 開關電源轉換電路即可以以脈衝寬度調變工作也可以以調 頻模式工作，例如在重載時以調頻模式工作而在輕載時以 脈衝寬度調變模式工作’這樣可以使得全範圍内的效率都 保持在一個比較高的值。至於控制電路15為數位訊號處理 器時，多相開關電源轉換電路工作模式則取決於數位訊號 處理器内部的程序，可以以調頻模式工作也可以以以脈衝 寬度調變模式工作。本案之開關元件可以是但不限定為雙 載體電晶體（Bipolar Junction Transistor，BJT)或金氧半場效 電晶體（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor， MOSFET)。 綜上所述，本案之多相開關電源轉換電路於提供較高 輸出電流至負載或電子產品時，可以有效地降低輸入輸出 電流的紋波、輸入電流的電流峰值以及輸出電壓的紋波大 小，更不用加大輪出電容或於輸出側設置較複雜的兩級式 濾波電路，元件數目不會增加、體積較小且成本較低，同 時電路簡單可以應用於液晶電視(LCD-TV)、伺服器，以及 通訊系統等。此外，於各相對應的元件參數之間有偏差量 或選用偏差量較大的元件時，不會造成各相電路之間的電 流值發生很大的電流差值，因此，不會導致多相開關電源 轉換電路的電子元件損壞而無法運作。各相電路中變壓器 之初級側與次級側之電流值較對稱，整體多相開關電源轉 39 201103245 換電路的功率損失較小且效率較高。負載處於高度耗電例 如滿載時，多相開關電源轉換電路可提供較快速的回應及 良好的穩定度。 本案得由熟習此技術之人士任施匠思而為諸般修 飾，然皆不脫如附申請專利範圍所欲保護者。 201103245 【圖式簡單說明】 第一圖··係為傳統諧振模式的直流-直流電源 轉換電路之電路方塊示意圖。 第二圖：係為傳統單相半橋LLC諧振模式的 電源轉換電路之電路示意圖。 二圖.係為傳統三相交錯半橋LLC諧振模 式的電源轉換電路之電路示意圖。

第四圖·係為第三圖之電流波形示意圖。 第五圖·係為專利號JP200178449之電源轉換 電路之電路示意圖。 第六圖：係、為本案較佳實施例之多 轉換電路之電路方塊示意圖 棘拖Φ第七1係為本案較佳實施例之多相開關電% 轉換電路之細部電路示意圖。 第八圖：係為第七圖夕 立 圖之5自振網路之等效電路3 忍圖。 之多相開關電源轉換電 之多相開關電源轉換電 之多相開關電源轉換電 之輪出電流值與均流誤 第九圖A:係為第七圖 路之訊號時序示意圖。 第九圖B :係為第七圖 路之電路波形示意圖。 第九圖C:係為第七圖 路之另一波形示意圖。 第十圖A :係為表格2 201103245 差值之對應關係圖。 第十圖B.係為表格4之 差值之對應關係圖。 ，电流值與均流誤 第十一圖：係為本宰另— 關雷调鲑埴士为較佳實施例之多相開 關電源轉換電路之細部電路示意圖。 M +第+目係、為本案另一較佳實施例之多相開 關電源轉換電路之細部電路示意圖，例 •關電二it圖:係為本案另-較佳實施例之多相開 關電源轉換電路之細部電路示意圖。 第十四圖·係為本案另一較佳實施例之多相開 關電源轉換電路之細部電路示意圖實 關雷.7? 五圖係為本案另一較佳實施例之多相開 關電源轉換電路之細部電路示意圖。 •關電源IV電::Λ本案另一較佳實施例之多相開 零 锝換電路之細部電路示意圖。 42 201103245

【主要元件符號說明】 A1:開關電路 A2:諧振網路 A3:濾波整流輸出電路 Tr:變壓器 Lr:譜振電感 cr:諧振電容 C。:輸出電容 S w.整流開關管 Si，s2:開關管 Di，D2··開關管 L。:輸出濾波電感 L12, L22, L32:_ 合電感 pl’ P2, P3:每一相電路 1:多相開關電源轉換電路 2:負載 lla~lld··第一~四開關電路 i2:諧振網路 12a~12d:第一-四對稱端 121.譜振網路之另一部 份 122a~122c:第一 ~三環形接 點輸出濾波電路 13a~13d:第一-四輸出整流 電路 15:控制電路 COM1:第一參考端 COM2:第二參考端 Kr:諧振共接端 Trr Tm:第一-四變壓哭 N】P~N4p:初級繞組 N1 s N4S :次級繞組 Qla Q4a:第一開關 QuTQ4b:第二開關 Dia D4a:第一二極體 DnTD4b:第二二極體 Die D3c:第三二極體 Did~D3d:第四二極體 LrrLr4:第一-四諧振電 感 Lmi Lm4:第一-四數磁電烕 ΖΓΖ3:第一-三相等效電 抗 43 201103245 crJ cr4.第一四主譜振電容 Cr!b Cjb.第一二次譜振電容 V。:輪出電壓 i!第—~四相電流

Vi„:輸入電壓源 WV4:第一 ~四相電壓 i〇I~i。4:第一 ~四輸出整流電j。:輸出電流 流

Sia~S4a:第一控制訊號 Sib~S4b:第二控制訊號 CSE_a2:第二均流誤差值 CSE_b2:第四均流誤差值 Qld Q3d:第四開關 QicfQsd:第六開關 Clc~C3c••第一~第三相電容 Die D3e.第一整流二極體 Kla~K3a:第一連接端 Klc~K3c:第三連接端 SlcfS3d:第四控制訊號 Sif~S3f:第六控制訊號

Iin:輸入電流 CSE_al:第一均流誤差值 CSE_M:第三均流誤差值 Qlc_Q3c:第三開關 Qle~Q3e:第五開關 cla~c3a:第一分壓電容 Clb-C3b:第二分壓電容 Dlf~*D3f:第二整流二極體 Klb-K3b:第二連接端 s1(rs3c:第三控制訊號 sle~s3e:第五控制訊號 44

Claims (1)

1. 201103245 七、申請專利範圍： 1. 一種多相開關電源轉換電路，用以接收一輸入電壓源之 電能而產生一輸出電壓至一負載，且總相數大於等於 三，該多相開關電源轉換電路包括： 多個開關電路，其中每個開關電路之輸入側連接於 該輸入電壓源之一正端點與一第一參考端； 多個變壓器，每一個變壓器具有一初級繞組與一次 級繞組； 多個輸出整流電路，每一個輸出整流電路對應連接 於該多個變壓器之其中一個變壓器之該次級繞組，用以 整流而產生該輸出電壓至該負載； 一諧振網路，為多相對稱之連接關係，具有多個對 稱端和多相分支，該諧振網路之每一個對稱端分別對應 連接於該多個開關電路其中之一個開關電路之輸出 侧，該多相分支共同連接於不同於該輸入電壓源之該正 端點和該第一參考端之一諧振共接端並形成一星形連 接；以及 一控制電路，連接於該多相開關電源轉換電路之輸 出與該多個開關電路之每一個開關電路之控制端，用以 因應該輸出電壓控制該多個開關電路導通或截止，使該 輸入電壓源之電能選擇性地傳送至該諧振網路。 2. 如申請專利範圍第1項所述之多相開關電源轉換電 路，其中該諧振網路包含多個主諧振電容與多個諳振電 感，其中該多相分支之每一相分支包含了串聯連接的該 45 201103245 多個主諧振電容之一個主諧振電容以及該多個諧振電 感中與該主諧振電容對應之一個諧振電感。 3.如申凊專利範圍第2項所述之多相開關電源轉換電 路，其中該多個諧振電感分別對應為該多個變壓器之每 個變壓器之該初級繞纟且之漏電感。 4·如申4專利範圍帛2項所述之多相開關電源轉換電 路，其中該諧振網路更包含多個次諧振電容，且該多個 次諧振電容之每一個次諧振電容對應連接於該多相分 支之一相分支與該第一參考端之間，或連接於該多相分 支之相分支與該輪入電壓源之該正端點之間。 5·如申請專利範圍帛2項所述之多相開關電源轉換電 路其中该多相分支之每一相分支更包含一個激磁電感 串聯連接於該主諧振電容以及該諧振電感。 如申味專利範圍第5項所述之多相開關電源轉換電 路其中該多相分支之每__相分支的該激磁電感為該多 個變壓器之-個變愿器的該激磁電感。 7.如申請專利範圍帛5項所述之多相開關電源轉換電 其中該多相分支之每—相分支的該激磁電感為與該 夕個變壓器之每一個變壓器之該初級繞組並聯的獨立 電感。 ^如:=專利範固第1項所述之多相開關電源轉換電路 G έ至y 輪出濾波電路連接於該複數個輸出整流 I電路與4負载之間，用以減小該輸出電磨之紋波。 .如申請專利範園第8項所述之多相開關電源轉換電 46 201103245 ===:波電路包含-輸出電容連接於該複數 路，二二:二：1項所述之多相開關電源轉換電 :中該控制電路因應該輸出電壓產生多相之第一控 -#u’且該多相之第—控制 利範圍η。項所述之多相‘二

   制訊號！1電路因應該輪出產生多相之第二控 相之第二控制訊號與賴該多相之第-控制訊號為互補關係。 弟 申^專利圍第u項所述之多相開關電源轉換電 率其：該多相之第一控制訊號與第二控制訊號之 頻率因應該輸出電I而變化。 =申明專利圍第1Q項所述之多相開關電源轉換電 其中s亥相位差為360度除以總相數。 =申°月專利乾圍第1項所述之多相開關電源轉換電 式電t中該多個輪出整流電路為半波整流式或全波整流 路申明專利範圍帛1項所述之多相開關電源轉換電 八中η亥多個開關電路之每一個開關電路包含： 山八第開關，該第一開關的第一端、第二端與控制 t分別連接於該輸入電壓源之該正端點、該谐振網路對 應之對稱端與該控制電路；以及 山八第二開關，該第二開關的第一端、第二端與控制 &分別連接於_振網路對應之對稱端、該第—參考端 201103245 與該控制電路； 其中，該控制電路係因應該輸出電壓控制該多個開 關電路之每一個開關電路之該第一開關與該第一開關 導通或截止，使該輸入電壓源之電能選擇性地傳送至該 諧振網路。 16.如申請專利範圍第1項所述之多相開關電源轉換電 路，其中該多個開關電路之每一個開關電路包含： _ 一第三開關，連接於該輸入電壓源之該正端點與對 應一相之第一連接端之間； 一第四開關，連接於對應一相之第一連接端與該諧 振網路對應之一對稱端之間； 一第五開關，連接於該諧振網路對應之對稱端與對 應一相之第二連接端之間； 一第六開關，連接於對應一相之第二連接端與該第 一參考端之間； • 一第一相電容，連接於對應一相之第一連接端與第 二連接端之間； 一第一分壓電容，連接於該輸入電壓源之該正端點 •與對應一相之第三連接端之間； 一第二分壓電容，連接於對應一相之第三連接端與 該第一參考端之間； 一第一整流二極體，連接於對應一相之第三連接端 與第一連接端之間；以及 一第二整流二極體，連接於對應一相之第二連接端 [S ] 48 201103245 與第三連接端之間； 其中，每一相之該第三開關、該第四開關、該第五 開關以及該第六開關之控制端分別連接於該控制電路， 且分別因應對應之控制訊號導通或截止，使該輸入電麼 源之電能選擇性地經由該多個開關電路傳送至該諧振網 路。

   17.—種多相開關電源轉換電路，用以接收一輸入電壓源之 電月b而產生一輸出電屋至一負載，且總相數大於等於 二’ s亥多相開關電源轉換電路包括： 夕個開關電路，其中每個開關電路之輸入側連接於 該輸入電壓源之一正端點與一第一參考端； 、 多個變壓器，每-個變壓器具有—初級繞組與一次 級繞組； 電路對應連接 整流而產生該輸出·至該負J 一繞組，用以 稱端:ΓΓ::盘為多相對稱之連接關係’具有多個對 之輸 端，用以因應玆舲山+ . 個開闕電路之控制 —’1電壓控制料個開關電路導通或截 49 201103245 止，使該輸入電壓源之電能選擇性地傳送至該諧振網 ^如申請專利範㈣17項所述之多相開關電源轉換電 路，其中該諧振網路包含多個主諧振電容與多個諧 感。 ％ α如申請專利範圍第18項所述之多相開關電源轉換電 路，其中該環形電路由該多個主諧振電容互相環形連接 • 構成。 2〇·如申請專利範圍第19項所述之多相開關電源轉換電 路’其中該諧振網路更包含多個變Μ|§對應之—個變磨 器之該初級繞組，該多相分支之每—相分支由該多個諸 振電感對應之-個諧振電感與該多個變塵器對應之一 個變壓器之該初級繞組互相串聯連接構成。〜 申請專利範圍第18項所述之多相開關電源轉換電 • t其中該環形電路由該多健振電感互相環形連接構 22ΐ申Λ專Λ範圍第21項所述之多相_電源轉換1 其中“振網路更包含多個變壓器對應之一個變漫 該：級繞組，該多相分支之每一相分支由該多個主 »白振電谷對應之-個主諸振電容與該多個變歷器對廣 之個變塵盗之該初級繞組互相串聯連接構成/、 :申:φ專利，圍第18項所述之多相開關電源轉換電 。/ 贿網路更包含多個變μ賴應之-個㈣ 盗之该减繞組，該環形電路由該多個變遂器之每一個 50 201103245 變壓器之該初級繞組互相環形連接構成。 24. 如申請專利範圍第23項所述之多相開關電源轉換電 路，其中該多相分支之每·一相分支由該多個主譜振電容 對應之一個主諧振電容與該多個諧振電感對應之一個 諧振電感互相串聯連接構成。 25. 如申請專利範圍第18項所述之多相開關電源轉換電 路，其中該諧振網路更包含多個變壓器對應之一個變壓 器之該初級繞組，該環形電路由該多個變壓器之每一個 變壓器之該初級繞組，該多個主諧振電容對應之每一個 主諧振電容以及該多個諧振電感對應之每一個諧振電 感互相環形連接構成。 26. —種多相開關電源轉換電路，用以接收一輸入電壓源之 電能而產生一輸出電壓至一負載，且總相數大於等於 三，該多相開關電源轉換電路包括： 多個開關電路，其中每個開關電路之輸入側連接於 該輸入電壓源之一正端點與一第一參考端； 多個變壓器，每一個變壓器具有一初級繞組與一次 級繞組； 多個輸出整流電路，每一個輸出整流電路對應連接 於該多個變壓器之其中一個變壓器之該次級繞組，用以 整流而產生該輸出電壓至該負載； 一諧振網路，為多相對稱之連接關係，具有多個對 稱端與一環形電路，該環形電路之每一個環形接點連接 於該多個對稱端對應之一個對稱端，且該諧振網路之每 51 201103245 一個對稱端分別對應連接於該多個開關電路其中之一 個開關電路之輸出侧；以及 一控制電路，分別連接於該多相開關電源轉換電路 之輸出與該多個開關電路之每一個開關電路之控制 端，用以因應該輸出電壓控制該多個開關電路導通或截 止，使該輸入電壓源之電能選擇性地傳送至該諧振網 路。 27.如申請專利範圍第26項所述之多相開關電源轉換電 路，其中該諧振網路包含多個主諧振電容與多個諧振電 感，該環形電路由該多個主諧振電容與該多個諧振電感 互相環形連接構成。

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